JPWO2008149724A1 - 電力変換装置 - Google Patents
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- B60L2200/26—Rail vehicles
Abstract
交流電力を整流するコンバータ１と、コンバータの直流側に接続されたコンデンサの直列接続体２Ａ，２Ｂと、コンデンサの直列接続体の片端を高電位、他の片端を低電位、直列接続点を中間電位として、高電位、中間電位および低電位の何れかを選択して三相交流を出力するインバータ３と、インバータ３を制御するインバータ制御部４と、コンデンサの直列接続体２Ａ，２Ｂの両端間の電圧であるコンデンサ電圧Ｖｄｃを計測する電圧計測器８とを備えた電力変換装置において、インバータ制御部４が、コンデンサ電圧Ｖｄｃに応じて変調率γを制御するビートレス制御部２１と、インバータ３が出力する交流電圧の周波数を指令値に固定する周波数固定部２２を有することを特徴とする電力変換装置である。
Description
この発明は、コンバータと、その出力直流電力を可変周波数可変電圧の交流電力に変換するインバータを有する電力変換装置に関するものである。特に、出力側に電動機を接続し、コンバータで発生する整流リップルにより電動機のトルクが変動することを防止することを可能とする電力変換装置に関するものである。
コンバータの直流側に接続されたコンデンサの電圧（コンデンサ電圧と呼ぶ）には脈動分（整流リップル）が存在する。脈動分の周波数は、電源の周波数をｆ０とすると、電源が単相交流の場合は２×ｆ０であり、電源が三相交流の場合は６×ｆ０である。
コンデンサ電圧がインバータの入力になるので、インバータが出力する交流電圧にも脈動が存在することになる。インバータの出力周波数がコンデンサ電圧の脈動の周波数に近くなると、その差分の周波数でインバータの出力である交流電力およびインバータが駆動する電動機のトルクが変動するビート現象が発生する。ビート現象が発生する原因は、インバータの出力電圧の振幅が１周期内の正側と負側でアンバランスになるためである。
コンデンサ電圧がインバータの入力になるので、インバータが出力する交流電圧にも脈動が存在することになる。インバータの出力周波数がコンデンサ電圧の脈動の周波数に近くなると、その差分の周波数でインバータの出力である交流電力およびインバータが駆動する電動機のトルクが変動するビート現象が発生する。ビート現象が発生する原因は、インバータの出力電圧の振幅が１周期内の正側と負側でアンバランスになるためである。
ビート現象を抑制するために、インバータの入力電圧に脈動が存在する場合には、インバータの動作周波数を変化させて、正側の半サイクルでの電圧の時間積分値と、負側の半サイクルでの電圧の時間積分値とが等しくなるようにする方法がある。この方法で、インバータの動作周波数を変化させる理由は、ビート現象が発生する周波数が電圧を制御できない定電圧可変周波数領域にあるためである。（例えば、特許文献１を参照）
ベクトル制御を行なう場合に、ビートを解消または抑制するために、電圧ベクトルの位相を制御する方法もある。（例えば、特許文献２を参照）
ベクトル制御を行なう場合に、ビートを解消または抑制するために、電圧ベクトルの位相を制御する方法もある。（例えば、特許文献２を参照）
また、コンデンサ電圧の脈動を検出して、検出した脈動の位相を進めて、コンデンサ電圧の直流分と足し合わせた電圧を求め、この電圧を用いて変調率を制御する方法もある。（例えば、特許文献３を参照）
従来のビート現象を解消または抑制する手法では、インバータの出力電圧の周波数が変動するので、速度制御において指令値からの速度変動が大きくなるという問題があった。
この発明に係る電力変換装置は、ビート現象を解消または抑制しつつ正確に速度制御を行なうことができる電力変換装置を得ることを目的とする。
この発明に係る電力変換装置は、ビート現象を解消または抑制しつつ正確に速度制御を行なうことができる電力変換装置を得ることを目的とする。
この発明に係る電力変換装置は、交流電力を整流するコンバータと、該コンバータの直流側に接続されたコンデンサの直列接続体と、該コンデンサの直列接続体の片端を高電位、他の片端を低電位、直列接続点を中間電位として、高電位、中間電位および低電位の何れかを選択して三相交流を出力するインバータと、該インバータを制御するインバータ制御部と、前記コンデンサの直列接続体の両端間の電圧であるコンデンサ電圧を計測する電圧計測器とを備えた電力変換装置において、前記インバータ制御部が、前記コンデンサ電圧に応じて変調率を制御するビートレス制御部と、前記インバータが出力する交流電圧の周波数を指令値に固定する周波数固定部を有することを特徴とするものである。
この発明に係る電力変換装置は、交流電力を整流するコンバータと、該コンバータの直流側に接続されたコンデンサの直列接続体と、該コンデンサの直列接続体の片端を高電位、他の片端を低電位、直列接続点を中間電位として、高電位、中間電位および低電位の何れかを選択して三相交流を出力するインバータと、該インバータを制御するインバータ制御部と、前記コンデンサの直列接続体の両端間の電圧であるコンデンサ電圧を計測する電圧計測器とを備えた電力変換装置において、前記インバータ制御部が、前記コンデンサ電圧に応じて変調率を制御するビートレス制御部と、前記インバータが出力する交流電圧の周波数を指令値に固定する周波数固定部を有することを特徴とするものなので、ビート現象を解消または抑制しつつ正確に速度制御を行なうことができるという効果が有る。
１ ：コンバータ、 ２ ：コンデンサ
２Ａ：コンデンサ、 ２Ｂ：コンデンサ
３ ：インバータ、 ３Ａ：インバータ
４ ：インバータ制御部、 ４Ａ：インバータ制御部
５ ：電動機
６ ：速度検出器、 ７Ｕ：電流計測器
７Ｖ：電流計測器、 ８ ：電圧計測器
１１ ：三相−ｄｑ軸座標系変換部、 １２ ：電圧指令演算部
１３ ：極座標変換部、 １４ ：すべり周波数演算部
１５ ：加算器、 １６ ：積分器
１７ ：加算器、 １８ ：変調率演算部
１９ ：リミッタ、 ２０ ：ゲートパルス生成部
２０Ａ：ゲートパルス生成部、 ２１ ：ビートレス制御部
２２ ：周波数固定部、 ２３ ：信号波発生部
２４ ：搬送波発生部、 ２４Ａ：搬送波発生部
２５ ：信号生成部、 ２５Ａ：信号生成部
２６ ：割算器
２７ ：乗算器、 ２８Ｕ：切替えスイッチ
２８Ｖ：切替えスイッチ、 ２８Ｗ：切替えスイッチ
２９Ｕ：Ｕ相補正要否判断部、 ２９Ｖ：Ｖ相補正要否判断部
２９Ｗ：Ｗ相補正要否判断部、 ３０Ｕ：正弦波発生器
３０Ｖ：正弦波発生器、 ３０Ｗ：正弦波発生器
３１Ｕ：乗算器、 ３１Ｖ：乗算器
３１Ｗ：乗算器、 Ｈ ：搬送波
Ｈ１ ：高レベル搬送波、 Ｈ２ ：低レベル搬送波
ＳＵ ：Ｕ相信号波、 ＳＶ ：Ｖ相信号波
ＳＷ ：Ｗ相信号波、 Ｖｄｃ：コンデンサ電圧
γ ：変調率、 γ１ ：補正後変調率
２Ａ：コンデンサ、 ２Ｂ：コンデンサ
３ ：インバータ、 ３Ａ：インバータ
４ ：インバータ制御部、 ４Ａ：インバータ制御部
５ ：電動機
６ ：速度検出器、 ７Ｕ：電流計測器
７Ｖ：電流計測器、 ８ ：電圧計測器
１１ ：三相−ｄｑ軸座標系変換部、 １２ ：電圧指令演算部
１３ ：極座標変換部、 １４ ：すべり周波数演算部
１５ ：加算器、 １６ ：積分器
１７ ：加算器、 １８ ：変調率演算部
１９ ：リミッタ、 ２０ ：ゲートパルス生成部
２０Ａ：ゲートパルス生成部、 ２１ ：ビートレス制御部
２２ ：周波数固定部、 ２３ ：信号波発生部
２４ ：搬送波発生部、 ２４Ａ：搬送波発生部
２５ ：信号生成部、 ２５Ａ：信号生成部
２６ ：割算器
２７ ：乗算器、 ２８Ｕ：切替えスイッチ
２８Ｖ：切替えスイッチ、 ２８Ｗ：切替えスイッチ
２９Ｕ：Ｕ相補正要否判断部、 ２９Ｖ：Ｖ相補正要否判断部
２９Ｗ：Ｗ相補正要否判断部、 ３０Ｕ：正弦波発生器
３０Ｖ：正弦波発生器、 ３０Ｗ：正弦波発生器
３１Ｕ：乗算器、 ３１Ｖ：乗算器
３１Ｗ：乗算器、 Ｈ ：搬送波
Ｈ１ ：高レベル搬送波、 Ｈ２ ：低レベル搬送波
ＳＵ ：Ｕ相信号波、 ＳＶ ：Ｖ相信号波
ＳＷ ：Ｗ相信号波、 Ｖｄｃ：コンデンサ電圧
γ ：変調率、 γ１ ：補正後変調率
実施の形態１．
図１は、この発明の実施の形態１での電力変換装置の構成を説明する図である。
図１に示すように、電力変換装置は、単相交流を直流に変換するコンバータ１と、コンバータ１で整流された直流電力を保存する直列に接続されたコンデンサ２Ａ、２Ｂと、コンデンサ２Ａ、２Ｂに並列に接続された直流を任意の周波数の三相交流に変換するインバータ３と、インバータ３を制御するインバータ制御部４とを有する。インバータ３が出力する交流電力は、誘導電動機であるモータ５に供給される。
図１は、この発明の実施の形態１での電力変換装置の構成を説明する図である。
図１に示すように、電力変換装置は、単相交流を直流に変換するコンバータ１と、コンバータ１で整流された直流電力を保存する直列に接続されたコンデンサ２Ａ、２Ｂと、コンデンサ２Ａ、２Ｂに並列に接続された直流を任意の周波数の三相交流に変換するインバータ３と、インバータ３を制御するインバータ制御部４とを有する。インバータ３が出力する交流電力は、誘導電動機であるモータ５に供給される。
モータ５の回転周波数ｆｍは、速度検出器６により計測される。また、インバータ４が出力する三相の交流電流の中で、Ｕ相とＶ相の電流Ｉｕ、Ｉｖを、電流計測器７Ｕ、７Ｖによりそれぞれ計測する。Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の電流の和がゼロになるという関係式からＷ相の電流を計算で求めることにしているので、Ｗ相の電流は計測していない。Ｗ相も含めて三相の電流を計測してもよいし、Ｕ相とＷ相またはＶ相とＷ相というようにニ相の電流を計測するなどしてもよい。三相の中の少なくともニ相の電流を計測すればよい。
インバータ３は高電位、低電位、中間電位の３レベルを出力する３レベルインバータである。コンデンサ２Ａ、２Ｂの片端が高電位、もう片端が低電位、直列接続点が中間電位になる。コンデンサ２Ａ、２Ｂは、実際にはコンデンサの直列接続体が３組に分けられて、インバータ３の各相のスイッチングアームの近くに分散配置している。３個のコンデンサの直列接続点は等電位になるように接続されている。繁雑さを避けるために、図では１組のコンデンサ２Ａ、２Ｂだけを書いている。実際に１組であってもよいし、３組以外の複数であってもよい。複数の場合は、すべてのコンデンサの直列接続点が等電位になるように接続する。コンデンサ２Ａ、２Ｂの両端間の電圧であるコンデンサ電圧Ｖｄｃを計測する電圧計測器８がある。
インバータ制御部４はベクトル制御によりインバータ３を制御するものであり、さらにビート現象の解消または抑制を出力周波数の変動を伴うことなしに行なうものである。インバータ制御部４には、図１示すように少なくともコンデンサ電圧Ｖｄｃ、Ｕ相およびＶ相の出力電流Ｉｕ、Ｉｖ、モータの回転周波数ｆｍを入力する。これ以外の計測値を入力してもよいし、モータの回転周波数ｆｍを入力しないで、Ｉｕ、Ｉｖなどから推定計算を行なうようにしてもよい。
インバータ制御部４の内部構成を説明する図を図２に示す。インバータ制御部４の構成要素を、以下で説明する。三相−ｄｑ軸座標系変換部１１は、三相の電流であるＩｕ、Ｉｖをｄｑ軸座標系でのＩｄ、Ｉｑに変換して出力する。なお、ｄ軸とは電動機の回転磁束とともに回転する軸であり、ｑ軸はｄ軸と直交する軸である。電圧指令演算部１２は、別途計算される励磁電流指令値Ｉｄ＊およびトルク電流指令値Ｉｑ＊と、ＩｄおよびＩｑからｄｑ軸上での電圧ベクトル指令値であるＶｄ＊、Ｖｑ＊を計算する。ｄｑ軸座標系上での電圧指令値ベクトルＶｄ＊、Ｖｑ＊は、極座標変換部１３により振幅｜Ｖ＊｜と位相角θｖとに変換される。
すべり周波数演算部１４は、Ｉｄ＊およびＩｑ＊が入力されて、すべり周波数ｆｓを出力する。ｆｓは加算器１５によりモータ５の回転周波数ｆｍと加算されて、インバータ３の出力周波数ｆｉｎｖが計算される。ｆｉｎｖが積分器１６により積分されて位相角θ０が計算される。加算器１７により、位相角θ０と電圧ベクトルの位相角θｖとが加算されて、位相角θが計算される。位相角θはｄｑ軸座標系と三相座標系との間の位相角である。三相−ｄｑ軸座標系変換部１１には位相角θが入力されて、位相角θを用いて座標変換を行なう。
変調率演算部１８には、コンデンサ電圧Ｖｄｃと電圧指令値ベクトルの振幅｜Ｖ＊｜とが入力されて、変調率γ０を出力する。変調率演算部１８の内部では、コンデンサ電圧Ｖｄｃからｆ０程度以上の周波数の変動成分を除去した直流分Ｖａｖを求め、｜Ｖ＊｜をＶａｖで割ることにより、変調率γ０を求める。変調率γ０はリミッタ１９に入力されて、リミッタ１９は上限を所定値以下に制限した変調率γを出力する。変調率γの最大値は１とする。ビートレス制御を行なう周波数範囲では、変調率を増減できるように、変調率の最大値は例えば０．９５などのように１よりも小さい所定の大きさになるように、リミッタ１９を調整しておく。周波数により、リミッタ１９が制限する上限値を変化させてもよい。
変調率演算部１８には、コンデンサ電圧Ｖｄｃと電圧指令値ベクトルの振幅｜Ｖ＊｜とが入力されて、変調率γ０を出力する。変調率演算部１８の内部では、コンデンサ電圧Ｖｄｃからｆ０程度以上の周波数の変動成分を除去した直流分Ｖａｖを求め、｜Ｖ＊｜をＶａｖで割ることにより、変調率γ０を求める。変調率γ０はリミッタ１９に入力されて、リミッタ１９は上限を所定値以下に制限した変調率γを出力する。変調率γの最大値は１とする。ビートレス制御を行なう周波数範囲では、変調率を増減できるように、変調率の最大値は例えば０．９５などのように１よりも小さい所定の大きさになるように、リミッタ１９を調整しておく。周波数により、リミッタ１９が制限する上限値を変化させてもよい。
ゲートパルス生成部２０は、位相角θ、変調率γおよびコンデンサ電圧Ｖｄｃが入力されてインバータ３のスイッチング素子の入切を制御するゲートパルスを出力する。ゲートパルス生成部２０は、ビート現象を解消または抑制するためのビートレス制御部２１と、ビートレス制御部２１が動作する場合でもインバータの出力電圧の周波数が変動しないように制御する周波数固定部２２を有する。
実施の形態１に係る電力変換装置が従来のものと異なる点は、ゲートパルス生成部２０にコンデンサ電圧Ｖｄｃが入力されている点と、ゲートパルス生成部２０がビートレス制御部２１と周波数固定部２２を有する点である。これら以外の点に関しては図１および図２に示す構成とは異なる構成であってもよい。
実施の形態１に係る電力変換装置が従来のものと異なる点は、ゲートパルス生成部２０にコンデンサ電圧Ｖｄｃが入力されている点と、ゲートパルス生成部２０がビートレス制御部２１と周波数固定部２２を有する点である。これら以外の点に関しては図１および図２に示す構成とは異なる構成であってもよい。
ゲートパルス生成部２０の内部構成を説明する図を、図３に示す。図３は、信号波と搬送波の大小を比較することによりゲートパルスの開始および終了のタイミングを制御する方式による場合のものである。図３では、ビート現象が発生する周波数付近でインバータ３が３パルスモードで動作させる場合の構成について図示している。図示および説明は省略するが、ビート現象が発生する周波数付近以外で従来と同様に動作させるための構成も持つ。
ゲートパルス生成部２０は、ビートレス制御部２１と周波数固定部２２の他に、信号波を生成する信号波発生部２３、搬送波を発生する搬送波発生部２４、ゲートパルスを生成する信号生成部２５を有する。
ゲートパルス生成部２０は、ビートレス制御部２１と周波数固定部２２の他に、信号波を生成する信号波発生部２３、搬送波を発生する搬送波発生部２４、ゲートパルスを生成する信号生成部２５を有する。
ビートレス制御部２１には、コンデンサ電圧Ｖｄｃと変調率γが入力され、割算器２６によりＶｄｃ基準をＶｄｃで割った値を、乗算器２７により変調率γに掛けた値である補正後変調率γ１を出力する。補正後変調率γ１は、コンデンサ電圧Ｖｄｃに反比例することになる。
周波数固定部２２は、変調率γと補正後変調率γ１とが入力されて、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相ごとに適切なタイミングでγまたはγ１を切替えて出力する。周波数固定部２２は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相ごとにγまたはγ１を切替えて出力する切替えスイッチ２８Ｕ、２８Ｖ、２８Ｗが有る。切替えスイッチ２８Ｕ、２８Ｖ、２８Ｗの出力をそれぞれ、γＵ、γＶ、γＷとする。切替えスイッチ２８ＵはＵ相補正要否判断部２９Ｕの出力により切替えが制御され、切替えスイッチ２８ＶはＶ相補正要否判断部２９Ｖの出力により切替えが制御され、切替えスイッチ２８ＷはＷ相補正要否判断部２９Ｗの出力により切替えが制御される。Ｕ相補正要否判断部２９Ｕ、Ｖ相補正要否判断部２９Ｖ、Ｗ相補正要否判断部２９Ｗには、位相角θが入力されて、以下のように切替えスイッチ２８Ｕ、２８Ｖ、２８Ｗを制御する。なお、ここでは位相角を度で表現する。なお、１８０度＝πラジアンである。
周波数固定部２２は、変調率γと補正後変調率γ１とが入力されて、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相ごとに適切なタイミングでγまたはγ１を切替えて出力する。周波数固定部２２は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相ごとにγまたはγ１を切替えて出力する切替えスイッチ２８Ｕ、２８Ｖ、２８Ｗが有る。切替えスイッチ２８Ｕ、２８Ｖ、２８Ｗの出力をそれぞれ、γＵ、γＶ、γＷとする。切替えスイッチ２８ＵはＵ相補正要否判断部２９Ｕの出力により切替えが制御され、切替えスイッチ２８ＶはＶ相補正要否判断部２９Ｖの出力により切替えが制御され、切替えスイッチ２８ＷはＷ相補正要否判断部２９Ｗの出力により切替えが制御される。Ｕ相補正要否判断部２９Ｕ、Ｖ相補正要否判断部２９Ｖ、Ｗ相補正要否判断部２９Ｗには、位相角θが入力されて、以下のように切替えスイッチ２８Ｕ、２８Ｖ、２８Ｗを制御する。なお、ここでは位相角を度で表現する。なお、１８０度＝πラジアンである。
Ｕ相補正要否判断部２９Ｕは、以下のように切替えスイッチ２８Ｕを制御する。なお、γ１を出力する期間を補正期間と呼び、γを出力する期間を補正停止期間と呼ぶ。
−３０＜θ＜３０または１５０＜θ＜２１０で、 γＵ＝γ
それ以外で、 γＵ＝γ１
Ｖ相補正要否判断部２９Ｖは、以下のように切替えスイッチ２８Ｖを制御する。
９０＜θ＜１５０または２７０＜θ＜３３０で、 γＶ＝γ
それ以外で、 γＶ＝γ１
Ｗ相補正要否判断部２９Ｗは、以下のように切替えスイッチ２８Ｗを制御する。
３０＜θ＜９０または２１０＜θ＜２７０で、 γＷ＝γ
それ以外で、 γＷ＝γ１
−３０＜θ＜３０または１５０＜θ＜２１０で、 γＵ＝γ
それ以外で、 γＵ＝γ１
Ｖ相補正要否判断部２９Ｖは、以下のように切替えスイッチ２８Ｖを制御する。
９０＜θ＜１５０または２７０＜θ＜３３０で、 γＶ＝γ
それ以外で、 γＶ＝γ１
Ｗ相補正要否判断部２９Ｗは、以下のように切替えスイッチ２８Ｗを制御する。
３０＜θ＜９０または２１０＜θ＜２７０で、 γＷ＝γ
それ以外で、 γＷ＝γ１
ビート現象が発生する周波数を含む所定の周波数範囲では、周波数固定部２２は上記のように変調率を切替えて、１周期内の一部ではビートレス制御部２１で得られる補正後変調率γ１を出力する。ビート現象が発生しない周波数範囲では、ビートレス制御部２１を動作させないか、周波数固定部２２が常に変調率γを出力するようにする。これは、ビート現象が発生する周波数よりも高い周波数では、変調率を最大値の１で動作させることが、電力変換装置の変換効率上で有利だからである。なお、常にビートレス制御部２１と周波数固定部２２を動作させるようにしてもよい。
信号波発生部２３は、位相角θが入力されて、Ｕ相、Ｖ相、およびＷ相用のそれぞれ、２π／３ラジアンだけ位相が異なる正弦波を出力する正弦波発生器３０Ｕ、３０Ｖ、３０Ｗと、正弦波に変調率γＵ、γＶ、γＷの何れかを掛ける乗算器３１Ｕ、３１Ｖ、３１Ｗとを有する。乗算器３１Ｕ、３１Ｖ、３１Ｗの出力が、それぞれＵ相信号波ＳＵ、Ｖ相信号波ＳＶ、Ｗ相信号波ＳＷである。ビートレス制御部を動作させない場合での、信号波、搬送波およびインバータ３のＵ相とＶ相の出力電圧の関係を説明する図を、図４に示す。図４Ａが、信号波と搬送波の関係を説明する図である。図４Ａでは、繁雑さを避けるために、Ｗ相信号波ＳＷは省略している。図４Ｂから図４Ｄまでが、インバータ３の出力電圧を説明する図であり、図４ＢがＵ相電圧、図４ＣがＶ相電圧、図４ＤがＵＶ線間電圧をそれぞれ示す。図４Ａから図４Ｄでは、信号波と搬送波の交点がＵ相電圧、Ｖ相電圧およびＵＶ線間電圧の値が変化する箇所と対応する。図４Ｄに示すＵＶ線間電圧などの線間電圧では、電圧ゼロの上下に有る斜線を施した部分を１段目のパルスと呼び、１段目のパルスの上または下にある斜線を施していない部分を２段目のパルスと呼ぶ。
搬送波発生部２４は、ビート現象が発生する周波数を含む所定の周波数範囲では、信号波の２倍の周波数の三角波である高レベル搬送波Ｈ１および低レベル搬送波Ｈ２を出力する。高レベル搬送波Ｈ１と低レベル搬送波Ｈ２は最大と最小になるタイミングは一致しており、常にその差が一定になる。
信号生成部２５は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の信号波ＳＵ、ＳＶ、ＳＷと高レベル搬送波Ｈ１および低レベル搬送波Ｈ２を比較して、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相についてゲートパルス１、２を出力する。信号波が高レベル搬送波Ｈ１よりも大きい場合に、ゲートパルス１は１になり、それ以外で０になる。信号波が低レベル搬送波Ｈ２よりも大きい場合に、ゲートパルス２は１になり、それ以外で０になる。ゲートパルス１、２の状態に応じて、インバータ３の各相のスイッチングアームでは、以下のような電位を出力する。なお、常に高レベル搬送波Ｈ１＞低レベル搬送波Ｈ２なので、ゲートパルス１が１で、ゲートパルス２が０になることは無い。
（Ａ）ゲートパルス１、２がともに１で、高電位を出力。
（Ｂ）ゲートパルス１が０、ゲートパルス２が１で、中間電位を出力。
（Ｃ）ゲートパルス１、２がともに０で、低電位を出力。
信号生成部２５は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の信号波ＳＵ、ＳＶ、ＳＷと高レベル搬送波Ｈ１および低レベル搬送波Ｈ２を比較して、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相についてゲートパルス１、２を出力する。信号波が高レベル搬送波Ｈ１よりも大きい場合に、ゲートパルス１は１になり、それ以外で０になる。信号波が低レベル搬送波Ｈ２よりも大きい場合に、ゲートパルス２は１になり、それ以外で０になる。ゲートパルス１、２の状態に応じて、インバータ３の各相のスイッチングアームでは、以下のような電位を出力する。なお、常に高レベル搬送波Ｈ１＞低レベル搬送波Ｈ２なので、ゲートパルス１が１で、ゲートパルス２が０になることは無い。
（Ａ）ゲートパルス１、２がともに１で、高電位を出力。
（Ｂ）ゲートパルス１が０、ゲートパルス２が１で、中間電位を出力。
（Ｃ）ゲートパルス１、２がともに０で、低電位を出力。
図４Ｂから図４Ｄは、上記の関係が成立することを示している。なお、図４Ｂと図４Ｃにおいて、Ｕ相およびＶ相の電圧が変化する箇所の中で菱形をつけた箇所は、ビートレス制御によりその箇所のタイミングが変化することを意味する。菱形をつけていない箇所すなわち高電位と低電位が中間電位を挟んで隣接する箇所で、高電位または低電位と中間電位の間で変化する箇所のタイミングは変化させない。これは、高電位と低電位が中間電位を挟んで隣接する箇所は１周期内で２箇所だけであり、この２箇所のタイミングを搬送波または信号波の位相に対して所定値に固定することにより、インバータ３が出力する交流電圧の基本波の周波数を固定できるからである。
図５に、この発明の実施の形態１に係る電力変換装置がビート現象を解消または抑制しかつ交流電圧の周波数を変動させないようにする動作を説明する図を示す。図５Ａに想定するコンデンサ電圧Ｖｄｃの変動を示し、図５Ｂに変調率γと補正後変調率γ１を示す。図５Ｃに、信号波と搬送波の関係を説明する図を示す。図５Ｃでは、繁雑さを避けるために、Ｗ相信号波ＳＷは省略している。図５Ｄから図５Ｆまでが、インバータ３の出力電圧を説明する図であり、図５ＤがＵ相電圧、図５ＥがＶ相電圧、図５ＦがＵＶ線間電圧をそれぞれ示す。
図５に示す場合は、コンデンサ電圧Ｖｄｃの脈動の周波数とインバータ３が出力する交流電流の周波数が一致している場合である。図５では、コンデンサ電圧Ｖｄｃの脈動の１周期分を示す。図５Ａから分かるように、期間の前半でＶｄｃが上昇して基準値に戻り、後半で減少して基準値に戻る。図５Ｂに示すように、変調率γは図示する期間内では一定である。補正後変調率γ１はコンデンサ電圧Ｖｄｃに反比例するので、期間の前半でγ１が減少して基準値に戻り、後半で上昇して基準値に戻る。
図５に示す場合は、コンデンサ電圧Ｖｄｃの脈動の周波数とインバータ３が出力する交流電流の周波数が一致している場合である。図５では、コンデンサ電圧Ｖｄｃの脈動の１周期分を示す。図５Ａから分かるように、期間の前半でＶｄｃが上昇して基準値に戻り、後半で減少して基準値に戻る。図５Ｂに示すように、変調率γは図示する期間内では一定である。補正後変調率γ１はコンデンサ電圧Ｖｄｃに反比例するので、期間の前半でγ１が減少して基準値に戻り、後半で上昇して基準値に戻る。
図５Ｃでは、Ｕ相信号波ＳＵとＶ相信号波ＳＶは、補正期間と補正停止期間の境界で不連続に変化する。その理由は、そのタイミングで変調率γと補正後変調率γ１を切替えるためである。補正期間におけるＵ相信号波ＳＵとＶ相信号波ＳＶは、補正後変調率γ１が掛けられているので、その大きさは期間の前半では図４の場合よりも小さく、期間の後半では図４の場合よりも大きい。補正停止期間では、Ｕ相信号波ＳＵとＶ相信号波ＳＶの大きさは、図４の場合と同じである。補正期間では、Ｕ相信号波ＳＵとＶ相信号波ＳＶの大きさが図４とは異なるので、図５Ｄと図５ＥとでＵ相またはＶ相の相電圧が変化する個所の中で、矢印をつけた箇所は矢印の方向にタイミングが移動することになる。その結果、図５Ｆに示すＵＶ線間電圧では、期間の前半では２段目のパルスの幅が狭くなり、期間の後半では２段目のパルスの幅が広くなる。補正停止期間で信号波と高レベル搬送波または低レベル搬送波が交差する箇所のタイミングから決まる相電圧の変化タイミングはコンデンサ電圧Ｖｄｃが変動しても変化しないので、線間電圧における１段目のパルスの開始と終了のタイミングも変化しない。
なお、補正停止期間での信号波と高レベル搬送波または低レベル搬送波が交差する箇所のタイミングから、各相の出力電圧のパルスが中間電位を挟んで高電位と低電位が隣接する箇所における高電位と中間電位の間で変化するタイミングと、低電位と中間電位の間で変化するタイミングが決まる。そのため、中間電位を挟んで高電位と低電位が隣接する箇所における高電位と中間電位の間で変化するタイミングと低電位と中間電位の間で変化するタイミングが搬送波または信号波の位相に対して固定され、高電位と中間電位の間で変化するタイミングと低電位と中間電位の間で変化するタイミングとの間の間隔も固定される。
図６に、ビート現象を解消または抑制するために変調率制御を行なう場合と行なわない場合での、ＵＶ線間電圧、ＶＷ線間電圧、ＷＶ線間電圧の違いを説明する図を示す。図６Ａが想定するコンデンサ電圧Ｖｄｃの変動を説明する図であり、図５Ａと同じである。図６Ｂから図６Ｄに、ＵＶ線間電圧、ＶＷ線間電圧、ＷＶ線間電圧を、上に変調率制御を行なわない場合を下に行なう場合を配置して示す。
図６を見ると、コンデンサ電圧Ｖｄｃの変動が線間電圧に反映していることが分かる。このため、変調率制御を行なわない場合は、どの線間電圧でも１周期内でのゼロ以上である部分の面積とゼロ以下である部分の面積が異なり、ビート現象が発生することが分かる。変調率制御を行なう場合には、線間電圧が大きくなる箇所では２段目パルスの幅が短くなり、小さくなる箇所では２段目パルスの幅が長くなっている。これにより、どの線間電圧でも１周期内でのゼロ以上である部分の面積とゼロ以下である部分の面積の差が変調率制御を行なわない場合よりも小さくなり、ビート現象が抑制できることが分かる。さらに、各線間電圧での１周期内でのゼロ以上（またはゼロ以下）である部分の面積の差も小さくなっていることが分かる。
図６を見ると、コンデンサ電圧Ｖｄｃの変動が線間電圧に反映していることが分かる。このため、変調率制御を行なわない場合は、どの線間電圧でも１周期内でのゼロ以上である部分の面積とゼロ以下である部分の面積が異なり、ビート現象が発生することが分かる。変調率制御を行なう場合には、線間電圧が大きくなる箇所では２段目パルスの幅が短くなり、小さくなる箇所では２段目パルスの幅が長くなっている。これにより、どの線間電圧でも１周期内でのゼロ以上である部分の面積とゼロ以下である部分の面積の差が変調率制御を行なわない場合よりも小さくなり、ビート現象が抑制できることが分かる。さらに、各線間電圧での１周期内でのゼロ以上（またはゼロ以下）である部分の面積の差も小さくなっていることが分かる。
また、変調率制御を行なう場合と行なわない場合とで、１段目のパルスの開始と終了のタイミングは変化しておらず、変調率制御を行なう場合でもインバータの出力電圧の位相および周波数が変化しないことが分かる。インバータの出力電圧の周波数および位相が変化しないことにより、ベクトル制御をより正確または安定に実施できることになる。このことは、電気鉄道車両などに適用した場合には、速度制御時の指令値からの速度変動を抑制でき、より正確または安定に制御できることになる。
モータとしては誘導電動機だけでなく、同期電動機にも適用できる。同期電動機ではトルクが端子電圧と内部起電力の位相差により決まるので、位相を変化させないことはトルク制御を正確かつ安定に行なうことにもつながる。
コンデンサ電圧で割ることにより変調率を補正しているので、コンデンサ電圧の脈動分を抽出するための装置や、脈動検出の遅れを補正するための装置なども不要であり、部品点数を少なくできるという効果もある。脈動を検出して、直流分と脈動分から変調率を補正するために使用するコンデンサ電圧に相当する電圧を生成するようにしてもよい。
コンデンサ電圧で割ることにより変調率を補正しているので、コンデンサ電圧の脈動分を抽出するための装置や、脈動検出の遅れを補正するための装置なども不要であり、部品点数を少なくできるという効果もある。脈動を検出して、直流分と脈動分から変調率を補正するために使用するコンデンサ電圧に相当する電圧を生成するようにしてもよい。
信号波と搬送波の大小を比較してゲートパルスの発生タイミングを制御する方法を説明したが、コンデンサ電圧が変動してもビート現象を発生させないか発生するとしても抑制できるものであり、かつ出力電圧の基本波成分の周波数および位相が指令値との差が許容できる範囲内になるようなゲートパルスの発生タイミングを求める方法であれば、どのような方法でもよい。例えば、直前の所定期間でのコンデンサ電圧を保存しておき、保存した期間でのコンデンサ電圧の変化と同様な変化が発生するものとして、ゲートパルスの発生タイミングを求めてもよい。また、各相の相電圧の１周期内において正または負の電圧値と時間積分の目標値を決めておき、１周期内での積分値が目標値と差が有る場合に、差がゼロに近くなるようにゲートパルスの発生タイミングを決めてもよい。
実施の形態２．
図７は、この発明の実施の形態２での電力変換装置の構成を説明する図である。図７は、２レベルインバータを使用する場合である。３レベルインバータを使用した実施の形態１の場合と異なる点だけを説明する。
コンバータ１で整流された直流電力を保存するコンデンサ２は、１個または並列に接続された複数個のコンデンサである。コンデンサ２の片端が高電位、もう片端が低電位になり、コンデンサ２には中間電位点が無い。インバータ３Ａは高電位、低電位の２レベルを出力する２レベルインバータである。
図７は、この発明の実施の形態２での電力変換装置の構成を説明する図である。図７は、２レベルインバータを使用する場合である。３レベルインバータを使用した実施の形態１の場合と異なる点だけを説明する。
コンバータ１で整流された直流電力を保存するコンデンサ２は、１個または並列に接続された複数個のコンデンサである。コンデンサ２の片端が高電位、もう片端が低電位になり、コンデンサ２には中間電位点が無い。インバータ３Ａは高電位、低電位の２レベルを出力する２レベルインバータである。
インバータ制御部４Ａは、２レベルのインバータ３Ａを制御するものである。入力は、実施の形態１の場合と同じである。
インバータ制御部４Ａの内部構成を説明する図を図８に示す。２レベルのインバータ３Ａに対応するようなゲートパルス生成部２０Ａがある。
ゲートパルス生成部２０Ａの内部構成を説明する図を、図９に示す。搬送波発生部２４Ａが１個の搬送波を出力する。信号生成部２５Ａが、１個の搬送波とＵ相、Ｖ相、Ｗ相の信号波とを比較して、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のゲートパルスを発生させる。
搬送波発生部２４Ａは、ビート現象が発生する周波数を含む所定の周波数範囲では、信号波の３倍の周波数を持つ三角波である搬送波Ｈを出力する。
信号生成部２５Ａは、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の信号波ＳＵ、ＳＶ、ＳＷと搬送波Ｈを比較して、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相についてゲートパルスを出力する。信号波が搬送波よりも大きい場合に、ゲートパルスは１になり、それ以外で０になる。
信号生成部２５Ａは、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の信号波ＳＵ、ＳＶ、ＳＷと搬送波Ｈを比較して、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相についてゲートパルスを出力する。信号波が搬送波よりも大きい場合に、ゲートパルスは１になり、それ以外で０になる。
図１０に、この発明の実施の形態２に係る電力変換装置がビート現象を解消または抑制しかつ交流電圧の周波数を変動させないようにする動作を説明する図を示す。図１０Ａが、想定するコンデンサ電圧Ｖｄｃの変動を示す図である。図１０Ｂが、変調率γと補正後変調率γ１の時間変化を示す図である。なお、図１０Ａは図５Ａと同じで、図１０Ｂは図５Ｂと同じである。図１０Ｃが、信号波と搬送波の関係を説明する図である。図１０Ｄから図１０Ｆまでが、インバータ３の出力電圧を説明する図であり、図１０ＤがＵ相電圧、図１０ＥがＶ相電圧、図１０ＦがＵＶ線間電圧をそれぞれ示す。
各相のパルスは、それぞれの相の信号波が搬送波よりも大きくなる期間は”１”であり、そうでない期間は”０”になる。信号波と搬送波がともに”０”になるタイミングは、Ｕ相では丸をＶ相では三角を付けているが、コンデンサ電圧Ｖｄｃが変動しても変化しない。信号波と搬送波の振幅が最大値に近い位置で交差するタイミングは、コンデンサ電圧Ｖｄｃが変動することにより変動する。なお、”１”というのは、コンデンサ電圧Ｖｄｃがそのまま交流電圧として出力されるという意味である。”０”は、ゼロ電圧を出力されることを意味する。
Ｕ相とＶ相のパルスの形状は、半周期ごとに”０”と”１”の値をとる。”０”の期間の中央付近でコンデンサ電圧Ｖｄｃの変動により期間の長さが変動する”１”の期間がある。”１”の期間の中央付近にも、コンデンサ電圧の変動により期間の長さが変動する”０”の期間がある。この長さが変動する期間は、コンデンサ電圧Ｖｄｃが高い場合に長くなり、低い場合に短くなる。
ＵＶ相間の電圧は、概略、半周期ごとに電気角で６０度の”０”の電圧の期間があり、この”０”の電圧の期間を挟んで”１”の電圧の期間と”−１”の電圧の期間がある。各相の電気角で６０度の”０”の電圧である期間の開始のタイミングは、互いに１２０度の間隔で一定である。このため、ＵＶ相間電圧の周波数は、固定される。”１”または”−１”の期間中に２個の電圧が”０”である期間がある。この期間の長さは、コンデンサ電圧の変動により変化する。そのため、”１”の電圧の期間における電圧の時間積分値と、”−１”の電圧の期間における電圧の時間積分値とはほぼ等しくなる。これにより、ビート現象が抑制できる。
このように、２レベルインバータにおいても、ビート現象を抑制するために変調率を制御する場合でも、インバータの出力電圧の位相および周波数が変化しないことが分かる。インバータの出力電圧の周波数および位相が変化しないことにより、ベクトル制御をより正確または安定に実施できることになる。このことは、電気鉄道車両などに適用した場合には、速度制御時の指令値からの速度変動を抑制でき、より正確または安定に制御できることになる。
以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例であり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、一部を省略する等、変更して構成することも可能である。
この発明は、コンバータと、その出力直流電力を可変周波数可変電圧の交流電力に変換するインバータを有する電力変換装置に関するものである。特に、出力側に電動機を接続し、コンバータで発生する整流リップルにより電動機のトルクが変動することを防止することを可能とする電力変換装置に関するものである。
コンバータの直流側に接続されたコンデンサの電圧（コンデンサ電圧と呼ぶ）には脈動分（整流リップル）が存在する。脈動分の周波数は、電源の周波数をｆ０とすると、電源が単相交流の場合は２×ｆ０であり、電源が三相交流の場合は６×ｆ０である。
コンデンサ電圧がインバータの入力になるので、インバータが出力する交流電圧にも脈動が存在することになる。インバータの出力周波数がコンデンサ電圧の脈動の周波数に近くなると、その差分の周波数でインバータの出力である交流電力およびインバータが駆動する電動機のトルクが変動するビート現象が発生する。ビート現象が発生する原因は、インバータの出力電圧の振幅が１周期内の正側と負側でアンバランスになるためである。
コンデンサ電圧がインバータの入力になるので、インバータが出力する交流電圧にも脈動が存在することになる。インバータの出力周波数がコンデンサ電圧の脈動の周波数に近くなると、その差分の周波数でインバータの出力である交流電力およびインバータが駆動する電動機のトルクが変動するビート現象が発生する。ビート現象が発生する原因は、インバータの出力電圧の振幅が１周期内の正側と負側でアンバランスになるためである。
ビート現象を抑制するために、インバータの入力電圧に脈動が存在する場合には、インバータの動作周波数を変化させて、正側の半サイクルでの電圧の時間積分値と、負側の半サイクルでの電圧の時間積分値とが等しくなるようにする方法がある。この方法で、インバータの動作周波数を変化させる理由は、ビート現象が発生する周波数が電圧を制御できない定電圧可変周波数領域にあるためである。（例えば、特許文献１を参照）
ベクトル制御を行なう場合に、ビートを解消または抑制するために、電圧ベクトルの位相を制御する方法もある。（例えば、特許文献２を参照）
ベクトル制御を行なう場合に、ビートを解消または抑制するために、電圧ベクトルの位相を制御する方法もある。（例えば、特許文献２を参照）
また、コンデンサ電圧の脈動を検出して、検出した脈動の位相を進めて、コンデンサ電圧の直流分と足し合わせた電圧を求め、この電圧を用いて変調率を制御する方法もある。（例えば、特許文献３を参照）
従来のビート現象を解消または抑制する手法では、インバータの出力電圧の周波数が変動するので、速度制御において指令値からの速度変動が大きくなるという問題があった。
この発明に係る電力変換装置は、ビート現象を解消または抑制しつつ正確に速度制御を行なうことができる電力変換装置を得ることを目的とする。
この発明に係る電力変換装置は、ビート現象を解消または抑制しつつ正確に速度制御を行なうことができる電力変換装置を得ることを目的とする。
この発明に係る電力変換装置は、交流電力を整流するコンバータと、該コンバータの直流側に接続されたコンデンサの直列接続体と、該コンデンサの直列接続体の片端を高電位、他の片端を低電位、直列接続点を中間電位として、高電位、中間電位および低電位の何れかを選択して三相交流を出力するインバータと、該インバータを制御するインバータ制御部と、前記コンデンサの直列接続体の両端間の電圧であるコンデンサ電圧を計測する電圧計測器とを備えた電力変換装置において、前記インバータ制御部が、前記コンデンサ電圧に応じて変調率を制御するビートレス制御部と、前記インバータが出力する交流電圧の周波数を指令値に固定する周波数固定部とを有することを特徴とするものである。
この発明に係る電力変換装置は、交流電力を整流するコンバータと、該コンバータの直流側に接続されたコンデンサの直列接続体と、該コンデンサの直列接続体の片端を高電位、他の片端を低電位、直列接続点を中間電位として、高電位、中間電位および低電位の何れかを選択して三相交流を出力するインバータと、該インバータを制御するインバータ制御部と、前記コンデンサの直列接続体の両端間の電圧であるコンデンサ電圧を計測する電圧計測器とを備えた電力変換装置において、前記インバータ制御部が、前記コンデンサ電圧に応じて変調率を制御するビートレス制御部と、前記インバータが出力する交流電圧の周波数を指令値に固定する周波数固定部とを有することを特徴とするものなので、ビート現象を解消または抑制しつつ正確に速度制御を行なうことができるという効果が有る。
実施の形態１．
図１は、この発明の実施の形態１での電力変換装置の構成を説明する図である。
図１に示すように、電力変換装置は、単相交流を直流に変換するコンバータ１と、コンバータ１で整流された直流電力を保存する直列に接続されたコンデンサ２Ａ、２Ｂと、コンデンサ２Ａ、２Ｂに並列に接続された直流を任意の周波数の三相交流に変換するインバータ３と、インバータ３を制御するインバータ制御部４とを有する。インバータ３が出力する交流電力は、誘導電動機であるモータ５に供給される。
図１は、この発明の実施の形態１での電力変換装置の構成を説明する図である。
図１に示すように、電力変換装置は、単相交流を直流に変換するコンバータ１と、コンバータ１で整流された直流電力を保存する直列に接続されたコンデンサ２Ａ、２Ｂと、コンデンサ２Ａ、２Ｂに並列に接続された直流を任意の周波数の三相交流に変換するインバータ３と、インバータ３を制御するインバータ制御部４とを有する。インバータ３が出力する交流電力は、誘導電動機であるモータ５に供給される。
モータ５の回転周波数ｆｍは、速度検出器６により計測される。また、インバータ４が出力する三相の交流電流の中で、Ｕ相とＶ相の電流Ｉｕ、Ｉｖを、電流計測器７Ｕ、７Ｖによりそれぞれ計測する。Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の電流の和がゼロになるという関係式からＷ相の電流を計算で求めることにしているので、Ｗ相の電流は計測していない。Ｗ相も含めて三相の電流を計測してもよいし、Ｕ相とＷ相またはＶ相とＷ相というようにニ相の電流を計測するなどしてもよい。三相の中の少なくともニ相の電流を計測すればよい。
インバータ３は高電位、低電位、中間電位の３レベルを出力する３レベルインバータである。コンデンサ２Ａ、２Ｂの片端が高電位、もう片端が低電位、直列接続点が中間電位になる。コンデンサ２Ａ、２Ｂは、実際にはコンデンサの直列接続体が３組に分けられて、インバータ３の各相のスイッチングアームの近くに分散配置している。３個のコンデンサの直列接続点は等電位になるように接続されている。繁雑さを避けるために、図では１組のコンデンサ２Ａ、２Ｂだけを書いている。実際に１組であってもよいし、３組以外の複数であってもよい。複数の場合は、すべてのコンデンサの直列接続点が等電位になるように接続する。コンデンサ２Ａ、２Ｂの両端間の電圧であるコンデンサ電圧Ｖｄｃを計測する電圧計測器８がある。
インバータ制御部４はベクトル制御によりインバータ３を制御するものであり、さらにビート現象の解消または抑制を出力周波数の変動を伴うことなしに行なうものである。インバータ制御部４には、図１示すように少なくともコンデンサ電圧Ｖｄｃ、Ｕ相およびＶ相の出力電流Ｉｕ、Ｉｖ、モータの回転周波数ｆｍを入力する。これ以外の計測値を入力してもよいし、モータの回転周波数ｆｍを入力しないで、Ｉｕ、Ｉｖなどから推定計算を行なうようにしてもよい。
インバータ制御部４の内部構成を説明する図を図２に示す。インバータ制御部４の構成要素を、以下で説明する。三相−ｄｑ軸座標系変換部１１は、三相の電流であるＩｕ、Ｉｖをｄｑ軸座標系でのＩｄ、Ｉｑに変換して出力する。なお、ｄ軸とは電動機の回転磁束とともに回転する軸であり、ｑ軸はｄ軸と直交する軸である。電圧指令演算部１２は、別途計算される励磁電流指令値Ｉｄ＊およびトルク電流指令値Ｉｑ＊と、ＩｄおよびＩｑからｄｑ軸上での電圧ベクトル指令値であるＶｄ＊、Ｖｑ＊を計算する。ｄｑ軸座標系上での電圧指令値ベクトルＶｄ＊、Ｖｑ＊は、極座標変換部１３により振幅｜Ｖ＊｜と位相角θｖとに変換される。
すべり周波数演算部１４は、Ｉｄ＊およびＩｑ＊が入力されて、すべり周波数ｆｓを出力する。ｆｓは加算器１５によりモータ５の回転周波数ｆｍと加算されて、インバータ３の出力周波数ｆｉｎｖが計算される。ｆｉｎｖが積分器１６により積分されて位相角θ０が計算される。加算器１７により、位相角θ０と電圧ベクトルの位相角θｖとが加算されて、位相角θが計算される。位相角θはｄｑ軸座標系と三相座標系との間の位相角である。三相−ｄｑ軸座標系変換部１１には位相角θが入力されて、位相角θを用いて座標変換を行なう。
変調率演算部１８には、コンデンサ電圧Ｖｄｃと電圧指令値ベクトルの振幅｜Ｖ＊｜とが入力されて、変調率γ０を出力する。変調率演算部１８の内部では、コンデンサ電圧Ｖｄｃからｆ０程度以上の周波数の変動成分を除去した直流分Ｖａｖを求め、｜Ｖ＊｜をＶａｖで割ることにより、変調率γ０を求める。変調率γ０はリミッタ１９に入力されて、リミッタ１９は上限を所定値以下に制限した変調率γを出力する。変調率γの最大値は１とする。ビートレス制御を行なう周波数範囲では、変調率を増減できるように、変調率の最大値は例えば０．９５などのように１よりも小さい所定の大きさになるように、リミッタ１９を調整しておく。周波数により、リミッタ１９が制限する上限値を変化させてもよい。
変調率演算部１８には、コンデンサ電圧Ｖｄｃと電圧指令値ベクトルの振幅｜Ｖ＊｜とが入力されて、変調率γ０を出力する。変調率演算部１８の内部では、コンデンサ電圧Ｖｄｃからｆ０程度以上の周波数の変動成分を除去した直流分Ｖａｖを求め、｜Ｖ＊｜をＶａｖで割ることにより、変調率γ０を求める。変調率γ０はリミッタ１９に入力されて、リミッタ１９は上限を所定値以下に制限した変調率γを出力する。変調率γの最大値は１とする。ビートレス制御を行なう周波数範囲では、変調率を増減できるように、変調率の最大値は例えば０．９５などのように１よりも小さい所定の大きさになるように、リミッタ１９を調整しておく。周波数により、リミッタ１９が制限する上限値を変化させてもよい。
ゲートパルス生成部２０は、位相角θ、変調率γおよびコンデンサ電圧Ｖｄｃが入力されてインバータ３のスイッチング素子の入切を制御するゲートパルスを出力する。ゲートパルス生成部２０は、ビート現象を解消または抑制するためのビートレス制御部２１と、ビートレス制御部２１が動作する場合でもインバータの出力電圧の周波数が変動しないように制御する周波数固定部２２を有する。
実施の形態１に係る電力変換装置が従来のものと異なる点は、ゲートパルス生成部２０にコンデンサ電圧Ｖｄｃが入力されている点と、ゲートパルス生成部２０がビートレス制御部２１と周波数固定部２２を有する点である。これら以外の点に関しては図１および図２に示す構成とは異なる構成であってもよい。
実施の形態１に係る電力変換装置が従来のものと異なる点は、ゲートパルス生成部２０にコンデンサ電圧Ｖｄｃが入力されている点と、ゲートパルス生成部２０がビートレス制御部２１と周波数固定部２２を有する点である。これら以外の点に関しては図１および図２に示す構成とは異なる構成であってもよい。
ゲートパルス生成部２０の内部構成を説明する図を、図３に示す。図３は、信号波と搬送波の大小を比較することによりゲートパルスの開始および終了のタイミングを制御する方式による場合のものである。図３では、ビート現象が発生する周波数付近でインバータ３が３パルスモードで動作させる場合の構成について図示している。図示および説明は省略するが、ビート現象が発生する周波数付近以外で従来と同様に動作させるための構成も持つ。
ゲートパルス生成部２０は、ビートレス制御部２１と周波数固定部２２の他に、信号波を生成する信号波発生部２３、搬送波を発生する搬送波発生部２４、ゲートパルスを生成する信号生成部２５を有する。
ゲートパルス生成部２０は、ビートレス制御部２１と周波数固定部２２の他に、信号波を生成する信号波発生部２３、搬送波を発生する搬送波発生部２４、ゲートパルスを生成する信号生成部２５を有する。
ビートレス制御部２１には、コンデンサ電圧Ｖｄｃと変調率γが入力され、割算器２６によりＶｄｃ基準をＶｄｃで割った値を、乗算器２７により変調率γに掛けた値である補正後変調率γ１を出力する。補正後変調率γ１は、コンデンサ電圧Ｖｄｃに反比例することになる。
周波数固定部２２は、変調率γと補正後変調率γ１とが入力されて、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相ごとに適切なタイミングでγまたはγ１を切替えて出力する。周波数固定部２２は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相ごとにγまたはγ１を切替えて出力する切替えスイッチ２８Ｕ、２８Ｖ、２８Ｗが有る。切替えスイッチ２８Ｕ、２８Ｖ、２８Ｗの出力をそれぞれ、γＵ、γＶ、γＷとする。切替えスイッチ２８ＵはＵ相補正要否判断部２９Ｕの出力により切替えが制御され、切替えスイッチ２８ＶはＶ相補正要否判断部２９Ｖの出力により切替えが制御され、切替えスイッチ２８ＷはＷ相補正要否判断部２９Ｗの出力により切替えが制御される。Ｕ相補正要否判断部２９Ｕ、Ｖ相補正要否判断部２９Ｖ、Ｗ相補正要否判断部２９Ｗには、位相角θが入力されて、以下のように切替えスイッチ２８Ｕ、２８Ｖ、２８Ｗを制御する。なお、ここでは位相角を度で表現する。なお、１８０度＝πラジアンである。
周波数固定部２２は、変調率γと補正後変調率γ１とが入力されて、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相ごとに適切なタイミングでγまたはγ１を切替えて出力する。周波数固定部２２は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相ごとにγまたはγ１を切替えて出力する切替えスイッチ２８Ｕ、２８Ｖ、２８Ｗが有る。切替えスイッチ２８Ｕ、２８Ｖ、２８Ｗの出力をそれぞれ、γＵ、γＶ、γＷとする。切替えスイッチ２８ＵはＵ相補正要否判断部２９Ｕの出力により切替えが制御され、切替えスイッチ２８ＶはＶ相補正要否判断部２９Ｖの出力により切替えが制御され、切替えスイッチ２８ＷはＷ相補正要否判断部２９Ｗの出力により切替えが制御される。Ｕ相補正要否判断部２９Ｕ、Ｖ相補正要否判断部２９Ｖ、Ｗ相補正要否判断部２９Ｗには、位相角θが入力されて、以下のように切替えスイッチ２８Ｕ、２８Ｖ、２８Ｗを制御する。なお、ここでは位相角を度で表現する。なお、１８０度＝πラジアンである。
Ｕ相補正要否判断部２９Ｕは、以下のように切替えスイッチ２８Ｕを制御する。なお、γ１を出力する期間を補正期間と呼び、γを出力する期間を補正停止期間と呼ぶ。
−３０＜θ＜３０または１５０＜θ＜２１０で、 γＵ＝γ
それ以外で、 γＵ＝γ１
Ｖ相補正要否判断部２９Ｖは、以下のように切替えスイッチ２８Ｖを制御する。
９０＜θ＜１５０または２７０＜θ＜３３０で、 γＶ＝γ
それ以外で、 γＶ＝γ１
Ｗ相補正要否判断部２９Ｗは、以下のように切替えスイッチ２８Ｗを制御する。
３０＜θ＜９０または２１０＜θ＜２７０で、 γＷ＝γ
それ以外で、 γＷ＝γ１
−３０＜θ＜３０または１５０＜θ＜２１０で、 γＵ＝γ
それ以外で、 γＵ＝γ１
Ｖ相補正要否判断部２９Ｖは、以下のように切替えスイッチ２８Ｖを制御する。
９０＜θ＜１５０または２７０＜θ＜３３０で、 γＶ＝γ
それ以外で、 γＶ＝γ１
Ｗ相補正要否判断部２９Ｗは、以下のように切替えスイッチ２８Ｗを制御する。
３０＜θ＜９０または２１０＜θ＜２７０で、 γＷ＝γ
それ以外で、 γＷ＝γ１
ビート現象が発生する周波数を含む所定の周波数範囲では、周波数固定部２２は上記のように変調率を切替えて、１周期内の一部ではビートレス制御部２１で得られる補正後変調率γ１を出力する。ビート現象が発生しない周波数範囲では、ビートレス制御部２１を動作させないか、周波数固定部２２が常に変調率γを出力するようにする。これは、ビート現象が発生する周波数よりも高い周波数では、変調率を最大値の１で動作させることが、電力変換装置の変換効率上で有利だからである。なお、常にビートレス制御部２１と周波数固定部２２を動作させるようにしてもよい。
信号波発生部２３は、位相角θが入力されて、Ｕ相、Ｖ相、およびＷ相用のそれぞれ、２π／３ラジアンだけ位相が異なる正弦波を出力する正弦波発生器３０Ｕ、３０Ｖ、３０Ｗと、正弦波に変調率γＵ、γＶ、γＷの何れかを掛ける乗算器３１Ｕ、３１Ｖ、３１Ｗとを有する。乗算器３１Ｕ、３１Ｖ、３１Ｗの出力が、それぞれＵ相信号波ＳＵ、Ｖ相信号波ＳＶ、Ｗ相信号波ＳＷである。ビートレス制御部を動作させない場合での、信号波、搬送波およびインバータ３のＵ相とＶ相の出力電圧の関係を説明する図を、図４に示す。図４Ａが、信号波と搬送波の関係を説明する図である。図４Ａでは、繁雑さを避けるために、Ｗ相信号波ＳＷは省略している。図４Ｂから図４Ｄまでが、インバータ３の出力電圧を説明する図であり、図４ＢがＵ相電圧、図４ＣがＶ相電圧、図４ＤがＵＶ線間電圧をそれぞれ示す。図４Ａから図４Ｄでは、信号波と搬送波の交点がＵ相電圧、Ｖ相電圧およびＵＶ線間電圧の値が変化する箇所と対応する。図４Ｄに示すＵＶ線間電圧などの線間電圧では、電圧ゼロの上下に有る斜線を施した部分を１段目のパルスと呼び、１段目のパルスの上または下にある斜線を施していない部分を２段目のパルスと呼ぶ。
搬送波発生部２４は、ビート現象が発生する周波数を含む所定の周波数範囲では、信号波の２倍の周波数の三角波である高レベル搬送波Ｈ１および低レベル搬送波Ｈ２を出力する。高レベル搬送波Ｈ１と低レベル搬送波Ｈ２は最大と最小になるタイミングは一致しており、常にその差が一定になる。
信号生成部２５は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の信号波ＳＵ、ＳＶ、ＳＷと高レベル搬送波Ｈ１および低レベル搬送波Ｈ２を比較して、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相についてゲートパルス１、２を出力する。信号波が高レベル搬送波Ｈ１よりも大きい場合に、ゲートパルス１は１になり、それ以外で０になる。信号波が低レベル搬送波Ｈ２よりも大きい場合に、ゲートパルス２は１になり、それ以外で０になる。ゲートパルス１、２の状態に応じて、インバータ３の各相のスイッチングアームでは、以下のような電位を出力する。なお、常に高レベル搬送波Ｈ１＞低レベル搬送波Ｈ２なので、ゲートパルス１が１で、ゲートパルス２が０になることは無い。
（Ａ）ゲートパルス１、２がともに１で、高電位を出力。
（Ｂ）ゲートパルス１が０、ゲートパルス２が１で、中間電位を出力。
（Ｃ）ゲートパルス１、２がともに０で、低電位を出力。
信号生成部２５は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の信号波ＳＵ、ＳＶ、ＳＷと高レベル搬送波Ｈ１および低レベル搬送波Ｈ２を比較して、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相についてゲートパルス１、２を出力する。信号波が高レベル搬送波Ｈ１よりも大きい場合に、ゲートパルス１は１になり、それ以外で０になる。信号波が低レベル搬送波Ｈ２よりも大きい場合に、ゲートパルス２は１になり、それ以外で０になる。ゲートパルス１、２の状態に応じて、インバータ３の各相のスイッチングアームでは、以下のような電位を出力する。なお、常に高レベル搬送波Ｈ１＞低レベル搬送波Ｈ２なので、ゲートパルス１が１で、ゲートパルス２が０になることは無い。
（Ａ）ゲートパルス１、２がともに１で、高電位を出力。
（Ｂ）ゲートパルス１が０、ゲートパルス２が１で、中間電位を出力。
（Ｃ）ゲートパルス１、２がともに０で、低電位を出力。
図４Ｂから図４Ｄは、上記の関係が成立することを示している。なお、図４Ｂと図４Ｃにおいて、Ｕ相およびＶ相の電圧が変化する箇所の中で菱形をつけた箇所は、ビートレス制御によりその箇所のタイミングが変化することを意味する。菱形をつけていない箇所すなわち高電位と低電位が中間電位を挟んで隣接する箇所で、高電位または低電位と中間電位の間で変化する箇所のタイミングは変化させない。これは、高電位と低電位が中間電位を挟んで隣接する箇所は１周期内で２箇所だけであり、この２箇所のタイミングを搬送波または信号波の位相に対して所定値に固定することにより、インバータ３が出力する交流電圧の基本波の周波数を固定できるからである。
図５に、この発明の実施の形態１に係る電力変換装置がビート現象を解消または抑制しかつ交流電圧の周波数を変動させないようにする動作を説明する図を示す。図５Ａに想定するコンデンサ電圧Ｖｄｃの変動を示し、図５Ｂに変調率γと補正後変調率γ１を示す。図５Ｃに、信号波と搬送波の関係を説明する図を示す。図５Ｃでは、繁雑さを避けるために、Ｗ相信号波ＳＷは省略している。図５Ｄから図５Ｆまでが、インバータ３の出力電圧を説明する図であり、図５ＤがＵ相電圧、図５ＥがＶ相電圧、図５ＦがＵＶ線間電圧をそれぞれ示す。
図５に示す場合は、コンデンサ電圧Ｖｄｃの脈動の周波数とインバータ３が出力する交流電流の周波数が一致している場合である。図５では、コンデンサ電圧Ｖｄｃの脈動の１周期分を示す。図５Ａから分かるように、期間の前半でＶｄｃが上昇して基準値に戻り、後半で減少して基準値に戻る。図５Ｂに示すように、変調率γは図示する期間内では一定である。補正後変調率γ１はコンデンサ電圧Ｖｄｃに反比例するので、期間の前半でγ１が減少して基準値に戻り、後半で上昇して基準値に戻る。
図５に示す場合は、コンデンサ電圧Ｖｄｃの脈動の周波数とインバータ３が出力する交流電流の周波数が一致している場合である。図５では、コンデンサ電圧Ｖｄｃの脈動の１周期分を示す。図５Ａから分かるように、期間の前半でＶｄｃが上昇して基準値に戻り、後半で減少して基準値に戻る。図５Ｂに示すように、変調率γは図示する期間内では一定である。補正後変調率γ１はコンデンサ電圧Ｖｄｃに反比例するので、期間の前半でγ１が減少して基準値に戻り、後半で上昇して基準値に戻る。
図５Ｃでは、Ｕ相信号波ＳＵとＶ相信号波ＳＶは、補正期間と補正停止期間の境界で不連続に変化する。その理由は、そのタイミングで変調率γと補正後変調率γ１を切替えるためである。補正期間におけるＵ相信号波ＳＵとＶ相信号波ＳＶは、補正後変調率γ１が掛けられているので、その大きさは期間の前半では図４の場合よりも小さく、期間の後半では図４の場合よりも大きい。補正停止期間では、Ｕ相信号波ＳＵとＶ相信号波ＳＶの大きさは、図４の場合と同じである。補正期間では、Ｕ相信号波ＳＵとＶ相信号波ＳＶの大きさが図４とは異なるので、図５Ｄと図５ＥとでＵ相またはＶ相の相電圧が変化する個所の中で、矢印をつけた箇所は矢印の方向にタイミングが移動することになる。その結果、図５Ｆに示すＵＶ線間電圧では、期間の前半では２段目のパルスの幅が狭くなり、期間の後半では２段目のパルスの幅が広くなる。補正停止期間で信号波と高レベル搬送波または低レベル搬送波が交差する箇所のタイミングから決まる相電圧の変化タイミングはコンデンサ電圧Ｖｄｃが変動しても変化しないので、線間電圧における１段目のパルスの開始と終了のタイミングも変化しない。
なお、補正停止期間での信号波と高レベル搬送波または低レベル搬送波が交差する箇所のタイミングから、各相の出力電圧のパルスが中間電位を挟んで高電位と低電位が隣接する箇所における高電位と中間電位の間で変化するタイミングと、低電位と中間電位の間で変化するタイミングが決まる。そのため、中間電位を挟んで高電位と低電位が隣接する箇所における高電位と中間電位の間で変化するタイミングと低電位と中間電位の間で変化するタイミングが搬送波または信号波の位相に対して固定され、高電位と中間電位の間で変化するタイミングと低電位と中間電位の間で変化するタイミングとの間の間隔も固定される。
図６に、ビート現象を解消または抑制するために変調率制御を行なう場合と行なわない場合での、ＵＶ線間電圧、ＶＷ線間電圧、ＷＶ線間電圧の違いを説明する図を示す。図６Ａが想定するコンデンサ電圧Ｖｄｃの変動を説明する図であり、図５Ａと同じである。図６Ｂから図６Ｄに、ＵＶ線間電圧、ＶＷ線間電圧、ＷＶ線間電圧を、上に変調率制御を行なわない場合を下に行なう場合を配置して示す。
図６を見ると、コンデンサ電圧Ｖｄｃの変動が線間電圧に反映していることが分かる。このため、変調率制御を行なわない場合は、どの線間電圧でも１周期内でのゼロ以上である部分の面積とゼロ以下である部分の面積が異なり、ビート現象が発生することが分かる。変調率制御を行なう場合には、線間電圧が大きくなる箇所では２段目パルスの幅が短くなり、小さくなる箇所では２段目パルスの幅が長くなっている。これにより、どの線間電圧でも１周期内でのゼロ以上である部分の面積とゼロ以下である部分の面積の差が変調率制御を行なわない場合よりも小さくなり、ビート現象が抑制できることが分かる。さらに、各線間電圧での１周期内でのゼロ以上（またはゼロ以下）である部分の面積の差も小さくなっていることが分かる。
図６を見ると、コンデンサ電圧Ｖｄｃの変動が線間電圧に反映していることが分かる。このため、変調率制御を行なわない場合は、どの線間電圧でも１周期内でのゼロ以上である部分の面積とゼロ以下である部分の面積が異なり、ビート現象が発生することが分かる。変調率制御を行なう場合には、線間電圧が大きくなる箇所では２段目パルスの幅が短くなり、小さくなる箇所では２段目パルスの幅が長くなっている。これにより、どの線間電圧でも１周期内でのゼロ以上である部分の面積とゼロ以下である部分の面積の差が変調率制御を行なわない場合よりも小さくなり、ビート現象が抑制できることが分かる。さらに、各線間電圧での１周期内でのゼロ以上（またはゼロ以下）である部分の面積の差も小さくなっていることが分かる。
また、変調率制御を行なう場合と行なわない場合とで、１段目のパルスの開始と終了のタイミングは変化しておらず、変調率制御を行なう場合でもインバータの出力電圧の位相および周波数が変化しないことが分かる。インバータの出力電圧の周波数および位相が変化しないことにより、ベクトル制御をより正確または安定に実施できることになる。このことは、電気鉄道車両などに適用した場合には、速度制御時の指令値からの速度変動を抑制でき、より正確または安定に制御できることになる。
モータとしては誘導電動機だけでなく、同期電動機にも適用できる。同期電動機ではトルクが端子電圧と内部起電力の位相差により決まるので、位相を変化させないことはトルク制御を正確かつ安定に行なうことにもつながる。
コンデンサ電圧で割ることにより変調率を補正しているので、コンデンサ電圧の脈動分を抽出するための装置や、脈動検出の遅れを補正するための装置なども不要であり、部品点数を少なくできるという効果もある。脈動を検出して、直流分と脈動分から変調率を補正するために使用するコンデンサ電圧に相当する電圧を生成するようにしてもよい。
コンデンサ電圧で割ることにより変調率を補正しているので、コンデンサ電圧の脈動分を抽出するための装置や、脈動検出の遅れを補正するための装置なども不要であり、部品点数を少なくできるという効果もある。脈動を検出して、直流分と脈動分から変調率を補正するために使用するコンデンサ電圧に相当する電圧を生成するようにしてもよい。
信号波と搬送波の大小を比較してゲートパルスの発生タイミングを制御する方法を説明したが、コンデンサ電圧が変動してもビート現象を発生させないか発生するとしても抑制できるものであり、かつ出力電圧の基本波成分の周波数および位相が指令値との差が許容できる範囲内になるようなゲートパルスの発生タイミングを求める方法であれば、どのような方法でもよい。例えば、直前の所定期間でのコンデンサ電圧を保存しておき、保存した期間でのコンデンサ電圧の変化と同様な変化が発生するものとして、ゲートパルスの発生タイミングを求めてもよい。また、各相の相電圧の１周期内において正または負の電圧値と時間積分の目標値を決めておき、１周期内での積分値が目標値と差が有る場合に、差がゼロに近くなるようにゲートパルスの発生タイミングを決めてもよい。
実施の形態２．
図７は、この発明の実施の形態２での電力変換装置の構成を説明する図である。図７は、２レベルインバータを使用する場合である。３レベルインバータを使用した実施の形態１の場合と異なる点だけを説明する。
コンバータ１で整流された直流電力を保存するコンデンサ２は、１個または並列に接続された複数個のコンデンサである。コンデンサ２の片端が高電位、もう片端が低電位になり、コンデンサ２には中間電位点が無い。インバータ３Ａは高電位、低電位の２レベルを出力する２レベルインバータである。
図７は、この発明の実施の形態２での電力変換装置の構成を説明する図である。図７は、２レベルインバータを使用する場合である。３レベルインバータを使用した実施の形態１の場合と異なる点だけを説明する。
コンバータ１で整流された直流電力を保存するコンデンサ２は、１個または並列に接続された複数個のコンデンサである。コンデンサ２の片端が高電位、もう片端が低電位になり、コンデンサ２には中間電位点が無い。インバータ３Ａは高電位、低電位の２レベルを出力する２レベルインバータである。
インバータ制御部４Ａは、２レベルのインバータ３Ａを制御するものである。入力は、実施の形態１の場合と同じである。
インバータ制御部４Ａの内部構成を説明する図を図８に示す。２レベルのインバータ３Ａに対応するようなゲートパルス生成部２０Ａがある。
ゲートパルス生成部２０Ａの内部構成を説明する図を、図９に示す。搬送波発生部２４Ａが１個の搬送波を出力する。信号生成部２５Ａが、１個の搬送波とＵ相、Ｖ相、Ｗ相の信号波とを比較して、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のゲートパルスを発生させる。
搬送波発生部２４Ａは、ビート現象が発生する周波数を含む所定の周波数範囲では、信号波の３倍の周波数を持つ三角波である搬送波Ｈを出力する。
信号生成部２５Ａは、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の信号波ＳＵ、ＳＶ、ＳＷと搬送波Ｈを比較して、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相についてゲートパルスを出力する。信号波が搬送波よりも大きい場合に、ゲートパルスは１になり、それ以外で０になる。
信号生成部２５Ａは、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の信号波ＳＵ、ＳＶ、ＳＷと搬送波Ｈを比較して、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相についてゲートパルスを出力する。信号波が搬送波よりも大きい場合に、ゲートパルスは１になり、それ以外で０になる。
図１０に、この発明の実施の形態２に係る電力変換装置がビート現象を解消または抑制しかつ交流電圧の周波数を変動させないようにする動作を説明する図を示す。図１０Ａが、想定するコンデンサ電圧Ｖｄｃの変動を示す図である。図１０Ｂが、変調率γと補正後変調率γ１の時間変化を示す図である。なお、図１０Ａは図５Ａと同じで、図１０Ｂは図５Ｂと同じである。図１０Ｃが、信号波と搬送波の関係を説明する図である。図１０Ｄから図１０Ｆまでが、インバータ３の出力電圧を説明する図であり、図１０ＤがＵ相電圧、図１０ＥがＶ相電圧、図１０ＦがＵＶ線間電圧をそれぞれ示す。
各相のパルスは、それぞれの相の信号波が搬送波よりも大きくなる期間は”１”であり、そうでない期間は”０”になる。信号波と搬送波がともに”０”になるタイミングは、Ｕ相では丸をＶ相では三角を付けているが、コンデンサ電圧Ｖｄｃが変動しても変化しない。信号波と搬送波の振幅が最大値に近い位置で交差するタイミングは、コンデンサ電圧Ｖｄｃが変動することにより変動する。なお、”１”というのは、コンデンサ電圧Ｖｄｃがそのまま交流電圧として出力されるという意味である。”０”は、ゼロ電圧を出力されることを意味する。
Ｕ相とＶ相のパルスの形状は、半周期ごとに”０”と”１”の値をとる。”０”の期間の中央付近でコンデンサ電圧Ｖｄｃの変動により期間の長さが変動する”１”の期間がある。”１”の期間の中央付近にも、コンデンサ電圧の変動により期間の長さが変動する”０”の期間がある。この長さが変動する期間は、コンデンサ電圧Ｖｄｃが高い場合に長くなり、低い場合に短くなる。
ＵＶ相間の電圧は、概略、半周期ごとに電気角で６０度の”０”の電圧の期間があり、この”０”の電圧の期間を挟んで”１”の電圧の期間と”−１”の電圧の期間がある。各相の電気角で６０度の”０”の電圧である期間の開始のタイミングは、互いに１２０度の間隔で一定である。このため、ＵＶ相間電圧の周波数は、固定される。”１”または”−１”の期間中に２個の電圧が”０”である期間がある。この期間の長さは、コンデンサ電圧の変動により変化する。そのため、”１”の電圧の期間における電圧の時間積分値と、”−１”の電圧の期間における電圧の時間積分値とはほぼ等しくなる。これにより、ビート現象が抑制できる。
このように、２レベルインバータにおいても、ビート現象を抑制するために変調率を制御する場合でも、インバータの出力電圧の位相および周波数が変化しないことが分かる。インバータの出力電圧の周波数および位相が変化しないことにより、ベクトル制御をより正確または安定に実施できることになる。このことは、電気鉄道車両などに適用した場合には、速度制御時の指令値からの速度変動を抑制でき、より正確または安定に制御できることになる。
以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例であり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、一部を省略する等、変更して構成することも可能である。
１ ：コンバータ、 ２ ：コンデンサ
２Ａ：コンデンサ、 ２Ｂ：コンデンサ
３ ：インバータ、 ３Ａ：インバータ
４ ：インバータ制御部、 ４Ａ：インバータ制御部
５ ：電動機
６ ：速度検出器、 ７Ｕ：電流計測器
７Ｖ：電流計測器、 ８ ：電圧計測器
１１ ：三相−ｄｑ軸座標系変換部、 １２ ：電圧指令演算部
１３ ：極座標変換部、 １４ ：すべり周波数演算部
１５ ：加算器、 １６ ：積分器
１７ ：加算器、 １８ ：変調率演算部
１９ ：リミッタ、 ２０ ：ゲートパルス生成部
２０Ａ：ゲートパルス生成部、 ２１ ：ビートレス制御部
２２ ：周波数固定部、 ２３ ：信号波発生部
２４ ：搬送波発生部、 ２４Ａ：搬送波発生部
２５ ：信号生成部、 ２５Ａ：信号生成部
２６ ：割算器
２７ ：乗算器、 ２８Ｕ：切替えスイッチ
２８Ｖ：切替えスイッチ、 ２８Ｗ：切替えスイッチ
２９Ｕ：Ｕ相補正要否判断部、 ２９Ｖ：Ｖ相補正要否判断部
２９Ｗ：Ｗ相補正要否判断部、 ３０Ｕ：正弦波発生器
３０Ｖ：正弦波発生器、 ３０Ｗ：正弦波発生器
３１Ｕ：乗算器、 ３１Ｖ：乗算器
３１Ｗ：乗算器、 Ｈ ：搬送波
Ｈ１ ：高レベル搬送波、 Ｈ２ ：低レベル搬送波
ＳＵ ：Ｕ相信号波、 ＳＶ ：Ｖ相信号波
ＳＷ ：Ｗ相信号波、 Ｖｄｃ：コンデンサ電圧
γ ：変調率、 γ１ ：補正後変調率
２Ａ：コンデンサ、 ２Ｂ：コンデンサ
３ ：インバータ、 ３Ａ：インバータ
４ ：インバータ制御部、 ４Ａ：インバータ制御部
５ ：電動機
６ ：速度検出器、 ７Ｕ：電流計測器
７Ｖ：電流計測器、 ８ ：電圧計測器
１１ ：三相−ｄｑ軸座標系変換部、 １２ ：電圧指令演算部
１３ ：極座標変換部、 １４ ：すべり周波数演算部
１５ ：加算器、 １６ ：積分器
１７ ：加算器、 １８ ：変調率演算部
１９ ：リミッタ、 ２０ ：ゲートパルス生成部
２０Ａ：ゲートパルス生成部、 ２１ ：ビートレス制御部
２２ ：周波数固定部、 ２３ ：信号波発生部
２４ ：搬送波発生部、 ２４Ａ：搬送波発生部
２５ ：信号生成部、 ２５Ａ：信号生成部
２６ ：割算器
２７ ：乗算器、 ２８Ｕ：切替えスイッチ
２８Ｖ：切替えスイッチ、 ２８Ｗ：切替えスイッチ
２９Ｕ：Ｕ相補正要否判断部、 ２９Ｖ：Ｖ相補正要否判断部
２９Ｗ：Ｗ相補正要否判断部、 ３０Ｕ：正弦波発生器
３０Ｖ：正弦波発生器、 ３０Ｗ：正弦波発生器
３１Ｕ：乗算器、 ３１Ｖ：乗算器
３１Ｗ：乗算器、 Ｈ ：搬送波
Ｈ１ ：高レベル搬送波、 Ｈ２ ：低レベル搬送波
ＳＵ ：Ｕ相信号波、 ＳＶ ：Ｖ相信号波
ＳＷ ：Ｗ相信号波、 Ｖｄｃ：コンデンサ電圧
γ ：変調率、 γ１ ：補正後変調率
Claims (5)
- 交流電力を整流するコンバータと、該コンバータの直流側に接続されたコンデンサの直列接続体と、該コンデンサの直列接続体の片端を高電位、他の片端を低電位、直列接続点を中間電位として、高電位、中間電位および低電位の何れかを選択して三相交流を出力するインバータと、該インバータを制御するインバータ制御部と、前記コンデンサの直列接続体の両端間の電圧であるコンデンサ電圧を計測する電圧計測器とを備えた電力変換装置において、前記インバータ制御部が、前記コンデンサ電圧に応じて変調率を制御するビートレス制御部と、前記インバータが出力する交流電圧の周波数を指令値に固定する周波数固定部を有することを特徴とする電力変換装置。
- 前記ビートレス制御部が、変調率を前記コンデンサ電圧に反比例させるものであることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
- 前記周波数固定部が、前記インバータの各相の出力電圧が高電位と低電位が中間電位を挟んで隣接する箇所における高電位と中間電位の間で変化するタイミングと低電位と中間電位との間で変化するタイミングの間の間隔を所定値に固定するものであることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
- 前記コンバータでの整流により発生する前記コンデンサ電圧の変動の周波数を含む所定の周波数範囲で、前記ビートレス制御部と前記周波数固定部を動作させることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
- 交流電力を整流するコンバータと、該コンバータの直流側に接続されたコンデンサと、該コンデンサに保存された直流電力を交流電力に変換するインバータと、該インバータを制御するインバータ制御部と、前記コンデンサの電圧であるコンデンサ電圧を計測する電圧計測器とを備えた電力変換装置において、前記インバータ制御部が、前記コンデンサ電圧に応じて変調率を制御するビートレス制御部と、前記インバータが出力する交流電圧の周波数を指令値に固定する周波数固定部を有することを特徴とする電力変換装置。
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