JPH01227693A - 交流電動機の制御装置及び制御方法 - Google Patents
交流電動機の制御装置及び制御方法Info
- Publication number
- JPH01227693A JPH01227693A JP63052642A JP5264288A JPH01227693A JP H01227693 A JPH01227693 A JP H01227693A JP 63052642 A JP63052642 A JP 63052642A JP 5264288 A JP5264288 A JP 5264288A JP H01227693 A JPH01227693 A JP H01227693A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- pulse width
- width modulation
- voltage
- modulation control
- pwm
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
- 238000000034 method Methods 0.000 title claims description 8
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims abstract description 5
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 17
- 238000009499 grossing Methods 0.000 claims description 13
- 230000010349 pulsation Effects 0.000 abstract description 3
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 8
- 238000005094 computer simulation Methods 0.000 description 4
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 3
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 description 2
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 230000006870 function Effects 0.000 description 1
Landscapes
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の目的〕
（産業上の利用分野）
本発明は、パルス幅変調制御インバータを用いた交流電
動機制御装置及び制御方法に関する。
動機制御装置及び制御方法に関する。
（従来の技術）
第４図は、従来の交流電動機駆動装置の構成図を示すも
のである。
のである。
図中、ＳＵＰは単相交流電源、Ｌ８は交流リアクトル、
ＣＯＮ’Ｖはパルス幅変調制御コンバータ、（以下ＰＷ
Ｍコンバータと称す。）、ｃｄは直流平滑コンデンサ、
ＩＮＶはパルス幅変調制御インバータ（以下ＰＷＭイン
バータと称す。）、Ｍは交流電動機、ＰＧは回転速度検
出器、ＡＶＲは直流電圧制御回路、ＡＣＲは入力電流制
御回路、ＰＷＭ工はＰＷＭコンバータＣ，ＯＮＶのパル
ス幅変調制御回路、ＳＰＣは速度制御回路、ＣＮはカウ
ンタ、ＰＷＭ２はＰＷＭインバータＩＮＶのパルス幅変
調制御回路である。
ＣＯＮ’Ｖはパルス幅変調制御コンバータ、（以下ＰＷ
Ｍコンバータと称す。）、ｃｄは直流平滑コンデンサ、
ＩＮＶはパルス幅変調制御インバータ（以下ＰＷＭイン
バータと称す。）、Ｍは交流電動機、ＰＧは回転速度検
出器、ＡＶＲは直流電圧制御回路、ＡＣＲは入力電流制
御回路、ＰＷＭ工はＰＷＭコンバータＣ，ＯＮＶのパル
ス幅変調制御回路、ＳＰＣは速度制御回路、ＣＮはカウ
ンタ、ＰＷＭ２はＰＷＭインバータＩＮＶのパルス幅変
調制御回路である。
ＰＷＭコンバータＣ０ＮＶは平滑コンデンサＣｄに印加
される直流電圧Ｖｄがほぼ一定になるように入力電流■
８を制御するもので、この入力電流工。は電源電圧■８
と同相の正弦波に制御される。この結果、入力力率は常
に１となり、入力電流に含まれる高調波成分の少ない状
態で運転できる。詳細については、特開昭５９−６１４
７５号公報に記載されている。
される直流電圧Ｖｄがほぼ一定になるように入力電流■
８を制御するもので、この入力電流工。は電源電圧■８
と同相の正弦波に制御される。この結果、入力力率は常
に１となり、入力電流に含まれる高調波成分の少ない状
態で運転できる。詳細については、特開昭５９−６１４
７５号公報に記載されている。
また、ＰＷＭインバータＩＮＶは、平滑コンデンサｃｄ
を直流電圧源とし、交流電動機Ｍに可変電圧可変周波数
の三相正弦波電流■υ、■ν＋ ＩＷを供給するもので
ある。ＰＷＭインバータＩＮＶの出力周波数が低いとき
は、パルス数の多いＰＷＭ制御を行い、出力周波数が高
くなるに従い、パルス数を段階的に減らしていく、いわ
ゆる同期式ＰＷＭ制御を行っている。ＰＷＭ制御の変調
率Ａ及び位相θ。は、速度制御回路ＳＰＣから与えられ
、予めリードオンリーメモリ（ＲＯＭ）等に記憶された
ＰＷＭ制御パターンを変調率Ａ及び位相Ｏ８に従って、
取り出して制御する。
を直流電圧源とし、交流電動機Ｍに可変電圧可変周波数
の三相正弦波電流■υ、■ν＋ ＩＷを供給するもので
ある。ＰＷＭインバータＩＮＶの出力周波数が低いとき
は、パルス数の多いＰＷＭ制御を行い、出力周波数が高
くなるに従い、パルス数を段階的に減らしていく、いわ
ゆる同期式ＰＷＭ制御を行っている。ＰＷＭ制御の変調
率Ａ及び位相θ。は、速度制御回路ＳＰＣから与えられ
、予めリードオンリーメモリ（ＲＯＭ）等に記憶された
ＰＷＭ制御パターンを変調率Ａ及び位相Ｏ８に従って、
取り出して制御する。
（発明が解決しようとする課題）
このような従来の交流電動機の制御装置では、次のよう
な問題点がある。
な問題点がある。
すなわち、ＰＷＭインバータＩＮＶの出力電流を検出し
、その指令値と比較して制御するいわゆる電流瞬時値制
御を行っていないため、直流電圧■ｄの変動がそのまま
出力電流■。ｒ ＩＶ＋ ＩＷの変動となって現われ、
結果的にインバータ出力容量の低下を招いていた。
、その指令値と比較して制御するいわゆる電流瞬時値制
御を行っていないため、直流電圧■ｄの変動がそのまま
出力電流■。ｒ ＩＶ＋ ＩＷの変動となって現われ、
結果的にインバータ出力容量の低下を招いていた。
第５図は、単相電源の電力変動と直流電圧変動の関係を
示すもので、ｖｓは電源電圧、■８は入力電流、Ｐ８は
入力電力、Ｖｄは直流電圧の各波形を表わす。
示すもので、ｖｓは電源電圧、■８は入力電流、Ｐ８は
入力電力、Ｖｄは直流電圧の各波形を表わす。
入力電流■８はＰＷＭコンバータＣ０ＮＶによって電源
電圧ｖ８と同相の正弦波に制御される。故に電力Ｐ８は
、 ＰＳ＝■８・■８ ＝Ｖｓ、ｎ５ｉｎωＳ ｔｌｓ＋ｊｌ ｓｉｎ （ＪＪ
Ｊｊ−ω８＝２πｆ８ ｆＳ：電源周波数ＶＳ超電
圧波高値＋ ：［ｓ超電流波高値となり、電源周波数
１８の２倍の周波数で変動とする。
電圧ｖ８と同相の正弦波に制御される。故に電力Ｐ８は
、 ＰＳ＝■８・■８ ＝Ｖｓ、ｎ５ｉｎωＳ ｔｌｓ＋ｊｌ ｓｉｎ （ＪＪ
Ｊｊ−ω８＝２πｆ８ ｆＳ：電源周波数ＶＳ超電
圧波高値＋ ：［ｓ超電流波高値となり、電源周波数
１８の２倍の周波数で変動とする。
ＰＷＭインバータＩＮＶの負荷（交流電動機）は三相平
衡電力を消費するので、有効電力の変動はない。
衡電力を消費するので、有効電力の変動はない。
従って、単相電源に基づく電力変動は、そのまま直流電
圧ｖｄの変動となり、ｖｄは電源周波数ｆｓの２倍の周
波数で変動することになる。
圧ｖｄの変動となり、ｖｄは電源周波数ｆｓの２倍の周
波数で変動することになる。
直流電圧ＶＣｔが基準電圧Ｖｄｏより大きいときは、Ｐ
ＷＭインバータＩＮＶの出力電流は大きくなり、逆にｖ
ｄ＜ｖｄｏでは出力電流は小さくなる。 ＰＷＭインバ
ータＩＮＶの出力周波数ｆ。は、交流電動−タＩＮＶの
出力電流は、周波数ｆｅ−２ｆｓによってビート現象を
発生し、その結果、交流電動機Ｍの発生トルクの脈動を
ひき起こし、かつ、ＰＷＭインバータＩＮＶを構成する
自己消弧素子（例えばゲートターンオフサイリスタ等）
に流れる電流値を増大させる。この自己消弧素子のしゃ
断できる最大電流は決っており、素子を破壊させないた
めには、交流電動機Ｍに供給する実効電流を減少させな
ければならない。結果的にビート現象によって増加した
電流領分だけ、ＰＷＭインバータＩＮＶの出力容量を低
下せざるを得ない。
ＷＭインバータＩＮＶの出力電流は大きくなり、逆にｖ
ｄ＜ｖｄｏでは出力電流は小さくなる。 ＰＷＭインバ
ータＩＮＶの出力周波数ｆ。は、交流電動−タＩＮＶの
出力電流は、周波数ｆｅ−２ｆｓによってビート現象を
発生し、その結果、交流電動機Ｍの発生トルクの脈動を
ひき起こし、かつ、ＰＷＭインバータＩＮＶを構成する
自己消弧素子（例えばゲートターンオフサイリスタ等）
に流れる電流値を増大させる。この自己消弧素子のしゃ
断できる最大電流は決っており、素子を破壊させないた
めには、交流電動機Ｍに供給する実効電流を減少させな
ければならない。結果的にビート現象によって増加した
電流領分だけ、ＰＷＭインバータＩＮＶの出力容量を低
下せざるを得ない。
このビート現象は、ＰＷＭインバータＩＮＶの出力電流
■。ｒ ＩＶ＋ ＩＷを瞬時瞬時フィードバックし、そ
の指令値と比較しその偏差に基づいて瞬時瞬時パルス幅
変調制御（ＰＷＭ制御）すれば防止できる。しかし、現
在のところ、大容量の交流電動機を駆動するＰＷＭイン
バータでは、自己消弧素子としてゲー１へターンオフサ
イリスタ （ＧＴＯ）を使用するのが一般的で、このＧ
ＴＯのスイッチング周波数は高々５ＱＯＨｚ程度である
。 このため、交流電動機の低中速運転では、パルス数
が多いため、きめ細い制御が可能であるが高速運転では
制御パルス数を減らさざるを得す、電流瞬時値制御に期
待することはできない。
■。ｒ ＩＶ＋ ＩＷを瞬時瞬時フィードバックし、そ
の指令値と比較しその偏差に基づいて瞬時瞬時パルス幅
変調制御（ＰＷＭ制御）すれば防止できる。しかし、現
在のところ、大容量の交流電動機を駆動するＰＷＭイン
バータでは、自己消弧素子としてゲー１へターンオフサ
イリスタ （ＧＴＯ）を使用するのが一般的で、このＧ
ＴＯのスイッチング周波数は高々５ＱＯＨｚ程度である
。 このため、交流電動機の低中速運転では、パルス数
が多いため、きめ細い制御が可能であるが高速運転では
制御パルス数を減らさざるを得す、電流瞬時値制御に期
待することはできない。
第６図は、従来のＰＷＭインバータＩＮＶの制御方法に
より運転したときの計算機シミュレーション結果を示す
もので、直流電圧ｖｄ、インバータ出力電流（１相分）
Ｉｕ、インバータ出力電圧■υ及び交流電動機逆起電力
Ｖｃｕの各波形を表わす。
より運転したときの計算機シミュレーション結果を示す
もので、直流電圧ｖｄ、インバータ出力電流（１相分）
Ｉｕ、インバータ出力電圧■υ及び交流電動機逆起電力
Ｖｃｕの各波形を表わす。
電源周波数ｆ８＝６０１（ｚに対して出力周波数ｆ。＝
１００Ｈｚで運転した場合、ｆ ｅ ２ ・ｆ ５−
２０Ｈｚでビート現象を発生している。
１００Ｈｚで運転した場合、ｆ ｅ ２ ・ｆ ５−
２０Ｈｚでビート現象を発生している。
このようなビート現象は直流電圧の変動の大きさに比例
する。故に第４図の直流平滑コンデンサｃｄの容量を増
大させれば、直流電圧Ｖｄの変動は小さくなりビート現
象も小さくなる。しかしながら当該平滑コンデンサｃｄ
の寸法重量の増加を招き、装置のコストも高くなる欠点
がある。
する。故に第４図の直流平滑コンデンサｃｄの容量を増
大させれば、直流電圧Ｖｄの変動は小さくなりビート現
象も小さくなる。しかしながら当該平滑コンデンサｃｄ
の寸法重量の増加を招き、装置のコストも高くなる欠点
がある。
従って、本発明は、以上の問題点に鑑みてなされたもの
で、直流平滑コンデンサの容量を増加させることなく、
かつインバータを構成する素子のスイッチング周波数を
増大させることなく、ビート現象を抑制する交流電動機
の制御装置及び制御方法を提供することを目的とする。
で、直流平滑コンデンサの容量を増加させることなく、
かつインバータを構成する素子のスイッチング周波数を
増大させることなく、ビート現象を抑制する交流電動機
の制御装置及び制御方法を提供することを目的とする。
（課題を解決するための手段）
本発明は、上記目的を達成するために、［交流電源と、
この交流電源に交流リアクトルを介して接続されたパル
ス幅変調制御コンバータと、このパルス幅変調制御コン
バータの直流側端子に接続された直流変滑コンデンサと
、この直流変滑コンデンサを直流電圧源とし、可変電圧
可変周波数の交流電力を出力するパルス幅変調制御イン
バータと、交流電源の単相電力変動分に基づく直流電圧
変動を検出する検出手段と、この検出手段からの検出信
号に応じてパルス幅変調制御インバータの変調率を補正
する補正手段と、この補正手段からの出力信号を基にパ
ルス幅変調制御インバータを制御する制御手段とを備え
た交流電動機の制御装置。」と、 「交流電源と、この交流電源に交流リアクトルを介して
接続されたパルス幅変調制御コンバータと、このパルス
幅変調制御コンバータの直流側端子に接続された直流平
滑コンデンサと、この直流平滑コンデンサを直流電圧源
とし、可変電圧可変周波数の交流電力を出力するパルス
幅変調制御インバータを備え、交流電源の単相電力変動
分に基づく直流電圧変動に応じて、パルス幅変調制御イ
ンバータの変調率を補正して、パルス幅変調制御インバ
ータにビート現象が発生することを抑制するよう制御す
る交流電動機の制御方法。」とを提供する。
この交流電源に交流リアクトルを介して接続されたパル
ス幅変調制御コンバータと、このパルス幅変調制御コン
バータの直流側端子に接続された直流変滑コンデンサと
、この直流変滑コンデンサを直流電圧源とし、可変電圧
可変周波数の交流電力を出力するパルス幅変調制御イン
バータと、交流電源の単相電力変動分に基づく直流電圧
変動を検出する検出手段と、この検出手段からの検出信
号に応じてパルス幅変調制御インバータの変調率を補正
する補正手段と、この補正手段からの出力信号を基にパ
ルス幅変調制御インバータを制御する制御手段とを備え
た交流電動機の制御装置。」と、 「交流電源と、この交流電源に交流リアクトルを介して
接続されたパルス幅変調制御コンバータと、このパルス
幅変調制御コンバータの直流側端子に接続された直流平
滑コンデンサと、この直流平滑コンデンサを直流電圧源
とし、可変電圧可変周波数の交流電力を出力するパルス
幅変調制御インバータを備え、交流電源の単相電力変動
分に基づく直流電圧変動に応じて、パルス幅変調制御イ
ンバータの変調率を補正して、パルス幅変調制御インバ
ータにビート現象が発生することを抑制するよう制御す
る交流電動機の制御方法。」とを提供する。
（作 用）
以上のように構成されたものにおいては、直流電圧Ｖｄ
がその基準電圧Ｖｄｏより高くなった場合には、直流電
圧Ｖｄの値に反比例させて、ＰＷＭ制御制御− ８変調率Ａを減少させ、逆に、ｖｄ＜■ｄｌ、となった
場合には、ｖｄの値に反比例させて変調率Ａを増加させ
る。すると、ＰＷＭコンバータの出力電圧Ｖυ。
がその基準電圧Ｖｄｏより高くなった場合には、直流電
圧Ｖｄの値に反比例させて、ＰＷＭ制御制御− ８変調率Ａを減少させ、逆に、ｖｄ＜■ｄｌ、となった
場合には、ｖｄの値に反比例させて変調率Ａを増加させ
る。すると、ＰＷＭコンバータの出力電圧Ｖυ。
ＶＶ＋ ＶＷは直流電圧Ｖｄが増減してもその影響を受
けなくなり、出力電流■。＋ ＩＶ＋ ＩＷのビート現
象を取除くことができる。
けなくなり、出力電流■。＋ ＩＶ＋ ＩＷのビート現
象を取除くことができる。
（実 施 例）
以下、本発明の一実施例を図面を用いて説明する。
第１図に示すようにＳＵＰは単相交流電源、Ｌｓは交流
リアクトル、Ｃ０ＮＶはパルス幅変調制御コンバータ（
以下ＰＷＭコンバータと称す。）、ｃｄは直流平滑コン
デンサ、ＩＮＶはパルス幅変調制御インバータ（以下Ｐ
ＷＭインバータと称す。）、Ｍは交流電動機、ＰＧは回
転速度検出器、ＡＶＲは直流電圧制御回路、ＡＣＲは入
力電流制御回路、ＰＷＭ□はコンバータのパルス幅変調
制御回路、ＳＰＣは速度制御回路、ＣＮはカウンタ、Ｋ
Ｄは比例増幅器、ＤＩＶは割算器、ＰＷＭ２はインバー
タのパルス幅変調制御回路である。
リアクトル、Ｃ０ＮＶはパルス幅変調制御コンバータ（
以下ＰＷＭコンバータと称す。）、ｃｄは直流平滑コン
デンサ、ＩＮＶはパルス幅変調制御インバータ（以下Ｐ
ＷＭインバータと称す。）、Ｍは交流電動機、ＰＧは回
転速度検出器、ＡＶＲは直流電圧制御回路、ＡＣＲは入
力電流制御回路、ＰＷＭ□はコンバータのパルス幅変調
制御回路、ＳＰＣは速度制御回路、ＣＮはカウンタ、Ｋ
Ｄは比例増幅器、ＤＩＶは割算器、ＰＷＭ２はインバー
タのパルス幅変調制御回路である。
ＰＷＭコンバータＣ０ＮＶは直流平滑コンデンサｃｄに
印加される直流電圧ｖｄがほぼ一定になるように入力電
流Ｉ３を制御する。入力電流工。は、電源電圧ｖ８と同
相（入力力率＝１）の正弦波（高調波が小）に制御され
る。
印加される直流電圧ｖｄがほぼ一定になるように入力電
流Ｉ３を制御する。入力電流工。は、電源電圧ｖ８と同
相（入力力率＝１）の正弦波（高調波が小）に制御され
る。
また、ＰＷＭインバータＩＮＶは直流平滑コンデンサＣ
ｄを直流電圧源とし、交流電動機Ｍに可変電圧可変周波
数の三相正弦波電流ＩＵ＋ ＩＶ＋ ＩＷを供給する。
ｄを直流電圧源とし、交流電動機Ｍに可変電圧可変周波
数の三相正弦波電流ＩＵ＋ ＩＶ＋ ＩＷを供給する。
ＰＷＭインバータＩＮＶの出力周波数が低いときはＰＷ
Ｍ制御のパルス数を多くし、出力周波数が高くなるに従
い、段階的にパルス数を減らしていく、いわゆる同期式
ＰＷＭ制御を行っている。
Ｍ制御のパルス数を多くし、出力周波数が高くなるに従
い、段階的にパルス数を減らしていく、いわゆる同期式
ＰＷＭ制御を行っている。
速度制御回路ｓｐｃは、交流電動機Ｍの回転速度ω１と
その指令値ω−を比較し、 その偏差ε。
その指令値ω−を比較し、 その偏差ε。
＝ω？−ω１に応じて、 ＰＷＭインバータＩＮＶのＰ
ＷＭ制御の変調率Ａと出力周波数指令ｆ。を与える。出
力周波数指令ｆ。は、 カウンタＣＮによって時間積分
され、ＰＷＭ制御の位相指令θ８どなる。また、変調率
Ａは割算器ＤＩＶを介して、新しい変調率Ａ′に変換さ
れ、ＰＷＭ制御回路ｐｗＭ２に入力される。一方、直流
電圧Ｖｄの検出値は、比例増幅器ＫＤを介して規格化さ
れ、割算器ＤＩＶのもう１つの入力となる。すなわち、
新しい変調率Ａ′は、次式のように与えられる。
ＷＭ制御の変調率Ａと出力周波数指令ｆ。を与える。出
力周波数指令ｆ。は、 カウンタＣＮによって時間積分
され、ＰＷＭ制御の位相指令θ８どなる。また、変調率
Ａは割算器ＤＩＶを介して、新しい変調率Ａ′に変換さ
れ、ＰＷＭ制御回路ｐｗＭ２に入力される。一方、直流
電圧Ｖｄの検出値は、比例増幅器ＫＤを介して規格化さ
れ、割算器ＤＩＶのもう１つの入力となる。すなわち、
新しい変調率Ａ′は、次式のように与えられる。
Ｖｄ、ｏ：直流電圧基準値（一定）
この新しい変調率Ａ′及び位相指令θ。は、ＰｗＭ制御
回路ＰＷＭ２に入力され、あらかじめ、リードオンリー
メモリ（ＲＯＭ）等に記憶されたＰＷＭ制御パターンを
読み出してＰＷＭインバータＩＮＶのゲート信号を作る
。このとき、位相指令θ。は、ＲＯＭの読み出し番地と
する。
回路ＰＷＭ２に入力され、あらかじめ、リードオンリー
メモリ（ＲＯＭ）等に記憶されたＰＷＭ制御パターンを
読み出してＰＷＭインバータＩＮＶのゲート信号を作る
。このとき、位相指令θ。は、ＲＯＭの読み出し番地と
する。
第２図は、本実施例におけるＰＷＭ制御の動作を説明す
るためのタイムチャート図である。
るためのタイムチャート図である。
直流電圧■ｄが一定値Ｖｄｏを保っている場合、０式の
変調率Ａ′は前の変調率Ａに等しくなる。すなわち、Ｐ
ＷＭ制御人力ｅｉは、第２図の実線で示されるように正
弦波となる。この制御入力ｅｉと搬送波（三角波）Ｘと
を比較し、その交点からＰＷＭインバータＩＮＶのグー
１信号量発、が求められる。すなわち、 ｅｉ≧Ｘのとき子、＝“１” ｅ；、＜Ｘのとき子、 ＝＝ ＩＩ Ｏ”となる。
変調率Ａ′は前の変調率Ａに等しくなる。すなわち、Ｐ
ＷＭ制御人力ｅｉは、第２図の実線で示されるように正
弦波となる。この制御入力ｅｉと搬送波（三角波）Ｘと
を比較し、その交点からＰＷＭインバータＩＮＶのグー
１信号量発、が求められる。すなわち、 ｅｉ≧Ｘのとき子、＝“１” ｅ；、＜Ｘのとき子、 ＝＝ ＩＩ Ｏ”となる。
実際には、前述のように変調率Ａ′と位相指令θ。を入
力することにより、あらかじめ記憶されたメモリ（ＲＯ
Ｍ）から、ゲート信号子、を直接読み出す式を採用して
いる力ｉ、原理的には第２図で示された三角波との比較
方式と同じになる。
力することにより、あらかじめ記憶されたメモリ（ＲＯ
Ｍ）から、ゲート信号子、を直接読み出す式を採用して
いる力ｉ、原理的には第２図で示された三角波との比較
方式と同じになる。
次に、直流電圧Ｖｄが第２図の如く変化した場合につい
て説明する。
て説明する。
Ｖｄが変化したとき、変調率Ａを補正しなかったとする
と、ＰＷＭ制御人力ｅ３は前述と同じ実線のようになり
、ゲート信号も先に説明した通りになる。すると、ＰＷ
ＭインバータＩＮＶの出力電流ＩＵ＋ ＩＶ＋ ＩＷは
、直流電圧ｖｄが大きいときには増加し、Ｖｄが小さく
なると減少するため、ビート現象−１２＝ が発生する。
と、ＰＷＭ制御人力ｅ３は前述と同じ実線のようになり
、ゲート信号も先に説明した通りになる。すると、ＰＷ
ＭインバータＩＮＶの出力電流ＩＵ＋ ＩＶ＋ ＩＷは
、直流電圧ｖｄが大きいときには増加し、Ｖｄが小さく
なると減少するため、ビート現象−１２＝ が発生する。
変調率Ａを（２）式のように補正し、Ａ′として与える
ことにより、 ＰＷＭ制御人力ｅｉ′の各瞬時瞬時の振
幅値が変化し、破線のｅｉのようになる。すなわち、Ｖ
ｄ＞Ｖｄｏのとき、ｅ Ｌ ’ ＜ ｅ 、となり、ま
た、ＶＣｔ〈ｖｄｏのとき、ｅｉ′〉ｅｉとなる。この
結果、ＰＷＭインバータＩＮＶの１相分のゲート信号ｇ
−２は、破線のようになる。すなわち、Ｖｄ＞Ｖｄｏの
とき、ゲート信号子２のｔＬ １ ）１の期間がせまく
なり、出方電流の増大を抑えることができ、 また、Ｖ
ｄ＜ｖｄ。
ことにより、 ＰＷＭ制御人力ｅｉ′の各瞬時瞬時の振
幅値が変化し、破線のｅｉのようになる。すなわち、Ｖ
ｄ＞Ｖｄｏのとき、ｅ Ｌ ’ ＜ ｅ 、となり、ま
た、ＶＣｔ〈ｖｄｏのとき、ｅｉ′〉ｅｉとなる。この
結果、ＰＷＭインバータＩＮＶの１相分のゲート信号ｇ
−２は、破線のようになる。すなわち、Ｖｄ＞Ｖｄｏの
とき、ゲート信号子２のｔＬ １ ）１の期間がせまく
なり、出方電流の増大を抑えることができ、 また、Ｖ
ｄ＜ｖｄ。
のとき、ゲート信号９．２の１７０ ｊｒの期間がせま
くなり、出力電流の減少を抑えることができる。
くなり、出力電流の減少を抑えることができる。
従って、直流電圧ＶＣｔが変化しても出力電流■。。
ＩＶ＋ＩＷは影響を受けなくなり、ビート現象を除去す
ることができる。
ることができる。
第３図は、本実施例に係る交流電動機の制御装置の計算
機シミュレーション結果を示すものである。
機シミュレーション結果を示すものである。
図中、Ｖｄは直流電圧、１．はＰＷＭインバータエＮＶ
の出力電流（１相分）、嘱はＰＷＭインバータＩＮＶの
出力電圧（１相分）、ｖ０υは交流電動機Ｍの逆起電力
の各波形を示す。
の出力電流（１相分）、嘱はＰＷＭインバータＩＮＶの
出力電圧（１相分）、ｖ０υは交流電動機Ｍの逆起電力
の各波形を示す。
第６図と比較すると、直流電圧Ｖｄの変動に影響される
ことなく、ＰＷＭインバータのＩＮＶの出力電流のビー
ト現象が抑制されているのがわかる。
ことなく、ＰＷＭインバータのＩＮＶの出力電流のビー
ト現象が抑制されているのがわかる。
以上述べたように、本発明によれば、交流電源の電力変
動分に基づく、直流電圧ｖｄの変動の影響を受けること
なく、ＰＷＭインバータの出力電流を正弦波に制御する
ことができる。その結果、出力媒流のビート現象がなく
なり、交流電動機のトルク脈動もなくなる。また、ビー
ト現象によるＰＷＭインバータの出力容量の低減を防止
することができ、結果的に、ＰＷＭインバータの出力容
量を増大させることが可能となる。
動分に基づく、直流電圧ｖｄの変動の影響を受けること
なく、ＰＷＭインバータの出力電流を正弦波に制御する
ことができる。その結果、出力媒流のビート現象がなく
なり、交流電動機のトルク脈動もなくなる。また、ビー
ト現象によるＰＷＭインバータの出力容量の低減を防止
することができ、結果的に、ＰＷＭインバータの出力容
量を増大させることが可能となる。
第１図は本発明の一実施例を″示す概要構成図、第２図
は第１図に示した交流電動機の制御装置の動作を示すタ
イムチャート、第３図は、第１図に示した交流電動機の
制御装置の計算機シミュレーション結果を示す波形図、
第４図は従来の交流電動機の制御装置を示す概要構成図
、第５図は、第４図に示した交流電動機の制御装置の動
作を示すタイムチャート、第６図は、第４図に示した従
来の交流電動機の制御装置の計算機シミュレーション結
果を示す波形図である。 ＳＵＰ・・・単相交流電源 Ｌ８・・・交流リアクトル
Ｃ０ＮＶ・・・ＰＷＭコンバータ Ｃｄ・・・直流平滑コンデンサ ＩＮＶ・・・ＰＷＭインバータ Ｍ・・・交流電動機 ＰＧ・・・回転速度検出器
ＡＶＲ・・・直流電圧制御回路 ＡＣＲ・・・入力電流制御回路 ＰＷＭｌ・・コンバータのパルス幅変調制御回路ＰＷＭ
２・・・インバータのパルス幅変調制御回路ｓｐｃ・・
・速度制御回路 ＣＮ・・・カウンタＫＤ・・・比例増
幅器 ＤＩＶ・・・割算器代理人 弁理士 則 近
憲 佑 同 第子丸 健 ６図
は第１図に示した交流電動機の制御装置の動作を示すタ
イムチャート、第３図は、第１図に示した交流電動機の
制御装置の計算機シミュレーション結果を示す波形図、
第４図は従来の交流電動機の制御装置を示す概要構成図
、第５図は、第４図に示した交流電動機の制御装置の動
作を示すタイムチャート、第６図は、第４図に示した従
来の交流電動機の制御装置の計算機シミュレーション結
果を示す波形図である。 ＳＵＰ・・・単相交流電源 Ｌ８・・・交流リアクトル
Ｃ０ＮＶ・・・ＰＷＭコンバータ Ｃｄ・・・直流平滑コンデンサ ＩＮＶ・・・ＰＷＭインバータ Ｍ・・・交流電動機 ＰＧ・・・回転速度検出器
ＡＶＲ・・・直流電圧制御回路 ＡＣＲ・・・入力電流制御回路 ＰＷＭｌ・・コンバータのパルス幅変調制御回路ＰＷＭ
２・・・インバータのパルス幅変調制御回路ｓｐｃ・・
・速度制御回路 ＣＮ・・・カウンタＫＤ・・・比例増
幅器 ＤＩＶ・・・割算器代理人 弁理士 則 近
憲 佑 同 第子丸 健 ６図
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、交流電源と、この交流電源に交流リアクトルを介し
て接続されたパルス幅変調制御コンバータと、このパル
ス幅変調制御コンバータの直流側端子に接続された直流
変滑コンデンサと、この直流変滑コンデンサを直流電圧
源とし、可変電圧可変周波数の交流電力を出力するパル
ス幅変調制御インバータと、前記交流電源の単相電力変
動分に基づく直流電圧変動を検出する検出手段と、この
検出手段からの検出信号に応じて前記パルス幅変調制御
インバータの変調率を補正する補正手段と、この補正手
段からの出力信号を基に前記パルス幅変調制御インバー
タを制御する制御手段とを具備したことを特徴とする交
流電動機の制御装置。 ２、交流電源と、この交流電源に交流リアクトルを介し
て接続されたパルス幅変調制御コンバータと、このパル
ス幅変調制御コンバータの直流側端子に接続された直流
平滑コンデンサと、この直流平滑コンデンサを直流電圧
源とし、可変電圧可変周波数の交流電力を出力するパル
ス幅変調制御インバータを具備し、前記交流電源の単相
電力変動分に基づく直流電圧変動に応じて、前記パルス
幅変調制御インバータの変調率を補正して、前記パルス
幅変調制御インバータにビート現象が発生することを抑
制するよう制御する交流電動機の制御方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63052642A JPH01227693A (ja) | 1988-03-08 | 1988-03-08 | 交流電動機の制御装置及び制御方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63052642A JPH01227693A (ja) | 1988-03-08 | 1988-03-08 | 交流電動機の制御装置及び制御方法 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01227693A true JPH01227693A (ja) | 1989-09-11 |
Family
ID=12920492
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63052642A Pending JPH01227693A (ja) | 1988-03-08 | 1988-03-08 | 交流電動機の制御装置及び制御方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH01227693A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2008146381A1 (ja) * | 2007-05-31 | 2008-12-04 | Mitsubishi Electric Corporation | 電力変換装置 |
| WO2010070723A1 (ja) * | 2008-12-15 | 2010-06-24 | 三菱電機株式会社 | 電動機駆動用電力変換装置 |
| JPWO2008149724A1 (ja) * | 2007-05-31 | 2010-08-26 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置 |
| JP2011239680A (ja) * | 2011-09-01 | 2011-11-24 | Mitsubishi Electric Corp | 電動機駆動用電力変換装置 |
-
1988
- 1988-03-08 JP JP63052642A patent/JPH01227693A/ja active Pending
Cited By (13)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US8279641B2 (en) | 2007-05-31 | 2012-10-02 | Mitsubishi Electric Corporation | Electric power conversion apparatus having frequency fixing unit to control beat phenomenon |
| WO2008149724A1 (ja) | 2007-05-31 | 2008-12-11 | Mitsubishi Electric Corporation | 電力変換装置 |
| EP2151916A1 (en) * | 2007-05-31 | 2010-02-10 | Mitsubishi Electric Corporation | Power converter |
| WO2008146381A1 (ja) * | 2007-05-31 | 2008-12-04 | Mitsubishi Electric Corporation | 電力変換装置 |
| EP2151916A4 (en) * | 2007-05-31 | 2010-07-14 | Mitsubishi Electric Corp | POWER CONVERTER |
| JPWO2008149724A1 (ja) * | 2007-05-31 | 2010-08-26 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置 |
| AU2008259066B2 (en) * | 2007-05-31 | 2011-04-21 | Mitsubishi Electric Corporation | Power converter |
| AU2008259066C1 (en) * | 2007-05-31 | 2011-11-10 | Mitsubishi Electric Corporation | Power converter |
| JP5067424B2 (ja) * | 2007-05-31 | 2012-11-07 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置 |
| WO2010070723A1 (ja) * | 2008-12-15 | 2010-06-24 | 三菱電機株式会社 | 電動機駆動用電力変換装置 |
| US8258735B2 (en) | 2008-12-15 | 2012-09-04 | Mitsubishi Electric Corporation | Power converting apparatus for motor driving |
| JP4819970B2 (ja) * | 2008-12-15 | 2011-11-24 | 三菱電機株式会社 | 電動機駆動用電力変換装置 |
| JP2011239680A (ja) * | 2011-09-01 | 2011-11-24 | Mitsubishi Electric Corp | 電動機駆動用電力変換装置 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US4723201A (en) | Control apparatus for pulse width modulation inverters | |
| WO2018061433A1 (ja) | インバータの制御方法、制御装置及びインバータ | |
| JP2004120883A (ja) | 三相交流モータ駆動用インバータ装置 | |
| JP3250329B2 (ja) | インバータの二相ｐｗｍ制御装置 | |
| JP2950939B2 (ja) | インバータ装置 | |
| JP6851291B2 (ja) | 電力変換装置およびその制御方法 | |
| JP3283134B2 (ja) | Ｐｗｍコンバータ装置 | |
| JPH01227693A (ja) | 交流電動機の制御装置及び制御方法 | |
| JPH0350509B2 (ja) | ||
| JP2001028892A (ja) | 交流電動機のトルク検出装置及び駆動制御装置 | |
| JP3222489B2 (ja) | ３相３線式の中性点クランプ式インバータの制御方法 | |
| JPH1028378A (ja) | 電力変換装置の制御方法及び電力変換システムの制御方法 | |
| JP3576310B2 (ja) | 交流電気車の制御装置 | |
| JP2002315350A (ja) | 並列接続電力変換器の制御装置 | |
| JPH033472B2 (ja) | ||
| JP4449283B2 (ja) | Ｐｗｍインバータの制御方法 | |
| JP2577514B2 (ja) | 中性点クランプ式電力変換器の制御方法 | |
| JP2714132B2 (ja) | Ｐｗｍインバータの電圧制御方法 | |
| JP2935672B2 (ja) | インバータ装置の制御方法 | |
| JPS63302731A (ja) | 交直変換器の制御装置 | |
| JPH01202168A (ja) | インバータの制御方法 | |
| JPH02303390A (ja) | 交流電動機のｐｗｍ制御装置 | |
| JPH0687451B2 (ja) | 誘導電器の冷却方法 | |
| JPH09149646A (ja) | Ｐｗｍコンバータ制御装置 | |
| JPH05227756A (ja) | 電流形インバータのスイッチング方法 |