JP3283134B2 - Ｐｗｍコンバータ装置 - Google Patents
Ｐｗｍコンバータ装置Info
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- JP3283134B2 JP3283134B2 JP03446794A JP3446794A JP3283134B2 JP 3283134 B2 JP3283134 B2 JP 3283134B2 JP 03446794 A JP03446794 A JP 03446794A JP 3446794 A JP3446794 A JP 3446794A JP 3283134 B2 JP3283134 B2 JP 3283134B2
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- power supply
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Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、交流電源出力を任意電
圧の直流電圧に変換してインバータ装置に与えるための
ＰＷＭコンバータ装置に関する。
圧の直流電圧に変換してインバータ装置に与えるための
ＰＷＭコンバータ装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】図２には、従来のＰＷＭコンバータ装置
の原理的構成例が示されている。この図２に示されたＰ
ＷＭコンバータ装置１は、三相交流電源２の出力を昇圧
動作のための三相用のリアクトル３を通じて受けるコン
バータブリッジ回路４を備えており、そのコンバータブ
リッジ回路４による変換出力を平滑コンデンサ５を通じ
て直流母線６、７間に与えるようになっている。上記コ
ンバータブリッジ回路４は、自己消弧能力があるスイッ
チング素子例えばパワートランジスタ４ａと整流用ダイ
オード４ｂとを６個ずつ組み合わせて成るもので、パワ
ートランジスタ４ａ及び整流用ダイオード４ｂを互いに
導通方向が逆となるように並列接続すると共に、それら
パワートランジスタ４ａ及び整流用ダイオード４ｂの各
対を三相ブリッジ接続して構成されている。
の原理的構成例が示されている。この図２に示されたＰ
ＷＭコンバータ装置１は、三相交流電源２の出力を昇圧
動作のための三相用のリアクトル３を通じて受けるコン
バータブリッジ回路４を備えており、そのコンバータブ
リッジ回路４による変換出力を平滑コンデンサ５を通じ
て直流母線６、７間に与えるようになっている。上記コ
ンバータブリッジ回路４は、自己消弧能力があるスイッ
チング素子例えばパワートランジスタ４ａと整流用ダイ
オード４ｂとを６個ずつ組み合わせて成るもので、パワ
ートランジスタ４ａ及び整流用ダイオード４ｂを互いに
導通方向が逆となるように並列接続すると共に、それら
パワートランジスタ４ａ及び整流用ダイオード４ｂの各
対を三相ブリッジ接続して構成されている。
【０００３】上記コンバータブリッジ回路４の動作制御
は、基本的には、交流電源２と同位相の電流位相信号
（位相基準信号）と、出力電圧と設定電圧との差分信号
（振幅信号）とを掛算することにより、力率が「１」の
正弦波状電流基準信号をつくり出すと共に、その電流基
準信号と入力電流検出波形とを比較増幅し、その比較増
幅出力と三角波信号との比較に基づいてパワートランジ
スタ４ａドライブ用の正弦波ＰＷＭ信号を決定するとい
う制御により行われる。
は、基本的には、交流電源２と同位相の電流位相信号
（位相基準信号）と、出力電圧と設定電圧との差分信号
（振幅信号）とを掛算することにより、力率が「１」の
正弦波状電流基準信号をつくり出すと共に、その電流基
準信号と入力電流検出波形とを比較増幅し、その比較増
幅出力と三角波信号との比較に基づいてパワートランジ
スタ４ａドライブ用の正弦波ＰＷＭ信号を決定するとい
う制御により行われる。
【０００４】即ち、電圧設定器８からは、出力電圧の基
準を設定するための電圧基準信号Ｓ１が出力され、電圧
検出回路９からは、平滑コンデンサ５の端子電圧を示す
直流電圧信号Ｓ２が出力されるものであり、誤差アンプ
１０は、これらの電圧基準信号Ｓ１及び直流電圧信号Ｓ
２を比較増幅して差分信号Ｓ３を出力する。
準を設定するための電圧基準信号Ｓ１が出力され、電圧
検出回路９からは、平滑コンデンサ５の端子電圧を示す
直流電圧信号Ｓ２が出力されるものであり、誤差アンプ
１０は、これらの電圧基準信号Ｓ１及び直流電圧信号Ｓ
２を比較増幅して差分信号Ｓ３を出力する。
【０００５】電流位相発生器１１は、交流電源２の出力
電流と同位相の電流位相信号Ｓ４を出力する。掛算器１
２は、上記電流位相信号Ｓ４と前記差分信号Ｓ３とを乗
算することにより力率が「１」の正弦波状の電流基準信
号Ｓ５を出力する。ＣＴなどより成る電流検出器１３
は、コンバータブリッジ回路４の一相分の入力電流を検
出して入力電流検出波形を示す入力電流信号Ｓ６を出力
する。誤差アンプ１４は、この入力電流信号Ｓ６及び前
記電流基準信号Ｓ５を比較増幅して誤差信号Ｓ７を出力
する。
電流と同位相の電流位相信号Ｓ４を出力する。掛算器１
２は、上記電流位相信号Ｓ４と前記差分信号Ｓ３とを乗
算することにより力率が「１」の正弦波状の電流基準信
号Ｓ５を出力する。ＣＴなどより成る電流検出器１３
は、コンバータブリッジ回路４の一相分の入力電流を検
出して入力電流検出波形を示す入力電流信号Ｓ６を出力
する。誤差アンプ１４は、この入力電流信号Ｓ６及び前
記電流基準信号Ｓ５を比較増幅して誤差信号Ｓ７を出力
する。
【０００６】比較器１５は、上記誤差信号Ｓ７と三角波
発生器１６からの三角波信号Ｓ８と比較することによ
り、正弦波ＰＷＭ信号Ｓ９（誤差信号Ｓ７を三角波信号
Ｓ８により変調した信号に相当）を出力する。ベースド
ライブ回路１７は、ＰＷＭ信号Ｓ９を増幅した信号をコ
ンバータブリッジ回路４内のトランジスタ４ａのベース
に与えることにより、各トランジスタ４ａを正弦波パル
ス幅変調方式にて駆動する。尚、上記図２においては、
図面の簡略化を図るために、電流位相発生器１１、掛算
器１２、誤差アンプ１４及び比較器１５を一相分だけ図
示しているが、これらは実際には三相分設けられるもの
である。
発生器１６からの三角波信号Ｓ８と比較することによ
り、正弦波ＰＷＭ信号Ｓ９（誤差信号Ｓ７を三角波信号
Ｓ８により変調した信号に相当）を出力する。ベースド
ライブ回路１７は、ＰＷＭ信号Ｓ９を増幅した信号をコ
ンバータブリッジ回路４内のトランジスタ４ａのベース
に与えることにより、各トランジスタ４ａを正弦波パル
ス幅変調方式にて駆動する。尚、上記図２においては、
図面の簡略化を図るために、電流位相発生器１１、掛算
器１２、誤差アンプ１４及び比較器１５を一相分だけ図
示しているが、これらは実際には三相分設けられるもの
である。
【０００７】以上のような構成では、コンバータブリッ
ジ回路４の入力電流は、電流基準信号Ｓ５に準じた正弦
波電流になると共に、その力率を「１」にすることがで
きるものであり、コンバータブリッジ回路４の出力電圧
は、交流電源２の出力電圧ピーク値よりも大きい値であ
れば電圧設定器８による設定値に応じた電圧となるよう
に任意に調整できるようになる。また、出力電圧が電圧
設定器８による設定値より大きくなった場合には、電流
基準信号Ｓ５の極性が反転するから、コンバータブリッ
ジ回路４内においてパワートランジスタ４ａがそれまで
と逆位相でオンするようになって回生動作が行われるも
のであり、このときの回生電流も正弦波状となる。
ジ回路４の入力電流は、電流基準信号Ｓ５に準じた正弦
波電流になると共に、その力率を「１」にすることがで
きるものであり、コンバータブリッジ回路４の出力電圧
は、交流電源２の出力電圧ピーク値よりも大きい値であ
れば電圧設定器８による設定値に応じた電圧となるよう
に任意に調整できるようになる。また、出力電圧が電圧
設定器８による設定値より大きくなった場合には、電流
基準信号Ｓ５の極性が反転するから、コンバータブリッ
ジ回路４内においてパワートランジスタ４ａがそれまで
と逆位相でオンするようになって回生動作が行われるも
のであり、このときの回生電流も正弦波状となる。
【０００８】以上のように構成されたＰＷＭコンバータ
装置１は、図３に概略的に示すシステムのように、交流
電動機１８駆動用のインバータ装置１９の電源として接
続されるものであるが、前述したように入力電流及び回
生電流を正弦波状にできると共に入力力率１を「１」に
近付けることができるから、電源系統に高調波障害を及
ぼす虞が少なくなり、また、交流電動機１８側からの回
生電流を交流電源２側へ戻すことができて、高効率のシ
ステムを実現できることになる。
装置１は、図３に概略的に示すシステムのように、交流
電動機１８駆動用のインバータ装置１９の電源として接
続されるものであるが、前述したように入力電流及び回
生電流を正弦波状にできると共に入力力率１を「１」に
近付けることができるから、電源系統に高調波障害を及
ぼす虞が少なくなり、また、交流電動機１８側からの回
生電流を交流電源２側へ戻すことができて、高効率のシ
ステムを実現できることになる。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】上記のように構成する
場合、電圧設定器８による直流出力電圧の設定可能値
は、コンバータブリッジ回路４の入力電流が力率「１」
となる状態を確保する必要上、交流電源２の出力電圧の
ピーク値よりも高い値に設定する必要がある。このた
め、実際に使用される交流電源２の出力電圧仕様が不明
確な場合には、一般的な仕様電圧より高めの電圧に設定
することが行われている。
場合、電圧設定器８による直流出力電圧の設定可能値
は、コンバータブリッジ回路４の入力電流が力率「１」
となる状態を確保する必要上、交流電源２の出力電圧の
ピーク値よりも高い値に設定する必要がある。このた
め、実際に使用される交流電源２の出力電圧仕様が不明
確な場合には、一般的な仕様電圧より高めの電圧に設定
することが行われている。
【００１０】しかし、電圧設定器８により直流出力電圧
の設定可能値を高くした分だけインバータ装置１９に与
えられる最高電圧値が上昇することになる。このため、
負荷である交流電動機１８が不用意に大きな印加電圧に
よって過励磁状態に陥ったり、交流電動機１８の電源端
子に大きなサージ電圧が加わる場合があり、このような
場合には交流電動機１８の制御信頼性が低くなるという
問題点が生ずる。
の設定可能値を高くした分だけインバータ装置１９に与
えられる最高電圧値が上昇することになる。このため、
負荷である交流電動機１８が不用意に大きな印加電圧に
よって過励磁状態に陥ったり、交流電動機１８の電源端
子に大きなサージ電圧が加わる場合があり、このような
場合には交流電動機１８の制御信頼性が低くなるという
問題点が生ずる。
【００１１】また、交流電動機１８が過負荷状態になる
と、インバータ装置１９を通じて交流電動機１８に流れ
る負荷電流が増加して、コンバータブリッジ回路４の入
力電流も増加することになるため、そのブリッジ回路４
がオーバーヒートして、装置の運転が停止されてしまう
虞も出てくる。
と、インバータ装置１９を通じて交流電動機１８に流れ
る負荷電流が増加して、コンバータブリッジ回路４の入
力電流も増加することになるため、そのブリッジ回路４
がオーバーヒートして、装置の運転が停止されてしまう
虞も出てくる。
【００１２】本発明は上記事情に鑑みてなされたもので
あり、その目的は、入力交流電圧の仕様が明確でない場
合においても、出力電圧のレベルを常に最適な状態に保
持して入力電流が力率「１」になるように制御できるな
どの効果を奏するＰＷＭコンバータ装置を提供すること
にある。
あり、その目的は、入力交流電圧の仕様が明確でない場
合においても、出力電圧のレベルを常に最適な状態に保
持して入力電流が力率「１」になるように制御できるな
どの効果を奏するＰＷＭコンバータ装置を提供すること
にある。
【００１３】
【課題を解決するための手段】本発明は上記目的を達成
するために、交流電源出力をリアクトルを通じて受ける
スイッチング素子を含んで構成されたコンバータブリッ
ジ回路を備え、前記スイッチング素子を正弦波パルス幅
変調方式でスイッチングして前記コンバータブリッジ回
路からの直流出力電圧を電圧設定手段による設定電圧に
応じた値となるように制御すると共に、その直流出力電
圧を交流電動機駆動用のインバータ装置に与えるＰＷＭ
コンバータ装置において、前記電圧設定手段を、前記交
流電源の出力電圧を検出する電圧検出手段と、前記設定
電圧の下限値を前記電圧検出手段による検出電圧のピー
ク値より高い値となるように調整する設定電圧調整手段
とを含んだ構成としたものである。
するために、交流電源出力をリアクトルを通じて受ける
スイッチング素子を含んで構成されたコンバータブリッ
ジ回路を備え、前記スイッチング素子を正弦波パルス幅
変調方式でスイッチングして前記コンバータブリッジ回
路からの直流出力電圧を電圧設定手段による設定電圧に
応じた値となるように制御すると共に、その直流出力電
圧を交流電動機駆動用のインバータ装置に与えるＰＷＭ
コンバータ装置において、前記電圧設定手段を、前記交
流電源の出力電圧を検出する電圧検出手段と、前記設定
電圧の下限値を前記電圧検出手段による検出電圧のピー
ク値より高い値となるように調整する設定電圧調整手段
とを含んだ構成としたものである。
【００１４】
【作用】本発明によるＰＷＭコンバータ装置において、
コンバータブリッジ回路は、内部のスイッチング素子を
正弦波パルス幅変調方式によりスイッチングすることに
より直流電圧を発生して、交流電動機駆動用のインバー
タ装置に与えるものであり、その直流出力電圧は、電圧
設定手段による設定電圧に応じた値となるように制御さ
れる。上記電圧設定手段においては、電圧検出手段が、
交流電源の出力電圧を検出すると共に、設定電圧調整手
段が、前記設定電圧の下限値を上記のような検出電圧の
ピーク値より高い値となるように調整するようになる。
この結果、コンバータブリッジ回路の出力電圧を常に交
流電源の出力電圧のピーク値より高くできて、その入力
電流を力率「１」になるように制御できる。
コンバータブリッジ回路は、内部のスイッチング素子を
正弦波パルス幅変調方式によりスイッチングすることに
より直流電圧を発生して、交流電動機駆動用のインバー
タ装置に与えるものであり、その直流出力電圧は、電圧
設定手段による設定電圧に応じた値となるように制御さ
れる。上記電圧設定手段においては、電圧検出手段が、
交流電源の出力電圧を検出すると共に、設定電圧調整手
段が、前記設定電圧の下限値を上記のような検出電圧の
ピーク値より高い値となるように調整するようになる。
この結果、コンバータブリッジ回路の出力電圧を常に交
流電源の出力電圧のピーク値より高くできて、その入力
電流を力率「１」になるように制御できる。
【００１５】
【実施例】以下、本発明の一実施例について図１を参照
しながら説明する。但し、本実施例の構成上の特徴は、
図２及び図３に示した従来構成における電圧設定器８の
具体的構成にあるから、以下においては、上記図２及び
図３と同一部分については、それらと同一符号を付すこ
とによって詳細な説明を省略する。図１において、電圧
設定器８を含んで構成された電圧設定制御部２１（本発
明でいう電圧設定手段に相当）は、交流電源２の相間電
圧を測定する電圧検出手段としての電源電圧測定回路２
２と、インバータ装置１９（図３参照）の加速、減速及
び定速の各運転状態を検出するための運転状態検出回路
２３と、電流検出器１３の出力に基づいてコンバータブ
リッジ回路４の入力電流を測定する入力電流測定回路２
４と、上記電圧設定器８、電源電圧測定回路２２、運転
状態検出回路２３及び入力電流測定回路２４からの出力
に基づいて電圧基準信号Ｓ１（本発明でいう設定電圧に
相当）を決定する直流電圧指令決定回路２５（本発明で
いう設定電圧調整手段）とにより構成されている。
しながら説明する。但し、本実施例の構成上の特徴は、
図２及び図３に示した従来構成における電圧設定器８の
具体的構成にあるから、以下においては、上記図２及び
図３と同一部分については、それらと同一符号を付すこ
とによって詳細な説明を省略する。図１において、電圧
設定器８を含んで構成された電圧設定制御部２１（本発
明でいう電圧設定手段に相当）は、交流電源２の相間電
圧を測定する電圧検出手段としての電源電圧測定回路２
２と、インバータ装置１９（図３参照）の加速、減速及
び定速の各運転状態を検出するための運転状態検出回路
２３と、電流検出器１３の出力に基づいてコンバータブ
リッジ回路４の入力電流を測定する入力電流測定回路２
４と、上記電圧設定器８、電源電圧測定回路２２、運転
状態検出回路２３及び入力電流測定回路２４からの出力
に基づいて電圧基準信号Ｓ１（本発明でいう設定電圧に
相当）を決定する直流電圧指令決定回路２５（本発明で
いう設定電圧調整手段）とにより構成されている。
【００１６】上記直流電圧指令決定回路２５の動作内容
は以下の通りである。即ち、直流電圧指令決定回路２５
は、まず、電源電圧測定回路２２による測定電圧のピー
ク値Ｖmax に対し若干の余裕電圧を加算することによ
り、出力電圧の設定下限値を決定し、電圧設定器８によ
る操作位置に応じて変化する電圧基準信号Ｓ１のレベル
が上記の設定下限値以下とならないように制御する。
尚、このように電圧基準信号Ｓ１の設定下限値を決定す
るのは、コンバータブリッジ回路４の出力電圧が交流電
源２の出力電圧のピーク値以下になると、そのコンバー
タブリッジ回路４の入力電流を力率「１」に制御できな
くなるからである。
は以下の通りである。即ち、直流電圧指令決定回路２５
は、まず、電源電圧測定回路２２による測定電圧のピー
ク値Ｖmax に対し若干の余裕電圧を加算することによ
り、出力電圧の設定下限値を決定し、電圧設定器８によ
る操作位置に応じて変化する電圧基準信号Ｓ１のレベル
が上記の設定下限値以下とならないように制御する。
尚、このように電圧基準信号Ｓ１の設定下限値を決定す
るのは、コンバータブリッジ回路４の出力電圧が交流電
源２の出力電圧のピーク値以下になると、そのコンバー
タブリッジ回路４の入力電流を力率「１」に制御できな
くなるからである。
【００１７】次に、直流電圧指令決定回路２５は、運転
状態検出回路２３の検出出力に基づいてインバータ装置
１９の運転状態を読取り、交流電動機１８の加速または
定速運転中において、入力電流測定回路２４による検出
電流が予め設定した上限電流値以上になった場合には、
交流電動機１８が過負荷状態にあると判断した場合に
は、コンバータブリッジ回路４がオーバーヒートする虞
が出てくる。そこで、直流電圧指令決定回路２５は、三
角波発生器１６（図２参照）に対して、その三角波信号
Ｓ８の周波数を下げるように指示するための指令信号Ｓ
10を出力し、以てコンバータブリッジ回路４のスイッチ
ング周波数を下げる制御を行う。
状態検出回路２３の検出出力に基づいてインバータ装置
１９の運転状態を読取り、交流電動機１８の加速または
定速運転中において、入力電流測定回路２４による検出
電流が予め設定した上限電流値以上になった場合には、
交流電動機１８が過負荷状態にあると判断した場合に
は、コンバータブリッジ回路４がオーバーヒートする虞
が出てくる。そこで、直流電圧指令決定回路２５は、三
角波発生器１６（図２参照）に対して、その三角波信号
Ｓ８の周波数を下げるように指示するための指令信号Ｓ
10を出力し、以てコンバータブリッジ回路４のスイッチ
ング周波数を下げる制御を行う。
【００１８】要するに、上記した本実施例の構成によれ
ば、コンバータブリッジ回路４の出力電圧を決定する電
圧基準信号Ｓ１の設定下限値が、交流電源２の実際の出
力電圧が変化するのに追随して常に最適なレベル（交流
電源２の出力電圧のピーク値Ｖmax に対し若干の余裕電
圧を加算したレベル）となるように制御されることにな
る。この結果、コンバータブリッジ回路４の出力電圧を
常に交流電源２の出力電圧のピーク値より高くできて、
コンバータブリッジ回路４に流れる入力電流が力率
「１」となり得るようになる。また、交流電源２の出力
電圧仕様が不明確な場合でも、コンバータブリッジ回路
４の出力電圧（つまりインバータ装置１９の入力電圧）
が従来構成のように異常に高くなる虞がなくなるから、
交流電動機１８が不用意に大きな印加電圧によって過励
磁状態に陥ったり、或いは交流電動機１８の電源端子に
大きなサージ電圧が印加される事態を未然に防止でき
て、その交流電動機１８の制御信頼性を高め得るように
なる。
ば、コンバータブリッジ回路４の出力電圧を決定する電
圧基準信号Ｓ１の設定下限値が、交流電源２の実際の出
力電圧が変化するのに追随して常に最適なレベル（交流
電源２の出力電圧のピーク値Ｖmax に対し若干の余裕電
圧を加算したレベル）となるように制御されることにな
る。この結果、コンバータブリッジ回路４の出力電圧を
常に交流電源２の出力電圧のピーク値より高くできて、
コンバータブリッジ回路４に流れる入力電流が力率
「１」となり得るようになる。また、交流電源２の出力
電圧仕様が不明確な場合でも、コンバータブリッジ回路
４の出力電圧（つまりインバータ装置１９の入力電圧）
が従来構成のように異常に高くなる虞がなくなるから、
交流電動機１８が不用意に大きな印加電圧によって過励
磁状態に陥ったり、或いは交流電動機１８の電源端子に
大きなサージ電圧が印加される事態を未然に防止でき
て、その交流電動機１８の制御信頼性を高め得るように
なる。
【００１９】また、交流電動機１８の過負荷状態時にお
いて、一定期間その過負荷状態が解消されなかった場合
には、コンバータブリッジ回路４のスイッチング周波数
を下げる制御が行われるから、当該コンバータブリッジ
回路４内のパワートランジスタ４ａによるスイッチング
損失が低減するようになって、コンバータブリッジ回路
４のオーバーヒートが抑制されるようになるから、その
コンバータブリッジ回路４が不用意に機能停止されてし
まう虞がなくなる。
いて、一定期間その過負荷状態が解消されなかった場合
には、コンバータブリッジ回路４のスイッチング周波数
を下げる制御が行われるから、当該コンバータブリッジ
回路４内のパワートランジスタ４ａによるスイッチング
損失が低減するようになって、コンバータブリッジ回路
４のオーバーヒートが抑制されるようになるから、その
コンバータブリッジ回路４が不用意に機能停止されてし
まう虞がなくなる。
【００２０】尚、本発明は上記した実施例に限定される
ものではなく、次のような変形または拡開が可能であ
る。コンバータブリッジ回路４のための動作制御手段を
アナログ回路により構成した例を示したが、マイクロコ
ンピュータ或いはディスクリート回路を組み合わせたデ
ジタル回路により構成しても良い。
ものではなく、次のような変形または拡開が可能であ
る。コンバータブリッジ回路４のための動作制御手段を
アナログ回路により構成した例を示したが、マイクロコ
ンピュータ或いはディスクリート回路を組み合わせたデ
ジタル回路により構成しても良い。
【００２１】電圧設定制御部２１を構成する運転状態検
出回路２３及び直流電圧指令決定回路２５は、その機能
をマイクロコンピュータによるプログラムにより実現す
ることが可能であり、この場合、コンバータブリッジ回
路４及びインバータ装置１９の動作制御を行うための構
成が、マイクロコンピュータにより構成されていたとき
には、そのマイクロコンピュータを利用すれば良い。コ
ンバータブリッジ回路４を構成するスイッチング素子と
しては、パワートランジスタに限らず、ＩＧＢＴ、ＧＴ
Ｏ、パワーＦＥＴのような自己消弧能力がある素子を広
く利用することができる。
出回路２３及び直流電圧指令決定回路２５は、その機能
をマイクロコンピュータによるプログラムにより実現す
ることが可能であり、この場合、コンバータブリッジ回
路４及びインバータ装置１９の動作制御を行うための構
成が、マイクロコンピュータにより構成されていたとき
には、そのマイクロコンピュータを利用すれば良い。コ
ンバータブリッジ回路４を構成するスイッチング素子と
しては、パワートランジスタに限らず、ＩＧＢＴ、ＧＴ
Ｏ、パワーＦＥＴのような自己消弧能力がある素子を広
く利用することができる。
【００２２】
【発明の効果】以上の説明によって明らかなように、本
発明によれば、入力交流電圧の仕様が不明確な場合にお
いても、出力電圧のレベルを常に最適な状態に保持して
入力電流が力率「１」になるように制御できるものであ
り、交流電動機の制御信頼性を高め得るようになるとい
う有益な効果を奏するものである。
発明によれば、入力交流電圧の仕様が不明確な場合にお
いても、出力電圧のレベルを常に最適な状態に保持して
入力電流が力率「１」になるように制御できるものであ
り、交流電動機の制御信頼性を高め得るようになるとい
う有益な効果を奏するものである。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例を示す要部の電気的構成図
【図２】従来例を説明するための図１相当図
【図３】同従来例の使用例を示す電気的構成図
図面中、１はＰＷＭコンバータ装置、２は交流電源、３
はリアクトル、４はコンバータブリッジ回路、４ａはパ
ワートランジスタ（スイッチング素子）、４ｂはダイオ
ード、８は電圧設定器、１３は電流検出器、１８は交流
電動機、１９はインバータ装置、２１は電圧設定制御部
（電圧設定手段）、２２は電源電圧測定回路（電圧検出
手段）、２３は運転状態検出回路、２４は入力電流測定
回路、２５は直流電圧指令決定回路（設定電圧調整手
段）を示す。
はリアクトル、４はコンバータブリッジ回路、４ａはパ
ワートランジスタ（スイッチング素子）、４ｂはダイオ
ード、８は電圧設定器、１３は電流検出器、１８は交流
電動機、１９はインバータ装置、２１は電圧設定制御部
（電圧設定手段）、２２は電源電圧測定回路（電圧検出
手段）、２３は運転状態検出回路、２４は入力電流測定
回路、２５は直流電圧指令決定回路（設定電圧調整手
段）を示す。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H02M 7/219 H02P 7/63
Claims (1)
- 【請求項１】 交流電源出力をリアクトルを通じて受け
るスイッチング素子を含んで構成されたコンバータブリ
ッジ回路を備え、前記スイッチング素子を正弦波パルス
幅変調方式でスイッチングして前記コンバータブリッジ
回路からの直流出力電圧を電圧設定手段による設定電圧
に応じた値となるように制御すると共に、その直流出力
電圧を交流電動機駆動用のインバータ装置に与えるＰＷ
Ｍコンバータ装置において、 前記電圧設定手段は、前記交流電源の出力電圧を検出す
る電圧検出手段と、前記設定電圧の下限値を前記電圧検
出手段による検出電圧のピーク値より高い値となるよう
に調整する設定電圧調整手段とを含んで構成されている
ことを特徴とするＰＷＭコンバータ装置。
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|---|---|---|---|
| JP03446794A JP3283134B2 (ja) | 1994-03-04 | 1994-03-04 | Ｐｗｍコンバータ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
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| JP03446794A JP3283134B2 (ja) | 1994-03-04 | 1994-03-04 | Ｐｗｍコンバータ装置 |
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| JPH07245957A JPH07245957A (ja) | 1995-09-19 |
| JP3283134B2 true JP3283134B2 (ja) | 2002-05-20 |
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| JP03446794A Expired - Fee Related JP3283134B2 (ja) | 1994-03-04 | 1994-03-04 | Ｐｗｍコンバータ装置 |
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-
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| JPH07245957A (ja) | 1995-09-19 |
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