JP2749271B2 - 電力変換装置 - Google Patents
電力変換装置Info
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- JP2749271B2 JP2749271B2 JP6292558A JP29255894A JP2749271B2 JP 2749271 B2 JP2749271 B2 JP 2749271B2 JP 6292558 A JP6292558 A JP 6292558A JP 29255894 A JP29255894 A JP 29255894A JP 2749271 B2 JP2749271 B2 JP 2749271B2
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、電力変換装置に係わ
り、特に電力変換装置の小型化を図る場合に好適な電力
変換装置に関する。
り、特に電力変換装置の小型化を図る場合に好適な電力
変換装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】三相交流回路に六個の自己消弧素子を用
い、これらの自己消弧素子にＰＷＭパルスを供給してス
イッチング動作させることにより、出力を平滑する手段
（例えば直流リアクトル：以下ＤＣＬと称する）を介し
て三相交流電源から負荷に直流電力を供給するようにし
た順変換装置が提案されている。
い、これらの自己消弧素子にＰＷＭパルスを供給してス
イッチング動作させることにより、出力を平滑する手段
（例えば直流リアクトル：以下ＤＣＬと称する）を介し
て三相交流電源から負荷に直流電力を供給するようにし
た順変換装置が提案されている。
【０００３】この順変換装置では、出力を所要の値に制
御するため、特開昭62−163576号公報に記載のように、
出力を制御する制御指令と出力の検出値との偏差に応じ
てＰＷＭパルスパターンを決定するようにした出力制御
系をもっていた。
御するため、特開昭62−163576号公報に記載のように、
出力を制御する制御指令と出力の検出値との偏差に応じ
てＰＷＭパルスパターンを決定するようにした出力制御
系をもっていた。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】上記従来技術は、電源
電圧の波高値成分に起因する出力（直流）脈動について
考慮されておらず、出力脈動を十分小さくするためには
出力を平滑する手段を大形化せざるを得なくなるため、
特に大容量の変換装置では出力を平滑する手段が巨大と
なり、高価な装置となるばかりでなく、据え付け等に多
大な労力を要するなどの問題があった。
電圧の波高値成分に起因する出力（直流）脈動について
考慮されておらず、出力脈動を十分小さくするためには
出力を平滑する手段を大形化せざるを得なくなるため、
特に大容量の変換装置では出力を平滑する手段が巨大と
なり、高価な装置となるばかりでなく、据え付け等に多
大な労力を要するなどの問題があった。
【０００５】本発明の目的は、出力電流脈動を排除し、
出力を平滑する手段を小型軽量化して安価な電力変換装
置を提供することにある。
出力を平滑する手段を小型軽量化して安価な電力変換装
置を提供することにある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】本発明の特徴とするとこ
ろは、変換器を絶縁ゲートバイポーラトランジスタ素子
で構成し、出力制御系の開ループ制御角周波数を電源角
周波数の六倍以上に設定したことである。
ろは、変換器を絶縁ゲートバイポーラトランジスタ素子
で構成し、出力制御系の開ループ制御角周波数を電源角
周波数の六倍以上に設定したことである。
【０００７】
【作用】変換器は、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ
からなる自己消弧素子で構成したため自己消弧素子の不
感帯時間が小さく高速動作が可能となる。そのため、自
己消弧素子の不感帯時間による位相遅れが出力制御系に
悪影響を与えず、出力制御系の開ループ制御角周波数を
電源角周波数の六倍以上に設定しても出力制御系は安定
に動作する。
からなる自己消弧素子で構成したため自己消弧素子の不
感帯時間が小さく高速動作が可能となる。そのため、自
己消弧素子の不感帯時間による位相遅れが出力制御系に
悪影響を与えず、出力制御系の開ループ制御角周波数を
電源角周波数の六倍以上に設定しても出力制御系は安定
に動作する。
【０００８】出力制御系は、開ループ制御角周波数を電
源角周波数の六倍以上に設定したことで電源電圧の波高
値成分に起因する出力脈動の制御が可能となる。そのた
め、出力脈動を十分小さくでき、出力を平滑する手段の
小型化が可能となる。
源角周波数の六倍以上に設定したことで電源電圧の波高
値成分に起因する出力脈動の制御が可能となる。そのた
め、出力脈動を十分小さくでき、出力を平滑する手段の
小型化が可能となる。
【０００９】
【実施例】以下、本発明の第一の実施例を説明する。
【００１０】図１は、本発明の第一の実施例を示す図で
ある。図１において、１は三相交流電源、２は電源電流
を平滑する電源側フィルタコンデンサ、３は順変換器、
４は出力電流を平滑する直流リアクトル（ＤＣＬ）、５
は負荷、６は電流指令作成器、１０は出力電流検出器、
１１は出力電流制御回路、１２はＰＷＭパルス作成用の
ワンチップマイコン、１３はベース駆動回路である。こ
こで負荷５は、逆変換器６と負荷電流を平滑する負荷側
フィルタコンデンサ７と、三相誘導電動機８から構成
し、ワンチップマイコン１２は、Ａ／Ｄ変換器１４と、
ＰＷＭパルス演算部１５とから構成している。また、順
変換器３および逆変換器６は、一アームをダイオードと
絶縁ゲートバイポーラトランジスタ素子（以下、ＩＧＢ
Ｔ素子と呼ぶ）の直列回路で構成した電流形の変換器と
なっている。
ある。図１において、１は三相交流電源、２は電源電流
を平滑する電源側フィルタコンデンサ、３は順変換器、
４は出力電流を平滑する直流リアクトル（ＤＣＬ）、５
は負荷、６は電流指令作成器、１０は出力電流検出器、
１１は出力電流制御回路、１２はＰＷＭパルス作成用の
ワンチップマイコン、１３はベース駆動回路である。こ
こで負荷５は、逆変換器６と負荷電流を平滑する負荷側
フィルタコンデンサ７と、三相誘導電動機８から構成
し、ワンチップマイコン１２は、Ａ／Ｄ変換器１４と、
ＰＷＭパルス演算部１５とから構成している。また、順
変換器３および逆変換器６は、一アームをダイオードと
絶縁ゲートバイポーラトランジスタ素子（以下、ＩＧＢ
Ｔ素子と呼ぶ）の直列回路で構成した電流形の変換器と
なっている。
【００１１】次に本発明の動作を説明する。
【００１２】電流指令作成器７は、負荷５に流す所要の
出力電流指令Ｉｏ＊を作成し、出力電流検出器１０の出
力である出力電流検出値Ｉｏと比較され、電流偏差ΔＩ
として出力制御回路１１に入力される。出力制御回路１
１は、電流偏差ΔＩに応じた電圧指令Ｖ* を発生し、ワ
ンチップマイコン１２に入力する。ワンチップマイコン
１２は、電圧指令Ｖ* をＡＤ変換器１４によってデジタ
ル量に変換し、その値に応じた順変換器出力電圧を得る
ようにＰＷＭパルスパターンをＰＷＭパルス演算部１５
で演算している。
出力電流指令Ｉｏ＊を作成し、出力電流検出器１０の出
力である出力電流検出値Ｉｏと比較され、電流偏差ΔＩ
として出力制御回路１１に入力される。出力制御回路１
１は、電流偏差ΔＩに応じた電圧指令Ｖ* を発生し、ワ
ンチップマイコン１２に入力する。ワンチップマイコン
１２は、電圧指令Ｖ* をＡＤ変換器１４によってデジタ
ル量に変換し、その値に応じた順変換器出力電圧を得る
ようにＰＷＭパルスパターンをＰＷＭパルス演算部１５
で演算している。
【００１３】ベース駆動回路１３によって制御される順
変換器３は、ワンチップマイコン１２で作成したＰＷＭ
パルスパターンによってスイッチング動作し、三相交流
電源１の交流電力を直流電力に変換する。順変換器３の
出力は、直流電流平滑用のＤＣＬを介して負荷５を駆動
し、負荷５に直流電力を供給する。
変換器３は、ワンチップマイコン１２で作成したＰＷＭ
パルスパターンによってスイッチング動作し、三相交流
電源１の交流電力を直流電力に変換する。順変換器３の
出力は、直流電流平滑用のＤＣＬを介して負荷５を駆動
し、負荷５に直流電力を供給する。
【００１４】このように構成した電流形ＰＷＭ電力変換
装置は、この回路構成からもわかるように、一巡の電流
帰還制御系を構成しており、この電流帰還制御系の開ル
ープ制御角周波数は図２のＡに示すように、電源角周波
数の六倍（図２のＣ）以上に設定している。以下、この
設定理由を図３を用いて説明する。
装置は、この回路構成からもわかるように、一巡の電流
帰還制御系を構成しており、この電流帰還制御系の開ル
ープ制御角周波数は図２のＡに示すように、電源角周波
数の六倍（図２のＣ）以上に設定している。以下、この
設定理由を図３を用いて説明する。
【００１５】図３は、図１の装置における制御角周波数
を図２のＢのように電源角周波数の六倍（図２のＣ）以
下に設定し、従来程度の制御応答とした場合の各部動作
波形を示しており、制御位相が０°、電流指令値が一定
という条件である。図３(ａ)は三相交流電源の相電圧、
（ｂ）は順変換器の各ＩＧＢＴ素子に与えるＰＷＭパル
スパターン、（ｃ）は順変換器出力電圧、（ｄ）は順変
換器出力電流である。電流形順変換器は各ＩＧＢＴ素子
をＰＷＭパルスパターン（ｂ）によりスイッチング動作
させ、三相交流電源の相電圧（ａ）をチョッピングする
ことによって、（ｃ）のような出力電圧を得ている。よ
って（ｃ）の順変換器出力電圧を見るとわかるように電
源電圧の波高値成分が出力電圧の波高値脈動として現れ
る。この出力電圧の波高値脈動は、電気角６０°毎に繰
り返されるため、順変換器出力電流（ｄ）は出力電圧
（ｃ）の波高値脈動に応じて、電源周波数の六倍の周波
数で脈動してしまう。従来、出力電流脈動はＤＣＬによ
って平滑していたが、この電源電圧の波高値成分に起因
する出力電流脈動まで排除するとなると、ＤＣＬは巨大
な物となり、大変高価な装置となってしまう。
を図２のＢのように電源角周波数の六倍（図２のＣ）以
下に設定し、従来程度の制御応答とした場合の各部動作
波形を示しており、制御位相が０°、電流指令値が一定
という条件である。図３(ａ)は三相交流電源の相電圧、
（ｂ）は順変換器の各ＩＧＢＴ素子に与えるＰＷＭパル
スパターン、（ｃ）は順変換器出力電圧、（ｄ）は順変
換器出力電流である。電流形順変換器は各ＩＧＢＴ素子
をＰＷＭパルスパターン（ｂ）によりスイッチング動作
させ、三相交流電源の相電圧（ａ）をチョッピングする
ことによって、（ｃ）のような出力電圧を得ている。よ
って（ｃ）の順変換器出力電圧を見るとわかるように電
源電圧の波高値成分が出力電圧の波高値脈動として現れ
る。この出力電圧の波高値脈動は、電気角６０°毎に繰
り返されるため、順変換器出力電流（ｄ）は出力電圧
（ｃ）の波高値脈動に応じて、電源周波数の六倍の周波
数で脈動してしまう。従来、出力電流脈動はＤＣＬによ
って平滑していたが、この電源電圧の波高値成分に起因
する出力電流脈動まで排除するとなると、ＤＣＬは巨大
な物となり、大変高価な装置となってしまう。
【００１６】そこで本発明の一実施例では、この電源電
圧の波高値成分による電流脈動が電源周波数の六倍の周
波数であることに着目し、この周波数領域まで十分制御
可能な電流帰還制御系を構築するため、電流帰還制御系
の開ループ制御角周波数を電源角周波数の六倍以上の領
域に設定した。このようにすることで順変換器出力電流
は（ｄ）に破線で示すような脈動のない一定の電流に制
御できる。
圧の波高値成分による電流脈動が電源周波数の六倍の周
波数であることに着目し、この周波数領域まで十分制御
可能な電流帰還制御系を構築するため、電流帰還制御系
の開ループ制御角周波数を電源角周波数の六倍以上の領
域に設定した。このようにすることで順変換器出力電流
は（ｄ）に破線で示すような脈動のない一定の電流に制
御できる。
【００１７】図４は、制御角周波数と出力電流脈動との
関係を示している。前述のように制御角周波数を上げる
ことによって電流リプルが低減され、これによってＤＣ
Ｌの容量を大幅に低減でき、装置の小形化を図れること
がわかる。
関係を示している。前述のように制御角周波数を上げる
ことによって電流リプルが低減され、これによってＤＣ
Ｌの容量を大幅に低減でき、装置の小形化を図れること
がわかる。
【００１８】しかし、前述のように制御角周波数を上げ
る場合には、順変換器を構成する自己消弧素子の不感帯
時間が大きいと、これによる位相遅れの影響で、制御系
の安定が図れない恐れがある。
る場合には、順変換器を構成する自己消弧素子の不感帯
時間が大きいと、これによる位相遅れの影響で、制御系
の安定が図れない恐れがある。
【００１９】そこで本実施例では、順変換器を構成する
自己消弧素子の不感帯時間が小さく高速スイッチングの
可能な絶縁ゲートバイポーラトランジスタで構成した。
そのため、不感帯時間による位相遅れの影響が小さく、
制御角周波数を上げた場合にも制御系が安定に動作し出
力電流脈動低減作用が安定し、信頼性が向上する。
自己消弧素子の不感帯時間が小さく高速スイッチングの
可能な絶縁ゲートバイポーラトランジスタで構成した。
そのため、不感帯時間による位相遅れの影響が小さく、
制御角周波数を上げた場合にも制御系が安定に動作し出
力電流脈動低減作用が安定し、信頼性が向上する。
【００２０】また、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ
の自己消弧素子を用いたことで、スイッチング周波数を
上げることが可能となり、スイッチング周波数を上げる
ことで電源側のフィルタコンデンサを小形化できる効果
がある。
の自己消弧素子を用いたことで、スイッチング周波数を
上げることが可能となり、スイッチング周波数を上げる
ことで電源側のフィルタコンデンサを小形化できる効果
がある。
【００２１】図５は、スイッチング周波数とフィルタコ
ンデンサ容量との関係を示しており、スイッチング周波
数とフィルタコンデンサ容量とほぼ逆比例の関係にあ
る。従って例えば、スイッチング周波数を３ＫＨｚ→１
５ＫＨｚに上げることで、フィルタコンデンサ容量は約
１／５に低減できる。
ンデンサ容量との関係を示しており、スイッチング周波
数とフィルタコンデンサ容量とほぼ逆比例の関係にあ
る。従って例えば、スイッチング周波数を３ＫＨｚ→１
５ＫＨｚに上げることで、フィルタコンデンサ容量は約
１／５に低減できる。
【００２２】更に、本実施例では図１に示した負荷５の
中の逆変換器６も、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ
で構成しており、スイッチング周波数を上げることで電
源側と同様に負荷側フィルタコンデンサ容量を小形化で
きる効果がある。
中の逆変換器６も、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ
で構成しており、スイッチング周波数を上げることで電
源側と同様に負荷側フィルタコンデンサ容量を小形化で
きる効果がある。
【００２３】また、逆変換器のスイッチング周波数を上
げることで誘導電動機８に流れる負荷電流の正弦波化率
が向上し、誘導電動機８と滑らかに駆動できる効果があ
る。以上述べたように本発明の第一の実施例によれば、
ＤＣＬ，電源側フィルタコンデンサ容量及び負荷側フィ
ルタコンデンサ容量を小形化できる効果があり、電力変
換装置全体の寸法を大幅に小型，軽量化できる効果があ
る。
げることで誘導電動機８に流れる負荷電流の正弦波化率
が向上し、誘導電動機８と滑らかに駆動できる効果があ
る。以上述べたように本発明の第一の実施例によれば、
ＤＣＬ，電源側フィルタコンデンサ容量及び負荷側フィ
ルタコンデンサ容量を小形化できる効果があり、電力変
換装置全体の寸法を大幅に小型，軽量化できる効果があ
る。
【００２４】以上は電流形の電力変換器について述べた
が、３相の各アームをそれぞれ絶縁ゲートバイポーラト
ランジスタ素子と逆導通ダイオードの並列接続体を備え
て構成し、平滑手段としてはコンデンサを備えた電圧形
の電力変換装置においても、同様に実現でき、平滑コン
デンサを小型化できる。
が、３相の各アームをそれぞれ絶縁ゲートバイポーラト
ランジスタ素子と逆導通ダイオードの並列接続体を備え
て構成し、平滑手段としてはコンデンサを備えた電圧形
の電力変換装置においても、同様に実現でき、平滑コン
デンサを小型化できる。
【００２５】
【００２６】
【００２７】
【００２８】
【００２９】
【００３０】
【発明の効果】本発明によれば、順変換器の３相各アー
ムをそれぞれ絶縁ゲートバイポーラトランジスタ素子を
備えて構成し、かつこの順変換器の出力制御系の開ルー
プ制御角周波数を電源角周波数の六倍以上に設定した事
により、電源電圧の波高値成分に起因した電流脈動が排
除できるため、変換器の出力を平滑する手段（例えばＤ
ＣＬや平滑コンデンサ）を小型化できる。
ムをそれぞれ絶縁ゲートバイポーラトランジスタ素子を
備えて構成し、かつこの順変換器の出力制御系の開ルー
プ制御角周波数を電源角周波数の六倍以上に設定した事
により、電源電圧の波高値成分に起因した電流脈動が排
除できるため、変換器の出力を平滑する手段（例えばＤ
ＣＬや平滑コンデンサ）を小型化できる。
【００３１】また、電力変換器を静電誘導形の自己消弧
素子で構成したため上記のように開ループ制御角周波数
を上げた場合にも、自己消弧素子の不感帯時間による位
相遅れが小さく、制御系が安定に動作可能となるととも
に、スイッチング周波数を上げることができるため、フ
ィルタコンデンサ容量を小型化できる。
素子で構成したため上記のように開ループ制御角周波数
を上げた場合にも、自己消弧素子の不感帯時間による位
相遅れが小さく、制御系が安定に動作可能となるととも
に、スイッチング周波数を上げることができるため、フ
ィルタコンデンサ容量を小型化できる。
【図１】本発明の一実施例の回路図。
【図２】図１の動作説明図。
【図３】図１の動作説明図。
【図４】図１の動作説明図。
【図５】図１の動作説明図。
１…三相交流電源、３…順変換器、４…平滑手段（直流
リアクトル）、６…逆変換器、８…三相誘導電動機、９
…電流指令作成器、１０…出力電流検出器、１１…出力
電流制御回路、１３…ベース駆動回路、１５…ＰＷＭパ
ルス演算部、Ｉｏ…出力電流検出値、Ｉｏ＊…出力電流
指令、ΔＩ…電流偏差、ＩＧＢＴ…絶縁ゲートバイポー
ラトランジスタ素子。
リアクトル）、６…逆変換器、８…三相誘導電動機、９
…電流指令作成器、１０…出力電流検出器、１１…出力
電流制御回路、１３…ベース駆動回路、１５…ＰＷＭパ
ルス演算部、Ｉｏ…出力電流検出値、Ｉｏ＊…出力電流
指令、ΔＩ…電流偏差、ＩＧＢＴ…絶縁ゲートバイポー
ラトランジスタ素子。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 黒沢 俊明 東京都千代田区神田錦町一丁目６番地 株式会社 日立ビルシステムサービス内 (72)発明者 稲葉 博美 茨城県日立市久慈町4026番地 株式会社 日立製作所 日立研究所内 (72)発明者 高橋 秀明 茨城県勝田市市毛1070番地 株式会社 日立製作所 水戸工場内 (56)参考文献 特開 昭63−64595（ＪＰ，Ａ) 特開 平１−214266（ＪＰ，Ａ) 実開 昭62−178795（ＪＰ，Ｕ)
Claims (3)
- 【請求項１】３相交流電源からの電力を直流電力に変換
する順変換器、前記順変換器の出力を平滑する手段、前
記順変換器の出力によって駆動される負荷、前記順変換
器の出力を検出する検出器、前記順変換器のスイッチン
グ動作を制御するＰＷＭ制御部、前記順変換器の出力に
対する制御指令と前記検出器による検出値との偏差に応
じて前記ＰＷＭ制御部を動作させる出力制御手段を備え
た電力変換装置において、 前記順変換器の３相各アームをそれぞれ絶縁ゲートバイ
ポーラトランジスタ素子を備えて構成し、かつ前記出力
制御手段の開ループ制御角周波数を前記３相交流電源角
周波数の６倍以上に設定したことを特徴とする電力変換
装置。 - 【請求項２】３相交流電源からの電力を直流電力に変換
する順変換器、前記順変換器の出力を平滑する手段、前
記順変換器の出力によって駆動される負荷、前記順変換
器の出力を検出する検出器、前記順変換器のスイッチン
グ動作を制御するＰＷＭ制御部、前記順変換器の出力に
対する制御指令と前記検出器による検出値との偏差に応
じて前記ＰＷＭ制御部を動作させる出力制御手段を備え
た電力変換装置において、 前記順変換器は３相各アームにそれぞれ絶縁ゲートバイ
ポーラトランジスタ素子と逆阻止ダイオードの直列接続
体を備え、前記平滑手段は直流リアクトルを備え、かつ
前記出力制御手段の開ループ制御角周波数を前記３相交
流電源角周波数の６倍以上に設定したことを特徴とする
電流形の電力変換装置。 - 【請求項３】３相交流電源からの電力を直流電力に変換
する順変換器、前記順変換器の出力を平滑する手段、前
記順変換器の出力によって駆動される負荷、前記順変換
器の出力を検出する検出器、前記順変換器のスイッチン
グ動作を制御するＰＷＭ制御部、前記順変換器の出力に
対する制御指令と前記検出器による検出値との偏差に応
じて前記ＰＷＭ制御部を動作させる出力制御手段を備え
た電力変換装置において、 前記順変換器は３相各アームにそれぞれ絶縁ゲートバイ
ポーラトランジスタ素子と逆導通ダイオードの並列接続
体を備え、前記平滑手段はコンデンサを備え、かつ前記
出力制御手段の開ループ制御角周波数を前記３相交流電
源角周波数の６倍以上に設定したことを特徴とする電圧
形の電力変換装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6292558A JP2749271B2 (ja) | 1994-11-28 | 1994-11-28 | 電力変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6292558A JP2749271B2 (ja) | 1994-11-28 | 1994-11-28 | 電力変換装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07236279A JPH07236279A (ja) | 1995-09-05 |
| JP2749271B2 true JP2749271B2 (ja) | 1998-05-13 |
Family
ID=17783327
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6292558A Expired - Lifetime JP2749271B2 (ja) | 1994-11-28 | 1994-11-28 | 電力変換装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2749271B2 (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| ES2138548B1 (es) * | 1997-12-18 | 2000-08-16 | Iberdrola S A Titular Al 80 | Rectificador con factor de potencia proximo a la unidad. |
| US10056826B2 (en) | 2014-06-05 | 2018-08-21 | Mitsubishi Electric Corporation | Direct-current power supply device for controlling at frequency being 3N times frequency of three-phase alternating current and refrigeration-cycle applied device including the same |
| EP3576271A1 (en) * | 2018-06-01 | 2019-12-04 | Xue, Luoliang | Dc charging system for storage battery of electric vehicle |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS62178795U (ja) * | 1986-04-30 | 1987-11-13 | ||
| JPS6364595A (ja) * | 1986-09-04 | 1988-03-23 | Fanuc Ltd | Ｉｇｂｔ素子を使用したモ−タ駆動回路 |
| US4777579A (en) * | 1988-01-04 | 1988-10-11 | General Electric Company | Integrated current sensor configurations for AC motor drives |
-
1994
- 1994-11-28 JP JP6292558A patent/JP2749271B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH07236279A (ja) | 1995-09-05 |
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