JP3374918B2 - インバ−タ装置 - Google Patents
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Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、スイッチング素子
の温度保護機能を有するインバータ装置に関する。 【０００２】 【従来の技術及び発明が解決しようとする課題】ＰＷＭ
インバータの主スイッチング素子としてＩＧＢＴ（絶縁
ゲートバイポーラトランジスタ）等のパワーデバイスが
用いられている。これらの素子は、定常損失及びスイッ
チング損失（オン・オフ時の損失）があり、この損失に
よって素子の接合部温度は上昇する。素子の接合部温度
の許容値は一般的には１５０℃とされている。素子の接
合部温度の上昇を抑えるために、ヒートシンクやフアン
が使用されている。ヒートシンクやフアンを大幅な余裕
を有するように構成すると、これが必然的に大型且つコ
スト高になる。素子の破壊を防ぐために、ヒートシンク
又は冷却用フインの温度を検出し、素子に対する通電を
停止させる方法が知られているが、余裕を大きくとる
と、大型且つコスト高になり、余裕が小さいと、破壊す
る恐れがある。 【０００３】そこで、本発明は合理的にスイッチング素
子の破壊を防止することができるインバータ装置を提供
することにある。 【０００４】 【課題を解決するための手段】上記課題を解決し、上記
目的を達成するための本発明は、負荷に交流電力を供給
するためのインバ−タ装置であって、直流を交流に変換
するためのスイッチング素子を含む変換回路と、前記ス
イッチング素子をオン・オフ制御するための制御回路
と、前記スイッチング素子が取付けられている放熱体
と、前記放熱体の温度を検出するための温度検出器と、
前記放熱体の許容温度を示す信号を発生する許容温度発
生手段と、前記温度検出器の出力と前記許容温度発生手
段の出力とを比較し、前記温度検出器の出力が示してい
る検出温度が前記許容温度発生手段が示している許容温
度よりも高い時に前記変換回路を停止状態に制御する停
止手段とを有している。 【０００５】本発明の前記前記許容温度発生手段は、前
記変換回路の出力周波数（ｆｏ）を示す信号に応答して
前記出力周波数（ｆｏ）に比例的に変化する第１の値ａ
（ｆｏ）を発生する手段と、前記出力周波数（ｆｏ）に
反比例的に変化する値であり且つ前記第１の値a（ｆ
ｏ）よりも小さい値を有している第２の値ｂ（ｆｏ）を
発生する手段と、前記スイッチング素子のスイッチング
周波数（ｆｃ）に比例的に変化する値であり且つ前記第
１の値ａ（ｆｏ）よりも小さい値を有している第３の値
ｇ（ｆｃ）を発生する手段と、前記変換回路の出力電圧
の１周期中の前記スイッチング素子のオン・オフ動作期
間に比例的に変化する第４の値ｋを発生する手段と、前
記変換回路の出力電流Iを示す信号を発生する手段と、
前記許容温度Tohを Tｏｈ＝ａ（ｆｏ）−｛ｂ（ｆｏ）×ｇ（ｆｃ）／ｋ｝I の演算で求める演算手段とから成る。 【０００６】 【発明の効果】本発明によれば、スイッチング素子が取
付けられている放熱体の温度の検出に基づく保護のみで
なく、インバータの出力周波数、スイッチング周波数、
及び出力電流を考慮して許容温度を決定する。従って、
許容温度が合理的な値を有し、スイッチング素子の保護
の信頼性が向上する。また、許容温度の余裕を小さくし
てインバータ装置の小型化及び低コスト化を図ることが
できる。また、演算手段によって合理的な値を有する許
容温度を容易に得ることができる。 【０００７】 【実施形態】次に、図面を参照して本発明の実施形態を
説明する。 【０００８】図１に示す本発明に従う可変電圧可変周波
数型インバータ装置は、直流電源１に接続された第１及
び第２の電源端子１ａ、１ｂと、平滑用又は安定化用コ
ンデンサ２と、３相ブリッジ型変換回路３と、第１、第
２及び第３の交流出力端子４ａ、４ｂ、４ｃと、制御回
路５と、変換回路３のためのヒートシンク即ち放熱体６
と、温度検出器７と、出力電流検出器８と、温度保護回
路９と、電圧検出回路１０とを備えている。 【０００９】直流電源端子１ａ、１ｂと交流出力端子４
ａ、４ｂ、４ｃとの間に接続された変換回路３は、直流
電圧を３相交流電圧に変換し、これを出力端子４ａ、４
ｂ、４ｃに接続された負荷としての交流モータ１１に供
給する周知の３相ブリッジ型インバータ回路であり、Ｉ
ＧＢＴから成る第１、第２、第３、第４、第５及び第６
のスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 、Ｑ3 、Ｑ4 、Ｑ5 、Ｑ
6 と、これ等のそれぞれに逆方向並列に接続された保護
用又は帰還用の第１、第２、第３、第４、第５及び第６
のダイオードＤ1 、Ｄ2 、Ｄ3 、Ｄ4 、Ｄ5 、Ｄ6 とか
ら成る。第１及び第２のスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 の
第１の直列回路と、第３及び第４のスイッチング素子Ｑ
3 、Ｑ4 の第２の直列回路と、第５及び第６のスイッチ
ング素子Ｑ5 、Ｑ6 の直列回路とは第１及び第２の電源
端子１ａ、１ｂ間に接続され、第１、第２及び第３の直
列回路の中間点が第１、第２及び第３の出力端子４ａ、
４ｂ、４ｃに接続されている。 【００１０】第１〜第６のスイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ6
及び第１〜第６のダイオ−ドD１〜D6は、放熱性の良い
金属から成る放熱体６の上に配置され、放熱体６に熱的
に結合されている。従って、放熱体６の温度はスイッチ
ング素子Ｑ1 〜Ｑ6 の接合部温度に比例的関係を有す
る。温度検出器７は放熱体６に固着され、放熱体６の温
度を検出し、スイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ6 の接合部温度
を間接的に測定し、ライン７ａによって温度検出信号Ｔ
f を温度保護回路９に送る。なお、第１〜第６のダイオ
−ドD1〜D６は第１〜第６のスイッチング素子Q1〜Ｑ6の
内蔵即ち寄生ダイオ−ドであってもよい。 【００１１】電流検出器８は、変換回路３の出力ライン
に接続され、変換回路３の出力電流Ｉo を検出し、ライ
ン８ａによって温度保護回路９に送る。電圧検出回路１
０は第１、第２及び第３の出力端子４ａ、４ｂ、４ｃに
接続され、インバータ出力電圧Ｖo を検出し、これをラ
イン１０ａによって制御回路５に送る。 【００１２】制御回路５は、ライン９ａ、１２、１３、
１４によって温度保護回路９に接続され、且つライン１
０ａによって電圧検出回路１０に接続され、更に、第１
〜第６のスイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ6 の制御端子にライ
ン１４〜１９によって接続されている。 【００１３】図２は制御回路５の詳細を示すものであっ
て、周波数指令回路２０と、３相正弦波発生回路２１
と、基準電圧源２２と、誤差増幅器２３と、第１、第２
及び第３の乗算器２４、２５、２６と、鋸波発生回路２
７と、第１、第２及び第３のコンパレータ２８，２９、
３０と、第１、第２及び第３のＮＯＴ回路３１、３２、
３３と、デッドタイム付与回路３４とから成る。 【００１４】周波数指令回路２０は、変換回路３を可変
周波数制御するために可変周波数指令ｆo を発生する。
３相正弦波発生回路は、周波数指令ｆo で指示された周
波数を有する３相基準正弦波をライン２１ａ、２１ｂ、
２１ｃに送出する。 【００１５】基準電圧源２２は変換回路３の出力電圧Ｖ
o を変えるために可変基準電圧源に構成されている。誤
差増幅器２３はライン１０ａの出力検出電圧Ｖo と基準
電圧源２２の基準電圧Ｖr との差を示す誤差信号ΔＶを
出力する。第１、第２及び第３の乗算器２４、２５、２
６はライン２１ａ、２１ｂ、２１ｃの第１、第２及び第
３相の正弦波基準電圧に誤差信号ΔＶを乗算して振幅調
整された正弦波を第１、第２及び第３のコンパレータ２
８、２９、３０に送る。 【００１６】鋸波発生回路２７はライン２１ａ、２１
ｂ、２１ｃの基準正弦波の周波数ｆoよりも高いキャリ
ア周波数即ちスイッチング周波数ｆc （例えば２０kHz
）で鋸波電圧又は三角波電圧を発生する。また、鋸波
発生回路２７はスイッチング周波数ｆc を示す信号をラ
イン１３に送出する。第１、第２及び第３のコンパレー
タ２８、２９、３０は、乗算器２４、２５、２６の出力
と鋸波電圧とを比較して周知の方法で第１、第３及び第
５のスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ3 、Ｑ5 のためのＰＷＭ
パルスを形成する。第１、第２及び第３のＮＯＴ回路３
１、３２、３３は第１、第２及び第３のコンパレータ２
８、２９、３０の出力を反転して第２、第４及び第６の
スイッチング素子Ｑ2 、Ｑ4 、Ｑ6 のためのＰＷＭパル
スを形成する。デッドタイム付与回路３４は、第１及び
第２のスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 が同時にオンになる
こと、第３及び第４のスイッチング素子Ｑ3 、Ｑ4 が同
時にオンになること、第５及び第６のスイッチング素子
Ｑ5 、Ｑ6 が同時にオンになることを防止するように制
御信号を調整して第１〜第６のスイッチング素子Ｑ1 〜
Ｑ6 に制御信号を送る。 【００１７】温度保護信号ライン９ａは、スイッチング
素子Ｑ1 〜Ｑ6 のオン・オフ制御停止手段としてのトラ
ンジスタから成るスイッチ９ｂに接続されている。スイ
ッチ９ｂは鋸波発生回路２７に接続されており、ライン
９ａからの保護指令に応答して鋸波電圧の発生を中止さ
せる。これにより、第１、第２及び第３のコンパレータ
２８、２９、３０からＰＷＭパルスが発生しなくなり、
第１〜第６のスイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ6 がオフ制御さ
れ、変換回路３が停止状態になる。なお、ライン９ａの
温度保護指令信号によって、誤差増幅器２３の入力又は
出力、周波数指令回路２０、３相正弦波発生回路２１、
コンパレータ２８、２９、３０の入力又は出力、又は変
換回路３の直流入力ラインを制御してスイッチング素子
Ｑ1 〜Ｑ6 のオン制御を禁止することもできる。要する
に、ライン９ａに温度保護指令が発生したら何らかの方
法でスイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ6 即ち変換回路３をオフ
制御すれば良い。 【００１８】温度保護回路９は図３に示すように記憶手
段４０と、演算手段４１と温度保護判定手段４２とから
成る。演算手段４１は、次式によって放熱体６の許容温
度Ｔohを求めるものである。 Ｔoh＝ａ（ｆo ）−｛ｂ（ｆo ）×ｇ（ｆc ）／Ｋ｝Ｉ・・・ （１） ここで、ａ（ｆo ）はインバータ出力周波数ｆo に対し
て比例的に変化する第１の値であり、素子の最大接合温
度を示す値である。ｂ(ｆｏ)は出力周波数ｆｏに反比例
的に変化する第２の値であり、出力周波数ｆｏによる温
度変化△Ｔを示す値である。また、ｇ（ｆc ）はスイッ
チング周波数ｆc に応じて変化する第３の値である。こ
の第３の値ｇ（ｆｃ）はスイッチング周波数ｆｃによる
温度変化を示す値である。Ｋは変調係数即ち変換回路３
の第１〜第６のスイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ6 のＰＷＭパ
ルスによる制御期間に依存する第４の値であり、第１〜
第６のスイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ6 を交流出力の１周期
（３６０度）の全期間でＰＷＭパルスで制御する時には
例えば１であり、第１〜第６のスイッチング素子Ｑ1 〜
Ｑ6 を交流出力の１周期（３６０度）の内の１２０度の
みでＰＷＭ制御する時には例えば０．８である。 【００１９】図４は上記式（１）における第１の値ａ
（ｆo ）及び第２の値ｂ（ｆo ）と出力周波数ｆo との
関係を例示するものである。第１の値ａ（ｆo ）は出力
周波数ｆｏに対して比例的に変化し、第２の値ｂ（ｆ
ｏ）は出力周波数ｆo に対して反比例的に変化しする。
第２の値ｂ（ｆｏ）は出力周波数ｆo が小さくなるに従
って大きくなり、周波数が０即ち直流の時に最大にな
る。この第２の値ｂ（ｆo ）が大きくなるに従って放熱
体６の許容温度が低下する。即ち、図６に示すように、
出力周波数ｆo が低下するに従って、放熱体６の温度上
昇が高くなるので、放熱体６の許容温度Ｔohは出力周波
数ｆo と比例的に低くする必要がある。そこで、図６の
関係から実験的に図４の第１及び第２の値ａ（ｆo ）及
びｂ（ｆo ）が決定されている。なお、第１の値ａ（ｆ
o ）は第２の値ｂ（ｆo ）よりも大きく設定されてい
る。 【００２０】図５はスイッチング周波数ｆc と第３の値
ｇ（ｆc ）とが比例的関係を有することを示す。スイッ
チング周波数ｆc 即ち鋸波の周波数が高くなるに従って
第３の値ｇ（ｆc ）は大きくなる。スイッチング周波数
ｆc が高くなると、放熱体６の許容温度が低くなる。即
ち、図７に示すように、放熱体６の温度上昇はスイッチ
ング周波数ｆc に比例的に変化する。そこで、図３の特
性に基づいて実験的に図５の第３の値ｇ（ｆc ）が決定
される。 【００２１】図８は出力電流Ｉと放熱体６の温度上昇と
の関係を示す。スイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ6 及び放熱体
６の温度は出力電流Ｉに比例して高くなる。 【００２２】図９は第１〜第６のスイッチング素子Ｑ1
〜Ｑ6 のコレクタ・エミッタ間の飽和電圧Ｖce（sat ）
とターンオフ時の下降時間ｔf との関係を示す。図９か
ら明らかなように飽和電圧Ｖceが大きくなるに従ってス
イッチング素子Ｑ1 〜Ｑ6 のターンオフ時の下降時間ｔ
f は短くなる。第１、第２、第３及び第４の値ａ（ｆo
）、ｂ（ｆo ）、ｇ（ｆc ）、Ｋは図６、図７、図８
の特性を考慮して決定される。 【００２３】（１）式の第１、第２、第３及び第４の値
ａ（ｆo ）、ｂ（ｆo ）、ｇ（ｆc）、Ｋは実験的に予
め求められ、記憶手段４０のメモリテーブル４０ａ、４
０ｂ、４０ｃ、４０ｄに格納されている。即ち、テーブ
ル４０ａには図４に示す横軸の複数の出力周波数ｆo 毎
に第１の値ａ（ｆo ）が格納されている。このテーブル
４０ａからはライン１２の出力周波数ｆo をアドレス信
号としてこれに対応した第１の値ａ（ｆo ）が読み出さ
れる。また、テーブル４０ｂには、図４に示す第２の値
ｂ（ｆo ）が格納されている。この第２の値ｂ（ｆo ）
も出力周波数ｆo をアドレス信号として読み出される。
また、テーブル４０ｃには図５に示すように横軸のスイ
ッチング周波数ｆc 毎に第３の値ｇ（ｆc ）が格納され
ている。このテーブル４０ｃからはライン１３のスイッ
チング周波数ｆc をアドレス信号として第３の値ｇ（ｆ
c ）が読み出される。また、テーブル４０ｄには、第４
の値Ｋを示すデータが格納されている。テーブル４０ｄ
の第４の値Ｋはライン１４の変調方式を区別する信号Ｍ
をアドレス信号として読み出される。なお、記憶手段４
０は入力手段にA／D変換手段を有する。 【００２４】演算手段４１は、出力周波数ｆo 、スイッ
チング周波数ｆc 、変調形式Ｍに基づいて読み出された
第１、第２、第３及び第４の値ａ（ｆo ）、ｂ（ｆo
）、ｇ（ｆc ）、Ｋと、ライン８ａの出力電流Ｉとを
使用して前記（１）式の演算を実行し、放熱体６の許容
温度Ｔohを示す信号を出力する。放熱体６の許容温度Ｔ
ohは常に一定ではなく、出力周波数ｆo、スイッチング
周波数ｆo 、出力電流Ｉに応じて変化する。 【００２５】温度保護判定手段４２は、コンパレータか
ら成り、演算手段４１から与えられた許容温度Ｔohとラ
イン７ａから得られた放熱体６の検出温度Ｔf とを比較
し、検出温度Ｔf が許容温度Ｔoh以上になったらライン
９ａにオフ指令信号を発生する。オフ指令信号が発生す
ると、制御回路５は第１〜第６のスイッチング素子Ｑ1
〜Ｑ6 をオフ制御し、これを保護する。 【００２６】上述から明らかなように、本実施形態で
は、許容温度を固定値とせず、出力周波数ｆo とスイッ
チング周波数ｆc と変調係数と出力電流とを考慮した可
変値としているので、合理的にスイッチング素子Ｑ1 〜
Ｑ6 を保護することができる。 【００２７】 【変形例】本発明は上述の実施形態に限定されるもので
なく、例えば次の変形が可能なものである。 （１） 許容温度Ｔohを、出力周波数ｆo のみを考慮し
て可変制御することができる。 （２） 許容温度Ｔohをスイッチング周波数ｆc のみを
考慮して可変制御することができる。 （３） 許容温度Ｔohを出力周波数ｆo とスイッチング
周波数ｆc との２つのみを考慮して可変制御することが
できる。 （４） 第１の値ａ（ｆo ）を可変値とせずに図４で破
線で示すように固定値とすることができる。 （５） 変換回路３及び制御回路５を別の形式の種々の
回路に置き換えることができる。 （６） スイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ6 をＩＧＢＴ以外の
トランジスタ、ＦＥＴ等の半導体スイッチとすることが
できる。 （７） 制御回路５及び温度保護回路９の一部又は全部
をディジタル回路にすることができる。
の温度保護機能を有するインバータ装置に関する。 【０００２】 【従来の技術及び発明が解決しようとする課題】ＰＷＭ
インバータの主スイッチング素子としてＩＧＢＴ（絶縁
ゲートバイポーラトランジスタ）等のパワーデバイスが
用いられている。これらの素子は、定常損失及びスイッ
チング損失（オン・オフ時の損失）があり、この損失に
よって素子の接合部温度は上昇する。素子の接合部温度
の許容値は一般的には１５０℃とされている。素子の接
合部温度の上昇を抑えるために、ヒートシンクやフアン
が使用されている。ヒートシンクやフアンを大幅な余裕
を有するように構成すると、これが必然的に大型且つコ
スト高になる。素子の破壊を防ぐために、ヒートシンク
又は冷却用フインの温度を検出し、素子に対する通電を
停止させる方法が知られているが、余裕を大きくとる
と、大型且つコスト高になり、余裕が小さいと、破壊す
る恐れがある。 【０００３】そこで、本発明は合理的にスイッチング素
子の破壊を防止することができるインバータ装置を提供
することにある。 【０００４】 【課題を解決するための手段】上記課題を解決し、上記
目的を達成するための本発明は、負荷に交流電力を供給
するためのインバ−タ装置であって、直流を交流に変換
するためのスイッチング素子を含む変換回路と、前記ス
イッチング素子をオン・オフ制御するための制御回路
と、前記スイッチング素子が取付けられている放熱体
と、前記放熱体の温度を検出するための温度検出器と、
前記放熱体の許容温度を示す信号を発生する許容温度発
生手段と、前記温度検出器の出力と前記許容温度発生手
段の出力とを比較し、前記温度検出器の出力が示してい
る検出温度が前記許容温度発生手段が示している許容温
度よりも高い時に前記変換回路を停止状態に制御する停
止手段とを有している。 【０００５】本発明の前記前記許容温度発生手段は、前
記変換回路の出力周波数（ｆｏ）を示す信号に応答して
前記出力周波数（ｆｏ）に比例的に変化する第１の値ａ
（ｆｏ）を発生する手段と、前記出力周波数（ｆｏ）に
反比例的に変化する値であり且つ前記第１の値a（ｆ
ｏ）よりも小さい値を有している第２の値ｂ（ｆｏ）を
発生する手段と、前記スイッチング素子のスイッチング
周波数（ｆｃ）に比例的に変化する値であり且つ前記第
１の値ａ（ｆｏ）よりも小さい値を有している第３の値
ｇ（ｆｃ）を発生する手段と、前記変換回路の出力電圧
の１周期中の前記スイッチング素子のオン・オフ動作期
間に比例的に変化する第４の値ｋを発生する手段と、前
記変換回路の出力電流Iを示す信号を発生する手段と、
前記許容温度Tohを Tｏｈ＝ａ（ｆｏ）−｛ｂ（ｆｏ）×ｇ（ｆｃ）／ｋ｝I の演算で求める演算手段とから成る。 【０００６】 【発明の効果】本発明によれば、スイッチング素子が取
付けられている放熱体の温度の検出に基づく保護のみで
なく、インバータの出力周波数、スイッチング周波数、
及び出力電流を考慮して許容温度を決定する。従って、
許容温度が合理的な値を有し、スイッチング素子の保護
の信頼性が向上する。また、許容温度の余裕を小さくし
てインバータ装置の小型化及び低コスト化を図ることが
できる。また、演算手段によって合理的な値を有する許
容温度を容易に得ることができる。 【０００７】 【実施形態】次に、図面を参照して本発明の実施形態を
説明する。 【０００８】図１に示す本発明に従う可変電圧可変周波
数型インバータ装置は、直流電源１に接続された第１及
び第２の電源端子１ａ、１ｂと、平滑用又は安定化用コ
ンデンサ２と、３相ブリッジ型変換回路３と、第１、第
２及び第３の交流出力端子４ａ、４ｂ、４ｃと、制御回
路５と、変換回路３のためのヒートシンク即ち放熱体６
と、温度検出器７と、出力電流検出器８と、温度保護回
路９と、電圧検出回路１０とを備えている。 【０００９】直流電源端子１ａ、１ｂと交流出力端子４
ａ、４ｂ、４ｃとの間に接続された変換回路３は、直流
電圧を３相交流電圧に変換し、これを出力端子４ａ、４
ｂ、４ｃに接続された負荷としての交流モータ１１に供
給する周知の３相ブリッジ型インバータ回路であり、Ｉ
ＧＢＴから成る第１、第２、第３、第４、第５及び第６
のスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 、Ｑ3 、Ｑ4 、Ｑ5 、Ｑ
6 と、これ等のそれぞれに逆方向並列に接続された保護
用又は帰還用の第１、第２、第３、第４、第５及び第６
のダイオードＤ1 、Ｄ2 、Ｄ3 、Ｄ4 、Ｄ5 、Ｄ6 とか
ら成る。第１及び第２のスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 の
第１の直列回路と、第３及び第４のスイッチング素子Ｑ
3 、Ｑ4 の第２の直列回路と、第５及び第６のスイッチ
ング素子Ｑ5 、Ｑ6 の直列回路とは第１及び第２の電源
端子１ａ、１ｂ間に接続され、第１、第２及び第３の直
列回路の中間点が第１、第２及び第３の出力端子４ａ、
４ｂ、４ｃに接続されている。 【００１０】第１〜第６のスイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ6
及び第１〜第６のダイオ−ドD１〜D6は、放熱性の良い
金属から成る放熱体６の上に配置され、放熱体６に熱的
に結合されている。従って、放熱体６の温度はスイッチ
ング素子Ｑ1 〜Ｑ6 の接合部温度に比例的関係を有す
る。温度検出器７は放熱体６に固着され、放熱体６の温
度を検出し、スイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ6 の接合部温度
を間接的に測定し、ライン７ａによって温度検出信号Ｔ
f を温度保護回路９に送る。なお、第１〜第６のダイオ
−ドD1〜D６は第１〜第６のスイッチング素子Q1〜Ｑ6の
内蔵即ち寄生ダイオ−ドであってもよい。 【００１１】電流検出器８は、変換回路３の出力ライン
に接続され、変換回路３の出力電流Ｉo を検出し、ライ
ン８ａによって温度保護回路９に送る。電圧検出回路１
０は第１、第２及び第３の出力端子４ａ、４ｂ、４ｃに
接続され、インバータ出力電圧Ｖo を検出し、これをラ
イン１０ａによって制御回路５に送る。 【００１２】制御回路５は、ライン９ａ、１２、１３、
１４によって温度保護回路９に接続され、且つライン１
０ａによって電圧検出回路１０に接続され、更に、第１
〜第６のスイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ6 の制御端子にライ
ン１４〜１９によって接続されている。 【００１３】図２は制御回路５の詳細を示すものであっ
て、周波数指令回路２０と、３相正弦波発生回路２１
と、基準電圧源２２と、誤差増幅器２３と、第１、第２
及び第３の乗算器２４、２５、２６と、鋸波発生回路２
７と、第１、第２及び第３のコンパレータ２８，２９、
３０と、第１、第２及び第３のＮＯＴ回路３１、３２、
３３と、デッドタイム付与回路３４とから成る。 【００１４】周波数指令回路２０は、変換回路３を可変
周波数制御するために可変周波数指令ｆo を発生する。
３相正弦波発生回路は、周波数指令ｆo で指示された周
波数を有する３相基準正弦波をライン２１ａ、２１ｂ、
２１ｃに送出する。 【００１５】基準電圧源２２は変換回路３の出力電圧Ｖ
o を変えるために可変基準電圧源に構成されている。誤
差増幅器２３はライン１０ａの出力検出電圧Ｖo と基準
電圧源２２の基準電圧Ｖr との差を示す誤差信号ΔＶを
出力する。第１、第２及び第３の乗算器２４、２５、２
６はライン２１ａ、２１ｂ、２１ｃの第１、第２及び第
３相の正弦波基準電圧に誤差信号ΔＶを乗算して振幅調
整された正弦波を第１、第２及び第３のコンパレータ２
８、２９、３０に送る。 【００１６】鋸波発生回路２７はライン２１ａ、２１
ｂ、２１ｃの基準正弦波の周波数ｆoよりも高いキャリ
ア周波数即ちスイッチング周波数ｆc （例えば２０kHz
）で鋸波電圧又は三角波電圧を発生する。また、鋸波
発生回路２７はスイッチング周波数ｆc を示す信号をラ
イン１３に送出する。第１、第２及び第３のコンパレー
タ２８、２９、３０は、乗算器２４、２５、２６の出力
と鋸波電圧とを比較して周知の方法で第１、第３及び第
５のスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ3 、Ｑ5 のためのＰＷＭ
パルスを形成する。第１、第２及び第３のＮＯＴ回路３
１、３２、３３は第１、第２及び第３のコンパレータ２
８、２９、３０の出力を反転して第２、第４及び第６の
スイッチング素子Ｑ2 、Ｑ4 、Ｑ6 のためのＰＷＭパル
スを形成する。デッドタイム付与回路３４は、第１及び
第２のスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 が同時にオンになる
こと、第３及び第４のスイッチング素子Ｑ3 、Ｑ4 が同
時にオンになること、第５及び第６のスイッチング素子
Ｑ5 、Ｑ6 が同時にオンになることを防止するように制
御信号を調整して第１〜第６のスイッチング素子Ｑ1 〜
Ｑ6 に制御信号を送る。 【００１７】温度保護信号ライン９ａは、スイッチング
素子Ｑ1 〜Ｑ6 のオン・オフ制御停止手段としてのトラ
ンジスタから成るスイッチ９ｂに接続されている。スイ
ッチ９ｂは鋸波発生回路２７に接続されており、ライン
９ａからの保護指令に応答して鋸波電圧の発生を中止さ
せる。これにより、第１、第２及び第３のコンパレータ
２８、２９、３０からＰＷＭパルスが発生しなくなり、
第１〜第６のスイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ6 がオフ制御さ
れ、変換回路３が停止状態になる。なお、ライン９ａの
温度保護指令信号によって、誤差増幅器２３の入力又は
出力、周波数指令回路２０、３相正弦波発生回路２１、
コンパレータ２８、２９、３０の入力又は出力、又は変
換回路３の直流入力ラインを制御してスイッチング素子
Ｑ1 〜Ｑ6 のオン制御を禁止することもできる。要する
に、ライン９ａに温度保護指令が発生したら何らかの方
法でスイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ6 即ち変換回路３をオフ
制御すれば良い。 【００１８】温度保護回路９は図３に示すように記憶手
段４０と、演算手段４１と温度保護判定手段４２とから
成る。演算手段４１は、次式によって放熱体６の許容温
度Ｔohを求めるものである。 Ｔoh＝ａ（ｆo ）−｛ｂ（ｆo ）×ｇ（ｆc ）／Ｋ｝Ｉ・・・ （１） ここで、ａ（ｆo ）はインバータ出力周波数ｆo に対し
て比例的に変化する第１の値であり、素子の最大接合温
度を示す値である。ｂ(ｆｏ)は出力周波数ｆｏに反比例
的に変化する第２の値であり、出力周波数ｆｏによる温
度変化△Ｔを示す値である。また、ｇ（ｆc ）はスイッ
チング周波数ｆc に応じて変化する第３の値である。こ
の第３の値ｇ（ｆｃ）はスイッチング周波数ｆｃによる
温度変化を示す値である。Ｋは変調係数即ち変換回路３
の第１〜第６のスイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ6 のＰＷＭパ
ルスによる制御期間に依存する第４の値であり、第１〜
第６のスイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ6 を交流出力の１周期
（３６０度）の全期間でＰＷＭパルスで制御する時には
例えば１であり、第１〜第６のスイッチング素子Ｑ1 〜
Ｑ6 を交流出力の１周期（３６０度）の内の１２０度の
みでＰＷＭ制御する時には例えば０．８である。 【００１９】図４は上記式（１）における第１の値ａ
（ｆo ）及び第２の値ｂ（ｆo ）と出力周波数ｆo との
関係を例示するものである。第１の値ａ（ｆo ）は出力
周波数ｆｏに対して比例的に変化し、第２の値ｂ（ｆ
ｏ）は出力周波数ｆo に対して反比例的に変化しする。
第２の値ｂ（ｆｏ）は出力周波数ｆo が小さくなるに従
って大きくなり、周波数が０即ち直流の時に最大にな
る。この第２の値ｂ（ｆo ）が大きくなるに従って放熱
体６の許容温度が低下する。即ち、図６に示すように、
出力周波数ｆo が低下するに従って、放熱体６の温度上
昇が高くなるので、放熱体６の許容温度Ｔohは出力周波
数ｆo と比例的に低くする必要がある。そこで、図６の
関係から実験的に図４の第１及び第２の値ａ（ｆo ）及
びｂ（ｆo ）が決定されている。なお、第１の値ａ（ｆ
o ）は第２の値ｂ（ｆo ）よりも大きく設定されてい
る。 【００２０】図５はスイッチング周波数ｆc と第３の値
ｇ（ｆc ）とが比例的関係を有することを示す。スイッ
チング周波数ｆc 即ち鋸波の周波数が高くなるに従って
第３の値ｇ（ｆc ）は大きくなる。スイッチング周波数
ｆc が高くなると、放熱体６の許容温度が低くなる。即
ち、図７に示すように、放熱体６の温度上昇はスイッチ
ング周波数ｆc に比例的に変化する。そこで、図３の特
性に基づいて実験的に図５の第３の値ｇ（ｆc ）が決定
される。 【００２１】図８は出力電流Ｉと放熱体６の温度上昇と
の関係を示す。スイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ6 及び放熱体
６の温度は出力電流Ｉに比例して高くなる。 【００２２】図９は第１〜第６のスイッチング素子Ｑ1
〜Ｑ6 のコレクタ・エミッタ間の飽和電圧Ｖce（sat ）
とターンオフ時の下降時間ｔf との関係を示す。図９か
ら明らかなように飽和電圧Ｖceが大きくなるに従ってス
イッチング素子Ｑ1 〜Ｑ6 のターンオフ時の下降時間ｔ
f は短くなる。第１、第２、第３及び第４の値ａ（ｆo
）、ｂ（ｆo ）、ｇ（ｆc ）、Ｋは図６、図７、図８
の特性を考慮して決定される。 【００２３】（１）式の第１、第２、第３及び第４の値
ａ（ｆo ）、ｂ（ｆo ）、ｇ（ｆc）、Ｋは実験的に予
め求められ、記憶手段４０のメモリテーブル４０ａ、４
０ｂ、４０ｃ、４０ｄに格納されている。即ち、テーブ
ル４０ａには図４に示す横軸の複数の出力周波数ｆo 毎
に第１の値ａ（ｆo ）が格納されている。このテーブル
４０ａからはライン１２の出力周波数ｆo をアドレス信
号としてこれに対応した第１の値ａ（ｆo ）が読み出さ
れる。また、テーブル４０ｂには、図４に示す第２の値
ｂ（ｆo ）が格納されている。この第２の値ｂ（ｆo ）
も出力周波数ｆo をアドレス信号として読み出される。
また、テーブル４０ｃには図５に示すように横軸のスイ
ッチング周波数ｆc 毎に第３の値ｇ（ｆc ）が格納され
ている。このテーブル４０ｃからはライン１３のスイッ
チング周波数ｆc をアドレス信号として第３の値ｇ（ｆ
c ）が読み出される。また、テーブル４０ｄには、第４
の値Ｋを示すデータが格納されている。テーブル４０ｄ
の第４の値Ｋはライン１４の変調方式を区別する信号Ｍ
をアドレス信号として読み出される。なお、記憶手段４
０は入力手段にA／D変換手段を有する。 【００２４】演算手段４１は、出力周波数ｆo 、スイッ
チング周波数ｆc 、変調形式Ｍに基づいて読み出された
第１、第２、第３及び第４の値ａ（ｆo ）、ｂ（ｆo
）、ｇ（ｆc ）、Ｋと、ライン８ａの出力電流Ｉとを
使用して前記（１）式の演算を実行し、放熱体６の許容
温度Ｔohを示す信号を出力する。放熱体６の許容温度Ｔ
ohは常に一定ではなく、出力周波数ｆo、スイッチング
周波数ｆo 、出力電流Ｉに応じて変化する。 【００２５】温度保護判定手段４２は、コンパレータか
ら成り、演算手段４１から与えられた許容温度Ｔohとラ
イン７ａから得られた放熱体６の検出温度Ｔf とを比較
し、検出温度Ｔf が許容温度Ｔoh以上になったらライン
９ａにオフ指令信号を発生する。オフ指令信号が発生す
ると、制御回路５は第１〜第６のスイッチング素子Ｑ1
〜Ｑ6 をオフ制御し、これを保護する。 【００２６】上述から明らかなように、本実施形態で
は、許容温度を固定値とせず、出力周波数ｆo とスイッ
チング周波数ｆc と変調係数と出力電流とを考慮した可
変値としているので、合理的にスイッチング素子Ｑ1 〜
Ｑ6 を保護することができる。 【００２７】 【変形例】本発明は上述の実施形態に限定されるもので
なく、例えば次の変形が可能なものである。 （１） 許容温度Ｔohを、出力周波数ｆo のみを考慮し
て可変制御することができる。 （２） 許容温度Ｔohをスイッチング周波数ｆc のみを
考慮して可変制御することができる。 （３） 許容温度Ｔohを出力周波数ｆo とスイッチング
周波数ｆc との２つのみを考慮して可変制御することが
できる。 （４） 第１の値ａ（ｆo ）を可変値とせずに図４で破
線で示すように固定値とすることができる。 （５） 変換回路３及び制御回路５を別の形式の種々の
回路に置き換えることができる。 （６） スイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ6 をＩＧＢＴ以外の
トランジスタ、ＦＥＴ等の半導体スイッチとすることが
できる。 （７） 制御回路５及び温度保護回路９の一部又は全部
をディジタル回路にすることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施形態のインバータ装置を示す回
路図である。 【図２】図１の制御回路を詳しく示す回路図である。 【図３】図１の温度保護回路を詳しく示す回路図であ
る。 【図４】出力周波数と第１及び第２の値との関係を示す
図である。 【図５】スイッチング周波数と第３の値との関係を示す
図である。 【図６】出力周波数と放熱体の温度との関係を示す図で
ある。 【図７】スイッチング周波数と放熱体の温度との関係を
示す図である。 【図８】出力電流と放熱体の温度との関係を示す図であ
る。 【図９】スイッチング素子のコレクタ・エミッタ間の飽
和電圧とターンオフ時の下降時間ｔf との関係を示す図
である。 【符号の説明】 ３ 変換回路 ５ 制御回路 ６ 放熱体 ７ 温度検出器 ９ 温度保護回路
路図である。 【図２】図１の制御回路を詳しく示す回路図である。 【図３】図１の温度保護回路を詳しく示す回路図であ
る。 【図４】出力周波数と第１及び第２の値との関係を示す
図である。 【図５】スイッチング周波数と第３の値との関係を示す
図である。 【図６】出力周波数と放熱体の温度との関係を示す図で
ある。 【図７】スイッチング周波数と放熱体の温度との関係を
示す図である。 【図８】出力電流と放熱体の温度との関係を示す図であ
る。 【図９】スイッチング素子のコレクタ・エミッタ間の飽
和電圧とターンオフ時の下降時間ｔf との関係を示す図
である。 【符号の説明】 ３ 変換回路 ５ 制御回路 ６ 放熱体 ７ 温度検出器 ９ 温度保護回路
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(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H02M 7/48
H02M 1/00
Claims (1)
- (57)【特許請求の範囲】 【請求項１】 負荷に交流電力を供給するためのインバ
−タ装置であって、 直流を交流に変換するためのスイッチング素子を含む変
換回路と、 前記スイッチング素子をオン・オフ制御するための制御
回路と、 前記スイッチング素子が取付けられている放熱体と、 前記放熱体の温度を検出するための温度検出器と、 前記放熱体の許容温度を示す信号を発生する許容温度発
生手段と、 前記温度検出器の出力と前記許容温度発生手段の出力と
を比較し、前記温度検出器の出力が示している検出温度
が前記許容温度発生手段が示している許容温度よりも高
い時に前記変換回路を停止状態に制御する停止手段とを
有し、前記許容温度発生手段は、 前記変換回路の出力周波数（ｆｏ）を示す信号に応答し
て前記出力周波数（ｆｏ）に比例的に変化する第１の値
ａ（ｆｏ）を発生する手段と、 前記出力周波数（ｆｏ）に反比例的に変化する値であり
且つ前記第１の値a（ｆｏ）よりも小さい値を有してい
る第２の値ｂ（ｆｏ）を発生する手段と、 前記スイッチング素子のスイッチング周波数（ｆｃ）に
比例的に変化する値であり且つ前記第１の値ａ（ｆｏ）
よりも小さい値を有している第３の値ｇ（ｆｃ）を発生
する手段と、 前記変換回路の出力電圧の１周期中の前記スイッチング
素子のオン・オフ動作期間に比例的に変化する第４の値
ｋを発生する手段と、前記変換回路の出力電流Iを示す信号を発生する手段
と、 前記許容温度Tohを Tｏｈ＝ａ（ｆｏ）−｛ｂ（ｆｏ）×ｇ（ｆｃ）／ｋ｝I の演算で求める演算手段とから成る ことを特徴とするイ
ンバ−タ装置。
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