JPH01194871A - パルス幅変調形インバータ装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は可変電圧及び可変周波数の交流を出力するパル
ス幅変調形（以下、ＰＷＭという）インバータ装置に関
する。

［従来の技術］ 第３図は従来のＰＷＭインバータ装置の構成図である。

第３図において、（１０）は所定の大きさの直流電圧を
出力する直流電源、（２０）は可制御素子及び可制御素
子に逆並列に接続されたダイオードとからなり、直流電
圧を交流電圧に変換する逆変換器、（３０）はＰＷＭイ
ンバータ装置によって駆動される電動機、（４０）はＰ
ＷＭインバータ装置の出力電圧及び出力周波数の基準と
なる正弦波形の基準電圧信号を出力する基準電圧発生器
、（５０）は例えば周波数ｆ　　（周期Ｔ　）の三角波
形のキャリＣＣ 子信号を出力するキャリア発生器、（６０）は基準電圧
信号とキャリア信号とから、逆変換器（２０）の可制御
素子を点弧又は消弧する信号（以下、ＰＷＭ信号という
）を出力するＰＷＭ回路、（７０）はＰＷＭ回路（６０
）が出力するＰＷＭ信号により逆変換器（２０）の可制
御素子を点弧又は消弧する駆動回路である。

なお、第３図に示１．たＰＷＭインバータ装置はＵ相、
Ｖ相及びＷ　ｉｌｌからなる三相の装置であるが、Ｕ相
の逆変換器（２０）のみを図示し、Ｕ相の逆変換器（２
０）と同じ構成の■相及びＷ相の逆変換器は省略しであ
る。

次に、従来のＰＷＭインバータ装置の動作について、第
４図及び第５図を参照して説明する。第４図は各部の信
号波形図である。又、第５図はＰＷＭ回路（６０）の主
要部分の回路図である。

基準電圧発生器（４０）は第４図（ａ）に示すような正
弦波形の基準電圧信号を出力し、キャリア発生器（５０
）は第４図（ａ）に示すような三角波形のキャリア信号
を出力する。コンパレータ（６１）は基準電圧信号と基
準電圧信号を変調するキャリア信号とを比較する（第４
図（ａ）参照）。コンパレータ（６１）は基準電圧信号
とキャリア信号との比較により、基準電圧信号がキャリ
ア信号より大きいときは、Ｕ相の上側の可制御素子をオ
ン、基準電圧信号がキャリア信号より小さいときは、Ｕ
相の上側の可制御素子をオフとするＰＷＭ信号Ｕ、ｏを
出力する（第４図（ｂ）参照）。又、インバータ（６２
）はＰＷＭ信号Ｕ、。を反転することにより、Ｕ相の下
側の可制御素子をオン・オフするＰＷＭ信号ＵＮ。

を出力する（第４図（ｂ）参照）。

なお、実際には上下の可制御素子が短絡するのを防止す
るために、各可制御素子をオンにするタイミングを短絡
防止時間Ｔ、だけ遅らせる短絡防止処理を施したＰＷＭ
信号ＵＰ及びＵＮによって、可制御素子を駆動する（第
４図（ｅ）参照）。

駆動回路（７０）はＰＷＭ信号Ｕ　及びＵＮによつて可
制御素子をオン・オフ制御すると、ＰＷＭインバータは
第４図（ｄ）に示すような波形の交流電圧を出力する。

以上のようにして、ＰＷＭインバータ装置から可変電圧
及び可変周波数の交流電圧を得ることができる。

なお、Ｖ相及びＷ相の出力電圧もＵ相の出力電圧と同じ
ように出力されるので、その説明は省略する。

ところで、従来のＰＷＭインバータ装置は第４図に示し
た波形の出力電圧によって電動機（３０）を駆動すると
、キャリア信号の周波数ｆ。（以下、キャリア周波数ｆ
　という）に起因する高調波音が発生する。

高調波音の発生を回避するための一つの手段としては、
キャリア周波数ｆ　を可聴周波数の上限域又は可聴周波
数の範囲外の周波数に上げるという方法がある。

キャリア周波数ｆ　を高くするのに従って、騒音レベル
は徐々に低下する。例えば、キャリア周波数ｆ　を１０
ＫＨｚ−１５ＫＨｚにすると、可聴周波数の上限に近付
き、騒音レベルは著しく低下する。

さらに、キャリア周波数ｆ　を２ＨＩ（ｚ以上にすると
可聴周波数範囲を超え、高調波音は人間の聴覚には感知
できなくなり、商用電源で駆動したときとほぼ同等の騒
音特性となる。

このようなキャリア周波数ｆ　を達成するためには、一
般に高速スイッチング素子（例えば、〕くワーＭＯＳ　
　ＦＥＴ、ＩＧＢＴ等）が必要になるが、スイッチング
に伴なう発生損失は無視できないものである。即ち、逆
並列のダイオードを含めた可制御素子の発生損失Ｐは、
定常損失をＰ。Ｎ１スイッチング損失を２８ｗとすると
、 Ｐ−ＰＯＮ＋ＰＳシ ーＰ　　　　（１）＋Ｐ　　　　Ｃｆ　　　、Ｉ）ＯＮ
　　　　　　　　　　ＳＷ　　　　ｃで表わされる。

定常損失は定常オンのときの電流と電圧降下分との積で
あり、スイッチング損失はターンオン・ターンオフ時の
電圧と電流との積である。

簡略化した関係の形に示せば、定常損失Ｐ。Ｎは電流の
関数、スイッチング損失Ｐｓ、ｄは電流とキャリア周波
数ｆ　の関数となる。

スイッチング損失Ｐｓｗはキャリア周波数ｆ。を高くす
ればするほど増加し、例えばインバータ定格電流（通常
使用素子定格電流より幾分ディレイイングした電流値）
付近では、損失の比率は５対５、あるいはそれ以上とな
る。

従って、熱設計（素子のジャンクション温度が許容値以
下になるように、熱に対する設計を行なうこと）上、冷
却効果の改善が必要である。

又、一般に騒音が問題になるのは電動機（３０）が無負
荷状態のときであり、負荷が増きくなったときは電動機
（３０）の負荷等からの騒音が増すので、電動機（３０
）から発生する高調波音はそれほど問題にならない。そ
れにも拘らずキャリア周波数ｆ。

を高くしたままであると、かえって発生損失を増加させ
てしまう。

［発明が解決しようとする課題］ 上記構成の従来のパルス幅変調形インバータ装置は、キ
ャリア周波数ｆ　に起因する高調波音の発生による騒音
を減少させるために、キャリア周波数ｆ　を可聴周波数
以上に上げると、特に負荷運転時の可制御素子部におけ
る損失が大きくなってしまうという問題点があった。

さらに、この損失に起因する発生熱を放熱のための冷却
体が増加し、ひいてはインバータ装置が大形化する等と
いう問題点があった。

本発明は上記問題点を解決するためになされたもので、
大形化せずに、十分に低騒音運転を可能にするとともに
、負荷を接続しても発生損失を抑制できるパルス幅変調
形インバータ装置を提供することを目的とする。

［課題を解決するための手段］ 本発明に係るパルス幅変調形インバータ装置は、パルス
幅変調形インバータ装置の負荷電流を検出する電流検出
手段と、電流検出手段が検出する負荷ｔｌｉ流が大きく
なるのに対応して、基準電圧信号を変調するキャリア信
号の周波数を低くするキャリア信号出力手段とを備えて
いる。

［作　用］ 上記構成のパルス幅変調形インバータ装置は、キャリア
信号出力手段が電流検出手段の検出する負荷電流が大き
くなるのに対応して、基準電圧信号を変調するキャリア
信号の周波数を低くする。

［実施例］ 以下、本発明の一実施例を添付図面を参照して詳細に説
明する。

第１図は本発明の一実施例に係るパルス幅変調形インバ
ータ装置の構成図である。第１図において、（１０）は
所定の大きさの直流電圧を出力する直流電源、（２０）
は可制御素子及び可制御素子に逆並列に接続されたダイ
オードとからなり、可制御素子が所定のタイミングでオ
ン・オフされることにより、直流電圧を交流電圧に変換
する逆変換器、（３０）はＰＷＭインバータ装置によっ
て駆動される電動機、（４０）はＰＷＭインバータ装置
の出力電圧及び出力周波数の基準となる正弦波形の基準
電圧信号を出力する基準電圧発生器、（８０）はＰＷＭ
インバータ装置の出力電流（負荷電流）を検出する電流
検出器、（５０）は電流検出器（８０）の出力に応じて
、予め定められる最大キャリア周波数’　ＣＩａＸと最
小キャリア周波数ｆ　　　の範囲でキャリア　ｗｉｎ 周波数を制御し、例えば三角波等のキャリア信号を出力
するキャリア発振器、（６０）は基準電圧信号とキャリ
ア信号とから、逆変換器（２０）の可制御素子を点弧又
は消弧するＰＷＭ信号を出力するＰＷＭ回路、（７０）
はＰＷＭ回路（６０）が出力するＰＷＭ信号により逆変
換器（２０）の可制御素子を点弧又は消弧する駆動回路
である。

なお、本実施例に係るＰＷＭインバータ装置は、従来装
置と同様に三相のＰＷＭインバータ装置で・あるが、こ
れに限るものではない。又、各相は同様の構成であるの
でＵ相のみを示し、Ｖ相及びＷ相は省略しである。

直流電源（１０〉は直流電圧を出力するのであればバッ
テリ、順変換器の出力等を用いる。

第２図はインバータ出力電流Ｉ。とキャリア周波数ｆ　
との関係を示す図である。ここで、キャリア周波数ｆ　
　　は可聴周波数より十分高く、ｅ　　ｌ１ａＸ 可制御素子の応答性及び発生損失等から定められる上限
キャリア周波数である。又、キャリア周波数ｆ　　、は
重負荷時、電動機負荷系から発生す　　ｍｔｎ る騒音レベルに見合った騒音レベルとなり、かつインバ
ータ出力電流歪みの観点から許容される下限キャリア周
波数である。キャリア発振器（５０）はインバータ出力
電流ＩＯに応じて、第２図に示したキャリア周波数ｆ　
のキャリア信号を出力するのである。

又、電流検出器（８０）は、例えばＤＣＣＴ等の電流検
出器を用いる。この場合、電流検出器（８０）はインバ
ータの出力側に設けたが、インバータ出力電流に相当す
る電流を検出できればどこに設けてもよい。

キャリア発振器（５０）は電流検出器（８０）の出力電
流のレベルに対応する直流信号を出力する回路、この直
流信号に応じて、第２図に示したような特性の信号を出
力する関数発生器及び関数発生器の出力レベルに応じた
三角波形の信号を出力する三角波発生器によって構成す
る。このような三角波形のキャリア信号を出力するキャ
リア発生器（５０）は容易に作成できるが、例えばイン
ターシル社製０１ｃＬ８０８３等を用いてもよい。

又、信号をデジタル的に処理するＰＷＭインバータ装置
であれば、関数発生器の出力をＶ／Ｆコンバータ等で所
定周波数のクロック信号に変換し、そのクロック信号を
デジタル三角波発生器に入力するようにする。

さらに、クロック信号の周波数に応じた三角波を発生で
きない三角波発生器であれば、三角波信号のピーク値に
対応するデジタル値を変更し、等測的にキャリア周波数
ｆ　を変更してもよい。この場合、基準電圧信号の大き
さに対応するデジタル値も変更する必要がある。

次に、本発明の一実施例に係るパルス幅変調形インバー
タ装置の動作について説明する。

いま、インバータがある運転状態にあるとして、電流検
出器（８０）が検出するインバータ出力電流が小さいと
き、例えば、電流Ｉｏであったとすると、キャリア発生
器（５０）は第２図に示すようにキャリア周波数ｆ　を
上限キャリア周波数ｆ　　　に定ｃ　　　　　　　　　
　　　　　　　　　　　　　　　　　ｃ　　ｍａｘめ、
上限キャリア周波数ｆ　　　のキャリア信号ｅ　　ｌ０
ａＸ をＰＷＭ回路（６０）に出力する。

ＰＷＭ回路（６０）は基準電圧信号とキャリア周波数ｆ
　　　のキャリア信号とを比較して、上述しＣＩＩａＸ たＰＷＭ信号Ｕ、及びＵＮを駆動回路（７０）に出力す
る。駆動回路（７０）はＰＷＭ信号Ｕ、及びＵＮによっ
て可制御素子をオン・オフ制御すると、逆変換器（２０
）は所定周波数の交流電圧を電動機（３０）に出力する
。

この場合、キャリア周波数ｆ　は十分高いので、電動機
（３０）から発生する騒音は十分小さい。従って、キャ
リア周波数ｆ　が高くても、出力電流！０が小さいので
インバータの発生損失は小さくなる。

次に、負荷が増加して出力電流１．。が１１になると、
キャリア発振器（５０）は第２図に示すようなキャリア
周波数ｆ。１のキャリア信号を出力する。

さらに、出力電流Ｉ　が増加するのに対応して、キャリ
ア周波数ｆ。を徐々に下げていき、出力電流■ｏが１２
になると下限キャリア周波数ｆｃ１ｎのキャリア信号を
出力する。

従って、このときは負荷が十分に重たく、電動機（３０
）及び負荷系から発生する騒音レベルは太きくなるので
、キャリア周波数ｆ　を下げることにより、少々高調波
歪みが増えることがあっても、十分見合う騒音レベルで
問題はない。

従来のように上限キャリア周波数ｆ　　　のま　　ｍａ
ｘ まであれば、スイッチング損失が著しく増加し、インバ
ータの発熱が増え、効率が低下していた。

しかし、本実施例のようにキャリア周波数ｆ　を下げる
と、スイッチング損失の増加が抑制され、インバータの
発熱の問題及び効率低下の問題等が大幅に改ぶてきる。

なお、本実施例ではアナログ回路で構成したＰＷＭイン
バータ装置を示したが、デジタル回路又はソフトウェア
処理でも、同様に達成できる。ソフトウェア処理は基準
電圧発生器（１０）、キャリア発生器（５０）及びＰＷ
Ｍ回路（６０）の動作を演算により行なう構成になる。

又、本実施例では電圧形ＰＷＭインバータ装置について
説明したが、電流形ＰＷＭインバータ装置であっても同
様の動作をする。

さらに、本実施例では、上限キャリア周波数及びｆ　　
　下限キャリア周波数ｆ　　　は可聴周ｃ　　ｍａｘ　
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　ｃ　　１」
波数上限域にしたが、負荷の雑音特性が類似の関係にあ
るときは、同様の考え方が適用できる。

さらに又、本実施例では、キャリア周波数ｆｃが一つの
場合について説明したが、複数のキャリア周波数ｆ　を
出力電流Ｉ　によって、選択するｅ　　　　　　　　　
　　　　　　　　Ｏようにしてもよい。

［発明の効果］ 以上説明したように本発明によれば、負荷電流が大きく
なるのに対応して、基準電圧信号を変調するキャリア信
号の周波数を低くするようにしたので、負荷が小さいと
きは電動機の騒音を十分に小さくでき、負荷が大きいと
きは可制御素子部における損失を軽減できるパルス幅変
調形インバータ装置が得られるという効果を奏する。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例に係るパルス幅変調形インバ
ータ装置の構成図、第２図は第１図に示したキャリア発
生器の特性図、第３図は従来のパルス幅変調形インバー
タ装置の構成図、第４図は第３図に示した従来のパルス
幅変調形インバータ装置の各部の信号波形図、第５図は
第１因及び第３図に示したＰＷＭ回路の主要部分の回路
図である。 各図中、１０は直流電源、２０は逆変換器、３０は電動
機、４０は基準電圧発生器、５０はキャリア発生器、６
０はＰＷＭ回路、７０は駆動回路、８０は電流検出器で
ある。 なお、各図中同一符号は同−又は相当部分を示すもので
ある。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 出力電圧及び出力周波数の基準となる基準電圧信号を所
   定波形のキャリア信号によって変調したＰＷＭ信号によ
   り、複数のスイッチング手段をスイッチング制御するこ
   とにより、直流電圧を交流電圧に変換するパルス幅変調
   形インバータ装置において、前記パルス幅変調形インバ
   ータ装置の負荷電流を検出する電流検出手段と、前記電
   流検出手段が検出する負荷電流が大きくなるのに対応し
   て、前記キャリア信号の周波数を低くするキャリア信号
   出力手段とを備えたことを特徴とするパルス幅変調形イ
   ンバータ装置。