JPH0570385B2 - - Google Patents
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- JPH0570385B2 JPH0570385B2 JP11780985A JP11780985A JPH0570385B2 JP H0570385 B2 JPH0570385 B2 JP H0570385B2 JP 11780985 A JP11780985 A JP 11780985A JP 11780985 A JP11780985 A JP 11780985A JP H0570385 B2 JPH0570385 B2 JP H0570385B2
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- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 2
- 238000000034 method Methods 0.000 claims 1
- 230000002441 reversible effect Effects 0.000 claims 1
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 9
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 7
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 6
- 230000006378 damage Effects 0.000 description 2
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 238000010304 firing Methods 0.000 description 1
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 1
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Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の技術分野〕
本発明は、PWMコンバータ装置に係り、特に
起動時に、起動電流が過大とならぬようにスムー
ズな起動を行うことが出来るPWMコンバータ装
置の起動回路に関する。
起動時に、起動電流が過大とならぬようにスムー
ズな起動を行うことが出来るPWMコンバータ装
置の起動回路に関する。
半導体技術の進歩により交流直流あるいはその
逆の変換装置はサイリスタやダイオード等を用い
て簡単に作られるようになつたが、交流直流変換
装置の普及に応じて交流側電力の力率の向上およ
び高調波の低減が要求されるようになつた。
逆の変換装置はサイリスタやダイオード等を用い
て簡単に作られるようになつたが、交流直流変換
装置の普及に応じて交流側電力の力率の向上およ
び高調波の低減が要求されるようになつた。
近年、上記要求を満たすために、ゲートターン
オフサイリスタ（以下「GTOサイリスタ」と称
す。）等のスイツチング素子を使用した、PWM
コンバータ装置の開発が盛んになつてきている。
オフサイリスタ（以下「GTOサイリスタ」と称
す。）等のスイツチング素子を使用した、PWM
コンバータ装置の開発が盛んになつてきている。
第３図に、従来のPWMコンバータ装置のブロ
ツク図を示す。
ツク図を示す。
交流電源PSは変圧器TRを介してPWMコンバ
ータCONVに入力され、直流に変化される。こ
のPWMコンバータCONVはGTOサイリスタＴ
１〜Ｔ４およびダイオードＤ１〜Ｄ４により構成
されている。Ｌは交流リアクトル、COはフイル
タコンデンサ、VD１，VD２は電圧検出器、CT
１はＤ電流検出器、VRは直流出力電圧指令設定
器（VRはその指令値）を示している。
ータCONVに入力され、直流に変化される。こ
のPWMコンバータCONVはGTOサイリスタＴ
１〜Ｔ４およびダイオードＤ１〜Ｄ４により構成
されている。Ｌは交流リアクトル、COはフイル
タコンデンサ、VD１，VD２は電圧検出器、CT
１はＤ電流検出器、VRは直流出力電圧指令設定
器（VRはその指令値）を示している。
このPWMコンバータCONVは直流出力電圧
VDが直流出力電圧指令値VRに等しくなるように
GTOサイリスタT1〜T4のゲート信号が制御させ
る。
VDが直流出力電圧指令値VRに等しくなるように
GTOサイリスタT1〜T4のゲート信号が制御させ
る。
ここで、PWMコンバータCONVのGTOサイ
リスタＴ１〜Ｔ４のゲート信号が出力される前、
すなわちPWMコンバータCONVを起動する前を
考えると、GTOサイリスタＴ１〜Ｔ４のそれぞ
れに、逆並列にダイオードＤ１〜Ｄ４が接続され
ているために、交流電源PSが印加されると、変
圧器TRを介して電力が供給され、PWMコンバ
ータCONVの出力側に接続されたフイルタコン
デンサCOには単相全波整流波形の電圧が印加さ
れ、フイルタコンデンサCOの電圧は単相全波整
流波形のピーク値まで充電される。
リスタＴ１〜Ｔ４のゲート信号が出力される前、
すなわちPWMコンバータCONVを起動する前を
考えると、GTOサイリスタＴ１〜Ｔ４のそれぞ
れに、逆並列にダイオードＤ１〜Ｄ４が接続され
ているために、交流電源PSが印加されると、変
圧器TRを介して電力が供給され、PWMコンバ
ータCONVの出力側に接続されたフイルタコン
デンサCOには単相全波整流波形の電圧が印加さ
れ、フイルタコンデンサCOの電圧は単相全波整
流波形のピーク値まで充電される。
このときのフイルタコンデンサCOの電圧を√
２VS（VSは変圧器TRが出力する交流電圧）とす
る。通常PWMコンバータCONVの出力電圧指令
値VRは、√２VSより大きく定められており、出
力電圧指令値VRとフイルタコンデンサ電圧√２
VSとの偏差が大きい場合、第３図の制御ブロツ
クにおいて、出力電圧指令値VRとフイルタコン
デンサ電圧√２VRの偏差を第１補償回路２にて
増幅し、交流電圧VSと掛算して求めた電流指令IR
の値が大きくなり、この状態でPWMコンバータ
の起動指令を与え、GTOサイリスタＴ１〜Ｔ４
へゲート信号を出力すると、起動直後に過大な電
流が流れることになる。
２VS（VSは変圧器TRが出力する交流電圧）とす
る。通常PWMコンバータCONVの出力電圧指令
値VRは、√２VSより大きく定められており、出
力電圧指令値VRとフイルタコンデンサ電圧√２
VSとの偏差が大きい場合、第３図の制御ブロツ
クにおいて、出力電圧指令値VRとフイルタコン
デンサ電圧√２VRの偏差を第１補償回路２にて
増幅し、交流電圧VSと掛算して求めた電流指令IR
の値が大きくなり、この状態でPWMコンバータ
の起動指令を与え、GTOサイリスタＴ１〜Ｔ４
へゲート信号を出力すると、起動直後に過大な電
流が流れることになる。
過大な電流を流すことは、GTOサイリスタＴ
１〜Ｔ４およびダイオードＤ１〜Ｄ４の破壊をま
ねく可能性がある。また、過電流検出回路を設け
ているようなPWMコンバータにおいては、起動
する毎に過電流検出が働く可能性もあり、装置と
して好ましくない。
１〜Ｔ４およびダイオードＤ１〜Ｄ４の破壊をま
ねく可能性がある。また、過電流検出回路を設け
ているようなPWMコンバータにおいては、起動
する毎に過電流検出が働く可能性もあり、装置と
して好ましくない。
ここにおいて本発明は、上記事情を考慮してな
されたもので、PWMコンバータを起動する際
に、過大な電流が流れないようにしたPWMコン
バータ装置を提供することを、その目的とする。
されたもので、PWMコンバータを起動する際
に、過大な電流が流れないようにしたPWMコン
バータ装置を提供することを、その目的とする。
本発明は、上記目的を達成するために、PWM
コンバータ装置の出力電圧を検出し、起動時には
起動する前のPWMコンバータの出力電圧値を
PWMコンバータ装置の出力電圧指令として与
え、起動とともに出力電圧指令を徐々に増加さ
せ、PWMコンバータ装置の出力電圧を最終目的
出力電圧まで上昇させるように制御することを特
徴とするPWMコンバータ装置の起動回路であ
る。
コンバータ装置の出力電圧を検出し、起動時には
起動する前のPWMコンバータの出力電圧値を
PWMコンバータ装置の出力電圧指令として与
え、起動とともに出力電圧指令を徐々に増加さ
せ、PWMコンバータ装置の出力電圧を最終目的
出力電圧まで上昇させるように制御することを特
徴とするPWMコンバータ装置の起動回路であ
る。
本発明の一実施例における回路構成を表わすブ
ロツク図を第１図に示す。
ロツク図を第１図に示す。
交流電源PSは変圧器TRを介し、さらに交流リ
アクトルＬを通しPWMコンバータ装置を経て負
荷側に接続されている。このPWMコンバータ装
置の主回路は従来例で表わした第３図と同じ構成
である。
アクトルＬを通しPWMコンバータ装置を経て負
荷側に接続されている。このPWMコンバータ装
置の主回路は従来例で表わした第３図と同じ構成
である。
しかして、PWMコンバータ装置の交流入力側
に設置された第１の電圧検出器VD１は掛算回路
３に接続され、PWMコンバータ装置の直流出力
側に設置された第２の電圧検出器VD２はホール
ド回路７と、第１の補償回路２に接続されてい
る。
に設置された第１の電圧検出器VD１は掛算回路
３に接続され、PWMコンバータ装置の直流出力
側に設置された第２の電圧検出器VD２はホール
ド回路７と、第１の補償回路２に接続されてい
る。
フイルタコンデンサ電圧VDを保持するホール
ド回路７の出力段は直流出力電圧の指令値が時間
の関数として滑らかに漸増し一定値で飽和する直
流出力電圧指令値発生回路８に接続され、さらに
直流出力電圧指令値発生回路８は第１の補償回路
２に接続し、この第１の補償回路２および第１の
電圧検出器VD１は掛算回路３に接続され、この
掛算回路３および変流器CT１は第２の補償回路
４に接続し、この第２の補償回路４および高周波
の三角波である変調波を出力する変調波発生回路
５はゲート増幅回路６に接続され、このゲート増
幅回路６はPWMコンバータ装置CONVのGTO
サイリスタＴ１〜Ｔ４の各ゲートに接続してい
る。
ド回路７の出力段は直流出力電圧の指令値が時間
の関数として滑らかに漸増し一定値で飽和する直
流出力電圧指令値発生回路８に接続され、さらに
直流出力電圧指令値発生回路８は第１の補償回路
２に接続し、この第１の補償回路２および第１の
電圧検出器VD１は掛算回路３に接続され、この
掛算回路３および変流器CT１は第２の補償回路
４に接続し、この第２の補償回路４および高周波
の三角波である変調波を出力する変調波発生回路
５はゲート増幅回路６に接続され、このゲート増
幅回路６はPWMコンバータ装置CONVのGTO
サイリスタＴ１〜Ｔ４の各ゲートに接続してい
る。
次に動作を説明する。
まず、PWMコンバータ装置の基本的動作を説
明する。交流電源PSから変圧器TRおよびリアク
トルＬを介して交流電力を受け入れるPWMコン
バータ装置CONVは、その出力段の直流電圧が
一定に保たれるように制御されると共に、交流入
力電流の波形が交流入力電圧と同相あるいは逆相
として、しかも正弦波に近づくように制御され
る。
明する。交流電源PSから変圧器TRおよびリアク
トルＬを介して交流電力を受け入れるPWMコン
バータ装置CONVは、その出力段の直流電圧が
一定に保たれるように制御されると共に、交流入
力電流の波形が交流入力電圧と同相あるいは逆相
として、しかも正弦波に近づくように制御され
る。
第２の電圧検出器VD２により検出された
PWMコンバータ装置CONVの直流出力電圧VD
と直流出力電圧指令値VRとが比較され、その差
分が第１の補償回路２に入力される。この第１の
補償回路２において適宜の時間おくれが演算増幅
された出力と、第１の電圧検出回路VD１により
検出されたPWMコンバータ装置の交流入力電圧
VSとが掛算回路３において掛算され、交流入力
電流の指令値IRが出力される。
PWMコンバータ装置CONVの直流出力電圧VD
と直流出力電圧指令値VRとが比較され、その差
分が第１の補償回路２に入力される。この第１の
補償回路２において適宜の時間おくれが演算増幅
された出力と、第１の電圧検出回路VD１により
検出されたPWMコンバータ装置の交流入力電圧
VSとが掛算回路３において掛算され、交流入力
電流の指令値IRが出力される。
この交流入力電流指令値IRと変流器CT１によ
り検出されたPWMコンバータ装置CONVの交流
入力電流とが比較され、第２の補償回路４に入力
される。この第２の補償回路４において適宜の時
間おくれが演算増幅された出力と高周波の三角波
である変調波５とが比較され、その差分がゲート
増幅回路６に入力され、このゲート増幅回路６か
らPWMコンバータ装置CONVのGTOサイリス
タＴ１〜Ｔ４の各ゲートに点弧信号が送られる。
り検出されたPWMコンバータ装置CONVの交流
入力電流とが比較され、第２の補償回路４に入力
される。この第２の補償回路４において適宜の時
間おくれが演算増幅された出力と高周波の三角波
である変調波５とが比較され、その差分がゲート
増幅回路６に入力され、このゲート増幅回路６か
らPWMコンバータ装置CONVのGTOサイリス
タＴ１〜Ｔ４の各ゲートに点弧信号が送られる。
以上の動作において、PWMコンバータ装置が
起動する際、その直流出力電圧検出値VDと直流
出力電圧指令値VRとの差分が大きい場合、掛算
回路３によつて計算されたPWMコンバータ装置
CONVの直流電流指令値IRが大きくなり、PWM
コンバータ装置CONVを起動したとき、過大な
交流電流が流れる可能性がある。
起動する際、その直流出力電圧検出値VDと直流
出力電圧指令値VRとの差分が大きい場合、掛算
回路３によつて計算されたPWMコンバータ装置
CONVの直流電流指令値IRが大きくなり、PWM
コンバータ装置CONVを起動したとき、過大な
交流電流が流れる可能性がある。
そこで、PWMコンバータ装置CONVの起動時
は起動指令がホールド回路７へ出力されたと同時
に第２の電圧検出器VD２によつて検出される、
PWMコンバータ装置CONVの起動前の直流出力
電圧、これをVOとすると、VOをホールド回路７
でホールドし、その値を直流出力電圧指令値発生
回路８へ出力する。また、それと同時に起動指令
は直流出力電圧指令値発生回路８に出力され、直
流出力電圧指令値発生回路８は、ホールド回路７
からPWMコンバータ装置の起動前の直流出力電
圧VOを読み込み、そのVOを初期値とし、その後
時間とともに徐々に電圧を上げ、最終的にPWM
コンバータ装置CONVの最終目標出力電圧指令
値まで変化させる。
は起動指令がホールド回路７へ出力されたと同時
に第２の電圧検出器VD２によつて検出される、
PWMコンバータ装置CONVの起動前の直流出力
電圧、これをVOとすると、VOをホールド回路７
でホールドし、その値を直流出力電圧指令値発生
回路８へ出力する。また、それと同時に起動指令
は直流出力電圧指令値発生回路８に出力され、直
流出力電圧指令値発生回路８は、ホールド回路７
からPWMコンバータ装置の起動前の直流出力電
圧VOを読み込み、そのVOを初期値とし、その後
時間とともに徐々に電圧を上げ、最終的にPWM
コンバータ装置CONVの最終目標出力電圧指令
値まで変化させる。
このようにPWMコンバータ装置の直流出力電
圧指令値を、起動にさいしては起動前の直流出力
電圧VOを初期値とし、徐々にその指令値を上昇
させることにより、起動時は第２の電圧検出器
VD２で検出された値VDと、直流出力電圧指令
値発生回路８の出力VRが等しくなり、第１の補
償回路２の出力がゼロとなり、掛算回路３の出力
IRもゼロとなる。
圧指令値を、起動にさいしては起動前の直流出力
電圧VOを初期値とし、徐々にその指令値を上昇
させることにより、起動時は第２の電圧検出器
VD２で検出された値VDと、直流出力電圧指令
値発生回路８の出力VRが等しくなり、第１の補
償回路２の出力がゼロとなり、掛算回路３の出力
IRもゼロとなる。
したがつてPWMコンバータCONVの起動のさ
いは交流入力電流指令値IRがゼロから始まり、そ
の後直流出力電圧発生回路８の出力VRが徐々に
上昇し、それとともに第１の補償回路２および掛
算回路３の出力IRも徐々に上昇し、PWMコンバ
ータ装置CONVの交流入力電流ゼロの状態から
スムーズに増加する。
いは交流入力電流指令値IRがゼロから始まり、そ
の後直流出力電圧発生回路８の出力VRが徐々に
上昇し、それとともに第１の補償回路２および掛
算回路３の出力IRも徐々に上昇し、PWMコンバ
ータ装置CONVの交流入力電流ゼロの状態から
スムーズに増加する。
以上説明したように、PWMコンバータ装置の
起動時には直流出力電圧指令値を起動前の直流出
力電圧を初期値としたパターンとすることによ
り、過大な交流入力電流が流れることを防ぎ、
GTOサイリスタおよびダイオードの破壊および
過電流検出回路の動作を防ぐことが出来る。
起動時には直流出力電圧指令値を起動前の直流出
力電圧を初期値としたパターンとすることによ
り、過大な交流入力電流が流れることを防ぎ、
GTOサイリスタおよびダイオードの破壊および
過電流検出回路の動作を防ぐことが出来る。
第１図においてGTOサイリスタＴ１〜Ｔ４を
トランジスタにて構成した場合も同様のことが言
える。
トランジスタにて構成した場合も同様のことが言
える。
第２図に本発明の他の実施例の回路図を示す。
第２図は第１図のブロツク図において、ホール
ド回路７を省略し、直流出力電圧指令値発生回路
８の初期値をPWMコンバータ装置CONVの交流
入力電圧のピーク値、つまり√２×VSに固定し
たものである。
ド回路７を省略し、直流出力電圧指令値発生回路
８の初期値をPWMコンバータ装置CONVの交流
入力電圧のピーク値、つまり√２×VSに固定し
たものである。
PWMコンバータ装置CONVの出力側にはフイ
ルタコンデンサCOが接続されているため、起動
前には交流入力電圧のピーク値まで充電されてい
る。交流入力電圧の変動が少ない場合には、直流
電圧を検出しホールド回路にてその値をホールド
し、直流出力電圧指令値の初期値を求めなくて
も、初期値を交流入力電圧のピーク値に固定して
おけば、起動時の過電流を防ぐことができる。
ルタコンデンサCOが接続されているため、起動
前には交流入力電圧のピーク値まで充電されてい
る。交流入力電圧の変動が少ない場合には、直流
電圧を検出しホールド回路にてその値をホールド
し、直流出力電圧指令値の初期値を求めなくて
も、初期値を交流入力電圧のピーク値に固定して
おけば、起動時の過電流を防ぐことができる。
かくして本発明によれば、PWMコンバータ装
置の起動時に過大な電流が流れることを防ぎ、交
流から直流への変換手段におけるGTOサイリス
タおよびダイオード等の破損を防ぐことができる
とともに、スムーズな起動が行なえることから、
当該分野に寄与するところ大きい。
置の起動時に過大な電流が流れることを防ぎ、交
流から直流への変換手段におけるGTOサイリス
タおよびダイオード等の破損を防ぐことができる
とともに、スムーズな起動が行なえることから、
当該分野に寄与するところ大きい。
第１図は本発明の一実施例における回路構成を
表わすブロツク図、第２図は本発明の他の実施例
を示す回路図、第３図は従来例の説明図である。 PS……交流電源、TR……変圧器、Ｌ……リア
クトル、CONV……PWMコンバータ装置、Ｔ１
〜Ｔ４……GTOサイリスタ、Ｄ１〜Ｄ４……ダ
イオード、VD１，VD２……電圧検出器、CO…
…コンデンサ、CT１……変流器、VD……直流電
圧検出値、VS……交流電圧検出値、VR……直流
出力電圧指令値、IR……交流入力電流指令値、VO
……直流出力電圧指令値の初期値、２，４……補
償回路、３……掛算回路、５……変調波発生回
路、６……ゲート増幅回路、７……ホールド回
路、８……直流出力電圧指令値発生回路。
表わすブロツク図、第２図は本発明の他の実施例
を示す回路図、第３図は従来例の説明図である。 PS……交流電源、TR……変圧器、Ｌ……リア
クトル、CONV……PWMコンバータ装置、Ｔ１
〜Ｔ４……GTOサイリスタ、Ｄ１〜Ｄ４……ダ
イオード、VD１，VD２……電圧検出器、CO…
…コンデンサ、CT１……変流器、VD……直流電
圧検出値、VS……交流電圧検出値、VR……直流
出力電圧指令値、IR……交流入力電流指令値、VO
……直流出力電圧指令値の初期値、２，４……補
償回路、３……掛算回路、５……変調波発生回
路、６……ゲート増幅回路、７……ホールド回
路、８……直流出力電圧指令値発生回路。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 高周波パルス幅変調方式の交直可逆電力変換
手段を行なうPWMコンバータ装置において、 直流出力電圧を検出する検出器と、その値をホ
ールドするホールド回路と、このホールド回路に
よりホールドされた値を初期値とする時間関数の
パターン電圧を発生させる回路とを有し、 その出力をPWMコンバータ装置の起動時の直
流出力電圧指令として与えることを特徴とする
PWMコンバータ装置の起動回路。 ２ 時間関数のパターン電圧の初期値をPWMコ
ンバータ装置の交流入力電圧VSのピーク値（√
２VS）に固定したパターン電圧を発生させる回
路を有する特許請求の範囲第１項記載のPWMコ
ンバータ装置の起動回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11780985A JPS61277376A (ja) | 1985-05-31 | 1985-05-31 | Ｐｗｍコンバ−タ装置の起動回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11780985A JPS61277376A (ja) | 1985-05-31 | 1985-05-31 | Ｐｗｍコンバ−タ装置の起動回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61277376A JPS61277376A (ja) | 1986-12-08 |
| JPH0570385B2 true JPH0570385B2 (ja) | 1993-10-05 |
Family
ID=14720801
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11780985A Granted JPS61277376A (ja) | 1985-05-31 | 1985-05-31 | Ｐｗｍコンバ−タ装置の起動回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS61277376A (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2585691B2 (ja) * | 1988-03-04 | 1997-02-26 | 富士電機株式会社 | 半導体電力変換装置の制御方法 |
| JPH07114547B2 (ja) * | 1989-06-16 | 1995-12-06 | 株式会社ユアサコーポレーション | 電源装置の起動方式 |
| JP6352848B2 (ja) * | 2015-04-01 | 2018-07-04 | 株式会社神戸製鋼所 | 三相平衡装置 |
-
1985
- 1985-05-31 JP JP11780985A patent/JPS61277376A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS61277376A (ja) | 1986-12-08 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |