JP2585691B2 - 半導体電力変換装置の制御方法 - Google Patents
半導体電力変換装置の制御方法Info
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Description
【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は、半導体電力変換装置の制御方法にかかり、
詳しくは、PWM（パルス幅変調）制御形交流／直流変換
装置の制御方法に関する。
詳しくは、PWM（パルス幅変調）制御形交流／直流変換
装置の制御方法に関する。
（従来の技術） 従来この種の半導体電力変換装置（以下、単に変換装
置という）として、第３図に示す回路構成のものが知ら
れている。同図において、１は交流電源、２はリアクト
ル、３は半導体スイッチ31〜34からなる単相ブリッジ回
路、４はブリッジ回路３の直流出力側に接続された平滑
コンデンサ、５はチョッパやインバータ等の負荷をそれ
ぞれ示している。ここで、ブリッジ回路３内の半導体ス
イッチ31〜34は、図示するようにGTO（ゲートターンオ
フ）サイリスタやトランジスタ（図示せず）等の自己消
弧形半導体スイッチ素子と、これに逆並列接続されたダ
イオードとから構成されている。
置という）として、第３図に示す回路構成のものが知ら
れている。同図において、１は交流電源、２はリアクト
ル、３は半導体スイッチ31〜34からなる単相ブリッジ回
路、４はブリッジ回路３の直流出力側に接続された平滑
コンデンサ、５はチョッパやインバータ等の負荷をそれ
ぞれ示している。ここで、ブリッジ回路３内の半導体ス
イッチ31〜34は、図示するようにGTO（ゲートターンオ
フ）サイリスタやトランジスタ（図示せず）等の自己消
弧形半導体スイッチ素子と、これに逆並列接続されたダ
イオードとから構成されている。
次に、この変換装置３の作用を第４図ないし第６図を
参照しつつ説明する。なお、第４図では、上記第３図に
おける平滑コンデンサ４及び負荷５を直流電圧源６に置
き換えてある。
参照しつつ説明する。なお、第４図では、上記第３図に
おける平滑コンデンサ４及び負荷５を直流電圧源６に置
き換えてある。
第４図において、半導体スイッチ31,34詳しくはこれ
らのGTOサイリスタを共にONすると、直流電圧源６によ
り、ブリッジ回路３の交流端子a,b間には端子ａを正方
向とする正の直流電圧Edが発生する。また、半導体スイ
ッチ32,33を共にONすると、端子a,b間には負の直流電圧
−Edが発生する。更に、半導体スイッチ31,32または33,
34を同時にONすると、端子a,b間はGTOサイリスタ及びダ
イオードにて短絡されるため零電位となる。なお、半導
体スイッチ31,33または32,34の同時ONは直流電圧源６を
短絡させることとなるため、かかる事態が起きないよう
に半導体スイッチ31〜34の制御が行われる。
らのGTOサイリスタを共にONすると、直流電圧源６によ
り、ブリッジ回路３の交流端子a,b間には端子ａを正方
向とする正の直流電圧Edが発生する。また、半導体スイ
ッチ32,33を共にONすると、端子a,b間には負の直流電圧
−Edが発生する。更に、半導体スイッチ31,32または33,
34を同時にONすると、端子a,b間はGTOサイリスタ及びダ
イオードにて短絡されるため零電位となる。なお、半導
体スイッチ31,33または32,34の同時ONは直流電圧源６を
短絡させることとなるため、かかる事態が起きないよう
に半導体スイッチ31〜34の制御が行われる。
このように半導体スイッチ31〜34を構成するGTOサイ
リスタのON,OFFにより、端子a,b間には正、負または零
の電圧を発生させることができるため、GTOサイリスタ
のスイッチング順序やその周波数を適宜制御することに
より、端子a,b間に任意周波数の交流電圧ｃを発生さ
せることができる。
リスタのON,OFFにより、端子a,b間には正、負または零
の電圧を発生させることができるため、GTOサイリスタ
のスイッチング順序やその周波数を適宜制御することに
より、端子a,b間に任意周波数の交流電圧ｃを発生さ
せることができる。
一方、出力電圧の制御方式としてPWM方式が知られて
いる。第５図はこのPWM方式の原理を示す波形図であ
る。同図に示すように、出力指令波形である変調波7a,7
bとキャリア（搬送波）としての三角波８との比較によ
って各GTOサイリスタのスイッチング信号9a,9bを生成
し、これらによってスイッチング制御することにより同
図最下段に示すような端子a,b間の交流側出力電圧ｃ
を得る。
いる。第５図はこのPWM方式の原理を示す波形図であ
る。同図に示すように、出力指令波形である変調波7a,7
bとキャリア（搬送波）としての三角波８との比較によ
って各GTOサイリスタのスイッチング信号9a,9bを生成
し、これらによってスイッチング制御することにより同
図最下段に示すような端子a,b間の交流側出力電圧ｃ
を得る。
ここで、スイッチング信号9a及びその反転信号は半導
体スイッチ31,33にそれぞれ加えられ、また、スイッチ
ング信号9b及びその反転信号は半導体スイッチ32,34に
それぞれ加えられる。
体スイッチ31,33にそれぞれ加えられ、また、スイッチ
ング信号9b及びその反転信号は半導体スイッチ32,34に
それぞれ加えられる。
なお、この出力電圧波形において、実線で示したもの
は交流電圧の瞬時値、破線で示したものは基本波であ
る。この基本波の大きさは変調波7a,7bに比例してお
り、高調波成分はキャリア周波数に依存した高次のもの
となるため、小形のフィルタ回路にてこれを除去するこ
とができる。
は交流電圧の瞬時値、破線で示したものは基本波であ
る。この基本波の大きさは変調波7a,7bに比例してお
り、高調波成分はキャリア周波数に依存した高次のもの
となるため、小形のフィルタ回路にてこれを除去するこ
とができる。
さて、三角波８のピーク値と変調波7aのピーク値との
比を変調率ｋとすると、出力電圧の基本波実効値Vcは、 となる。従って、変調率ｋを変えることにより、任意の
大きさの電圧が得られるばかりでなく、低次高調波成分
の少ない波形を得ることができる。
比を変調率ｋとすると、出力電圧の基本波実効値Vcは、 となる。従って、変調率ｋを変えることにより、任意の
大きさの電圧が得られるばかりでなく、低次高調波成分
の少ない波形を得ることができる。
次に、第３図及び第４図の回路構成においては、交流
側出力電圧ｃの位相と大きさとを調節することによ
り、任意の量の交流電流を流すことができる。すなわ
ち、第６図は交流電源１（電圧ｓ）に対して力率を±
１にした時のベクトル図であり、同図（ａ）は力率１で
交流側から直流側にエネルギーを供給している状態を示
し、また同図（ｂ）は力率が−１で直流側から交流側に
エネルギーを回生している状態を示している。なお、第
６図において、ｃは交流電流、ｊωＬはリアクトル２
によるリアクタンス、θは電源電圧ｓと出力電圧ｃ
との位相角である。
側出力電圧ｃの位相と大きさとを調節することによ
り、任意の量の交流電流を流すことができる。すなわ
ち、第６図は交流電源１（電圧ｓ）に対して力率を±
１にした時のベクトル図であり、同図（ａ）は力率１で
交流側から直流側にエネルギーを供給している状態を示
し、また同図（ｂ）は力率が−１で直流側から交流側に
エネルギーを回生している状態を示している。なお、第
６図において、ｃは交流電流、ｊωＬはリアクトル２
によるリアクタンス、θは電源電圧ｓと出力電圧ｃ
との位相角である。
このときの交流電圧及び電流の関係は、何れの場合に
も ｃ＝ｓ−ｊωＬ・ｃ …………（２） となり、ｃの位相及び大きさを調節することによって
ｃの大きさ及び力率を任意に制御することが可能であ
る。
も ｃ＝ｓ−ｊωＬ・ｃ …………（２） となり、ｃの位相及び大きさを調節することによって
ｃの大きさ及び力率を任意に制御することが可能であ
る。
以上のような変換装置においては、第７図に示す制御
回路によるPWM制御によって交流／直流変換が実行され
る。同図において、101は直流電圧の指令値Ed＊と直流
電圧の検出値Edとの偏差が入力され、交流有効電流の指
令値Ic＊を出力する電圧調節器、102は交流有効電流指
令値Ic＊と交流電源電圧Vsとが入力されて（２）式の演
算を行い、出力電圧絶対値|Vc|及び位相角θを出力する
ベクトル演算器、103は出力電圧絶対値|Vc|と直流電圧
検出値Edとにより前記（１）式の演算を行って変調率ｋ
を演算する除算器、104はこの変調率ｋ及びベクトル演
算器102からの位相角θが入力されて半導体スイッチ31
〜34の各GTOのサイリスタに対する所定のスイッチング
信号を生成するPWM回路である。
回路によるPWM制御によって交流／直流変換が実行され
る。同図において、101は直流電圧の指令値Ed＊と直流
電圧の検出値Edとの偏差が入力され、交流有効電流の指
令値Ic＊を出力する電圧調節器、102は交流有効電流指
令値Ic＊と交流電源電圧Vsとが入力されて（２）式の演
算を行い、出力電圧絶対値|Vc|及び位相角θを出力する
ベクトル演算器、103は出力電圧絶対値|Vc|と直流電圧
検出値Edとにより前記（１）式の演算を行って変調率ｋ
を演算する除算器、104はこの変調率ｋ及びベクトル演
算器102からの位相角θが入力されて半導体スイッチ31
〜34の各GTOのサイリスタに対する所定のスイッチング
信号を生成するPWM回路である。
この制御回路はブリッジ回路３の直流側出力電圧Edを
一定に保つように動作するものであり、コンデンサ４の
電圧すなわち直流電圧検出値Edが指令値Ed＊よりも低下
すると電圧調節器101から正の有効電流指令値Ic＊が出
力され、ベクトル演算器102において位相角θ及び出力
電圧絶対値|Vc|が算出され、かつ除算器103によって変
調率ｋが算出され、第６図（ａ）に示すような出力電圧
ｃを得るようにPWM回路104からスイッチング信号が出
力される。これにより、力率１の運転が可能になり、交
流電源１からコンデンサ４にエネルギーが供給されてコ
ンデンサ４の電圧Edを増加させる。
一定に保つように動作するものであり、コンデンサ４の
電圧すなわち直流電圧検出値Edが指令値Ed＊よりも低下
すると電圧調節器101から正の有効電流指令値Ic＊が出
力され、ベクトル演算器102において位相角θ及び出力
電圧絶対値|Vc|が算出され、かつ除算器103によって変
調率ｋが算出され、第６図（ａ）に示すような出力電圧
ｃを得るようにPWM回路104からスイッチング信号が出
力される。これにより、力率１の運転が可能になり、交
流電源１からコンデンサ４にエネルギーが供給されてコ
ンデンサ４の電圧Edを増加させる。
一方、直流電圧検出値Edが指令値Ed＊よりも高くなる
と、電圧調節器101から負の有効電流指令値Ic＊が出力
され、上記同様の作用によって第６図（ｂ）に示すよう
な出力電圧ｃを得るようにPWM回路104からスイッチン
グ信号が出力される。これにより、力率−１の運転が行
われ、コンデンサ４から交流電源１にエネルギーを回生
してコンデンサ４の電圧Edが低下する。
と、電圧調節器101から負の有効電流指令値Ic＊が出力
され、上記同様の作用によって第６図（ｂ）に示すよう
な出力電圧ｃを得るようにPWM回路104からスイッチン
グ信号が出力される。これにより、力率−１の運転が行
われ、コンデンサ４から交流電源１にエネルギーを回生
してコンデンサ４の電圧Edが低下する。
以上の動作により、直流電圧Edをその指令値Ed＊に等
しくするべくPWM制御が行われることとなる。
しくするべくPWM制御が行われることとなる。
（発明が解決しようとする課題） このような変換装置においては、上記動作を行うため
に直流電圧Edが確立している必要があり、通常は起動時
にコンデンサ４を交流電源１によって充電することが行
われる。
に直流電圧Edが確立している必要があり、通常は起動時
にコンデンサ４を交流電源１によって充電することが行
われる。
すなわち、第８図に示すように、リアクトル２及びブ
リッジ回路３の間にスイッチ10を直列に接続し、このス
イッチ10に対してスイッチ11及び限流抵抗12の直列回路
を並列に接続してスイッチ回路が形成される。そして、
起動時にはスイッチ10を開いてスイッチ11を閉じ、交流
電源１からリアクトル2,スイッチ11,限流抵抗12,半導体
スイッチ31,34の並列ダイオードを介してコンデンサ４
を充電することにより、コンデンサ４は交流電源電圧Vs
のピーク値にまで充電される。ここで、限流抵抗12はダ
イオードを流れる電流を定格値に制限するためのもので
ある。
リッジ回路３の間にスイッチ10を直列に接続し、このス
イッチ10に対してスイッチ11及び限流抵抗12の直列回路
を並列に接続してスイッチ回路が形成される。そして、
起動時にはスイッチ10を開いてスイッチ11を閉じ、交流
電源１からリアクトル2,スイッチ11,限流抵抗12,半導体
スイッチ31,34の並列ダイオードを介してコンデンサ４
を充電することにより、コンデンサ４は交流電源電圧Vs
のピーク値にまで充電される。ここで、限流抵抗12はダ
イオードを流れる電流を定格値に制限するためのもので
ある。
こうして直流電圧Edが確立したら、スイッチ11を開い
てスイッチ10を閉じ、前述したようなPWM制御に移行す
る。
てスイッチ10を閉じ、前述したようなPWM制御に移行す
る。
しかるに、第５図に示したような安定したPWM制御を
行うためには、直流電圧Edが少なくとも交流電源電圧Vs
のピーク値以上に保たれていなくてはならない。また、
三角波８の周波数が変調波7a,7bに比べて高ければ高い
ほどPWM波形からは低次高調波が減少するが、三角波８
の周波数が余りに高いとスイッチング周波数が高くなっ
て半導体スイッチ31〜34におけるスイッチング損失の増
大を招く。従って、変換装置としての許容損失の点から
半導体スイッチ31〜34のスイッチング間隔には最小制限
値があり、これによって実質的な最大変調率は１よりも
小さくなってしまい、制御装置の要求する電運圧を発生
できなくなって力率１制御が行えないばかりか、過大な
電流が流れてしまうという欠点がある。
行うためには、直流電圧Edが少なくとも交流電源電圧Vs
のピーク値以上に保たれていなくてはならない。また、
三角波８の周波数が変調波7a,7bに比べて高ければ高い
ほどPWM波形からは低次高調波が減少するが、三角波８
の周波数が余りに高いとスイッチング周波数が高くなっ
て半導体スイッチ31〜34におけるスイッチング損失の増
大を招く。従って、変換装置としての許容損失の点から
半導体スイッチ31〜34のスイッチング間隔には最小制限
値があり、これによって実質的な最大変調率は１よりも
小さくなってしまい、制御装置の要求する電運圧を発生
できなくなって力率１制御が行えないばかりか、過大な
電流が流れてしまうという欠点がある。
更に、制御方式も力率可変機能を持つものにする必要
があるため、複雑化する等の問題があった。
があるため、複雑化する等の問題があった。
本発明は上記課題を解決するために提案されたもの
で、その目的とするところは、起動の安定化及び力率１
制御を可能にした半導体電力変換装置の制御方法を提供
することにある。
で、その目的とするところは、起動の安定化及び力率１
制御を可能にした半導体電力変換装置の制御方法を提供
することにある。
（課題を解決するための手段） 上記課題を解決するため、本発明は、点弧／消弧可能
な半導体スイッチ素子とダイオードとを逆並列接続して
なる半導体スイッチによりブリッジ回路が形成され、こ
のブリッジ回路の交流入力側がリアクトルを介して交流
電源に接続されると共に直流出力側に平滑コンデンサが
接続されたパルス幅変調制御形半導体電力変換装置にお
いて、この変換装置の起動時に、前記交流電源により前
記平滑コンデンサを交流電源のピーク値にまで初期充電
し、次いで、前記ブリッジ回路の上下何れかのアームに
配置された半導体スイッチ素子をOFF状態に固定し、か
つ他方のアームに配置された半導体スイッチ素子を、キ
ャリア波形と通流率指令値との比較結果に基づいて生成
した信号によりON,OFFさせて前記平滑コンデンサを前記
ピーク値以上に充電、昇圧させた後、パルス幅変調制御
により交流／直流変換を行うものである。
な半導体スイッチ素子とダイオードとを逆並列接続して
なる半導体スイッチによりブリッジ回路が形成され、こ
のブリッジ回路の交流入力側がリアクトルを介して交流
電源に接続されると共に直流出力側に平滑コンデンサが
接続されたパルス幅変調制御形半導体電力変換装置にお
いて、この変換装置の起動時に、前記交流電源により前
記平滑コンデンサを交流電源のピーク値にまで初期充電
し、次いで、前記ブリッジ回路の上下何れかのアームに
配置された半導体スイッチ素子をOFF状態に固定し、か
つ他方のアームに配置された半導体スイッチ素子を、キ
ャリア波形と通流率指令値との比較結果に基づいて生成
した信号によりON,OFFさせて前記平滑コンデンサを前記
ピーク値以上に充電、昇圧させた後、パルス幅変調制御
により交流／直流変換を行うものである。
（作用） 本発明によれば、平滑コンデンサの初期充電後に、ブ
リッジ回路の上アームまたは下アームの半導体スイッチ
素子をOFFとしたまま他方のアームの半導体スイッチ素
子をキャリア波形と通流率指令値との比較結果に基づい
て生成した信号によりON,OFFさせることにより、交流電
源電圧の極性に拘りなく、半導体スイッチ素子のＯ時に
交流側リアクトルに蓄積されたエネルギーがOFF時に平
滑コンデンサに供給され、平滑コンデンサを更に充電し
てその電圧を交流電源電圧のピーク値以上に維持する。
リッジ回路の上アームまたは下アームの半導体スイッチ
素子をOFFとしたまま他方のアームの半導体スイッチ素
子をキャリア波形と通流率指令値との比較結果に基づい
て生成した信号によりON,OFFさせることにより、交流電
源電圧の極性に拘りなく、半導体スイッチ素子のＯ時に
交流側リアクトルに蓄積されたエネルギーがOFF時に平
滑コンデンサに供給され、平滑コンデンサを更に充電し
てその電圧を交流電源電圧のピーク値以上に維持する。
（実施例） 以下、図に沿って本発明の一実施例を説明する。ま
ず、第１図は、本発明にかかる半導体電力変換装置の起
動時に平滑コンデンサを充電昇圧させるべく半導体スイ
ッチのチョッピング動作を行うための回路構成を示した
もので、同図において201はキャリアとしての三角波発
生器であり、その出力はコンパレータ202に入力されて
いる。コンパレータ202には通流率指令発生器203が接続
され、この通流率指令発生器203から出力される通流率
指令値ｋ＊と前記三角波との比較によって所望の通流率
のパルスがコンパレータ202から出力されるようになっ
ており、この出力パルスは、そのパルス幅が通流率指令
値ｋ＊に比例した定周期のパルス列を構成するものであ
る。
ず、第１図は、本発明にかかる半導体電力変換装置の起
動時に平滑コンデンサを充電昇圧させるべく半導体スイ
ッチのチョッピング動作を行うための回路構成を示した
もので、同図において201はキャリアとしての三角波発
生器であり、その出力はコンパレータ202に入力されて
いる。コンパレータ202には通流率指令発生器203が接続
され、この通流率指令発生器203から出力される通流率
指令値ｋ＊と前記三角波との比較によって所望の通流率
のパルスがコンパレータ202から出力されるようになっ
ており、この出力パルスは、そのパルス幅が通流率指令
値ｋ＊に比例した定周期のパルス列を構成するものであ
る。
コンパレータ202の出力側にはゲート回路204,205が並
列に接続され、これらのゲート回路204,205の出力信号
は、第２図のブリッジ回路３の上アームに設けられた半
導体スイッチ31,32を構成するGTOサイリスタのゲートに
加えられている。なお、図示されていないが、下アーム
の半導体スイッチ33,34を構成するGTOサイリスタは、起
動時においてOFF状態に固定されている。
列に接続され、これらのゲート回路204,205の出力信号
は、第２図のブリッジ回路３の上アームに設けられた半
導体スイッチ31,32を構成するGTOサイリスタのゲートに
加えられている。なお、図示されていないが、下アーム
の半導体スイッチ33,34を構成するGTOサイリスタは、起
動時においてOFF状態に固定されている。
次に、この動作を第２図を参照しつつ以下に説明す
る。なお、第２図（ａ），（ｂ）において、交流電源
１′は図の極性にあるものとして直流電源の記号によっ
て示してあり、また、同図（ａ）に示したスイッチ10、
初期充電用のスイッチ11及び限流抵抗12は同図（ｂ）で
は便宜上、省略してある。
る。なお、第２図（ａ），（ｂ）において、交流電源
１′は図の極性にあるものとして直流電源の記号によっ
て示してあり、また、同図（ａ）に示したスイッチ10、
初期充電用のスイッチ11及び限流抵抗12は同図（ｂ）で
は便宜上、省略してある。
まず、前記同様にスイッチ10を開き、スイッチ11を閉
じて平滑コンデンサ４を予め交流電源電圧のピーク値に
まで初期充電すると共に、その後、スイッチ11を開き、
スイッチ10を閉じる。次いで半導体スイッチ31,32をON
すると、交流電源１′はリアクトル2,半導体スイッチ31
のダイオード，半導体スイッチ32のGTOサイリスタを介
して短絡され、この閉回路に短絡電流Icが流れる（第２
図（ａ）参照）。なお、第２図（ａ）及び後述する同図
（ｂ）ではON状態にある半導体素子を黒色により示して
ある。
じて平滑コンデンサ４を予め交流電源電圧のピーク値に
まで初期充電すると共に、その後、スイッチ11を開き、
スイッチ10を閉じる。次いで半導体スイッチ31,32をON
すると、交流電源１′はリアクトル2,半導体スイッチ31
のダイオード，半導体スイッチ32のGTOサイリスタを介
して短絡され、この閉回路に短絡電流Icが流れる（第２
図（ａ）参照）。なお、第２図（ａ）及び後述する同図
（ｂ）ではON状態にある半導体素子を黒色により示して
ある。
次に、半導体スイッチ31,32がOFFすると、前記電流Ic
は半導体スイッチ31のダイオード，平滑コンデンサ４及
び半導体スイッチ34のダイオードを介して還流し、次第
に減衰する（第２図（ｂ）参照）。この動作により、そ
れまでリアクトル２に蓄積されたエネルギーが平滑コン
デンサ４に供給されることになり、平滑コンデンサ４が
充電されてその電圧Edが上昇する。
は半導体スイッチ31のダイオード，平滑コンデンサ４及
び半導体スイッチ34のダイオードを介して還流し、次第
に減衰する（第２図（ｂ）参照）。この動作により、そ
れまでリアクトル２に蓄積されたエネルギーが平滑コン
デンサ４に供給されることになり、平滑コンデンサ４が
充電されてその電圧Edが上昇する。
また、交流電源の極性が逆の場合には、半導体スイッ
チ31,32のON時に、電源が半導体スイッチ32のダイオー
ド，半導体スイッチ31のGTOサイリスタ及びリアクトル
２を介して短絡され、半導体スイッチ31,32のOFF時に、
半導体スイッチ32のダイオード，平滑コンデンサ４及び
半導体スイッチ33のダイオードを介して充電電流が流
れ、平滑コンデンサ４の電圧Edが更に上昇する。
チ31,32のON時に、電源が半導体スイッチ32のダイオー
ド，半導体スイッチ31のGTOサイリスタ及びリアクトル
２を介して短絡され、半導体スイッチ31,32のOFF時に、
半導体スイッチ32のダイオード，平滑コンデンサ４及び
半導体スイッチ33のダイオードを介して充電電流が流
れ、平滑コンデンサ４の電圧Edが更に上昇する。
このときの交流電源電圧Vs,半導体スイッチ31,32のGO
サイリスタに対するゲート信号及び電流Icの様子を示し
たのが第２図（ｃ）であり、同図から、交流電源の極性
に関係なく平滑コンデンサ４を充電できることが明らか
である。なお、通流率指令値ｋ＊を調節することによ
り、任意の大きさの電流Icを流すことが可能である。
サイリスタに対するゲート信号及び電流Icの様子を示し
たのが第２図（ｃ）であり、同図から、交流電源の極性
に関係なく平滑コンデンサ４を充電できることが明らか
である。なお、通流率指令値ｋ＊を調節することによ
り、任意の大きさの電流Icを流すことが可能である。
以上の例では、ブリッジ回路３の上アームにある半導
体スイッチ31,32をチョッピング動作させる場合につい
て説明したが、下アームにある半導体スイッチ33,34を
チョッピング動作させても同様の作用を得ることができ
る。すなわち、電源極性が第２図（ａ），（ｂ）と同一
である場合には、半導体スイッチ33,34のON時に、電源
が半導体スイッチ33のGTOサイリスタ，半導体スイッチ3
4のダイオード及びリアクトル２を介して短絡され、半
導体スイッチ33,34のOFF時に、半導体スイッチ31のダイ
オード，平滑コンデンサ４及び半導体スイッチ34のダイ
オードを介して平滑コンデンサ４が充電される。
体スイッチ31,32をチョッピング動作させる場合につい
て説明したが、下アームにある半導体スイッチ33,34を
チョッピング動作させても同様の作用を得ることができ
る。すなわち、電源極性が第２図（ａ），（ｂ）と同一
である場合には、半導体スイッチ33,34のON時に、電源
が半導体スイッチ33のGTOサイリスタ，半導体スイッチ3
4のダイオード及びリアクトル２を介して短絡され、半
導体スイッチ33,34のOFF時に、半導体スイッチ31のダイ
オード，平滑コンデンサ４及び半導体スイッチ34のダイ
オードを介して平滑コンデンサ４が充電される。
更に、電源極性が第２図（ａ），（ｂ）と逆の場合に
は、半導体スイッチ33,34のON時に、電源が半導体スイ
ッチ34のGTOサイリスタ，半導体スイッチ33のダイオー
ド及びリアクトル２を介して短絡され、半導体スイッチ
33,34のOFF時に、半導体スイッチ32のダイオード，平滑
コンデンサ４及び半導体スイッチ33のダイオードを介し
て平滑コンデンサ４が充電されることになる。
は、半導体スイッチ33,34のON時に、電源が半導体スイ
ッチ34のGTOサイリスタ，半導体スイッチ33のダイオー
ド及びリアクトル２を介して短絡され、半導体スイッチ
33,34のOFF時に、半導体スイッチ32のダイオード，平滑
コンデンサ４及び半導体スイッチ33のダイオードを介し
て平滑コンデンサ４が充電されることになる。
この結果、PWM制御の開始時には平滑コンデンサ４の
両端に交流電源電圧のピーク値よりも十分に大きい直流
電圧Edが存在することになり、変換装置を安定して起動
することが可能になると共に、所望の交流電圧ｃを発
生せしめて交流電流ｃを電源電圧ｃと同位相とし、
力率１の運転を行うことができる。
両端に交流電源電圧のピーク値よりも十分に大きい直流
電圧Edが存在することになり、変換装置を安定して起動
することが可能になると共に、所望の交流電圧ｃを発
生せしめて交流電流ｃを電源電圧ｃと同位相とし、
力率１の運転を行うことができる。
なお、以上の実施例では単相の変換装置について説明
したが、本発明は３相の変換装置にも適用することがで
きる。
したが、本発明は３相の変換装置にも適用することがで
きる。
（発明の効果） 以上詳述したように本発明によれば、平滑コンデンサ
を初期充電した後、ブリッジ回路を構成する上下何れか
一方のアームの半導体スイッチをチョッピング動作させ
て平滑コンデンサを更に充電昇圧させるため、安定した
PWM制御による交流／直流変換を行うことができ、ま
た、力率１制御も可能になるという利点がある。
を初期充電した後、ブリッジ回路を構成する上下何れか
一方のアームの半導体スイッチをチョッピング動作させ
て平滑コンデンサを更に充電昇圧させるため、安定した
PWM制御による交流／直流変換を行うことができ、ま
た、力率１制御も可能になるという利点がある。
加えて、上記制御のための回路構成も簡単であり、極
めて経済性に富む等の効果を有する。
めて経済性に富む等の効果を有する。
第１図及び第２図は本発明の一実施例を説明するための
もので、第１図は半導体スイッチをチョッピング動作さ
せるための回路構成を示すブロック図、第２図（ａ），
（ｂ）は半導体電力変換装置の構成図、同図（ｃ）はこ
の実施例の作用を示す波形図、第３図及び第４図は半導
体電力変換装置の構成図、第５図はPWM制御の原理を示
す波形図、第６図（ａ），（ｂ）は電圧及び電流のベク
トル図、第７図は直流電圧を一定に制御するための制御
回路のブロック図、第８図は初期充電用スイッチ回路を
付加した半導体電力変換装置の構成図である。 １……交流電源、１′……交流電源（直流電源） ２……リアクトル、３……ブリッジ回路 ４……平滑コンデンサ、10,11……スイッチ 12……限流抵抗、31〜34……半導体スイッチ 201……三角波発生器、202……コンパレータ 203……通流率指令発生器 204,205……ゲート回路
もので、第１図は半導体スイッチをチョッピング動作さ
せるための回路構成を示すブロック図、第２図（ａ），
（ｂ）は半導体電力変換装置の構成図、同図（ｃ）はこ
の実施例の作用を示す波形図、第３図及び第４図は半導
体電力変換装置の構成図、第５図はPWM制御の原理を示
す波形図、第６図（ａ），（ｂ）は電圧及び電流のベク
トル図、第７図は直流電圧を一定に制御するための制御
回路のブロック図、第８図は初期充電用スイッチ回路を
付加した半導体電力変換装置の構成図である。 １……交流電源、１′……交流電源（直流電源） ２……リアクトル、３……ブリッジ回路 ４……平滑コンデンサ、10,11……スイッチ 12……限流抵抗、31〜34……半導体スイッチ 201……三角波発生器、202……コンパレータ 203……通流率指令発生器 204,205……ゲート回路
Claims (1)
- 【請求項１】点弧／消弧可能な半導体スイッチ素子とダ
イオードとを逆並列接続してなる半導体スイッチにより
ブリッジ回路が形成され、このブリッジ回路の交流入力
側がリアクトルを介して交流電源に接続されると共に直
流出力側に平滑コンデンサが接続されたパルス幅変調制
御形半導体電力変換装置において、 この変換装置の起動時に、前記交流電源により前記平滑
コンデンサを交流電源のピーク値にまで初期充電し、次
いで、前記ブリッジ回路の上下何れかのアームに配置さ
れた半導体スイッチ素子をOFF状態に固定し、かつ他方
のアームに配置された半導体スイッチ素子を、キャリア
波形と流通率指令値との比較結果に基づいて生成した信
号によりON,OFFさせて前記平滑コンデンサを前記ピーク
値以上に充電、昇圧させた後、パルス幅変調制御により
交流／直流変換を行うことを特徴とする半導体電力変換
装置の制御方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63050717A JP2585691B2 (ja) | 1988-03-04 | 1988-03-04 | 半導体電力変換装置の制御方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63050717A JP2585691B2 (ja) | 1988-03-04 | 1988-03-04 | 半導体電力変換装置の制御方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01227660A JPH01227660A (ja) | 1989-09-11 |
| JP2585691B2 true JP2585691B2 (ja) | 1997-02-26 |
Family
ID=12866636
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63050717A Expired - Fee Related JP2585691B2 (ja) | 1988-03-04 | 1988-03-04 | 半導体電力変換装置の制御方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2585691B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO1999023748A1 (fr) * | 1997-10-31 | 1999-05-14 | Hitachi, Ltd. | Dispositif et procede de commande pour convertisseur, et convertisseur |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3821270B2 (ja) * | 2000-06-08 | 2006-09-13 | 富士電機システムズ株式会社 | Ｐｗｍ整流装置 |
| JP5862480B2 (ja) * | 2012-06-28 | 2016-02-16 | 三菱電機株式会社 | 無停電電源装置 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS61277376A (ja) * | 1985-05-31 | 1986-12-08 | Toshiba Corp | Ｐｗｍコンバ−タ装置の起動回路 |
-
1988
- 1988-03-04 JP JP63050717A patent/JP2585691B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO1999023748A1 (fr) * | 1997-10-31 | 1999-05-14 | Hitachi, Ltd. | Dispositif et procede de commande pour convertisseur, et convertisseur |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH01227660A (ja) | 1989-09-11 |
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Legal Events
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|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |