JP2598000B2

JP2598000B2 - 高周波電源装置

Info

Publication number: JP2598000B2
Application number: JP61256813A
Authority: JP
Inventors: 茂田中
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1986-10-30
Filing date: 1986-10-30
Publication date: 1997-04-09
Anticipated expiration: 2012-04-09
Also published as: JPS63114572A

Description

【発明の詳細な説明】〔発明の目的〕（産業上の利用分野）本発明は、他励コンバータやサイクロコンバータの電
源、あるいは交流電動機の電源となる高周波電源装置に
関する。

（従来の技術）商用電源（50Hzまたは60Hz）によってサイクロコンバ
ータを自然転流させようとすると、その出力周波数は、
当該電源周波数の1/3程度、すなわち、15Hz〜20Hzが限
界となる。また、循環電流式サイクロコンバータでも、
その出力周波数は電源周波数程度が限界となる。サイク
ロコンバータの出力電流歪みが小さい状態で、出力周波
数をさらに上げて運転させたい場合、入力周波数（電源
周波数）を高くする必要がある。

また、他励コンバータにより直流電動機を駆動する場
合、当該コンバータの出力電流の脈動を小さくするに
は、電源周波数が高い方が望ましい。

さらに、高周波の交流電動機等を直接駆動する場合に
も、高周波電源が利用される。

このような高周波電源装置を達成する手段としては、
従来、次のような方法が考えられた。

１つは、大電力トランジスタ（GTR）やゲートターン
オフサイリスタ（GTO）等の自己消弧素子を用いて構成
した自励インバータがある。

この自励インバータは直流を交流に変換する電力変換
器で、任意の周波数の交流電力を発生させることができ
る。特に最近ではパルス幅変調制御（PWM制御）の手法
を用いて、出力電圧を正弦波に近い波形に制御すること
が可能となり、正弦波高周波電源装置としても用いられ
るようになってきた。

（発明が解決しようとする問題点）しかしながら、自励インバータは自己消弧素子を必要
とするため、コストが高くなり、大容量化が困難となっ
ていた。また、上記PWM制御を行うためには、自己消弧
素子のスイッチング周波数を高める必要があり、高周波
スイッチングによる損失も無視し得なくなってきた。

一方、高周波電源装置として、他にサイクロコンバー
タを用いる方法もある。

この方式は、サイクロコンバータの出力側に交流リア
クトルを介して商用電源（50Hzまたは60Hz）を接続し、
またサイクロコンバータの入力側端子に進相コンデンサ
を接続したもので、進相コンデンサに印加される電圧の
波高値がほぼ一定になるように、前記商用電源から供給
される電流を制御している（特願昭61−165028号）。

サイクロコンバータの位相制御は外部発振器からの基
準信号によって行われ、前記進相コンデンサに印加され
る電圧の周波数（例えば1kHz）は、この外部発振器から
の基準信号の周波数に一致するように、前記サイクロコ
ンバータの循環電流が自動的に調整される。

この方式は、進相コンデンサに印加される電圧を利用
してサイクロコンバータを自然転流させることができる
ので、自己消弧素子は不要となる。従って、大容量化が
容易で信頼性も高い利点がある。反面、サイクロコンバ
ータを構成する素子（高速サイリスタ）の数が多くな
り、コストが高くなる欠点があった。

本発明は、以上の問題点に鑑みてなされたもので、変
換器を構成する素子数を低減し、かつ自然転流動作だけ
で、正弦波出力の高周波電圧を発生させるようにした、
高周波電源装置を提供することを目的とする。

〔発明の構成〕

（問題点を解決するための手段）以上の目的を達成するために本発明の高周波電源装置
は、交流電源と、該交流電源に交流側端子が接続された
第の交直電力変換器と、当該第１の交直電力変換器の直
流側に直流リアクトルを介して一方向の直流電流が流れ
るように直流側端子が接続された第２の交直電力変換器
と、当該第２の交直電力変換器の交流側端子に接続され
た高周波進相コンデンサと、当該進相コンデンサに印加
される電圧の波高値を制御する手段と、当該電圧制御手
段からの出力信号に応じて前記第１及び第２の交直電力
変換器の点弧位相を制御する手段と、前記真相コンデン
サを高周波電源とする負荷とで構成している。

（作用）第１の交直電力変換器は、商用周波数（50Hzまたは60
Hz）の交流電力を直流電力に変換するもので、前記進相
コンデンサに印加される電圧の波高値がほぼ一定になる
ように当該第１の交直電力変換器の直流側出力電力を制
御する。当然のことながら、第１の交著電力変換器は、
商用電源の交流電圧を利用して自然転流する。

また、第２の交著電力変換器は、前記直流電力を高周
波（例えば1kHz）の交流電力に変換するもので、前記進
相コンデンサに印加される交流電圧を利用して自然転流
する。

第２の交直電力変換器の直流電圧は、前記第１の硬直
電力変換器の直流出力電圧とほぼつり合うように制御す
る。このとき、第２の交直電力変換器の位相制御回路に
は、外部発振器から、基準信号が与えられ、この基準信
号の周波数と位相に前記進相コンデンサに印加される電
圧の周波数と位相に一致するように、前記第２の交直電
力変換器の直流電流が自動的に調整される。

すなわち、本発明の高周波電源装置では、直流電流は
無制御とし、高周波進相コンデンサのとる進み無効電力
と、第２の交直電力変換器がとる遅れ無効電力が、与え
られた周波数条件でつり合うように、上記直流電流が流
れるようにしている。

このようにして確立した進相コンデンサの電圧は負荷
に対して安定した電圧の高周波電源となる。

（実施例）第１図は、本発明の高周波電源装置の実施例を示す構
成図である。

図中、SUPは３相交流電源、T_rは電源トランス、SS1は
第１の交直電力変換器、L_dは直流リアクトル、SS2は第
２の交直電力変換器、CAPは高周波進相コンデンサ、LOA
Dは負荷である。

また、制御回路として、電源電圧検出器PT_S、高周波
電圧検出器PT_cap、整流回路Ｄ、電圧波高値設定器VR、
比較器C₁、電圧制御補償回路G_v（ｓ）、演算器CAL、位
相制御回路PHC₁,PHC₂、外部発振器OSCが用意されてい
る。

第１の交直電力変換器SS1の交流側端子は、電源トラ
ンスT_rを介して３相交流電源に接続されており、当該電
源電圧を利用して自然転流する所謂他励コンバータを構
成している。その直流側出力電圧V_d1は、変換器SS1を構
成するサイリスタの点弧位相を調整することにより制御
される。

変換器SS1の位相制御回路PHC₁は電源電圧V_R,V_S,V_Tに
同期した単位正弦波e_R,e_S,e_Tを基準電圧として位相制御
を行っている。

また、第２の交直電力変換器SS2の直流側端子は直流
リアクトルL_dを介して一方向の電流が流れるように前記
第１の交直電力変換器SS1の直流側端子に接続されてい
る。当該第２の交直電力変換器SS2の交流側端子は高周
波進相コンデンサCAPに接続され、当該進相コンデンサC
APに印加される交流電圧を利用して自然転流する。

変換器SS2の位相制御回路PHC₂には、外部発振器OSCか
ら基準信号e_a,e_b,e_cが与えられ、それを基準に位相制御
を行っている。

進相コンデンサCAPに印加される電圧V_a,V_b,V_cは上記
基準信号e_a,e_b,e_cと同一の周波数及び位相となる。

負荷LOADは、上記進相コンデンサCAPに印加される電
圧を高周波電源とするもので、例えば、他励コンバータ
と直流機の組合せ、またサイクロコンバータと交流電動
機の組合せ等がある。

次に、第１図の装置の動作を説明する。

まず、進相コンデンサCAPの電圧を確立させるための
起動動作を説明する。

第２図は、第１図の主回路部を等価的に表わしたもの
で、第１の交直変換器SS1を直流電圧源V_d1として表わし
ている。

第２の交直電力変換器SS2はサイリスタS₁〜S₆で構成
され、進相コンデンサCAPはC_ab,C_bc,C_caとして表わして
いる。なお、負荷LOADは起動時には開放されているもの
とする。

変換器SS2は、位相制御回路PHC₂から点弧パルスを与
えられるが、例えば、素子S₂とS₄に点弧パルスが与えら
れた場合、次の経路を通って進相コンデンサC_bb,C_bc,C
_caを充電する。

１つは、直流電源▲Ｖ⁺ _d1▼→直流リアクトルL_d→サ
イリスタS₄→コンデンサC_ab→サイリスタS₂→直流電源
▲Ｖ^- _d1▼の経路を流れ、もう１つは直流電源▲Ｖ⁺ _d1▼
→直流リアクトルL_d→サイリスタS₄→コンデンサC_ca→
コンデンサC_bc→サイリスタS₂→直流電源▲Ｖ^- _d1▼の経
路を流れる。これによって、コンデンサC_abには、電圧V
_ab＝＋V_d1が印加され、コンデンサC_bc及びC_caには、電
圧V_bc＝−（1/2）V_d1及びV_ca＝−（1/2）V_d1が印加され
る。

第３図は、変換器SS2を構成する素子S₁〜S₆の点弧パ
ルス信号SGとそのときのコンデンサC_abに印加される電
圧V_a-b及び第２図の回路のａ点の相電圧V_aを示す。

第２図のモードの次は素子S₄とS₃に点弧パルスが与え
られる。すると、コンデンサC_bcに充電された電圧V_bcが
素子S₂に逆バイアス電圧として印加され、素子S₃をオ
ン，素子S₂をオフさせる。すなわち、起動時、進相コン
デンサCAPは転流コンデンサの役目をはたす。これによ
り、電圧V_a-bは、＋V_dから、＋（1/2）V_dに変化し、同
様に他のコンデンサC_bc及びC_caの電圧も変化する。

ただし、充電電流I_dは直流リアクトルL_dを介して流れ
込むため、V_a-bは破線の如く徐々に立上る。その時間を
２δとした場合、V_a-bの基本波成分はδだけ遅れる。相
電圧V_aは線間電圧V_a-bに対して（π/6）ラジアンだけ位
相が遅れる。

変換器SS2の点弧モードSGと相電圧V_aを比較するとわ
かるように、起動時の位相制御角α_３は、 α_２＝π−δ（ラジアン） …（１）となっている。δはあまり大きくないので、近似的には
α_２≒180゜で運転されていることになる。

このとき、変換器SS2の出力電圧V_d2は、第２図の矢印
の方向を正とした場合、 V_d2＝−ｋ・C_cap・cosα_２ …（２）となっている。ただし、ｋは比例定数、V_capは進相コン
デンサCAPに印加される相電圧波高値とする。

当該出力電圧V_d2が変換器SS1の出力電圧V_d1とつり合
っている。しかしこのままでは進相コンデンサCAPに
は、当該直流電圧V_d1以上の電圧は充電されない。

そこで、変換器SS2の点弧位相角α_２を90゜の方向に
少しずらしてやる。すると、（２）式で示される出力電
圧V_d2が減少し、V_d1＞V_d2となる。この結果充電電流I_d
が増大し、コンデンサ電圧V_capを増大させ、V_d1＝V_d2と
なって落ち着く。さらにV_capを増加させたいときは、α
_２をさらに90゜の方向にずらし、出力電圧V_d2を減少さ
せることにより達成できる。α_２＝90゜ではV_d2＝0^Vと
なり、理論的には、直流電圧V_d1がごくわずかな値でも
コンデンサ電圧V_capを大きな値に充電することができ
る。しかし、実際には、回路損失があるため、その分の
電力供給は必要不可欠のものとなる。

次に、このようにして確立された進相コンデンサCAP
の電圧V_a,V_b,V_cが第１図の位相制御回路PHC₂に与えられ
る３相基準電圧e_a,e_b,e_cの周波数と位相に一致すること
を説明する。

第４図は、変換器SS2の点弧位相角α_２が90゜付近で
動作しているときの位相制御基準信号e_a,e_b,e_cと変換器
SS2の点弧パルス信号の関係を表わす。

基準信号e_a,e_b,e_cは外部発振器OSCから与えられるも
ので、次式のように表わせる。

e_a＝sin（ω_ｃ・ｔ） …（３） e_b＝sin（ω_ｃ・ｔ−２π/3） …（４）ｅ＝sin（ω_ｃ・ｔ＋２π/3） …（５）ここで、ω_ｃ＝２πf_cは高周波の角周波数で例えばf_c
＝1kHz程度に選ばれる。

進相コンデンサCAPの相電圧V_a,V_b,V_cが上記基準電圧e
_a,e_b,e_cの周波数と位相に一致している場合、変換器SS2
の直流側出力電圧V_d2は（２）式で表わした通りとな
る。従って、この状態では、V_d1＝V_d2となってつり合
い、直流電流I_dの増減はない。

この状態から、仮りあにコンデンサ電圧の周波数が低
くなり、破線のようにV_a′,V_b′,V_c′となった場合を考
える。

変換器SS2の点弧位相角はα_２からα_２′に変化し、S
S2の直流側出力電圧Vd₂は減少しV_d1＞V_d2となる。この
結果、直流電流I_dが増加し、次式で示されるSS2の交流
側の無効電力Q_SS2を増加させる。

Q_SS2＝k_Q・V_cap・I_d・sinα_２′ …（６）第５図は変換器SS2の交流側の１相分の等価回路を表
わしたもので、変換器SS2は遅れ電流をとる可変インダ
クタンスL_SS2に置き換えられる。この回路の共振周波数
f_capは、となる。

Q_SS2が増大することは、等価インダクタンスLss₂が減
少することに等しく、上記周波数f_capは増大しV_a′,
V_a′,V_c′の周波数f_capは基準電圧e_a,e_a,e_cの周波数f_c
に近ずく。

同様に、f_cap＞f_cap＞f_cとなった場合には、直流電流
I_dが減少し、L_SS2が大きくなって、やはりf_cfa＝f_cとな
って落ち着く。

進相コンデンサCAPの電圧の位相が基準電圧の位相よ
り遅れた場合には、上記f_cap＜f_cとなったときと同様に
直流電流I_dが増加し、進相コンデンサCAPの電圧位相を
進める。逆に進相コンデンサCAPの電圧位相が基準電圧
より進んだ場合には、上記f_cap＞f_cとなったときと同様
に直流電流I_dが減少し、進相コンデンサCAPの電圧位相
を遅らせる。このようにして進相コンデンサCAPの電圧V
_a,V_b,V_cは、基準電圧e_a,e_a,e_cと同一周波数，同位相と
なるように直流電流I_dの大きさが自動的に調整されるも
のである。故に、当該コンデンサ電圧V_a,V_b,V_cは次式の
ように表わされる。

V_a＝V_cap・sin（ω_ｃ・ｔ） …（８） V_b＝V_cap・sin（ω_ｃ・ｔ−２π/3） …（９） V_c＝V_cap・sin（ω_ｃ・ｔ＋２π/3） …（10）ただし、V_capは電圧波高値である。

次に、第１図にもどって、本発明装置の全体的な制御
動作を説明する。

第１の交直電力変換器SS1は、進相コンデンサCAPに印
加される電圧V_a,V_b,V_cの波高値V_capがほぼ一定になるよ
うに直流電圧V_d1を制御する。このとき、第２の交直電
力変換器SS2の直流電圧V_d2は、変換器SS1の直流電圧V_d1
にほぼ等しくなるように制御される。

V_d1＝V_d2の状態では、直流電流I_dの増減はないが、V
_d1＝V_d2を増加させることにより、交流電源SUPから供給
される有効電力P_iを増加させ、そのエネルギーを進相コ
ンデンサCAPに蓄積させることにより、コンデンサ電圧V
_capを増加させることができる。逆に、V_d1＝V_d2を減少
させることによりP_iを減らし、進相コンデンサCAPの電
圧V_capを減少させることができる。

まず、進相コンデンサCAPの電圧V_a,V_b,V_cを変成器PT
_capを介して検出し、整流回路Ｄによって、波高値V_cap
を求める。

比較器C₁では、電圧設定器VRからの高波値指令値▲Ｖ
^* _cap▼と、上記検出値V_capを比較し、偏差ε_ｖ＝▲Ｖ^*
_cap▼−V_capを求める。当該偏差ε_ｖは電圧制御補償回
路G_v（ｓ）によって、積分あるいは比例増幅され、１つ
は直接、第１の変換器SS1の位相制御回路PHC₁に入力さ
れる。また、もう１つは、演算回路CALを介して、第２
の変換器SS2の位相制御回路PHC₂に入力される。

演算回路CALは、電源電圧の波高値V_smと進相コンデン
サ電圧の波高値V_capの比をとって上記電圧制御補償回路
G_v（ｓ）の出力信号να_１と掛け合わせ、さらに反転し
て、次の信号να_２を求めている。

V_sm＝V_capの場合、να_２＝−να_１となる。

第１及び第２の交直変換器SS1及びSS2の各出力電圧V
_d1,V_c2は次のように表わされる。

V_d1＝ｋ・V_sm・cosα_１＝ｋ′・V_sm・να_１ …（12） V_d2＝−ｋ・V_cap・cosα_２＝−ｋ′・V_cap・να_２ …（13） k,k′：比例定数故に（13）式に（11）式を代入して、V_d2 _＝ _Vd1とな
る。

例えば、負荷が増加することにより、進相コンデンサ
CAPの電圧V_capが低下し、V_cap＜▲^* _cap▼となった場
合、偏差ε_ｖは正の値となり、直流電圧Ｖα_１＝V₂を増
加させる。

第６図は、このときの交流側（１相分）の電圧電流ベ
クトル図を表わすもので、（ａ）は変換器SS1の交流側
ベクトル図、（ｂ）は変換器SS2の交流側ベクトル図を
示す。

図中、V_Sは電源電圧、I_S1はSS1の入力電流、I_P1,I_Q1
はその有効分と無効分を表わす。また、V_capは、進相コ
ンデンサ電圧、I_S2はSS2の入力電流、I_P2,I_Q2はその有
効分と無効分を表わす。

直流電圧V_d1＝V_d2を増加させることにより、変換器SS
1及びSS2の点弧位相角α₁,α_２が変化しα_１′，α_２′
になる。故に、各入力電流I_S1,I_S2も変化し、直流電流I
_d＝一定として、▲Ｉ^′ _S1▼及び▲Ｉ^′ _S2▼のベクトル
となる。

この結果、第２の交直変換器SS2の遅れ無効電流I_Q2が
減少し、（７）式で示した共振周波数f_capが低くなる。
故に、f_cap＜f_cとなり、前記に述べたようにV_d1＞V_d2と
なって、直流電流I_dを増加させf_cap＝f_cとなるように動
作する。従って、SS2の入力電流▲Ｉ^′ _S2▼は▲Ｉ^′ _S2
▼となり、また、SS1の入力電流▲Ｉ^′ _S1▼は▲Ｉ^′ _S1
▼となって落ち着く。

最終的に変換器SS1の有効電流I_P1は▲Ｉ^″ _P1▼に増加
し、変換器SS2の有効電流I_P2は▲Ｉ^″ _P2▼に増加し、交
流電源SUPから進相コンデンサCAPの供給させる有効電力
P_iが増大して、コンデンサの電圧V_capを高めることにな
る。

逆にV_cap＞▲Ｖ^* _cap▼となった場合、偏差ε_ｖは負の
値となり、直流電圧V_d1＝V_d2を負の値にして有効電力P_i
を交流電源に回生し、やはり、V_cap＝▲Ｖ^* _cap▼となる
ように制御される。

負荷LOADが有効電力P_Lの他の無効電力Q_Lを消費する場
合、第５図の等価インダクタンスL_SS2は第２の変換器の
無効電力Q_SS2と上記負荷の無効電力Q_Lの和によって決定
される。

従って、Q_Lが変化すれば、（７）式を満足するように
Q_SS2＝Q_cap−Q_Lが決定され、それによって、直流電流I_d
の値が自動的に調整されることになる。直流電流I_dが変
化すれば、有効電力P_iも変化し、進相コンデンサCAPの
電圧V_capが変化するが、上記制御によって、V_cap≒▲Ｖ
^* _cap▼となるように直流電圧V_d1＝V_d2が制御される。

このようにして、負荷LOADの有効，無効電力の変化に
対して、高周波電圧源となる進相コンデンサCAPの電圧V
_cap及び周波数f_capをほぼ一定に保つことができる。

〔発明の効果〕

以上のように、本発明の高周波電源装置は、自然転流
動作だけで、正弦波出力の高周波電圧を発生させること
ができ、しかもその周波数f_cap及び電圧波高値V_capは外
部から与えられる設定値に任意に与えることが可能であ
る。さらに、変換器は２台で済み、従来のサイクロコン
バータ方式に比較すると格段に素子数を低減させること
ができる。従って、大容量の高周波電源装置として、信
頼性が高く、経済的な装置を提供することが可能とな
る。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の高周波電源装置の実施例を示す構成
図、第２図は第１図の装置の起動動作を説明するための
等価回路図、第３図は同じくタイムチャート図、第４図
は第１図の装置の位相制御動作を説明するためのタイム
チャート図、第５図は同じく等価回路図、第６図は第１
図の装置の動作を説明するためのベクトル図である。 SUP……３相交流電源 T_r……電源トランス SS1……第１の交直電力変換器 L_d……直流リアクトル SS2……第２の交直電力変換器 CAP……進相コンデンサ、LOAD……負荷 PT_S,PT_cap……電圧検出器、Ｄ……整流回路 VR……電圧設定器、C₁……比較器 CAL……演算回路 PHC₁,PHC₂……位相制御回路 OSC……外部発振器

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】交流電源と、該交流電源に交流側端子が接
続された第１の交直電力変換器と、当該第１の交直電力
変換器の直流側に、直流リアクトルを介して一方向の直
流電流が流れるように直流側端子が接続された第２の交
直電力変換器と、当該第２の交直電力変換器の交流側端
子に接続された高周波進相コンデンサと、当該進相コン
デンサに印加される電圧の波高値を制御する手段と、当
該電圧制御手段からの出力信号に応じて、前記第１及び
第２の交直電力変換器の点弧位相を制御する手段と、前
記進相コンデンサを高周波電圧源とする負荷とからなる
高周波電源装置。