JPS5961475A - 電力変換装置 - Google Patents
電力変換装置Info
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- JPS5961475A JPS5961475A JP17188682A JP17188682A JPS5961475A JP S5961475 A JPS5961475 A JP S5961475A JP 17188682 A JP17188682 A JP 17188682A JP 17188682 A JP17188682 A JP 17188682A JP S5961475 A JPS5961475 A JP S5961475A
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M5/00—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases
- H02M5/40—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc
- H02M5/42—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters
- H02M5/44—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac
- H02M5/443—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
- H02M5/45—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only
- H02M5/4505—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only having a rectifier with controlled elements
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- Power Engineering (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の技術分野〕
本発明は、交流電源から電力供給を受ける直流電圧源と
その負荷装置からなる電力変換装置に関する。
その負荷装置からなる電力変換装置に関する。
直流電圧源を電源とする負荷装置としては、などがある
。この直流電圧源として、・々ツテリーを使う場合はあ
まり問題ないが、商用電源から直流電力変換器（コンバ
ータ）を介して直流電圧を得るとき、当該部用電源側に
発生する無効電力や高調波が近年問題になっている。
。この直流電圧源として、・々ツテリーを使う場合はあ
まり問題ないが、商用電源から直流電力変換器（コンバ
ータ）を介して直流電圧を得るとき、当該部用電源側に
発生する無効電力や高調波が近年問題になっている。
Ｊ５１図は、ＰＷＩｖ！ｌインパータ士誘導電動機を負
荷装置とする従来の電力変換装置の構成図を示す。図中
、ＢＵＳは３相交流電源の電線路、Ａ− Ｆはアクティ
ブフィルタ装置、ＴＲは電源トランス、ＣＯＮＶは交直
電力変換器、ｃｏは直流平滑コンデンサ、ＩＮ’Ｖは製
へインバータ、ＩＭは誘、導厄動嵌をそれぞれ表わす。
荷装置とする従来の電力変換装置の構成図を示す。図中
、ＢＵＳは３相交流電源の電線路、Ａ− Ｆはアクティ
ブフィルタ装置、ＴＲは電源トランス、ＣＯＮＶは交直
電力変換器、ｃｏは直流平滑コンデンサ、ＩＮ’Ｖは製
へインバータ、ＩＭは誘、導厄動嵌をそれぞれ表わす。
交直１江力変侠器Ｃ０ＮＶは、報ｍ、器プリツノ回路Ｓ
８１とサイリスタブリッジ回路Ｓ８２及び１代置リアク
トルＬ１ ＋ Ｌ ３ とから、構成され、直流電圧
源たる平滑コンデンサＣｏ’ＶＣ”ｔｂ力を供給したシ
、また、ＣｏＫ４積されたエネルギーを交流電源に回生
ずる働きを行う。
８１とサイリスタブリッジ回路Ｓ８２及び１代置リアク
トルＬ１ ＋ Ｌ ３ とから、構成され、直流電圧
源たる平滑コンデンサＣｏ’ＶＣ”ｔｂ力を供給したシ
、また、ＣｏＫ４積されたエネルギーを交流電源に回生
ずる働きを行う。
ＰＷｉＶＩインバータＩＮＶはコンデンサｃｏの直流′
眠圧Ｖｏを可変電圧町変周波数の交流電力に変換するも
ので誘導！動機ＩＭ（以後単に電動機と記す）に供給す
る電流及び周波数を制御する役目をはたす。
眠圧Ｖｏを可変電圧町変周波数の交流電力に変換するも
ので誘導！動機ＩＭ（以後単に電動機と記す）に供給す
る電流及び周波数を制御する役目をはたす。
電動１幾ＩＭの発生トルクは、すべり周波数１８ｔを調
整することによシ制御できることが知られている。すな
わち、電動機ＩＭＩ加速したいときにはすベシ周波数ｆ
ｇｔが正の値になるように制御し、また、回生ブレーキ
をかけて減速したいときにはすベシ周波数ｆ、ｔを負の
値に制御する。
整することによシ制御できることが知られている。すな
わち、電動機ＩＭＩ加速したいときにはすベシ周波数ｆ
ｇｔが正の値になるように制御し、また、回生ブレーキ
をかけて減速したいときにはすベシ周波数ｆ、ｔを負の
値に制御する。
電動機ＩＭをカ行運転しているときは、交流電源ＢＵＳ
から、トランスＴＲ−＋整流器ｓｓｌ→リアクトルＬ１
→平清コンデンサＣｏ−＋ＰＶＶＭインバータＩＮＶを
介してｌｉｔ Ｈｔ機ＩＭに付効電力が供給される。
から、トランスＴＲ−＋整流器ｓｓｌ→リアクトルＬ１
→平清コンデンサＣｏ−＋ＰＶＶＭインバータＩＮＶを
介してｌｉｔ Ｈｔ機ＩＭに付効電力が供給される。
逆に、電動（幾ＩＭに回生ブレーキをかけると、回転エ
ネルギーは有効電力に変換され、ＰｗＭインバータＩＮ
Ｖ −＋ ｉｌ’滑コンデンサＣ，→リアクトルし２→
サイリスタブリッジ回路ＳＳ、→トランスＴＲを通って
交流電源ＢＵＳに回生される。
ネルギーは有効電力に変換され、ＰｗＭインバータＩＮ
Ｖ −＋ ｉｌ’滑コンデンサＣ，→リアクトルし２→
サイリスタブリッジ回路ＳＳ、→トランスＴＲを通って
交流電源ＢＵＳに回生される。
サイリスタブリッジ回路Ｓ８２は回生時のみ動作し、電
源転流（自然転流）可能な範囲で、点弧位相角αをほぼ
一定値に保つ、一般Ｑこはα＝１５０°程度で一定に制
御される。このとき、整流器ＳＳ１の出力電圧ｖｄ１よ
シ、上記サイリスタブリ、ジ回路ＳＳ２の出力電圧ｖｄ
□のほうが犬きくなるように、電源トランスＴＲの２次
電圧を選ぶ。すなわち、整流器ＳＳ１の入力電圧を■
、サイリスタブリ、ジ回路ＳＳ、の入１ ■ｄ１＜■ｄ２ 、’、 ｋ ＶＳ、ｌ Ｃｏ１１Ｏ°＜−ｋｖＳ２＃Ｃ
（Ｘ８ 、−、 Ｖ、 （Ｖｓ２＠ Ｃ０，（ｔ （ａｔ （１
＝ １５０’ ）この従来の重力変換装置では、カ行時
には整流器ＳＳｌだけが動作するため、゛電源側から見
た基本波力率は常に１に保持されるが、回生時にはサイ
リスタブリッジ回路ＳＳｌを自然整流させるため、α＝
１５０°俣度で運転するので基本波力率は０．８６６；
呈度に低下する。さらに問題となるのは、電源からとる
無効電力Ｑの大きさが回生時に大きく変動することであ
る。すなわち、無効電力Ｑは、電源から供給される（又
は回生される） Ｎ Ｋ Ｉ の大きさと、前記サイ
リスタブリッジ回路ＳＳ、の点弧位相角αの正弦値ｓｉ
ｎαに比例するので、位相角αを一定に制御しても、回
生電流工、がＯ−最大値に変化すれば、当然、Ｑ” ｋ
＠Ｉ ”ｓｉｎαも０〜・ｋＱ（ｍａｘ）・０．５
とｓ 変動する。
源転流（自然転流）可能な範囲で、点弧位相角αをほぼ
一定値に保つ、一般Ｑこはα＝１５０°程度で一定に制
御される。このとき、整流器ＳＳ１の出力電圧ｖｄ１よ
シ、上記サイリスタブリ、ジ回路ＳＳ２の出力電圧ｖｄ
□のほうが犬きくなるように、電源トランスＴＲの２次
電圧を選ぶ。すなわち、整流器ＳＳ１の入力電圧を■
、サイリスタブリ、ジ回路ＳＳ、の入１ ■ｄ１＜■ｄ２ 、’、 ｋ ＶＳ、ｌ Ｃｏ１１Ｏ°＜−ｋｖＳ２＃Ｃ
（Ｘ８ 、−、 Ｖ、 （Ｖｓ２＠ Ｃ０，（ｔ （ａｔ （１
＝ １５０’ ）この従来の重力変換装置では、カ行時
には整流器ＳＳｌだけが動作するため、゛電源側から見
た基本波力率は常に１に保持されるが、回生時にはサイ
リスタブリッジ回路ＳＳｌを自然整流させるため、α＝
１５０°俣度で運転するので基本波力率は０．８６６；
呈度に低下する。さらに問題となるのは、電源からとる
無効電力Ｑの大きさが回生時に大きく変動することであ
る。すなわち、無効電力Ｑは、電源から供給される（又
は回生される） Ｎ Ｋ Ｉ の大きさと、前記サイ
リスタブリッジ回路ＳＳ、の点弧位相角αの正弦値ｓｉ
ｎαに比例するので、位相角αを一定に制御しても、回
生電流工、がＯ−最大値に変化すれば、当然、Ｑ” ｋ
＠Ｉ ”ｓｉｎαも０〜・ｋＱ（ｍａｘ）・０．５
とｓ 変動する。
この無効電力Ｑの変動は、電源電圧の変動をもたらし、
他の電気機器に種々の悪影Ｖを及ぼすからである。
他の電気機器に種々の悪影Ｖを及ぼすからである。
さらに、整流器ＳＳ１及びサイリスタブリッジ回路３８
．に供給される電流は１２０°通電（３相電源の場合）
、あるいは１８０°通電（単相電源の場合）の矩形波電
流であシ、当該入力電流の高調波成分が大きく、通信障
害等の原因にもなっている。
．に供給される電流は１２０°通電（３相電源の場合）
、あるいは１８０°通電（単相電源の場合）の矩形波電
流であシ、当該入力電流の高調波成分が大きく、通信障
害等の原因にもなっている。
従来、上記無効電力Ｑの変動や高調波ｔｉを補償するた
め、電力変換器の受電端にアクティブフィルターＡＦを
設けているが、その容量は、電力変換器に匹敵する程の
ものとなシ、装置が大形化し、高価なものになる欠点が
あった。
め、電力変換器の受電端にアクティブフィルターＡＦを
設けているが、その容量は、電力変換器に匹敵する程の
ものとなシ、装置が大形化し、高価なものになる欠点が
あった。
本発明は以上に鑑みてなされたもので、受電端に前記ア
クティブフィルターＡＦ等の装置を設けることなく、交
流電源から構成される装置の尚調波成分を少なくシ、が
っ、受電端の基本波力率を１あるいは任意の値に制御で
きるようにした電力変換装置を１是供することを目的と
する。
クティブフィルターＡＦ等の装置を設けることなく、交
流電源から構成される装置の尚調波成分を少なくシ、が
っ、受電端の基本波力率を１あるいは任意の値に制御で
きるようにした電力変換装置を１是供することを目的と
する。
〔発明の４；悦装〕
本発明は、この目的を達成するために、平滑コンデンサ
の直流電圧がほぼ一定となるように交流電源から供、冶
する有効電流或いは有効電流と無効電流の合成ｒ１１．
交をｇｌのＰＷＭインバータによって制御することを特
徴とする。
の直流電圧がほぼ一定となるように交流電源から供、冶
する有効電流或いは有効電流と無効電流の合成ｒ１１．
交をｇｌのＰＷＭインバータによって制御することを特
徴とする。
第２図は、本発明の・電力変換装置の一実施例を示す構
成図である。図中、ＴＲは電源トランス、Ｌ８は交流リ
アクトル、ＩＮＶ １は第１のＰＷＭインバータ、ＩＮ
Ｖ ２は第２のＰｗＬインバータ％ ＣＯは直流平ｒ片
コンデンサ、ＩＭは訪４電動機、ＰＧは回転・母ルス発
生器、Ｃ０ＮＴ Ｉは第１のＰＷｉＬｉインバータの制
御回路、Ｃ０ＮＴ ２は甫２のＰｗＭインバータ制御回
路を各々示す。
成図である。図中、ＴＲは電源トランス、Ｌ８は交流リ
アクトル、ＩＮＶ １は第１のＰＷＭインバータ、ＩＮ
Ｖ ２は第２のＰｗＬインバータ％ ＣＯは直流平ｒ片
コンデンサ、ＩＭは訪４電動機、ＰＧは回転・母ルス発
生器、Ｃ０ＮＴ Ｉは第１のＰＷｉＬｉインバータの制
御回路、Ｃ０ＮＴ ２は甫２のＰｗＭインバータ制御回
路を各々示す。
ｖＪｌの渭インバータＩＮＶ Ｉはサイリスタｓｔｔ〜
Ｓ１４及びダイオードＤＩＳ−Ｄ１４で構成され、平滑
コンデンサｃｏの直流電圧Ｖ、が一定になるように電源
から供給される亀流工。
Ｓ１４及びダイオードＤＩＳ−Ｄ１４で構成され、平滑
コンデンサｃｏの直流電圧Ｖ、が一定になるように電源
から供給される亀流工。
を制御する。そのため、サイリスタＳ、ｌ−Ｓ目は例え
ばケ９−トターンオフ（ＧＴＯ）サイリスタ等の素子が
使われる。また、強制転流回路を用意する場合もある。
ばケ９−トターンオフ（ＧＴＯ）サイリスタ等の素子が
使われる。また、強制転流回路を用意する場合もある。
第２のＰＷＭインバータＩＮＶ ２は、サイリスクＳ
２１ ＝ ８２６及びダイオ−ＰＯ２，〜Ｄ２６で構成
され、電動機ＩＭに供給する３相電流を制御する＠サイ
リスタＳ １１ ＝ ８２６には同様にＧＴＯサイリス
タ等の素子が使われるか、もしくは強制転流回路が付加
される。
２１ ＝ ８２６及びダイオ−ＰＯ２，〜Ｄ２６で構成
され、電動機ＩＭに供給する３相電流を制御する＠サイ
リスタＳ １１ ＝ ８２６には同様にＧＴＯサイリス
タ等の素子が使われるか、もしくは強制転流回路が付加
される。
絹３図は第１のＰＷＭインバータの制御回路の実施例を
示すブロック図である０図中、Ｃ１ＩＣ２ｅＣ３は比較
器、Ｇ１ ’（Ｓ） 、Ｇｘ （Ｓ）は制御補償回路、
Ｋｍは演算増幅器、ＭＬは乗算器、ＴＲＧ ｌは三角波
発生器、ＧＣはダート回路を示す。
示すブロック図である０図中、Ｃ１ＩＣ２ｅＣ３は比較
器、Ｇ１ ’（Ｓ） 、Ｇｘ （Ｓ）は制御補償回路、
Ｋｍは演算増幅器、ＭＬは乗算器、ＴＲＧ ｌは三角波
発生器、ＧＣはダート回路を示す。
第４図は第２の２ｗＭインバータの制御回路の実施例を
示すプロ、り図である。図中、Ｆ／Ｖは周波数−１４圧
変換器、Ａ、は加鼻器、ｃＮ ”Ｕ１１ＣＵ２ 、ＣＵ
２．Ｃｙｌ ｒ Ｇｙ２ 、ＣＷｌ ＊ Ｌｗ２ Ｌｄ
−比較器、’ｒＲＮは速度設定器、ｓＦＣはすベシ周波
数１ＵＩＩ ’６叩回路、ＧＨ（Ｓ） 、ＣＵ（Ｓ）
ｌ Ｇｙ （Ｓ） ＋ ＧＷ（Ｓ月・ま制御補償回路、
ＰＴＧは・３相パタ一ン発生器、ＭＬＵ、 ＭＬｉｖ。
示すプロ、り図である。図中、Ｆ／Ｖは周波数−１４圧
変換器、Ａ、は加鼻器、ｃＮ ”Ｕ１１ＣＵ２ 、ＣＵ
２．Ｃｙｌ ｒ Ｇｙ２ 、ＣＷｌ ＊ Ｌｗ２ Ｌｄ
−比較器、’ｒＲＮは速度設定器、ｓＦＣはすベシ周波
数１ＵＩＩ ’６叩回路、ＧＨ（Ｓ） 、ＣＵ（Ｓ）
ｌ Ｇｙ （Ｓ） ＋ ＧＷ（Ｓ月・ま制御補償回路、
ＰＴＧは・３相パタ一ン発生器、ＭＬＵ、 ＭＬｉｖ。
〜は乗Ｒ４器、ＴＲＧ ２は三角波発生器、ＧＣＵ。
ＧＣｖ、 ＧＣｗはダート回路を示す。
以下、本発明の動作を上記、第２図、第３図及び、１１
４図を参照しながら説明する。
４図を参照しながら説明する。
まず、電ｍ磯ＩＭへの供給電流を制御する方法を述べる
。
。
電動機ＩＭの回転速度凡は回転パルス発生器ＰＧによっ
て検出され、Ｆ／ｖ変換器によってアナログ量が与えら
れる。速度設定器ＶＲＮがらの速度指令値Ｎ ＋ ｈ、
上記実速度Ｎを比較器ｃＮによって比較する。当該偏差
１ｔＮ−Ｎ”−Ｎを制御補償回路ＧＮ（Ｓ）に入力し、
その出力ＩＬｍ ”ｃ 負荷電流波高値指令とする。
て検出され、Ｆ／ｖ変換器によってアナログ量が与えら
れる。速度設定器ＶＲＮがらの速度指令値Ｎ ＋ ｈ、
上記実速度Ｎを比較器ｃＮによって比較する。当該偏差
１ｔＮ−Ｎ”−Ｎを制御補償回路ＧＮ（Ｓ）に入力し、
その出力ＩＬｍ ”ｃ 負荷電流波高値指令とする。
また、すベシ周波数制御回路ＳＦＣによって、電動機Ｉ
Ｍのすべり周波数ｆ６ｔｔｌ−与える。加算器Ａ、によ
ってすベシ周波数ｆ８ｔと電動機の回転周波数ｆｍを加
算し、 ｆｏ＝ｆｍ＋ｆ、ｔ を求める。ＰＴＧは周波数ｆ６の３相単位正弦波を発生
する。３相パターン出力ＰＵ、 Ｐｖ、 Ｐｗは次式の
ようになる。
Ｍのすべり周波数ｆ６ｔｔｌ−与える。加算器Ａ、によ
ってすベシ周波数ｆ８ｔと電動機の回転周波数ｆｍを加
算し、 ｆｏ＝ｆｍ＋ｆ、ｔ を求める。ＰＴＧは周波数ｆ６の３相単位正弦波を発生
する。３相パターン出力ＰＵ、 Ｐｖ、 Ｐｗは次式の
ようになる。
ＰＵ ＝ｓｉｎ （２πｆｅす
Ｐｙ ” 蜘（２πｆａｔ−２π／３）Ｐｗ＝ｓｉｎ
（２πｆ＠ｔ＋２π／３）乗算器ＭＬＵによって、前記
波高値指令ＩＬｍと上記単位正弦波ＰＵを掛は合わせ、
電動機ＩＭのＵ相電機子巻線のｔ流ＩＵの指令値工♂と
する。
（２πｆ＠ｔ＋２π／３）乗算器ＭＬＵによって、前記
波高値指令ＩＬｍと上記単位正弦波ＰＵを掛は合わせ、
電動機ＩＭのＵ相電機子巻線のｔ流ＩＵの指令値工♂と
する。
比較器ＣＵ、は、Ｕ相電流の検出値工。とその指令値Ｉ
♂を比較するもので、その偏差’Ｕ”■Ｕ’−”Ｕを次
の制御補償回路ＧＵ（Ｓ）に入力する。ＧＵ（Ｓ）は簡
単には比例増幅器だけでイｎ成され、入力ε。
♂を比較するもので、その偏差’Ｕ”■Ｕ’−”Ｕを次
の制御補償回路ＧＵ（Ｓ）に入力する。ＧＵ（Ｓ）は簡
単には比例増幅器だけでイｎ成され、入力ε。
に比例した電圧ε。を出力する。また、別の例では積分
要素あるいは微分要素が加わシ、電流制御系の最適化が
図られることもある。
要素あるいは微分要素が加わシ、電流制御系の最適化が
図られることもある。
’ｒＲＧ ２は波高値一定の交流三角波Ｖ を発生する
もので、いわゆるＰＷＭｉインバータの搬送波となる。
もので、いわゆるＰＷＭｉインバータの搬送波となる。
三角波Ｖａと上記ＧＵ（Ｓ）の出力信号ε。′を比較し
、 ε。′〉■、のとき出力信号″１″を ’Ｕ（Ｖ のとき出力゛０”を 比較器ＣＵ２から出力し、次のダート回路ＧＣＵに送る
。ＧＣＵはインバーターＮＶ、？のサイリスタ８．１
と８２４を制御するもので、上記出力信号が１″のとき
８２１をオンし、８２４をオフする。逆に出力信号がＭ
Ｏ”のときは、Ｓ２１をオフし、Ｓ２４をオンする。故
に１”の期間が０”の期間よシ大きいときはＵ相電流工
Ｕを正方向に増加させ、逆に０＃の期間がｌ“の期間よ
り大きいときはＵ相電流工Ｕを負方向に増加させる。す
なわち、上記制御補償回路ＧＵ（Ｓ）の出力電圧ｓ Ｕ
／に比例した電圧が電動機ＩＭのＵ＠電機子巻線に印加
されるものである。
、 ε。′〉■、のとき出力信号″１″を ’Ｕ（Ｖ のとき出力゛０”を 比較器ＣＵ２から出力し、次のダート回路ＧＣＵに送る
。ＧＣＵはインバーターＮＶ、？のサイリスタ８．１
と８２４を制御するもので、上記出力信号が１″のとき
８２１をオンし、８２４をオフする。逆に出力信号がＭ
Ｏ”のときは、Ｓ２１をオフし、Ｓ２４をオンする。故
に１”の期間が０”の期間よシ大きいときはＵ相電流工
Ｕを正方向に増加させ、逆に０＃の期間がｌ“の期間よ
り大きいときはＵ相電流工Ｕを負方向に増加させる。す
なわち、上記制御補償回路ＧＵ（Ｓ）の出力電圧ｓ Ｕ
／に比例した電圧が電動機ＩＭのＵ＠電機子巻線に印加
されるものである。
例えば、Ｕ相電流の指令値ＩＵ＊が検出値工。よシ大き
くなった場合、ε、＝Ｉ♂−工。は正の値となり、６０
′すなわち、Ｕ相出力電圧ｖＵ１ｃ増加させる。故にＩ
Ｕが増加し、最終的に荀＝ＩＣとなるように制御される
。逆に、工♂く工。となった場合、ε０は負の値となり
、ε。′すなわち、ｖＵを負の＋１Ｍにして、工。を減
少させる。やはシ最終的に工。＝工♂となって落ち漸く
。ここで指令弁Ｉ 、４＋を正弦波状に変化させればそ
れに追従して実電流工。も正弦波状に制御される〇同様
にＶ相及びＷ相の電機子電流Ｉｖ、籍もそれぞれの指令
値”ｖ” ＋ Ｉｗ’に応じて制御される。
くなった場合、ε、＝Ｉ♂−工。は正の値となり、６０
′すなわち、Ｕ相出力電圧ｖＵ１ｃ増加させる。故にＩ
Ｕが増加し、最終的に荀＝ＩＣとなるように制御される
。逆に、工♂く工。となった場合、ε０は負の値となり
、ε。′すなわち、ｖＵを負の＋１Ｍにして、工。を減
少させる。やはシ最終的に工。＝工♂となって落ち漸く
。ここで指令弁Ｉ 、４＋を正弦波状に変化させればそ
れに追従して実電流工。も正弦波状に制御される〇同様
にＶ相及びＷ相の電機子電流Ｉｖ、籍もそれぞれの指令
値”ｖ” ＋ Ｉｗ’に応じて制御される。
上記電機子電流の指令値Ｉ♂ｌ ’Ｖ” ｌ ＩＷ”の
波高値工Ｌｍは速度制御回路から与えられることは前に
述べた０速度指令Ｎ４！が実速度Ｎより大きい場合、そ
の偏差１１Ｎ＝Ｎ”−Ｎは正の値となって、上記波高値
工Ｌｒｒｌを増加させ、α動機ＩＭの発生トルクを増大
させる。逆に、Ｎ”〈Ｎの場合、偏差ε、は負の値とな
って、上記波高値工Ｌｍを減少させ、ＩＭの発生トルク
を減少させる。従って、最終的にＮ”＝Ｎとなって落着
く。ここで制御補償回路ＧＮ（Ｓ）け比例＋積分要素が
使用され、定常偏差εＮを零にするように制御される。
波高値工Ｌｍは速度制御回路から与えられることは前に
述べた０速度指令Ｎ４！が実速度Ｎより大きい場合、そ
の偏差１１Ｎ＝Ｎ”−Ｎは正の値となって、上記波高値
工Ｌｒｒｌを増加させ、α動機ＩＭの発生トルクを増大
させる。逆に、Ｎ”〈Ｎの場合、偏差ε、は負の値とな
って、上記波高値工Ｌｍを減少させ、ＩＭの発生トルク
を減少させる。従って、最終的にＮ”＝Ｎとなって落着
く。ここで制御補償回路ＧＮ（Ｓ）け比例＋積分要素が
使用され、定常偏差εＮを零にするように制御される。
さらに制御応答を高めるために、微分要素も使われるこ
とがある。
とがある。
電動機ＩＭのすべり周波数ｆ、ｔは、力仕事には、正の
値に、回生ブレーキ時には負の値に設定されるが、■す
ベシ周波数ｆ８１ ＝一定に制御する方法 ■電流波高
値指令ＩＬｍに応じて変化させる方法 ■ さらＫは、
電動機ＩＭの励磁電流と２次電流が直交関係を保つよう
に一次電流ベクトルを制御するようにすべり周波数ｆＢ
ｌを変化させる方法等がある。ここでは、すベシ周波数
制御回路ＳＦＣから一定のｆｇｌを与える例を示した。
値に、回生ブレーキ時には負の値に設定されるが、■す
ベシ周波数ｆ８１ ＝一定に制御する方法 ■電流波高
値指令ＩＬｍに応じて変化させる方法 ■ さらＫは、
電動機ＩＭの励磁電流と２次電流が直交関係を保つよう
に一次電流ベクトルを制御するようにすべり周波数ｆＢ
ｌを変化させる方法等がある。ここでは、すベシ周波数
制御回路ＳＦＣから一定のｆｇｌを与える例を示した。
すべり周波数ｆｓｔ＞Ｏとした時、電動機ＩＭはカ行モ
ード（電動機モード）となυ、定電圧源たる直流平滑コ
ンデンサＣｏから電動機ＩＭに電力が供給される。また
、逆にすべり周波数ｆｓｉ （ｏとした時、電動機ＩＮ
は回生モード（発電機モード）となり、電動機ＩＭから
直流平滑コンデンサＣｏに電力が回生され、電動機ＩＭ
としては、回生ブレーキがかかる。
ード（電動機モード）となυ、定電圧源たる直流平滑コ
ンデンサＣｏから電動機ＩＭに電力が供給される。また
、逆にすべり周波数ｆｓｉ （ｏとした時、電動機ＩＮ
は回生モード（発電機モード）となり、電動機ＩＭから
直流平滑コンデンサＣｏに電力が回生され、電動機ＩＭ
としては、回生ブレーキがかかる。
次に、＃１のＰＷＭインバータＩＮＶＩによる電源から
の供給電流ＩＩＩの制御方法を説明する。
の供給電流ＩＩＩの制御方法を説明する。
第３図において、ｖｏ は平滑コンデンサＣ８の直流電
圧指令値となるもので、比較器Ｃ，によって電圧検出値
ｖｏと比較される。偏差ε１＝Ｖｏ−Ｖｏは、次の制御
補償回路Ｇ １（Ｓ）に入力され、増幅おるいは積分さ
れる。制御補償回路Ｇ１（Ｓ）の出力は電源電流工、の
波高値Ｉｌ］ｍとなるため、乗算器ＭＬに入力される。
圧指令値となるもので、比較器Ｃ，によって電圧検出値
ｖｏと比較される。偏差ε１＝Ｖｏ−Ｖｏは、次の制御
補償回路Ｇ １（Ｓ）に入力され、増幅おるいは積分さ
れる。制御補償回路Ｇ１（Ｓ）の出力は電源電流工、の
波高値Ｉｌ］ｍとなるため、乗算器ＭＬに入力される。
一方、電源電圧ＶＢ ＝ Ｖｍ−ｓｉｎωｓｔを検出し
、演算増幅器Ｋｍを介して、電源同期の単位正弦波を作
る。すなわち、脂において電源電圧の波高値−の逆数倍
している。この単位正弦波と上記波高値■ｓｍを乗する
ことによって、次式で示されるような電流指令値Ｉ；が
得られる。
、演算増幅器Ｋｍを介して、電源同期の単位正弦波を作
る。すなわち、脂において電源電圧の波高値−の逆数倍
している。この単位正弦波と上記波高値■ｓｍを乗する
ことによって、次式で示されるような電流指令値Ｉ；が
得られる。
Ｉｓ ＝ Ｉｓｍ −５ｉｎω８ｔただし、ωＳは
電源角周波数 比較器Ｃ２によって、電流指令値工、と電源電流検出値
Ｉｓを比較し、偏差ε２−Ｉ８−■８を得る。これを次
の制御補償回路Ｇ ２（Ｓ）に入力し、増幅する・ＴＲ
Ｇ、はＰＷＮインバータの搬送波すなわち、５００ Ｈ
ｚ程朋、甲１位三角波■ｂを発生するもので、比較器Ｃ
３によって、上記制御補償回路Ｇ２（Ｓ）の出力信号６
２′と比較される。
電源角周波数 比較器Ｃ２によって、電流指令値工、と電源電流検出値
Ｉｓを比較し、偏差ε２−Ｉ８−■８を得る。これを次
の制御補償回路Ｇ ２（Ｓ）に入力し、増幅する・ＴＲ
Ｇ、はＰＷＮインバータの搬送波すなわち、５００ Ｈ
ｚ程朋、甲１位三角波■ｂを発生するもので、比較器Ｃ
３によって、上記制御補償回路Ｇ２（Ｓ）の出力信号６
２′と比較される。
比較器Ｃ３からは、
８２′〉Ｖｂのとき、出力信号゛１′″を６２′＜Ｖｂ
のとき、出力信号゛′０”を発生し、ｒ−ト回路ＧＣに
入力する。
のとき、出力信号゛′０”を発生し、ｒ−ト回路ＧＣに
入力する。
主回路のザイリスタは、上記出力信号が１＃のとき、Ｓ
１２と８１３がオンし、Ｓｔｔと８１４がオフする。逆
に出力信号がＯｎのとき、８１１と８１４がオンし、Ｓ
１２と８１３がオフする。
１２と８１３がオンし、Ｓｔｔと８１４がオフする。逆
に出力信号がＯｎのとき、８１１と８１４がオンし、Ｓ
１２と８１３がオフする。
電源電流Ｉｓは交流リアクトルＬｓに印加される電圧ｖ
Ｌによって決定される。また、リアクトル電圧ｖＬは電
源電圧ｖ９と第１のＰＷＮインバータＩＮＶ・ｌは電動
機ＩＭから゛電源へ、電力を回生じている時のベクトル
関係を表わす。
Ｌによって決定される。また、リアクトル電圧ｖＬは電
源電圧ｖ９と第１のＰＷＮインバータＩＮＶ・ｌは電動
機ＩＭから゛電源へ、電力を回生じている時のベクトル
関係を表わす。
一一一÷−一
電源電圧ｖ８と■８が同位相になるには第５図（、）の
如く、交流リアクトルに印加される電圧を進めなければ
ならない。
如く、交流リアクトルに印加される電圧を進めなければ
ならない。
第６図（、）〜（ｃ）は、第５図（、）のベクトル関係
対応する電圧電流波形を示すものである。第３図の制御
補償回路Ｇ２（Ｓ）の出力ｖｃ′と三角波ｖｂが比較さ
れ、ｒ−ト回路ＧＣには、第６図の最下部に示す波形信
号が入力される。その結果、第１１７） ＰＷＭイア
バー タＩＮＶ、 １ （りサイリスタ８１１〜Ｓ１４
が前述の如く点弧制御され、第１の匿インバータＩＮＶ
、１の交流側電圧ｖｃの基本波成分は上記Ｖｃ′に比例
した電圧となる。従って、交流リアクトルＬｇに印加さ
れる電圧ＶＬは電源電圧Ｖ。
対応する電圧電流波形を示すものである。第３図の制御
補償回路Ｇ２（Ｓ）の出力ｖｃ′と三角波ｖｂが比較さ
れ、ｒ−ト回路ＧＣには、第６図の最下部に示す波形信
号が入力される。その結果、第１１７） ＰＷＭイア
バー タＩＮＶ、 １ （りサイリスタ８１１〜Ｓ１４
が前述の如く点弧制御され、第１の匿インバータＩＮＶ
、１の交流側電圧ｖｃの基本波成分は上記Ｖｃ′に比例
した電圧となる。従って、交流リアクトルＬｇに印加さ
れる電圧ＶＬは電源電圧Ｖ。
と上記インバータの交流電圧■ｃの差電圧となり、その
結果、電源電流ＩＢは電圧Ｖ８と同位相の正弦波電流と
なる。
結果、電源電流ＩＢは電圧Ｖ８と同位相の正弦波電流と
なる。
第５図（ｂ）の如く、■、とＶ８を逆位相にするには、
上述と同様の方法で、ＶＣを制御することによυ達成さ
れる。
上述と同様の方法で、ＶＣを制御することによυ達成さ
れる。
すなわち、電源電流工、をその指令値Ｉ、に応じて電源
電圧ＶＳと同相あるいは逆位相、さらには、任童の位相
で、その大きさも自由に制御することができるのである
。
電圧ＶＳと同相あるいは逆位相、さらには、任童の位相
で、その大きさも自由に制御することができるのである
。
電源電圧ＶＳに対し、電源電圧工ｓを同位相あるいは逆
位相になるように制御することにより、電力の授受に関
係なく、常に電源側の力率を１、′に３−ることかでき
る。しかし、有効電力Ｐｓ−ｖ８・Ｉ８の大きさをどの
ような値に制御すべきか定かではない。
位相になるように制御することにより、電力の授受に関
係なく、常に電源側の力率を１、′に３−ることかでき
る。しかし、有効電力Ｐｓ−ｖ８・Ｉ８の大きさをどの
ような値に制御すべきか定かではない。
１つの方法は、電動機Ｉ Ｍの交流入力端子でその有効
電力Ｐｉを検出し、それに応じて、上記Ｐ８を制御する
ととが考えられる。しかし、イン・々−タ等の損失があ
るため、ｐＨとＰｉは必ずしも一致しない欠点がある。
電力Ｐｉを検出し、それに応じて、上記Ｐ８を制御する
ととが考えられる。しかし、イン・々−タ等の損失があ
るため、ｐＨとＰｉは必ずしも一致しない欠点がある。
また、同様に直流ラインで有効電力ｐｏｃを検出する方
法も考えられるが、やはり同じ問題が残る。
法も考えられるが、やはり同じ問題が残る。
これを解決するために、本発明装置では直流平滑コンデ
ンサＣＯの電圧ｖＯを検出し、この電圧が一定になるよ
うに電源側有効電力Ｐ８を制御している。
ンサＣＯの電圧ｖＯを検出し、この電圧が一定になるよ
うに電源側有効電力Ｐ８を制御している。
電圧指令ｖｏよシ検出量ｖｏが小さい場合、その偏差ε
１＝ＶＯｖｏは正の値となＣ１Ｇ＋（Ｓ）を介して、電
源電流の波高値１１１ｍは正の値で増加する。
１＝ＶＯｖｏは正の値となＣ１Ｇ＋（Ｓ）を介して、電
源電流の波高値１１１ｍは正の値で増加する。
従って、電源電圧ｖ８と電流Ｉｇは同相となり、電源か
ら平滑コンデンサＣ，に有効電力Ｐｇが供給される。故
に平滑コンデンサＣ，の電圧ｖｏが上昇し、ｖｏ＝ｖｏ
となるように制御される。電動機ＩＭの負荷が増加した
場合、ｖｏが減少するので、さらに大きな有効電力ｐｍ
が供給されることになる。
ら平滑コンデンサＣ，に有効電力Ｐｇが供給される。故
に平滑コンデンサＣ，の電圧ｖｏが上昇し、ｖｏ＝ｖｏ
となるように制御される。電動機ＩＭの負荷が増加した
場合、ｖｏが減少するので、さらに大きな有効電力ｐｍ
が供給されることになる。
電動機ＩＭの負荷を軽くした場合、さらには、目在ブレ
ーキをかけて、電力を平滑コンデンサに回生じた場合に
は、Ｖｏが上昇し、Ｖｏ ＜ Ｖｏとなる。すると、ε
１＝ｖｏ−ｖｏは負の値となり、Ｇ １（Ｓ）を介して
、電源電流の波高値指令１１１ｍは減少し、さらには負
の値となる。■。ｍが負の値になると、電流指令Ｉｓ
の位相は、電源電圧ｖｇに対し、逆位相になる。指令
Ｉ８ に応じて、電流工。が制御される°−結果、今
度は有効電力Ｐｓは負の値、すなわち、電源へ回生され
ることになり、その分、平滑コンデンサｃｏのエネルギ
ーが減少し、電圧ｖｏが減少する。最終的にやはり、ｖ
ｏ−ｖｏとなって落ち着く。
ーキをかけて、電力を平滑コンデンサに回生じた場合に
は、Ｖｏが上昇し、Ｖｏ ＜ Ｖｏとなる。すると、ε
１＝ｖｏ−ｖｏは負の値となり、Ｇ １（Ｓ）を介して
、電源電流の波高値指令１１１ｍは減少し、さらには負
の値となる。■。ｍが負の値になると、電流指令Ｉｓ
の位相は、電源電圧ｖｇに対し、逆位相になる。指令
Ｉ８ に応じて、電流工。が制御される°−結果、今
度は有効電力Ｐｓは負の値、すなわち、電源へ回生され
ることになり、その分、平滑コンデンサｃｏのエネルギ
ーが減少し、電圧ｖｏが減少する。最終的にやはり、ｖ
ｏ−ｖｏとなって落ち着く。
すなわち、何ら有効電力を検出する必要もなく、損失分
も含めた有効電力の授受を自動的に行うことができるの
である。
も含めた有効電力の授受を自動的に行うことができるの
である。
以上は単相電源について説明したが、三相電源等にも同
様に適用できる。
様に適用できる。
第７図は、第２図の第１の圏インバータＩＮＶ、１の制
御回路Ｃ０ＮＴ 、 Ｊの別の実施例を示すもので、受
電端の無効電力Ｑを任意の値に制御するものである。
御回路Ｃ０ＮＴ 、 Ｊの別の実施例を示すもので、受
電端の無効電力Ｑを任意の値に制御するものである。
図中、ＲＯＭは、電源電圧ＶＢと同位相の単位正弦波Ｐ
＝ｓｉｎωｇｔ及びＶＳより９０°位相の進んだｑ”’
Ｃｏｏωｓｔ を発生する移相器、ＭＬｐ、ＭＬｑは
乗算器、ＡＤは加算、Ｇ３ （Ｓ）は制御補償回路、Ｃ
４は比較器で、他の記号は第３図の記号で説明したもの
と同じである。
＝ｓｉｎωｇｔ及びＶＳより９０°位相の進んだｑ”’
Ｃｏｏωｓｔ を発生する移相器、ＭＬｐ、ＭＬｑは
乗算器、ＡＤは加算、Ｇ３ （Ｓ）は制御補償回路、Ｃ
４は比較器で、他の記号は第３図の記号で説明したもの
と同じである。
第３図と異なる点は、電源電流の指令値■ｔとして、有
効電流Ｉｐと無効電流ＩＱの両方を含むことである。有
効電流Ｉｐは第３図で説明したように、平滑コンデンサ
ｖｏＯ値が指令値Ｖｏ＊に等しくなるように与えられる
。受電端の無効電力Ｑは次のように制御される。
効電流Ｉｐと無効電流ＩＱの両方を含むことである。有
効電流Ｉｐは第３図で説明したように、平滑コンデンサ
ｖｏＯ値が指令値Ｖｏ＊に等しくなるように与えられる
。受電端の無効電力Ｑは次のように制御される。
受電端の無効電力Ｑを検出し、その指令値Ｑ＊と比較す
る。偏差ε４＝Ｑ Ｑを次の制御補償回路Ｇ ３（Ｓ
）に入力し、無効電流ＩＱの波高値指令Ｉｑｍを得る。
る。偏差ε４＝Ｑ Ｑを次の制御補償回路Ｇ ３（Ｓ
）に入力し、無効電流ＩＱの波高値指令Ｉｑｍを得る。
Ｇ３（Ｓ）は、通常積分要素が使われ、上記偏差ε４の
定常分を零にするように制御している。
定常分を零にするように制御している。
移相器ＰＯＭからは、電源電圧Ｙｓより９０°進んだ単
位正弦波ｑ＝Ｃｏｏωａｔが出力され、乗算器ＭＬＱに
よってＩＱ ＝ Ｉｑｍ−Ｃｏｏωｓｔを作っている。
位正弦波ｑ＝Ｃｏｏωａｔが出力され、乗算器ＭＬＱに
よってＩＱ ＝ Ｉｑｍ−Ｃｏｏωｓｔを作っている。
加算器ＡＤによって有効電流指令１ ｐ ”＝ Ｉ ｐ
ｍＳｌｎωｓｔと無効電流指令’Ｑ−ＩＱｍ ｃｏｏω
ｓｔが加えられ、電源電流指令値Ｉ８ となる。
ｍＳｌｎωｓｔと無効電流指令’Ｑ−ＩＱｍ ｃｏｏω
ｓｔが加えられ、電源電流指令値Ｉ８ となる。
無効電力指令値Ｑ をＯに設定すれば、第３図で示した
制御と同じく、力率＝１の運転がなされる。
制御と同じく、力率＝１の運転がなされる。
同じ電源に遅れ無効電力をとる負荷が接続された場合に
は遅れ無効電力を打ち消すような無効電力指令値Ｑを与
えれば、第１のＰＷＭインバータＩＮＶ、１には有効電
力Ｐｓの他にＱ＝Ｑ の進み無効電力をとるように制御
され、他の負荷も含めた力率を常に１にすることができ
る。
は遅れ無効電力を打ち消すような無効電力指令値Ｑを与
えれば、第１のＰＷＭインバータＩＮＶ、１には有効電
力Ｐｓの他にＱ＝Ｑ の進み無効電力をとるように制御
され、他の負荷も含めた力率を常に１にすることができ
る。
第８図は本発甲の電力変換装置の別の実施例を示すもの
である。血流電圧源の負荷装置として、直流チョッ・ぞ
装置と直流電動機を接続した場合を示す。図中、Ｃｌｌ
０はトランジスタチョッ１？装置、Ｄ１＋Ｄ２はダイオ
ード、ＳＷは回生ブレーキ用スイッチ、ＤＣＬは直流リ
アクトル、ＤＣＭは直流電動機本体、ＴＧは速度発電機
、Ｃ０ＮＴ３はチョッパ装置の制御回路を示す。平滑コ
ンデンサＣｏよシ左側に示す回路は、第２図で示したも
のと同じ構成となっている・電源側の制御は前述したと
同じなので省略し、次に直流電動機ＤＣＭの速度制御九
ついて簡単に説明する。
である。血流電圧源の負荷装置として、直流チョッ・ぞ
装置と直流電動機を接続した場合を示す。図中、Ｃｌｌ
０はトランジスタチョッ１？装置、Ｄ１＋Ｄ２はダイオ
ード、ＳＷは回生ブレーキ用スイッチ、ＤＣＬは直流リ
アクトル、ＤＣＭは直流電動機本体、ＴＧは速度発電機
、Ｃ０ＮＴ３はチョッパ装置の制御回路を示す。平滑コ
ンデンサＣｏよシ左側に示す回路は、第２図で示したも
のと同じ構成となっている・電源側の制御は前述したと
同じなので省略し、次に直流電動機ＤＣＭの速度制御九
ついて簡単に説明する。
１直流電動機１）ＣＭをカ行運転する場合、スイッチＳ
Ｗを閉じて、界磁電流Ｉｆを矢印の方向に流す。速度発
電機ＴＧによって直流電動機ＤＣＭの回転速度Ｎを検出
し、速度設定値Ｎ＊と比較する。
Ｗを閉じて、界磁電流Ｉｆを矢印の方向に流す。速度発
電機ＴＧによって直流電動機ＤＣＭの回転速度Ｎを検出
し、速度設定値Ｎ＊と比較する。
Ｎ”＞Ｈの場合トランジスタチョッ・＃ ＣＨＯのオン
期間を増加させ、電機子電流Ｉａを増加して直流電動機
ＤＣＭの発生トルクを増大させる。逆にＮ＊（Ｎの場合
、チョッパＣＨＯのオフ期間を増加させ、電機子電流Ｉ
ａを減少させて、発生トルクを減少させる。最終的には
Ｎ”＝Ｎとなって落ち着く。
期間を増加させ、電機子電流Ｉａを増加して直流電動機
ＤＣＭの発生トルクを増大させる。逆にＮ＊（Ｎの場合
、チョッパＣＨＯのオフ期間を増加させ、電機子電流Ｉ
ａを減少させて、発生トルクを減少させる。最終的には
Ｎ”＝Ｎとなって落ち着く。
トランジスタチョッパＣＨＯの動作は公知であるが、簡
単に説明すると、次のようになる。
単に説明すると、次のようになる。
トランジスタチョッＡ ＣＨＯがオンの時、平滑コンデ
ンサＣ８→チヨツパＣＨＯ−＋ ＤＣＬ −＋ ＤＣＭ
→スイッチＳＷの経路で、電流Ｉａを増加させる。
ンサＣ８→チヨツパＣＨＯ−＋ ＤＣＬ −＋ ＤＣＭ
→スイッチＳＷの経路で、電流Ｉａを増加させる。
ＣＨＯがオフされると、電流Ｉａは、ｌ）ＣＭ−＋Ｓ
Ｗ−＋Ｄ、→ｌ）ＣＬの経路で流れ、徐々に減衰する。
Ｗ−＋Ｄ、→ｌ）ＣＬの経路で流れ、徐々に減衰する。
従って、オン期間とオフ期間の割合を調整することによ
り、電流Ｉａの大きさを制御することができる。
り、電流Ｉａの大きさを制御することができる。
直流電動機ＤＣＭに回生ブレーキをかけて、急速に減速
させる場合、次のようになる。
させる場合、次のようになる。
寸ず、スイッチＳＷを開放する。次に界磁電流Ｉｆを逆
転（図の矢印と反対方向）させる。すると直流Ｔｆｆ、
動機ＤＣＭの速度起電力は反転し、チョッパＣＨＯをオ
ンすると、ＤＣＭ −＋ Ｄ２→ＣＨＯ→ＤＣＬの経路
で短絡電流Ｉａが流れ、直流リアクトルＤＣＬ Ｋエネ
ルギーが蓄えられる。次にチョッパＣＨＯをオフすると
、１）ＣＬのエネルギーはＤＣＭ→Ｄ２→Ｃ６−＋ ］
）１−＋ ＤＣＬの経路で平滑コンデンサｃｏに移され
る。平滑コンデンサｃｏの市川が上昇すると、前述の説
明の通り、有効電力となって交流電源に回生される。
転（図の矢印と反対方向）させる。すると直流Ｔｆｆ、
動機ＤＣＭの速度起電力は反転し、チョッパＣＨＯをオ
ンすると、ＤＣＭ −＋ Ｄ２→ＣＨＯ→ＤＣＬの経路
で短絡電流Ｉａが流れ、直流リアクトルＤＣＬ Ｋエネ
ルギーが蓄えられる。次にチョッパＣＨＯをオフすると
、１）ＣＬのエネルギーはＤＣＭ→Ｄ２→Ｃ６−＋ ］
）１−＋ ＤＣＬの経路で平滑コンデンサｃｏに移され
る。平滑コンデンサｃｏの市川が上昇すると、前述の説
明の通り、有効電力となって交流電源に回生される。
回生ブレーキの強さは、電機子電流Ｉａの大きさに比例
するので、このときもトランジスタチョッパＣ１（Ｏの
オン、オフ期間を調整することによりＩａ ｆ：制御し
てトルク制御を行うことができる。
するので、このときもトランジスタチョッパＣ１（Ｏの
オン、オフ期間を調整することによりＩａ ｆ：制御し
てトルク制御を行うことができる。
このように負荷装置をチョッパ装置十直流電動機として
も、直流電圧源たる平滑コンデンサｃｏの電圧■。が一
定になるように交流電源から供給される有効電流Ｉｐを
制御することができ、同時に無効電力も任意の値だけと
るように制御することができる。
も、直流電圧源たる平滑コンデンサｃｏの電圧■。が一
定になるように交流電源から供給される有効電流Ｉｐを
制御することができ、同時に無効電力も任意の値だけと
るように制御することができる。
以上説明したように、本発明の電力変換装置は、次のよ
うな効果を有するものである。
うな効果を有するものである。
（１） 平滑コンデンサの電圧ｖｏが一定になるよう
に電源から供給される有効電流を制御することにより、
損失分も含めて、負荷が要求する有効電力を供給するこ
とができ、しかも複雑な有効電力検出回路等を省略でき
、安価な装置を提供できる〇 （２）有効電力の制御と同時に、受電端の無効電力も任
意の値に制御できる。特に、力率＝１の運転も可能とな
る。
に電源から供給される有効電流を制御することにより、
損失分も含めて、負荷が要求する有効電力を供給するこ
とができ、しかも複雑な有効電力検出回路等を省略でき
、安価な装置を提供できる〇 （２）有効電力の制御と同時に、受電端の無効電力も任
意の値に制御できる。特に、力率＝１の運転も可能とな
る。
（３）入力電流（電源からの供給電流）は正弦波状に制
御されるため、高調波成分を低減させることができる。
御されるため、高調波成分を低減させることができる。
（４）才だ、従来必要とされたアクティブフィルター装
置を受電端に設ける必要がなくなシ、装置全体の小形軽
量化が図れるとともに、経済的なシステムを提供できる
。
置を受電端に設ける必要がなくなシ、装置全体の小形軽
量化が図れるとともに、経済的なシステムを提供できる
。
第１図は従来の電力変換装置の構成図、第２図は、本発
明の電力変換装置の一実施例を示す構成図、第３図は、
第２図の装置の第１の階インバータの制御回路の実施例
を示すブロック図、第４図は、第２図の装置の第２の２
ｗＭインバータの制御回路の実施ｆすを示すブロック図
、第５図（、） 、 （ｂ）は、第２図の装置の電源側
の電圧。 電流ベクトル図、第６図（ａ）〜（ｃ）は、第５図（ａ
）のベクトル図に対応する電圧電流波形図、第７図は、
第２図の装置の第１のＰＷＭインバータの制御回路の別
の実施例を示すブロック図、第８図は、本発明装置の別
の実施例を示す構成図である。 ＴＲ・・・電源トランス、Ｌｓ・・・交流リアクトル、
Ｉ Ｎ’Ｖ １・・・第１のＰＶｖＭインバータ、ｃｏ
・・・平（けコンデンサ、ＩＮＶ２・・・第２のＰＷＮ
インバータ、工Ｍ・・・誘導機、ＰＧ・・・回転／４’
ルス発生器、Ｃ０ＮＴｌ・・・ＩＮＶ７ （７）制御回
路、Ｃ０ＮＴ、２ ＝−ＩＮＶ、？ （７）制御回路、
ＣＨＯ・・・トランジスタチョッパぐ、ＳＷ・・・回生
用スイッチ、ｌ）１ １Ｄ２・・・ダイオード、ＤＣＬ
・・・１直流リアクトル、１）ＣＭ・・・直流電動機、
′ｒＧ・・・速度発電機。 第５図 （ａ） （ｂ） 第 ６図
明の電力変換装置の一実施例を示す構成図、第３図は、
第２図の装置の第１の階インバータの制御回路の実施例
を示すブロック図、第４図は、第２図の装置の第２の２
ｗＭインバータの制御回路の実施ｆすを示すブロック図
、第５図（、） 、 （ｂ）は、第２図の装置の電源側
の電圧。 電流ベクトル図、第６図（ａ）〜（ｃ）は、第５図（ａ
）のベクトル図に対応する電圧電流波形図、第７図は、
第２図の装置の第１のＰＷＭインバータの制御回路の別
の実施例を示すブロック図、第８図は、本発明装置の別
の実施例を示す構成図である。 ＴＲ・・・電源トランス、Ｌｓ・・・交流リアクトル、
Ｉ Ｎ’Ｖ １・・・第１のＰＶｖＭインバータ、ｃｏ
・・・平（けコンデンサ、ＩＮＶ２・・・第２のＰＷＮ
インバータ、工Ｍ・・・誘導機、ＰＧ・・・回転／４’
ルス発生器、Ｃ０ＮＴｌ・・・ＩＮＶ７ （７）制御回
路、Ｃ０ＮＴ、２ ＝−ＩＮＶ、？ （７）制御回路、
ＣＨＯ・・・トランジスタチョッパぐ、ＳＷ・・・回生
用スイッチ、ｌ）１ １Ｄ２・・・ダイオード、ＤＣＬ
・・・１直流リアクトル、１）ＣＭ・・・直流電動機、
′ｒＧ・・・速度発電機。 第５図 （ａ） （ｂ） 第 ６図
Claims (3)
- （１）交流電源と、該交流電源に交流リアクトルを介し
て接続された・やルス幅変調制御インパークと、このパ
ルス幅変調制御インバータの直流側に接続された平滑コ
ンデンサと、この平滑コンデンサを電圧源とする負荷装
置とからなる電力変換装置において、上記平滑コンデン
サの直流電圧がほぼ一定になるように、前記交流電源か
ら供給する電流を前記パルス幅変調制御インバータによ
って制御することを特徴とする電力変換装置。 - （２） 前記交流電源から供給ｒ／：ｌ電流は有効電
流としたことを特徴とする前記ｌ特許請求の範囲第１項
記載の電力変換装置。 - （３）前記交流電源から供給する電流は有効電流と無効
電流の合成電流としたことを特徴とする特許 置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17188682A JPS5961475A (ja) | 1982-09-30 | 1982-09-30 | 電力変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17188682A JPS5961475A (ja) | 1982-09-30 | 1982-09-30 | 電力変換装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5961475A true JPS5961475A (ja) | 1984-04-07 |
| JPH0564551B2 JPH0564551B2 (ja) | 1993-09-14 |
Family
ID=15931614
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP17188682A Granted JPS5961475A (ja) | 1982-09-30 | 1982-09-30 | 電力変換装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5961475A (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE3536380A1 (de) * | 1984-10-12 | 1986-04-24 | Toshiba Kawasaki Kk | Umrichter und verfahren fuer einen umrichter |
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| JPH0564551B2 (ja) | 1993-09-14 |
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