JP2007006601A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 スイッチング周波数を高くすることなく入力電流歪みを小さくし、電力回生可能で、変換器の電圧利用率が高く、スイッチング素子の最大遮断電流が小さく、高効率、高力率で経済的な交流／直流電力変換が行える電力変換装置を提供する。
【解決手段】 本発明の負荷装置Loadに直流電力を供給する電力変換装置は、交流電源SUPと、交流電源に変圧器TRを介して交流側端子が接続された電力変換器CNVと、電力変換器の直流側端子に接続された直流平滑コンデンサCdと、交流電源の周波数に同期した一定のパルスパターンで動作させ、交流電源の電圧に対する電力変換器の交流側端子電圧の位相角を調整することによって直流平滑コンデンサに印加される直流電圧を制御する制御回路PHCとを備えている。
【選択図】 図１

Description

本発明は、電力変換装置に関する。

電気鉄道直流き電システム等では、３相ブリッジ結線された電力用ダイオード整流器により３相交流電力を直流電力に変換する方式が多く採用されている。この方式は過負荷耐量に優れ、変換器コストが安くできる利点を有する。しかし、電車が回生ブレーキをかけたときにその電力を交流電源側に回生できず、しばしば回生失効を起こすという問題点があった。また、負荷電流依存性があり、直流き電電圧が負荷によって大きく変動する欠点があった。

図３５は、従来の電力回生可能なＰＷＭコンバータ（パルス幅変調制御コンバータ）の構成を示すものである。図中、Ｒ、Ｓ、Ｔは３相交流電源ＳＵＰの端子、Ｌｓは交流リアクトル、ＣＮＶはＰＷＭコンバータ、Ｃｄは直流平滑コンデンサ、ＩＮＶは３相出力のＶＶＶＦ（可変電圧可変周波数）インバータ、Ｍは交流電動機をそれぞれ示す。また、制御回路として、比較器Ｃ１、Ｃ２、電圧制御補償器Ｇｖ（Ｓ）、乗算器ＭＬ、電流制御補償器Ｇｉ（Ｓ）及びパルス幅変調制御回路ＰＷＭＣが備えられている。破線で囲まれた部分は３相分用意されており、Ｒ相のみを詳しく示しているが、Ｓ相及びＴ相も同様に構成されている。

ＰＷＭコンバータＣＮＶは、直流平滑コンデンサＣｄに印加される電圧Ｖｄがその指令値Ｖｄ＊に一致するように入力電流Ｉｒ、Ｉｓ、Ｉｔを制御する。そのために制御回路において、次の制御を実行する。電圧指令値Ｖｄ＊と電圧検出値Ｖｄの偏差を制御補償器Ｇｖ（Ｓ）で増幅し、入力電流の振幅指令値Ｉｓｍとする。乗算機ＭＬでＲ相の電圧に同期した単位正弦波ｓｉｎωｔと前記入力電流の振幅指令値Ｉｓｍとを掛け算し、それをＲ相の電流指令値Ｉｒ＊とする。そしてＲ相電流指令値Ｉｒ＊とＲ相電流検出値Ｉｒとを比較し、その偏差を電流制御補償器Ｇｉ（Ｓ）で、反転増幅する。ここには通常比例増幅が使われ、Ｇｉ（Ｓ）＝−Ｋｉとなる。Ｋｉは比例定数である。Ｇｉ（Ｓ）の出力である電圧指令値ｅｒ＊＝−Ｋｉ×（Ｉｒ＊−Ｉｒ）をＰＷＭ制御回路ＰＷＭＣに入力し、コンバータのＲ相の自己消弧素子Ｓ１とＳ４のゲート信号ｇ１、ｇ４を作る。ＰＷＭ制御回路ＰＷＭＣは、前記電圧指令値ｅｒ＊とキャリア信号Ｘ（例えば、１ｋＨｚの三角波）を比較し、ｅｒ＊＞Ｘのときは、素子Ｓ１をオンさせ（Ｓ４はオフ）、ｅｒ＊＜Ｘのときは、素子Ｓ４をオン（Ｓ１はオフ）させる。この結果、コンバータのＲ相電圧Ｖｒは前記電圧指令値ｅｒ＊に比例した電圧を発生する。

Ｉｒ＊＞Ｉｒの場合、電圧指令値ｅｒ＊は負の値となり、Ｉｒを増加させる。逆に、Ｉｒ＊＜Ｉｒの場合、電圧指令値ｅｒ＊は正の値となり、Ｉｒを減少させる。故に、Ｉｒ＊＝Ｉｒとなるように制御される。Ｓ相、Ｔ相の電流も同様に制御される。

また、直流平滑コンデンサに印加される電圧Ｖｄは、次のように制御される。Ｖｄ＊＞Ｖｄとなった場合、前記入力電流の振幅指令値Ｉｓｍが増加する。各相の電流指令値は電源電圧と同相となり、前記Ｉｓｍに比例した有効電力Ｐｓが前記交流電源ＳＵＰから直流平滑コンデンサＣｄに供給されることになる。この結果、Ｖｄが上昇し、Ｖｄ＊＝Ｖｄとなるように制御される。逆に、Ｖｄ＊＜Ｖｄとなった場合、前記入力電流の振幅指令値Ｉｓｍは負の値となり、交流電源側に電力Ｐｓを回生する。故に、直流平滑コンデンサＣｄの蓄積エネルギーが減少し、Ｖｄが減って、やはり、Ｖｄ＊＝Ｖｄとなるように制御される。

ＶＶＶＦインバータＩＮＶ及び交流電動機Ｍは、直流平滑コンデンサＣｄを電圧源とする負荷で、力行運転時はコンデンサＣｄのエネルギーを消費し、Ｖｄを減少させる方向に働く。また、回生運転時はその回生エネルギーを平滑コンデンサＣｄに戻すため、Ｖｄを上昇させる方向に働く。前述のようにＰＭＷコンバータＣＮＶによって直流電圧Ｖｄが一定になるように制御するため、自動的に、力行運転では交流電源から見合った有効電力を供給し、回生運転時は回生エネルギーに見合った有効電力を交流電源側に回生することになる。

このように、従来のＰＷＭコンバータによれば、直流電圧を安定化することができ、電力回生が可能となり、電気鉄道の直流き電システムでの回生失効の問題も解決される。しかし、ＰＷＭコンバータは、高周波でスイッチングを行うためスイッチング損失が大きくなる欠点がある。また、スイッチング素子は、遮断電流として交流入力電流の最大値を切る能力が必要となる。従って、短時間の過負荷（例えば、定格電流の３００％）でもその遮断電流に耐えるように設計しなければならず、電力変換器として大きなものが必要となり、不経済なシステムとなってしまう問題点がある。

以上のように、従来、電力回生が可能な電力変換器として、パルス幅変調制御によるＰＷＭコンバータ（自励式変換器）があるが、入力電流リプルを小さくするにはスイッチング周波数（ＰＷＭ制御のキャリア周波数）を高くする必要があり、変換器損失が大きくなる問題点があり、また変換器の電圧利用率（交流出力電圧／直流電圧）が低いため、変換器トランスの２次電圧が上げられず、その分変換器の電流容量を上げなければならない問題点があった。
特公平５−７９５０号公報

本発明は、上述のような従来技術の問題点に鑑みてなされたものであり、スイッチング周波数を高くすることなく、高効率、高力率で経済的な交流／直流電力変換が行える電力変換装置を提供することを目的とする。

本願の第１の発明は、負荷装置に直流電力を供給する電力変換装置において、交流電源と、前記交流電源に変圧器を介して交流側端子が接続された電力変換器と、前記電力変換器の直流側端子に接続された直流平滑コンデンサと、前記交流電源の周波数に同期した一定のパルスパターンで動作させ、前記交流電源の電圧に対する前記電力変換器の交流側端子電圧の位相角を調整することにより前記直流平滑コンデンサに印加される直流電圧を制御する制御回路とを備えたことを特徴とする。

本願の第２の発明は、負荷装置に直流電力を供給する電力変換装置において、交流電源と、前記交流電源に変圧器を介して交流側端子が接続された複数台の電力変換器と、前記複数台の電力変換器の直流側共通端子に接続された直流平滑コンデンサと、前記交流電源の周波数に同期した一定のパルスパターンで動作させ、前記交流電源の電圧に対する各電力変換器の交流側端子電圧の位相角を調整することにより前記直流平滑コンデンサに印加される直流電圧を制御するように前記複数台の電力変換器を制御する制御回路とを備えたことを特徴とする。

本願の第３の発明は、負荷装置に直流電力を供給する電力変換装置において、交流電源と、前記交流電源に変圧器を介して交流側端子が接続された複数台の電力変換器と、前記複数台の電力変換器の直流側端子にそれぞれ並列に接続された複数個の直流平滑コンデンサと、前記交流電源の周波数に同期した一定のパルスパターンで動作させ、前記交流電源の電圧に対する各電力変換器の交流側端子電圧の位相角を調整することにより前記複数個の直流平滑コンデンサに印加される直流電圧を制御し、かつ前記複数台の電力変換器の各直流出力電流が平衡するように、前記各電力変換器の制御位相角を補正するように前記複数台の電力変換器を制御する制御回路とを備えたことを特徴とする。

本願の第４の発明は、負荷装置に直流電力を供給する電力変換装置において、交流電源と、前記交流電源に変圧器を介して交流側端子が接続された複数台の電力変換器と、前記複数台の電力変換器の直流側端子にそれぞれ並列に接続され、かつ、複数個の直流リアクトルそれぞれを介して前記負荷装置に接続される直流平滑コンデンサと、前記交流電源の周波数に同期する一定のパルスパターンで動作させ、前記交流電源の電圧に対する各電力変換器の交流側端子電圧の位相角を調整することにより前記複数個の直流平滑コンデンサに印加される各直流電圧を制御するように前記複数台の電力変換器を制御する制御回路とを備えたことを特徴とする。

本願の第５の発明は、負荷装置に直流電力を供給する電力変換装置において、３相交流電源と、前記３相交流電源に対し、１次巻線が各相毎に直列接続され、２次巻線の出力電圧が適宜の位相差を持つように構成された複数台の３相変圧器と、前記複数台の３相変圧器の各々の２次巻線に交流側端子が接続された複数台の３相ブリッジ結線の電力変換器と、前記複数台の電力変換器の直流側共通端子に接続された直流平滑コンデンサと、前記交流電源の電圧に同期する一定のパルスパターンで動作させ、前記交流電源の電圧に対する交流側端子電圧の位相角を調整することにより前記直流平滑コンデンサに印加される直流電圧を制御するように前記複数台の電力変換器を制御する制御回路とを備えたことを特徴とする。

本願の第６の発明は、負荷装置に直流電力を供給する電力変換装置において、交流電源と、前記交流電源に変圧器を介して交流側端子が接続された複数台の電力変換器と、前記複数台の電力変換器の直流側端子それぞれに並列接続され、かつ互いに直列接続され、その直列接続された両端に負荷装置を接続する複数個の直流平滑コンデンサと、前記交流電源の周波数に同期する一定のパルスパターンで動作させ、前記交流電源の電圧に対する交流側端子電圧の位相角を調整することにより前記複数個の直流平滑コンデンサに印加される各直流電圧を制御するように前記複数台の電力変換器を制御する制御回路とを備えたことを特徴とする。

本願の第７の発明は、並列運転される固定パルス位相制御の複数台の電力変換器を具備し、その運転台数を切り替えられるように構成された交流／直流変換用の電力変換装置において、前記複数台の電力変換器は、各変換器の直流電圧を制御する直流電圧制御手段と電圧指令補正手段とを有し、前記電圧指令補正手段は、前記複数台の電力変換器の運転情報と合計入力電流実効値とを使って、前記各変換器がそれぞれの定格容量に概ね比例して負荷を分担するように各直流電圧制御手段に与える電圧指令値を補正することを特徴とする。

本発明によれば、スイッチング周波数を高くすることなく、高効率、高力率で経済的な交流／直流電力変換装置を提供することができる。

以下、本発明の実施の形態を図に基づいて詳説する。

（第１の実施の形態）図１は本発明の第１の実施の形態の電力変換装置の構成図である。図１において、ＳＵＰは３相交流電源、Ｒ、Ｓ、Ｔはその受電端子、ＴＲは変圧器、ＣＮＶは電圧形自励式電力変換器で、Ｓ１〜Ｓ６は自己消弧素子、Ｄ１〜Ｄ６は高速ダイオード、Ｃｄは直流平滑コンデンサ、Ｌｏａｄは負荷装置を示している。

一方、制御回路として、比較器Ｃ１、電圧制御補償回路Ｇｖ（Ｓ）、加算器ＡＤ３、フィードフォワード補償器ＦＦ、電源同期位相検出回路ＰＬＬ、位相制御回路ＰＨＣを備えている。尚、図３５と同一の要素には同一の符号を用いて表している。

この制御回路では、直流平滑コンデンサＣｄに印加される電圧Ｖｄを検出し、比較器Ｃ１により電圧指令値Ｖｄ＊と比較する。その偏差εｖ＝Ｖｄ＊−Ｖｄを電圧制御補償回路Ｇｖ（Ｓ）により積分又は比例増幅し、加算器ＡＤ３を介し、位相角指令値φ＊として位相制御回路ＰＨＣに入力する。

電源同期位相検出回路ＰＬＬは３相交流電源電圧Ｖｒ、Ｖｓ、Ｖｔに同期した位相信号θｒ、θｓ、θｔを作り、位相制御回路ＰＨＣに入力する。位相制御回路ＰＨＣは、位相角指令値φ＊と位相信号θｒ、θｓ、θｔを用いて自励式電力変換器ＣＮＶの自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ６のゲート信号ｇ１〜ｇ６を発生する。

電圧形自励式電力変換器ＣＮＶは、電源電圧に同期した一定のパルスパターン（１パルス、３パルス、５パルス等）で電源電圧に対する位相角φを制御することにより、直流電圧Ｖｄを直接制御する。本実施の形態の装置では、入力電流制御のマイナーループを持たず、直流平滑コンデンサＣｄに印加される電圧Ｖｄを直接制御するため、制御の簡略化を図ることができる。

図２は本発明の第１の実施の形態の電力変換装置の制御動作を説明するための交流側等価回路図である。図２において、Ｖｓは電源電圧、Ｖｃは自励式電力変換器ＣＮＶの交流出力電圧、Ｉｓは入力電流、Ｌｓは交流リアクトル（又は変圧器のもれインダクタンス）である。

また、図３は図２の電圧・電流ベクトルを示す図である。ｊωＬｓ・Ｉｓは交流リアクトルＬｓによる電圧降下分（ただし、リアクトルＬｓの抵抗分は十分小さいものとして無視した）を表わす。ベクトル的に、Ｖｓ＝Ｖｃ＋ｊωＬｓ・Ｉｓの関係がある。

電源電圧Ｖｓの波高値と自励式電力変換器ＣＮＶの交流出力電圧Ｖｃの基本波波高値は大略一致するように合わせる。直流電圧Ｖｄは負荷側からの要求で決まる場合が多く、パルスパターンを決めると、交流出力電圧Ｖｃの基本波波高値は決まってしまう。そこで、電源側に変圧器ＴＲを設置し、その２次電圧をＶｓとして波高値を合わせる。

電源電圧Ｖｓに対する自励式電力変換器ＣＮＶの交流出力電圧Ｖｃの位相角φを変えることにより入力電流Ｉｓを調整できる。すなわち、位相角φ＝０とすると、交流リアクトルＬｓに印加される電圧ｊωＬｓ・Ｉｓはゼロとなり、入力電流Ｉｓもゼロとなる。位相角（遅れ）φを増やしていくと、ｊωＬｓ・Ｉｓの電圧が増加し、入力電流Ｉｓもその値に比例して増加する。入力電流ベクトルＩｓは、電圧ｊωＬｓ・Ｉｓに対し電気角９０°遅れており、電源電圧Ｖｓに対しては、φ／２だけ遅れたベクトルとなる。従って、電源側から見た入力力率は、ｃｏｓ（φ／２）となる。

一方、自励式電力変換器ＣＮＶの交流出力電圧をＶｃ’のように位相角φを進み方向に増やしていくと、交流リアクトルＬｓに印加される電圧ｊωＬｓ・Ｉｓも負となり、入力電流はＩｓ’のように、電源電圧Ｖｓに対し（π−φ／２）の位相角となる。すなわち、電力Ｐｓ＝Ｖｓ・Ｉｓは負となり、電力を電源に回生することができる。電源電圧Ｖｓを基準にして、交流出力電圧Ｖｃを図の破線に沿ってＶｃ’の方向に回していくと、入力電流ベクトルＩｓは破線に沿ってＩｓ’の方向に変化する。

図１において、直流平滑コンデンサＣｄに印加される電圧Ｖｄは次のように制御される。Ｖｄ＊＞Ｖｄとなった場合、電圧制御補償回路Ｇｖ（Ｓ）の出力である位相角指令値φ＊が増加し、有効電力Ｐｓが交流電源ＳＵＰから直流平滑コンデンサＣｄに供給される。その結果、直流電圧Ｖｄが増加し、Ｖｄ＊＝Ｖｄとなるように制御される。逆に、Ｖｄ＊＜Ｖｄとなった場合、電圧制御補償回路Ｇｖ（Ｓ）の出力である位相角指令値φ＊が減少し又は負の値となり、有効電力Ｐｓが直流平滑コンデンサＣｄから交流電源ＳＵＰ側に回生される。その結果、直流電圧Ｖｄが減少し、やはりＶｄ＊＝Ｖｄとなるように制御される。

図４は、図１の電力変換装置における位相制御回路ＰＨＣの動作を示す図である。図４において、ＡＤｒ、ＡＤｓ、ＡＤｔは加減算器、ＰＴＮ１〜ＰＴＮ３はパルスパターン発生器を示す。加減算器ＡＤｒ、ＡＤｓ、ＡＤｔは、位相信号θｒ、θｓ、θｔから位相角指令値φ＊を引き算し、新たな位相信号θｃｒ、θｃｓ、θｃｔを作る。当該新たな位相信号θｃｒ、θｃｓ、θｃｔは、０〜２πの周期関数で、電源周波数に同期して変化する。パルスパターン発生器ＰＴＮ１〜ＰＴＮ３は、新たな位相信号θｃｒ、θｃｓ、θｃｔに対して、一定のパルスパターンとなるようにゲート信号ｇ１〜ｇ６を発生する。

パルスパターン発生器ＰＴＮ１は、位相信号θｃｒに対するＲ相素子Ｓ１、Ｓ４のパルスパターンをテーブル関数として記憶したもので、図５に１パルス動作時の波形を示す。図５において、ＶｒはＲ相電源電圧、θｒは電源電圧Ｖｒに同期した位相信号で、０〜２πの間で変化する周期関数となる。新たな位相信号θｃｒ＝θｒ−φ＊は、０〜２πの間で変化する周期関数で、θｒの信号に対しφ＊だけ遅れた信号で与えられる。すなわち、入力θｃｒに対し、次のようなゲート信号ｇ１（又はｇ４）を出力する。

０≦θｃｒ＜πの範囲で、ｇ１＝１、ｇ４＝０（Ｓ１：オン、Ｓ４：オフ）、
π≦θｃｒ＜２πの範囲で、ｇ１＝０、ｇ４＝１（Ｓ１：オフ、Ｓ４：オン）。

自励式電力変換器ＣＮＶの交流側出力電圧（Ｒ相）Ｖｃｒは、
Ｓ１：オン（Ｓ４：オフ）のとき、Ｖｃｒ＝＋Ｖｄ／２、
Ｓ１：オフ（Ｓ４：オン）のとき、Ｖｃｒ＝−Ｖｄ／２、
となる。直流電圧Ｖｄが一定ならば、交流出力電圧Ｖｃｒの振幅値は一定となる。Ｖｃｒの基本波Ｖｃｒ＊の位相は、電源電圧Ｖｒに対し位相角φだけ遅れている。Ｓ相、Ｔ相も同様に与えられる。

図６は、図５のパルスパターンで自励式電力変換器ＣＮＶを動作させた場合の力行運転時のＲ相各部動作波形を示す。尚、説明の便宜上、入力電流Ｉｒは正弦波としてリプル分を省略して描いている。自励式電力変換器ＣＮＶの交流出力電圧Ｖｃｒの基本波は電源電圧Ｖｒに対し、位相角φだけ遅れている。また、入力電流Ｉｒは電源電圧Ｖｒに対し、位相角（φ／２）だけ遅れて流れる。このとき、ＩＳ１、ＩＳ４はＲ相の自己消弧素子Ｓ１とＳ４の電流を、ＩＤ１、ＩＤ４は高速ダイオードＤ１とＤ４の電流をそれぞれ表わしている。以下に、そのときの動作を図１を用いて説明する。

入力電流Ｉｒが負から正に変わるまでは高速ダイオードＤ４を介して電流が流れている。この状態から電流Ｉｒの向きが変わると素子Ｓ４がオン状態にあるので、入力電流Ｉｒは自己消弧素子Ｓ４を介して流れるようになる。次に、素子Ｓ４をオフすると、電流Ｉｒは高速ダイオードＤ１を介して流れる。入力電流Ｉｒが再び反転するまでその電流は高速ダイオードＤ１に流れる。入力電流Ｉｒが反転した後は、素子Ｓ１と高速ダイオードＤ４の間で、上記と同様の動作が行われる。

自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ６が遮断する最大電流Ｉｍａｘは、入力電流の波高値をＩｓｍとした場合、Ｉｍａｘ＝Ｉｓｍ×ｓｉｎ（φ／２）となる。例えば、φ＝２０°の場合、Ｉｍａｘ＝０．１７４×Ｉｓｍとなる。すなわち、自己消弧素子の遮断電流が小さいものを用意すればよく、コストの安い電力変換装置を提供できる。

図７は、回生運転時のＲ相各部の動作波形を示すもので、ＩＳ１、ＩＳ４はＲ相の自己消弧素子Ｓ１とＳ４の電流を、ＩＤ１、ＩＤ４は高速ダイオードＤ１とＤ４の電流をそれぞれ表わしている。電力変換器ＣＮＶの交流出力電圧Ｖｃｒの基本波は電源電圧Ｖｒに対し、位相角φだけ進んでいる。また、入力電流Ｉｒは電源電圧の反転値−Ｖｒに対し、位相角（φ／２）だけ進んで流れる。

入力電流Ｉｒが負で、自己消弧素子Ｓ１がオン（Ｓ４はオフ）のときは、入力電流Ｉｒは素子Ｓ１を介して流れる。素子Ｓ１をオフ（Ｓ４をオン）すると、電流Ｉｒは高速ダイオードＤ４を介して流れる。入力電流Ｉｒが反転すると、自己消弧素子Ｓ４に電流が流れ、上記と同様に素子Ｓ４をオフすることにより、高速ダイオードＤ１に電流が移る。

回生運転時、自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ６が遮断する最大電流Ｉｍａｘは、入力電流の波高値をＩｓｍとした場合、Ｉｍａｘ＝Ｉｓｍ×ｓｉｎ（φ／２）となる。例えば、φ＝２０°の場合、Ｉｍａｘ＝０．１７４×Ｉｓｍとなる。

以上のように、回生運転時の入力電流Ｉｒの大部分は自己消弧素子に流れるが、当該素子Ｓ１〜Ｓ６の遮断電流は小さくてすみ、コストの安い電力変換装置を提供できる。

自励式変換器ＣＮＶを固定パルスで運転することにより、スイッチング回数が最小になり、変換器効率はさらに向上する。また、交流側出力電圧Ｖｃの基本波成分が大きくなり、自励式変換器の電圧利用率が向上する。また、変換器力率がほぼ１で運転されるため、入力電流Ｉｓのゼロ点付近でスイッチングを行うことになり、力行運転時も回生運転時も自己消弧素子の遮断電流は極めて小さくなる。この結果、高効率で低コストな電力変換装置を提供できる。また、大電流を遮断しないということは、ソフトスイッチングに近くなり、ＥＭＩノイズが小さくなり、環境にもやさしい電力変換装置を提供できる。

図８は、パルスパターン発生器ＰＴＮ１として、３パルス出力を行ったときの動作波形を示すもので、Ｒ相について描いている。図中、ＶｒはＲ相電源電圧、θｒは電源電圧Ｖｒに同期した位相信号で、０〜２πの間で変化する周期関数となる。新たな位相信号θｃｒ＝θｒ−φ＊は、０〜２πの間で変化する周期関数で、θｒの信号に対しφ＊だけ遅れた信号で与えられる。また、位相信号θｃｒに対するＲ相素子Ｓ１、Ｓ４のパルスパターンは次のようになる。

０≦θｃｒ＜θ１の範囲で、ｇ１＝０、ｇ４＝１（Ｓ１：オフ、Ｓ４：オン）、
θ１≦θｃｒ＜θ２の範囲で、ｇ１＝１、ｇ４＝０（Ｓ１：オン、Ｓ４：オフ）、
θ２≦θｃｒ＜πの範囲で、ｇ１＝０、ｇ４＝１（Ｓ１：オフ、Ｓ４：オン）、
π≦θｃｒ＜θ３の範囲で、ｇ１＝１、ｇ４＝０（Ｓ１：オン、Ｓ４：オフ）、
θ３≦θｃｒ＜θ４の範囲で、ｇ１＝０、ｇ４＝１（Ｓ１：オフ、Ｓ４：オン）、
θ４≦θｃｒ＜２π の範囲で、ｇ１＝１、ｇ４＝０（Ｓ１：オン、Ｓ４：オフ）。

このとき、自励式電力変換器ＣＮＶの交流側出力電圧（Ｒ相）Ｖｃｒは、
Ｓ１：オン（Ｓ４：オフ）のとき、Ｖｃｒ＝＋Ｖｄ／２、
Ｓ１：オフ（Ｓ４：オン）のとき、Ｖｃｒ＝−Ｖｄ／２、
となる。出力電圧Ｖｃｒの基本波Ｖｃｒ＊の位相は、電源電圧Ｖｒに対し位相角φだけ遅れている。Ｓ相、Ｔ相も同様に与えられる。

この場合もパルスパターンは固定され、直流電圧Ｖｄを一定とした場合、自励式電力変換器ＣＮＶの交流出力電圧の基本波波高値は一定となる。

図９は、図８のパルスパターンで自励式電力変換器ＣＮＶを動作させた場合の力行運転時のＲ相の各部動作波形を示す。尚、説明を簡略化するため、入力電流Ｉｒは正弦波としてリプル分を省略して描いている。電力変換器ＣＮＶの交流出力電圧Ｖｃｒの基本波は電源電圧Ｖｒに対し、位相角φだけ遅れる。また、入力電流Ｉｒは電源電圧Ｖｒに対し、位相角（φ／２）だけ遅れて流れる。このとき、ＩＳ１、ＩＳ４はＲ相の自己消弧素子Ｓ１とＳ４の電流を、ＩＤ１、ＩＤ４は高速ダイオードＤ１とＤ４の電流をそれぞれ表わしている。そのときの動作を以下に説明する。

入力電流Ｉｒが負から正に変わるまでは高速ダイオードＤ４を介して電流が流れている。この状態から電流Ｉｒの向きが変わると素子Ｓ４がオン状態にあるので、入力電流Ｉｒは素子Ｓ４を介して流れるようになる。次に素子Ｓ４をオフすると、電流Ｉｒは高速ダイオードＤ１を介して流れる。次に、交流出力電圧Ｖｃｒの基本波のゼロクロス点で、自己消弧素子Ｓ４を再びオンすると、入力電流Ｉｒは素子Ｓ４を介して流れ、高速ダイオードＤ１の電流はゼロとなる。さらに、図９のθ１で、素子Ｓ４をオフすると、上記と同じように、高速ダイオードＤ１に電流が流れ、入力電流Ｉｒが再び反転するまでその電流は高速ダイオードＤ１に流れる。入力電流Ｉｒが反転した後は、素子Ｓ１と高速ダイオードＤ４の間で、上記と同様の動作が行われる。

図９のパルスパターンは３パルスの場合を示したが、自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ６が遮断する最大電流Ｉｍａｘは、入力電流の波高値をＩｓｍとした場合、
Ｉｍａｘ＝Ｉｓｍ×ｓｉｎ（φ／２＋θ１）
となる。例えば、φ＝２０°、θ１＝１０°とした場合、Ｉｍａｘ＝０．３４２×Ｉｓｍとなる。このように、３パルスで運転した場合でも、自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ６の最大遮断電流Ｉｍａｘは入力電流波高値Ｉｓｍの１／３程度に抑えることができ、装置のコストを大幅に低減できる。

図１において、フィードフォワード補償器ＦＦは、負荷電力ＰＬから位相角指令値φＦＦを演算（又は推定）して加算器ＡＤ３に入力する。すなわち、交流電源の電圧Ｖｓに対する電圧形自励式電力変換器ＣＮＶの交流側端子電圧Ｖｃの位相角φは、φｏ＊＋φＦＦによって制御される。

図１０は、フィードフォワード演算による位相角指令値φＦＦと負荷電力ＰＬとの関係を説明するための交流側の電圧・電流ベクトル図（１相分）を示すものである。

図１０（ａ）は、電源電圧Ｖｓと電圧形自励式電力変換器の交流側電圧Ｖｃの基本波の波高値が等しいと仮定した場合のベクトル図で、位相角φの二等辺三角形となり、入力電流Ｉｓは電源電圧Ｖｓに対し、（φ／２）だけ位相が遅れる（又は進む）。従って、定格電力ＰＬｏを出力するときの位相角φは、変圧器のパーセントインピーダンスを％ＸＩ（抵抗分は無視）とすると、
ｓｉｎ（φ／２）＝ｊωＬｓ・Ｉｓ／（２・Ｖｓ）＝％ＸＩ／２
が成り立つ。任意の負荷ＰＬに対しては、
ｓｉｎ（φ／２）＝（ＰＬ／ＰＬｏ）×％ＸＩ／２
となり、位相角φがある程度小さい範囲では、
φＦＦ＝２×ｓｉｎ−１｛（ＰＬ／ＰＬｏ）×％ＸＩ／２｝
≒（％ＸＩ／ＰＬｏ）×ＰＬ［ｒａｄ］
＝（％ＸＩ／ＰＬｏ）×Ｖｄ・ＩＬ
が求められる。

図１０（ｂ）は、電源電圧Ｖｓと変換器の交流側電圧Ｖｃの波高値が異なる場合のベクトル図を示したもので、一般化して考えることができる。すなわち、電源電圧Ｖｓと変換器交流側電圧Ｖｃの差電圧が変圧器のもれインダクタンスＬｓに印加され、ベクトル的にＶｓ−Ｖｃ＝ｊωＬｓ・Ｉｓが成り立つ。電流Ｉｓを有効分Ｉｐと無効分ＩＱに分離すると、Ｌｓに印加される電圧は、有効電流Ｉｐに対してｊωＬｓ・Ｉｐが印加され、無効電流ＩＱに対してｊωＬｓ・ＩＱが印加される。すなわち、ｊωＬｓ・ＩｓがｊωＬｓ・ＩｐとｊωＬｓ・ＩＱに分離される。ここで、ＶｓとＶｃの位相角φに対し、ωＬｓ・Ｉｐ＝Ｖｃ・ｓｉｎφが成り立つ。３相電源の場合、有効電力Ｐｓ＝３Ｖｓ・Ｉｐとなるので、
ｓｉｎφ＝ωＬｓ・Ｉｐ／Ｖｃ＝ωＬｓ・Ｐｓ／（３Ｖｓ・Ｖｃ）
となる。定格入力電流Ｉｓｏとすると、変圧器の％ＸＩ＝ωＬｓ・Ｉｓｏ／Ｖｓなので、
ｓｉｎφ＝％ＸＩ・Ｐｓ／（３Ｉｓｏ・Ｖｃ）
となる。位相角φがあまり大きくないとすれば、
φＦＦ≒％ＸＩ・Ｐｓ／（３Ｉｓｏ・Ｖｃ）
となる。

Ｖｃの基本波波高値とＶｓの波高値が同じ場合、３Ｉｓｏ・Ｖｃ＝Ｐｓｏ＝ＰＬｏとなるので、前式φＦＦ≒ＰＬ×％ＸＩ／ＰＬｏに一致する。ただし、変換器の損失が十分小さいものとして無視し、Ｐｓ＝ＰＬとする。

Ｖｃの大きさは、直流電圧Ｖｄに比例し、Ｖｃ＝ｋ・Ｖｄとなるので、一般的には、
φＦＦ≒％ＸＩ・Ｐｓ／（３Ｉｓｏ・ｋ・Ｖｄ）
＝％ＸＩ・（ＰＬ／ＰＬｏ）（Ｖｄｏ／Ｖｄ）
＝（％ＸＩ／ＰＬｏ）（ＰＬ・Ｖｄｏ／Ｖｄ）
＝（％ＸＩ／ＰＬｏ）・Ｖｄｏ・ＩＬ ［ｒａｄ］
とすればよい。ただし、ＶｄｏはＶｃの基本波波高値が電源電圧Ｖｓの波高値に一致するときの直流電圧値である。

図１０（ａ）のケースは、Ｖｃの波高値がＶｓの波高値に等しい場合で、当然Ｖｄ＝Ｖｄｏとなる。すなわち、φＦＦ＝（％ＸＩ／ＰＬｏ）・Ｖｄｏ・ＩＬ［ｒａｄ］が成り立っている。この位相角φＦＦを前向き補償として、直流電圧制御からの出力信号φｏ＊に加えることにより、負荷ＰＬが急変したときの制御応答を改善することができる。

直流電圧制御では、負荷ＰＬが急変した場合、直流電圧Ｖｄが変化し、偏差εｖ＝Ｖｄ＊−Ｖｄに応じて位相角φｏ＊が変わり、最終的にＶｄ＊＝Ｖｄとなって落ち着く。このとき、フィードフォワード補償φＦＦを加えることにより、負荷ＰＬが変わると同時に上記φＦＦが演算され、位相角φｏ＊が変わる前に位相角φを必要なだけ動かして、負荷電力ＰＬに見合った電力を交流電源から供給する。この結果、直流平滑コンデンサＣｄに出入りする電力はほとんど無く、その印加電圧Ｖｄは変化しないですむ。このように、フィードフォワード補償器ＦＦは、負荷急変時の直流電圧制御の応答を改善する役目を果たす。

図１１は、図１の電力変換装置における制御回路の別の構成を示す図である。図１１において、Ｆｄ（ｘ）は直流電圧指令発生器、Ｃ１は比較器、Ｇｖ（Ｓ）は電圧制御補償回路、ＡＤ３は加算器、ＦＦはフィードフォワード補償器、ＰＬＬは電源同期位相検出回路、ＰＨＣは位相制御回路である。尚、図１、図３５と同一の要素には同一の符号を用いて表している。

直流平滑コンデンサに印加される電圧Ｖｄを検出し、比較器Ｃ１により電圧指令値Ｖｄ＊と比較して、偏差εｖ＝Ｖｄ＊−Ｖｄを求める。さらに、電圧制御補償回路Ｇｖ（Ｓ）により偏差εｖを比例又は積分増幅して、加算器ＡＤ３に入力する。加算器ＡＤ３では直流電圧制御補償器Ｇｖ（Ｓ）からの出力信号φｏ＊と次に説明するフィードフォワード補償器ＦＦからの出力信号φＦＦを加算して位相角指令値φ＊とし、位相制御回路ＰＨＣに入力する。

フィードフォワード補償器ＦＦでは、負荷電力ＰＬから位相角指令値φＦＦを演算（推定）し、加算器ＡＤ３に入力する。すなわち、交流電源の電圧Ｖｓに対する電圧形自励式電力変換器の交流側端子電圧Ｖｃの位相角φは、φｏ＊＋φＦＦによって制御される。このフィードフォワード補償器ＦＦは、負荷急変時の直流電圧制御の応答を改善する役目を果たす。

本実施の形態の電力変換装置では、直流平滑コンデンサＣｄに印加される電圧Ｖｄが指令値Ｖｄ＊に一致するように制御される。当然のことながら、当該指令値Ｖｄ＊を一定にして制御することもできる。

電気鉄道の直流き電システムでは、交流／直流電力変換器としてシリコン整流器（ダイオード整流器）が多く使われており、本実施の形態の電力変換装置を既存のシリコン整流器と並列運転することも必要になってくる。その場合、直流電圧指令値Ｖｄ＊を直流出力電流又は負荷電力に応じて変化させることにより、並列運転時の負荷分担を調整することが可能になる。また、将来的に、ＰＷＭコンバータや本実施の形態の電力変換装置が普及した場合、直流電圧指令値Ｖｄ＊を直流出力電流又は負荷電力に応じて変化させることにより、それらの電力変換器との間で負荷分担を調整することが可能になる。

図１２は、図１１の制御回路の直流電圧発生器Ｆｄ（ｘ）の動作特性例を示すもので、負荷電力ＰＬ（又は負荷電流ＩＬ）に応じて、直流電圧指令値Ｖｄ＊を次のように変えている。すなわち、力行運転（ＩＬ＞０）では、直流電圧指令値Ｖｄａ＊を、無負荷直流電圧Ｖｄｏ＊、比例係数ｋ１として、
Ｖｄａ＊＝Ｖｄｏ＊−ｋ１・ＩＬ
として与えている。

自励式電力変換器ＣＮＶにより、直流平滑コンデンサＣｄに印加される電圧Ｖｄを、Ｖｄ＝Ｖｄ＊＝Ｖｄｏ＊−ｋ１・ＩＬとなるように大略調整することにより、負荷電流ＩＬに比例して直流電圧Ｖｄが低下し、変換器ＣＮＶの交流側出力電圧Ｖｃの実効値も低くなる。この結果、負荷が重いときに入力電流ベクトルＩｓが変換器電圧Ｖｃの位相に近くなり、変換器ＣＮＶの自己消弧素子は、入力電流Ｉｓのゼロクロス点に近いところでオン／オフするようになり、自己消弧素子の最大遮断電流を小さく抑えることができる。

また、回生運転（ＩＬ＜０）の場合、Ｖｄｂ＊＝一定とし、かつ、Ｖｄｂ＊＞Ｖｄｏ＊としている。さらに、回生電流ＩＬ２に至るまで、Ｖｄｏ＊からＶｄｂ＊まで傾斜をつけて徐々に大きくしている。すなわち、シリコン整流器等と並列運転する場合、本実施の形態の電力変換装置を回生運転時にＶｄｂ＊＞Ｖｄｏ＊にすることにより、シリコン整流器からの電力供給を停止させ、負荷電力ＰＬだけを回生することが可能になる。すなわち、本実施の形態の電力変換装置と既設のシリコン整流器とで並列運転する場合、力行運転時は両者の負荷分担を調整することができ、かつ、回生運転時には無駄な循環電流が流れるのを防止することが可能となる。

図１３は、図１の装置における制御回路のさらに別の構成を示す図である。図１３において、Ｆｄ（ｘ）は直流電圧発生器、Ｃ１、Ｃ２は比較器、Ｋｓは比例要素、Ｇｖ（Ｓ）は電圧制御補償回路、ＡＤ１、ＡＤ３は加算器、ＦＦはフィードフォワード補償器、ＰＬＬは電源同期位相検出回路、ＰＨＣは位相制御回路を表す。尚、図１、図１１、図３５と同一の要素には同一の符号を用いて表している。

直流電圧指令発生器Ｆｄ（ｘ）は、負荷電流ＩＬ又は負荷電力ＰＬに応じて直流電圧指令値Ｖｄ＊を発生するもので、例えば、図１２に示したような特性とする。比較器Ｃ２により、電源電圧の実効値Ｖｓ（ｒｍｓ）を検出し、定格値Ｖｓｏ（ｒｍｓ）と比較する。その差分Ｖｓ（ｒｍｓ）−Ｖｓｏ（ｒｍｓ）＝ΔＶｓは比例要素Ｋｓを介して定数倍され、直流電圧指令の補償値ΔＶｄ＊＝Ｋｓ・ΔＶｓとなる。加算器ＡＤ１により、本来の直流電圧指令値Ｖｄ＊と補償値ΔＶｄ＊を加え、新たな直流電圧指令値Ｖｄ＊＊＝Ｖｄ＊＋ΔＶｄ＊とする。直流平滑コンデンサＣｄに印加される電圧Ｖｄが上記指令値Ｖｄ＊＊に一致するように制御されるのは、前に説明した通りである。このとき、フィードフォワード補償器ＦＦは、負荷急変時の直流電圧制御の応答を改善する役目を果たす。

図１４（ａ）は、直流電圧Ｖｄを一定に制御したとき、電源電圧Ｖｓの実効値が変化した場合の交流電源側の電圧・電流ベクトル図を示す。図１４において、Ｖｓ１は定格値の電源電圧ベクトルで、Ｖｓ（ｒｍｓ）＝Ｖｃ（ｒｍｓ）となっている。電源電圧ベクトルＶｓに対する電力変換器の交流電圧Ｖｃの位相角φを増やす（遅らす）ことにより、入力電流Ｉｓ１が増加する。位相角φ＝０にすると、Ｉｓ１＝０になる。

これに対し、電源電圧の実効値Ｖｓ（ｒｍｓ）が増加し、電源電圧ベクトルがＶｓ２のようになった場合、入力電流はＩｓ２のようになり、位相角φ＝０にすると、Ｖｓ（ｒｍｓ）＞Ｖｃ（ｒｍｓ）なので、遅れ入力電流が流れる。逆に、電源電圧の実効値Ｖｓ（ｒｍｓ）が減少し、電源電圧ベクトルがＶｓ３のようになった場合、入力電流はＩｓ３のようになり、位相角φ＝０にすると、Ｖｓ（ｒｍｓ）＜Ｖｃ（ｒｍｓ）なので、進み入力電流が流れる。

すなわち、電圧形自励式電力変換器を一定パルスパターンで運転した場合、当該電力変換器ＣＮＶの交流側出力電圧Ｖｃの振幅値は一定となり、電源電圧Ｖｓが高くなると、変換器ＣＮＶは遅れ力率運転となり、また、電源電圧Ｖｓが低くなると、変換器ＣＮＶは進み力率運転となってしまう。また、変換器ＣＮＶの力率低下に伴い、自励式電力変換器ＣＮＶの交流側出力電圧Ｖｃと入力電流Ｉｓの位相差が大きくなり、自励式電力変換器を構成する自己消弧素子の遮断電流が大きくなってしまう。

図１４（ｂ）は、図１３の構成の制御回路の電圧・電流ベクトル図を示すもので、電源電圧ベクトルＶｓ１がベクトルＶｓ２のように実効値が大きくなった場合、それに合わせて直流電圧Ｖｄを増加させる。電力変換器ＣＮＶの交流電圧Ｖｃの実効値は直流電圧Ｖｄに比例するので、電圧ベクトルＶｃはＶｃ’のようになり、電源電圧Ｖｓ２と変換器の交流電圧Ｖｃ’の波高値を合わせることができる。これにより、電源力率あるいは変換器力率の極端な低下を防ぐことが可能となり、自己消弧素子の遮断電流の増加を防止できる。

（第２の実施の形態）図１５は、本発明の第２の実施の形態の電力変換装置の構成図である。図１５において、ＳＵＰは３相交流電源、Ｒ、Ｓ、Ｔはその受電端子、ＴＲは変圧器、ＣＮＶ１、ＣＮＶ２は電圧形自励式電力変換器、Ｃｄは直流平滑コンデンサ、Ｌｏａｄは負荷装置を示している。尚、図１、図３５と同一の要素には同一の符号を用いて表している。

３相変圧器ＴＲの１次側はＹ接続、２次側はＹ接続とΔ接続とされている。第１の変換器ＣＮＶ１の交流端子は変圧器ＴＲのＹ接続の２次巻線に接続され、第２の変換器ＣＮＶ２の交流端子は変圧器ＴＲのΔ接続の２次巻線に接続されている。３相ブリッジ結線の電力変換器ＣＮＶ１とＣＮＶ２は、それぞれ自己消弧素子６個と逆並列ダイオード６個で構成され、その直流端子は直流平滑コンデンサＣｄに接続されている。

２台の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１、ＣＮＶ２を並列運転するもので、変圧器の２次巻線の位相をずらすことにより、交流電源から供給される入力電流の高調波を減らすことができる。電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１及びＣＮＶ２は、交流電源ＳＵＰの周波数に同期した一定のパルスパターン（１パルス、３パルス、５パルス等）で動作し、その交流側出力電圧Ｖｃ１、Ｖｃ２の電源電圧Ｖｓに対する位相角φ１、φ２を制御することにより、直流電圧Ｖｄを直接制御する。

パルスパターンを固定すると、直流電圧Ｖｄが一定ならば、自励式変換器ＣＮＶ１、ＣＮＶ２の交流出力電圧Ｖｃ１、Ｖｃ２の振幅値は一定になる。この状態で、電源電圧Ｖｓに対する交流側端子電圧Ｖｃ１、Ｖｃ２の位相角φ１、φ２を変えることにより、変圧器のもれインダクタンスに印加される電圧が変化し、入力電流Ｉｓ１、Ｉｓ２を調整することができる。多重化により、その合成電流Ｉｓ＝Ｉｓ１＋Ｉｓ２は、極めて歪みの少ない波形に制御できる。

電源電圧Ｖｓに対する出力電圧Ｖｃ１、Ｖｃ２の位相角φ１、φ２を遅れ方向に増加させることにより、交流電源から供給される有効電力Ｐｓが増加し、直流電圧Ｖｄを増加させる。逆に、位相角φ１、φ２を進み方向に増やすと、有効電力Ｐｓが交流電源に回生され、直流電圧Ｖｄは低下する。ちなみに、位相角φ１＝φ２＝０では、有効電力Ｐｓの授受はない。

図１６は、図１５の電力変換装置における制御回路の構成を示す図である。図１６において、Ｆｄ（ｘ）は直流電圧指令発生器、Ｃ１は比較器、Ｇｖ（Ｓ）は電圧制御補償回路、ＡＤ３は加算器、ＦＦはフィードフォワード補償器、ＰＬＬ１、ＰＬＬ２は電源同期位相検出回路、ＰＨＣ１、ＰＨＣ２は位相制御回路である。尚、図１、図１１、図１３、図３５と同一の要素には同一の符号を用いて表している。

直流電圧指令発生器Ｆｄ（ｘ）は、負荷電流ＩＬ又は負荷電力ＰＬに応じて直流電圧指令値Ｖｄ＊を発生するもので、例えば、図１２に示したような特性とする。直流電圧制御回路では、比較器Ｃ１により、直流電圧指令値Ｖｄ＊と、直流平滑コンデンサＣｄに印加される電圧Ｖｄの検出値を比較し、当該偏差εｖ＝Ｖｄ＊−Ｖｄをとる。当該偏差εｖを電圧制御補償回路Ｇｖ（Ｓ）により比例又は積分増幅し、加算器ＡＤ３を介して、位相角指令値φ＊として位相制御回路ＰＨＣ１及びＰＨＣ２に入力する。

フィードフォワード補償器ＦＦでは、負荷電力ＰＬから位相角指令値φＦＦを演算（推定）し、加算器ＡＤ３に入力する。すなわち、交流電源の電圧Ｖｓに対する電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１、ＣＮＶ２の交流側端子電圧Ｖｃ１、Ｖｃ２の位相角φ１、φ２は、φ＊＝φｏ＊＋φＦＦによって制御される。このフィードフォワード補償器ＦＦは、負荷急変時の直流電圧制御の応答を改善する役目を果たす。

電源同期位相検出器ＰＬＬ１は、変圧器ＴＲのＹ結線の２次電圧Ｖｒ１、Ｖｓ１、Ｖｔ１に同期した位相信号θｒ１、θｓ１、θｔ１を作り、位相制御回路ＰＨＣ１に与える。同様に、電源同期位相検出器ＰＬＬ２は、変圧器ＴＲのΔ結線の２次電圧Ｖｒ２、Ｖｓ２、Ｖｔ２に同期した位相信号θｒ２、θｓ２、θｔ２を作り、位相制御回路ＰＨＣ２に与える。位相信号θｒ２、θｓ２、θｔ２は、位相信号θｒ１、θｓ１、θｔ１に対し３０°の位相差を持っている。

それぞれの変換器ＣＮＶ１及びＣＮＶ２を一定パルスで位相制御する方法は、図４〜図９で説明したものと同様になる。このとき、第１の変換器ＣＮＶ１の入力電流Ｉｒ１、Ｉｓ１、Ｉｔ１は第２の変換器ＣＮＶ２の入力電流Ｉｒ２、Ｉｓ２、Ｉｔ２に対し、それぞれ３０°の位相差があり、それを合成した変圧器ＴＲの１次電流波形は高調波分が打ち消され、より正弦波に近い波形になる。

Ｖｄ＊＞Ｖｄとなった場合、制御位相角指令値φ＊は正の値（遅れ）で増加し、その結果、交流電源ＳＵＰから供給される有効電力Ｐｓが増加し、直流電圧Ｖｄを増加させ、最終的にＶｄ＊＝Ｖｄとなる。逆に、Ｖｄ＊＜Ｖｄとなった場合、制御位相角指令値φ＊は負の値となり、φは進み位相角となる。その結果、交流電源ＳＵＰへ有効電力Ｐｓが回生され、直流電圧Ｖｄを減少させ、やはり、Ｖｄ＊＝Ｖｄに制御される。このようにして、２台の変換器ＣＮＶ１、ＣＮＶ２の位相角φ１、φ２を調整することにより、直流平滑コンデンサに印加される直流電圧Ｖｄを直接制御することができる。これにより、入力電流制御のマイナーループを省略でき、制御回路を簡略化できる。

電源電圧Ｖｓの実効値と、自励式電力変換器の交流側端子電圧Ｖｃ１、Ｖｃ２の基本波実効値が等しい場合、入力電流Ｉｓの位相角は、電源電圧Ｖｓに対し、φ／２又はπ−φ／２となり、入力力率はｃｏｓ（φ／２）となる。また、入力電流Ｉｓと電圧形自励式電力変換器の交流側端子電圧Ｖｃとの位相差は、−φ／２又はπ＋φ／２となり、変換器力率はｃｏｓ（φ／２）となる。位相角φは、入力電流Ｉｓと交流リアクトルＬｓ（又は変圧器のもれインダクタンス）の値に依存する。位相角φは、過負荷運転時でも高々φ＝３０°程度で、力率はｃｏｓ１５°＝０．９６６となる。

自励式電力変換器を一定のパルスパターンで制御する場合、入力電流Ｉｓの高調波成分が小さくなるようにスイッチングパターンを決めるが、上記のように変換器力率が１に近いため、電流Ｉｓのゼロ点付近でスイッチングが行われ、自励式電力変換器を構成する自己消弧素子の遮断電流は小さくてすむ。また、自励式電力変換器の交流側端子電圧Ｖｃの波高値を一定にして位相角φだけを制御するため、変換器の電圧利用率（交流出力電圧の実効値／直流電圧）を高くできる。すなわち、変圧器の２次電圧を高くできるため、出力容量が同じならば、変換器の電流容量を小さくでき、自己消弧素子の電流容量の小さいものですむ。回生運転時も電源力率はほぼ１に制御され、同様に自己消弧素子のスイッチングは入力電流Ｉｓのゼロクロス付近で行われ、素子の遮断電流は小さく抑えることができる。故に、スイッチング損失は大幅に軽減され、遮断電流の小さい自己消弧素子で自励式電力変換器を構成できるようになり、経済的な装置を提供できる。これにより、電力回生が可能で、高力率・高効率で、低コストの電力変換装置を提供できる。

並列運転される複数台の電圧形自励式電力変換器の制御位相角φを同じにして制御した場合、それぞれの交流入力電流（変圧器の２次電流）は平衡化されて流れる。しかし、変圧器のもれインダクタンス（２次側換算値）がバラツキを持つ場合、その分、各変換器の交流入力電流（変圧器の２次電流）もバラツキ、負荷分担も異なったものになる。また、並列多重運転する場合、２次電流値が不平衡になると、交流電源から供給される入力電流の高調波が増加してしまう問題が生じる。

図１７は、図１５の電力変換装置における制御回路の他の構成を示す図である。図１７において、Ｆｄ（ｘ）は直流電圧指令発生器、Ｃ１、Ｃ３は比較器、Ｇｖ（Ｓ）は電圧制御補償回路、ＦＦはフィードフォワード補償器、Ｚ１、Ｚ２は座標変換器、Ｋφは比例要素、ＡＤ２１、ＡＤ２２、ＡＤ３は加算器、ＰＬＬ１、ＰＬＬ２は電源同期位相検出回路、ＰＨＣ１、ＰＨＣ２は位相制御回路である。尚、図１、図１１、図１３、図１６、図３５と同一の要素には同一の符号を用いて表している。

直流電圧指令発生器Ｆｄ（ｘ）は、負荷電流ＩＬ又は負荷電力ＰＬに応じて直流電圧指令値Ｖｄ＊を発生するもので、例えば、図１２に示したような特性とする。直流電圧制御回路では、比較器Ｃ１により、直流電圧指令値Ｖｄ＊と、直流平滑コンデンサＣｄに印加される電圧Ｖｄの検出値を比較し、当該偏差εｖ＝Ｖｄ＊−Ｖｄをとる。当該偏差εｖを電圧制御補償回路Ｇｖ（Ｓ）により比例又は積分増幅し、加算器ＡＤ３を介して、位相角指令値φ＊とする。

フィードフォワード補償器ＦＦでは、負荷電力ＰＬから位相角指令値φＦＦを演算（推定）し、加算器ＡＤ３に入力する。すなわち、交流電源の電圧Ｖｓに対する電圧形自励式電力変換器の交流側端子電圧Ｖｃ１、Ｖｃ２の位相角φ１、φ２は、φ＊＝φｏ＊＋φＦＦによって制御される。このフィードフォワード補償器ＦＦは、負荷急変時の直流電圧制御の応答を改善する役目を果たす。

座標変換器Ｚ１、Ｚ２は３相電流（静止座標量）をｄｑ軸電流（回転座標量）に変換するもので、座標変換器Ｚ１には変圧器ＴＲのＹ結線の２次電圧Ｖｒ１、Ｖｓ１、Ｖｔ１に同期した二相単位正弦波ｓｉｎθ１とｃｏｓθ１を用い、座標変換器Ｚ２には変圧器ＴＲのΔ結線の２次電圧Ｖｒ２、Ｖｓ２、Ｖｔ２に同期した二相単位正弦波ｓｉｎθ２とｃｏｓθ２を用いている。すなわち、座標変換器Ｚ１により、変換器ＣＮＶ１の入力電流Ｉｒ１、Ｉｓ１、Ｉｔ１から有効電流Ｉｐ１と無効電流ＩＱ１を得る。また、座標変換器Ｚ２により、変換器ＣＮＶ２の入力電流Ｉｒ２、Ｉｓ２、Ｉｔ２から有効電流Ｉｐ２と無効電流ＩＱ２を得る。このとき、Ｉｐ１、Ｉｐ２、ＩＱ１、ＩＱ２は直流量となる。

有効電流Ｉｐ１とＩｐ２を比較器Ｃ３に入力し、偏差εｐ＝Ｉｐ１−Ｉｐ２を求める。当該偏差εｐを比例要素Ｋφで増幅し、位相角補正値Δφとして、加算器ＡＤ２１及びＡＤ２２に入力する。加算器ＡＤ２１により、加算器ＡＤ３の出力信号φ＊から位相角補正値Δφを引き算し、位相制御回路ＰＨＣ１の位相制御信号φ１＊＝φ＊−Δφとして、第１の電力変換器ＣＮＶ１を制御する。同様にして、加算器ＡＤ２２により、加算器ＡＤ３の出力信号φ＊に位相角補正値Δφを加算し、位相制御回路ＰＨＣ２の位相制御信号φ２＊＝φ＊＋Δφとして、第２の電力変換器ＣＮＶ２を制御する。

第１の変換器ＣＮＶ１の入力電流有効分Ｉｐ１が、第２の変換器ＣＮＶ２の入力電流有効分Ｉｐ２より大きくなった場合、偏差εｐは正の値となり、位相角補正値Δφも正の値となる。この結果、φ１＊＜φ２＊となり、第１の変換器ＣＮＶ１の入力電流有効分Ｉｐ１が減少し、第２の変換器ＣＮＶ２の入力電流有効分Ｉｐ２は増加する。逆に、Ｉｐ１＜Ｉｐ２となった場合、偏差εｐは負の値となり、位相角補正値Δφも負の値となる。この結果、φ１＊＞φ２＊となり、第１の変換器ＣＮＶ１の入力電流有効分Ｉｐ１が増加し、第２の変換器ＣＮＶ２の入力電流有効分Ｉｐ２は減少する。最終的に、Ｉｐ１＝Ｉｐ２となって落ち着く。このようにして、２台の変換器ＣＮＶ１及びＣＮＶ２の入力電流の有効分を平衡化させることができ、どちらかの変換器に負荷が偏るのを防止することができる。尚、本発明装置では前に説明したように入力力率が高いので、入力電流の無効分は小さく、その不平衡については無視することができる。

３台以上の変換器を並列運転する場合には、全体の有効電流を求め、それを変換器台数で割ったものを基準にして、それぞれの変換器の入力電流有効分が当該基準有効電流に一致するように各変換器の位相角指令値を補正すればよい。これにより、複数台の電圧形自励式電力変換器の各交流入力電流の有効分が平衡化され、変圧器のもれインダクタンスのバラツキによる影響をなくすことができる。

図１８は、図１５の電力変換装置における制御回路のさらに別の構成を示す図である。図１８において、Ｆｄ（ｘ）は直流電圧指令発生器、Ｃ１、Ｃ３は比較器、Ｇｖ（Ｓ）は電圧制御補償回路、ＦＦはフィードフォワード補償器、Ｋφは比例要素、ＡＤ２１、ＡＤ２２、ＡＤ３は加算器、ＰＬＬ１、ＰＬＬ２は電源同期位相検出回路、ＰＨＣ１、ＰＨＣ２は位相制御回路である。尚、図１、図１１、図１３、図１６、図１７、図３５と同一の要素には同一の符号を用いて表している。

図１８に示す制御回路が、図１７で示したものと異なるところは、２台の変換器ＣＮＶ１、ＣＮＶ２の各入力電流の実効値Ｉｓ１（ｒｍｓ）、Ｉｓ２（ｒｍｓ）を用い、その差分により位相角補正値Δφを求めている点である。

Ｉｓ１（ｒｍｓ）＞Ｉｓ２（ｒｍｓ）となった場合、位相角補正値Δφは正の値となり、φ１＊＜φ２＊となって、第１の変換器ＣＮＶ１の入力電流実効値Ｉｓ１（ｒｍｓ）が減少し、第２の変換器ＣＮＶ２の入力電流実効値Ｉｓ２（ｒｍｓ）は増加する。逆に、Ｉｓ１（ｒｍｓ）＜Ｉｓ２（ｒｍｓ）となった場合、位相角補正値Δφは負の値となり、φ１＊＞φ２＊となって、第１の変換器ＣＮＶ１の入力電流実効値Ｉｓ１（ｒｍｓ）が増加し、第２の変換器ＣＮＶ２の入力電流実効値Ｉｓ２（ｒｍｓ）は減少する。最終的に、Ｉｓ１（ｒｍｓ）＝Ｉｓ２（ｒｍｓ）となって落ち着く。この場合、入力電流の実効値Ｉｓ１（ｒｍｓ）、Ｉｓ２（ｒｍｓ）は、交流電流の平均値的な量として求められ、有効分と無効分を含んでいるが、無効分はわずかなので、負荷分担の平衡化という面では問題にならない。また、入力電流の平衡化はゆっくり行えばよく、平均値的な量の補正でも十分な効果が期待できる。本方式の場合、図１７で示した方式に比べると、座標変換器Ｚ１、Ｚ２は必要ないので、より簡単に負荷分担の平衡化が得られる利点がある。

３台以上の変換器を並列運転する場合には、全体の入力電流実効値を求め、それを変換器台数で割ったものを基準にして、それぞれの変換器の入力電流実効値が当該基準電流実効値に一致するように各変換器の位相角指令値を補正すればよい。これにより、複数台の電圧形自励式電力変換器の各交流入力電流実効値が平衡化され、変圧器のもれインダクタンスのバラツキによる影響をなくすことができる。

（第３の実施の形態）図１９は、本発明の第３の実施の形態の電力変換装置の構成図である。図１９において、ＳＵＰは３相交流電源、Ｒ、Ｓ、Ｔはその受電端子、ＴＲは変圧器、ＣＮＶ１、ＣＮＶ２は電圧形自励式電力変換器、Ｃｄ１、Ｃｄ２は直流平滑コンデンサ、Ｌｄは直流リアクトル、ＨＳＣＢは直流高速度遮断器、Ｌｏａｄは負荷装置を示している。尚、図１、図１５、図３５と同一の要素には同一の符号を用いて表している。

３相変圧器ＴＲの１次側はスター接続（Ｙ接続）、２次側はスター接続（Ｙ接続）とデルタ接続（Δ接続）とされている。第１の変換器ＣＮＶ１の交流端子は変圧器ＴＲのＹ接続の２次巻線に接続され、第２の変換器ＣＮＶ２の交流端子は変圧器ＴＲのΔ接続の２次巻線に接続されている。３相ブリッジ結線の電力変換器ＣＮＶ１とＣＮＶ２は、それぞれ自己消弧素子６個と逆並列ダイオード６個で構成され、その直流端子はそれぞれ直流平滑コンデンサＣｄ１及びＣｄ２に接続されている。当該直流コンデンサＣｄ１とＣｄ２は並列接続され、直流リアクトルＬｄ及び直流高速度遮断器ＨＳＣＢを介して負荷Ｌｏａｄに接続されている。

電気鉄道の直流き電システムの本実施の形態の装置を適用する場合、変電所近傍の直流き電線で地絡事故などが発生した場合、直流平滑コンデンサＣｄ１、Ｃｄ２の放電電流が過大となり、高速度遮断器ＨＳＣＢを開放できない場合が起こり得る。直流リアクトルＬｄは当該事故時の電流を抑制するもので、事故時の電流の立ち上がり（ｄｉ／ｄｔ）を抑え、確実に高速度遮断器ＨＳＣＢを動作させる役目を果たす。

図１５で示した電力変換装置と異なる点は、直流平滑コンデンサＣｄ１、Ｃｄ２をそれぞれ分割して各変換器ＣＮＶ１及びＣＮＶ２の直流端子に接続しているところである。このように構成することにより、各変換器ＣＮＶ１、ＣＮＶ２の各直流出力電流Ｉｄｃ１、Ｉｄｃ２を分離して検出できるようになる。

電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１及びＣＮＶ２は、交流電源ＳＵＰの周波数に同期した一定のパルスパターン（１パルス、３パルス、５パルス等）で動作し、電源電圧Ｖｓに対する各変換器の交流側出力電圧Ｖｃ１、Ｖｃ２の位相角φ１、φ２を制御することにより、直流電圧Ｖｄを制御する。

パルスパターンを固定すると、直流電圧Ｖｄが一定ならば、交流側端子電圧Ｖｃ１、Ｖｃ２の振幅値は一定になる。この状態で、電源電圧Ｖｓに対する交流側端子電圧Ｖｃ１、Ｖｃ２の位相角φ１、φ２を調整ことにより、変圧器のもれインダクタンスに印加される電圧が変化し、入力電流Ｉｓ１、Ｉｓ２を調整することができる。電源電圧Ｖｓに対する出力電圧Ｖｃ１、Ｖｃ２の位相角φ１、φ２を遅れ方向に増加させることにより、交流電源から供給される有効電力Ｐｓが増加し、直流電圧Ｖｄを増加させる。逆に、位相角φ１、φ２を進み方向に増やすと、有効電力Ｐｓが交流電源に回生され、直流電圧Ｖｄは低下する。ちなみに、位相角φ＝０では、有効電力Ｐｓの授受はない。

図２０は、図１９の電力変換装置における制御回路の構成を示す図である。図２０において、Ｆｄ（ｘ）は直流電圧指令発生器、Ｃ１、Ｃ３は比較器、Ｇｖ（Ｓ）は電圧制御補償回路、ＦＦはフィードフォワード補償器、ＦＬ１、ＦＬ２はフィルタ回路、Ｋφは比例要素、ＡＤ２１、ＡＤ２２、ＡＤ３は加算器、ＰＬＬ１、ＰＬＬ２は電源同期位相検出回路、ＰＨＣ１、ＰＨＣ２は位相制御回路である。尚、図１、図１１、図１３、図１６〜１８、図３５と同一の要素には同一の符号を用いて表している。

直流電圧指令発生器Ｆｄ（ｘ）は、負荷電流ＩＬ又は負荷電力ＰＬに応じて直流電圧指令値Ｖｄ＊を発生するもので、例えば、図１２に示したような特性とする。直流電圧制御回路では、比較器Ｃ１により、直流電圧指令値Ｖｄ＊と、直流平滑コンデンサＣｄに印加される電圧Ｖｄの検出値を比較し、当該偏差εｖ＝Ｖｄ＊−Ｖｄをとる。当該偏差εｖを電圧制御補償回路Ｇｖ（Ｓ）により比例又は積分増幅し、位相角指令値φ＊として加算器ＡＤ３及びＡＤ２１、ＡＤ２２を介して、位相制御回路ＰＨＣ１及びＰＨＣ２に入力する。

電源同期位相検出器ＰＬＬ１は、変圧器ＴＲのＹ結線の２次電圧Ｖｒ１、Ｖｓ１、Ｖｔ１に同期した位相信号θｒ１、θｓ１、θｔ１を作り、位相制御回路ＰＨＣ１に与える。同様に、電源同期位相検出器ＰＬＬ２は、変圧器ＴＲのΔ結線の２次電圧Ｖｒ２、Ｖｓ２、Ｖｔ２に同期した位相信号θｒ２、θｓ２、θｔ２を作り、位相制御回路ＰＨＣ２に与える。位相信号θｒ２、θｓ２、θｔ２は、位相信号θｒ１、θｓ１、θｔ１に対し３０°の位相差を持っている。

それぞれの変換器ＣＮＶ１及びＣＮＶ２を一定パルスで位相制御する方法は、図４〜図９で説明したものと同様になる。このとき、第１の変換器ＣＮＶ１の入力電流Ｉｒ１、Ｉｓ１、Ｉｔ１は第２の変換器ＣＮＶ２の入力電流Ｉｒ２、Ｉｓ２、Ｉｔ２に対し、それぞれ３０°の位相差があり、それを合成した変圧器ＴＲの１次電流波形は高調波分が打ち消され、より正弦波に近い波形になる。

Ｖｄ＊＞Ｖｄとなった場合、制御位相角指令値φ＊は正の値（遅れ）で増加し、その結果、交流電源ＳＵＰから供給される有効電力Ｐｓが増加し、直流電圧Ｖｄを増加させ、最終的にＶｄ＊＝Ｖｄとなる。逆に、Ｖｄ＊＜Ｖｄとなった場合、制御位相角指令値φ＊は負の値となり、φは進み位相角となる。その結果、交流電源ＳＵＰへ有効電力Ｐｓが回生され、直流電圧Ｖｄを減少させ、やはり、Ｖｄ＊＝Ｖｄに制御される。

フィードフォワード補償器ＦＦでは、負荷電力ＰＬから位相角指令値φＦＦを演算（又は推定）し、加算器ＡＤ３に入力する。すなわち、交流電源の電圧Ｖｓに対する電圧形自励式電力変換器の交流側端子電圧Ｖｃ１、Ｖｃ２の位相角φ１、φ２は、φ＊＝φｏ＊＋φＦＦによって制御される。このフィードフォワード補償器ＦＦは、負荷急変時の直流電圧制御の応答を改善する役目を果たす。このようにして、２台の変換器ＣＮＶ１、ＣＮＶ２の位相角φ１、φ２を調整することにより、直流平滑コンデンサに印加される直流電圧Ｖｄを直接制御することができる。これにより、入力電流制御のマイナーループを省略でき、制御回路を簡略化できる。

２台の変換器ＣＮＶ１、ＣＮＶ２の直流出力電流Ｉｄｃ１とＩｄｃ２を検出し、フィルタ回路ＦＬ１、ＦＬ２を介してノイズ成分を減らす。それらを比較器Ｃ３に入力し、偏差εｄ＝Ｉｄｃ１−Ｉｄｃ２を求める。当該偏差εｄを比例要素Ｋφで増幅し、位相角補正値Δφとして、加算器ＡＤ２１及びＡＤ２２に入力する。加算器ＡＤ２１により、加算器ＡＤ３の出力信号φ＊＝φｏ＊＋φＦＦから位相角補正値Δφを引き算し、位相制御回路ＰＨＣ１の位相制御信号φ１＊＝φ＊−Δφとして、第１の電力変換器ＣＮＶ１を制御する。同様に、加算器ＡＤ２２により、加算器ＡＤ３の出力信号φ＊＝φｏ＊＋φＦＦに位相角補正値Δφを加算し、位相制御回路ＰＨＣ２の位相制御信号φ２＊＝φ＊＋Δφとして、第２の電力変換器ＣＮＶ２を制御する。

第１の変換器ＣＮＶ１の直流出力電流Ｉｄｃ１が、第２の変換器ＣＮＶ２の直流出力電流Ｉｄｃ２より大きくなった場合、偏差εｄは正の値となり、位相角補正値Δφも正の値となる。この結果、φ１＊＜φ２＊となり、第１の変換器ＣＮＶ１の直流電流Ｉｄｃ１が減少し、第２の変換器ＣＮＶ２の直流電流Ｉｄｃ２は増加する。逆に、Ｉｄｃ１＜Ｉｄｃ２となった場合、偏差εｄは負の値となり、位相角補正値Δφも負の値となる。この結果、φ１＊＞φ２＊となり、第１の変換器ＣＮＶ１の直流電流Ｉｄｃ１が増加し、第２の変換器ＣＮＶ２の直流電流Ｉｄｃ２は減少する。最終的に、Ｉｄｃ１＝Ｉｄｃ２となって落ち着く。このようにして、２台の変換器ＣＮＶ１及びＣＮＶ２の直流出力電流を平衡化させることができ、どちらかの変換器に負荷が偏るのを防止することができる。

３台以上の変換器を並列運転する場合には、全体の直流出力電流を求め、それを変換器台数で割ったものを基準にして、それぞれの変換器の直流出力電流が当該基準電流に一致するように各変換器の位相角指令値を補正すればよい。

（第４の実施の形態）図２１は、本発明の第４の実施の形態の電力変換装置の構成図である。図２１において、ＳＵＰは３相交流電源、Ｒ、Ｓ、Ｔはその受電端子、ＴＲは変圧器、ＣＮＶ１、ＣＮＶ２は電圧形自励式電力変換器、Ｃｄ１、Ｃｄ２は直流平滑コンデンサ、Ｌｄ１、Ｌｄ２は直流リアクトル、ＨＳＣＢは直流高速度遮断器、Ｌｏａｄは負荷装置を示している。尚、図１、図１５、図１９、図３５と同一の要素には同一の符号を用いて表している。

３相変圧器ＴＲの１次側はＹ接続、２次側はＹ接続とΔ接続とされている。第１の変換器ＣＮＶ１の交流端子は変圧器ＴＲのＹ接続の２次巻線に接続され、第２の変換器ＣＮＶ２の交流端子は変圧器ＴＲのΔ接続の２次巻線に接続されている。３相ブリッジ結線の電力変換器ＣＮＶ１とＣＮＶ２は、それぞれ自己消弧素子６個と逆並列ダイオード６個で構成され、その直流端子はそれぞれ直流平滑コンデンサＣｄ１及びＣｄ２に接続されている。当該直流コンデンサＣｄ１とＣｄ２はそれぞれ直流リアクトルＬｄ１及びＬｄ２を介して並列接続され、さらに直流高速度遮断器ＨＳＣＢを介して負荷Ｌｏａｄに接続されている。

電気鉄道の直流き電システムの本実施の形態装置を適用する場合、変電所近傍の直流き電線で地絡事故などが発生した場合、直流平滑コンデンサＣｄ１、Ｃｄ２の放電電流が過大となり、高速度遮断器ＨＳＣＢを開放できない場合が起こり得る。直流リアクトルＬｄ１、Ｌｄ２は、当該事故時の電流を抑制するもので、事故時の電流の立ち上がり（ｄｉ／ｄｔ）を抑え、確実に高速度遮断器ＨＳＣＢを動作させる役目を果たす。

図１９で示した電力変換装置と異なる点は、２台の変換器ＣＮＶ１、ＣＮＶ２に分割して接続された２つの直流平滑コンデンサＣｄ１、Ｃｄ２をそれぞれ直流リアクトルＬｄ１、Ｌｄ２を介して並列接続しているところである。このように構成することにより、各変換器ＣＮＶ１、ＣＮＶ２の各直流出力電流Ｉｄｃ１、Ｉｄｃ２を分離して検出でき、かつ、当該電流は直流リアクトルＬｄ１及びＬｄ２により平滑化され、ノイズ成分の少ない直流電流を検出できるようになる。

電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１及びＣＮＶ２は、交流電源ＳＵＰの周波数に同期した一定のパルスパターン（１パルス、３パルス、５パルス等）で動作し、電源電圧Ｖｓに対する各変換器の交流側出力電圧Ｖｃ１、Ｖｃ２の位相角φ１、φ２を制御することにより、直流電圧Ｖｄを制御する。パルスパターンを固定すると、直流電圧Ｖｄが一定ならば、交流側端子電圧Ｖｃ１、Ｖｃ２の振幅値は一定になる。この状態で、電源電圧Ｖｓに対する交流側端子電圧Ｖｃ１、Ｖｃ２の位相角φ１、φ２を調整ことにより、変圧器のもれインダクタンスに印加される電圧が変化し、入力電流Ｉｓ１、Ｉｓ２を調整することができる。電源電圧Ｖｓに対する出力電圧Ｖｃ１、Ｖｃ２の位相角φ１、φ２を遅れ方向に増加させることにより、交流電源から供給される有効電力Ｐｓが増加し、直流電圧Ｖｄを増加させる。逆に、位相角φ１、φ２を進み方向に増やすと、有効電力Ｐｓが交流電源に回生され、直流電圧Ｖｄは低下する。ちなみに、位相角φ＝０では、有効電力Ｐｓの授受はない。

図２２は、図２１の電力変換装置における制御回路の構成図である。図２２において、Ｆｄ（ｘ）は直流電圧指令発生器、Ｃ１、Ｃ３は比較器、Ｇｖ（Ｓ）は電圧制御補償回路、ＦＦはフィードフォワード補償器、Ｋφは比例要素、ＡＤ２１、ＡＤ２２、ＡＤ３は加算器、ＰＬＬ１、ＰＬＬ２は電源同期位相検出回路、ＰＨＣ１、ＰＨＣ２は位相制御回路である。尚、図１、図１１、図１３、図１６〜１８、図２０、図３５と同一の要素には同一の符号を用いて表している。

直流電圧指令発生器Ｆｄ（ｘ）は、負荷電流ＩＬ又は負荷電力ＰＬに応じて直流電圧指令値Ｖｄ＊を発生するもので、例えば、図１２に示したような特性とする。直流電圧制御回路では、比較器Ｃ１により、直流電圧指令値Ｖｄ＊と、直流平滑コンデンサＣｄに印加される電圧Ｖｄの検出値を比較し、当該偏差εｖ＝Ｖｄ＊−Ｖｄをとる。当該偏差εｖを電圧制御補償回路Ｇｖ（Ｓ）により比例又は積分増幅し、φｏ＊＝Ｇｖ（Ｓ）・εｖとする。さらに、加算器ＡＤ３を介して、位相角指令値φ＊＝φｏ＊＋φＦＦとする。

フィードフォワード補償器ＦＦでは、負荷電力ＰＬから位相角指令値φＦＦを演算（推定）し、加算器ＡＤ３に入力する。すなわち、交流電源の電圧Ｖｓに対する電圧形自励式電力変換器の交流側端子電圧Ｖｃ１、Ｖｃ２の位相角φ１、φ２は、φ＊＝φｏ＊＋φＦＦによって制御される。このフィードフォワード補償器ＦＦは、負荷急変時の直流電圧制御の応答を改善する役目を果たす。

電源同期位相検出器ＰＬＬ１は、変圧器ＴＲのＹ結線の２次電圧Ｖｒ１、Ｖｓ１、Ｖｔ１に同期した位相信号θｒ１、θｓ１、θｔ１を作り、位相制御回路ＰＨＣ１に与える。同様に、電源同期位相検出器ＰＬＬ２は、変圧器ＴＲのΔ結線の２次電圧Ｖｒ２、Ｖｓ２、Ｖｔ２に同期した位相信号θｒ２、θｓ２、θｔ２を作り、位相制御回路ＰＨＣ２に与える。位相信号θｒ２、θｓ２、θｔ２は、位相信号θｒ１、θｓ１、θｔ１に対し３０°の位相差を持っている。

それぞれの変換器ＣＮＶ１及びＣＮＶ２を一定パルスで位相制御する方法は、図４〜図９で説明したものと同様になる。このとき、第１の変換器ＣＮＶ１の入力電流Ｉｒ１、Ｉｓ１、Ｉｔ１は第２の変換器ＣＮＶ２の入力電流Ｉｒ２、Ｉｓ２、Ｉｔ２に対し、それぞれ３０°の位相差があり、それを合成した変圧器ＴＲの１次電流波形は高調波分が打ち消され、より正弦波に近い波形になる。Ｖｄ＊＞Ｖｄとなった場合、制御位相角指令値φ＊は正の値（遅れ）で増加し、その結果、交流電源ＳＵＰから供給される有効電力Ｐｓが増加し、直流電圧Ｖｄを増加させ、最終的にＶｄ＊＝Ｖｄとなる。逆に、Ｖｄ＊＜Ｖｄとなった場合、制御位相角指令値φ＊は負の値となり、φは進み位相角となる。その結果、交流電源ＳＵＰへ有効電力Ｐｓが回生され、直流電圧Ｖｄを減少させ、やはり、Ｖｄ＊＝Ｖｄに制御される。このようにして、２台の変換器ＣＮＶ１、ＣＮＶ２の位相角φ１、φ２を調整することにより、直流平滑コンデンサに印加される直流電圧Ｖｄを直接制御することができる。これにより、入力電流制御のマイナーループを省略でき、制御回路を簡略化できる。

２台の変換器ＣＮＶ１とＣＮＶ２の直流出力電流Ｉｄｃ１とＩｄｃ２を検出し、それらを比較器Ｃ３に入力し、偏差εｄ＝Ｉｄｃ１−Ｉｄｃ２を求める。当該偏差εｄを比例要素Ｋφで増幅し、位相角補正値Δφとして、加算器ＡＤ２１及びＡＤ２２に入力する。加算器ＡＤ２１により、加算器ＡＤ３の出力信号φ＊＝φｏ＊＋φＦＦから位相角補正値Δφを引き算し、位相制御回路ＰＨＣ１の位相制御信号φ１＊＝φ＊−Δφとして、第１の電力変換器ＣＮＶ１を制御する。同様に、加算器ＡＤ２２により、加算器ＡＤ３の出力信号φ＊＝φｏ＊＋φＦＦに位相角補正値Δφを加算し、位相制御回路ＰＨＣ２の位相制御信号φ２＊＝φ＊＋Δφとして、第２の電力変換器ＣＮＶ２を制御する。

第１の変換器ＣＮＶ１の直流出力電流Ｉｄｃ１が、第２の変換器ＣＮＶ２の直流出力電流Ｉｄｃ２より大きくなった場合、偏差εｐは正の値となり、位相角補正値Δφも正の値となる。この結果、φ１＊＜φ２＊となり、第１の変換器ＣＮＶ１の直流電流Ｉｄｃ１が減少し、第２の変換器ＣＮＶ２の直流電流Ｉｄｃ２は増加する。逆に、Ｉｄｃ１＜Ｉｄｃ２となった場合、偏差εｐは負の値となり、位相角補正値Δφも負の値となる。この結果、φ１＊＞φ２＊となり、第１の変換器ＣＮＶ１の直流電流Ｉｄｃ１が増加し、第２の変換器ＣＮＶ２の直流電流Ｉｄｃ２は減少する。最終的に、Ｉｄｃ１＝Ｉｄｃ２となって落ち着く。このようにして、２台の変換器ＣＮＶ１及びＣＮＶ２の直流出力電流を平衡化させることができ、どちらかの変換器に負荷が偏るのを防止することができる。

３台以上の変換器を並列運転する場合には、全体の直流出力電流を求め、それを変換器台数で割ったものを基準にして、それぞれの変換器の直流出力電流が当該基準電流に一致するように各変換器の位相角指令値を補正すればよい。

図２３は、図２１の電力変換装置における制御回路の別の構成を示す図である。図２３において、Ｆｄ（ｘ）は直流電圧指令発生器、ＡＤ２１、ＡＤ２２、ＡＤ３１、ＡＤ３２は加算器、Ｃ１１、Ｃ１２、Ｃ３は比較器、Ｇｖ１（Ｓ）、Ｇｖ２（Ｓ）は電圧制御補償回路、ＦＦはフィードフォワード補償器、Ｋｖは比例要素、ＰＬＬ１、ＰＬＬ２は電源同期位相検出回路、ＰＨＣ１、ＰＨＣ２は位相制御回路である。尚、図１、図１１、図１３、図１６〜１８、図２０、図２２、図３５と同一の要素には同一の符号を用いて表している。

直流電圧指令発生器Ｆｄ（ｘ）は、負荷電流ＩＬ又は負荷電力ＰＬに応じて直流電圧指令値Ｖｄ＊を発生するもので、例えば、図１２に示したような特性とする。当該電圧指令値Ｖｄ＊は、加算器ＡＤ２１及びＡＤ２２を介して各変換器の直流電圧制御回路にそれぞれ電圧指令値Ｖｄ１＊、Ｖｄ２＊として与えている。

図２１の装置の直流平滑コンデンサＣｄ１及びＣｄ２に印加される電圧Ｖｄ１、Ｖｄ２は、上記電圧指令値Ｖｄ１＊、Ｖｄ２＊にそれぞれ一致するように制御される。このとき、フィードフォワード補償器ＦＦからの補償信号φＦＦを、直流電圧制御回路からの出力信号φｏ１＊、φｏ２＊に加えることにより、負荷急変時の直流電圧制御応答を改善することができる。図２３の制御回路が図２２で示した制御回路と異なる点は、直流出力電流Ｉｄｃ１とＩｄｃ２の差分に比例した補正信号ΔＶｄ＊により２台の変換器の直流電圧指令値Ｖｄ１＊及びＶｄ２＊を補正している点である。すなわち、２台の変換器の直流出力電流Ｉｄｃ１とＩｄｃ２を検出し、それらを比較器Ｃ３に入力し、偏差εｄ＝Ｉｄｃ１−Ｉｄｃ２を求める。当該偏差εｄを比例要素Ｋｖで増幅し、直流電圧指令補正値ΔＶｄ＊として、加算器ＡＤ２１及びＡＤ２２に入力する。加算器ＡＤ２１により、直流電圧指令発生器からの出力信号Ｖｄ＊から電圧指令補正値ΔＶｄ＊を引き算し、第１の変換器ＣＮＶ１の直流電圧指令値Ｖｄ１＊とする。図２０の装置の直流平滑コンデンサＣｄ１に印加される電圧Ｖｄ１は指令値Ｖｄ１＊に一致するように制御される。同様に、加算器ＡＤ２２により、直流電圧指令発生器からの出力信号Ｖｄ＊から電圧指令補正値ΔＶｄ＊を加算し、第２の変換器ＣＮＶ２の直流電圧指令値Ｖｄ２＊とする。図２１の装置の直流平滑コンデンサＣｄ２に印加される電圧Ｖｄ２は指令値Ｖｄ２＊に一致するように制御される。

第１の変換器ＣＮＶ１の直流出力電流Ｉｄｃ１が、第２の変換器ＣＮＶ２の直流出力電流Ｉｄｃ２より大きくなった場合、偏差εｄは正の値となり、電圧指令補正値ΔＶｄ＊も正の値となる。この結果、Ｖｄ１＊＜Ｖｄ２＊となり、第１の変換器ＣＮＶ１の直流電流Ｉｄｃ１が減少し、第２の変換器ＣＮＶ２の直流電流Ｉｄｃ２は増加する。逆に、Ｉｄｃ１＜Ｉｄｃ２となった場合、偏差εｄは負の値となり、電圧指令補正値ΔＶｄ＊も負の値となる。この結果、Ｖｄ１＊＞Ｖｄ２＊となり、第１の変換器ＣＮＶ１の直流電流Ｉｄｃ１が増加し、第２の変換器ＣＮＶ２の直流電流Ｉｄｃ２は減少する。最終的に、Ｉｄｃ１＝Ｉｄｃ２となって落ち着く。このようにして、２台の変換器ＣＮＶ１及びＣＮＶ２の直流出力電流を平衡化させることができ、どちらかの変換器に負荷が偏るのを防止することができる。

３台以上の変換器を並列運転する場合には、全体の直流出力電流を求め、それを変換器台数で割ったものを基準にして、それぞれの変換器の直流出力電流が当該基準電流に一致するように各変換器の直流電圧指令値を補正すればよい。

図２４は、図２１の電力変換装置における制御回路のさらに別の構成を示す図である。図２４において、Ｆｄ（ｘ）は直流電圧指令発生器、Ｃ１、Ｃ３は比較器、Ｇｖ（Ｓ）は電圧制御補償回路、ＦＦはフィードフォワード補償器、Ｚ１、Ｚ２は座標変換器、Ｋφは比例要素、ＡＤ２１、ＡＤ２２、ＡＤ３は加算器、ＰＬＬ１、ＰＬＬ２は電源同期位相検出回路、ＰＨＣ１、ＰＨＣ２は位相制御回路である。尚、図１、図１１、図１３、図１６〜１８、図２０、図２２、図２３、図３５と同一の要素には同一の符号を用いて表している。

直流電圧指令発生器Ｆｄ（ｘ）は、負荷電流ＩＬ又は負荷電力ＰＬに応じて直流電圧指令値Ｖｄ＊を発生するもので、例えば、図１２に示したような特性とする。直流電圧制御回路では、比較器Ｃ１により、直流電圧指令値Ｖｄ＊と、直流平滑コンデンサＣｄに印加される電圧Ｖｄの検出値を比較し、当該偏差εｖ＝Ｖｄ＊−Ｖｄをとる。当該偏差εｖを電圧制御補償回路Ｇｖ（Ｓ）により比例又は積分増幅し、φｏ＊＝Ｇｖ（Ｓ）・εｖとする。さらに、加算器ＡＤ３を介して、位相角指令値φ＊＝φｏ＊＋φＦＦとする。

フィードフォワード補償器ＦＦでは、負荷電力ＰＬから位相角指令値φＦＦを演算（推定）し、加算器ＡＤ３に入力する。すなわち、交流電源の電圧Ｖｓに対する電圧形自励式電力変換器の交流側端子電圧Ｖｃ１、Ｖｃ２の位相角φ１、φ２は、φ＊＝φｏ＊＋φＦＦによって制御される。このフィードフォワード補償器ＦＦは、負荷急変時の直流電圧制御の応答を改善する役目を果たす。

座標変換器Ｚ１、Ｚ２は３相電流（静止座標量）をｄｑ軸電流（回転座標量）に変換するもので、座標変換器Ｚ１には変圧器ＴＲのＹ結線の２次電圧Ｖｒ１、Ｖｓ１、Ｖｔ１に同期した二相単位正弦波ｓｉｎθ１とｃｏｓθ１を用い、座標変換器Ｚ２には変圧器ＴＲのΔ結線の２次電圧Ｖｒ２、Ｖｓ２、Ｖｔ２に同期した二相単位正弦波ｓｉｎθ２とｃｏｓθ２を用いている。すなわち、座標変換器Ｚ１により、変換器ＣＮＶ１の入力電流Ｉｒ１、Ｉｓ１、Ｉｔ１から有効電流Ｉｐ１と無効電流ＩＱ１を得る。また、座標変換器Ｚ２により、変換器ＣＮＶ２の入力電流Ｉｒ２、Ｉｓ２、Ｉｔ２から有効電流Ｉｐ２と無効電流ＩＱ２を得る。このとき、Ｉｐ１、Ｉｐ２、ＩＱ１、ＩＱ２は直流量となる。

上記有効電流Ｉｐ１とＩｐ２を比較器Ｃ３に入力し、偏差εｐ＝Ｉｐ１−Ｉｐ２を求める。当該偏差εｐを比例要素Ｋφで増幅し、位相角補正値Δφとして、加算器ＡＤ２１及びＡＤ２２に入力する。加算器ＡＤ２１により、加算器ＡＤ３の出力信号φ＊から位相角補正値Δφを引き算し、位相制御回路ＰＨＣ１の位相制御信号φ１＊＝φ＊−Δφとして、第１の電力変換器ＣＮＶ１を制御する。同様にして、加算器ＡＤ２２により、加算器ＡＤ３の出力信号φ＊に位相角補正値Δφを加算し、位相制御回路ＰＨＣ２の位相制御信号φ２＊＝φ＊＋Δφとして、第２の電力変換器ＣＮＶ２を制御する。

第１の変換器ＣＮＶ１の入力電流有効分Ｉｐ１が、第２の変換器ＣＮＶ２の入力電流有効分Ｉｐ２より大きくなった場合、偏差εｐは正の値となり、位相角補正値Δφも正の値となる。この結果、φ１＊＜φ２＊となり、第１の変換器ＣＮＶ１の入力電流有効分Ｉｐ１が減少し、第２の変換器ＣＮＶ２の入力電流有効分Ｉｐ２は増加する。逆に、Ｉｐ１＜Ｉｐ２となった場合、偏差εｐは負の値となり、位相角補正値Δφも負の値となる。この結果、φ１＊＞φ２＊となり、第１の変換器ＣＮＶ１の入力電流有効分Ｉｐ１が増加し、第２の変換器ＣＮＶ２の入力電流有効分Ｉｐ２は減少する。最終的に、Ｉｐ１＝Ｉｐ２となって落ち着く。このようにして、２台の変換器ＣＮＶ１及びＣＮＶ２の入力電流の有効分を平衡化させることができ、どちらかの変換器に負荷が偏るのを防止することができる。尚、本実施の形態の装置では前に説明したように入力力率が高いので、入力電流の無効分は小さく、その不平衡については無視することができる。

３台以上の変換器を並列運転する場合には、全体の有効電流を求め、それを変換器台数で割ったものを基準にして、それぞれの変換器の入力電流の有効分が当該基準有効電流に一致するように各変換器の位相角指令値を補正すればよい。

図２５は、図２１の電力変換装置における制御回路のさらに別の構成を示す図である。図２５において、Ｆｄ（ｘ）は直流電圧指令発生器、ＡＤ２１、ＡＤ２２、ＡＤ３１、ＡＤ３２は加算器、Ｃ１１、Ｃ１２、Ｃ３は比較器、Ｇｖ１（Ｓ）、Ｇｖ２（Ｓ）は電圧制御補償回路、ＦＦはフィードフォワード補償器、Ｋｖは比例要素、ＰＬＬ１、ＰＬＬ２は電源同期位相検出回路、ＰＨＣ１、ＰＨＣ２は位相制御回路である。尚、図１、図１１、図１３、図１６〜１８、図２０、図２２〜２４、図３５と同一の要素には同一の符号を用いて表している。

直流電圧指令発生器Ｆｄ（ｘ）は、負荷電流ＩＬ又は負荷電力ＰＬに応じて直流電圧指令値Ｖｄ＊を発生するもので、例えば、図１２に示したような特性とする。当該電圧指令値Ｖｄ＊は、加算器ＡＤ２１及びＡＤ２２を介して各変換器の直流電圧制御回路にそれぞれ電圧指令値Ｖｄ１＊、Ｖｄ２＊として与えている。図２１の装置の直流平滑コンデンサＣｄ１及びＣｄ２に印加される電圧Ｖｄ１、Ｖｄ２は、上記電圧指令値Ｖｄ１＊、Ｖｄ２＊にそれぞれ一致するように制御される。このとき、フィードフォワード補償器ＦＦからの補償信号φＦＦを、直流電圧制御回路からの出力信号φｏ１＊、φｏ２＊に加えることにより、負荷急変時の直流電圧制御応答を改善することができる。

図２５の制御回路が図２４で示した制御回路と異なる点は、入力電流有効分Ｉｐ１とＩｐ２の差分に比例した補正信号ΔＶｄ＊により２台の変換器の直流電圧指令値Ｖｄ１＊及びＶｄ２＊を補正している点である。すなわち、図２４で説明したと同様に２台の変換器の入力電流有効分Ｉｐ１とＩｐ２を検出し、それらを比較器Ｃ３に入力し、偏差εｄ＝Ｉｐ１−Ｉｐ２を求める。当該偏差εｐを比例要素Ｋｖで増幅し、直流電圧指令補正値ΔＶｄ＊として、加算器ＡＤ２１及びＡＤ２２に入力する。加算器ＡＤ２１により、直流電圧指令発生器からの出力信号Ｖｄ＊から電圧指令補正値ΔＶｄ＊を引き算し、第１の変換器ＣＮＶ１の直流電圧指令値Ｖｄ１＊とする。図２０の装置の直流平滑コンデンサＣｄ１に印加される電圧Ｖｄ１は指令値Ｖｄ１＊に一致するように制御される。同様に、加算器ＡＤ２２により、直流電圧指令発生器からの出力信号Ｖｄ＊から電圧指令補正値ΔＶｄ＊を加算し、第２の変換器ＣＮＶ２の直流電圧指令値Ｖｄ２＊とする。図２０の装置の直流平滑コンデンサＣｄ２に印加される電圧Ｖｄ２は指令値Ｖｄ２＊に一致するように制御される。

第１の変換器ＣＮＶ１の入力電流有効分Ｉｐ１が、第２の変換器ＣＮＶ２の入力電流有効分Ｉｐ２より大きくなった場合、偏差εｐは正の値となり、電圧指令補正値ΔＶｄ＊も正の値となる。この結果、Ｖｄ１＊＜Ｖｄ２＊となり、第１の変換器ＣＮＶ１の入力電流有効分Ｉｐ１が減少し、第２の変換器ＣＮＶ２の入力電流有効分Ｉｐ２は増加する。逆に、Ｉｐ１＜Ｉｐ２となった場合、偏差εｐは負の値となり、電圧指令補正値ΔＶｄ＊も負の値となる。この結果、Ｖｄ１＊＞Ｖｄ２＊となり、第１の変換器ＣＮＶ１の入力電流有効分Ｉｐ１が増加し、第２の変換器ＣＮＶ２の入力電流有効分Ｉｐ２は減少する。最終的に、Ｉｐ１＝Ｉｐ２となって落ち着く。このようにして、２台の変換器ＣＮＶ１及びＣＮＶ２の入力電流有効分Ｉｐ１とＩｐ２を平衡化させることができ、どちらかの変換器に負荷が偏るのを防止することができる。

３台以上の変換器を並列運転する場合には、全体の入力電流有効分を求め、それを変換器台数で割ったものを基準にして、それぞれの変換器の入力電流有効分が当該基準有効電流に一致するように各変換器の直流電圧指令値を補正すればよい。

図２６は、図２１の電力変換装置における制御回路のさらに別の構成を示す図である。図２６において、Ｆｄ（ｘ）は直流電圧指令発生器、Ｃ１、Ｃ３は比較器、Ｇｖ（Ｓ）は電圧制御補償回路、ＦＦはフィードフォワード補償器、Ｋφは比例要素、ＡＤ２１、ＡＤ２２、ＡＤ３は加算器、ＰＬＬ１、ＰＬＬ２は電源同期位相検出回路、ＰＨＣ１、ＰＨＣ２は位相制御回路である。尚、図１、図１１、図１３、図１６〜１８、図２０、図２２〜２５、図３５と同一の要素には同一の符号を用いて表している。

図２６の制御回路が図２４で示した制御回路と異なるところは、２台の変換器ＣＮＶ１、ＣＮＶ２の各入力電流の実効値Ｉｓ１（ｒｍｓ）、Ｉｓ２（ｒｍｓ）を用い、その差分により位相角補正値Δφを求める点である。Ｉｓ１（ｒｍｓ）＞Ｉｓ２（ｒｍｓ）となった場合、位相角補正値Δφは正の値となり、φ１＊＜φ２＊となって、第１の変換器ＣＮＶ１の入力電流実効値Ｉｓ１（ｒｍｓ）が減少し、第２の変換器ＣＮＶ２の入力電流実効値Ｉｓ２（ｒｍｓ）は増加する。逆に、Ｉｓ１（ｒｍｓ）＜Ｉｓ２（ｒｍｓ）となった場合、位相角補正値Δφは負の値となり、φ１＊＞φ２＊となって、第１の変換器ＣＮＶ１の入力電流実効値Ｉｓ１（ｒｍｓ）が増加し、第２の変換器ＣＮＶ２の入力電流実効値Ｉｓ２（ｒｍｓ）は減少する。最終的に、Ｉｓ１（ｒｍｓ）＝Ｉｓ２（ｒｍｓ）となって落ち着く。この場合、入力電流の実効値Ｉｓ１（ｒｍｓ）、Ｉｓ２（ｒｍｓ）は、交流電流の平均値的な量として求められ、有効分と無効分を含んでいるが、無効分はわずかなので、負荷分担の平衡化という面では問題にならない。また、入力電流の平衡化はゆっくり行えばよく、平均値的な量の補正でも十分な効果が期待できる。図２６の制御回路は、図２４で示したものに比べると座標変換器Ｚ１、Ｚ２が必要でないので、より簡単に負荷分担の平衡化が得られる利点がある。

３台以上の変換器を並列運転する場合には、全体の入力電流実効値を求め、それを変換器台数で割ったものを基準にして、それぞれの変換器の入力電流実効値が当該基準電流実効値に一致するように各変換器の位相角指令値を補正すればよい。

図２７は、図２１の電力変換装置における制御回路のさらに別の構成を示す図である。図２７において、Ｆｄ（ｘ）は直流電圧指令発生器、ＡＤ２１、ＡＤ２２、ＡＤ３１、ＡＤ３２は加算器、Ｃ１１、Ｃ１２、Ｃ３は比較器、Ｇｖ１（Ｓ）、Ｇｖ２（Ｓ）は電圧制御補償回路、ＦＦはフィードフォワード補償器、Ｋｖは比例要素、ＰＬＬ１、ＰＬＬ２は電源同期位相検出回路、ＰＨＣ１、ＰＨＣ２は位相制御回路である。尚、図１、図１１、図１３、図１６〜１８、図２０、図２２〜２６、図３５と同一の要素には同一の符号を用いて表している。

直流電圧指令発生器Ｆｄ（ｘ）は、負荷電流ＩＬ又は負荷電力ＰＬに応じて直流電圧指令値Ｖｄ＊を発生するもので、例えば、図１２に示したような特性とする。当該電圧指令値Ｖｄ＊は、加算器ＡＤ２１及びＡＤ２２を介して各変換器の直流電圧制御回路にそれぞれ電圧指令値Ｖｄ１＊、Ｖｄ２＊として与えている。図２１の装置の直流平滑コンデンサＣｄ１及びＣｄ２に印加される電圧Ｖｄ１、Ｖｄ２は、上記電圧指令値Ｖｄ１＊、Ｖｄ２＊にそれぞれ一致するように制御される。このとき、フィードフォワード補償器ＦＦからの補償信号φＦＦを、直流電圧制御回路からの出力信号φｏ１＊、φｏ２＊に加えることにより、負荷急変時の直流電圧制御応答を改善することができる。

図２７の制御回路が図２６で示した制御回路と異なる点は、入力電流の実効値Ｉｓ１（ｒｍｓ）とＩｓ２（ｒｍｓ）の差分に比例した補正信号ΔＶｄ＊により２台の変換器の直流電圧指令値Ｖｄ１＊及びＶｄ２＊を補正している点である。すなわち、２台の変換器ＣＮＶ１とＣＮＶ２の入力電流の実効値Ｉｓ１（ｒｍｓ）とＩｓ２（ｒｍｓ）を検出し、それらを比較器Ｃ３に入力し、偏差εｓ＝Ｉｓ１（ｒｍｓ）−Ｉｓ２（ｒｍｓ）を求める。当該偏差εｓを比例要素Ｋｖで増幅し、直流電圧指令補正値ΔＶｄ＊として、加算器ＡＤ２１及びＡＤ２２に入力する。加算器ＡＤ２１により、直流電圧指令発生器からの出力信号Ｖｄ＊から電圧指令補正値ΔＶｄ＊を引き算し、第１の変換器ＣＮＶ１の直流電圧指令値Ｖｄ１＊とする。図２０の装置の直流平滑コンデンサＣｄ１に印加される電圧Ｖｄ１は指令値Ｖｄ１＊に一致するように制御される。同様に、加算器ＡＤ２２により、直流電圧指令発生器からの出力信号Ｖｄ＊から電圧指令補正値ΔＶｄ＊を加算し、第２の変換器ＣＮＶ２の直流電圧指令値Ｖｄ２＊とする。図２１の装置の直流平滑コンデンサＣｄ２に印加される電圧Ｖｄ２は指令値Ｖｄ２＊に一致するように制御される。

第１の変換器ＣＮＶ１の入力電流実効値Ｉｓ１（ｒｍｓ）が、第２の変換器ＣＮＶ２の入力電流実効値Ｉｓ２（ｒｍｓ）より大きくなった場合、電圧指令補正値ΔＶｄ＊は正の値となる。この結果、Ｖｄ１＊＜Ｖｄ２＊となり、第１の変換器ＣＮＶ１の入力電流実効値Ｉｓ１（ｒｍｓ）が減少し、第２の変換器ＣＮＶ２の入力電流実効値Ｉｓ２（ｒｍｓ）は増加する。逆に、Ｉｓ１（ｒｍｓ）＜Ｉｓ２（ｒｍｓ）となった場合、電圧指令補正値ΔＶｄ＊は負の値となる。この結果、Ｖｄ１＊＞Ｖｄ２＊となり、第１の変換器ＣＮＶ１の入力電流実効値Ｉｓ１（ｒｍｓ）が増加し、第２の変換器ＣＮＶ２の入力電流実効値Ｉｓ２（ｒｍｓ）は減少する。最終的に、Ｉｓ１（ｒｍｓ）＝Ｉｓ２（ｒｍｓ）となって落ち着く。このようにして、２台の変換器ＣＮＶ１及びＣＮＶ２の入力電流実効値Ｉｓ１（ｒｍｓ）、Ｉｓ２（ｒｍｓ）を平衡化させることができ、どちらかの変換器に負荷が偏るのを防止することができる。

３台以上の変換器を並列運転する場合には、全体の入力電流実効値を求め、それを変換器台数で割ったものを基準にして、それぞれの変換器の入力電流実効値が当該基準電流実効値に一致するように各変換器の直流電圧指令値を補正すればよい。

（第５の実施の形態）図２８は、本発明の第５の実施の形態の電力変換装置の構成図である。図２８において、ＳＵＰは３相交流電源、Ｒ、Ｓ、Ｔはその受電端子、ＴＲ１、ＴＲ２は変圧器、ＣＮＶ１、ＣＮＶ２は電圧形自励式電力変換器、Ｃｄは直流平滑コンデンサ、Ｌｏａｄは負荷装置を表す。尚、図１、図１５、図１９、図２１、図３５と同一の要素には同一の符号を用いて表している。

３相変圧器ＴＲ１は、１次巻線はオープンスター結線、２次巻線はデルタ（Δ）結線されている。また、３相変圧ＴＲ２は、１次巻線はデルタ（Δ）結線、２次巻線もデルタ（Δ）結線されている。変圧器ＴＲ１とＴＲ２の１次巻線は各相毎に直列接続されている。

電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１、ＣＮＶ２は、一定のパルスパターンで動作し、交流電源電圧Ｖｓに同期したスイッチングを行う。直流電圧Ｖｄが一定ならば、自励式変換器ＣＮＶ１、ＣＮＶ２の交流出力電圧Ｖｃ１、Ｖｃ２の振幅値は一定になる。この状態で、電源電圧Ｖｓに対する各変換器出力電圧の和Ｖｃ＝Ｖｃ１＋Ｖｃ２の位相角φを変えることより、変圧器ＴＲ１、ＴＲ２のもれインダクタンスの和Ｌｘｏ＝Ｌｘ１＋Ｌｘ２に印加される電圧が変化し、入力電流Ｉｓが調整され、共通の直流平滑コンデンサＣｄに印加される直流電圧Ｖｄを制御することができる。多重化により、その入力電流Ｉｓは、極めて歪みの少ない波形に制御できる。

電源電圧Ｖｓに対する各変換器の交流側出力電圧の和Ｖｃ＝Ｖｃ１＋Ｖｃ２の位相角φを遅れ方向に増加させることにより、交流電源から供給される有効電力Ｐｓが増加し、直流電圧Ｖｄが増加する。逆に位相角φを進み方向に増やすと、有効電力Ｐｓが交流電源に回生され、直流電圧Ｖｄは減少する。

図２９は、図２８の電力変換装置における制御回路の構成を示す図である。図２９において、Ｆｄ（ｘ）は直流電圧指令発生器、ＡＤ１、ＡＤ３は加算器、Ｃ１、Ｃ２は比較器、Ｇｖ（Ｓ）は電圧制御補償回路、ＦＦはフィードフォワード補償器、Ｋｓは比例要素、ＰＬＬ１、ＰＬＬ２は電源同期位相検出回路、ＰＨＣ１、ＰＨＣ２は位相制御回路である。尚、図１、図１１、図１３、図１６〜１８、図２０、図２２〜２７、図３５と同一の要素には同一の符号を用いて表している。

直流電圧指令発生器Ｆｄ（ｘ）は、負荷電流ＩＬ又は負荷電力ＰＬに応じて直流電圧指令値Ｖｄ＊を発生するもので、例えば、図１２に示したような特性とする。

比較器Ｃ２により、電源電圧の実効値Ｖｓ（ｒｍｓ）を検出し、定格値Ｖｓｏ（ｒｍｓ）と比較する。その差分Ｖｓ（ｒｍｓ）−Ｖｓｏ（ｒｍｓ）＝ΔＶｓを比例要素Ｋｓを介して定数倍し、直流電圧指令の補償値ΔＶｄ＊＝Ｋｓ・ΔＶｓとする。加算器ＡＤ１により、本来の直流電圧指令値Ｖｄ＊と補償値ΔＶｄ＊を加え、新たな直流電圧指令値Ｖｄ＊＊＝Ｖｄ＊＋ΔＶｄ＊とする。比較器Ｃ１により、直流電圧指令値Ｖｄ＊＊と直流平滑コンデンサＣｄに印加される電圧Ｖｄの検出値を比較し、偏差εｖ＝Ｖｄ＊＊−Ｖｄを求める。電圧制御補償回路Ｇｖ（Ｓ）により、当該偏差εｖを比例又は積分増幅する。加算器ＡＤ３により、当該直流電圧制御回路からの出力信号φｏ＊にフィードフォワード補償器ＦＦからの出力信号φＦＦを加えて、制御位相角指令値φ＊＝φｏ＊＋φＦＦとし、２台の変換器ＣＮＶ１、ＣＮＶ２の位相制御回路ＰＨＣ１、ＰＨＣ２に入力する。このフィードフォワード補償器ＦＦは、負荷急変時の直流電圧制御の応答を改善する役目を果たす。

電源同期位相検出器ＰＬＬ１は、変圧器ＴＲ１の２次電圧Ｖｒ１、Ｖｓ１、Ｖｔ１に同期した位相信号θｒ１、θｓ１、θｔ１を作り、位相制御回路ＰＨＣ１に与える。同様に、電源同期位相検出器ＰＬＬ２は、変圧器ＴＲ２の２次電圧Ｖｒ２、Ｖｓ２、Ｖｔ２に同期した位相信号θｒ２、θｓ２、θｔ２を作り、位相制御回路ＰＨＣ２に与える。位相信号θｒ２、θｓ２、θｔ２は、位相信号θｒ１、θｓ１、θｔ１に対し３０°の位相差を持っている。

直流平滑コンデンサＣｄに印加される電圧Ｖｄは上記指令値Ｖｄ＊＊に一致するように制御される。すなわち、Ｖｄ＊＊＞Ｖｄとなった場合、制御位相角指令値φ＊は正の値（遅れ）で増加し、その結果、前述のように、交流電源から供給される有効電力Ｐｓが増加し、直流電圧Ｖｄを増加させ、最終的にＶｄ＊＊＝Ｖｄとなる。逆に、Ｖｄ＊＊＜Ｖｄとなった場合、制御位相角指令値φ＊は負の値となり、φは進み位相角となる。その結果、交流電源へ有効電力Ｐｓが回生され、直流電圧Ｖｄを減少させ、やはり、Ｖｄ＊＊＝Ｖｄに制御される。このようにして、位相角φを調整することにより、直流平滑コンデンサに印加される直流電圧Ｖｄを直接制御することができる。これにより、入力電流制御のマイナーループを省略でき、制御回路を簡略化できる。

電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１、ＣＮＶ２を固定パルスパターンで運転した場合、当該電力変換器ＣＮＶ１、ＣＮＶ２の交流側出力電圧の和Ｖｃ１＋Ｖｃ２の振幅値は一定となり、電源電圧Ｖｓが高くなると、変換器ＣＮＶ１、ＣＮＶ２は遅れ力率運転となり、また、電源電圧Ｖｓが低くなると、変換器ＣＮＶ１、ＣＮＶ２は進み力率運転となってしまう。また、力率低下に伴い、自励式電力変換器ＣＮＶ１、ＣＮＶ２の交流側出力電圧の和Ｖｃ１＋Ｖｃ２と入力電流Ｉｓの位相差が大きくなり、自励式電力変換器を構成する自己消弧素子の遮断電流が大きくなってしまう。そこで、直流平滑コンデンサＣｄに印加される電圧Ｖｄを電源電圧Ｖｓの振幅値（実効値）に合わせて調整制御することにより、直列多重運転では、常に、｜Ｖｓ｜≒｜Ｖｃ１＋Ｖｃ２｜となるように制御される。これにより、電源力率あるいは変換器力率の極端な低下を防ぐことが可能となり、自己消弧素子の遮断電流の増加を防止できる。

以上は、直列２多重構成の電力変換装置について説明したが、直列ｎ多重構成の電力変換装置についても同様に達成できる。すなわち、電圧形自励式電力変換器を複数台（ｎ台）用意し、１次巻線を直列接続し、適宜の位相差を持たせた２次巻線を有するｎ台の３相変圧器ＴＲ１〜ＴＲｎを用いて、直列多重運転するように構成した本発明の電力変換装置は、変換装置の大容量化と、交流電源から供給される入力電流Ｉｓの高調波成分の低減を図ることができる。特に、直列多重運転により、各変換器ＣＮＶ１〜ＣＮＶｎに流れる交流側入力電流のリプルを抑制することができ、かつ、変換器ＣＮＶ１〜ＣＮＶｎ間に横流が流れないので、自励式電力変換器ＣＮＶ１〜ＣＮＶｎの自己消弧素子の最大遮断電流を小さくできる利点がある。

（第６の実施の形態）図３０は、本発明の第６の実施の形態の電力変換装置の構成図である。図中、ＳＵＰは３相交流電源、Ｒ、Ｓ、Ｔはその受電端子、ＴＲは変圧器、ＣＮＶ１、ＣＮＶ２は電圧形自励式電力変換器、Ｃｄ１、Ｃｄ２は直流平滑コンデンサ、Ｌｏａｄは負荷装置を示している。尚、図１、図１５、図１９、図２１、図２８、図３５と同一の要素には同一の符号を用いて表している。

３相変圧器ＴＲの１次側はスター接続（Ｙ接続）、２次側はスター接続（Ｙ接続）とデルタ（Δ接続）されている。第１の変換器ＣＮＶ１の交流端子は変圧器ＴＲのＹ接続の２次巻線に接続され、第２の変換器ＣＮＶ２の交流端子は変圧器ＴＲのΔ接続の２次巻線に接続されている。３相ブリッジ結線の電力変換器ＣＮＶ１とＣＮＶ２は、それぞれ自己消弧素子６個と逆並列ダイオード６個で構成され、その直流端子はそれぞれ直流平滑コンデンサＣｄ１及びＣｄ２に接続されている。当該直流平滑コンデンサＣｄ１とＣｄ２は直列接続され、当該コンデンサＣｄ１及びＣｄ２に印加される電圧の和Ｖｄ１＋Ｖｄ２が負荷Ｌｏａｄに印加される。

本実施の形態の装置は、電圧形自励式電力変換器ＣＮＶを複数台（ｎ台）用意し、適宜の位相差を持たせたｎ組の２次巻線を有する３相変圧器ＴＲを用いて、交流側で並列多重運転し、直流側で直列接続するように構成したもので、変換装置の大容量化と、直流出力電圧Ｖｄの高圧化、及び交流電源から供給される入力電流Ｉｓの高調波成分の低減を図ることができる。

電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１、ＣＮＶ２は、一定のパルスパターンで、交流電源の電圧Ｖｓに同期したスイッチングを行う。直流電圧Ｖｄが一定ならば、自励式変換器ＣＮＶ１、ＣＮＶ２の交流出力電圧Ｖｃ１、Ｖｃ２の振幅値は一定になる。この状態で、電源電圧Ｖｓに対する出力電圧Ｖｃ１、Ｖｃ２の位相角φ１、φ２を変えることより、交流リアクトルＬｓ１、Ｌｓ２（又は、変圧器ＴＲのもれインダクタンス）に印加される電圧が変化し、各電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１、ＣＮＶ２の入力電流を調整することができる。自励式変換器ＣＮＶ１、ＣＮＶ２を一定のパルスパターンで制御する場合、入力電流Ｉｓの高調波成分が小さくなるようにスイッチングパターンを決めるが、変換器力率が１に近いところで動作させることにより、電流Ｉｓのゼロ点付近でスイッチングが行われ、自励式変換器ＣＮＶ１、ＣＮＶ２を構成する自己消弧素子の遮断電流を小さくすることができる。

電源電圧Ｖｓに対する各変換器の出力電圧Ｖｃ１、Ｖｃ２の位相角φ１、φ２を遅れ方向に増加させることにより、交流電源から供給される有効電力Ｐｓが増加し、直流平滑コンデンサＣｄ１、Ｃｄ２に印加される電圧の和Ｖｄ１＋Ｖｄ２を増加させる。逆に位相角φを進み方向に増やすと、有効電力Ｐｓが交流電源に回生され、直流平滑コンデンサＣｄ１とＣｄ２に印加される電圧の和Ｖｄ１＋Ｖｄ２を減少させる。これにより、直流平滑コンデンサＣｄ１、Ｃｄ２に印加される電圧の和Ｖｄ１＋Ｖｄ２を直接制御することができる。このとき、各直流平滑コンデンサＣｄ１、Ｃｄ２に印加される電圧Ｖｄ１、Ｖｄ２は平衡するように制御される。すなわち、入力電流の制御ループを省略することができる。これにより、直流出力電圧の高圧化を図ることができ、入力電流Ｉｓの高調波成分が小さく、電力回生が可能で、高力率・高効率で、低コストの電力変換装置を提供できる。

図３１は、図３０の電力変換装置における制御回路の構成を示す図である。図３１において、Ｆｄ（ｘ）は直流電圧指令発生器、ＡＤ１、ＡＤ３１、ＡＤ３２は加算器、Ｋｎ、Ｋｓは比例要素、Ｃ１１、Ｃ１２、Ｃ２は比較器、Ｇｖ１（Ｓ）、Ｇｖ２（Ｓ）は電圧制御補償回路、ＦＦはフィードフォワード補償器、ＰＬＬ１、ＰＬＬ２は電源同期位相検出回路、ＰＨＣ１、ＰＨＣ２は位相制御回路である。尚、図１、図１１、図１３、図１６〜１８、図２０、図２２〜２７、図２９、図３５と同一の要素には同一の符号を用いて表している。

直流電圧指令発生器Ｆｄ（ｘ）は、負荷電流ＩＬ又は負荷電力ＰＬに応じて直流電圧指令値Ｖｄ＊を発生するもので、例えば、図１２に示したような特性とする。

電源同期位相検出器ＰＬＬ１は、変圧器ＴＲのスター結線（Ｙ結線）の２次電圧Ｖｒ１、Ｖｓ１、Ｖｔ１に同期した位相信号θｒ１、θｓ１、θｔ１を作り、位相制御回路ＰＨＣ１に与える。同様に、電源同期位相検出器ＰＬＬ２は、変圧器ＴＲのデルタ結線（Δ結線）の２次電圧Ｖｒ２、Ｖｓ２、Ｖｔ２に同期した位相信号θｒ２、θｓ２、θｔ２を作り、位相制御回路ＰＨＣ２に与える。位相信号θｒ２、θｓ２、θｔ２は、位相信号θｒ１、θｓ１、θｔ１に対し３０°の位相差を持っている。

それぞれの変換器ＣＮＶ１及びＣＮＶ２を一定パルスで位相制御する方法は、図４〜図９で説明したものと同様になる。このとき、第１の変換器ＣＮＶ１の入力電流Ｉｒ１、Ｉｓ１、Ｉｔ１は第２の変換器ＣＮＶ２の入力電流Ｉｒ２、Ｉｓ２、Ｉｔ２に対し、それぞれ３０°の位相差があり、それを合成した変圧器ＴＲの１次電流波形は高調波分が打ち消され、より正弦波に近い波形になる。

比較器Ｃ２により、電源電圧の実効値Ｖｓ（ｒｍｓ）を検出し、定格値Ｖｓｏ（ｒｍｓ）と比較する。その差分Ｖｓ（ｒｍｓ）−Ｖｓｏ（ｒｍｓ）＝ΔＶｓを比例要素Ｋｓを介して定数倍し、直流電圧指令の補償値ΔＶｄ＊＝Ｋｓ・ΔＶｓとする。加算器ＡＤ１により、直流電圧指令値Ｖｄ＊と補償値ΔＶｄ＊を加え、新たな直流電圧指令値Ｖｄ＊＊＝Ｖｄ＊＋ΔＶｄ＊とする。さらに、各変換器ＣＮＶ１及びＣＮＶ２の直流電圧Ｖｄ１とＶｄ２が同じになるように、比例要素Ｋｎを介して、上記直流電圧指令値Ｖｄ＊＊を１／ｎ＝１／２倍する。

２台の変換器ＣＮＶ１とＣＮＶ２の直流電圧は独立に制御される。すなわち、比較器Ｃ１１により、直流電圧指令値Ｖｄ＊＊／２と直流平滑コンデンサＣｄ１に印加される電圧Ｖｄ１の検出値を比較し、偏差εｖ１＝Ｖｄ＊＊／２−Ｖｄ１を求める。電圧制御補償回路Ｇｖ１（Ｓ）により、当該偏差εｖ１を比例又は積分増幅する。当該直流電圧制御回路からの出力信号φｏ１＊にフィードフォワード補償器ＦＦからの出力信号φＦＦを加算し、制御位相角指令値φ１＊＝φｏ１＊＋φＦＦとして、第１の変換器ＣＮＶ１の位相制御回路ＰＨＣ１に入力する。直流平滑コンデンサＣｄ１に印加される電圧Ｖｄ１は指令値Ｖｄ＊＊／２に一致するように制御される。同様に、比較器Ｃ１２により、直流電圧指令値Ｖｄ＊＊／２と直流平滑コンデンサＣｄ２に印加される電圧Ｖｄ２の検出値を比較し、偏差εｖ２＝Ｖｄ＊＊／２−Ｖｄ２を求める。電圧制御補償回路Ｇｖ２（Ｓ）により、当該偏差εｖ２を比例又は積分増幅する。当該直流電圧制御回路からの出力信号φｏ２＊にフィードフォワード補償器ＦＦからの出力信号φＦＦを加算し、制御位相角指令値φ２＊＝φｏ２＊＋φＦＦとし、第２の変換器ＣＮＶ２の位相制御回路ＰＨＣ２に入力する。直流平滑コンデンサＣｄ２に印加される電圧Ｖｄ２は指令値Ｖｄ＊＊／２に一致するように制御される。このとき、フィードフォワード補償器ＦＦは、負荷電力ＰＬ又は直流出力電流ＩＬから位相角指令値φＦＦを演算し、前向き補償信号として加えることにより、負荷急変時の直流電圧Ｖｄ１、Ｖｄ２の変動を抑制し、直流電圧制御の応答を改善する。

このようにして、Ｖｄ１＝Ｖｄ２＝Ｖｄ＊＊／２に制御され、直流電圧が平衡化され、結果的に、２台の各電力変換器ＣＮＶ１、ＣＮＶ２の構成素子に印加される最大電圧も均等になる。また、直流電圧Ｖｄ１、Ｖｄ２が均等化されたことにより、交流側多重化の効果がそのまま出て、交流入力電流Ｉｓの高調波が低減される。これにより、直流出力電圧の高圧化を図ることができ、入力電流Ｉｓの高調波成分が小さく、電力回生が可能で、高力率・高効率で、低コストの電力変換装置を提供できる。尚、変圧器ＴＲの２次電圧にバラツキがある場合、各電力変換器ＣＮＶ１、ＣＮＶ２の入力電流の無効分が異なった値になる。変圧器の２次電圧が高い電力変換器では入力電流の無効分（遅れ）が大きくなり、逆に、２次電圧が低い電力変換器では入力電流の無効分（遅れ）は小さくなる。

図３２は、図３０の装置における制御回路の他の構成を示す図である。図３２において、Ｆｄ（ｘ）は直流電圧指令発生器、Ｚ１、Ｚ２は座標変換器、ＡＤ２１、ＡＤ２２、ＡＤ３１、ＡＤ３２は加算器、Ｋｄは比例要素、Ｃ１１、Ｃ１２、Ｃ３は比較器、Ｇｖ１（Ｓ）、Ｇｖ２（Ｓ）は電圧制御補償回路、ＦＦはフィードフォワード補償器、ＰＬＬ１、ＰＬＬ２は電源同期位相検出回路、ＰＨＣ１、ＰＨＣ２は位相制御回路である。尚、図１、図１１、図１３、図１６〜１８、図２０、図２２〜２７、図２９、図３１、図３５と同一の要素には同一の符号を用いて表している。

直流電圧指令発生器Ｆｄ（ｘ）は、負荷電流ＩＬ又は負荷電力ＰＬに応じて直流電圧指令値Ｖｄ＊を発生するもので、例えば、図１２に示したような特性とする。

座標変換器Ｚ１、Ｚ２は３相電流（静止座標量）をｄｑ軸電流（回転座標量）に変換するもので、座標変換器Ｚ１には変圧器ＴＲのＹ結線の２次電圧Ｖｒ１、Ｖｓ１、Ｖｔ１に同期した二相単位正弦波ｓｉｎθ１とｃｏｓθ１を用い、座標変換器Ｚ２には変圧器ＴＲのΔ結線の２次電圧Ｖｒ２、Ｖｓ２、Ｖｔ２に同期した二相単位正弦波ｓｉｎθ２とｃｏｓθ２を用いている。すなわち、座標変換器Ｚ１により、変換器ＣＮＶ１の入力電流Ｉｒ１、Ｉｓ１、Ｉｔ１から有効電流Ｉｐ１と無効電流ＩＱ１を得る。また、座標変換器Ｚ２により、変換器ＣＮＶ２の入力電流Ｉｒ２、Ｉｓ２、Ｉｔ２から有効電流Ｉｐ２と無効電流ＩＱ２を得る。このとき、Ｉｐ１、Ｉｐ２、ＩＱ１、ＩＱ２は直流量となる。

上記無効電流ＩＱ１とＩＱ２を比較器Ｃ３に入力し、偏差εＱ＝ＩＱ１−ＩＱ２を求める。当該偏差εＱを比例要素Ｋｄで増幅し、電圧指令補正値ΔＶｄ＊として、加算器ＡＤ２１及びＡＤ２２に入力する。加算器ＡＤ２１により、直流電圧指令発生器Ｆｄ（ｘ）からの出力信号Ｖｄ＊と電圧指令補正値ΔＶｄ＊を加算し、第１の電力変換器ＣＮＶ１の直流電圧指令値Ｖｄ１＊とする。

比較器Ｃ１１により、直流電圧指令値Ｖｄ１＊と直流平滑コンデンサＣｄ１に印加される電圧Ｖｄ１の検出値を比較し、偏差εｖ１＝Ｖｄ１＊−Ｖｄ１を求める。電圧制御補償回路Ｇｖ１（Ｓ）により、当該偏差εｖ１を比例又は積分増幅する。当該電圧制御補償回路Ｇｖ１（Ｓ）からの出力信号φｏ１＊にフィードフォワード補償器ＦＦからの出力信号φＦＦを加算し、制御位相角指令値φ１＊＝φｏ１＊＋φＦＦとして、第１の変換器ＣＮＶ１の位相制御回路ＰＨＣ１に入力する。直流平滑コンデンサＣｄ１に印加される電圧Ｖｄ１は指令値Ｖｄ１＊に一致するように制御される。同様に、加算器ＡＤ２２により、直流電圧指令発生器Ｆｄ（ｘ）からの出力信号Ｖｄ＊と電圧指令補正値ΔＶｄ＊を加算し、第２の電力変換器ＣＮＶ２の直流電圧指令値Ｖｄ２＊とする。

比較器Ｃ１２により、直流電圧指令値Ｖｄ２＊と直流平滑コンデンサＣｄ２に印加される電圧Ｖｄ２の検出値を比較し、偏差εｖ２＝Ｖｄ２＊−Ｖｄ２を求める。電圧制御補償回路Ｇｖ２（Ｓ）により、当該偏差εｖ２を比例又は積分増幅する。当該電圧制御補償回路Ｇｖ２（Ｓ）からの出力信号φｏ２＊にフィードフォワード補償器ＦＦからの出力信号φＦＦを加算し、制御位相角指令値φ２＊＝φｏ２＊＋φＦＦとし、第２の変換器ＣＮＶ２の位相制御回路ＰＨＣ２に入力する。直流平滑コンデンサＣｄ２に印加される電圧Ｖｄ２は指令値Ｖｄ２＊に一致するように制御される。このとき、フィードフォワード補償器ＦＦは、負荷電力ＰＬ又は直流出力電流ＩＬから位相角指令値φＦＦを演算し、前向き補償信号として加えることにより、負荷急変時の直流電圧Ｖｄ１、Ｖｄ２の変動を抑制し、直流電圧制御の応答を改善する。

第１の変換器ＣＮＶ１の入力電流無効分ＩＱ１が、第２の変換器ＣＮＶ２の入力電流無効分ＩＱ２より大きくなった場合、偏差εＱは正の値となり、電圧指令補正値ΔＶｄ＊も正の値となる。この結果、Ｖｄ１＊＞Ｖｄ２＊となり、第１の変換器ＣＮＶ１の入力電流無効分ＩＱ１が減少し、第２の変換器ＣＮＶ２の入力電流無効分ＩＱ２は増加する。逆に、ＩＱ１＜ＩＱ２となった場合、偏差εＱは負の値となり、電圧指令補正値ΔＶｄ＊も負の値となる。この結果、Ｖｄ１＊＜Ｖｄ２＊となり、第１の変換器ＣＮＶ１の入力電流無効分ＩＱ１が増加し、第２の変換器ＣＮＶ２の入力電流無効分ＩＱ２は減少する。最終的に、ＩＱ１＝ＩＱ２となって落ち着く。

３台以上の電力変換器では、全体の交流入力電流の遅れ無効分を台数分で割り、その値を基準にして、大きいか小さいかで、それぞれの補正量ΔＶｄ＊を求めて、直流電圧指令値Ｖｄ１＊〜Ｖｄｎ＊を補正する。

これにより、複数台の電圧形自励式電力変換器の各入力電流の無効分が平衡化され、変圧器の２次電圧のバラツキによる影響をなくすことができる。

（第７の実施の形態）図３３は、本発明の第７の実施の形態の電力変換装置の構成図である。図３３において、ＳＵＰは３相交流電源、ＴＲ１、ＴＲ２、ＴＲ３は変圧器、ＣＮＶ１、ＣＮＶ２、ＣＮＶ３は第１、第２及び第３の電圧形電力変換器、Ｃｄ１、Ｃｄ２、Ｃｄ３は直流平滑コンデンサ、Ｌｄ１、Ｌｄ２、Ｌｄ３は直流リアクトル、ＣＢ１、ＣＢ２、ＣＢ３は直流遮断器、Ｌｏａｄは負荷を示す。尚、図１、図１５、図１９、図２１、図２８、図３０、図３５と同一の要素には同一の符号を用いて表している。

例えば、電気鉄道用直流き電システムの変電所で、上記３台の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１〜ＣＮＶ３は独立した運転がなされ、それぞれの直流平滑コンデンサＣｄ１〜Ｃｄ３に印加される電圧を独立に制御するものである。

すなわち、電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１は、交流電源ＳＵＰの周波数に同期した一定のパルスパターン（１パルス、３パルス、５パルス等）で動作し、その交流側出力電圧Ｖｃ１の電源電圧Ｖｓに対する位相角φを制御することにより、直流電圧Ｖｄ１を制御する。パルスパターンを固定すると、直流電圧Ｖｄ１が一定ならば、交流側端子電圧Ｖｃ１の振幅値は一定になる。この状態で、電源電圧Ｖｓに対する交流側端子電圧Ｖｃ１の位相角φ１を変えることにより、交流リアクトルＬｓ（又は変圧器のもれインダクタンス）に印加される電圧（Ｖｓ−Ｖｃ１）が変化し、入力電流Ｉｓ１＝（Ｖｓ−Ｖｃ１）／（ｊω・Ｌｓ）を調整することができる。電源電圧Ｖｓに対する出力電圧Ｖｃ１の位相角φ１を遅れ方向に増加させることにより、交流電源から供給される有効電力Ｐｓ１が増加し、直流電圧Ｖｄ１を増加させる。逆に、位相角φ１を進み方向に増やすと、有効電力Ｐｓ１が交流電源に回生され、直流電圧Ｖｄ１は低下する。ちなみに、位相角φ１＝０では、有効電力Ｐｓ１の授受はない。他の電力変換器ＣＮＶ２及びＣＮＶ３も同様に制御される。

このような電気鉄道の変電所では、複数台の電力変換器ＣＮＶ１〜ＣＮＶ３が距離的に離れた場所に設置される場合が多く、各変換器の出力電流や入力電流の検出値を他の変換器の制御に取り入れて負荷の平衡化を図る制御を行うことが難しい。しかし、変電所として、全体の装置の運転管理を行っており、実効値レベルではあるが複数の電力変換器の合計電流を検出し、運転管理制御に用いていることが多い。

図３４は、図３３の装置における制御回路の構成を示す図である。図３４において、Ｇｓ１（Ｓ）〜Ｇｓ３（Ｓ）は電流平衡化制御補償回路、Ｃ１１〜Ｃ１３、Ｃ３１〜Ｃ３３は比較器、ＡＤ２１〜ＡＤ２３は加算器、Ｇｖ１（Ｓ）〜Ｇｖ３（Ｓ）は電圧制御補償回路、ＰＬＬ１〜ＰＬＬ３は電源同期位相検出回路、ＰＨＣ１〜ＰＨＣ３は位相制御回路である。尚、図１、図１１、図１３、図１６〜１８、図２０、図２２〜２７、図２９、図３１、図３２、図３５と同一の要素には同一の符号を用いて表している。

運転管理制御盤から、変電所の電力変換器ＣＮＶ１〜ＣＮＶ３の運転台数と、入力電流の合計実効値Ｉｓｏ（ｒｍｓ）を各電力変換器ＣＮＶ１〜ＣＮＶ３の制御盤に取り入れる。例えば、運転台数が３台の場合、Ｉｓｏ（ｒｍｓ）／３を各変換器ＣＮＶ１〜ＣＮＶ３の入力電流実効値基準とする。例えば、第１の電力変換器ＣＮＶ１では、比較器Ｃ３１により、当該変換器の入力電流実効値Ｉｓ１（ｒｍｓ）の検出値と基準電流Ｉｓｏ（ｒｍｓ）／３を比較し、その偏差を電流平衡化制御補償回路Ｇｓ１（Ｓ）で増幅して直流電圧指令の補正値ΔＶｄ１＊を作る。加算器ＡＤ２１により、電圧指令値Ｖｄ１＊と補正値ΔＶｄ１＊を加算し、新たな電圧指令値Ｖｄ１＊＊を作る。当該電圧指令値Ｖｄ＊＊に従って第１の電力変換器ＣＮＶ１の直流平滑コンデンサＣｄ１に印加される電圧Ｖｄ１が制御され、Ｖｄ１＝Ｖｄ＊＊となるように制御される。

Ｉｓｏ（ｒｍｓ）／３＞Ｉｓ１（ｒｍｓ）となった場合、補正値ΔＶｄ１＊が正の値となり、電圧指令値Ｖｄ１＊＊を増加させる。その結果、第１の電力変換器ＣＮＶ１の直流出力電流Ｉｄｃ１が増加し、入力電流実効値Ｉｓ１（ｒｍｓ）も増加する。逆に、Ｉｓｏ（ｒｍｓ）／３＜Ｉｓ１（ｒｍｓ）となった場合、補正値ΔＶｄ１＊が負の値となり電圧指令値Ｖｄ１＊＊が減少する。その結果、第１の電力変換器ＣＮＶ１の直流出力電流Ｉｄｃ１が減少し、入力電流実効値Ｉｓ１（ｒｍｓ）も減少する。最終的に、Ｉｓｏ（ｒｍｓ）／３≒Ｉｓ１（ｒｍｓ）となって落ち着く。第２及び第３の電力変換器ＣＮＶ２、ＣＮＶ３も同様に制御され、各変換器の負荷バランスをとることができる。

電力変換器の運転台数が２台になった場合には、その情報に基づき、基準電流をＩｓｏ（ｒｍｓ）／２にして制御すればよい。さらに、３台の電力変換器の定格出力容量が異なる場合には、次のように各電力変換器ＣＮＶ１〜ＣＮＶ３の電流基準Ｉｓ１（ｒｍｓ）＊〜Ｉｓ３（ｒｍｓ）＊を作る。すなわち、３台の電力変換器の定格出力をそれぞれＰｏ１、Ｐｏ２、Ｐｏ３とした場合、
Ｉｓ１（ｒｍｓ）＊＝Ｉｓｏ（ｒｍｓ）×Ｐｏ１／（Ｐｏ１＋Ｐｏ２＋Ｐｏ３）、
Ｉｓ２（ｒｍｓ）＊＝Ｉｓｏ（ｒｍｓ）×Ｐｏ２／（Ｐｏ１＋Ｐｏ２＋Ｐｏ３）、
Ｉｓ３（ｒｍｓ）＊＝Ｉｓｏ（ｒｍｓ）×Ｐｏ３／（Ｐｏ１＋Ｐｏ２＋Ｐｏ３）、
となり、運転する変換器の台数が２台になった場合には、停止する電力変換器の情報を運転管理制御盤から取り入れ、それを上記式に反映させればよい。例えば、ＣＮＶ２が停止の場合、
Ｉｓ１（ｒｍｓ）＊＝Ｉｓｏ（ｒｍｓ）×Ｐｏ１／（Ｐｏ１＋Ｐｏ３）、
Ｉｓ３（ｒｍｓ）＊＝Ｉｓｏ（ｒｍｓ）×Ｐｏ３／（Ｐｏ１＋Ｐｏ３）、
となる。

以上のように、複数台の固定パルス位相制御の電圧形自励式電力変換器を並列運転する場合、各変換器の負荷分担を定格容量に応じて配分することができ、電気鉄道変電所の効率的な運転が可能となる。

本発明の第１の実施の形態の電力変換装置の構成図。 本発明の第１の実施の形態の電力変換装置の制御動作を説明するための交流側等価回路図。 本発明の第１の実施の形態の電力変換装置の制御動作を説明するための交流側電圧・電流ベクトル図。 本発明の第１の実施の形態の電力変換装置の位相制御動作を説明するための制御ブロック図。 本発明の第１の実施の形態の電力変換装置の位相制御動作を説明するためのタイムチャート図。 本発明の第１の実施の形態の電力変換装置の力行運転時の制御動作を説明するための各部動作波形図。 本発明の第１の実施の形態の電力変換装置の回生運転時の制御動作を説明するための各部動作波形図。 本発明の第１の実施の形態の電力変換装置の別の位相制御動作を説明するための別のタイムチャート図。 本発明の第１の実施の形態の電力変換装置の力行運転時の別の制御動作を説明するための各部動作波形図。 本発明の第１の実施の形態の電力変換装置の制御動作を説明するための交流側電圧・電流ベクトル図。 本発明の第１の実施の形態の電力変換装置における制御回路の別の構成を示すブロック図。 図１１の制御回路の直流電圧発生器Ｆｄ（ｘ）の動作特性例。 本発明の第１の実施の形態の電力変換装置における制御回路のさらに別の構成を示す図。 図１３の制御回路動作を説明するための交流電源側の電圧・電流ベクトル図。 本発明の第２の実施の形態の電力変換装置の構成図。 本発明の第２の実施の形態の電力変換装置における制御回路の構成を示す図。 本発明の第２の実施の形態の電力変換装置における制御回路の別の構成を示すブロック図。 本発明の第２の実施の形態の電力変換装置における制御回路のさらに別の構成を示す図。 本発明の第３の実施の形態の電力変換装置の構成図。 本発明の第３の実施の形態の電力変換装置における制御回路の構成を示す図。 本発明の第４の実施の形態の電力変換装置の構成図。 本発明の第４の実施の形態の電力変換装置における制御回路の構成を示す図。 本発明の第４の実施の形態の電力変換装置における制御回路の別の構成を示すブロック図。 本発明の第４の実施の形態の電力変換装置における制御回路のさらに別の構成を示す図。 本発明の第４の実施の形態の電力変換装置における制御回路のさらに別の構成を示す図。 本発明の第４の実施の形態の電力変換装置における制御回路のさらに別の構成を示す図。 本発明の第４の実施の形態の電力変換装置における制御回路のさらに別の構成を示す図。 本発明の第５の実施の形態の電力変換装置の構成図。 本発明の第５の実施の形態の電力変換装置における制御回路の構成を示す図。 本発明の第６の実施の形態の電力変換装置の構成図。 本発明の第６の実施の形態の電力変換装置における制御回路の構成を示す図。 本発明の第６の実施の形態の電力変換装置における制御回路の別の構成を示すブロック図。 本発明の第７の実施の形態の電力変換装置の構成図。 本発明の第７の実施の形態の電力変換装置における制御回路の構成を示す図。 従来例の電力変換装置のブロック図。

符号の説明

ＳＵＰ 交流電源
ＴＲ、ＴＲ１〜ＴＲ３ 変圧器
ＣＮＶ、ＣＮＶ１〜ＣＮＶ３ 電圧形自励式電力変換器
Ｓ１〜Ｓ６ 自己消弧素子
Ｄ１〜Ｄ６ 高速ダイオード
Ｃｄ、Ｃｄ１〜Ｃｄ３ 直流平滑コンデンサ
Ｌｓ 交流リアクトル（変圧器のもれインダクタンス）
Ｌｄ、Ｌｄ１〜Ｌｄ３ 直流リアクトル
ＨＳＣＢ、ＣＢ１〜ＣＢ３ 高速直流遮断器
Ｌｏａｄ 負荷
Ｆｄ（ｘ） 直流電圧指令発生器
Ｃ１〜Ｃ３、Ｃ１１〜Ｃ１３、Ｃ２１、Ｃ２２、Ｃ３１〜Ｃ３３ 比較器
ＡＤ、ＡＤ１、ＡＤ２１〜ＡＤ２３、ＡＤ３ 加算器
ＡＤｒ、ＡＤｓ、ＡＤｔ 加減算器
ＰＴＮ１〜ＰＴＮ３ パターン発生器
Ｇｖ（Ｓ）、Ｇｖ１（Ｓ）〜Ｇｖ３（Ｓ） 電圧制御補償回路
ＫΦ、Ｋｖ、Ｋｓ、Ｋｎ 比例要素
ＦＦ フィードフォワード補償器
Ｚ１、Ｚ２ ３相／ｄｑ座標変換回路
ＰＬＬ、ＰＬＬ１〜ＰＬＬ３ 電源同期位相検出回路
ＰＨＣ、ＰＨＣ１〜ＰＨＣ３ 位相制御回路

Claims (27)

1. 負荷装置に直流電力を供給する電力変換装置において、
   交流電源と、
   前記交流電源に変圧器を介して交流側端子が接続された電力変換器と、
   前記電力変換器の直流側端子に接続された直流平滑コンデンサと、
   前記交流電源の周波数に同期した一定のパルスパターンで動作させ、前記交流電源の電圧に対する前記電力変換器の交流側端子電圧の位相角を調整することにより前記直流平滑コンデンサに印加される直流電圧を制御する制御回路とを備えたことを特徴とする電力変換装置。
2. 前記制御回路は、前記負荷装置への電力供給値から位相角指令値を演算し、前向き補償として前記直流電圧制御の出力信号に加え、前記交流電源の電圧に対する前記電力変換器の交流側端子電圧の位相角を調整することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記制御回路は、直流出力電流の大きさに応じて、前記直流平滑コンデンサに印加される直流電圧の指令値を変えるように前記電力変換器を制御することを特徴とする請求項１又は２に記載の電力変換装置。
4. 前記制御回路は、前記直流平滑コンデンサに印加される直流電圧の指令値Ｖｄ＊を、無負荷時の直流電圧指令値をＶｄｏ＊、直流出力電流をＩＬ、比例定数をｋｌとした場合、Ｖｄ＊＝Ｖｄｏ＊−ｋｌ・ＩＬとするように前記電力変換器を制御することを特徴とする請求項３に記載の電力変換装置。
5. 前記制御回路は、前記交流電源の電圧が変動した場合、当該電源電圧の実効値の変化に合わせて前記直流平滑コンデンサに印加される電圧の指令値を変えるように前記電力変換器を制御することを特徴とする請求項１〜４のいずれかに記載の電力変換装置。
6. 負荷装置に直流電力を供給する電力変換装置において、
   交流電源と、
   前記交流電源に変圧器を介して交流側端子が接続された複数台の電力変換器と、
   前記複数台の電力変換器の直流側共通端子に接続された直流平滑コンデンサと、
   前記交流電源の周波数に同期した一定のパルスパターンで動作させ、前記交流電源の電圧に対する各電力変換器の交流側端子電圧の位相角を調整することにより前記直流平滑コンデンサに印加される直流電圧を制御するように前記複数台の電力変換器を制御する制御回路とを備えたことを特徴とする電力変換装置。
7. 前記制御回路は、直流出力電流又は負荷電力の大きさに応じて、前記直流平滑コンデンサに印加される電圧の指令値を変えて前記複数台の電力変換器を制御することを特徴とする請求項６に記載の電力変換装置。
8. 前記制御回路は、前記複数台の電力変換器の各交流入力電流の有効分が平衡するように、前記電力変換器の制御位相角を補正することを特徴とする請求項６又は７に記載の電力変換装置。
9. 前記制御回路は、前記複数台の電力変換器の各交流入力電流の実効値が平衡するように、前記電力変換器の制御位相角を補正することを特徴とする請求項６又は７に記載の電力変換装置。
10. 負荷装置に直流電力を供給する電力変換装置において、
    交流電源と、
    前記交流電源に変圧器を介して交流側端子が接続された複数台の電力変換器と、
    前記複数台の電力変換器の直流側端子にそれぞれ並列に接続された複数個の直流平滑コンデンサと、
    前記交流電源の周波数に同期した一定のパルスパターンで動作させ、前記交流電源の電圧に対する各電力変換器の交流側端子電圧の位相角を調整することにより前記複数個の直流平滑コンデンサに印加される直流電圧を制御し、かつ前記複数台の電力変換器の各直流出力電流が平衡するように、前記各電力変換器の制御位相角を補正するように前記複数台の電力変換器を制御する制御回路とを備えたことを特徴とする電力変換装置。
11. 負荷装置に直流電力を供給する電力変換装置において、
    交流電源と、
    前記交流電源に変圧器を介して交流側端子が接続された複数台の電力変換器と、
    前記複数台の電力変換器の直流側端子にそれぞれ並列に接続され、かつ、複数個の直流リアクトルそれぞれを介して前記負荷装置に接続される直流平滑コンデンサと、
    前記交流電源の周波数に同期する一定のパルスパターンで動作させ、前記交流電源の電圧に対する各電力変換器の交流側端子電圧の位相角を調整することにより前記複数個の直流平滑コンデンサに印加される各直流電圧を制御するように前記複数台の電力変換器を制御する制御回路とを備えたことを特徴とする電力変換装置。
12. 前記制御回路は、直流出力電流又は負荷電力の大きさに応じて、前記複数個の直流平滑コンデンサに印加される各直流電圧の指令値を変えるように前記複数台の電力変換器を制御することを特徴とする請求項１１に記載の電力変換装置。
13. 前記制御回路は、前記複数台の電力変換器の各直流出力電流が平衡するように、前記複数台の電力変換器の各制御位相角を補正することを特徴とする請求項１１又は１２に記載の電力変換装置。
14. 前記制御回路は、前記複数台の電力変換器の各直流出力電流が平衡するように、前記複数個の直流平滑コンデンサに印加される各電圧の指令値を補正することを特徴とする請求項１１又は１２に記載の電力変換装置。
15. 前記制御回路は、前記複数台の電力変換器の各交流入力電流の有効分が平衡するように、前記複数台の電力変換器の各制御位相角を補正することを特徴とする請求項１１又は１２に記載の電力変換装置。
16. 前記制御回路は、前記複数台の電力変換器の各交流入力電流の有効分が平衡するように、前記複数個の直流平滑コンデンサに印加される各直流電圧の指令値を補正することを特徴とする請求項１１又は１２に記載の電力変換装置。
17. 前記制御回路は、前記複数台の電力変換器の各交流入力電流の実効値が平衡するように、前記複数台の電力変換器の各制御位相角を補正することを特徴とする請求項１１又は１２に記載の電力変換装置。
18. 前記制御回路は、前記複数台の電力変換器の各交流入力電流の実効値が平衡するように、前記複数個の直流平滑コンデンサに印加される各直流電圧の指令値を補正することを特徴とする請求項１１又は１２に記載の電力変換装置。
19. 負荷装置に直流電力を供給する電力変換装置において、
    ３相交流電源と、
    前記３相交流電源に対し、１次巻線が各相毎に直列接続され、２次巻線の出力電圧が適宜の位相差を持つように構成された複数台の３相変圧器と、
    前記複数台の３相変圧器の各々の２次巻線に交流側端子が接続された複数台の３相ブリッジ結線の電力変換器と、
    前記複数台の電力変換器の直流側共通端子に接続された直流平滑コンデンサと、
    前記交流電源の電圧に同期する一定のパルスパターンで動作させ、前記交流電源の電圧に対する交流側端子電圧の位相角を調整することにより前記直流平滑コンデンサに印加される直流電圧を制御するように前記複数台の電力変換器を制御する制御回路とを備えたことを特徴とする電力変換装置。
20. 前記制御回路は、直流出力電流又は負荷電力の大きさに応じて、前記直流平滑コンデンサに印加される直流電圧の指令値を変えるように前記複数台の電力変換器を制御することを特徴とする請求項１９に記載の電力変換装置。
21. 前記制御回路は、前記交流電源の電圧が変動する場合、前記電源電圧の実効値の変化に合わせて前記直流平滑コンデンサに印加される直流電圧の指令値を変えるように前記複数台の電力変換器を制御することを特徴とする請求項１９又は２０に記載の電力変換装置。
22. 負荷装置に直流電力を供給する電力変換装置において、
    交流電源と、
    前記交流電源に変圧器を介して交流側端子が接続された複数台の電力変換器と、
    前記複数台の電力変換器の直流側端子それぞれに並列接続され、かつ互いに直列接続され、その直列接続された両端に負荷装置を接続する複数個の直流平滑コンデンサと、
    前記交流電源の周波数に同期する一定のパルスパターンで動作させ、前記交流電源の電圧に対する交流側端子電圧の位相角を調整することにより前記複数個の直流平滑コンデンサに印加される各直流電圧を制御するように前記複数台の電力変換器を制御する制御回路とを備えたことを特徴とする電力変換装置。
23. 前記制御回路は、前記複数個の直流平滑コンデンサに印加される各直流電圧がほぼ等しくなるように前記複数台の電力変換器を制御することを特徴とする請求項２２に記載の電力変換装置。
24. 前記制御回路は、直流出力電流又は負荷電力の大きさに応じて、前記複数個の直流平滑コンデンサに印加される直流電圧の和の指令値を変えるように前記複数台の電力変換器を制御することを特徴とする請求項２２又は２３に記載の電力変換装置。
25. 前記制御回路は、前記交流電源の電圧が変動する場合、前記交流電源電圧の実効値の変化に合わせて前記複数個の直流平滑コンデンサに印加される直流電圧の和の指令値を変えるように前記複数台の電力変換器を制御することを特徴とする請求項２２〜２４のいずれかに記載の電力変換装置。
26. 前記制御回路は、前記各変換器の交流入力電流の無効分が平衡するように、前記複数個の直流平滑コンデンサに印加される各直流電圧の指令値を補正するように前記複数台の電力変換器を制御することを特徴とする請求項２２〜２５のいずれかに記載の電力変換装置。
27. 並列運転される固定パルス位相制御の複数台の電力変換器を具備し、その運転台数を切り替えられるように構成された交流／直流変換用の電力変換装置において、
    前記複数台の電力変換器は、各変換器の直流電圧を制御する直流電圧制御手段と電圧指令補正手段とを有し、
    前記電圧指令補正手段は、前記複数台の電力変換器の運転情報と合計入力電流実効値とを使って、前記各変換器がそれぞれの定格容量に概ね比例して負荷を分担するように各直流電圧制御手段に与える電圧指令値を補正することを特徴とする電力変換装置。
    
    

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