JPS6277867A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［発明の技術分野］ 本発明は、交流電源から電力供給を受ける直流電圧源と
、その負荷装置からなる電力変換装置に関する。

［発明の技術的背景］ 直流電圧源を電源とする負荷装置としては、パルス幅変
調制ｆｉｌ（ＰＷＭ）インバータ＋誘導電動機、あるい
は直流チョッパ装置＋直流電動機などがある。この直流
電圧源として、バッテリーを使う場合はあまり問題ない
が、商用電源から交直電力変換器（コンバータ）を介し
て直流電圧を得るとき、当該商用電源側に発生する無効
電力や高調波が近年問題になっている。

この問題を解決するために、交直電力変換器としてパル
ス幅変調制御（ＰＷ〜１）コンバータを商用電源と直流
電圧源（コンデンサ）との間に挿入する方式（￥Ｆｇ願
昭５７−１７１８８６等）が１！ｉ案されている。

第５図は、交直電力変換器として、Ｐ　Ｗ〜１コンバー
タを用いた従来の電力変換装置の構成図を示す。

図中ＳＵＰは単相交流電源、Ｌｓは交流リアクトル、Ｃ
ＯＮは交流電力変換器（コンバータ）、ｃｄは直流平滑
コンデンサ、ＬＯＡＤは負荷装置である。コンバータＣ
０ＮＶは、自己消弧能力のある素子（例えばゲートター
ンオフサイリスタ）３１〜３４．ホイーリングダイオー
ドＤ１〜Ｄ４及び直流リアクトルＬＬ〜Ｌ２から構成さ
れ、上記素子８１〜Ｓ４は交流側電圧Ｖｃの値を制′ａ
するため、公知のパルス幅変調制御が行なわれている。

すなわちコンバータＣ０ＮＶは直流電圧源（コンデンサ
）Ｃｄから見た場合、パルス幅変調側ｉＩＩ（ＰＷＭ）
インバータとなり、その場合交流電源ＳＵＰ側は一種の
負荷と見ることができる。

この従来の電力変換装置は上記直流電圧源Ｃｄの電圧Ｖ
ｄがほぼ一定になるように、交流電源から供給される電
流Ｉｓを制御するもので、■　負荷装置ＬＯＡＤからの
電力需要に応じて４象限動作が可能なこと。

■　上記入力電流１ｓは′２１ｆ源電圧Ｖｓと常に同相
に制御され入力力率が１になること。

■　また、入力電流Ｉｓは正弦波状に制御されるため高
調波がきわめて小さくなること。

が特１毀としてあげられる。

以下、この装置の制御動作を簡単に説明する。

制御回路としては、次のものが用意さ−れている。

ＣＴｃは交流電流検出器、Ｒ１、Ｒ２は直流電圧を検出
するための分圧抵抗、ＩＳＯは絶縁増幅器、ＶＲは直流
電圧設定器、０１〜Ｓ３は比較器、Ｇｙ　（Ｓ）は電圧
制御補償回路、ＭＬは乗算器、ＯＡは反転演算増幅器、
ａ、（Ｓ）は直流制御ｌ？１１濱回路、ＴＲＧは搬送波
（三角波）発生器、ＧＣはゲート制御回路である。

まず、絶縁増幅器ＩＳＯを介して検出された直流電圧Ｖ
ｄと電圧設定器ＶＲからの電圧指令値Ｖｄ′を比較器Ｃ
１に入力し、偏差εｖ＝Ｖｄ’−Ｖｄを求める。当該偏
差εヮは、制御補償回路Ｇｖ　（Ｓ）に入力され、積分
増幅あるいは比例増幅されて入力電流Ｉｓの波高値指令
１ｍとなる。

当該波高値指令ＩｒｒＩは乗算器ＭＬに入力され、もう
一方の入力ｓｉｎωｔと掛は合わせられる。当該入力信
号ｓｉｎωｔは電源電圧Ｖｓ　＝＝Ｖｍ　６　ｓｉｎω
（に同期したψ位正弦波で、当該Ｎ課電圧Ｖｓを検出し
、定数倍（１／Ｖｍ倍）することによって求められる。

乗算器ＭＬの出力信号Ｉｓ″は電源から供給されるべき
電流の指令値を与えるもので、次式のようになる。

Ｉｓ’　＝　Ｉｎ　−５ｉｎωｔ　　　　　−ｍ当該入
力電流指令値Ｉｓ′は反転壜幅器ＯＡで反転され、コン
バータＣ０ＮＶから電源ＳＵＰへ供給される交流電流［
ｃの指令値１ｃ’となる。

以下、ここではＩｃ′をコンバータ出力電流指令値と呼
ぶ。

コンバータ出力電流Ｉ。は交流電流検出器ＣＴｏによっ
て検出され比較器Ｃ２に入力される。

比較器Ｃ２によって、上記指令１！［Ｉｃ’と検出にＩ
ｃが比較され、偏差ε１＝Ｉｃ”　　Ｉｃが求められる
。当該偏差ε１は次の制御補償回路ａ、＜８）に入力さ
れ、比例増幅されて、パルス幅変調制御のための制御入
力信号ｅｉとなる。

パルス幅変調制御は公知の手法で、搬送波発生器ＴＲＧ
、比較器Ｃ３及びゲート制御回路ＧＣによって当該制御
を行っている。

すなわち、搬送波発生器ＴＲＧは周波数１ｋ）−ＩＺ程
度の三角波ｅ７を発生し、比較器Ｃ３は、当該三角波０
丁と、前記入力信号ｅｉを比較し、その偏差ε７＝ｅｉ
−ｅ７に応じてゲート制御回路ＧＣから、ゲートターン
オフサイリスタ８１〜Ｓ４にオン、オフ信号を与えてい
る。

ｅｉ＞ｅ７のとき、すなわち偏差６丁が正のときサイリ
スタＳ１と８４がオンされ（このとき８２゜８３はオフ
）コンバータの交流出力電圧ＶＣは＋ｄとなる。

またｅｉ＜ｅＴのとき、すなわち、偏差εＴが負のとき
、サイリスタＳ２と８３がオンされ（このとき、８１．
３４はオフ’）　、ｖｃ　＝−Ｖｄとなる。

しかもｅｌが正の値で、大きければ上記Ｓ１と８４のオ
ン期間は長くなり、Ｓ２と８３のオン期間は短くなって
、Ｖｃの平均値は、入力信号ｅｉに比例した電圧で正常
の鎖となる。逆にｅｌが負の直、のときはＳ＋　とＳ４
のオン期間より８２と８３のオン期間のほうが良くなっ
てコンバータの出力電圧Ｖｃの平均値は、入力信号ｅ１
に比例した値で、負荷の値となる。

すなわち、入力信号ｅ１に比例した値に、コンバータの
出力電圧Ｖ。が制御されることになる。

コンバータの出力電流Ｉ。（Ｎ源から供給される入力電
流１５の反転値）は上記コンバータの出力電圧Ｖ。＠調
整することにより制御される。

交流リアクトルＬ５には電源電圧Ｖｓと、上記コンバー
タの出力電圧Ｖ。との差電圧ＶＬ＝ＶＳＶｃが印加され
る。

Ｖｓ＞Ｖｃのとき、ＩＩ電流Ｉ５は図の矢印の方向に増
加する。言いかえると、コンバータ出力電流Ｉ。＋、１
図の矢印方向へは減少するように動らく。逆に、Ｖｓ　
＜ｖｃのとき、コンバータ出力電流１゜は図の矢印方向
に増加しようと働らく。

コンバータの出力電流指令値Ｉ。″に対して、実電流Ｉ
。が１゜’＞Ｉｃの関係にあるとき、偏差εＩ”’ＩＣ
’　　ＩＣは正の値となり制御補償回路Ｇ、（Ｓ）を介
してＰＷＭ制御の入力信号ｅｉを増加させる。故に、コ
ンバータ出力電圧Ｖ。も入力信号ｅ１に比例して大きく
なり、Ｖｏ＞Ｖｓとなりコンバータ出力電流Ｉ。を図の
矢印方向に増加させる。逆に１゜’＜Ｉｃとなった場合
、偏差ε、は負荷の値となりｅｉすなわちＶ。を減少さ
せて、Ｖｃ＜Ｖｓとなり、出力電流Ｉ。を減少させる。

故にコンバータの出力電流Ｉ。はその指令（直１、Ｍに
一致するように制御される。当該指令値Ｉｏ′を正弦波
状に変化させれば、それに追従して実Ｎ流１ｃも正弦波
状に制御される。

コンバータの出力電流■。は電源からの入力電流Ｉｓの
反転値であり、またコンバータ出力電流の指令１ｉ１１
１ｃ’は電源からの入力電流の指令値１５″″の反転値
である。故に入力電流Ｉｓはその指令（ｉｆ！　Ｉ　ｓ
　’に追従して制御されることになる。

次にコンデンサｃｄの電圧Ｖｄの制御動作を説明する。

比較器Ｃ１によって直流電圧検出ｆｌＩＶｄとその指令
値Ｖｄ”を比較する。Ｖｄ’＞Ｖｄの場合、偏差εＶは
正の１直となり、制御補償回路ＧＶ　（Ｓ）を介して、
入力電流波高値１ｍを増加させる。入力電流指令値Ｉｓ
’は、（１）式で示したように電源電圧と同相の正弦波
で与えられる。故に、実入力電流Ｉｓが前述の如く、Ｉ
ｓ　＝　Ｉｓ　’に制御されるものとすれば、上記波高
値Ｉｍが正の値のとき、次式で示される有効電力Ｐｓが
単相電源ＳＵＰから、コンバータＣ０ＮＶを介して直流
コンデンサＣｄに供給される。

Ｐ　ｓ　＝　Ｖ　ｓ　Ｘ　Ｉ　ｓ ＝Ｖｍ　−１ｍ　−（Ｓｉｎεｔ）２ ＝Ｖｍ　・１ｍ　・（１−ｃｏｓ　２εｔ　）／２・・
・（２） 従って、エネルギーＰｓ−ｔが直流コンデンサＣｄに１
／２ＣｄＶｄ２としてＭ積され、その結果直流電圧Ｖｄ
が上昇する。

逆にＶｄ”＜Ｖｄとなった場合、偏差εヮは負の値とな
り、制御補償回路Ｇｖ　（Ｓ）を介して上記波高値）ｍ
を減少させついには１ｍ　＜Ｑとする。

故に、有効電力Ｐｓも負の値となり、今度は、エネルギ
ーＰｓｔが直流コンデンサｃｄから電源に回生される。

その結果、直流電圧Ｖｄは低下し、最終的にＶｄ　＝Ｖ
ｄ　”に制御される。

負荷装置しＯＡＤは例えば、公知のＰＷＭインバータ駆
動誘導電動機等があり、直流電圧源たる直流コンデンサ
Ｃｄに対して、電力のやりとりを行う。負荷装置しＯＡ
Ｄが電力を消費すれば、直流電圧Ｖｄが低下するが、上
記制御によって、電源から有効電力Ｐｓを供給して常に
ＶＣＩ　＝Ｖｄ　’に制御される。逆に負荷装置ＬＯＡ
Ｄから電力回生（誘導電動機を回生運転した場合）が行
われると、Ｖ（Ｉが一旦上昇するが、その分、電源５ｌ
ｊＰ°　に有効電力Ｐｓを回生することにより、やはり
、Ｖｄ　−１＝Ｖｄ　′となる。すなわち、負荷装置？
ｆｆＬＯＡＤの電力消費あるいは電力回生に応じて、電
源ＳＵＰから供給する電力Ｐ５が自動的に調整されてい
るのである。

このとき、入力型ｉ％Ｅ　ｌ　５は電源電圧と同相ある
いは逆相（回生時）の正弦波にｉ、ＩＩ　ｌｆｆ１され
るので、当然、入力力率−１で高調波成分はきわめて小
さい値となっている。

［従来技術の問題点］ このような従来の電力変換装置では、次のような問題点
があった。

すなわち、従来の電力変換装置では平滑コンデンサに印
加される直流電圧Ｖｄがほぼ一定になるように交流電源
から供給される電流１ｓを電源電圧Ｖｓと同相（入力力
率−１）の正弦波（高調波が小）に制御しているのであ
るが、当該電流制御には必ず位相遅れが伴ない、電流指
令１ｉａ　Ｉ　ｓｏと実電流Ｉｓが一致せず、そのため
に所期の目標である入力力率＝１の運転が困難であった
。

第３図は従来装置による電流制御波形を表わしたもので
、破線が電流指令値１５′、実線が実電流Ｉｓを示す。

制御遅れによって実電流Ｉｓは指令値Ｉ５Ｈより位相角
φだけ遅れてしまう。故に実電流Ｉｓは電源電圧Ｖｓと
同相にはならず、入力力率も遅れとなり、その分電源か
ら遅れ無効電力をとり電源系統の設備容量を増大させる
ことになる。

［発明の目的コ 本発明は以上の問題点に鑑みてなされたもので、電流初
陣の愉相遅れ分を補償し、上記電源電流（Ｓをその指令
ｌｌｌ５’に忠実に追従するように制御した電力変換装
置を提供することを′目的とする。

［発明の概要コ 本発明は上記目的を達成するために、交流Ｎ源と、該交
流電源に交流リアクトルを介して接続されたパルス幅変
調制御コンバータと、このパルス幅変調制御コンバータ
の直流側に接続された平滑コンデンサと、この平滑コン
デンサを電圧源とする負荷装置と、前記平滑コンデンサ
の直流電圧を検知して基準電圧に応じた値に制御する直
流電圧制御回路と、当該直流電圧制御回路の出力信号に
応じて前記交流１！源から供給する電流を制御する入力
電流制御回路と、前記交流電源の電圧と前記交流リアク
トルの電圧降下分の補償信号を出力す　−る補償回路と
、前記入力電流制御回路の出力信号に前記補償信号を加
えて前記パルス幅変調制御コンバータの制御入力信号を
得る加算器を備え、入力電流制御の位相遅れ分を補償し
、上記Ｎ源からの供給電流Ｉｓをその指令値Ｉｓ″に忠
実に追従するように制御した電力塵ｍ装置である。

［発明の実施例］ 第１図は本発明の電力変換装置の実施例を示す主回路構
成図である。

図中、ＳＵＰは交流電流、しｓは交流リアクトル、Ｃ０
ＮＶはパルス幅変調制御コンバータ、ｃｄは直流平滑コ
ンデンサ、ＬＯＡＤは負荷装置である。

また、第２図は第１図の装置の制御回路の実施例を示す
構成図である。

図中、Ｃ１、Ｃ２は比較器、Ｇｖ、Ｇ、は制御？？ｌｉ
償回路、Ａ１−Ａ３は加算器、〜ＩＬｔ、ＭＬ２は乗算
器、ＯＡ＋”ＯＡ＋は演算増幅器、Ｓ、、／　Ｃはサイ
ン／コサイン変換器、ＰＷＭはパルス幅変調制御回路で
ある。

変換器等によって電源電圧ＶＳを検出し、演算１！１幅
器ＯＡ２によって＜１／ｖｍ）倍することにより電源電
圧に同期した単位正弦波ｓｉｎω［が得られる。

直流電圧検出１１Ｖｄと、その指令ｌ１ＩＶｄ’を比較
器Ｃ１に入力し、その偏差ωヮ−Ｖｄ’−Ｖｄを求める
。当該偏差ω９は次の電圧制御補償回路Ｇ■に入力され
、比例増幅あるいは積分増幅されて、入力電流指令値Ｉ
ｓ’の波高値Δ）ｍとなる。

なお、負荷電１ｆｆｌ！、の急変によって直流電圧Ｖｄ
が大きく変動するのを防ぐため、負荷電流ＩＬ相当分１
ｍｏを上記入力電流指令値の波高値Δ１ｍに加えている
。演算増幅器ＯＡｌ及び加算器△１がそのために使われ
ている。

すなわち加算器Ａ１の出力１ｍ＝Ｉｍｏ＋Δ１ｍが実際
の入力電流指令値の波高値となる。

乗算器ＭＬ１は、前記単位正弦波ｓｉｎω（と上記波高
１ａ信号１ｍを掛は合せるもので、電源から供給される
入力電流Ｉｓの指令値Ｉｓ″−１ｍ　・ｓｉｎω【を作
る。

また、入力電流Ｉｓは変流器ＣＴｓによって検出され、
比較器Ｃ２によって上記指令値１５″と比較される。当
該偏差ε＋＝Ｉｓ″−Ｉ５は次の電流制御補償回路Ｇ＋
に入力され、反転増幅（ここでは説明を簡単にするため
、Ｇ、は比例要素のみとする）されてパルス幅変調制御
回路ＰＷＭの入力信号ｅ１の１つとなる。パルス幅変調
制御回路ＰＷＭは公知のもので、例えば、１ｋＨｚの三
角波（搬送波）と上記入力信号２ｉを比較しコンパニタ
Ｃ０ＮＶを構成する素子のオン、オフ信号を作る。コン
バータＣ０ＮＶの交流側出力電圧０は上記入力信号２ｉ
に比例した電圧を発生する。

Ｖｃ”：Ｋｃ−ｅｆ　　　　　　：Ｋｃは比例定数一方
、電源電圧Ｖｓに同期した単位正弦波ｓｉｎω１はサイ
ン／コサイン変換器Ｓ／Ｃによって中位余弦波ＣＯ３ω
ｔに変換される。

乗算器ＭＬ２は上記単位余弦波ＣＯＳωｔと前記入力電
流波高値ｉｎを乗するもので、演算増幅器ＯＡ４を介し
て、次式で示される補償信号ＶＬ’を作る。

ＶＬ’＝−ＩｆｆｌＸ（ωＬｓ　／Ｋｃ　）　−ｃｏｓ
ωｔここで、ωは交流電源の角周波数、Ｌｓは交流リア
クトルのインダクタンス値、ＫｃはＰＷＭコンバータの
変換定数である。

また、中位正弦波ｓｉｎω［は演算増幅器ＯＡ３を介し
て電源電圧補償信号Ｖ５′を作っ゛ている。

■５′−（ｖＩｌｌ／Ｋｏ）・Ｓ１０ωｔこの２つの補
償信号Ｖｓ′及びＶＬ’　は加算器Ａ２及びＡ３によっ
て前記電流制御補償回路Ｇ。

の出力信号に加算されパルス幅変調補償回路ＰＷＭに、
次の入力信号ｅｉを与えている。

ｅ！　−Ｋ＋　　”ω１＋ＶＳ’　＋Ｖ、’ただし、　
Ｋ＋は電流制御補償回路の伝達関数である。

直流電圧開開及び入力電流制御の動作は従来装置のとこ
ろで詳しく説明したので、そちらを参照願いたい。

また１ｆｉＩＰｉＮ圧分の補償弁Ｖ５’　の作用及びそ
の効果は特願昭５８−１５１５０８に詳しく述べられて
いるのでそれを参照願いたい。すなわち簡単に説明する
と、入力電流制御に際し、電源電圧Ｖｓは一種の外乱と
して作用する。これを打ち消すためにあらかじめ電源電
圧Ｖｓ相当分をコンバータＣ０ＮＶの交流側電圧Ｖ。と
じて発生させておき、その上で入力電流Ｉｓをその指令
値Ｉｓ″に一致させるように制御すれば、上記Ｖ５によ
る影響を取り除くことができるのである。

ここでは、上記電源電圧Ｖｓ分の補償を行った上で、実
電流Ｉｓがその指令値Ｉｓ′より若干遅れ制御されてい
る場合の補償法を詳しく説明する。

第３図は入力電流指令値Ｉｓ’とその実電流Ｉｓの波形
を表わしたもので、リップル分は省絡して描いている。

第４図はこのときの電源側の電圧電流ベクトル図を表わ
す。

第４図において、Ｖｓは電源電圧、ＶＬは交流リアクト
ルＬｓに印加される電圧、Ｖｃはコンバータの交流側出
力電圧、Ｉｓ”は入力゛電流指令圃、Ｉｓは入力電流を
各々表わす。

コンバータ出力電圧Ｖ。は電源電圧Ｖ、ｓと交流リアク
トル印加電圧ＶＬのベクトル差で表わされる。

ＶＣ””ＶＳ　　　ＶＬ また、交流リアクトル印加電圧■、は、入力電流Ｉｓと
は次の関係がある。

ＶＬ　＝ＪωＬｓ　Ｉｓ 電源電圧Ｖｓ分の補償Ｖｓだけを付加した場合、上記交
流リアクトルＬｓの印加電圧力■、は電流制御回路から
与えられる。

すなわち、電流指令値Ｉｓ’と実電流Ｉｓの偏差ε＋−
１ｓ’−Ｉｓを増幅しＰＷＭ制陣回路に入力して■、相
当分をコンバータから発生させているもので、 ■Ｌ＝１〈。・Ｋ１　・ε１ となる。Ｋｃはコンバータの変換定数とする。

故にＶＬを発生させるために偏差ε１＝△Ｉｓが必要と
なり、その結果入力電流Ｉｓはその指令値に対して常に
位相角φだけ遅れてしまうのである。

本発明はＰ　Ｗ　Ｍコンバータの出力電圧Ｖ。とじてあ
らかじめ電源電圧Ｖｓ分と交流リアクｊ〜ル印加電圧Ｖ
Ｌ分をフィードフォワード的に発生させるようにしたも
ので、上記ＶＬ分を発生させるための電流偏差ε１＝Δ
Ｉｓを不要にしたものである。

第２図においてＰＷＭ制御回路の入力信号ｅ１は前にも
述べたように ｅｉ　＝−に＋　　・εＩ　＋ＶＳ’　＋ＶＬ′となっ
ている。

Ｖｓ　’　　（Ｖｍ　／Ｋｃ　）　・ｓｉｎ　ωｔ　ハ
電源電圧Ｖｓ相当分をコンバータから発生させＶＬ’＝
−（ωｌ　ｓ、、−’Ｋｏ）　−１ｍ　ｘｃｏｓ　ｃｃ
＋ｔは交流リアクトル印加電圧ＶＬ相当分をコンバータ
から発生させる。

従って、電流制御回路からの出力信号−に、・ε、の中
にはｖＬを発生させる要素は必要でなくなる。すなわち
定常的（入力電流指令値Ｌｓ’の波高（直ｉｍか一定の
とき）には偏差ε１＝Ｏとなり、指令値１ｓ’に対する
実電流Ｉｓの位相差φは零となる。また波高値（ｍが変
化し指令頑Ｉｓ″に対して実電流Ｉｓが異なった唾にな
った場合にはε、≠Ｏとなりフィードバック制御により
ｌ５＝Ｉｓ’に制御されるのは従来と同じである。

以上は単相電源について説明したが３相あるいは多相電
源の場合でも同様に適用できる。特に多相電源の場合に
は単位正弦波（１相分）ｓｉｎωｔに対して単位余弦波
（１相分）　ＣＯＳωｔを作ることは容易であることは
言うまでもない。

［発明の効果］ 以上のように本発明の電力変換装置によれば、電流制御
回路からの出力信号の中に交流リアクトル印加電圧を含
まなくて済むようになり、電流指令値１５Ｈに対して実
電流Ｉｓの位相遅れはなく°なる。すなわち平滑コンデ
ンサＣｄの直流電圧Ｖｄがその指令値Ｖｄ’に一致する
ように上記入力電流指令値Ｉｓ″を電ａ電圧Ｖｓに同期
した正弦波電流として与えた場合、実際の入力電流Ｉｓ
もその指令ＩＩＩ　Ｉ　ｓ　’に忠実に追従して制御さ
れ位相遅れのない制御が可能になる。従って電力変換装
置の入力力率を１．０に保ち、しかも入力電流高調波を
小さくするという所期の目的が達成される。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の電力変換装置の実施例を示す作を説明
するための電流波形図、第４図は本発明装置の動作を説
明するための電圧電流ベクトル図、第５図は従来の電力
変換装置の構成図である。 ＳＵＰ・・・交流電源、Ｌ５・・・交流リアクトル、Ｃ
０ＮＶ・・・Ｐ　Ｗ　Ｍコンバータ、Ｃｄ・・・平滑コ
ンデンサ、ＬＯＡＤ・・・負ｖＪ装置、Ｃ工、Ｃ３・・
・比較器、Ｇｖ、Ｇ、・・・別冊補償回路、Ａ１−Ａ３
・・・ｂＤ専器、〜ＩＬ！、〜ＩＬ２・・・乗算器、Ｋ
Ｌ、ＫＳ・・・・・・演淳増幅器、ＰＷＭ・・・パルス
幅変調制御回路、ｓ　、−’　ｃ・・・サイン／コサイ
ン変換器。 出願人代理人　弁理士　鈴江武彦 第１図 ＯＡ＋ 第２図

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 交流電源と、該交流電源に交流リアクトルを介して接続
   されたパルス幅変調制御コンバータと、このパルス幅変
   調制御コンバータの直流側に接続された平滑コンデンサ
   と、この平滑コンデンサを電圧源とする負荷装置と、前
   記平滑コンデンサの直流電圧を検知して基準電圧に応じ
   た値に制御する直流電圧制御回路と、当該直流電圧制御
   回路の出力信号に応じて前記交流電源から供給する電流
   を制御する入力電流制御回路と、前記交流電源の電圧分
   と前記交流リアクトルの電圧降下分の補償信号を出力す
   る補償回路と、前記入力電流制御回路の出力信号に前記
   補償信号を加えて前記パルス幅変調制御コンバータの制
   御入力信号を得る加算回路を備えたことを特徴とする電
   力変換装置。