JPH0528077B2 - - Google Patents
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- JPH0528077B2 JPH0528077B2 JP60228854A JP22885485A JPH0528077B2 JP H0528077 B2 JPH0528077 B2 JP H0528077B2 JP 60228854 A JP60228854 A JP 60228854A JP 22885485 A JP22885485 A JP 22885485A JP H0528077 B2 JPH0528077 B2 JP H0528077B2
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- voltage
- power supply
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- control circuit
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- 230000008929 regeneration Effects 0.000 description 9
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- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
この発明は、交流可変速駆動用電源として用い
られる電圧形インバータの制御回路、特に電源側
変換器の制御方式を改良した電圧形インバータ制
御回路に関する。
られる電圧形インバータの制御回路、特に電源側
変換器の制御方式を改良した電圧形インバータ制
御回路に関する。
ここで対象となる交流可変速駆動用電源の主回
路は、例えば第３図に示す如きものである。すな
わち、電源側変換器としては通常はダイオードブ
リツジ整流器が用いられるが、ここでは負荷側の
エネルギーを電源側に回生すべく順、逆変換動作
が可能なインバータで構成されている。このた
め、電源側変換器１も負荷側変換器２と同じ構成
になつている。
路は、例えば第３図に示す如きものである。すな
わち、電源側変換器としては通常はダイオードブ
リツジ整流器が用いられるが、ここでは負荷側の
エネルギーを電源側に回生すべく順、逆変換動作
が可能なインバータで構成されている。このた
め、電源側変換器１も負荷側変換器２と同じ構成
になつている。
従来、このような主回路構成で入力電流の力率
改善または高調波抑制を図るには、例えば第４図
の如き制御回路が用いられる。以下、第４図につ
いて説明する。
改善または高調波抑制を図るには、例えば第４図
の如き制御回路が用いられる。以下、第４図につ
いて説明する。
同図において、１は電源側変換器、２は負荷側
変換器、３は交流リアクトル、４は直流コンデン
サ、５は交流電源、６はモータ負荷、７，８は電
流変成器、９は電圧変成器、１０は電圧調整器
（AVR）、１１は掛算器、１２は電流調節器
（ACR）、１３はパルス成形・分配器、１４はパ
ルスジエネレータ、１５は制御回路である。
変換器、３は交流リアクトル、４は直流コンデン
サ、５は交流電源、６はモータ負荷、７，８は電
流変成器、９は電圧変成器、１０は電圧調整器
（AVR）、１１は掛算器、１２は電流調節器
（ACR）、１３はパルス成形・分配器、１４はパ
ルスジエネレータ、１５は制御回路である。
図示されない手段を介して取り出されるコンデ
ンサ端子電圧Vdは、AVR１０においてその設定
値Vd *と等しくなるように制御される。AVR１
０からの制御出力は乗算器１１に与えられ、ここ
で電圧変成器９を介して与えられる電源相電圧
（正弦波）と掛け合わされる。この掛算器１１か
らの出力はACR１２に対する電流設定値となる。
これは、電源側変換器１に力率１の電流が入力さ
れるようにするため、電源側電圧を、この電源側
電圧と同相の、即ち力率1.0の電流設定値を得る
ための正弦波として取込み、この正弦波の振幅
を、コンデンサ４の端子電圧Vdと設定値Vd *との
偏差を零にするために電源側変換器１が出力する
べき電流値に対応したAVR１０の出力IVによつ
て与えて、電流設定値ISを得るものであつて、電
流設定値ISは、電源側電圧と同相の、すなわち力
率1.0の電流設定値である。したがつてACR１２
は電流変成器７を介して与えられる入力電流実際
値をこの電流設定値ISに等しくなるように所定の
調節演算を行う。パルス成形・分配器１３は、
ACR１２の出力にもとづき電源側変換器１内ス
イツチング素子の点弧制御を行なう。このとき、
電流設定値は検出される正弦波状の電源相電圧か
ら作られるので、入力電流波形は電流相電圧と同
相の正弦波となり、したがつて力率1.0の運転が
可能となる。なお、電転側変換器１の制御は、電
流瞬時値制御またはパルス幅変調（PWM）制御
にいずれかによつて行なわれる。また、制御回路
１５は速度調節器（ASR）や電流調節器（ACR）
を有し、出力電流の大きさ、周波数等を制御す
る。
ンサ端子電圧Vdは、AVR１０においてその設定
値Vd *と等しくなるように制御される。AVR１
０からの制御出力は乗算器１１に与えられ、ここ
で電圧変成器９を介して与えられる電源相電圧
（正弦波）と掛け合わされる。この掛算器１１か
らの出力はACR１２に対する電流設定値となる。
これは、電源側変換器１に力率１の電流が入力さ
れるようにするため、電源側電圧を、この電源側
電圧と同相の、即ち力率1.0の電流設定値を得る
ための正弦波として取込み、この正弦波の振幅
を、コンデンサ４の端子電圧Vdと設定値Vd *との
偏差を零にするために電源側変換器１が出力する
べき電流値に対応したAVR１０の出力IVによつ
て与えて、電流設定値ISを得るものであつて、電
流設定値ISは、電源側電圧と同相の、すなわち力
率1.0の電流設定値である。したがつてACR１２
は電流変成器７を介して与えられる入力電流実際
値をこの電流設定値ISに等しくなるように所定の
調節演算を行う。パルス成形・分配器１３は、
ACR１２の出力にもとづき電源側変換器１内ス
イツチング素子の点弧制御を行なう。このとき、
電流設定値は検出される正弦波状の電源相電圧か
ら作られるので、入力電流波形は電流相電圧と同
相の正弦波となり、したがつて力率1.0の運転が
可能となる。なお、電転側変換器１の制御は、電
流瞬時値制御またはパルス幅変調（PWM）制御
にいずれかによつて行なわれる。また、制御回路
１５は速度調節器（ASR）や電流調節器（ACR）
を有し、出力電流の大きさ、周波数等を制御す
る。
中間回路に設けられたコンデンサ４は、電源側
変換器１および負荷側変換器２の動作に伴う電圧
リプル抑制の機能をはたすが、その容量は、主と
して負荷側変換器２に要求されるリプル電流によ
つて定められるものであつて大容量のものであ
る。
変換器１および負荷側変換器２の動作に伴う電圧
リプル抑制の機能をはたすが、その容量は、主と
して負荷側変換器２に要求されるリプル電流によ
つて定められるものであつて大容量のものであ
る。
このため、負荷側の変化がコンデンサ４の端子
電圧Vdの変化ΔVとなつてあらわれるまでには、
ΔV＝（１／Ｃ）∫Δidt、但し、Ｃはコンデンサの
容量、Δiは負荷側変換器２の出力電流の変化、
によつて表される時間遅れが伴う。従つて、モー
タ負荷６の負荷が急変した場合、これがコンデン
サ４の端子電圧Vdの変化となつて現れ、電源側
変換器１が負荷側の変化に追随制御されるまでに
時間がかかる、すなわち制御の応答性が遅い、と
いう問題がある。
電圧Vdの変化ΔVとなつてあらわれるまでには、
ΔV＝（１／Ｃ）∫Δidt、但し、Ｃはコンデンサの
容量、Δiは負荷側変換器２の出力電流の変化、
によつて表される時間遅れが伴う。従つて、モー
タ負荷６の負荷が急変した場合、これがコンデン
サ４の端子電圧Vdの変化となつて現れ、電源側
変換器１が負荷側の変化に追随制御されるまでに
時間がかかる、すなわち制御の応答性が遅い、と
いう問題がある。
そこで、上述の如き方式で制御の応答性を高め
るために、直流中間回路のコンデンサ容量を小さ
くすると、コンデンサの小形化が図られる反面、
入出力側変換器の高周波動作によつて生じる高周
波の電圧ひずみを吸収できなくなつて出力側や入
力側に高調波障害を引き起こしたり、コンデンサ
電圧が不安定となつて高周波のリツプルが重畳す
るなどの問題が生じる。また、他の方法では制御
回路が複雑になつたり、コスト高になつたりで具
合の悪い点が多い。
るために、直流中間回路のコンデンサ容量を小さ
くすると、コンデンサの小形化が図られる反面、
入出力側変換器の高周波動作によつて生じる高周
波の電圧ひずみを吸収できなくなつて出力側や入
力側に高調波障害を引き起こしたり、コンデンサ
電圧が不安定となつて高周波のリツプルが重畳す
るなどの問題が生じる。また、他の方法では制御
回路が複雑になつたり、コスト高になつたりで具
合の悪い点が多い。
本発明は、上記の点に鑑みてなされたものであ
つて、コンデンサは従来のままの大容量のものを
用いて、コンデンサ電圧制御を充分安定に行いつ
つ、簡単な回路を追加するだけで、より応答性の
高い制御が可能な電圧形インバータの制御回路を
提供することを目的とする。
つて、コンデンサは従来のままの大容量のものを
用いて、コンデンサ電圧制御を充分安定に行いつ
つ、簡単な回路を追加するだけで、より応答性の
高い制御が可能な電圧形インバータの制御回路を
提供することを目的とする。
上記目的を達成するために、本発明において
は、２つの同種の電力変換器を一方は電源側に他
方は電動機負荷側に接続してその間をコンデンサ
により結合し負極エネルギーを電源側変換器を介
して回生する電圧形インバータの制御回路であつ
て、コンデンサの端子電圧を設定値に一致させる
ように制御する電圧制御回路と、この電圧制御回
路の制御出力と電源相電圧とを乗算する乗算器と
を有し、この乗算器出力を電流設定値とすること
により、インバータの入力電流をその波形が正弦
波でかつ力率1.0として制御する制御回路に対し
て、電動機のトルク極性を示す信号、電動機の正
転、逆転の回転方向を示す信号およびインバータ
出力電流値に対応する信号から、負荷側出力電流
に比例し電動機の力行運転時に正、回生運転時に
負の直流量を演算する演算手段と、この演算手段
から出力される直流量と電圧制御回路からの制御
出力とを加算し、乗算器に出力する加算器と、を
設けたものとする。
は、２つの同種の電力変換器を一方は電源側に他
方は電動機負荷側に接続してその間をコンデンサ
により結合し負極エネルギーを電源側変換器を介
して回生する電圧形インバータの制御回路であつ
て、コンデンサの端子電圧を設定値に一致させる
ように制御する電圧制御回路と、この電圧制御回
路の制御出力と電源相電圧とを乗算する乗算器と
を有し、この乗算器出力を電流設定値とすること
により、インバータの入力電流をその波形が正弦
波でかつ力率1.0として制御する制御回路に対し
て、電動機のトルク極性を示す信号、電動機の正
転、逆転の回転方向を示す信号およびインバータ
出力電流値に対応する信号から、負荷側出力電流
に比例し電動機の力行運転時に正、回生運転時に
負の直流量を演算する演算手段と、この演算手段
から出力される直流量と電圧制御回路からの制御
出力とを加算し、乗算器に出力する加算器と、を
設けたものとする。
上記技術手段により、電動機の運転状況すなわ
ち電動機が力行運転状態にあるか回生運転状態に
あるかに応じて、負荷側変換器の出力電流に比例
して極性の異なる電流量対応の直流信号Ii *を、
コンデンサ４の端子電圧Vdと設定値Vd *との偏差
を零にするために電源側変換器１が出力するべき
電流値に対応したAVR１０の出力IVに重畳し、
負荷側の変化を速やかに電源側変換器１の制御に
反映させる。
ち電動機が力行運転状態にあるか回生運転状態に
あるかに応じて、負荷側変換器の出力電流に比例
して極性の異なる電流量対応の直流信号Ii *を、
コンデンサ４の端子電圧Vdと設定値Vd *との偏差
を零にするために電源側変換器１が出力するべき
電流値に対応したAVR１０の出力IVに重畳し、
負荷側の変化を速やかに電源側変換器１の制御に
反映させる。
第１図はこの発明の実施例を示す構成図、第１
Ａ図は第１図の演算回路の具体例を示す構成図、
第１Ｂ図は同じく演算回路の別の具体例を示す構
成図、第２図は電動機の運転モードを説明するた
めの説明図である。
Ａ図は第１図の演算回路の具体例を示す構成図、
第１Ｂ図は同じく演算回路の別の具体例を示す構
成図、第２図は電動機の運転モードを説明するた
めの説明図である。
第１図からも明らかなように、この実施例は第
４図に示す従来例の回路に演算回路１６を設けた
点が特徴である。この演算回路１６は、制御回路
１５から与えられる次の如き信号にもとづき、負
荷側変換器出力電流に比例する有極性（性または
負）の直流量（以下、単に直流量という。）Ii *を
求める。
４図に示す従来例の回路に演算回路１６を設けた
点が特徴である。この演算回路１６は、制御回路
１５から与えられる次の如き信号にもとづき、負
荷側変換器出力電流に比例する有極性（性または
負）の直流量（以下、単に直流量という。）Ii *を
求める。
(イ) 電動機のトルク極性を示す信号
(ロ) 電動機の正転、逆転の回転方向を示す信号
(ハ) インバータ出力電流値に対応する信号
ここに、(イ)および(ハ)の信号は制御回路１５内の
速度調節器（ASR）から、また(ロ)の信号はパル
スジエネレータ１４からそれぞれ得ることができ
る。そして、この直流量Ii *は直流コンデンサ電
圧調節器出力に加算され、これによつて最終的な
電流設定値ISとなる。
速度調節器（ASR）から、また(ロ)の信号はパル
スジエネレータ１４からそれぞれ得ることができ
る。そして、この直流量Ii *は直流コンデンサ電
圧調節器出力に加算され、これによつて最終的な
電流設定値ISとなる。
演算回路１６の具体例が第１Ａ図および第１Ｂ
図に示されている。第１Ａ図は出力電流波高値が
得られない場合の例であり、第１Ｂ図は出力電流
波高値が制御回路１５を介して与えられる場合の
例である。
図に示されている。第１Ａ図は出力電流波高値が
得られない場合の例であり、第１Ｂ図は出力電流
波高値が制御回路１５を介して与えられる場合の
例である。
まず、第１Ａ図について説明する。なお、同図
において、１７は絶対値検出回路、１８，１９は
コンパレータ、２０は排他的論理和回路、２１は
力行・回生判別器、２２は掛算器、２３はゲイン
調節器である。
において、１７は絶対値検出回路、１８，１９は
コンパレータ、２０は排他的論理和回路、２１は
力行・回生判別器、２２は掛算器、２３はゲイン
調節器である。
すなわち、速度調節器（ASR）の出力は絶対
値検出回路１７に与えられて出力電流波高値が求
められるとともに、コンパレータ１８に与えられ
てトルク極性が判別される。一方、コンパレータ
１９では、速度検出器出力から回転方向が検出さ
れる。コンパレータ１８，１９の出力は排他的論
理和回路２０にて排他的論理和がとられ、力行・
回生判別器２１に導かれる。力行・回生判別器２
１では、この出力にもとづいて力行か回生かを判
別し、力行時に正、回生時に負（例えば力行時＋
１、回生時−１）の信号を出力する。
値検出回路１７に与えられて出力電流波高値が求
められるとともに、コンパレータ１８に与えられ
てトルク極性が判別される。一方、コンパレータ
１９では、速度検出器出力から回転方向が検出さ
れる。コンパレータ１８，１９の出力は排他的論
理和回路２０にて排他的論理和がとられ、力行・
回生判別器２１に導かれる。力行・回生判別器２
１では、この出力にもとづいて力行か回生かを判
別し、力行時に正、回生時に負（例えば力行時＋
１、回生時−１）の信号を出力する。
つまり、電動機の運転モードは、トルク極性お
よび回転方向によつて第２図の如き４つの象限に
分けられるから、トルク極性の正、負および回転
方向の正、逆をそれぞれ“１”、“０”に対応させ
て第１Ａ図の如く排他的論理和をとることにより
回生は“１”、力行は“０”として判別すること
ができる。掛算器２２では、絶対値検出回路１７
からの出力電流波高値に力行・回生判別器２１か
らの出力により正または負の極性が付与され、こ
れがゲイン調節器２３により適宜なレベルに変換
されて直流量Ii *がとり出される。
よび回転方向によつて第２図の如き４つの象限に
分けられるから、トルク極性の正、負および回転
方向の正、逆をそれぞれ“１”、“０”に対応させ
て第１Ａ図の如く排他的論理和をとることにより
回生は“１”、力行は“０”として判別すること
ができる。掛算器２２では、絶対値検出回路１７
からの出力電流波高値に力行・回生判別器２１か
らの出力により正または負の極性が付与され、こ
れがゲイン調節器２３により適宜なレベルに変換
されて直流量Ii *がとり出される。
すなわち、力行時には電源側変換器１の入力電
流、従つて電源側変換器１の出力電流を増加させ
る方向の、回生時には電源側変換器１の出力電流
を減少させる方向の電流信号Ii *をAVR１０が出
力するコンデンサ４の端子電圧偏差に対応した電
流信号IVに重畳することによりAVR１０のみに
よる制御の遅れを補うのである。
流、従つて電源側変換器１の出力電流を増加させ
る方向の、回生時には電源側変換器１の出力電流
を減少させる方向の電流信号Ii *をAVR１０が出
力するコンデンサ４の端子電圧偏差に対応した電
流信号IVに重畳することによりAVR１０のみに
よる制御の遅れを補うのである。
第１Ｂ図の場合は第１図の制御回路１５から出
力電流設定値が得られているので、これを掛算器
２２に直接入力するだけで第１Ａ図と同様に直流
量Ii *を得ることができる。したがつて、この場
合は第１Ａ図の如き絶対値検出回路は不要であ
る。
力電流設定値が得られているので、これを掛算器
２２に直接入力するだけで第１Ａ図と同様に直流
量Ii *を得ることができる。したがつて、この場
合は第１Ａ図の如き絶対値検出回路は不要であ
る。
この発明によれば、電圧形インバータにおける
電源側変換器の電流設定値を、直流コンデンサ電
圧制御出力に、負荷側変換器の出力電流の大きさ
に比例した、電動機が力行運転時に正、回生運転
時に負の直流量を加算することにより、大容量の
コンデンサの端子電圧偏差に基づいた制御の遅れ
を補うようにしたので、その結果、電源側変換器
制御の応答性が向上し、コンデンサ端子電圧の制
御を速やかに、且つ従来通りの充分な安定性をも
つて行うことができ、これによつて従来通りの入
力電流の力率1.0制御、正弦波状の波形化および
負荷側変換器の安定制御を損なうこともない。
電源側変換器の電流設定値を、直流コンデンサ電
圧制御出力に、負荷側変換器の出力電流の大きさ
に比例した、電動機が力行運転時に正、回生運転
時に負の直流量を加算することにより、大容量の
コンデンサの端子電圧偏差に基づいた制御の遅れ
を補うようにしたので、その結果、電源側変換器
制御の応答性が向上し、コンデンサ端子電圧の制
御を速やかに、且つ従来通りの充分な安定性をも
つて行うことができ、これによつて従来通りの入
力電流の力率1.0制御、正弦波状の波形化および
負荷側変換器の安定制御を損なうこともない。
第１図はこの発明の実施例を示す構成図、第１
Ａ図は第１図の演算回路の具体例を示す構成図、
第１Ｂ図は同じく演算回路の別の具体例を示す構
成図、第２図は電動機の運転モードを説明するた
めの説明図、第３図は一般的な電圧形インバータ
主回路を示す構成図、第４図は電圧形インバータ
制御回路の従来例を示す構成図である。 符号説明、１……電源側変換器、２……負荷側
変換器、３……交流リアクトル、４……コンデン
サ、５……交流電源、６……モータ負荷、７，８
……電流変成器、９……電圧変成器、１０……電
圧調節器（AVR）、１１，２２……掛算器、１２
……電流調節器（ACR）、１３……パルス成形・
分配器、１４……パルスジエネレータ、１５……
制御回路、１６……演算回路、１７……絶対値検
出回路、１８，１９……コンパレータ、２０……
排他的論理和回路、２１……力行・回生判別器、
２３……ゲイン調節器。
Ａ図は第１図の演算回路の具体例を示す構成図、
第１Ｂ図は同じく演算回路の別の具体例を示す構
成図、第２図は電動機の運転モードを説明するた
めの説明図、第３図は一般的な電圧形インバータ
主回路を示す構成図、第４図は電圧形インバータ
制御回路の従来例を示す構成図である。 符号説明、１……電源側変換器、２……負荷側
変換器、３……交流リアクトル、４……コンデン
サ、５……交流電源、６……モータ負荷、７，８
……電流変成器、９……電圧変成器、１０……電
圧調節器（AVR）、１１，２２……掛算器、１２
……電流調節器（ACR）、１３……パルス成形・
分配器、１４……パルスジエネレータ、１５……
制御回路、１６……演算回路、１７……絶対値検
出回路、１８，１９……コンパレータ、２０……
排他的論理和回路、２１……力行・回生判別器、
２３……ゲイン調節器。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ ２つの同種の電力変換器を一方は電源側に他
方は電動機負荷側に接続してその間はコンデンサ
により結合し負荷エネルギーを該電源側変換器を
介して回生する電圧形インバータに対し、前記コ
ンデンサ端子電圧を所定の設定値に一致されるよ
うに制御する電圧制御回路と、該制御出力と電源
相電圧とを乗算する乗算器とを設け、該乗算器出
力を電圧設定値として前記電源側変換器を制御す
ることにより、インバータ入力電流をその波形が
正弦波でかつ力率を1.0として制御する電圧形イ
ンバータ制御回路において、 前記電動機のトルク極性を示す信号、電動機の
正転、逆転の回転方向を示す信号およびインバー
タ出力電流値に対応する信号から、負荷側出力電
流に比例し前記電動機の力行運転時に正、回生運
転時に負の直流量を演算する演算手段と、 この演算手段からの前記直流量と前記電圧制御
回路からの前記制御出力とを加算し、前記乗算器
に出力する加算器と、 を備えたことを特徴とする電圧形インバータ制御
回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60228854A JPS6292794A (ja) | 1985-10-16 | 1985-10-16 | 電圧形インバ−タ制御回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60228854A JPS6292794A (ja) | 1985-10-16 | 1985-10-16 | 電圧形インバ−タ制御回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6292794A JPS6292794A (ja) | 1987-04-28 |
| JPH0528077B2 true JPH0528077B2 (ja) | 1993-04-23 |
Family
ID=16882914
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60228854A Granted JPS6292794A (ja) | 1985-10-16 | 1985-10-16 | 電圧形インバ−タ制御回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6292794A (ja) |
Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5594583A (en) * | 1979-01-10 | 1980-07-18 | Hitachi Ltd | Frequency converter and its controlling method |
| JPS56107793A (en) * | 1980-01-29 | 1981-08-26 | Toshiba Corp | Controlling method of inverter |
| JPS58163286A (ja) * | 1982-03-23 | 1983-09-28 | Toshiba Corp | 誘導電動機の駆動制御装置 |
-
1985
- 1985-10-16 JP JP60228854A patent/JPS6292794A/ja active Granted
Patent Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5594583A (en) * | 1979-01-10 | 1980-07-18 | Hitachi Ltd | Frequency converter and its controlling method |
| JPS56107793A (en) * | 1980-01-29 | 1981-08-26 | Toshiba Corp | Controlling method of inverter |
| JPS58163286A (ja) * | 1982-03-23 | 1983-09-28 | Toshiba Corp | 誘導電動機の駆動制御装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6292794A (ja) | 1987-04-28 |
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