JPH0767280B2

JPH0767280B2 - 電力変換装置

Info

Publication number: JPH0767280B2
Application number: JP60233329A
Authority: JP
Inventors: 茂田中
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1985-10-21
Filing date: 1985-10-21
Publication date: 1995-07-19
Anticipated expiration: 2010-07-19
Also published as: JPS6295973A

Description

【発明の詳細な説明】〔発明の技術分野〕本発明は、交流電源から電力供給を受ける直流電圧源と
その負荷装置からなる電力変換装置に関する。

〔発明の技術的背景〕

直流電圧源を電源とする負荷装置としては、パルス幅変
調制御（PWM）インバータ＋誘導電動機あるいは直流チ
ョッパ装置＋直流電動機などがある。この直流電圧源と
して、バッテリーを使う場合はあまり問題がないが、商
用電源から交直電力変換器（コンバータ）を介して直流
電圧を得るとき、商用電源側に発生する無効電力や高調
波が近年問題になっている。

この問題を解決するために、交直電力変換器としてパル
ス幅変調制御（PWM）コンバータを商用電源と直流電圧
源（コンデンサ）との間に挿入する方式が提案されてい
る（特開昭59−61475）。

第９図は、交直電力変換器としてPWMコンバータを用い
た従来の電力変換装置の構成図を示す。

図中、SUPは単相交流電源、L_sは交流リアクトル、CONV
は交直電力交換機（コンバータ）、C_dは直流平滑コンデ
ンサ、LOADは負荷装置である。コンバータCONVは、自己
消弧能力のある素子（例えばゲートターンオフサイリス
タ）S₁〜S₄、ホイーリングダイオードD₁〜D₄及び直流リ
アクトルL₁，L₂から構成され上記素子S₁〜S₄は交流側電
圧V_cの値を制御するため、公知のパルス幅変調制御され
ている。すなわち、コンバータCONVは直流電圧源C_dから
見た場合、パルス幅変調制御（PWM）コンバータとな
り、その場合交流電源SUP側は一種の負荷と見ることが
できる。

この従来の電力変換装置は上記直流電圧源C_dの電圧V_dが
ほぼ一定になるように交流電源から供給される電流I_sを
制御するもので、負荷装置LOADからの電力需要に応じて４象限動作が
可能なこと。

上記入力電流I_sは電源電圧V_sと常に同相に制御され
入力力率が１になること。

また、入力電流I_sは正弦波状に制御されるため高調
波がきわめて小さくなること。

が特徴としてあげられる。

以下、この装置の制御動作を簡単に説明する。

制御回路としては、次のものが用意されている。CT_cは
交流電流検出器、R₁，R₂は直流電圧を検出するための分
圧抵抗、ISOは絶縁増幅器、VRは直流電圧設定器、C₁〜C
₃は比較器、G_v（ｓ）は電圧制御補償回路、MLは乗算
器、OAは反転演算増幅器、G_I（ｓ）は電流制御補償回
路、TRGは搬送波（三角波）発生器、GCはゲート制御回
路である。

まず、絶縁増幅器ISOを介して検出された直流電圧V_dと
電圧設定器VRからの電圧指令値V_d ^*を比較器C₁に入力
し、偏差ε_ｖ＝V_d ^*−V_dを求める。当該偏差ε_ｖは制御
補償回路G_v（ｓ）に入力され、積分増幅あるいは比例増
幅されて入力電流I_sの波高値指令I_mとなる。

当該波高値指令I_mは乗算器MLに入力され、もう一方の入
力sinωｔと掛け合わせられる。当該入力信号sinωｔは
電源電圧V_s＝V_m・sinωｔに同期した単位正弦波で、当
該電源電圧V_sを検出し、定数倍（1/V_m倍）することによ
って求められる。

乗算器MLの出力信号I_s ^*は電源から供給されるべき電流
の指令値を与えるもので、次式のようになる。

I_s ^*＝I_m・sinωｔ_＊ …（１）当該入力電流指令値I_s ^*は反転増幅器OAで反転され、コ
ンバータCONVから電源SUPへ供給される交流電流I_cの指
令値I_c ^*となる。以下、ここでは、I_c ^*をコンバータ出力
電流指令値と呼ぶ。

コンバータ出力電流I_cは交流検出器CT_cによって検出さ
れ、比較器C₂に入力される。比較器C₂によって、上記指
令値I_c ^*が比較された偏差ε_Ｉ＝I_c ^*−I_cが求められる。
当該偏差ε_Ｉは次の制御補償回路G_I（ｓ）に入力され、
比例増幅されてパルス幅変調制御のための制御入力信号
e_iとなる。

パルス幅変調制御は公知の手法で、搬送波発生器TRG、
比較器C₃及びゲート制御回路GCによって当該制御を行っ
ている。

すなわち搬送波発生器TRGは周波数1kHz程度の三角波e_T
を発生し、比較器C₃は当該三角波e_Tと前記入力信号e_iを
比較し、その変化ε_Ｔ＝e_i−e_Tに応じて、ゲート制御回
路GCからゲートターンオフサイリスタS₁〜S₄にオン，オ
フ信号を与えている。

e_i＞e_Tのとき、すなわち偏差ε_Ｔが正のときサイリスタ
S₁とS₄がオンされ（このときS₂，S₃はオフ）コンバータ
の交流出力電圧V_cは＋V_dとなる。

また、e_i＜e_Tのとき、すなわち偏差e_Tが負のとき、サイ
リスタS₂とS₃がオンされ（このとき、S₁，S₄はオフ）、
V_c＝−V_dとなる。

しかも、e_iが正の値で大きければ上記S₁とS₄のオン期間
は長くなり、S₂とS₃のオン期間は短くなって、V_cの平均
値は入力信号e_iに比例した電圧で正の値となる。逆にe_i
が負の値のときはS₁とS₄のオン期間よりS₂とS₃のオン期
間のほうが長くなって、コンバータの出力電圧V_cの平均
値は入力信号e_iに比例した値で負の値となる。

すなわち入力信号e_iに比例した値に、コンバータの出力
電圧V_cが制御されることになる。

コンバータの出力電流I_c（電源から供給される入力電流
I_sの反転値）は上記コンバータの出力電圧V_cを調整する
ことにより制御される。

交流リアクトルL_sには電源電圧V_sと上記コンバータの出
力電圧V_cとの差電圧V_L＝V_s−V_cが印加される。

V_s＞V_cのとき、電源電流I_sは図の矢印の方向に増加す
る。言いかえると、コンバータ出力電流I_cは図の矢印方
向へは減少するように働らく。逆にV_s＜V_cのとき、コン
バータ出力電流I_cは図の矢印の方向に増加しようと働ら
く。

コンバータの出力電流指令値I_c ^*に対して実電流I_cが、I
_c ^*＞I_cの関係にあるとき、偏差ε_１＝I_c ^*−I_cは正の値
となり制御補償回路G_I（ｓ）を介してPWM制御の入力信
号e_iを増加させる。故に、コンバータ出力電圧V_cも入力
信号e_iに比例して大きくなり、V_c＞V_sとなり、コンバー
タ出力電流I_cを図の矢印方向に増加させる。逆にI_c ^*＜I
_cとなった場合、偏差ε_１は負の値となり、e_iすなわちV
_cを減少させて、V_c＜V_sとなり、出力電流I_cを減少させ
る。故にコンバータの出力電流I_cはその指令値I_c ^*に一
致するように制御される。当該指令値I_c ^*を正弦波状に
変化させれば、それに追従して実電流I_cも正弦波状に制
御される。

コンバータの出力電流I_cは電源からの入力電流I_sの反転
値であり、また、コンバータ出力電流の指令値I^* _cは電
源からの入力電流の指令値I_s ^*の反転値である。故に、
入力電流I_sはその指令値I_s ^*に追従して制御されること
になる。

次に直流コンデンサC_dの電圧V_dの制御動作を説明する。

比較器C₁によって直流電圧検出値V_dとその指令値V_d ^*を
比較する。V_d ^*＞V_dの場合、偏差ε_ｖは正の値となり、
制御補償回路G_v（ｓ）を介して、入力電流波高値I_mを増
加させる。入力電流指令値I_s ^*は、（１）式で示したよ
うに電源電圧と同相の正弦波で与えられる。故に、実入
力電流I_sが前述の如く、I_s＝I_s ^*に制御されるものとす
れば、上記波高値I_mが正の値のとき、次式で示される有
効電力P_sが単相電源SUPから、コンバータCONVを介して
直流コンデンサC_dに供給される。

P_s＝V_s×I_s ＝V_m・I_m・（sinωｔ）^２＝V_m・I_m・（１−cos2ωｔ）/2 …（２）従って、エネルギーP_s・ｔが直流コンデンサC_dにとして蓄積され、その結果、直流電圧V_dが上昇する。

逆にV_d ^*＜V_dとなった場合、偏差ε_ｖは負の値となり、
制御補償回路G_v（ｓ）を介して上記波高値I_mを減少させ
ついにはI_m＜０とする。故に、有効電力P_sも負の値とな
り、今度は、エネルギーP_s・ｔが直流コンデンサC_dから
電源に回生される。その結果、直流電圧V_dは低下し、最
終的にV_d＝V_d ^*制御される。

負荷装置LOADは例えば、公知のPWMインバータ駆動誘導
電動機等があり、直流圧電源たる直流コンデンサC_dに対
して、電力のやりとりを行う。負荷装置LOADが電力を消
費すれば、直流電圧V_dが低下するが、上記制御によって
電源から有効電力P_sを供給して常にV_d≒V_d ^*に制御され
る。逆に負荷装置LOADから電力回生（誘導電動機を回生
運転した場合）が行われると、V_dが一旦上昇するが、そ
の分電源SUPに有効電力P_sを回生することにより、やは
りV_d≒V_d ^*となる。すなわち負荷装置LOADの電力消費あ
るいは電力回生に応じて、電源SUPから供給する電力P_s
が自動的に調整されているのである。

このとき、入力電流I_sは電源電圧と同相あるいは逆相
（回生時）の正弦波に制御されるので、当然入力力率＝
１で高調波成分はきわめて小さい値となる。

〔背景技術の問題点〕

このような従来の電力変換装置は次のような問題点があ
った。

すなわち、PWMコンバータの入力電流I_sをその指令値I_s ^*
＝I_m・sinωｔに従って制御しているが、そのために精
度の良い入力電流検出器が電源の相数分だけ必要とな
り、制御回路が複雑で高価になる欠点があった。特に、
最近は制御回路はデジタル化が進み、マイクロコンピュ
ータの導入が不可欠となってきたが、上記入力電流検出
器の数だけI/Oポート（入出力ポート）を用意しなけれ
ばならず、回路を複雑にするきらいがあった。

また、従来の装置では、瞬時、瞬時、入力電流I_sとその
指令値I_s ^*とを比較し演算する必要があり、時間的余裕
がないため演算時間が不足する欠点があった。従って、
より高速の演算ができるマイクロコンピュータが必要と
なり、それに伴って装置も高価になるという問題点があ
った。

〔発明の目的〕

本発明は以上に鑑みてなされたもので、瞬時、瞬時の入
力電流を制御することなく、交流電力を直流電力に変換
し、しかも受電端の力率を大略１に保持できる電力変換
装置を提供することを目的とする。

〔発明の概要〕

本発明によれば、この目的は、交流電源と、該交流電源
に交流リアクトルを介して接続されたパルス幅変調制御
コンバータ（PWMコンバータ）と、該PWMコンバータの直
流側に接続された平滑コンデンサと、該平滑コンデンサ
を直流電圧源とする負荷装置と、前記平滑コンデンサの
直流電圧を制御する手段と、該直流電圧制御手段からの
出力信号及び前記交流電源の電圧波高値に基づき前記PW
Mコンバータが交流側に発生する電圧の波高値及び位相
角の指令値を演算する手段と、当該演算手段からの出力
信号に基づき前記PWMコンバータをパルス幅変調制御す
る手段とで構成することにより達成できる。

〔発明の実施例〕第１図は本発明の電力変換装置の一実施例を示す構成図
である。

図中、BUSは３相交流電源の電線路、TRは電源トラン
ス、L_sは交流リアクトル、CONVはパルス幅変調制御（PW
M）コンバータ、C_dは直流平滑コンデンサ、LOADは負荷
装置である。

また、制御回路として、交流電流検出器PT、直電圧検出
器用絶縁増幅器ISO、整流回路DS、比較器C₁、直流電圧
制御補償回路G_v（ｓ）、演算回路CAL、パルス幅変調制
御回路PWM−CONTが用意されている。

第２図は、第１図の装置の演算回路CALの具体的構成図
を示すもので、K₁，K₂は比例増幅器、AD₁，AD₂は加算
器、SQ₁，SQ₂は２乗演算器、DIVは割算器、SQRは平方根
演算器、tan^-1は逆正接（アークタンジェント）演算器
を表わす。

第３図は、第２図の演算回路の動作を説明するための交
流側の電圧電流ベクトル図を示す。図中、_ｓは電源電
圧ベクトル、_ｓは入力電流ベクトル、_ｃはコンバー
タCONVの交流側発生電圧のベクトル、_Ｌは交流側リア
クトルL_sに印加される電圧のベクトルを各々表わす。

さらに、第４図は、第１図の装置のパルス幅変調制御回
路PWM−CONTの具体的例を示す構成図を表わす。図中、O
A₁〜OA₆は演算増幅器、A₁〜A₆は加算器、M₁〜M₉は乗算
器、S/Cは正弦値、余弦値演算回路、C₃〜C₅は比較器、S
H₁〜SH₃はシュミット回路、O_SCは三角波発生器である。

以下、第１図〜第４図を用いて、本発明装置の動作を説
明する。

第１図において、直流平滑コンデンサC_dの電圧V_dを絶縁
増幅器ISOを介して検出する。当該検出値V_dを比較器C₁
に入力し、直流電圧指令値V_d ^*と比較する。比較器C₁は
偏差ε_１＝V_d ^*−V_dを次の直流電圧制御補償回路G
_v（ｓ）に入力し、積分あるいは比例増幅を行う。当該
制御補償回路G_v（ｓ）の出力信号I_m ^*は次の演算回路CAL
に入力される。

一方、電源電圧V_sを変換器PTにて検出し、整流器DSを介
して、３相整流電圧V_smを得る。V_smは、電源電圧V_sの波
高値とみてよい。当該電源電圧波高値V_smもまた、前記
演算回路CALに入力される。

第２図において、演算回路CALは、上記２つの入力信号V
_sm及びI_m ^*を用いて、PWMコンバータCONVの交流側発生電
圧V_cの波高値指令V_cm ^*と、位相角指令θ^＊を演算するも
ので、次の演算を行っている。

すなわち、入力信号I_m ^*を比例増幅器K₂を介して、R_s倍
し、加算器AD₁に入力する。ここで、R_sは交流リアクト
ルの抵抗相当分とする。また、電源電圧波高値V_smも加
算器AD₁に入力し、V_sm−I_m ^*・R_sを求める。この値をSQ₁
により２乗し、加算器AD₂に入力する。

また、入力信号I_m ^*を比例増幅器K₁を介してωL_s倍す
る。ここでω＝２πは電源の角周波数、L_sは交流リア
クトルのインダクタンス分とする。当該値ωL_sI_m ^*をSQ₂
で２乗し、加算器AD₂に入力する。AD₂の出力信号（V_sm
−I_m ^*・R_s）^２＋（ωL_sI_m ^*）^２を次の平方根演算器SQR
を介して、上記電圧波高値指令V_cm ^*が求められる。

一方、加算器AD₁の出力信号V_sm−I_m ^*・R_s及び、比例増
幅器K₁の出力信号ωL_s・I_m ^*を割算器DIVに入力し、 tanθ^＊＝ωL_sI_m ^*／（V_sm−I_m ^*・R_s）を求め、逆正接演
算器tan^-1を介して、位相角指令値θ^＊を求めている。
ここで、逆正接演算器tan^-1は、例えば、ROM（リードオ
ンリーメモリ）等に、逆正接関数を書き込んでおき、デ
ジタル量に変換したtanθ^＊値を番地として、当該関数
を読み出すことにより、θ^＊を求めることができる。

このようにして求められた電圧波高値指令V_cm ^*と位相角
指令値θ^＊は、次のパルス幅変調制御回路PWM−CONTに
入力され、PWMコンバータCONVを構成する自己消弧素子
（例えばゲートターンオフサイリスタ等）に与えるゲー
ト信号ｇを作る。

第４図はパルス幅変調制御回路PWM−CONTの具体例を示
すもので、入力信号は前記電圧波高値指令V_cm ^*と位相角
指令値θ^＊及び交流電源の３相電圧v_u，v_v，v_wで、出力
信号は前記PWMコンバータCONVへ送られるゲート信号
g₁，g₂，g₃である。

３相電圧の波高値をV_sm，角周波数をωとすると、v_u，v
_v，v_wは次式で表わされる。

v_u＝V_sm・sinωｔ v_v＝V_sm・sin（ωｔ−２π/3） v_w＝V_sm・sin（ωｔ＋２π/3）この３相電圧v_u，v_v，v_wを演算増幅器OA₁，OA₂，OA₃を
介して、（1/V_sm）倍することにより、次式の単位正弦
波U,V,Wが求められる。

Ｕ＝sinωｔＶ＝sin（ωｔ−２π/3）Ｗ＝sin（ωｔ＋２π/3）この単位正弦波U,V,Wから、加算器A₁〜A₃及び演算増幅
器OA₄〜OA₆を介して、90°進み位相の単位余弦波Ｕ′,
V′,W′を求める。

すなわち、となる。

一方、位相角指令値θ^＊は正弦波、余弦値演算回路S/C
に入力され、その正弦波sinθ^＊及び余弦値cosθ^＊が演
算される。この演算はマイクロコンピュータにより直接
演算することも可能であるが、一般には、メモリに正弦
波表及び余弦波表を記憶させておき、入力値θ^＊を番地
として、出力sinθ^＊及びcosθ^＊を読み出す手法が用い
られる。

この正弦波sinθ^＊と余弦値cosθ^＊及び前記単位正弦波
U,V,Wと単位余弦波Ｕ′,V′,W′を用いて、電源電圧
v_u，v_v，v_wに対して位相差θ^＊を有する単位正弦波
Ｕ″,V″,W″を求める。このとき、乗算器M₁〜M₆及び加
算器A₄〜A₆が用いられる。すなわち、Ｕ″,V″,W″は次
式のようになる。

Ｕ″＝sinωｔ・cosθ^＊−cosωｔ・sinθ^＊＝sin（ωｔ−θ^＊）Ｖ″＝sin（ωｔ−２π/3）・cosθ^＊ −cos（ωｔ−２π/3）・sinθ^＊＝sin（ωｔ−２π/3−θ^＊）Ｗ″＝sin（ωｔ＋２π/3）・cosθ^＊ −cos（ωｔ＋２π/3）・sinθ^＊＝sin（ωｔ＋２π/3−θ^＊）この値に、前記電圧波高値指令V_cm ^*を乗ずることによ
り、PWM制御入力電圧e_u，e_v，e_wが求められる。このと
き乗算器M₇〜M₉が使われる。

e_u＝V_cm ^*・sin（ωｔ−θ^＊） e_v＝V_cm ^*・sin（ωｔ−２π/3−θ^＊） e_w＝V_cm ^*・sin（ωｔ＋２π/3−θ^＊）三角波発生器O_scからは周波数1kHz程度の三角波Ｘが出
力され、比較器C₃により前記入力電圧e_uと比較される。
そしてシュミット回路SH₁を介して、PWMコンバータCONV
のＵ相の構成素子にゲート信号g₁を与える。同様に比較
器C₄，C₅及びシュミット回路SH₂，SH₃を介して、Ｖ相及
びＷ相の構成素子にゲート信号g₂，g₃を与える。このPW
M制御動作は公知なので省略する。

PWMコンバータCONVの交流側には、前記入力電圧e_u，
e_v，e_wに比例した電圧V_cu，V_cv，V_cwが発生させられ
る。

第３図は、交流側の電圧、電流ベクトル図（一相分）を
示すもので、電源電圧_ｓに対して、コンバータの交流
電圧_ｃは位相角θ＝θ^＊だけ遅れており、その波高値
V_cmは前記指令値V_cm ^*に一致する。この結果、交流リア
クトルL_sには_Ｌ＝R_s _ｓ＋ｊωL_s _ｓの電圧が印加さ
れ、入力電流_ｓが流れる。

負荷電流が増大し、平滑コンデンサC_dの直流電圧V_dが低
下した場合、V_d ^*＞V_dとなり、第１図の比較器C₁の出力
ε_１＝V_d ^*−V_dが正の値で増加し、電圧制御補償回路G_v
（ｓ）を介して、電流波高値指令I_m ^*を増加させる。こ
の結果、V_cm ^*を若干増加させ、θ^＊を増大させる。特に
θ^＊を増加させる。これに従って、コンバータ交流電圧
_ｃも変化し、位相角θを増大させ、波高値V_cmを少し
増加させる。すると、交流リアクトルL_sに印加される電
圧_Ｌ＝_ｓ−_ｃが増大し、入力電流_ｓを増加させ
る。このとき、入力電流_ｓは大略、電源電圧_ｓと同
相になっている。

故に電源から供給される有効電力P_s≒V_s・I_sが増大し、
それに伴って、平滑コンデンサC_dの直流電圧V_dが増大し
て行き、V_d≒V_d ^*となって落ち着く。

逆に、負荷が、インバータ＋交流電動機等の場合で、回
生ブレーキをかけたとき、平滑コンデンサC_dの直流電圧
V_dが増大し、V_d ^*＜V_dとなるが、このときは、次のよう
に制御される。

偏差ε_１は負の値となり、電流波高値指令I_m ^*も負の値
となる。この結果、θ^＊は負の値となって、交流側の電
圧電流ベクトル図は、第５図のようになる。すなわち、
コンバータ交流電圧_ｃは電源電圧_ｓより位相θ＝θ
^＊だけ進み、波高値V_cmは、V_smより大きくなる。この結
果、交流リアクトルL_sに印加される電圧_Ｌ＝_ｓ−
_ｃは電源電圧_ｓにより約90°進み位相となり、入力電
流_ｓは_ｓと逆位相になる。故に、電源からの入力電
力P_sは負の値となって、電力回生が行なわれる。従っ
て、平滑コンデンサC_dの直流電圧V_dが低下し、最終的に
V_d≒V_d ^*となるように制御される。

このようにして、本発明装置によれば、平滑コンデンサ
C_dの直流電圧V_dをその指令値V_d ^*に一致させるように制
御することができ、しかも、このときの入力電圧I_sは大
略、電源電圧V_sと同相又は逆相に保持されており、力率
の良い運転ができる。

第６図は本発明の電力変換装置の他の実施例を示す構成
図である。図中、CT_Lは負荷電流検出器、PLは負荷電力
演算器、ADDは加算器で、他は第１図の記号に準ずる。

第１図と異なる点だけを次に説明する。

負荷電流I_Lを電流検出器CT_Lによって検出し、負荷電力
演算器PLに入力する。PLからは負荷電力P_L＝V_d・I_Lに比
例した入力電流波高値指令I_mo ^*を出力する。I_mo ^*は次式
の演算によって求められる。

ここで、直流電圧V_d及び電源電圧波高値V_smがあまり変
化しないとすれば、 I_mo ^*≒K_L・I_L と近似できる。

加算器ADDには、直流電圧制御補償回路G_v（ｓ）からの
出力信号ΔI_m ^*と上記演算値I_mo ^*が入力され、I_m ^*＝I_mo ^*
＋ΔI_m ^*が前述の演算回路CKLに入力される。

第１図の装置では、負荷が増減したとき、平滑コンデン
サC_dの直流電圧V_dの制御回路を介して、入力電流I_sの波
高値指令I_m ^*が与えられた。これに対し、第６図の装置
では、負荷電流I_Lの変化に応じて、ただちに、入力電流
波高値指令I_mo ^*を演算し、PWMコンバータを制御してい
る。従って、I_Lが増加したときは、ただちに、入力電流
I_sが増大し、逆にI_Lが減少すればただちに入力電流I_sが
減少して、平滑コンデンサC_dの電圧変動が抑制される。
このとき、直流電圧制御回路G_v（ｓ）からは、ゆっくり
した定常的な、偏差を少なくするように、補正信号ΔI_m
^*が与えられる。

すなわち、第６図の装置は、急激な負荷変動に対し、平
滑コンデンサC_dの電圧V_dが変動するのを抑制する効果が
ある。

第７図は、本発明の電力変換装置の他のもう１つの実施
例を示す構成図である。図中、CT_sは変流器、VARは無効
電力演算回路、C₂は比較器、H_Q（ｓ）は無効電力制御補
償回路、ADD₁，ADD₂は加算器で、他の記号は第１図及び
第６図の記号に準ずる。

第１図及び第６図の装置と異なる点だけを説明する。

すなわち、第１図の装置では、交流リアクトルL_sのイン
ダクタンス値L_s及びその抵抗値R_sの値を用いて、電圧波
高値指令V_cm ^*と位相角指令値θ^＊を演算しているが、交
流リアクトルL_sの温度上昇等の理由により、上記値L_s，
R_sが変化することもあり、必ずしも正確なV_cm ^*やθ^＊が
得られるとは限らない。故に、入力電流I_sの位相が電源
電圧V_sに対して若干ずれる可能性があり、その分だけ入
力力率も低下する。入力力率＝１という所期の目的を達
成するために第７図の装置を提供する。

まず、受電端の３相交流電圧及び３相交流電流を変成器
PT及び変流器CT_sによって検出する。無効電力演算回路V
TRは上記電圧電流値から無効電力Q_sを演算するもので、
具体的には、上記電圧検出値を90°ずらした値に検出電
流値を乗じ、それを３相分加え合わせたものが、瞬時の
無効電力Q_sとなる。無効電力検出値Q_sは比較器C₂に入力
され、無効電力設定値Q_s ^*と比較される。通常受電端の
入力力率は１に保持するため、上記設定値Q_s ^*は零に設
定される。

比較器C₂は偏差ε_２＝Q_s ^*−Q_sを次の無効電力制御補償
回路H_Q（ｓ）に入力する。当該補償回路H_Q（ｓ）は通常
積分要素が使われ、定常偏差ε_２を零にしている。H
_Q（ｓ）の出力信号ΔV_smは加算器ADD₂に入力され、電源
電圧波高値V_smに加算される。演算回路CALには、第１図
の装置の電源電圧波高値V_smに代って、V_sm′＝V_sm＋ΔV
_smが入力される。

第８図は、入力電流_ｓが電源電圧_ｓに対して位相角
δだけ遅れている場合のベクトル図を示すもので、これ
を用いて第７図の装置の動作を説明する。

受電端の無効電力Q_sは遅れとなり、負の値が検出され
る。故に偏差ε_２＝Q^*−Ｑ＝−Ｑは正の値となり、制御
補償回路H_Q（ｓ）の出力信号ΔV_smを増加させる。故にV
_sm′も増加し、電圧波高値指令V_cm ^*増大させ、位相角指
令値θ^＊を減少させる。故にコンバータの交流側電圧V_c
はV_c′のように変化させられる。この結果、交流リアク
トルL_sに印加される電圧V_LはV_L′のように変化し、入力
電流I_sが電源電圧V_sと同相になるように制御され、Q_S＝
Q_s ^*＝０となって落ち着く。

このようにして受電端の無効電力Q_sが零、すなわち、入
力力率＝１に保持される。

交流電源は３相電源で説明したが、単相電源でも、又、
他の多相電源でも同様に達成できることは言うまでもな
い。

また、第１図の装置では、演算回路CALによって、V_cm ^*
及びθ^＊を算出したが、θ^＊の代りに、次の演算により
sinθ^＊及びcosθ^＊を直接求めることもできる。

この場合には、第４図の回路の正弦波、余弦値演算回路
S/Cは省略できる。

さらに、第１図の装置のパルス幅変調制御回路PWM−CON
Tは、波高値指令V_cm ^*及び位相角指令θ^＊のデータに基
づいて、コンバータのゲート信号ｇを発生させるもので
あればよく、第４図の回路に限られるものではない。例
えば、波高値指令V_cm ^*を与えると、それを波高値とする
正弦波電圧がコンバータの交流側に発生するように、PW
M制御パターンをメモリに記憶させておき、電源に同期
したクロック信号（PWM制御の搬送波周波数に相当）で
読み出して行く方法も考えられる。このとき位相角指令
θ^＊により、最初の読み出し番地が指定される。

〔発明の効果〕

以上のように本発明によれば、瞬時瞬時の入力電流を制
御することなく、受電端の入力力率を１に保持した状態
で、交直電力変換が行なえるようになり、負荷装置への
電力供給あるいは負荷装置からの電力回生が自由にでき
る電力変換装置を提供できる。特に、入力力率が大略１
でよいと言う用途には、受電端の無効電力制御も不要と
なり、入力電流検出は全くいらなくなる。この結果、制
御回路が簡単になるばかりでなく、マイクロコンピュー
タを導入したデジタル制御回路で構成することができ、
調整の簡略化が図れる電力変換装置を提供できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の電力変換装置の一実施例を示す構成
図、第２図は第１図の装置の演算回路の具体例を示す構
成図、第３図及び第５図は受電端の１相分の電圧電流ベ
クトル図、第４図は第１図の装置のパルス幅変調制御回
路の具体例を示す構成図、第６図及び第７図は本発明装
置の別の実施例を示す構成図、第８図は第７図の装置を
説明するための電圧電流ベクトル図、第９図は従来の電
力変換装置の構成図である。 BUS…３相交流電源の電線路、TR…電源トランス、L_s…
交流リアクトル、CONV…PWMコンバータ、C_d…直流平滑
コンデンサ、LOAD…負荷装置、PT…変成器、DS…整流
器、C₁…比較器、G_v（ｓ）…直流電圧制御補償回路、CA
L…演算回路、PWM−CONT…パルス幅変調制御回路、ISO
…絶縁増幅器。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】交流電源と、該交流電源に交流リアクトル
を介して接続されたパルス幅変調制御コンバータ（PWM
コンバータ）と、該PWMコンバータの直流側に接続され
た平滑コンデンサと、該平滑コンデンサを直流電圧源と
する負荷装置と、前記平滑コンデンサの直流電圧を制御
する手段と、該直流電圧制御手段からの出力信号を
I_m ^*、前記交流電源の角周波数と電圧波高値を各々ω，V
_sm、前記交流リアクトルのインダクタンスと抵抗を各々
L_s，R_sとした場合、前記PWMコンバータが交流側に発生
する電圧の波高値指令V_cm ^*と位相角指令θ^＊を、による演算によって求める手段と、当該演算手段からの
出力信号に基づき前記PWMコンバータをパルス幅変調制
御する手段とからなる電力変換装置。
【請求項２】前記演算手段は、無効電力演算回路によっ
て検出される前記交流電源から供給される無効電力の検
出値Q_sと、前記交流電源から供給される無効電力の設定
値Q_s ^*との偏差信号に応じた値ΔV_smを前記電源電圧波高
値V_smに加えて、PWMコンバータの発生電圧の波高値及び
位相角の指令値を演算したことを特徴とする特許請求の
範囲第１項記載の電力変換装置。
【請求項３】前記演算手段は、前記負荷装置に供給され
る有効電力を検出し、その値に比例した値I_moを、前記
直流電圧制御手段からの出力信号ΔI_mに加えて、PWMコ
ンバータの発生電圧の波高値及び位相角の指令値を演算
したことを特徴とする特許請求の範囲第１項又は第２項
記載の電力変換装置。