JP2007006606A

JP2007006606A - 電力変換装置

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Publication number: JP2007006606A
Application number: JP2005183296A
Authority: JP
Inventors: Kazuaki Yuki; 和明結城; Akihisa Kataoka; 秋久片岡; Shigeru Tanaka; 茂田中
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 2005-06-23
Filing date: 2005-06-23
Publication date: 2007-01-11

Abstract

【課題】過負荷耐量に優れ、電力回生可能で、変換器の電圧利用率が高く、スイッチング素子の最大遮断電流が小さく、高効率、高力率で経済的な電力変換装置を提供する。
【解決手段】交流電源に変圧器を介して交流端子が接続される電力用ダイオード整流器と、電力用ダイオード整流器の交流端子に交流リアクトルを介して交流端子が接続された電力変換器と、電力変換器及び電力用ダイオード整流器の共通直流端子間に接続された直流平滑コンデンサと、電力変換器を一定のパルスパターンで動作させ、交流電源の電圧に対する電力変換器の交流端子電圧の位相角を調整することにより直流平滑コンデンサに印加される電圧を制御する直流電圧制御手段とを備えた電力変換装置。
【選択図】図１

Description

本発明は、電気車の電力変換装置に関する。

電気鉄道直流き電システム等では、３相ブリッジ結線された電力用ダイオード整流器により３相交流電力を直流電力に変換する方式が多く採用されている。この方式は過負荷耐量に優れ、変換器コストが安くできる利点を有する。しかし、電車が回生ブレーキをかけたときにその電力を交流電源側に回生できず、しばしば回生失効を起こすという問題点があった。また、負荷電流依存性があり、直流き電電圧が負荷によって大きく変動する欠点があった。

図４３は、従来の電力回生可能なＰＷＭコンバータ（パルス幅変調制御コンバータ）の構成を示すものである。図中、Ｒ、Ｓ、Ｔは３相交流電源ＳＵＰの端子、Ｌｓは交流リアクトル、ＣＮＶはＰＷＭコンバータ、Ｃｄは直流平滑コンデンサ、ＩＮＶは３相出力のＶＶＶＦ（可変電圧可変周波数）インバータ、Ｍは交流電動機をそれぞれ示す。また、制御回路として、比較器Ｃ１、Ｃ２、電圧制御補償器Ｇｖ（Ｓ）、乗算器ＭＬ、電流制御補償器Ｇｉ（Ｓ）及びパルス幅変調制御回路ＰＷＭＣが備えられている。破線で囲まれた部分は３相分用意されており、Ｒ相のみを詳しく示しているが、Ｓ相及びＴ相も同様に構成されている。

ＰＷＭコンバータＣＮＶは、直流平滑コンデンサＣｄに印加される電圧Ｖｄがその指令値Ｖｄ＊に一致するように入力電流Ｉｒ、Ｉｓ、Ｉｔを制御する。そのために制御回路において、次の制御を実行する。電圧指令値Ｖｄ＊と電圧検出値Ｖｄの偏差を制御補償器Ｇｖ（Ｓ）で増幅し、入力電流の振幅指令値Ｉｓｍとする。乗算機ＭＬでＲ相の電圧に同期した単位正弦波ｓｉｎωｔと入力電流の振幅指令値Ｉｓｍとを掛け算し、それをＲ相の電流指令値Ｉｒ＊とする。そしてＲ相電流指令値Ｉｒ＊とＲ相電流検出値Ｉｒとを比較し、その偏差を電流制御補償器Ｇｉ（Ｓ）で、反転増幅する。ここには通常比例増幅が使われ、Ｇｉ（Ｓ）＝−Ｋｉとなる。Ｋｉは比例定数である。Ｇｉ（Ｓ）の出力である電圧指令値ｅｒ＊＝−Ｋｉ×（Ｉｒ＊−Ｉｒ）をＰＷＭ制御回路ＰＷＭＣに入力し、コンバータのＲ相の自己消弧素子Ｓ１とＳ４のゲート信号ｇ１、ｇ４を作る。ＰＷＭ制御回路ＰＷＭＣは、電圧指令値ｅｒ＊とキャリア信号Ｘ（例えば、１ｋＨｚの三角波）を比較し、ｅｒ＊＞Ｘのときは、素子Ｓ１をオンさせ（Ｓ４はオフ）、ｅｒ＊＜Ｘのときは、素子Ｓ４をオン（Ｓ１はオフ）させる。この結果、コンバータのＲ相電圧Ｖｒは電圧指令値ｅｒ＊に比例した電圧を発生する。

Ｉｒ＊＞Ｉｒの場合、電圧指令値ｅｒ＊は負の値となり、Ｉｒを増加させる。逆に、Ｉｒ＊＜Ｉｒの場合、電圧指令値ｅｒ＊は正の値となり、Ｉｒを減少させる。故に、Ｉｒ＊＝Ｉｒとなるように制御される。Ｓ相、Ｔ相の電流も同様に制御される。

また、直流平滑コンデンサに印加される電圧Ｖｄは、次のように制御される。Ｖｄ＊＞Ｖｄとなった場合、入力電流の振幅指令値Ｉｓｍが増加する。各相の電流指令値は電源電圧と同相となり、Ｉｓｍに比例した有効電力Ｐｓが交流電源ＳＵＰから直流平滑コンデンサＣｄに供給されることになる。この結果、Ｖｄが上昇し、Ｖｄ＊＝Ｖｄとなるように制御される。逆に、Ｖｄ＊＜Ｖｄとなった場合、入力電流の振幅指令値Ｉｓｍは負の値となり、交流電源側に電力Ｐｓを回生する。故に、直流平滑コンデンサＣｄの蓄積エネルギーが減少し、Ｖｄが減って、やはり、Ｖｄ＊＝Ｖｄとなるように制御される。

ＶＶＶＦインバータＩＮＶ及び交流電動機Ｍは、直流平滑コンデンサＣｄを電圧源とする負荷で、力行運転時はコンデンサＣｄのエネルギーを消費し、Ｖｄを減少させる方向に働く。また、回生運転時はその回生エネルギーを平滑コンデンサＣｄに戻すため、Ｖｄを上昇させる方向に働く。前述のようにＰＭＷコンバータＣＮＶによって直流電圧Ｖｄが一定になるように制御するため、自動的に、力行運転では交流電源から見合った有効電力を供給し、回生運転時は回生エネルギーに見合った有効電力を交流電源側に回生することになる。

このように、従来のＰＷＭコンバータによれば、直流電圧を安定化することができ、電力回生が可能となり、電気鉄道の直流き電システムでの回生失効の問題も解決される。しかし、ＰＷＭコンバータは、高周波でスイッチングを行うためスイッチング損失が大きくなる欠点がある。また、スイッチング素子は、遮断電流として交流入力電流の最大値を切る能力が必要となる。従って、短時間の過負荷（例えば、定格電流の３００％）でもその遮断電流に耐えるように設計しなければならず、電力変換器として大きなものが必要となり、不経済なシステムとなってしまう問題点がある。

以上のように、従来、電力回生が可能な電力変換器として、パルス幅変調制御によるＰＷＭコンバータ（自励式変換器）があるが、入力電流リプルを小さくするにはスイッチング周波数（ＰＷＭ制御のキャリア周波数）を高くする必要があり、変換器損失が大きくなる問題点があり、また変換器の電圧利用率（交流出力電圧／直流電圧）が低いため、変換器トランスの２次電圧が上げられず、その分変換器の電流容量を上げなければならない問題点があった。
特公平５−７９５０号公報

本発明は、以上の従来技術の問題点に鑑みてなされたものであり、スイッチング周波数を高くすることなく入力電流歪みを小さくし、高効率、高力率で経済的な交流／直流電力変換装置を提供することを目的とする。

本願の第１の発明は、交流電力を直流電力に変換して負荷装置に供給する電力変換装置において、交流電源に変圧器を介して交流端子が接続される電力用ダイオード整流器と、前記電力用ダイオード整流器の交流端子に交流リアクトルを介して交流端子が接続された電力変換器と、前記電力変換器及び前記電力用ダイオード整流器の共通直流端子間に接続された直流平滑コンデンサと、前記電力変換器を一定のパルスパターンで動作させ、前記交流電源の電圧に対する前記電力変換器の交流端子電圧の位相角を調整することにより前記直流平滑コンデンサに印加される電圧を制御する直流電圧制御手段とを備えたことを特徴とするものである。

本願の第２の発明は、交流電力を直流電力に変換して負荷装置に供給する電力変換装置において、交流電源に変圧器を介して交流端子が接続される電力用ダイオード整流器と、前記電力用ダイオード整流器の交流端子に交流リアクトルと抵抗器を介して交流端子が接続された電力変換器と、前記電力変換器及び前記電力用ダイオード整流器の共通直流端子間に接続された直流平滑コンデンサと、前記電力変換器を一定のパルスパターンで動作させ、前記交流電源の電圧に対する前記電力変換器の交流端子電圧の位相角を調整することにより前記直流平滑コンデンサに印加される電圧を制御する直流電圧制御手段とを備えたことを特徴とするものである。

本願の第３の発明は、交流電力を直流電力に変換して負荷装置に供給する電力変換装置において、交流電源に変圧器を介して交流端子が接続された複数台の電力用ダイオード整流器と、前記複数台の電力用ダイオード整流器の交流端子に交流リアクトルを介して交流側端子が接続された複数台の電力変換器と、前記複数台の電力変換器及び前記複数台の電力用ダイオード整流器の共通直流端子に接続された直流平滑コンデンサと、前記複数台の電力変換器を一定のパルスパターンで動作させ、前記交流電源の電圧に対する前記各電力変換器の交流電圧の位相角を調整することにより前記直流平滑コンデンサに印加される電圧を制御する直流電圧制御手段とを具備したことを特徴とするものである。

本願の第４の発明は、交流電力を直流電力に変換して負荷装置に供給する電力変換装置において、交流電源に変圧器を介して交流端子が接続された複数台の電力用ダイオード整流器と、前記複数台の電力用ダイオード整流器の交流端子に交流リアクトルと抵抗器を介して交流側端子が接続された複数台の電力変換器と、前記複数台の電力変換器及び前記複数台の電力用ダイオード整流器の共通直流端子に接続された直流平滑コンデンサと、前記複数台の電力変換器を一定のパルスパターンで動作させ、前記交流電源の電圧に対する前記各電力変換器の交流電圧の位相角を調整することにより前記直流平滑コンデンサに印加される電圧を制御する直流電圧制御手段とを具備したことを特徴とするものである。

本願の第５の発明の電力変換装置は、交流電源に変圧器を介して交流端子が接続される複数台の電力用ダイオード整流器と、前記複数台の電力用ダイオード整流器の交流端子に交流リアクトルを介して交流側端子が接続され、直流端子が前記電力用ダイオード整流器の直流端子にそれぞれ並列接続された複数台の電力変換器と、前記複数台の電力変換器の各直流端子に接続された複数個の直流平滑コンデンサであって、複数個の直流リアクトルを介して並列接続され、負荷装置に直流電力を供給する複数個の直流平滑コンデンサと、前記複数台の電力変換器を、前記交流電源の周波数に同期した一定のパルスパターンで動作させ、前記交流電源の電圧に対する各電力変換器の交流側端子電圧の位相角を調整することにより前記複数個の直流平滑コンデンサに印加される各直流電圧を制御する直流電圧制御手段とを具備したことを特徴とするものである。

本願の第６の発明の電力変換装置は、交流電源に変圧器を介して交流端子が接続された複数台の電力用ダイオード整流器と、前記複数台の電力用ダイオード整流器の交流端子に交流リアクトルと抵抗器を介して交流側端子が接続され、直流端子が前記電力用ダイオード整流器の直流端子にそれぞれ並列接続された複数台の電力変換器と、前記複数台の電力変換器の各直流端子に接続された複数個の直流平滑コンデンサであって、複数個の直流リアクトルを介して並列接続され、負荷装置に直流電力を供給する複数個の直流平滑コンデンサと、前記複数台の電力変換器を、前記交流電源の周波数に同期した一定のパルスパターンで動作させ、前記交流電源の電圧に対する各電力変換器の交流側端子電圧の位相角を調整することにより前記複数個の直流平滑コンデンサに印加される各直流電圧を制御する直流電圧制御手段とを具備したことを特徴とするものである。

本願の第７の発明は、交流電力を直流電力に変換して負荷装置に供給する電力変換装置において、交流電源に対し、１次巻線が各相毎に直列接続され、２次巻線の出力電圧が適宜の位相差を持つように構成された複数台の変圧器と、前記複数台の変圧器の各２次巻線に交流側端子が接続された複数台の電力用ダイオード整流器と、前記複数台の電力用ダイオード整流器の交流端子に交流リアクトルを介して交流側端子が接続された複数台の電力変換器と、前記複数台の電力変換器と前記複数台の電力用ダイオード整流器の共通直流端子に接続された直流平滑コンデンサと、前記複数台の電力変換器を一定のパルスパターンで動作させ、前記交流電源の電圧に対する前記各電力変換器の交流電圧の位相角を調整することにより前記直流平滑コンデンサに印加される電圧を制御する直流電圧制御手段とを具備したことを特徴とするものである。

本願の第８の発明は、交流電力を直流電力に変換して負荷装置に供給する電力変換装置において、交流電源に対し、１次巻線が各相毎に直列接続され、２次巻線の出力電圧が適宜の位相差を持つように構成された複数台の変圧器と、前記複数台の変圧器の各２次巻線に交流側端子が接続された複数台の電力用ダイオード整流器と、前記複数台の電力用ダイオード整流器の交流端子に交流リアクトルと抵抗器を介して交流側端子が接続された複数台の電力変換器と、前記複数台の電力変換器と前記複数台の電力用ダイオード整流器の共通直流端子に接続された直流平滑コンデンサと、前記複数台の電力変換器を一定のパルスパターンで動作させ、前記交流電源の電圧に対する前記各電力変換器の交流電圧の位相角を調整することにより前記直流平滑コンデンサに印加される電圧を制御する直流電圧制御手段とを具備したことを特徴とするものである。

本願の第８の発明は、交流電力を直流電力に変換して負荷装置に供給する電力変換装置において、交流電源に変圧器を介して交流側端子が接続された複数台の電力用ダイオード整流器と、前記複数台の電力用ダイオード整流器の交流端子に交流リアクトルを介して交流側端子を接続し、直流端子を前記電力用ダイオード整流器の直流端子にそれぞれ並列接続した複数台の電力変換器と、前記複数台の電力変換器の各直流端子に接続され、互いに直列接続された複数個の直流平滑コンデンサと、前記複数台の電力変換器を、前記交流電源の周波数に同期した一定のパルスパターンで動作させ、前記交流電源の電圧に対する交流側端子電圧の位相角を調整することにより、前記複数個の直流平滑コンデンサに印加される各直流電圧を制御する直流電圧制御手段とを具備したことを特徴とするものである。

本願の第１０の発明は、交流電力を直流電力に変換して負荷装置に供給する電力変換装置において、交流電源に変圧器を介して交流側端子が接続された複数台の電力用ダイオード整流器と、前記複数台の電力用ダイオード整流器の交流端子に交流リアクトルと抵抗器を介して交流側端子が接続され、直流端子が前記電力用ダイオード整流器の直流端子にそれぞれ並列接続された複数台の電力変換器と、前記複数台の電力変換器の各直流端子に接続され、互いに直列接続された複数個の直流平滑コンデンサと、前記複数台の電力変換器を、前記交流電源の周波数に同期した一定のパルスパターンで動作させ、前記交流電源の電圧に対する交流側端子電圧の位相角を調整することにより、前記複数個の直流平滑コンデンサに印加される各直流電圧を制御する直流電圧制御手段とを具備したことを特徴とするものである。

本発明によれば、スイッチング周波数を高くすることなく入力電流歪みを小さくし、高効率、高力率で経済的な交流／直流電力変換装置を提供することができる。

以下、本発明の実施の形態を図に基づいて詳説する。尚、以下の図１〜図４３の中の構成要素において、同一の要素には同一の符号を用いて表している。

（第１の実施の形態）図１は、本発明の第１の実施の形態の電力変換装置のブロック図である。図中、ＳＵＰは３相交流電源、ＴＲは３相変圧器、ＲＥＣは電力用ダイオード整流器で、ＰＤ１〜ＰＤ６は電力用ダイオード、Ｌａは交流リアクトル（３相）、ＣＮＶは電圧形自励式電力変換器で、Ｓ１〜Ｓ６は自己消弧素子、Ｄ１〜Ｄ６は高速ダイオード、ＤＣＣＴは直流電流検出器、Ｃｄは直流平滑コンデンサ、Ｌｏａｄは負荷装置を示している。ＩＬは負荷電流検出器及びその検出電流である負荷電流、Ｖｄは電圧検出器及びその検出電圧を示している。交流リアクトルＬａは、電圧形自励式電力変換器ＣＮＶの自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ６がオンしたときに電力用ダイオード整流器ＲＥＣの各ダイオードＰＤ１〜ＰＤ６に過大なリカバリ電流が流れ込むのを抑える役目をする。

一方、制御回路として、比較器Ｃ１、電圧制御補償回路Ｇｖ（Ｓ）、加算器ＡＤ、フィードフォワード補償器ＦＦ、電源同期位相検出回路ＰＬＬ、位相制御回路ＰＨＣ、過電流検出器ＯＣを備えている。

直流平滑コンデンサＣｄに印加される電圧Ｖｄを検出し、比較器Ｃ１により、電圧指令値Ｖｄ＊と比較する。その偏差εｖ＝Ｖｄ＊−Ｖｄを電圧制御補償回路Ｇｖ（Ｓ）により、積分又は比例増幅し、加算器ＡＤに入力する。一方、負荷装置Ｌｏａｄに供給される電力ＰＬを検知し、フィードフォワード補償器ＦＦを介して、補償位相角φＦＦを前向き演算し、加算器ＡＤに入力する。加算器ＡＤの出力信号が位相角指令値φ＊となる。

電源同期位相検出回路ＰＬＬは３相交流電源電圧に同期した位相信号θｒ、θｓ、θｔを作り、位相制御回路ＰＨＣに入力する。位相制御回路ＰＨＣは、位相角指令値φ＊と位相信号θｒ、θｓ、θｔを用いて自励式電力変換器ＣＮＶの自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ６のゲート信号ｇ１〜ｇ６を発生する。

電圧形自励式電力変換器ＣＮＶは、電源電圧に同期した一定のパルスパターン（１パルス、３パルス、５パルス等）で電源電圧に対する位相角φを制御することにより、交流電源ＳＵＰからの入力電流Ｉｒ、Ｉｓ、Ｉｔを調整し、直流電圧Ｖｄを制御する。

図２は、図１の装置の制御動作を説明するための交流側等価回路を示す図である。また、図３はその電圧・電流ベクトルを示す図である。図中、Ｖｓは電源電圧、Ｖｃは自励式電力変換器の交流出力電圧、Ｉｓは入力電流、ｊωＬｓ・Ｉｓは変圧器のもれインダクタンスＬｓによる電圧降下分（ただし、抵抗分は十分小さいものとして無視した）を表わす。ベクトル的に、Ｖｓ＝Ｖｃ＋ｊωＬｓ・Ｉｓの関係がある。

電源電圧Ｖｓの波高値と自励式電力変換器ＣＮＶの交流出力電圧Ｖｃの基本波波高値は大略一致するように合わせる。直流電圧Ｖｄは負荷側からの要求で決まる場合が多く、パルスパターンを決めると、交流出力電圧Ｖｃの基本波波高値は決まってしまう。そこで、電源側に変圧器を設置し、その２次電圧をＶｓとして、波高値を合わせる。

入力電流Ｉｓは、電源電圧Ｖｓに対する自励式電力変換器の交流出力電圧Ｖｃの位相角φを調整することにより制御できる。すなわち、位相角φ＝０とすると、交流リアクトルＬｓに印加される電圧ｊωＬｓ・Ｉｓはゼロとなり、入力電流Ｉｓもゼロとなる。位相角（遅れ）φを増やしていくと、ｊωＬｓ・Ｉｓの電圧が増加し、入力電流Ｉｓもその値に比例して増加する。入力電流ベクトルＩｓは、電圧ｊωＬｓ・Ｉｓに対し９０°遅れており、電源電圧Ｖｓに対しては、φ／２だけ遅れたベクトルとなる。従って、電源側から見た入力力率は、ｃｏｓ（φ／２）となる。

一方、自励式電力変換器ＣＮＶの交流出力電圧を図３のＶｃ’のように位相角φを進み方向に増やしていくと、インダクタンスＬｓに印加される電圧ｊωＬｓ・Ｉｓも負となり、入力電流はＩｓ’のように、電源電圧Ｖｓに対し（π−φ／２）の位相角となる。すなわち、電力Ｐｓ＝Ｖｓ・Ｉｓは負となり、電力を電源ＳＵＰに回生することができる。電源電圧Ｖｓを基準にして、交流出力電圧Ｖｃを図の破線に沿ってＶｃ’の方向に回していくと、入力電流ベクトルＩｓは破線に沿ってＩｓ’の方向に変化する。

図１において、直流平滑コンデンサＣｄに印加される電圧Ｖｄは次のように制御される。Ｖｄ＊＞Ｖｄとなった場合、電圧制御補償回路Ｇｖ（Ｓ）の出力である位相角指令値φ＊が増加し、入力電流Ｉｓが増えて、有効電力Ｐｓが交流電源ＳＵＰから直流平滑コンデンサＣｄに供給される。その結果、直流電圧Ｖｄが増加し、Ｖｄ＊＝Ｖｄとなるように制御される。

逆に、Ｖｄ＊＜Ｖｄとなった場合、電圧制御補償回路Ｇｖ（Ｓ）の出力である位相角指令値φ＊が減少し又は負の値となり、入力電流Ｉｓの位相が反転し、有効電力Ｐｓが直流平滑コンデンサＣｄから交流電源ＳＵＰ側に回生される。その結果、直流電圧Ｖｄが減少し、やはりＶｄ＊＝Ｖｄとなるように制御される。

図１の装置では、負荷Ｌｏａｄに供給する電力ＰＬを検知し、当該負荷電力ＰＬに見合った有効電力Ｐｓを交流電源ＳＵＰから供給するようにフィードフォワード補償器ＦＦで位相角補償量φＦＦ＝ｋＦＦ・ＰＬを演算し、加算器ＡＤに入力している。これにより、負荷が急変した場合、それに見合った有効電力Ｐｓが電源ＳＵＰからすぐに供給され、直流平滑コンデンサＣｄの印加電圧Ｖｄの変動を抑えることができる。

このように、本実施の形態の装置では、直流電圧を直接制御し、電流制御マイナーループを省略して制御系の簡素化を図ることができる。

図４は、図１の装置における位相制御回路ＰＨＣの回路例を示す。図中、ＡＤｒ、ＡＤｓ、ＡＤｔは加減算器、ＰＴＮ１〜ＰＴＮ３はパルスパターン発生器を示す。

加減算器ＡＤｒ、ＡＤｓ、ＡＤｔは、位相信号θｒ、θｓ、θｔから位相角指令値φ＊を引き算し、新たな位相信号θｃｒ、θｃｓ、θｃｔを作る。当該新たな位相信号θｃｒ、θｃｓ、θｃｔは、０〜２πの周期関数で、電源周波数に同期して変化する。

パルスパターン発生器ＰＴＮ１〜ＰＴＮ３は、新たな位相信号θｃｒ、θｃｓ、θｃｔに対して、一定のパルスパターンとなるようにゲート信号ｇ１〜ｇ６を発生する。

パルスパターン発生器ＰＴＮ１は、位相信号θｃｒに対するＲ相素子Ｓ１、Ｓ４のパルスパターンをテーブル関数として記憶したもので、図５に１パルス動作時の波形を示す。

図５において、ＶｒはＲ相電源電圧、θｒは電源電圧Ｖｒに同期した位相信号で、０〜２πの間で変化する周期関数となる。新たな位相信号θｃｒ＝θｒ−φ＊は、０〜２πの間で変化する周期関数で、θｒの信号に対しφ＊だけ遅れた信号で与えられる。すなわち、入力θｃｒに対し、次のようなゲート信号ｇ１（又はｇ４）を出力する。

自励式電力変換器ＣＮＶの交流側出力電圧（Ｒ相）Ｖｃｒは、

となる。直流電圧Ｖｄが一定ならば、交流出力電圧Ｖｃｒの振幅値は一定となる。Ｖｃｒの基本波Ｖｃｒ＊の位相は、電源電圧Ｖｒに対し位相角φ＊だけ遅れている。Ｓ相、Ｔ相も同様に与えられる。

図６は、図５のパルスパターンで自励式電力変換器ＣＮＶを動作させた場合の力行運転時のＲ相各部動作波形を示す。尚、説明の便宜上、入力電流Ｉｒは正弦波としてリプル分を省略して描いている。

図６において、変換器の交流出力電圧Ｖｃｒの基本波は電源電圧Ｖｒに対し、位相角φだけ遅れている。また、入力電流Ｉｒは電源電圧Ｖｒに対し、位相角（φ／２）だけ遅れて流れる。このとき、ＩＳ１、ＩＳ４はＲ相の自己消弧素子Ｓ１とＳ４の電流を、ＩＤ１、ＩＤ４は高速ダイオードＤ１とＤ４の電流を、また、ＩＰＤ１、ＩＰＤ４は電力用ダイオードの電流波形をそれぞれ表わしている。以下に、図１を用いてそのときの動作を説明する。

入力電流Ｉｒが負から正に変わるまでは電力用ダイオードＰＤ４を介して電流が流れている。この状態から電流Ｉｒの向きが変わると素子Ｓ４がオン状態にあるので、入力電流Ｉｒはリカバリ電流抑制用交流リアクトルＬａと素子Ｓ４を介して流れるようになる。次に、素子Ｓ４をオフすると、リカバリ電流抑制用交流リアクトルＬａの作用により、電流Ｉｒはまず高速ダイオードＤ１を介して流れる。高速ダイオードＤ１の順方向降下電圧ＶＦａに対し、電力用ダイオードＰＤ１の順方向降下電圧ＶＦｂの方が低いため、その電圧差により、リカバリ電流抑制用交流リアクトルＬａに流れている電流が徐々に小さくなり、入力電流Ｉｒは、高速ダイオードＤ１から電力用ダイオードＰＤ１に移っていく。その転流時間はリカバリ電流抑制用交流リアクトルＬａのインダクタンス値に反比例する。Ｌａを過飽和リアクトルにすることにより、流れる電流の大きいところでインダクタンス値が小さくなり、高速ダイオードに流れていた電流がより速く電力用ダイオードに移り、損失が低減される。

入力電流Ｉｒが再び反転するまでその電流は電力用ダイオードＰＤ１に流れる。入力電流Ｉｒが反転した後は、素子Ｓ１と高速ダイオードＤ４及び電力用ダイオードＰＤ４の間で、上記と同様の動作が行われる。

力行運転時の入力電流Ｉｒの大部分は電力用ダイオードＰＤ１、ＰＤ４に流れるので、損失が小さく、過負荷耐量の大きな電力変換装置を提供できる。

自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ６が遮断する最大電流Ｉｍａｘは、入力電流の波高値をＩｓｍとした場合、Ｉｍａｘ＝Ｉｓｍ×ｓｉｎ（φ／２）となる。例えば、φ＝２０°の場合、Ｉｍａｘ＝０．１７４×Ｉｓｍとなる。すなわち、自己消弧素子の遮断電流が小さいものを用意すればよく、変換器効率が高く、経済的な電力変換装置を提供できる。

図７は、本発明の装置の回生運転時の動作波形を示すもので、ＩＳ１、ＩＳ４はＲ相の自己消弧素子Ｓ１とＳ４の電流を、ＩＤ１、ＩＤ４は高速ダイオードＤ１とＤ４の電流を、また、ＩＰＤ１、ＩＰＤ４は電力用ダイオードの電流波形をそれぞれ表わしている。変換器の交流出力電圧Ｖｃｒの基本波は電源電圧Ｖｒに対し、位相角φだけ進んでいる。また、入力電流Ｉｒは電源電圧の反転値−Ｖｒに対し、位相角（φ／２）だけ進んで流れる。

入力電流Ｉｒが負で、素子Ｓ１がオン（Ｓ４はオフ）のときは、入力電流Ｉｒは素子Ｓ１とリカバリ電流抑制用交流リアクトルＬａを介して流れる。素子Ｓ１をオフ（Ｓ４をオン）すると、リカバリ電流抑制用交流リアクトルＬａの作用により、電流Ｉｒはまず高速ダイオードＤ４を介して流れる。高速ダイオードＤ４の順方向降下電圧ＶＦａに対し、電力用ダイオードＰＤ４の順方向降下電圧ＶＦｂの方が低いため、その電圧差により、リカバリ電流抑制用交流リアクトルＬａに流れている電流が徐々に小さくなり、入力電流Ｉｒは、高速ダイオードＤ４から電力用ダイオードＰＤ４に移っていく。入力電流Ｉｒが反転すると、素子Ｓ４に電流が流れ、上記と同様に素子Ｓ４をオフすることにより、まず高速ダイオードＤ１に電流が流れ、やがて電力ダイオードＰＤ１に電流が移る。

回生運転時、自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ６が遮断する最大電流Ｉｍａｘは、入力電流の波高値をＩｓｍとした場合、Ｉｍａｘ＝Ｉｓｍ×ｓｉｎ（φ／２）となる。例えば、φ＝２０°の場合、Ｉｍａｘ＝０．１７４×Ｉｓｍとなる。Ｓ相、Ｔ相も同様に制御される。

以上のように、回生運転時の入力電流Ｉｒの大部分は自己消弧素子に流れるが、当該素子Ｓ１〜Ｓ６の遮断電流は小さくてすみ、変換器効率が高く、経済的な電力変換装置を提供できる。

図８は、図４の位相制御回路ＰＨＣのパルスパターン発生器ＰＴＮ１〜ＰＴＮ３として、３パルス出力を行ったときの動作波形を示すものであり、Ｒ相について描いている。図中、ＶｒはＲ相電源電圧、θｒは電源電圧Ｖｒに同期した位相信号で、０〜２πの間で変化する周期関数となる。新たな位相信号θｃｒ＝θｒ−φ＊は、０〜２πの間で変化する周期関数で、θｒの信号に対しφ＊だけ遅れた信号で与えられる。また、位相信号θｃｒに対するＲ相素子Ｓ１、Ｓ４のパルスパターンは次のようになる。

このとき、自励式電力変換器ＣＮＶの交流側出力電圧（Ｒ相）Ｖｃｒは、

となる。出力電圧Ｖｃｒの基本波Ｖｃｒ＊の位相は、電源電圧Ｖｒに対し位相角φだけ遅れている。Ｓ相、Ｔ相も同様に与えられる。この場合もパルスパターンは固定され、直流電圧Ｖｄを一定とした場合、自励式電力変換器ＣＮＶの交流出力電圧の基本波波高値は一定となる。

図９は、図１の装置の自励式電力変換器ＣＮＶを３パルス動作させた場合の力行運転時のＲ相各部動作波形を示す。尚、説明を簡略化するため、入力電流Ｉｒはリプル分を省略し、正弦波として描いている。

図９において、変換器の交流出力電圧Ｖｃｒの基本波は電源電圧Ｖｒに対し、位相角φだけ遅れる。また、入力電流Ｉｒは電源電圧Ｖｒに対し、位相角（φ／２）だけ遅れて流れる。このとき、ＩＳ１、ＩＳ４はＲ相の自己消弧素子Ｓ１とＳ４の電流を、ＩＤ１、ＩＤ４は高速ダイオードＤ１とＤ４の電流を、また、ＩＰＤ１、ＩＰＤ４は電力用ダイオードの電流波形をそれぞれ表わしている。そのときの動作を以下に説明する。

入力電流Ｉｒが負から正に変わるまでは電力用ダイオードＰＤ４を介して電流が流れている。この状態から電流Ｉｒの向きが変わると素子Ｓ４がオン状態にあるので、入力電流Ｉｒはリカバリ電流抑制用交流リアクトルＬａと素子Ｓ４を介して流れるようになる。次に、素子Ｓ４をオフすると、リカバリ電流抑制用交流リアクトルＬａの作用により、電流Ｉｒはまず高速ダイオードＤ１を介して流れる。高速ダイオードＤ１の順方向降下電圧ＶＦａに対し、電力用ダイオードＰＤ１の順方向降下電圧ＶＦｂの方が低いため、その電圧差により、リカバリ電流抑制用交流リアクトルＬａに流れている電流が徐々に小さくなり、入力電流Ｉｒは、高速ダイオードＤ１から電力用ダイオードＰＤ１に移っていく。その転流時間はリカバリ電流抑制用交流リアクトルＬａのインダクタンス値に反比例する。

次に、素子Ｓ４を再びオンすると、入力電流Ｉｒはリカバリ電流抑制用交流リアクトルＬａと素子Ｓ４を介して流れ、電力用ダイオードＰＤ１及び高速ダイオードＤ１の電流はゼロとなる。さらに、図８のθ１で、素子Ｓ４をオフすると、上記と同じように、まず高速ダイオードＤ１に電流が流れ、次に電力用ダイオードＰＤ１に電流が移っていき、入力電流Ｉｒが再び反転するまでその電流は電力用ダイオードＰＤ１に流れる。入力電流Ｉｒが反転した後は、素子Ｓ１と高速ダイオードＤ４及び電力用ダイオードＰＤ４の間で、上記と同様の動作が行われる。

３パルス動作の場合、自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ６が遮断する最大電流Ｉｍａｘは、入力電流の波高値をＩｓｍとした場合、

となる。例えば、φ＝２０°、θ１＝１０°とした場合、

となる。

このように、本実施の形態の装置によれば、力行運転時には大部分の電流が、オン電圧の小さい電力用ダイオードＰＤ１〜ＰＤ６を通って流れ、高速ダイオードＤ１〜Ｄ６に流れる電流はわずかとなり、高効率の変換装置を達成できる。また、自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ６の遮断電流を小さくでき、装置全体のコストを大幅に低減できる。

さらに、本発明の装置によれば、直流電圧Ｖｄに対する変換器ＣＮＶの交流出力電圧Ｖｃの割合（電圧利用率）が高く、変圧器ＴＲの２次電圧を高くでき、同じ出力容量とした場合、変換器の入力電流値を下げることができ、経済的な電力変換装置を提供することができる。

図１において、フィードフォワード補償器ＦＦは、負荷電力ＰＬから位相角指令値φＦＦを演算（又は推定）し、加算器ＡＤに入力する。すなわち、交流電源の電圧Ｖｓに対する電圧形自励式電力変換器の交流側端子電圧Ｖｃの位相角φは、φｏ＊＋φＦＦによって制御される。

図１０は、前向き演算による位相角指令値φＦＦと負荷電力ＰＬとの関係を説明するための交流側の電圧・電流ベクトル（１相分）を示す図である。図１０（ａ）は、電源電圧Ｖｓと電圧形自励式電力変換器の交流側電圧Ｖｃの基本波の波高値が等しいと仮定した場合のベクトル図で、位相角φの二等辺三角形となり、入力電流Ｉｓは電源電圧Ｖｓに対し、（φ／２）だけ位相が遅れる。従って、定格電力ＰＬｏを出力するときの位相角φは、変圧器ＴＲのパーセントインピーダンスを％ＸＩ（抵抗分は無視）とすると、

が成り立つ。任意の負荷ＰＬに対しては、

となり、位相角φがある程度小さい範囲では、

が求められる。

図１０（ｂ）は、電源電圧Ｖｓと変換器の交流側電圧Ｖｃの波高値が異なる場合のベクトル図を示したもので、一般化して考えることができる。すなわち、電源電圧Ｖｓと変換器交流側電圧Ｖｃの差電圧が変圧器のもれインダクタンスＬｓに印加され、ベクトル的にＶｓ−Ｖｃ＝ｊωＬｓ・Ｉｓが成り立つ。電流Ｉｓを有効分Ｉｐと無効分ＩＱに分離すると、Ｌｓに印加される電圧は、有効電流Ｉｐに対してｊωＬｓ・Ｉｐが印加され、無効電流ＩＱに対してｊωＬｓ・ＩＱが印加される。すなわち、ｊωＬｓ・ＩｓがｊωＬｓ・ＩｐとｊωＬｓ・ＩＱに分離される。

ここで、ＶｓとＶｃの位相角φに対し、ωＬｓ・Ｉｐ＝Ｖｃ・ｓｉｎφが成り立つ。３相電源の場合、有効電力Ｐｓ＝３Ｖｓ・Ｉｐとなるので、

となる。定格入力電流Ｉｓｏとすると、変圧器の％ＸＩ＝ωＬｓ・Ｉｓｏ／Ｖｓなので、

となる。位相角φがあまり大きくないとすれば、

となる。Ｖｃの基本波波高値とＶｓの波高値が同じ場合、３Ｉｓｏ・Ｖｃ＝Ｐｓｏ＝ＰＬｏとなるので、式φＦＦ≒ＰＬ×％ＸＩ／ＰＬｏに一致する。ただし、変換器の損失が十分小さいものとして無視し、Ｐｓ＝ＰＬとする。Ｖｃの大きさは、直流電圧Ｖｄに比例し、Ｖｃ＝ｋ・Ｖｄとなるので、一般的には、

とすればよい。ただし、ＶｄｏはＶｃの基本波波高値が電源電圧Ｖｓの波高値に一致するときの直流電圧値である。

図１０（ａ）のケースは、Ｖｃの波高値がＶｓの波高値に等しい場合で、当然Ｖｄ＝Ｖｄｏとなる。すなわち、

が成り立っている。この位相角φＦＦを前向き補償として、直流電圧制御回路Ｇｖ（Ｓ）からの出力信号φｏ＊に加えることにより、負荷ＰＬが急変したときの制御応答を改善することができる。

直流電圧制御では、負荷ＰＬが急変した場合、直流電圧Ｖｄが変化し、偏差εｖ＝Ｖｄ＊−Ｖｄに応じて位相角φｏ＊が変わり、最終的にＶｄ＊＝Ｖｄとなって落ち着く。このとき、前向き補償φＦＦを加えることにより、負荷ＰＬが変わると同時に上記φＦＦが演算され、φｏ＊が変わる前に位相角φを必要なだけ動かして、負荷電力ＰＬに見合った電力を交流電源ＳＵＰから供給する。この結果、直流平滑コンデンサＣｄに出入りする電力はほとんど無く、その印加電圧Ｖｄは変化しないで済む。

このように、フィードフォワード補償器ＦＦは、負荷急変時の直流電圧制御の応答を改善する役目を果たす。

図１の装置において、過電流が発生した場合、自励式電力変換器ＣＮＶの過電流を検知し、当該自励式電力変換器ＣＮＶを構成する自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ６をオフさせる。すなわち、自励式電力変換器ＣＮＶの直流電流Ｉｃｎｖを電流検出器ＤＣＣＴで検出し、過電流検出器ＯＣに入力する。電流Ｉｃｎｖが設定値Ｉｃｎｖｏを超えた場合には、位相制御回路ＰＨＣにゲートブロック信号ＧＢを与え、自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ６をオフさせる。尚、自励式電力変換器ＣＮＶの直流入力電流Ｉｃｎｖを検出する代わりに、交流リアクトルＬａに流れる３相交流電流Ｉａを検出しても同様に過電流検知ができる。

電気鉄道では、１つの変電所から複数の車両に電力供給を行うため、回生車両からの電力の大部分は力行車両に消費され、変電所としては、一般に力行運転時の負荷が重く、回生電力は小さくなる。例えば、力行運転時の過負荷耐量として定格出力の３００％が要求されるが、回生電力は１００％定格を持てばよい。本電力変換装置は、このような力行運転時の過負荷耐量として大きなものに適している。

例えば、定格３０００ｋＷとした場合、力行運転では１分間の過負荷９０００ｋＷが要求される。このとき、大部分の電流は電力用ダイオード整流器ＲＥＣに流れ、当該電力用ダイオードＰＤ１〜ＰＤ６に流れる電流の最大値Ｉｓｍは、トランスＴＲの２次電圧をＶ２＝１．２ｋＶとした場合、

となる。このとき、自励式電力変換器ＣＮＶの自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ６は、前述のように上記最大電流Ｉｓｍの約１／３の電流（２０４１Ａ）を遮断することになる。

一方、回生運転では３０００ｋＷが最大であり、そのとき大部分の電流は自励式電力変換器ＣＮＶの自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ６を介して流れ、その最大値はＩｓｍ’は、

となる。通常の回生運転では、回生３０００ｋＷ時の最大値の約１／３の電流（６８０Ａ）を自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ６が遮断することになる。

この装置全体に流れる入力電流の最大値は、上記のようにＩｓｍ＝６．１２４Ａとなり、従来のように、装置全体の入力電流又は直流出力電流を基準にして過電流レベルを決めると、自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ６の最大遮断電流として、例えば、１．２×６１２４Ａ＝７３５０Ａの素子を用意しなければならない。

これに対し、本発明の装置では、自励式電力変換器ＣＮＶ自体の交流又は直流電流により過電流検知を行うことにより、過電流設定値Ｉｎｃｖｏとして、上記力行９０００ｋＷ運転及び回生３０００ｋＷ運転時に自励式電力変換器ＣＮＶの自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ６に流れる電流の最大値（この場合、約２０４１Ａ）より少し大きな値、例えば１．２×２０４１Ａ＝２４５０Ａに選ぶことが可能となる。すなわち、力行側過負荷耐量が大きく、回生側容量が小さくて済む電気鉄道応用等では、自励式電力変換器ＣＮＶを構成する自己消弧素子の最大遮断電流容量を大幅に低減することができ、経済的な電力変換装置を提供できる。

図１１は、図１の装置における制御回路の別の回路例を示すブロック図である。図中、Ｆｄ（ｘ）は直流電圧指令発生器、Ｃ１は比較器、Ｇｖ（Ｓ）は電圧制御補償回路、ＡＤは加算器、ＦＦはフィードフォワード補償器、ＯＣは過電流検出器、ＰＬＬは電源同期位相検出回路、ＰＨＣは位相制御回路である。

直流平滑コンデンサに印加される電圧Ｖｄを検出し、比較器Ｃ１により、電圧指令値Ｖｄ＊と比較して、偏差εｖ＝Ｖｄ＊−Ｖｄを求める。さらに、電圧制御補償回路Ｇｖ（Ｓ）により偏差εｖを比例又は積分増幅して、加算器ＡＤに入力する。加算器ＡＤでは直流電圧制御補償器Ｇｖ（Ｓ）からの出力信号φｏ＊と次のフィードフォワード補償器ＦＦからの出力信号φＦＦを加算し、位相角指令値φ＊として位相制御回路ＰＨＣに入力する。

フィードフォワード補償器ＦＦでは、負荷電力ＰＬから位相角指令値φＦＦを演算（推定）し、加算器ＡＤに入力する。すなわち、交流電源の電圧Ｖｓに対する電圧形自励式電力変換器の交流側端子電圧Ｖｃの位相角φは、φｏ＊＋φＦＦによって制御される。このフィードフォワード補償器ＦＦは、負荷急変時の直流電圧制御の応答を改善する役目を果たす。

本実施の形態の電力変換装置は、直流平滑コンデンサＣｄに印加される電圧Ｖｄは指令値Ｖｄ＊に一致するように制御される。当然のことながら、当該指令値Ｖｄ＊を一定にして制御することもできる。

電気鉄道の直流き電システムでは、交流／直流電力変換器として、シリコン整流器（ダイオード整流器）が多く使われており、本発明の電力変換装置を既存のシリコン整流器と並列運転することも必要になってくる。その場合、直流電圧指令値Ｖｄ＊を直流出力電流又は負荷電力に応じて変化させることにより、並列運転時の負荷分担を調整することが可能になる。

また、将来的に、ＰＷＭコンバータや本発明の電力変換装置が普及した場合、直流電圧指令値Ｖｄ＊を直流出力電流ＩＬ又は負荷電力ＰＬに応じて変化させることにより、それらの電力変換器との間で負荷分担を調整することが可能になる。

図１２は、図１１の制御回路の直流電圧発生器Ｆｄ（ｘ）の動作特性例を示すもので、負荷電力ＰＬ（又は負荷電流ＩＬ）に応じて、直流電圧指令値Ｖｄ＊を次のように変えている。すなわち、力行運転では、ある設定電流値ＩＬｏに対し、直流電圧指令値Ｖｄ＊を、

として与えている。ただし、ｋ１は比例定数である。

自励式電力変換器ＣＮＶにより、直流平滑コンデンサＣｄに印加される電圧Ｖｄを、

となるように大略調整することにより、負荷電流ＩＬが大きくなったときに直流電圧Ｖｄが低下し、変換器ＣＮＶの交流側出力電圧Ｖｃの実効値も低くなる。この結果、負荷が重いときに入力電流ベクトルＩｓが変換器電圧Ｖｃの位相に近くなり、変換器ＣＮＶの自己消弧素子は、入力電流Ｉｓのゼロクロス点に近いところでオン／オフするようになり、自己消弧素子の最大遮断電流を小さく抑えることができる。

さらに、力行負荷が増えて、ＩＬ＞ＩＬｍａｘとなった場合、自励式電力変換器ＣＮＶの自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ６をゲートブロックする。これにより、電力変換装置は、電力用ダイオード整流器ＲＥＣと、自励式電力変換器ＣＮＶの高速ダイオードＤ１〜Ｄ６で構成される整流器の並列運転とする。この結果、直流電圧Ｖｄは、変圧器ＴＲの％ＸＩで決まるレギュレーション特性を持って減衰する。このように、本実施の形態によれば、過負荷定格を超えた場合でも、運転継続が可能となり、しかも、自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ６を保護することができる。

また、回生運転（ＩＬ＜０）の場合、Ｖｄ＊＝Ｖｄｂ＊＝一定として制御する。また、回生電力ＰＬが最大設定値ＰＬｍａｘを超えた場合、直流電圧指令値Ｖｄ＊をＶｄｍ＊まで上げる。電気鉄道において、電車負荷Ｌｏａｄ側では、直流き電電圧Ｖｄが上がったことを検知して、回生ブレーキを緩め又は止めて、機械ブレーキで電車を減速させる。一方、回生運転時にＶｄｂ＊＞Ｖｄａ＊にすることにより、他の電力変換装置（シリコン整流器を含む）と並列運転する場合に無駄な循環電流が流れるのを防止することができる。

尚、電気鉄道の直流き電システムにおいて、既設のシリコン整流器と並列運転する場合には、図１２の特性で、力行運転のＩＬｏ＝０とし、Ｖｄ＊＝Ｖｄａ＊−ｋ１・ＩＬとして与える。このとき、係数ｋ１を調整することにより、シリコン整流器と本発明の電力変換装置との負荷分担を調整することができる。

また、図１２の特性で、力行運転時、Ｖｄ＊＝Ｖｄａ＊＝一定、及び回生運転時、Ｖｄ＊＝Ｖｄｂ＊＝一定として与えたが、本発明の電力変換装置を複数セット設置し、並列運転する場合には、適当な電圧レギュレーションを持たせて、負荷分担の平衡化を図ることもできる。

図１３は、図１の装置における制御回路のさらに別の回路例を示すブロック図である。図中、Ｆｄ（ｘ）は直流電圧発生器、Ｃ１、Ｃ２は比較器、Ｋｓは比例要素、Ｇｖ（Ｓ）は電圧制御補償回路、ＡＤ１、ＡＤ３は加算器、ＦＦはフィードフォワード補償器、ＰＬＬは電源同期位相検出回路、ＰＨＣは位相制御回路、ＯＣは過電流検出器を表す。

直流電圧指令発生器Ｆｄ（ｘ）は、負荷電流ＩＬ又は負荷電力ＰＬに応じて直流電圧指令値Ｖｄ＊を発生するもので、例えば、図１２に示したような特性とする。負荷電流ＩＬが過負荷電流の最大値を超えた場合、過電流検出器ＯＣによりそれを検知し、自励式電力変換器ＣＮＶをゲートブロックする。これにより、電力用ダイオード整流器ＲＥＣと自励式電力変換器ＣＮＶを構成する高速ダイオード整流器が継続して運転され、より冗長性の高いシステムを提供できる。

比較器Ｃ２により、電源電圧の実効値Ｖｓ（ｒｍｓ）を検出し、定格値Ｖｓｏ（ｒｍｓ）と比較する。その差分Ｖｓ（ｒｍｓ）−Ｖｓｏ（ｒｍｓ）＝ΔＶｓは比例要素Ｋｓを介して定数倍され、直流電圧指令の補償値ΔＶｄ＊＝Ｋｓ・ΔＶｓとなる。加算器ＡＤ１により、本来の直流電圧指令値Ｖｄ＊と補償値ΔＶｄ＊を加え、新たな直流電圧指令値Ｖｄ＊＊＝Ｖｄ＊＋ΔＶｄ＊とする。

直流平滑コンデンサＣｄに印加される電圧Ｖｄが上記指令値Ｖｄ＊＊に一致するように制御されるのは、前に説明した通りである。このとき、フィードフォワード補償器ＦＦは、負荷急変時の直流電圧制御の応答を改善する役目を果たす。

図１４（ａ）は、直流電圧Ｖｄを一定に制御したとき、電源電圧Ｖｓの実効値が変化した場合の交流電源側の電圧・電流ベクトル図を示す。図中、Ｖｓ１は定格値の電源電圧ベクトルで、Ｖｓ（ｒｍｓ）＝Ｖｃ（ｒｍｓ）となっている。電源電圧ベクトルＶｓに対する電力変換器の交流電圧Ｖｃの位相角φを増やす（遅れ）ことにより、入力電流Ｉｓ１が増加する。位相角φ＝０にすると、Ｉｓ１＝０になる。これに対し、電源電圧の実効値Ｖｓ（ｒｍｓ）が増加し、電源電圧ベクトルがＶｓ２のようになった場合、入力電流はＩｓ２のようになり、位相角φ＝０にすると、Ｖｓ（ｒｍｓ）＞Ｖｃ（ｒｍｓ）なので、遅れ入力電流が流れる。逆に、電源電圧の実効値Ｖｓ（ｒｍｓ）が減少し、電源電圧ベクトルがＶｓ３のようになった場合、入力電流はＩｓ３のようになり、位相角φ＝０にすると、Ｖｓ（ｒｍｓ）＜Ｖｃ（ｒｍｓ）なので、進み入力電流が流れる。

すなわち、電圧形自励式電力変換器を一定パルスパターンで運転した場合、当該電力変換器ＣＮＶの交流側出力電圧Ｖｃの振幅値は一定となり、電源電圧Ｖｓが高くなると、変換器ＣＮＶは遅れ力率運転となり、また、電源電圧Ｖｓが低くなると、変換器ＣＮＶは進み力率運転となってしまう。また、変換器ＣＮＶの力率低下に伴い、自励式電力変換器ＣＮＶの交流側出力電圧Ｖｃと入力電流Ｉｓの位相差が大きくなり、自励式電力変換器を構成する自己消弧素子の遮断電流が大きくなってしまう。

図１４（ｂ）は、図１３の回路例での電圧・電流ベクトル図を示すもので、電源電圧ベクトルＶｓ１がベクトルＶｓ２のように実効値が大きくなった場合、それに合わせて直流電圧Ｖｄを増加させる。電力変換器ＣＮＶの交流電圧Ｖｃの実効値は直流電圧Ｖｄに比例するので、電圧ベクトルＶｃはＶｃ’のようになり、電源電圧Ｖｓ２と変換器の交流電圧Ｖｃ’の波高値を合わせることができる。これにより、電源力率あるいは変換器力率の極端な低下を防ぐことが可能となり、自己消弧素子の遮断電流の増加を防止できる。

（第２の実施の形態）図１５は、本発明の第２の実施の形態の電力変換装置のブロック図である。図中、ＳＵＰは３相交流電源、ＴＲは３相トランス、ＲＥＣは電力用ダイオード整流器で、ＰＤ１〜ＰＤ６は電力用ダイオード、Ｌａは交流リアクトル（３相）、Ｒａは抵抗器（３相）、ＣＮＶは電圧形自励式変換器で、Ｓ１〜Ｓ６は自己消弧素子、Ｄ１〜Ｄ６は高速ダイオード、Ｃｄは直流平滑コンデンサ、Ｌｏａｄは負荷装置を示している。ＩＬは負荷電流検出器及びその検出電流である負荷電流、Ｖｄは電圧検出器及びその検出電圧を示している。交流リアクトルＬａは、電圧形自励式電力変換器ＣＮＶの自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ６がオンしたときに電力用ダイオード整流器ＲＥＣの各ダイオードＰＤ１〜ＰＤ６に過大なリカバリ電流が流れ込むのを抑える役目をする。また、抵抗器Ｒａは高速ダイオードＤ１〜Ｄ６に流れる電流を軽減させ、転流時に交流リアクトルＬａの電流を減衰させる役目を果たす。

一方、制御回路として、比較器Ｃ１、加算器ＡＤ、電圧制御補償回路Ｇｖ（Ｓ）、フィードフォワード補償器ＦＦ、電源同期位相検出回路ＰＬＬ、位相制御回路ＰＨＣ、過電流検出器ＯＣを用意している。

直流平滑コンデンサＣｄに印加される電圧Ｖｄを検出し、比較器Ｃ１により、電圧指令値Ｖｄ＊と比較する。その偏差εｖ＝Ｖｄ＊−Ｖｄを電圧制御補償回路Ｇｖ（Ｓ）により、積分又は比例増幅し、加算器ＡＤに入力する。一方、負荷装置Ｌｏａｄに供給される電流ＩＬを検知し、フィードフォワード補償器ＦＦを介して、加算器ＡＤに入力する。加算器ＡＤの出力信号が位相角指令値φ＊となる。

電圧形自励式電力変換器ＣＮＶは、電源電圧に同期した一定のパルスパターン（１パルス、３パルス、５パルス等）で電源電圧に対する位相角φを制御することにより、入力電流を調整し、直流電圧Ｖｄを制御する。

図１６〜図１９は、図１５の装置の動作を説明するための１相分の主回路構成を示すもので、ＰＤ１、ＰＤ４は電力用ダイオード、Ｓ１、Ｓ４は自己消弧素子、Ｄ１、Ｄ４は高速ダイオード、Ｌａはリカバリ電流抑制用交流リアクトル、Ｒａは直列抵抗器、Ｖｄは直流平滑コンデンサＣｄの印加電圧を表す。端子Ｕは３相トランスＴＲの２次巻線のＲ相端子に接続される。

図１６のモード(1)は、電力用ダイオードＰＤ１を介して入力電流Ｉｒが流れていたとき、下アームの自己消弧素子Ｓ４をオンした場合の電流の流れを示すもので、素子Ｓ４をオンすることにより、リカバリ電流が、Ｖｄ（＋）→ＰＤ１→Ｌａ→Ｒａ→Ｓ４→Ｖｄ（−）の経路で流れる。このとき、リアクトルＬａ及び抵抗Ｒａは当該リカバリ電流を抑制する役目を果たす。やがて、電力用ダイオードＰＤ１がオフし、入力電流ＩｒはリアクトルＬａに流れる電流Ｉａと等しくなる。

次に図１７に示すモード(2)において、自己消弧素子Ｓ４がオフすると、リアクトルＬａに流れていた電流Ｉａは、まず、上アームの高速ダイオードＤ１を介して流れる。

さらに図１８に示すモード(3)に移り、電力用ダイオードＰＤ１にも入力電流Ｉｒの一部が流れるようになるが、当該電力用ダイオードＰＤ１の順方向電圧降下ＶＦｂが高速ダイオードＤ１の順方向電圧降下ＶＦａより小さい場合には、その差電圧（ＶＦａ−ＶＦｂ）により、リアクトルＬａに流れていた電流Ｉａが徐々に減衰し、やがて、図１９に示すモード(4)のように、全ての入力電流Ｉｒが電力用ダイオードＰＤ１を介して流れるようになる。

しかし、差電圧（ＶＦａ−ＶＦｂ）が小さい場合には、リアクトルＬａに流れていた電流がなかなか減衰せず、長い時間高速ダイオードＤ１に大電流が流れ続け、損失の増加を招くことになる。直列抵抗Ｒａは、差電圧（ＶＦａ−ＶＦｂ）が小さい場合でも、時定数Ｔ＝Ｌａ／Ｒａで、リアクトルＬａの電流Ｉａを減衰させる役目を果たす。これにより、高速ダイオードＤ１に流れる電流を小さくすることが可能となり、当該ダイオードは電流容量の小さいもので構成でき、かつ、装置の損失低減を図ることができる。

この直列抵抗器Ｒａにより、シリコン整流器ＲＥＣの電力用ダイオードＰＤ１〜ＰＤ６に流れる電流と、高速ダイオードＤ１〜Ｄ６に流れる電流の配分を調整することが可能となり、高効率で、過負荷耐量に優れた電力変換装置を提供することができる。

（第３の実施の形態）図２０は、本発明の第３の実施の形態の電力変換装置のブロック図である。図中、ＳＵＰは３相交流電源、ＴＲは３相トランス、ＲＥＣは電力用ダイオード整流器で、ＰＤ１〜ＰＤ６は電力用ダイオード、Ｌａは交流リアクトル（３相）、ＣＮＶは電圧形自励式変換器で、Ｓ１〜Ｓ６は自己消弧素子、Ｄ１〜Ｄ６は高速ダイオード、ＡＣＳＷは交流側開閉器（３相）、ＤＣＳＷは直流側開閉器、Ｃｄは直流平滑コンデンサ、Ｌｏａｄは負荷装置を示している。ＩＬは負荷電流検出器及びその検出電流である負荷電流、Ｖｄは電圧検出器及びその検出電圧を示している。交流リアクトルＬａは、電圧形自励式電力変換器ＣＮＶの自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ６がオンしたときに電力用ダイオード整流器ＲＥＣの各ダイオードＰＤ１〜ＰＤ６に過大なリカバリ電流が流れ込むのを抑える役目をする。

一方、制御回路として、比較器Ｃ１、加算器ＡＤ、電圧制御補償回路Ｇｖ（Ｓ）、フィードフォワード補償器ＦＦ、過電流検出器ＯＣ、電源同期位相検出回路ＰＬＬ、位相制御回路ＰＨＣを用意している。当該制御回路は、図１に示した第１の実施の形態の電力変換装置で説明したものと同様に動作する。

図２０において、自励式電力変換器ＣＮＶが故障した場合、交流側開閉器ＡＣＳＷ（３相）と直流側開閉器ＤＣＳＷを開放するように構成している。これにより、一旦装置の運転を停止するが、短時間で自励式電力変換器ＣＮＶを電気的に切り離し、引き続いて電力用ダイオード整流器ＲＥＣのみで、力行負荷車両Ｌｏａｄに電力を供給することができる。この場合、回生車両の回生電力が力行車両の負荷電力より大きくなり、回生失効に至ることが考えられるが、従来の運転と同様に機械ブレーキにより列車を減速させ、列車の運転ダイヤを確保する。

電気鉄道では、まず、列車の運行を優先させることが不可欠となる。本実施の形態の電力変換装置は、前に述べたように、電力用ダイオード整流器ＲＥＣと電圧形自励式電力変換器ＣＮＶを組み合わせたもので、電力回生ができ、入力力率が高く、入力電流高調波の少ない高効率の電力変換装置を提供できる利点がある。

電力用ダイオード整流器ＲＥＣと、電圧形自励式電力変換器ＣＮＶを比べた場合、故障する確率は後者の方が高いのは否めない。自励式電力変換器ＣＮＶが故障した場合、交流側端子及び直流側端子を電気的に切り離せるように構成することにより、装置として一旦運転停止はするものの、再び電力用ダイオード整流器ＲＥＣのみを運転させ、列車を走らせることが可能となる。これにより、より冗長性の高いシステムを提供できるようになる。

（第４の実施の形態）図２１は、本発明の第４の実施の形態の装置の電力変換装置のブロック図である。図中、ＳＵＰは３相交流電源、ＴＲは３相トランス、ＲＥＣは電力用ダイオード整流器で、ＰＤ１〜ＰＤ６は電力用ダイオード、Ｌａは交流リアクトル（３相）、ＣＮＶは電圧形自励式変換器で、Ｓ１〜Ｓ６は自己消弧素子、Ｄ１〜Ｄ６は高速ダイオード、Ｃｄは直流平滑コンデンサ、Ｌｄは直流リアクトル、ＨＳＣＢは直流高速遮断器、Ｌｏａｄは負荷装置を示している。ＩＬは負荷電流検出器及びその検出電流である負荷電流、Ｖｄは電圧検出器及びその検出電圧を示している。

交流リアクトルＬａは、電圧形自励式電力変換器ＣＮＶの自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ６がオンしたときに電力用ダイオード整流器ＲＥＣの各ダイオードＰＤ１〜ＰＤ６に過大なリカバリ電流が流れ込むのを抑える役目をする。

高速遮断器ＨＳＣＢは、直流き電線の地絡事故などにより、過大な電流が流れた場合、過電流検出器ＯＣのＧＢ信号出力にて遮断動作し、いち早く回路を切り離す役目を果たし、事故が拡大するのを防止する。しかし、直流平滑コンデンサＣｄが電圧源となっており、至近端で地絡事故などが発生した場合には、事故電流の立ち上がりが速く高速遮断器ＨＳＣＢでも切り離せないことがある。直流リアクトルＬｄは、事故電流の立ち上がりを抑制するもので、事故時に高速遮断器ＨＳＣＢを確実に動作させることが可能となる。

（第５の実施の形態）図２２は、本発明の第５の実施の形態の電力変換装置のブロック図である。図中、ＳＵＰは３相交流電源、ＭＣＢは交流主遮断器、ＴＲは３相変圧器、ＲＥＣ１、ＲＥＣ２は電力用ダイオード整流器、Ｌａ１、Ｌａ２はリカバリ電流抑制用交流リアクトル（３相）、ＣＮＶ１、ＣＮＶ２は電圧形自励式電力変換器、ＤＣＣＴ１、ＤＣＣＴ２は直流電流検出器、Ｃｄは直流平滑コンデンサ、Ｌｏａｄは負荷装置を示している。ＩＬは負荷電流検出器及びその検出電流である負荷電流、Ｖｄは電圧検出器及びその検出電圧を示している。

また、制御回路として、直流電圧制御回路Ｖｄ−Ｃｏｎｔ、位相制御回路ＰＨＣ１、ＰＨＣ２が用意されている。尚、制御回路には図２４〜図２６のいずれかの回路構成のものを採用するが、詳しい説明は後述する。

３相変圧器ＴＲは、Δ結線された１次巻線と、Δ結線された第１の２次巻線及びＹ結線された第２の２次巻線を持っている。すなわち、第１の２次巻線の３相電圧に対し、第２の２次巻線の電圧は、波高値は同じで、位相角が３０°だけずれた３相電圧となる。

第１の電力用ダイオード整流器ＲＥＣ１の交流端子は、３相変圧器ＴＲの第１の２次巻線に接続されている。また、第１の自励式電力変換器ＣＮＶ１の交流端子は、第１のリカバリ電流抑制用交流リアクトルＬａ１を介して第１の電力用ダイオード整流器ＲＥＣ１の交流端子に接続されている。

また、第２の電力用ダイオード整流器ＲＥＣ２の交流端子は、３相変圧器ＴＲの第２の２次巻線に接続されている。また、第２の自励式電力変換器ＣＮＶ２の交流端子は、第２のリカバリ電流抑制用交流リアクトルＬａ２を介して第２の電力用ダイオード整流器ＲＥＣ２の交流端子に接続されている。

第１及び第２の電力用ダイオード整流器ＲＥＣ１、ＲＥＣ２、及び第１及び第２の自励式電力変換器ＣＮＶ１、ＣＮＶ２の直流端子は並列接続され、直流平滑コンデンサＣｄに接続されている。また、負荷装置Ｌｏａｄは、当該直流平滑コンデンサＣｄを電圧源として電力の授受を行う。第１の電力用ダイオード整流器ＲＥＣ１と第１の自励式電力変換器ＣＮＶ１は一体として動作し、また、第２の電力用ダイオード整流器ＲＥＣ２と第２の自励式電力変換器ＣＮＶ２は一体として動作する。

第１及び第２の自励式電力変換器ＣＮＶ１、ＣＮＶ２は一定のパルスパターンで位相制御を行い、直流電圧Ｖｄを制御する。すなわち、第１の自励式電力変換器ＣＮＶ１は、３相変圧器ＴＲの第１の２次巻線（Δ結線）の電圧Ｖｓ１を基準にして位相制御するもので、当該電源電圧Ｖｓ１に対する第１の自励式電力変換器ＣＮＶ１の交流電圧Ｖｃ１の位相角φ１を調整することにより、供給電力Ｐｃ１を調整する。すなわち、位相角φ１（遅れ）を増やすことにより、入力電流Ｉｃ１が増加し、電源からの供給電力Ｐｃ１が増加する。逆に、位相角φ１を負にすることにより、入力電流Ｉｃ１の位相が反転し、電力Ｐｃ１を電源に回生することができる。

また、第２の自励式電力変換器ＣＮＶ２は、３相変圧器ＴＲの第２の２次巻線（Ｙ結線）の電圧Ｖｓ２を基準にして位相制御するもので、当該電源電圧Ｖｓ２に対する第２の自励式電力変換器ＣＮＶ２の交流電圧Ｖｃ２の位相角φ２を調整することにより、供給電力Ｐｃ２を調整する。すなわち、位相角φ２（遅れ）を増やすことにより、入力電流Ｉｃ２が増加し、電源からの供給電力Ｐｃ２が増加する。逆に、位相角φ２を負にすることにより、入力電流Ｉｃ２の位相が反転し、電力Ｐｃ２を電源に回生することができる。交流電源ＳＵＰから供給される電力Ｐｓは、上記電力Ｐｃ１とＰｃ２の和となり、交流入力電流Ｉｓは上記変圧器ＴＲの２次電流Ｉｃ１とＩｃ２の和となる。

直流平滑コンデンサＣｄに印加される電圧Ｖｄが指令値Ｖｄ＊に一致するように制御位相角φ１、φ２を制御する。負荷電流ＩＬが増加し、直流電圧Ｖｄが下がった場合、制御位相角φ１、φ２が大きくなり、交流電源ＳＵＰからの供給電力Ｐｓが増加して、直流電圧Ｖｄが上昇し、Ｖｄ＝Ｖｄ＊となるように制御される。また、回生運転（ＩＬ＜０）で、直流電圧Ｖｄが上昇した場合には、供給電力Ｐｓを負にすることにより、電力を電源ＳＵＰに回生し、直流電圧Ｖｄが下がり、やはり、Ｖｄ＝Ｖｄ＊となるように制御される。

本実施の形態では、２台の変換器を変圧器ＴＲを介して並列２多重運転を行っている。これにより、変換装置の容量を増加でき、かつ、入力電流Ｉｓの高調波を低減できる。この場合でも、変換装置の過電流は、直流電流検出器ＤＣＣＴ１、ＤＣＣＴ２により、それぞれの自励式電力変換器ＣＮＶ１、ＣＮＶ２の直流電流Ｉｃｎｖ１及びＩｃｎｖ２を検出し、その電流Ｉｃｎｖ１、Ｉｃｎｖ２が過電流レベルを超えた場合に、自励式電力変換器ＣＮＶ１、ＣＮＶ２をゲートブロックする。電気鉄道などでは過負荷３００％で１分間の運転が要求され、従来のように電力変換装置全体の過電流を検知する方式では、過負荷３００％以上の電流で過電流レベルを設定しなければならず、実際に自励式電力変換器ＣＮＶ１、ＣＮＶ２にそのような大電流が流れた場合に備えて、それを遮断するだけの自己消弧素子を用意するのは不経済である。通常の力行運転では、大部分の電流が電力用ダイオード整流器ＲＥＣ１、ＲＥＣ２に流れ、わずかな電流が自励式電力変換器ＣＮＶ１、ＣＮＶ２の自己消弧素子に流れる。そこで、本実施の形態では、直流電流検出器ＤＣＣＴ１及びＤＣＣＴ２により、電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１、ＣＮＶ２の直流電流Ｉｃｎｖ１、Ｉｃｎｖ２の過電流を検知して、当該自励式電力変換器ＣＮＶ１、ＣＮＶ２を構成する自己消弧素子をオフするように制御することにより、実用的な電流レベルで自己消弧素子の過電流保護がかかり、装置を確実に保護することが可能となる。尚、電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１及びＣＮＶ２の交流入力電流Ｉａを検知して、過電流保護をかけても同様に目的を達成できる。

（第６の実施の形態）図２３は、本発明の第６の実施の形態の電力変換装置のブロック図である。図中、ＳＵＰは３相交流電源、ＭＣＢは交流主遮断器、ＴＲは３相変圧器、ＲＥＣ１、ＲＥＣ２は電力用ダイオード整流器、Ｌａ１、Ｌａ２はリカバリ電流抑制用交流リアクトル（３相）、Ｒａ１、Ｒａ２は直列抵抗器（３相）、ＣＮＶ１、ＣＮＶ２は電圧形自励式変換器、ＤＣＣＴ１、ＤＣＣＴ２は直流電流検出器、Ｃｄは直流平滑コンデンサ、Ｌｏａｄは負荷装置を示している。ＩＬは負荷電流検出器及びその検出電流である負荷電流、Ｖｄは電圧検出器及びその検出電圧を示している。

また、制御回路として、直流電圧制御回路Ｖｄ−Ｃｏｎｔ、位相制御回路ＰＨＣ１、ＰＨＣ２が用意されている。この制御回路については後述する。

第１の電力用ダイオード整流器ＲＥＣ１の交流端子は、３相変圧器ＴＲの第１の２次巻線に接続されている。また、第１の自励式電力変換器ＣＮＶ１の交流端子は、第１のリカバリ電流抑制用交流リアクトルＬａ１及び第１の直列抵抗器Ｒａ１を介して第１の電力用ダイオード整流器ＲＥＣ１の交流端子に接続されている。

また、第２の電力用ダイオード整流器ＲＥＣ２の交流端子は、３相変圧器ＴＲの第２の２次巻線に接続されている。また、第２の自励式電力変換器ＣＮＶ２の交流端子は、第２のリカバリ電流抑制用交流リアクトルＬａ２及び第２の直列抵抗器Ｒａ２を介して第２の電力用ダイオード整流器ＲＥＣ２の交流端子に接続されている。

第１及び第２の電力用ダイオード整流器ＲＥＣ１、ＲＥＣ２、及び第１及び第２の自励式電力変換器ＣＮＶ１、ＣＮＶ２の直流端子は並列接続され、直流平滑コンデンサＣｄに接続されている。また、負荷装置Ｌｏａｄは、当該直流平滑コンデンサＣｄを電圧源として電力の授受を行う。、第１の電力用ダイオード整流器ＲＥＣ１と第１の自励式電力変換器ＣＮＶ１は一体として動作し、また、第２の電力用ダイオード整流器ＲＥＣ２と第２の自励式電力変換器ＣＮＶ２は一体として動作する。

直列抵抗器Ｒａ１、Ｒａ２は、図１５及び図１６で説明したように、自励式変換器ＣＮＶ１、ＣＮＶ２を構成する高速ダイオード（順方向電圧降下ＶＦａ）とシリコン整流器ＲＥＣ１、ＲＥＣ２を構成する電力用ダイオード（順方向電圧降下ＶＦｂ）に流れる電流配分を調整するもので、転流時に、リアクトルＬａ１、Ｌａ２の電流Ｉａ１、Ｉａ２を速やかに減衰させる役目を果たす。また、上記順方向電圧降下ＶＦａとＶＦｂに大きな差がない場合でも、高速ダイオードから電力用ダイオードへの転流を確実なものとすることができる。

これにより、力行運転時の大部分の電流を電力用ダイオードを介して流すことができ、自励式電力変換器ＣＮＶ１、ＣＮＶ２を構成する高速ダイオードに流れる電流を小さくすることができる。この結果、当該高速ダイオードは電流容量の小さいもので構成でき、かつ、装置の損失低減を図ることができる。

すなわち、直列抵抗器Ｒａ１、Ｒａ２により、シリコン整流器ＲＥＣ１、ＲＥＣ２の電力用ダイオードに流れる電流と、自励式変換器ＣＮＶ１、ＣＮＶ２の高速ダイオードに流れる電流の配分を調整することが可能となり、高効率で、過負荷耐量に優れた電力変換装置を提供することができる。

また、第２の自励式電力変換器ＣＮＶ２は、３相変圧器ＴＲの第２の２次巻線（Ｙ結線）の電圧Ｖｓ２を基準にして位相制御するもので、当該電源電圧Ｖｓ２に対する第２の自励式電力変換器ＣＮＶ２の交流電圧Ｖｃ２の位相角φ２を調整することにより、供給電力Ｐｃ２を調整する。すなわち、位相角φ２（遅れ）を増やすことにより、入力電流Ｉｃ２が増加し、電源からの供給電力Ｐｃ２が増加する。逆に、位相角φ２を負にすることにより、入力電流Ｉｃ２の位相が反転し、電力Ｐｃ２を電源に回生することができる。

交流電源ＳＵＰから供給される電力Ｐｓは、上記電力Ｐｃ１とＰｃ２の和となり、交流入力電流Ｉｓは上記変圧器ＴＲの２次電流Ｉｃ１とＩｃ２の和となる。

本実施の形態では、２台の変換器は変圧器ＴＲを介して並列２多重運転を行っている。これにより、変換装置の容量を増加でき、かつ、入力電流Ｉｓの高調波を低減できる。電気鉄道などでは過負荷３００％で１分間の運転が要求され、従来のように電力変換装置全体の過電流を検知する方式では、過負荷３００％以上の電流で過電流レベルを設定しなければならず、実際に自励式電力変換器ＣＮＶ１、ＣＮＶ２にそのような大電流が流れた場合に備えて、それを遮断するだけの自己消弧素子を用意するのは不経済である。そこで、本実施の形態では、直流電流検出器ＤＣＣＴ１及びＤＣＣＴ２により、電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１、ＣＮＶ２の直流電流Ｉｃｎｖ１、Ｉｃｎｖ２の過電流を検知して、当該自励式電力変換器ＣＮＶ１、ＣＮＶ２を構成する自己消弧素子をゲートブロックすることにより、実用的な電流レベルで自己消弧素子の過電流保護がかかり、装置を確実に保護することが可能となる。尚、電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１及びＣＮＶ２の交流入力電流（リアクトルＬａ１、Ｌａ２に流れる電流）を検知して、過電流保護をかけても同様に目的を達成できる。

図２４は、図２２又は図２３の装置における制御回路の例を示すブロック図である。図中、Ｆｄ（ｘ）は直流電圧指令発生器、Ｃ１、Ｃ２は比較器、Ｇｖ（Ｓ）は電圧制御補償回路、Ｋｓは比例要素、ＡＤ１、ＡＤ３は加算器、ＦＦはフィードフォワード補償器、ＰＬＬ１、ＰＬＬ２は電源同期位相検出回路、ＰＨＣ１、ＰＨＣ２は位相制御回路、ＯＣ１、ＯＣ２は過電流検出器をそれぞれ表す。

直流電圧指令発生器Ｆｄ（ｘ）は、負荷電流ＩＬ又は負荷電力ＰＬに応じて直流電圧指令値Ｖｄ＊を発生するもので、例えば、図１２に示したような特性とする。負荷電流ＩＬが過負荷電流の最大値を超えた場合、過電流検出器ＯＣ１、ＯＣ２によりそれを検知し、自励式電力変換器ＣＮＶ１及びＣＮＶ２をゲートブロックする。これにより、電力用ダイオード整流器ＲＥＣ１、ＲＥＣ２と自励式電力変換器ＣＮＶ１、ＣＮＶ２を構成する高速ダイオード整流器が継続して運転され、より冗長性の高いシステムを提供できる。

直流電圧制御回路では、比較器Ｃ１により、直流電圧指令値Ｖｄ＊＊と、直流平滑コンデンサＣｄに印加される電圧Ｖｄの検出値を比較し、当該偏差εｖ＝Ｖｄ＊＊−Ｖｄをとる。当該偏差εｖを電圧制御補償回路Ｇｖ（Ｓ）により比例又は積分増幅し、加算器ＡＤ３を介して、位相角指令値φ＊として位相制御回路ＰＨＣ１及びＰＨＣ２に入力する。

フィードフォワード補償器ＦＦでは、負荷電力ＰＬから位相角指令値φＦＦを演算（推定）し、加算器ＡＤ３に入力する。すなわち、交流電源の電圧Ｖｓに対する電圧形自励式電力変換器の交流側端子電圧Ｖｃ１、Ｖｃ２の位相角φ１、φ２は、φ＊＝φｏ＊＋φＦＦによって制御される。このフィードフォワード補償器ＦＦは、負荷急変時の直流電圧制御の応答を改善する役目を果たす。

電源同期位相検出器ＰＨＣ１は、変圧器ＴＲのΔ結線の２次電圧Ｖｒ１、Ｖｓ１、Ｖｔ１に同期した位相信号θｒ１、θｓ１、θｔ１を作り、位相制御回路ＰＨＣ１に与える。

同様に、電源同期位相検出器ＰＨＣ２は、変圧器ＴＲのＹ結線の２次電圧Ｖｒ２、Ｖｓ２、Ｖｔ２に同期した位相信号θｒ２、θｓ２、θｔ２を作り、位相制御回路ＰＨＣ２に与える。位相信号θｒ２、θｓ２、θｔ２は、位相信号θｒ１、θｓ１、θｔ１に対し３０°の位相差を持っている。

それぞれの変換器ＣＮＶ１及びＣＮＶ２を一定パルスで位相制御する方法は、図４〜図９で説明したものと同様になる。このとき、第１の変換器（ＣＮＶ１＋ＲＥＣ１）の入力電流Ｉｃ１（Ｉｃｒ１、Ｉｃｓ１、Ｉｃｔ１）は第２の変換器（ＣＮＶ２＋ＲＥＣ２）の入力電流Ｉｃ２（Ｉｃｒ２、Ｉｃｓ２、Ｉｃｔ２）に対し、それぞれ３０°の位相差があり、それを合成した変圧器ＴＲの１次電流波形Ｉｓ（Ｉｒ、Ｉｓ、Ｉｔ）は高調波分が打ち消され、より正弦波に近い波形になる。

Ｖｄ＊＊＞Ｖｄとなった場合、制御位相角指令値φ＊は正の値（遅れ）で増加し、その結果、交流電源ＳＵＰから供給される有効電力Ｐｓが増加し、直流電圧Ｖｄを増加させ、最終的にＶｄ＊＊＝Ｖｄとなる。逆に、Ｖｄ＊＊＜Ｖｄとなった場合、制御位相角指令値φ＊は負の値となり、φは進み位相角となる。その結果、交流電源ＳＵＰへ有効電力Ｐｓが回生され、直流電圧Ｖｄを減少させ、やはり、Ｖｄ＊＊＝Ｖｄに制御される。このようにして、２台の変換器ＣＮＶ１、ＣＮＶ２の位相角φ１、φ２を調整することにより、直流平滑コンデンサに印加される直流電圧Ｖｄを直接制御することができる。これにより、入力電流制御のマイナーループを省略でき、制御回路を簡略化できる。

電源電圧Ｖｓの実効値と、自励式電力変換器の交流側端子電圧Ｖｃ１、Ｖｃ２の基本波実効値が等しい場合、入力電流Ｉｓの位相角は、電源電圧Ｖｓに対し、φ／２又は、π−φ／２となり、入力力率は、ｃｏｓ（φ／２）となる。また、入力電流Ｉｓと電圧形自励式電力変換器の交流側端子電圧Ｖｃとの位相差は、−φ／２又は、π＋φ／２となり、変換器力率は、ｃｏｓ（φ／２）となる。

位相角φは、入力電流Ｉｓと交流リアクトルＬｓ（又は変圧器のもれインダクタンス）の値に依存する。位相角φは、過負荷運転時でも高々φ＝３０°程度で、力率はｃｏｓ１５°＝０．９６６となる。

自励式電力変換器を一定のパルスパターンで制御する場合、入力電流Ｉｓの高調波成分が小さくなるようにスイッチングパターンを決めるが、上記のように変換器力率が１に近いため、電流Ｉｓのゼロ点付近でスイッチングが行われ、自励式電力変換器を構成する自己消弧素子の遮断電流は小さくて済む。

また、自励式電力変換器の交流側端子電圧Ｖｃの波高値を一定にして位相角φだけを制御するため、変換器の電圧利用率（交流出力電圧の実効値／直流電圧）を高くできる。すなわち、変圧器の２次電圧を高くできるため、出力容量が同じならば、変換器の電流容量を小さくでき、自己消弧素子の電流容量の小さいもので済む。

回生運転時も電源力率はほぼ１に制御され、同様に自己消弧素子のスイッチングは入力電流Ｉｓのゼロクロス付近で行われ、素子の遮断電流は小さく抑えることができる。故に、スイッチング損失は大幅に軽減され、遮断電流の小さい自己消弧素子で自励式電力変換器を構成できるようになり、経済的な装置を提供できる。

電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１、ＣＮＶ２を一定パルスパターンで運転した場合、当該電力変換器ＣＮＶ１、ＣＮＶ２の交流側出力電圧の振幅値は一定となり、電源電圧Ｖｓが高くなると、変換器ＣＮＶ１、ＣＮＶ２は遅れ力率運転となり、また、電源電圧Ｖｓが低くなると、変換器ＣＮＶ１、ＣＮＶ２は進み力率運転となってしまう。また、変換器ＣＮＶ１、ＣＮＶ２の力率低下に伴い、自励式電力変換器ＣＮＶ１、ＣＮＶ２の交流側出力電圧Ｖｃ１、Ｖｃ２と入力電流Ｉｃ１、Ｉｃ２の位相差が大きくなり、自励式電力変換器ＣＮＶ１、ＣＮＶ２を構成する自己消弧素子の遮断電流が大きくなってしまう。

図２４に示した制御回路では、電源電圧の実効値の検出値Ｖｓ（ｒｍｓ）と定格値Ｖｓｏ（ｒｍｓ）と比較し、その差分Ｖｓ（ｒｍｓ）−Ｖｓｏ（ｒｍｓ）＝ΔＶｓを比例要素Ｋｓを介して定数倍し、直流電圧指令の補償値ΔＶｄ＊＝Ｋｓ・ΔＶｓとしている。すなわち、加算器ＡＤ１により、本来の直流電圧指令値Ｖｄ＊と補償値ΔＶｄ＊を加え、新たな直流電圧指令値Ｖｄ＊＊＝Ｖｄ＊＋ΔＶｄ＊として制御している。

Ｖｓ（ｒｍｓ）＞Ｖｓｏ（ｒｍｓ）となった場合、補償値ΔＶｄ＊＝Ｋｓ・ΔＶｓが正の値で増加し、直流電圧指令値Ｖｄ＊＊＝Ｖｄ＊＋ΔＶｄ＊を増加させる。これにより、自励式電力変換器ＣＮＶ１、ＣＮＶ２の交流側出力電圧Ｖｃ１、Ｖｃ２の実効値（波高値）が増加し、電源電圧Ｖｓの実効値と変換器ＣＮＶ１、ＣＮＶ２の交流出力電圧Ｖｃ１、Ｖｃ２の実効値がほぼ同じになり、無駄な無効電流が流れるのを防ぐことができる。逆に、Ｖｓ（ｒｍｓ）＜Ｖｓｏ（ｒｍｓ）となった場合には、補償値ΔＶｄ＊は負の値となり、直流電圧指令値Ｖｄ＊＊を減らし、電源電圧の実効値と変換器の交流出力電圧の実効値を合わせることができ、やはり、無駄な無効電流が流れるのを防ぐことができる。これにより、電源力率あるいは変換器力率の極端な低下を防ぐことが可能となり、自己消弧素子の遮断電流の増加を防止できる。

図２４の過電流検出器ＯＣ１、ＯＣ２は、それぞれ２つの情報に基づき、自励式電力変換器ＣＮＶ１、ＣＮＶ２にゲートブロック信号ＧＢ１、ＧＢ２を与える。１つは、自励式電力変換器ＣＮＶ１あるいはＣＮＶ２の直流電流Ｉｃｎｖ１又はＩｃｎｖ２が過電流になったことを検知し、ゲートブロックする。これにより、自励式電力変換器ＣＮＶ１あるいはＣＮＶ２の実用的な電流レベルで自己消弧素子の過電流保護がかかり、装置を確実に保護することが可能となる。尚、電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１及びＣＮＶ２の交流入力電流を検知して、過電流保護をかけても同様に目的を達成できる。

もう１つは、図１２で説明したように、装置全体の出力電流（負荷電流）ＩＬが過負荷最大値ＩＬｍａｘを超えた場合に、全ての自己消弧素子をゲートブロックする。これにより、電力用ダイオード整流器ＲＥＣ１、ＲＥＣ２と自励式電力変換器ＣＮＶ１、ＣＮＶ２の高速ダイオード整流器との並列運転に移行し、過負荷力行運転を継続することが可能となり、かつ、自己消弧素子を保護することが可能になる。これにより、過負荷耐量に優れ、電力回生が可能で、高力率・高効率で、低コストの電力変換装置を提供できる。

図２５は、図２２及び図２３の装置における制御回路の別の例を示すブロック図である。図中、Ｆｄ（ｘ）は直流電圧指令発生器、Ｃ１、Ｃ３は比較器、Ｇｖ（Ｓ）は電圧制御補償回路、ＦＦはフィードフォワード補償器、Ｚ１、Ｚ２は座標変換器、Ｋφは比例要素、ＡＤ２１、ＡＤ２２、ＡＤ３は加算器、ＰＬＬ１、ＰＬＬ２は電源同期位相検出回路、ＰＨＣ１、ＰＨＣ２は位相制御回路、ＯＣ１、ＯＣ２は過電流検出器である。

直流電圧制御回路では、比較器Ｃ１により、直流電圧指令値Ｖｄ＊と、直流平滑コンデンサＣｄに印加される電圧Ｖｄの検出値を比較し、当該偏差εｖ＝Ｖｄ＊−Ｖｄをとる。当該偏差εｖを電圧制御補償回路Ｇｖ（Ｓ）により比例又は積分増幅し、加算器ＡＤ３を介して、位相角指令値φ＊とする。

座標変換器Ｚ１、Ｚ２は３相電流（静止座標量）をｄｑ軸電流（回転座標量）に変換するもので、座標変換器Ｚ１には変圧器ＴＲのΔ結線の２次電圧Ｖｒ１、Ｖｓ１、Ｖｔ１に同期した二相単位正弦波ｓｉｎθ１とｃｏｓθ１を用い、座標変換器Ｚ２には変圧器ＴＲのＹ結線の２次電圧Ｖｒ２、Ｖｓ２、Ｖｔ２に同期した二相単位正弦波ｓｉｎθ２とｃｏｓθ２を用いている。すなわち、座標変換器Ｚ１により、第１の変換器（ＣＮＶ１＋ＲＥＣ１）の入力電流Ｉｃｒ１、Ｉｃｓ１、Ｉｃｔ１から有効電流Ｉｐ１と無効電流ＩＱ１を得る。また、座標変換器Ｚ２により、第２の変換器（ＣＮＶ２＋ＲＥＣ２）の入力電流Ｉｃｒ２、Ｉｃｓ２、Ｉｃｔ２から有効電流Ｉｐ２と無効電流ＩＱ２を得る。このとき、Ｉｐ１、Ｉｐ２、ＩＱ１、ＩＱ２は直流量となる。

上記有効電流Ｉｐ１とＩｐ２を比較器Ｃ３に入力し、偏差εｐ＝Ｉｐ１−Ｉｐ２を求める。当該偏差εｐを比例要素Ｋφで増幅し、位相角補正値Δφとして、加算器ＡＤ２１及びＡＤ２２に入力する。

加算器ＡＤ２１により、加算器ＡＤ３の出力信号φ＊から位相角補正値Δφを引き算し、位相制御回路ＰＨＣ１の位相制御信号φ１＊＝φ＊−Δφとして、第１の電力変換器（ＣＮＶ１＋ＲＥＣ１）を制御する。

同様にして、加算器ＡＤ２２により、加算器ＡＤ３の出力信号φ＊に位相角補正値Δφを加算し、位相制御回路ＰＨＣ２の位相制御信号φ２＊＝φ＊＋Δφとして、第２の電力変換器ＣＮＶ２を制御する。

並列運転される複数台の電圧形自励式電力変換器の制御位相角φを同じにして制御した場合、それぞれの交流入力電流（変圧器の２次電流）は平衡化されて流れる。しかし、変圧器のもれインダクタンス（２次側換算値）がバラツキを持つ場合、その分、各電力変換器の交流入力電流（変圧器の２次電流）もばら付き、負荷分担も異なったものになる。また、並列多重運転する場合、２次電流値が不平衡になると、交流電源から供給される入力電流の高調波が増加してしまう問題が生じる。

第１の変換器（ＣＮＶ１＋ＲＥＣ１）の入力電流有効分Ｉｐ１が、第２の変換器（ＣＮＶ２＋ＲＥＣ２）の入力電流有効分Ｉｐ２より大きくなった場合、偏差εｐは正の値となり、位相角補正値Δφも正の値となる。この結果、φ１＊＜φ２＊となり、第１の変換器（ＣＮＶ１＋ＲＥＣ１）の入力電流有効分Ｉｐ１が減少し、第２の変換器（ＣＮＶ２＋ＲＥＣ２）の入力電流有効分Ｉｐ２は増加する。逆に、Ｉｐ１＜Ｉｐ２となった場合、偏差εｐは負の値となり、位相角補正値Δφも負の値となる。この結果、φ１＊＞φ２＊となり、第１の変換器（ＣＮＶ１＋ＲＥＣ１）の入力電流有効分Ｉｐ１が増加し、第２の変換器（ＣＮＶ２＋ＲＥＣ２）の入力電流有効分Ｉｐ２は減少する。最終的に、Ｉｐ１＝Ｉｐ２となって落ち着く。このようにして、２組の変換器（ＣＮＶ１＋ＲＥＣ１）及び（ＣＮＶ２＋ＲＥＣ２）の入力電流の有効分を平衡化させることができ、どちらかの変換器に負荷が偏るのを防止することができる。尚、本発明の装置では前に説明したように入力力率が高いので、入力電流の無効分は小さく、その不平衡については無視することができる。

３組以上の変換器を並列運転する場合には、全体の有効電流を求め、それを変換器の組数で割ったものを基準にして、それぞれの変換器の入力電流有効分が当該基準有効電流に一致するように各電力変換器の位相角指令値を補正すればよい。

これにより、複数台の電圧形自励式電力変換器の各交流入力電流の有効分が平衡化され、変圧器のもれインダクタンスのバラツキによる影響をなくすことができる。

図２５の過電流検出器ＯＣ１、ＯＣ２は、それぞれ２つの情報に基づき、自励式電力変換器ＣＮＶ１、ＣＮＶ２にゲートブロック信号ＧＢ１、ＧＢ２を与える。１つは、自励式電力変換器ＣＮＶ１あるいはＣＮＶ２の直流電流Ｉｃｎｖ１又はＩｃｎｖ２が過電流になったことを検知し、ゲートブロックする。これにより、自励式電力変換器ＣＮＶ１あるいはＣＮＶ２の実用的な電流レベルで自己消弧素子の過電流保護がかかり、装置を確実に保護することが可能となる。

図２６は、図２２及び図２３の装置における制御回路の別の例を示すブロック図である。図中、Ｆｄ（ｘ）は直流電圧指令発生器、Ｃ１、Ｃ３は比較器、Ｇｖ（Ｓ）は電圧制御補償回路、ＦＦはフィードフォワード補償器、Ｋφは比例要素、ＡＤ２１、ＡＤ２２、ＡＤ３は加算器、ＰＬＬ１、ＰＬＬ２は電源同期位相検出回路、ＰＨＣ１、ＰＨＣ２は位相制御回路、ＯＣ１、ＯＣ２は過電流検出器である。

第１の変換器（ＣＮＶ１＋ＲＥＣ１）の入力電流Ｉｃｒ１、Ｉｃｓ１、Ｉｃｔ１の実効値Ｉｃ１（ｒｍｓ）と、第２の変換器（ＣＮＶ２＋ＲＥＣ２）の入力電流Ｉｃｒ２、Ｉｃｓ２、Ｉｃｔ２の実効値Ｉｃ２（ｒｍｓ）を検出し、比較器Ｃ３により、偏差εｒｍｓ＝Ｉｃ１（ｒｍｓ）−Ｉｃ２（ｒｍｓ）を求める。当該偏差εｒｍｓを比例要素Ｋφで増幅し、位相角補正値Δφとして、加算器ＡＤ２１及びＡＤ２２に入力する。

加算器ＡＤ２１により、加算器ＡＤ３の出力信号φ＊から位相角補正値Δφを引き算し、位相制御回路ＰＨＣ１の位相制御信号φ１＊＝φ＊−Δφとして、第１の電力変換器（ＣＮＶ１＋ＲＥＣ１）を制御する。同様にして、加算器ＡＤ２２により、加算器ＡＤ３の出力信号φ＊に位相角補正値Δφを加算し、位相制御回路ＰＨＣ２の位相制御信号φ２＊＝φ＊＋Δφとして、第２の電力変換器ＣＮＶ２を制御する。

第１の変換器（ＣＮＶ１＋ＲＥＣ１）の入力電流実効値Ｉｃ１（ｒｍｓ）が、第２の変換器（ＣＮＶ２＋ＲＥＣ２）の入力電流実効値Ｉｃ２（ｒｍｓ）より大きくなった場合、偏差εｒｍｓは正の値となり、位相角補正値Δφも正の値となる。この結果、φ１＊＜φ２＊となり、第１の変換器（ＣＮＶ１＋ＲＥＣ１）の入力電流実効値Ｉｃ１（ｒｍｓ）が減少し、第２の変換器（ＣＮＶ２＋ＲＥＣ２）の入力電流実効値Ｉｃ２（ｒｍｓ）が増加する。逆に、Ｉｃ１（ｒｍｓ）＜Ｉｃ２（ｒｍｓ）となった場合、偏差εｒｍｓは負の値となり、位相角補正値Δφも負の値となる。この結果、φ１＊＞φ２＊となり、第１の変換器（ＣＮＶ１＋ＲＥＣ１）の入力電流実効値Ｉｃ１（ｒｍｓ）が増加し、第２の変換器（ＣＮＶ２＋ＲＥＣ２）の入力電流実効値Ｉｃ２（ｒｍｓ）は減少する。最終的に、Ｉｃ１（ｒｍｓ）＝Ｉｃ２（ｒｍｓ）となって落ち着く。このようにして、２組の変換器（ＣＮＶ１＋ＲＥＣ１）及び（ＣＮＶ２＋ＲＥＣ２）の入力電流の実効値を平衡化させることができ、どちらかの変換器に負荷が偏るのを防止することができる。

３組以上の変換器を並列運転する場合には、全体の入力電流の実効値Ｉｓ（ｒｍｓ）を求め、それを変換器の組数で割ったものを基準にして、それぞれの変換器の入力電流実効値が当該基準実効値に一致するように各電力変換器の位相角指令値を補正すればよい。

これにより、複数組の電力変換器の各交流入力電流の実効値が平衡化され、変圧器のもれインダクタンスのバラツキによる影響をなくすことができる。

（第７の実施の形態）図２７は、本発明の第７の実施の形態の電力変換装置のブロック図である。図中、ＳＵＰは３相交流電源、ＭＣＢは交流主遮断器、ＴＲは３相変圧器、ＲＥＣ１、ＲＥＣ２は電力用ダイオード整流器、Ｌａ１、Ｌａ２は交流リアクトル（３相）、ＣＮＶ１、ＣＮＶ２は電圧形自励式変換器、ＤＣＣＴ１、ＤＣＣＴ２は直流電流検出器、Ｃｄ１、Ｃｄ２は直流平滑コンデンサ、Ｌｄ１、Ｌｄ２は直流リアクトル、Ｌｏａｄは負荷装置を示している。ＩＬは負荷電流検出器及びその検出電流である負荷電流、Ｖｄ１、Ｖｄ２は電圧検出器及びその検出電圧を示している。

また、制御回路として、電流平衡化制御回路Ｂａｌ−Ｃｏｎｔ、直流電圧制御回路Ｖｄ１−Ｃｏｎｔ、Ｖｄ１−Ｃｏｎｔ、位相制御回路ＰＨＣ１、ＰＨＣ２が用意されている。

３相変圧器ＴＲは、Ｙ結線された１次巻線と、Ｙ結線された第１の２次巻線及びΔ結線された第２の２次巻線を持っている。すなわち、第１の２次巻線の３相電圧に対し、第２の２次巻線の電圧は、波高値は同じで、位相角が３０°だけずれた３相電圧となる。

第１の電力用ダイオード整流器ＲＥＣ１の交流端子は、３相変圧器ＴＲの第１の２次巻線（Ｙ結線）に接続されている。また、第１の自励式電力変換器ＣＮＶ１の交流端子は、第１のリカバリ電流抑制用交流リアクトルＬａ１を介して第１の電力用ダイオード整流器ＲＥＣ１の交流端子に接続されている。

また、第２の電力用ダイオード整流器ＲＥＣ２の交流端子は、３相変圧器ＴＲの第２の２次巻線（Δ結線）に接続されている。また、第２の自励式電力変換器ＣＮＶ２の交流端子は、第２のリカバリ電流抑制用交流リアクトルＬａ２を介して第２の電力用ダイオード整流器ＲＥＣ２の交流端子に接続されている。

第１の電力用ダイオード整流器ＲＥＣ１と、第１の自励式電力変換器ＣＮＶ１の直流端子は並列接続され、直流平滑コンデンサＣｄ１に接続されている。また、第２の電力用ダイオード整流器ＲＥＣ２と、第２の自励式電力変換器ＣＮＶ２の直流端子は並列接続され、直流平滑コンデンサＣｄ２に接続されている。当該２つの直流平滑コンデンサＣｄ１とＣｄ２はそれぞれ直流リアクトルＬｄ１及びＬｄ２を介して並列接続され、負荷装置Ｌｏａｄに接続されている。このとき、第１の電力用ダイオード整流器ＲＥＣ１と第１の自励式電力変換器ＣＮＶ１は一体として動作し、また、第２の電力用ダイオード整流器ＲＥＣ２と第２の自励式電力変換器ＣＮＶ２は一体として動作する。

第１及び第２の自励式電力変換器ＣＮＶ１、ＣＮＶ２は一定のパルスパターンで位相制御を行い、直流電圧Ｖｄを制御する。

すなわち、第１の自励式電力変換器ＣＮＶ１は、３相変圧器ＴＲの第１の２次巻線（Ｙ結線）の電圧Ｖｓ１を基準にして位相制御するもので、当該電源電圧Ｖｓ１に対する第１の自励式電力変換器ＣＮＶ１の交流電圧Ｖｃ１の位相角φ１を調整することにより、供給電力Ｐｃ１を調整する。すなわち、位相角φ１（遅れ）を増やすことにより、入力電流Ｉｃ１が増加し、電源からの供給電力Ｐｃ１が増加する。逆に、位相角φ１を負にすることにより、入力電流Ｉｃ１の位相が反転し、電力Ｐｃ１を電源に回生することができる。

また、第２の自励式電力変換器ＣＮＶ２は、３相変圧器ＴＲの第２の２次巻線（Δ結線）の電圧Ｖｓ２を基準にして位相制御するもので、当該電源電圧Ｖｓ２に対する第２の自励式電力変換器ＣＮＶ２の交流電圧Ｖｃ２の位相角φ２を調整することにより、供給電力Ｐｃ２を調整する。すなわち、位相角φ２（遅れ）を増やすことにより、入力電流Ｉｃ２が増加し、電源からの供給電力Ｐｃ２が増加する。逆に、位相角φ２を負にすることにより、入力電流Ｉｃ２の位相が反転し、電力Ｐｃ２を電源に回生することができる。

直流平滑コンデンサＣｄ１及びＣｄ２に印加される電圧Ｖｄ１及びＶｄ２がそれぞれの電圧指令値Ｖｄ１＊及びＶｄ２＊に一致するように制御位相角φ１、φ２を制御する。負荷電流ＩＬが増加し、直流電圧Ｖｄ１、Ｖｄ２が下がった場合、制御位相角φ１、φ２が大きくなり、交流電源ＳＵＰからの供給電力Ｐｓが増加して、直流電圧Ｖｄ１及びＶｄ２が上昇し、それぞれＶｄ１＝Ｖｄ１＊、Ｖｄ２＝Ｖｄ２＊となるように制御される。また、回生運転（ＩＬ＜０）で、直流電圧Ｖｄ１、Ｖｄ２が上昇した場合には、制御位相角φ１、φ２が負の値になり、電力Ｐｓが負となり、電力が電源ＳＵＰに回生されて、直流電圧Ｖｄ１、Ｖｄ２が下がり、やはり、Ｖｄ１＝Ｖｄ１＊、Ｖｄ２＝Ｖｄ２＊となるように制御される。

このように、本実施の形態の装置では、直流電圧を直接制御し、電流制御マイナーループを省略して制御系の簡素化を図ることができる。また、本実施の形態では、２台の変換器は変圧器ＴＲを介して並列２多重運転を行っている。これにより、変換装置の容量を増加でき、かつ、入力電流Ｉｓの高調波を低減できる。

電気鉄道などでは過負荷３００％で１分間の運転が要求され、従来のように電力変換装置全体の過電流を検知する方式では、過負荷３００％以上の電流で過電流レベルを設定しなければならず、実際に自励式電力変換器ＣＮＶ１、ＣＮＶ２にそのような大電流が流れた場合に備えて、それを遮断するだけの自己消弧素子を用意するのは不経済である。通常の力行運転では、大部分の電流が電力用ダイオード整流器ＲＥＣ１、ＲＥＣ２に流れ、わずかな電流が自励式電力変換器ＣＮＶ１、ＣＮＶ２の自己消弧素子に流れる。そこで、図２７の例では、変換装置の過電流は、直流電流検出器ＤＣＣＴ１、ＤＣＣＴ２により、それぞれの自励式電力変換器ＣＮＶ１、ＣＮＶ２の直流電流Ｉｃｎｖ１及びＩｃｎｖ２を検出し、その電流Ｉｃｎｖ１、Ｉｃｎｖ２が過電流レベルを超えた場合に、自励式電力変換器ＣＮＶ１、ＣＮＶ２をゲートブロックする。これにより、実用的な電流レベルで自己消弧素子の過電流保護がかかり、装置を確実に保護することが可能となる。尚、電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１及びＣＮＶ２の交流入力電流（交流リアクトルＬａ１、Ｌａ２に流れる電流）を検知して、過電流保護をかけても同様に目的を達成できる。

図２７の装置において、第１の電力変換器（ＣＮＶ１＋ＲＥＣ１）と、第２の電力変換器（ＣＮＶ２＋ＲＥＣ２）との負荷バランスをとるため、各電力変換器の直流出力電流Ｉｄｃ１、Ｉｄｃ２を用いている。当該電流Ｉｄｃ１、Ｉｄｃ２は、それぞれ直流リアクトルＬｄ１及びＬｄ２に流れる電流で、電流リプルの少ない電流を検出できる利点がある。

当該２つの直流電流検出値Ｉｄｃ１とＩｄｃ２を比較し、その偏差に応じて直流電圧指令値Ｖｄｃ１＊とＶｄｃ２＊を補正する。その具体的な動作は、図２９を用いて後で説明する。

（第８の実施の形態）図２８は、本発明の第８の実施の形態の電力変換装置のブロック図である。図中、ＳＵＰは３相交流電源、ＭＣＢは交流主遮断器、ＴＲは３相変圧器、ＲＥＣ１、ＲＥＣ２は電力用ダイオード整流器、Ｌａ１、Ｌａ２は交流リアクトル（３相）、Ｒａ１、Ｒａ２は直列抵抗器（３相）、ＣＮＶ１、ＣＮＶ２は電圧形自励式変換器、ＤＣＣＴ１、ＤＣＣＴ２は直流電流検出器、Ｃｄ１、Ｃｄ２は直流平滑コンデンサ、Ｌｄ１、Ｌｄ２は直流リアクトル、Ｌｏａｄは負荷装置を示している。ＩＬは負荷電流検出器及びその検出電流である負荷電流、Ｖｄ１、Ｖｄ２は電圧検出器及びその検出電圧を示している。また、制御回路として、電流平衡化制御回路Ｂａｌ−Ｃｏｎｔ、直流電圧制御回路Ｖｄ１−Ｃｏｎｔ、Ｖｄ１−Ｃｏｎｔ、位相制御回路ＰＨＣ１、ＰＨＣ２が用意されている。

第１の電力用ダイオード整流器ＲＥＣ１の交流端子は、３相変圧器ＴＲの第１の２次巻線（Ｙ結線）に接続されている。また、第１の自励式電力変換器ＣＮＶ１の交流端子は、第１のリカバリ電流抑制用交流リアクトルＬａ１と直列抵抗器Ｒａ１を介して第１の電力用ダイオード整流器ＲＥＣ１の交流端子に接続されている。

また、第２の電力用ダイオード整流器ＲＥＣ２の交流端子は、３相変圧器ＴＲの第２の２次巻線（Δ結線）に接続されている。また、第２の自励式電力変換器ＣＮＶ２の交流端子は、第２のリカバリ電流抑制用交流リアクトルＬａ２と直列抵抗器Ｒａ２を介して第２の電力用ダイオード整流器ＲＥＣ２の交流端子に接続されている。

第１の電力用ダイオード整流器ＲＥＣ１と、第１の自励式電力変換器ＣＮＶ１の直流端子は並列接続され、直流平滑コンデンサＣｄ１に接続されている。また、第２の電力用ダイオード整流器ＲＥＣ２と、第２の自励式電力変換器ＣＮＶ２の直流端子は並列接続され、直流平滑コンデンサＣｄ２に接続されている。当該２つの直流平滑コンデンサＣｄ１とＣｄ２はそれぞれ直流リアクトルＬｄ１及びＬｄ２を介して並列接続され、負荷装置Ｌｏａｄに接続されている。第１の電力用ダイオード整流器ＲＥＣ１と第１の自励式電力変換器ＣＮＶ１は一体として動作し、また、第２の電力用ダイオード整流器ＲＥＣ２と第２の自励式電力変換器ＣＮＶ２は一体として動作する。

直列抵抗器Ｒａ１、Ｒａ２は、図１５及び図１６で説明したように、自励式変換器ＣＮＶ１、ＣＮＶ２を構成する高速ダイオード（順方向電圧降下ＶＦａ）とシリコン整流器ＲＥＣ１、ＲＥＣ２を構成する電力用ダイオード（順方向電圧降下ＶＦｂ）に流れる電流配分を調整するもので、転流時に、リアクトルＬａ１、Ｌａ２の電流Ｉａ１、Ｉａ２を速やかに減衰させる役目を果たす。また、上記順方向電圧降下ＶＦａとＶＦｂに大きな差がない場合でも、高速ダイオードから電力用ダイオードへの転流を確実なものとすることができる。これにより、力行運転時の大部分の電流を電力用ダイオードを介して流すことができ、自励式電力変換器ＣＮＶ１、ＣＮＶ２を構成する高速ダイオードに流れる電流を小さくすることができる。この結果、当該高速ダイオードは電流容量の小さいもので構成でき、かつ、装置の損失低減を図ることができる。すなわち、直列抵抗器Ｒａ１、Ｒａ２により、シリコン整流器ＲＥＣ１、ＲＥＣ２の電力用ダイオードに流れる電流と、自励式電力変換器ＣＮＶ１、ＣＮＶ２の高速ダイオードに流れる電流の配分を調整することが可能となり、高効率で、過負荷耐量に優れた電力変換装置を提供することができる。

第１及び第２の自励式電力変換器ＣＮＶ１、ＣＮＶ２は一定のパルスパターンで位相制御を行い、直流電圧Ｖｄを制御する。すなわち、第１の自励式電力変換器ＣＮＶ１は、３相変圧器ＴＲの第１の２次巻線（Ｙ結線）の電圧Ｖｓ１を基準にして位相制御するもので、当該電源電圧Ｖｓ１に対する第１の自励式電力変換器ＣＮＶ１の交流電圧Ｖｃ１の位相角φ１を調整することにより、供給電力Ｐｃ１を調整する。すなわち、位相角φ１（遅れ）を増やすことにより、入力電流Ｉｃ１が増加し、電源からの供給電力Ｐｃ１が増加する。逆に、位相角φ１を負にすることにより、入力電流Ｉｃ１の位相が反転し、電力Ｐｃ１を電源に回生することができる。

直流平滑コンデンサＣｄ１及びＣｄ２に印加される電圧Ｖｄ１及びＶｄ２がそれぞれの電圧指令値Ｖｄ１＊及びＶｄ２＊に一致するように制御位相角φ１、φ２を制御する。負荷電流ＩＬが増加し、直流電圧Ｖｄ１、Ｖｄ２が下がった場合、制御位相角φ１、φ２が大きくなり、交流電源ＳＵＰからの供給電力Ｐｓが増加して、直流電圧Ｖｄ１及びＶｄ２が上昇し、それぞれＶｄ１＝Ｖｄ１＊、Ｖｄ２＝Ｖｄ２＊となるように制御される。また、回生運転（ＩＬ＜０）で、直流電圧Ｖｄ１、Ｖｄ２が上昇した場合には、制御位相角φ１、φ２が負の値になり、電力Ｐｓが負となり、電力が電源ＳＵＰに回生されて、直流電圧Ｖｄ１、Ｖｄ２が下がり、やはり、Ｖｄ１＝Ｖｄ１＊、Ｖｄ２＝Ｖｄ２＊となるように制御される。このように、本実施の形態の装置では、直流電圧を直接制御し、電流制御マイナーループを省略して制御系の簡素化を図ることができる。また、本実施の形態では、２台の変換器は変圧器ＴＲを介して並列２多重運転を行っている。これにより、変換装置の容量を増加でき、かつ、入力電流Ｉｓの高調波を低減できる。

電気鉄道などでは過負荷３００％で１分間の運転が要求され、従来のように電力変換装置全体の過電流を検知する方式では、過負荷３００％以上の電流で過電流レベルを設定しなければならず、実際に自励式電力変換器ＣＮＶ１、ＣＮＶ２にそのような大電流が流れた場合に備えて、それを遮断するだけの自己消弧素子を用意するのは不経済である。

通常の力行運転では、大部分の電流が電力用ダイオード整流器ＲＥＣ１、ＲＥＣ２に流れ、わずかな電流が自励式電力変換器ＣＮＶ１、ＣＮＶ２の自己消弧素子に流れる。

本実施の形態では、変換装置の過電流は、直流電流検出器ＤＣＣＴ１、ＤＣＣＴ２により、それぞれの自励式電力変換器ＣＮＶ１、ＣＮＶ２の直流電流Ｉｃｎｖ１及びＩｃｎｖ２を検出し、その電流Ｉｃｎｖ１、Ｉｃｎｖ２が過電流レベルを超えた場合に、自励式電力変換器ＣＮＶ１、ＣＮＶ２をゲートブロックする。これにより、実用的な電流レベルで自己消弧素子の過電流保護がかかり、装置を確実に保護することが可能となる。尚、電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１及びＣＮＶ２の交流入力電流（交流リアクトルＬａ１、Ｌａ２に流れる電流）を検知して、過電流保護をかけても同様に目的を達成できる。

本実施の形態において、第１の電力変換器（ＣＮＶ１＋ＲＥＣ１）と、第２の電力変換器（ＣＮＶ２＋ＲＥＣ２）との負荷バランスをとるため、各電力変換器の直流出力電流Ｉｄｃ１、Ｉｄｃ２を用いている。当該電流Ｉｄｃ１、Ｉｄｃ２は、それぞれ直流リアクトルＬｄ１及びＬｄ２に流れる電流で、電流リプルの少ない電流を検出できる利点がある。

図２９は、図２７及び図２８の装置における制御回路の例を示すブロック図である。図中、Ｆｄ（ｘ）は直流電圧指令発生器、Ｃ１１、Ｃ１２、Ｃ３は比較器、Ｇｖ（Ｓ）は電圧制御補償回路、ＦＦはフィードフォワード補償器、Ｋｖは比例要素、ＡＤ２１、ＡＤ２２、ＡＤ３１、ＡＤ３２は加算器、ＰＬＬ１、ＰＬＬ２は電源同期位相検出回路、ＰＨＣ１、ＰＨＣ２は位相制御回路、ＯＣ１、ＯＣ２は過電流検出器である。

第１の電力変換器（ＣＮＶ１＋ＲＥＣ１）の直流出力電流Ｉｄｃ１と、第２の電力変換器（ＣＮＶ２＋ＲＥＣ２）の直流出力電流Ｉｄｃ２を検出し、比較器Ｃ３により、偏差εｄ＝Ｉｄｃ１−Ｉｄｃ２を求める。当該偏差εｄを比例要素Ｋｖで定数倍し、直流電圧補償値ΔＶｄ＊として、加算器ＡＤ２１及びＡＤ２２に入力する。

加算器ＡＤ２１では、直流電圧指令発生器Ｆｄ（ｘ）からの出力信号Ｖｄ＊から補償値ΔＶｄ＊を引き算し、第１の直流電圧指令値Ｖｄ１＊＝Ｖｄ＊−ΔＶｄ＊を作る。また、加算器ＡＤ２２では、直流電圧指令発生器Ｆｄ（ｘ）からの出力信号Ｖｄ＊と補償値ΔＶｄ＊を加算し、第２の直流電圧指令値Ｖｄ２＊＝Ｖｄ＊＋ΔＶｄ＊を作る。

第１の直流電圧制御回路では、比較器Ｃ１１により、直流電圧指令値Ｖｄ１＊と、直流平滑コンデンサＣｄ１に印加される電圧Ｖｄ１の検出値を比較し、当該偏差εｖ１＝Ｖｄ１＊−Ｖｄ１をとる。当該偏差εｖ１を電圧制御補償回路Ｇｖ１（Ｓ）により比例又は積分増幅し、加算器ＡＤ３１を介して、位相角指令値φ１＊とする。前に説明したように、直流平滑コンデンサＣｄ１に印加される電圧Ｖｄ１は指令値Ｖｄ１＊に一致するように制御される。

フィードフォワード補償器ＦＦでは、負荷電力ＰＬから位相角指令値φＦＦを演算（推定）し、加算器ＡＤ３１に入力し、第１の直流電圧制御回路からの出力信号φｏ１＊と加算する。すなわち、交流電源の電圧Ｖｓ１に対する第１の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１の交流側端子電圧Ｖｃ１の位相角φ１は、φ１＊＝φｏ１＊＋φＦＦによって制御される。

同様に、第２の直流電圧制御回路では、比較器Ｃ１２により、直流電圧指令値Ｖｄ２＊と、直流平滑コンデンサＣｄ２に印加される電圧Ｖｄ２の検出値を比較し、当該偏差εｖ２＝Ｖｄ２＊−Ｖｄ２をとる。当該偏差εｖ２を電圧制御補償回路Ｇｖ２（Ｓ）により比例又は積分増幅し、加算器ＡＤ３２を介して、位相角指令値φ２＊とする。前に説明したように、直流平滑コンデンサＣｄ２に印加される電圧Ｖｄ２は指令値Ｖｄ２＊に一致するように制御される。

フィードフォワード補償器ＦＦで求めた位相角指令値φＦＦを加算器ＡＤ３２に入力し、第２の直流電圧制御回路からの出力信号φｏ２＊と加算する。すなわち、交流電源の電圧Ｖｓ２に対する第２の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ２の交流側端子電圧Ｖｃ２の位相角φ２は、φ２＊＝φｏ２＊＋φＦＦによって制御される。このフィードフォワード補償器ＦＦは、負荷急変時の直流電圧制御の応答を改善する役目を果たす。

第１の電力変換器（ＣＮＶ１＋ＲＥＣ１）の直流出力電流Ｉｄｃ１が、第２の電力変換器（ＣＮＶ２＋ＲＥＣ２）の直流出力電流Ｉｄｃ２より大きくなった場合、偏差εｄは正の値となり、直流電圧補正値ΔＶｄ＊も正の値となる。この結果、Ｖｄ１＊＜Ｖｄ２＊となり、第１の変換器（ＣＮＶ１＋ＲＥＣ１）の直流出力電流Ｉｄｃ１が減少し、第２の変換器（ＣＮＶ２＋ＲＥＣ２）の直流出力電流Ｉｄｃ２が増加する。逆に、Ｉｄｃ１＜Ｉｄｃ２となった場合、偏差εｄは負の値となり、直流電圧補正値ΔＶｄ＊も負の値となる。この結果、Ｖｄ１＊＞Ｖｄ２＊となり、第１の変換器（ＣＮＶ１＋ＲＥＣ１）の直流出力電流Ｉｄｃ１が増加し、第２の変換器（ＣＮＶ２＋ＲＥＣ２）の直流出力電流Ｉｄｃ２は減少する。最終的に、Ｉｄｃ１＝Ｉｄｃ２となって落ち着く。

このようにして、２組の変換器（ＣＮＶ１＋ＲＥＣ１）及び（ＣＮＶ２＋ＲＥＣ２）の直流出力電流を平衡化させることができ、どちらかの変換器に負荷が偏るのを防止することができる。

３組以上の変換器を並列運転する場合には、装置全体の直流出力電流Ｉｄｃを求め、それを変換器の組数で割ったものを基準にして、それぞれの変換器の直流出力電流が当該基準直流出力電流に一致するように各電力変換器の直流電圧指令値を補正すればよい。

これにより、複数組の電力変換器の各直流出力電流が平衡化され、変圧器のもれインダクタンスのバラツキによる影響をなくすことができる。

図３０は、図２７及び図２８の装置における制御回路の別の例を示すブロック図である。図中、Ｆｄ（ｘ）は直流電圧指令発生器、Ｃ１、Ｃ３は比較器、Ｇｖ（Ｓ）は電圧制御補償回路、ＦＦはフィードフォワード補償器、Ｋφは比例要素、ＡＤ２１、ＡＤ２２、ＡＤ３は加算器、ＰＬＬ１、ＰＬＬ２は電源同期位相検出回路、ＰＨＣ１、ＰＨＣ２は位相制御回路、ＯＣ１、ＯＣ２は過電流検出器である。

第１の電力変換器（ＣＮＶ１＋ＲＥＣ１）の直流出力電流Ｉｄｃ１と、第２の変換器（ＣＮＶ２＋ＲＥＣ２）の直流出力電流Ｉｄｃ２を検出し、比較器Ｃ３により、偏差εｄ＝Ｉｄｃ１−Ｉｄｃ２を求める。当該偏差εｄを比例要素Ｋφで増幅し、位相角補正値Δφとして、加算器ＡＤ２１及びＡＤ２２に入力する。

加算器ＡＤ２１により、加算器ＡＤ３の出力信号φ＊から位相角補正値Δφを引き算し、位相制御回路ＰＨＣ１の位相制御信号φ１＊＝φ＊−Δφとして、第２の電力変換器（ＣＮＶ１＋ＲＥＣ１）を制御する。同様にして、加算器ＡＤ２２により、加算器ＡＤ３の出力信号φ＊に位相角補正値Δφを加算し、位相制御回路ＰＨＣ２の位相制御信号φ２＊＝φ＊＋Δφとして、第２の電力変換器（ＣＮＶ２＋ＲＥＣ２）を制御する。

第１の電力変換器（ＣＮＶ１＋ＲＥＣ１）の直流出力電流Ｉｄｃ１が、第２の電力変換器（ＣＮＶ２＋ＲＥＣ２）の直流出力電流Ｉｄｃ２より大きくなった場合、偏差εｄは正の値となり、位相角補正値Δφも正の値となる。この結果、φ１＊＜φ２＊となり、第１の変換器（ＣＮＶ１＋ＲＥＣ１）の直流出力電流Ｉｄｃ１が減少し、第２の変換器（ＣＮＶ２＋ＲＥＣ２）の直流出力電流Ｉｄｃ２が増加する。逆に、Ｉｄｃ１＜Ｉｄｃ２となった場合、偏差εｄは負の値となり、位相角補正値Δφも負の値となる。この結果、φ１＊＞φ２＊となり、第１の変換器（ＣＮＶ１＋ＲＥＣ１）の直流出力電流Ｉｄｃ１が増加し、第２の変換器（ＣＮＶ２＋ＲＥＣ２）の直流出力電流Ｉｄｃ２は減少する。最終的に、Ｉｄｃ１＝Ｉｄｃ２となって落ち着く。このようにして、２組の変換器（ＣＮＶ１＋ＲＥＣ１）及び（ＣＮＶ２＋ＲＥＣ２）の直流出力電流Ｉｄｃ１とＩｄｃ２を平衡化させることができ、どちらかの変換器に負荷が偏るのを防止することができる。

３組以上の変換器を並列運転する場合には、装置全体の直流出力電流Ｉｄｃを求め、それを変換器の組数で割ったものを基準にして、それぞれの変換器の直流出力電流が当該基準実効値に一致するように各電力変換器の位相角指令値を補正すればよい。

図３１は、図２７及び図２８の装置における制御回路のさらに別の例を示すブロック図である。図中、Ｆｄ（ｘ）は直流電圧指令発生器、Ｃ１、Ｃ３は比較器、Ｇｖ（Ｓ）は電圧制御補償回路、ＦＦはフィードフォワード補償器、Ｚ１、Ｚ２は座標変換器、Ｋφは比例要素、ＡＤ２１、ＡＤ２２、ＡＤ３は加算器、ＰＬＬ１、ＰＬＬ２は電源同期位相検出回路、ＰＨＣ１、ＰＨＣ２は位相制御回路、ＯＣ１、ＯＣ２は過電流検出器である。

直流電圧制御回路では、比較器Ｃ１により、直流電圧指令値Ｖｄ＊と、直流平滑コンデンサＣｄに印加される電圧Ｖｄの検出値を比較し、当該偏差εｖ＝Ｖｄ＊−Ｖｄをとる。当該偏差εｖを電圧制御補償回路Ｇｖ（Ｓ）により比例又は積分増幅し、φｏ＊＝Ｇｖ（Ｓ）・εｖとする。さらに、加算器ＡＤ３を介して、位相角指令値φ＊＝φｏ＊＋φＦＦとする。

座標変換器Ｚ１、Ｚ２は３相電流（静止座標量）をｄｑ軸電流（回転座標量）に変換するもので、座標変換器Ｚ１には変圧器ＴＲのＹ結線の２次電圧Ｖｒ１、Ｖｓ１、Ｖｔ１に同期した二相単位正弦波ｓｉｎθ１とｃｏｓθ１を用い、座標変換器Ｚ２には変圧器ＴＲのΔ結線の２次電圧Ｖｒ２、Ｖｓ２、Ｖｔ２に同期した二相単位正弦波ｓｉｎθ２とｃｏｓθ２を用いている。すなわち、座標変換器Ｚ１により、第１の変換器（ＣＮＶ１＋ＲＥＣ１）の入力電流Ｉｒ１、Ｉｓ１、Ｉｔ１から有効電流Ｉｐ１と無効電流ＩＱ１を得る。また、座標変換器Ｚ２により、第２の変換器（ＣＮＶ２＋ＲＥＣ２）の入力電流Ｉｒ２、Ｉｓ２、Ｉｔ２から有効電流Ｉｐ２と無効電流ＩＱ２を得る。このとき、Ｉｐ１、Ｉｐ２、ＩＱ１、ＩＱ２は直流量となる。

上記有効電流Ｉｐ１とＩｐ２を比較器Ｃ３に入力し、偏差εｐ＝Ｉｐ１−Ｉｐ２を求める。当該偏差εｐを比例要素Ｋφで増幅し、位相角補正値Δφとして、加算器ＡＤ２１及びＡＤ２２に入力する。加算器ＡＤ２１により、加算器ＡＤ３の出力信号φ＊から位相角補正値Δφを引き算し、位相制御回路ＰＨＣ１の位相制御信号φ１＊＝φ＊−Δφとして、第１の電力変換器ＣＮＶ１を制御する。同様にして、加算器ＡＤ２２により、加算器ＡＤ３の出力信号φ＊に位相角補正値Δφを加算し、位相制御回路ＰＨＣ２の位相制御信号φ２＊＝φ＊＋Δφとして、第２の電力変換器ＣＮＶ２を制御する。

第１の変換器（ＣＮＶ１＋ＲＥＣ１）の入力電流有効分Ｉｐ１が、第２の変換器（ＣＮＶ２＋ＲＥＣ２）の入力電流有効分Ｉｐ２より大きくなった場合、偏差εｐは正の値となり、位相角補正値Δφも正の値となる。この結果、φ１＊＜φ２＊となり、第１の変換器（ＣＮＶ１＋ＲＥＣ１）の入力電流有効分Ｉｐ１が減少し、第２の変換器（ＣＮＶ２＋ＲＥＣ２）の入力電流有効分Ｉｐ２は増加する。

逆に、Ｉｐ１＜Ｉｐ２となった場合、偏差εｐは負の値となり、位相角補正値Δφも負の値となる。この結果、φ１＊＞φ２＊となり、第１の変換器（ＣＮＶ１＋ＲＥＣ１）の入力電流有効分Ｉｐ１が増加し、第２の変換器（ＣＮＶ２＋ＲＥＣ２）の入力電流有効分Ｉｐ２は減少する。最終的に、Ｉｐ１＝Ｉｐ２となって落ち着く。

このようにして、２台の変換器（ＣＮＶ１＋ＲＥＣ１）及び（ＣＮＶ２＋ＲＥＣ２）の入力電流の有効分を平衡化させることができ、どちらかの変換器に負荷が偏るのを防止することができる。尚、本発明の装置では前に説明したように入力力率が高いので、入力電流の無効分は小さく、その不平衡については無視することができる。

３台以上の変換器を並列運転する場合には、全体の有効電流を求め、それを変換器台数で割ったものを基準にして、それぞれの変換器の入力電流の有効分が当該基準有効電流に一致するように各電力変換器の位相角指令値を補正すればよい。

図３２は、図２７及び図２８の装置における制御回路のさらに別の例を示すブロック図である。図中、Ｆｄ（ｘ）は直流電圧指令発生器、ＡＤ２１、ＡＤ２２、ＡＤ３１、ＡＤ３２は加算器、Ｃ１１、Ｃ１２、Ｃ３は比較器、Ｇｖ１（Ｓ）、Ｇｖ２（Ｓ）は電圧制御補償回路、ＦＦはフィードフォワード補償器、Ｋｖは比例要素、ＰＬＬ１、ＰＬＬ２は電源同期位相検出回路、ＰＨＣ１、ＰＨＣ２は位相制御回路、ＯＣ１、ＯＣ２は過電流検出器である。

直流電圧指令発生器Ｆｄ（ｘ）は、負荷電流ＩＬ又は負荷電力ＰＬに応じて直流電圧指令値Ｖｄ＊を発生するもので、例えば、図１２に示したような特性とする。当該電圧指令値Ｖｄ＊は、加算器ＡＤ２１及びＡＤ２２を介して各電力変換器の直流電圧制御回路にそれぞれ電圧指令値Ｖｄ１＊、Ｖｄ２＊として与えている。

図２７及び図２８の実施の形態の装置において、直流平滑コンデンサＣｄ１及びＣｄ２に印加される電圧Ｖｄ１、Ｖｄ２は、上記電圧指令値Ｖｄ１＊、Ｖｄ２＊にそれぞれ一致するように制御される。このとき、フィードフォワード補償器ＦＦからの補償信号φＦＦを、直流電圧制御回路からの出力信号φｏ１＊、φｏ２＊に加えることにより、負荷急変時の直流電圧制御応答を改善することができる。

本制御回路が、図３１で示した制御回路と異なる点は、入力電流有効分Ｉｐ１とＩｐ２の差分に比例した補正信号ΔＶｄ＊により２台の変換器の直流電圧指令値Ｖｄ１＊及びＶｄ２＊を補正している点である。すなわち、図３１で説明したと同様に２台の変換器の入力電流有効分Ｉｐ１とＩｐ２を検出し、それらを比較器Ｃ３に入力し、偏差εｄ＝Ｉｐ１−Ｉｐ２を求める。当該偏差εｐを比例要素Ｋｖで増幅し、直流電圧指令補正値ΔＶｄ＊として、加算器ＡＤ２１及びＡＤ２２に入力する。

加算器ＡＤ２１により、直流電圧指令発生器からの出力信号Ｖｄ＊から電圧指令補正値ΔＶｄ＊を引き算し、第１の変換器（ＣＮＶ１＋ＲＥＣ１）の直流電圧指令値Ｖｄ１＊とする。図２７及び図２８の装置の直流平滑コンデンサＣｄ１に印加される電圧Ｖｄ１は指令値Ｖｄ１＊に一致するように制御される。同様に、加算器ＡＤ２２により、直流電圧指令発生器からの出力信号Ｖｄ＊から電圧指令補正値ΔＶｄ＊を加算し、第２の変換器（ＣＮＶ２＋ＲＥＣ２）の直流電圧指令値Ｖｄ２＊とする。図２７及び図２８の実施の形態の装置の直流平滑コンデンサＣｄ２に印加される電圧Ｖｄ２は指令値Ｖｄ２＊に一致するように制御される。

第１の変換器（ＣＮＶ１＋ＲＥＣ１）の入力電流有効分Ｉｐ１が、第２の変換器（ＣＮＶ２＋ＲＥＣ２）の入力電流有効分Ｉｐ２より大きくなった場合、偏差εｐは正の値となり、電圧指令補正値ΔＶｄ＊も正の値となる。この結果、Ｖｄ１＊＜Ｖｄ２＊となり、第１の変換器（ＣＮＶ１＋ＲＥＣ１）の入力電流有効分Ｉｐ１が減少し、第２の変換器（ＣＮＶ２＋ＲＥＣ２）の入力電流有効分Ｉｐ２は増加する。逆に、Ｉｐ１＜Ｉｐ２となった場合、偏差εｐは負の値となり、電圧指令補正値ΔＶｄ＊も負の値となる。この結果、Ｖｄ１＊＞Ｖｄ２＊となり、第１の変換器（ＣＮＶ１＋ＲＥＣ１）の入力電流有効分Ｉｐ１が増加し、第２の変換器（ＣＮＶ２＋ＲＥＣ２）の入力電流有効分Ｉｐ２は減少する。最終的に、Ｉｐ１＝Ｉｐ２となって落ち着く。このようにして、２台の変換器（ＣＮＶ１＋ＲＥＣ１）及び（ＣＮＶ２＋ＲＥＣ２）の入力電流有効分Ｉｐ１とＩｐ２を平衡化させることができ、どちらかの変換器に負荷が偏るのを防止することができる。

３台以上の変換器を並列運転する場合には、全体の入力電流有効分を求め、それを変換器台数で割ったものを基準にして、それぞれの変換器の入力電流有効分が当該基準有効電流に一致するように各電力変換器の直流電圧指令値を補正すればよい。

図３３は、図２７及び図２８の装置における制御回路のさらに別の例を示すブロック図である。図中、Ｆｄ（ｘ）は直流電圧指令発生器、Ｃ１、Ｃ３は比較器、Ｇｖ（Ｓ）は電圧制御補償回路、ＦＦはフィードフォワード補償器、Ｋφは比例要素、ＡＤ２１、ＡＤ２２、ＡＤ３は加算器、ＰＬＬ１、ＰＬＬ２は電源同期位相検出回路、ＰＨＣ１、ＰＨＣ２は位相制御回路、ＯＣ１、ＯＣ２は過電流検出器である。

本制御回路の図３１で示した制御回路と方式の異なるところは、２台の変換器（ＣＮＶ１＋ＲＥＣ１）、（ＣＮＶ２＋ＲＥＣ２）の各入力電流の実効値Ｉｓ１（ｒｍｓ）、Ｉｓ２（ｒｍｓ）を用い、その差分により位相角補正値Δφを求めている点である。

Ｉｓ１（ｒｍｓ）＞Ｉｓ２（ｒｍｓ）となった場合、位相角補正値Δφは正の値となり、φ１＊＜φ２＊となって、第１の変換器（ＣＮＶ１＋ＲＥＣ１）の入力電流実効値Ｉｓ１（ｒｍｓ）が減少し、第２の変換器（ＣＮＶ２＋ＲＥＣ２）の入力電流実効値Ｉｓ２（ｒｍｓ）は増加する。逆に、Ｉｓ１（ｒｍｓ）＜Ｉｓ２（ｒｍｓ）となった場合、位相角補正値Δφは負の値となり、φ１＊＞φ２＊となって、第１の変換器（ＣＮＶ１＋ＲＥＣ１）の入力電流実効値Ｉｓ１（ｒｍｓ）が増加し、第２の変換器（ＣＮＶ２＋ＲＥＣ２）の入力電流実効値Ｉｓ２（ｒｍｓ）は減少する。最終的に、Ｉｓ１（ｒｍｓ）＝Ｉｓ２（ｒｍｓ）となって落ち着く。この場合、入力電流の実効値Ｉｓ１（ｒｍｓ）、Ｉｓ２（ｒｍｓ）は、交流電流の平均値的な量として求められ、有効分と無効分を含んでいるが、無効分はわずかなので、負荷分担の平衡化という面では問題にならない。また、入力電流の平衡化はゆっくり行えばよく、平均値的な量の補正でも十分な効果が期待できる。

本制御回路では、図３１で示した制御回路に比べると、座標変換器Ｚ１、Ｚ２は必要ないのでより簡単に負荷分担の平衡化が得られる利点がある。

３台以上の変換器を並列運転する場合には、全体の入力電流実効値を求め、それを変換器台数で割ったものを基準にして、それぞれの変換器の入力電流実効値が当該基準電流実効値に一致するように各電力変換器の位相角指令値を補正すればよい。

図３４は、図２７及び図２８の装置における制御回路のさらに別の例を示すブロック図である。図中、Ｆｄ（ｘ）は直流電圧指令発生器、ＡＤ２１、ＡＤ２２、ＡＤ３１、ＡＤ３２は加算器、Ｃ１１、Ｃ１２、Ｃ３は比較器、Ｇｖ１（Ｓ）、Ｇｖ２（Ｓ）は電圧制御補償回路、ＦＦはフィードフォワード補償器、Ｋｖは比例要素、ＰＬＬ１、ＰＬＬ２は電源同期位相検出回路、ＰＨＣ１、ＰＨＣ２は位相制御回路、ＯＣ１、ＯＣ２は過電流検出器である。

図２７及び図２８の装置の直流平滑コンデンサＣｄ１及びＣｄ２に印加される電圧Ｖｄ１、Ｖｄ２は、上記電圧指令値Ｖｄ１＊、Ｖｄ２＊にそれぞれ一致するように制御される。このとき、フィードフォワード補償器ＦＦからの補償信号φＦＦを、直流電圧制御回路からの出力信号φｏ１＊、φｏ２＊に加えることにより、負荷急変時の直流電圧制御応答を改善することができる。

本制御回路が図３３で示した制御回路と異なる点は、入力電流の実効値Ｉｓ１（ｒｍｓ）とＩｓ２（ｒｍｓ）の差分に比例した補正信号ΔＶｄ＊により２台の変換器の直流電圧指令値Ｖｄ１＊及びＶｄ２＊を補正している点である。

すなわち、２台の変換器の入力電流の実効値Ｉｓ１（ｒｍｓ）とＩｓ２（ｒｍｓ）を検出し、それらを比較器Ｃ３に入力し、偏差εｓ＝Ｉｓ１（ｒｍｓ）−Ｉｓ２（ｒｍｓ）を求める。当該偏差εｓを比例要素Ｋｖで増幅し、直流電圧指令補正値ΔＶｄ＊として、加算器ＡＤ２１及びＡＤ２２に入力する。

加算器ＡＤ２１により、直流電圧指令発生器からの出力信号Ｖｄ＊から電圧指令補正値ΔＶｄ＊を引き算し、第１の変換器（ＣＮＶ１＋ＲＥＣ１）の直流電圧指令値Ｖｄ１＊とする。図２７及び図２８の装置の直流平滑コンデンサＣｄ１に印加される電圧Ｖｄ１は指令値Ｖｄ１＊に一致するように制御される。同様に、加算器ＡＤ２２により、直流電圧指令発生器からの出力信号Ｖｄ＊から電圧指令補正値ΔＶｄ＊を加算し、第２の変換器（ＣＮＶ２＋ＲＥＣ２）の直流電圧指令値Ｖｄ２＊とする。図２７及び図２８の装置の直流平滑コンデンサＣｄ２に印加される電圧Ｖｄ２は指令値Ｖｄ２＊に一致するように制御される。

第１の変換器（ＣＮＶ１＋ＲＥＣ１）の入力電流実効値Ｉｓ１（ｒｍｓ）が、第２の変換器（ＣＮＶ２＋ＲＥＣ２）の入力電流実効値Ｉｓ２（ｒｍｓ）より大きくなった場合、電圧指令補正値ΔＶｄ＊は正の値となる。この結果、Ｖｄ１＊＜Ｖｄ２＊となり、第１の変換器（ＣＮＶ１＋ＲＥＣ１）の入力電流実効値Ｉｓ１（ｒｍｓ）が減少し、第２の変換器（ＣＮＶ２＋ＲＥＣ２）の入力電流実効値Ｉｓ２（ｒｍｓ）は増加する。逆に、Ｉｓ１（ｒｍｓ）＜Ｉｓ２（ｒｍｓ）となった場合、電圧指令補正値ΔＶｄ＊は負の値となる。この結果、Ｖｄ１＊＞Ｖｄ２＊となり、第１の変換器（ＣＮＶ１＋ＲＥＣ１）の入力電流実効値Ｉｓ１（ｒｍｓ）が増加し、第２の変換器（ＣＮＶ２＋ＲＥＣ２）の入力電流実効値Ｉｓ２（ｒｍｓ）は減少する。最終的に、Ｉｓ１（ｒｍｓ）＝Ｉｓ２（ｒｍｓ）となって落ち着く。このようにして、２台の変換器（ＣＮＶ１＋ＲＥＣ１）及び（ＣＮＶ２＋ＲＥＣ２）の入力電流実効値Ｉｓ１（ｒｍｓ）、Ｉｓ２（ｒｍｓ）を平衡化させることができ、どちらかの変換器に負荷が偏るのを防止することができる。

３台以上の変換器を並列運転する場合には、全体の入力電流実効値を求め、それを変換器台数で割ったものを基準にして、それぞれの変換器の入力電流実効値が当該基準電流実効値に一致するように各電力変換器の直流電圧指令値を補正すればよい。

図３５は、図２９〜図３４の制御回路に示された直流電圧指令発生器Ｆｄ（ｘ）の別の特性例を示すものである。直流電圧指令値Ｖｄ＊として、力行運転では、Ｖｄ＊＝Ｖｄａ＊−ｋ１・ＩＬを与え、回生運転では、Ｖｄ＊＝Ｖｄｂ＊−ｋ２・ＩＬを与えている。ここで、ｋ１、ｋ２は比例定数、ＩＬは負荷電流で、Ｖｄｂ＊＞Ｖｄａ＊とする。

電気鉄道の直流き電システムでは、シリコン整流器（ダイオード整流器）が多く使われており、本発明の電力変換装置と並列運転する場合も出てくる。その場合、既設のシリコン整流器の直流電圧レギュレーションに合わせて、本発明の電力変換装置の直流電圧指令値Ｖｄ＊として、力行側特性カーブを図３５のように与えることにより、両者の負荷分担を適正にすることができる。

また、本実施の形態の電力変換装置が普及し、それらの変換装置を複数台並列運転する場合には、力行側に電圧レギュレーションを持たせるだけでなく、図３５に示したように、回生側にも電圧レギュレーションを持たせることにより、各電力変換装置の負荷分担を適正にすることができる。すなわち、力行側及び回生側ともに負荷電流に応じた電圧レギュレーションを持たせていることにより、並列運転される他の電力変換装置との負荷分担を最適化することが可能となる。また、無負荷時の電圧設定値として、Ｖｄｂ＊＞Ｖｄａ＊とすることにより、並列運転される他の電力変換装置との間で無駄な循環電流が流れるのを防止することができる。さらに、力行負荷電流ＩＬが最大過負荷電流値Ｉｌｍａｘを超えた場合、本発明の装置の自励式電力変換器ＣＮＶ１、ＣＮＶ２をゲートブロックすることにより、電力ダイオード整流器ＲＥＣ１、ＲＥＣ２と自励式電力変換器ＣＮＶ１、ＣＮＶ２を構成する高速ダイオード整流器とが継続して動作し、過負荷耐量が高く、冗長性の高いシステムを提供できる。

（第９の実施の形態）図３６は、本発明の第９の実施の形態の電力変換装置のブロック図である。図中、ＳＵＰは３相交流電源、ＭＣＢは交流主遮断器、ＴＲ１、ＴＲ２は３相変圧器、ＲＥＣ１、ＲＥＣ２は電力用ダイオード整流器、Ｌａ１、Ｌａ２はリカバリ電流抑制用交流リアクトル（３相）、ＣＮＶ１、ＣＮＶ２は電圧形自励式変換器、ＤＣＣＴ１、ＤＣＣＴ２は直流電流検出器、Ｃｄは直流平滑コンデンサ、Ｌｄは直流リアクトル、ＨＳＣＢは直流高速遮断器、Ｌｏａｄは負荷装置を示している。ＩＬは負荷電流検出器及びその検出電流である負荷電流、Ｖｄは電圧検出器及びその検出電圧を示している。また、制御回路として、直流電圧制御回路Ｖｄ−Ｃｏｎｔ、位相制御回路ＰＨＣ１、ＰＨＣ２が用意されている。この制御回路については後述する。

３相変圧器ＴＲ１は、１次巻線はオープンスター結線、２次巻線はデルタ（Δ）結線されている。また、３相変圧器ＴＲ２は、１次巻線はデルタ（Δ）結線、２次巻線もデルタ（Δ）結線されている。変圧器ＴＲ１とＴＲ２の１次巻線は各相毎に直列接続される。第１の３相変圧器ＴＲ１の２次電圧と第２の３相変圧器ＴＲ２の２次電圧は、それぞれ位相が３０°ずつずれた３相電圧となる。尚、第１の変圧器ＴＲ１の１次巻線をオープンスター結線、２次巻線をスター（Ｙ）結線とし、第２の変圧器ＴＲ２の１次巻線をスター（Ｙ）結線、２次巻線をデルタ（Δ）結線としても同様になる。

第１の電力用ダイオード整流器ＲＥＣ１の交流端子は、第１の３相変圧器ＴＲ１の２次巻線に接続されている。また、第１の自励式電力変換器ＣＮＶ１の交流端子は、第１のリカバリ電流抑制用交流リアクトルＬａ１を介して第１の電力用ダイオード整流器ＲＥＣ１の交流端子に接続されている。

また、第２の電力用ダイオード整流器ＲＥＣ２の交流端子は、第２の３相変圧器ＴＲ２の２次巻線に接続されている。また、第２の自励式電力変換器ＣＮＶ２の交流端子は、第２のリカバリ電流抑制用交流リアクトルＬａ２を介して第２の電力用ダイオード整流器ＲＥＣ２の交流端子に接続されている。

第１の電力用ダイオード整流器ＲＥＣ１と、第１の自励式電力変換器ＣＮＶ１の直流端子は並列接続され、直流平滑コンデンサＣｄに接続されている。同様に、第２の電力用ダイオード整流器ＲＥＣ２と、第２の自励式電力変換器ＣＮＶ２の直流端子は並列接続され、直流平滑コンデンサＣｄに接続されている。当該直流平滑コンデンサＣｄは直流リアクトルＬｄ及び直流高速遮断器ＨＳＣＢを介して負荷装置Ｌｏａｄに接続されている。

図１の装置で説明したように、第１の電力用ダイオード整流器ＲＥＣ１と第１の自励式電力変換器ＣＮＶ１は一体として動作し、また、第２の電力用ダイオード整流器ＲＥＣ２と第２の自励式電力変換器ＣＮＶ２は一体として動作する。

電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１、ＣＮＶ２は、一定のパルスパターンで動作し、交流電源電圧Ｖｓに同期したスイッチングを行う。直流電圧Ｖｄが一定ならば、自励式変換器ＣＮＶ１、ＣＮＶ２の交流出力電圧Ｖｃ１、Ｖｃ２の振幅値は一定になる。この状態で、電源電圧Ｖｓに対する各変換器出力電圧の和Ｖｃ＝Ｖｃ１＋Ｖｃ２の位相角φを変えることより、変圧器ＴＲ１、ＴＲ２のもれインダクタンスの和Ｌｘｏ＝Ｌｘ１＋Ｌｘ２に印加される電圧が変化し、入力電流Ｉｓが調整され、共通の直流平滑コンデンサＣｄに印加される直流電圧Ｖｄを制御することができる。

電源電圧Ｖｓに対する各電力変換器の交流側出力電圧の和Ｖｃ＝Ｖｃ１＋Ｖｃ２の位相角φを遅れ方向に増加させることにより、交流電源から供給される有効電力Ｐｓが増加し、直流電圧Ｖｄが増加する。逆に位相角φを進み方向に増やすと、有効電力Ｐｓが交流電源に回生され、直流電圧Ｖｄは減少する。

高速遮断器ＨＳＣＢは、電気鉄道の直流き電線の地絡事故などにより、過大な電流が流れた場合、いち早く回路を切り離す役目を果たし、事故が拡大するのを防止する。

しかし、直流平滑コンデンサＣｄが電圧源となっており、至近端で地絡事故などが発生した場合には、事故電流の立ち上がりが速く高速遮断器ＨＳＣＢでも切り離せないことがある。直流リアクトルＬｄは、事故電流の立ち上がりを抑制するもので、事故時に高速遮断器ＨＳＣＢを確実に動作させることが可能となる。

直列多重化により、その入力電流Ｉｓは、極めて歪みの少ない波形に制御できる。このとき、変圧器ＴＲ１、ＴＲ２の２次電流Ｉｃ１、Ｉｃ２も歪みの少ない正弦波電流となり、リプルが少なくなった分、変換器ＣＮＶ１、ＣＮＶ２を構成する自己消弧素子の遮断電流を小さくできる利点がある。これにより、より経済的な電力変換装置を提供することが可能となる。

（第１０の実施の形態）図３７は、本発明の第１０の実施の形態の電力変換装置のブロック図である。図中、ＳＵＰは３相交流電源、ＭＣＢは交流主遮断器、ＴＲ１、ＴＲ２は３相変圧器、ＲＥＣ１、ＲＥＣ２は電力用ダイオード整流器、Ｌａ１、Ｌａ２はリカバリ電流抑制用交流リアクトル（３相）、Ｒａ１、Ｒａ２は直列抵抗（３相）、ＣＮＶ１、ＣＮＶ２は電圧形自励式変換器、ＤＣＣＴ１、ＤＣＣＴ２は直流電流検出器、Ｃｄは直流平滑コンデンサ、Ｌｄは直流リアクトル、ＨＳＣＢは直流高速遮断器、Ｌｏａｄは負荷装置を示している。ＩＬは負荷電流検出器及びその検出電流である負荷電流、Ｖｄは電圧検出器及びその検出電圧を示している。また、制御回路として、直流電圧制御回路Ｖｄ−Ｃｏｎｔ、位相制御回路ＰＨＣ１、ＰＨＣ２が用意されている。この制御回路については後述する。

３相変圧器ＴＲ１は、１次巻線はオープンスター結線、２次巻線はデルタ（Δ）結線されている。また、３相変圧器ＴＲ２は、１次巻線はデルタ（Δ）結線、２次巻線もデルタ（Δ）結線されている。変圧器ＴＲ１とＴＲ２の１次巻線は各相毎に直列接続される。第１の３相変圧器ＴＲ１の２次電圧と第２の３相変圧器ＴＲ２の２次電圧は、位相が３０°ずつずれた３相電圧となる。

第１の電力用ダイオード整流器ＲＥＣ１の交流端子は、第１の３相変圧器ＴＲ１の２次巻線に接続されている。また、第１の自励式電力変換器ＣＮＶ１の交流端子は、第１のリカバリ電流抑制用交流リアクトルＬａ１及び直列抵抗Ｒａ１を介して第１の電力用ダイオード整流器ＲＥＣ１の交流端子に接続されている。

また、第２の電力用ダイオード整流器ＲＥＣ２の交流端子は、第２の３相変圧器ＴＲ２の２次巻線に接続されている。また、第２の自励式電力変換器ＣＮＶ２の交流端子は、第２のリカバリ電流抑制用交流リアクトルＬａ２及び直列抵抗Ｒａ２を介して第２の電力用ダイオード整流器ＲＥＣ２の交流端子に接続されている。

第１の電力用ダイオード整流器ＲＥＣ１と第１の自励式電力変換器ＣＮＶ１は一体として動作し、また、第２の電力用ダイオード整流器ＲＥＣ２と第２の自励式電力変換器ＣＮＶ２は一体として動作する。

すなわち、直列抵抗器Ｒａ１、Ｒａ２により、シリコン整流器ＲＥＣ１、ＲＥＣ２の電力用ダイオードに流れる電流と、自励式電力変換器ＣＮＶ１、ＣＮＶ２の高速ダイオードに流れる電流の配分を調整することが可能となり、高効率で、過負荷耐量に優れた電力変換装置を提供することができる。

電源電圧Ｖｓに対する各電力変換器の交流側出力電圧の和Ｖｃ＝Ｖｃ１＋Ｖｃ２の位相角φを遅れ方向に増加させることにより、交流電源ＳＵＰから供給される有効電力Ｐｓが増加し、直流電圧Ｖｄが増加する。逆に位相角φを進み方向に増やすと、有効電力Ｐｓが交流電源ＳＵＰに回生され、直流電圧Ｖｄは減少する。

直列多重化により、その入力電流Ｉｓは、極めて歪みの少ない波形に制御できる。このとき、変圧器ＴＲ１、ＴＲ２の２次電流Ｉｃ１、Ｉｃ２も歪みの少ない正弦波電流となり、リプルが少なくなった分、変換器ＣＮＶ１、ＣＮＶ２の遮断電流の小さくできる利点がある。これにより、より経済的な電力変換装置を提供することが可能となる。

図３８は、図３６及び図３７の実施の形態の電力変換装置における制御回路の例を示すブロック図である。図中、Ｆｄ（ｘ）は直流電圧発生器、Ｃ１、Ｃ２は比較器、Ｋｓは比例要素、Ｇｖ（Ｓ）は電圧制御補償回路、ＡＤ１、ＡＤ３は加算器、ＦＦはフィードフォワード補償器、ＰＬＬ１、ＰＬＬ２は電源同期位相検出回路、ＰＨＣ１、ＰＨＣ２は位相制御回路を表す。

直流電圧指令発生器Ｆｄ（ｘ）は、負荷電流ＩＬ又は負荷電力ＰＬに応じて直流電圧指令値Ｖｄ＊を発生するもので、例えば、図１２に示したような特性とする。

フィードフォワード補償器ＦＦでは、負荷電力ＰＬから位相角指令値φＦＦを演算（推定）し、加算器ＡＤ３に入力する。すなわち、交流電源の電圧Ｖｓに対する電圧形自励式電力変換器の交流側端子電圧Ｖｃ１、Ｖｃ２の位相角φ１＝φ２は、φ＊＝φｏ＊＋φＦＦによって制御される。このフィードフォワード補償器ＦＦは、負荷急変時の直流電圧制御の応答を改善する役目を果たす。

電源同期位相検出器ＰＨＣ１は、変圧器ＴＲ１の２次電圧Ｖｒ１、Ｖｓ１、Ｖｔ１に同期した位相信号θｒ１、θｓ１、θｔ１を作り、位相制御回路ＰＨＣ１に与える。

同様に、電源同期位相検出器ＰＨＣ２は、変圧器ＴＲ２の２次電圧Ｖｒ２、Ｖｓ２、Ｖｔ２に同期した位相信号θｒ２、θｓ２、θｔ２を作り、位相制御回路ＰＨＣ２に与える。位相信号θｒ２、θｓ２、θｔ２は、位相信号θｒ１、θｓ１、θｔ１に対し３０°の位相差を持っている。

図４〜図９で説明したように、電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１、ＣＮＶ２を一定パルスパターンで位相制御され、結果的に直流平滑コンデンサＣｄに印加される電圧Ｖｄは電圧指令値Ｖｄ＊＊に一致するように制御される。

図３８に示す制御回路では、電源電圧の実効値の検出値Ｖｓ（ｒｍｓ）と定格値Ｖｓｏ（ｒｍｓ）と比較し、その差分Ｖｓ（ｒｍｓ）−Ｖｓｏ（ｒｍｓ）＝ΔＶｓを比例要素Ｋｓを介して定数倍し、直流電圧指令の補償値ΔＶｄ＊＝Ｋｓ・ΔＶｓとしている。すなわち、加算器ＡＤ１により、本来の直流電圧指令値Ｖｄ＊と補償値ΔＶｄ＊を加え、新たな直流電圧指令値Ｖｄ＊＊＝Ｖｄ＊＋ΔＶｄ＊として制御している。

Ｖｓ（ｒｍｓ）＞Ｖｓｏ（ｒｍｓ）となった場合、補償値ΔＶｄ＊＝Ｋｓ・ΔＶｓが正の値で増加し、直流電圧指令値Ｖｄ＊＊＝Ｖｄ＊＋ΔＶｄ＊を増加させる。これにより、自励式電力変換器ＣＮＶ１、ＣＮＶ２の交流側出力電圧Ｖｃ１、Ｖｃ２の実効値（波高値）が増加し、電源電圧Ｖｓの実効値と変換器ＣＮＶ１、ＣＮＶ２の交流出力電圧Ｖｃ１、Ｖｃ２の実効値がほぼ同じになり、無駄な無効電流が流れるのを防ぐことができる。

逆に、Ｖｓ（ｒｍｓ）＜Ｖｓｏ（ｒｍｓ）となった場合には、補償値ΔＶｄ＊は負の値となり、直流電圧指令値Ｖｄ＊＊を減らし、電源電圧の実効値と変換器の交流出力電圧の実効値を合わせることができ、やはり、無駄な無効電流が流れるのを防ぐことができる。

これにより、電源力率あるいは変換器力率の極端な低下を防ぐことが可能となり、自己消弧素子の遮断電流の増加を防止できる。

（第１１の実施の形態）図３９は、本発明の第１１の実施の形態の電力変換装置のブロック図である。図中、ＳＵＰは３相交流電源、ＭＣＢは交流主遮断器、ＴＲは３相変圧器、ＲＥＣ１、ＲＥＣ２は電力用ダイオード整流器、Ｌａ１、Ｌａ２はリカバリ電流抑制用交流リアクトル（３相）、ＣＮＶ１、ＣＮＶ２は電圧形自励式変換器、ＤＣＣＴ１、ＤＣＣＴ２は直流電流検出器、Ｃｄ１、Ｃｄ２は直流平滑コンデンサ、Ｌｏａｄは負荷装置を示している。ＩＬは負荷電流検出器及びその検出電流である負荷電流、Ｖｄは電圧検出器及びその検出電圧を示している。また、制御回路として、直流電圧制御回路Ｖｄ１−Ｃｏｎｔ、Ｖｄ２−Ｃｏｎｔ、位相制御回路ＰＨＣ１、ＰＨＣ２が用意されている。この制御回路については後述する。

３相変圧器ＴＲは、１次巻線はΔ結線、２次巻線の１つはΔ結線、もう１つはＹ結線されている。２つの２次巻線の３相電圧は、位相が３０°ずつずれている。

第１の電力用ダイオード整流器ＲＥＣ１の交流端子は、３相変圧器ＴＲの第１の２次巻線（Δ結線）に接続されている。また、第１の自励式電力変換器ＣＮＶ１の交流端子は、第１のリカバリ電流抑制用交流リアクトルＬａ１を介して第１の電力用ダイオード整流器ＲＥＣ１の交流端子に接続されている。

また、第２の電力用ダイオード整流器ＲＥＣ２の交流端子は、３相変圧器ＴＲの第２のの２次巻線（Ｙ結線）に接続されている。また、第２の自励式電力変換器ＣＮＶ２の交流端子は、第２のリカバリ電流抑制用交流リアクトルＬａ２を介して第２の電力用ダイオード整流器ＲＥＣ２の交流端子に接続されている。

第１の電力用ダイオード整流器ＲＥＣ１と、第１の自励式電力変換器ＣＮＶ１の直流端子は並列接続され、第１の直流平滑コンデンサＣｄ１に接続されている。同様に、第２の電力用ダイオード整流器ＲＥＣ２と、第２の自励式電力変換器ＣＮＶ２の直流端子は並列接続され、第２の直流平滑コンデンサＣｄ２に接続されている。当該２つの直流平滑コンデンサＣｄ１とＣｄ２は直列接続され、負荷装置Ｌｏａｄに接続されている。

第１の電力用ダイオード整流器ＲＥＣ１と第１の自励式電力変換器ＣＮＶ１は一体として動作し、第１の直流平滑コンデンサＣｄ１に印加される電圧Ｖｄ１が電圧指令値Ｖｄ１＊に一致するように、当該自励式電力変換器ＣＮＶ１を一定のパルスパターンで位相制御している。また、第２の電力用ダイオード整流器ＲＥＣ２と第２の自励式電力変換器ＣＮＶ２は一体として動作し、第２の直流平滑コンデンサＣｄ２に印加される電圧Ｖｄ２が電圧指令値Ｖｄ２＊に一致するように、当該自励式電力変換器ＣＮＶ２を一定のパルスパターンで位相制御している。

すなわち、第１の自励式電力変換器ＣＮＶ１は、３相変圧器ＴＲの第１の２次巻線（Δ結線）の電圧Ｖｓ１を基準にして位相制御するもので、当該電源電圧Ｖｓ１に対する第１の自励式電力変換器ＣＮＶ１の交流電圧Ｖｃ１の位相角φ１を調整することにより、供給電力Ｐｃ１を調整する。すなわち、位相角φ１（遅れ）を増やすことにより、入力電流Ｉｃ１が増加し、電源からの供給電力Ｐｃ１が増加する。逆に、位相角φ１を負にすることにより、入力電流Ｉｃ１の位相が反転し、電力Ｐｃ１を電源に回生することができる。

交流電源ＳＵＰから供給される電力Ｐｓは、上記電力Ｐｃ１とＰｃ２の和となり、交流入力電流Ｉｓは上記変圧器ＴＲの２次電流Ｉｃ１とＩｃ２の和となる。多重化により、当該入力電流Ｉｓは歪みの少ない正弦波電流となる。

本実施の形態では、２台の変換器は３相変圧器ＴＲを介して並列２多重運転を行っている。これにより、変換装置の容量を増加でき、かつ、入力電流Ｉｓの高調波を低減できる。本実施の形態ではまた、直流平滑コンデンサＣｄ１とＣｄ２を直列接続し、当該２つのコンデンサに印加される電圧Ｖｄ１とＶｄ２の和電圧Ｖｄｏ＝Ｖｄ１＋Ｖｄ２が負荷装置Ｌｏａｄに印加されるように構成している。これにより、直流側電圧の高圧化を図ることが容易になり、電力回生が可能で、高効率・高力率の電力変換装置を提供できるようになる。

（第１２の実施の形態）図４０は、本発明の第１２の実施の形態の電力変換装置のブロック図である。図中、ＳＵＰは３相交流電源、ＭＣＢは交流主遮断器、ＴＲは３相変圧器、ＲＥＣ１、ＲＥＣ２は電力用ダイオード整流器、Ｌａ１、Ｌａ２はリカバリ電流抑制用交流リアクトル（３相）、Ｒａ１、Ｒａ２は直列抵抗（３相）、ＣＮＶ１、ＣＮＶ２は電圧形自励式変換器、ＤＣＣＴ１、ＤＣＣＴ２は直流電流検出器、Ｃｄ１、Ｃｄ２は直流平滑コンデンサ、Ｌｏａｄは負荷装置を示している。ＩＬは負荷電流検出器及びその検出電流である負荷電流、Ｖｄは電圧検出器及びその検出電圧を示している。また、制御回路として、直流電圧制御回路Ｖｄ１−Ｃｏｎｔ、Ｖｄ２−Ｃｏｎｔ、位相制御回路ＰＨＣ１、ＰＨＣ２が用意されている。この制御回路については後述する。

３相変圧器ＴＲは、１次巻線はΔ結線、２次巻線の１つはΔ結線、もう１つはＹ結線されている。２つの２次巻線の３相電圧は、それぞれの位相が３０°ずつずれている。

第１の電力用ダイオード整流器ＲＥＣ１の交流端子は、第１の２次巻線（Δ結線）に接続されている。また、第１の自励式電力変換器ＣＮＶ１の交流端子は、第１のリカバリ電流抑制用交流リアクトルＬａ１及び直列抵抗Ｒａ１を介して第１の電力用ダイオード整流器ＲＥＣ１の交流端子に接続されている。また、第２の電力用ダイオード整流器ＲＥＣ２の交流端子は、第２の２次巻線（Ｙ結線）に接続されている。また、第２の自励式電力変換器ＣＮＶ２の交流端子は、第２のリカバリ電流抑制用交流リアクトルＬａ２及び直列抵抗Ｒａ２を介して第２の電力用ダイオード整流器ＲＥＣ２の交流端子に接続されている。

これにより、力行運転時の大部分の電流を電力用ダイオードを介して流すことができ、自励式電力変換器ＣＮＶ１、ＣＮＶ２を構成する高速ダイオードに流れる電流を小さくすることができる。この結果、当該高速ダイオードは電流容量の小さいもので構成でき、かつ、装置の損失低減を図ることができる。すなわち、直列抵抗器Ｒａ１、Ｒａ２により、シリコン整流器ＲＥＣ１、ＲＥＣ２の電力用ダイオードに流れる電流と、自励式電力変換器ＣＮＶ１、ＣＮＶ２の高速ダイオードに流れる電流の配分を調整することが可能となり、高効率で、過負荷耐量に優れた電力変換装置を提供することができる。

図４１は、図３９又は図４０の装置における別の制御回路の例を示すブロック図である。図中、Ｆｄ（ｘ）は直流電圧指令発生器、Ｃ１１、Ｃ１２、Ｃ２は比較器、Ｇｖ１（Ｓ）、Ｇｖ２（Ｓ）は電圧制御補償回路、Ｋｎ、Ｋｓは比例要素、ＡＤ１、ＡＤ３１、ＡＤ３２は加算器、ＦＦはフィードフォワード補償器、ＰＬＬ１、ＰＬＬ２は電源同期位相検出回路、ＰＨＣ１、ＰＨＣ２は位相制御回路、ＯＣ１、ＯＣ２は過電流検出器をそれぞれ表す。

比較器Ｃ２により、電源電圧の実効値Ｖｓ（ｒｍｓ）を検出し、定格値Ｖｓｏ（ｒｍｓ）と比較する。その差分Ｖｓ（ｒｍｓ）−Ｖｓｏ（ｒｍｓ）＝ΔＶｓは比例要素Ｋｓを介して定数倍され、直流電圧指令の補償値ΔＶｄ＊＝Ｋｓ・ΔＶｓとなる。加算器ＡＤ１により、本来の直流電圧指令値Ｖｄ＊と補償値ΔＶｄ＊を加え、新たな直流電圧指令値Ｖｄ＊＊＝Ｖｄ＊＋ΔＶｄ＊とする。当該電圧指令値Ｖｄ＊＊は、直流平滑コンデンサＣｄ１及びＣｄ２に印加される電圧Ｖｄ１とＶｄ２の和Ｖｄ１＋Ｖｄ２の指令値となる。比例要素Ｋｎは、和電圧指令値Ｖｄ＊＊を（１／ｎ）倍するもので、図３９又は図４０の装置では、ｎ＝２となる。

第１の直流電圧制御回路では、比較器Ｃ１１により、直流電圧指令値Ｖｄ＊＊／２と、第１の直流平滑コンデンサＣｄ１に印加される直流電圧Ｖｄ１の検出値を比較し、当該偏差εｖ１＝Ｖｄ＊＊／２−Ｖｄ１をとる。当該偏差εｖ１を電圧制御補償回路Ｇｖ１（Ｓ）により比例又は積分増幅し、位相角指令値φ１ｏ＊とする。さらに、当該信号φ１ｏ＊を加算器ＡＤ３１を介して、位相角指令値φ１＊として位相制御回路ＰＨＣ１に入力する。

フィードフォワード補償器ＦＦでは、負荷電力ＰＬから位相角指令値φＦＦを演算（推定）し、加算器ＡＤ３１に入力する。すなわち、交流電源の電圧Ｖｓ１に対する電圧形自励式電力変換器の交流側端子電圧Ｖｃ１の位相角φ１は、φ１＊＝φ１ｏ＊＋φＦＦによって制御される。このフィードフォワード補償器ＦＦは、負荷急変時の直流電圧制御の応答を改善する役目を果たす。

変換器ＣＮＶ１を一定のパルスパターンで位相制御する方法は、図４〜図９で説明したものと同様になる。

Ｖｄ＊＊／２＞Ｖｄ１となった場合、制御位相角指令値φ１＊は正の値（遅れ）で増加し、その結果、交流電源ＳＵＰから供給される有効電力Ｐｃ１が増加し、直流電圧Ｖｄ１を増加させ、最終的にＶｄ＊＊／２＝Ｖｄ１となる。

逆に、Ｖｄ＊＊／２＜Ｖｄ１となった場合、制御位相角指令値φ１＊は負の値となり、φ１は進み位相角となる。その結果、交流電源ＳＵＰへ有効電力Ｐｃ１が回生され、直流電圧Ｖｄ１を減少させ、やはり、Ｖｄ＊＊／２＝Ｖｄ１に制御される。

同様に第２の直流電圧制御回路では、比較器Ｃ１２により、直流電圧指令値Ｖｄ＊＊／２と、第２の直流平滑コンデンサＣｄ２に印加される直流電圧Ｖｄ２の検出値を比較し、当該偏差εｖ２＝Ｖｄ＊＊／２−Ｖｄ２をとる。当該偏差εｖ２を電圧制御補償回路Ｇｖ２（Ｓ）により比例又は積分増幅し、位相角指令値φ２ｏ＊とする。さらに、当該信号φ２ｏ＊を加算器ＡＤ３２を介して、位相角指令値φ２＊として位相制御回路ＰＨＣ２に入力する。

フィードフォワード補償器ＦＦで演算した位相角指令値φＦＦを加算器ＡＤ３２に入力する。すなわち、交流電源の電圧Ｖｓ２に対する電圧形自励式電力変換器の交流側端子電圧Ｖｃ２の位相角φ２は、φ２＊＝φ２ｏ＊＋φＦＦによって制御される。このフィードフォワード補償器ＦＦは、負荷急変時の直流電圧制御の応答を改善する役目を果たす。

電源同期位相検出器ＰＨＣ２は、変圧器ＴＲのＹ結線の２次電圧Ｖｒ２、Ｖｓ２、Ｖｔ２に同期した位相信号θｒ２、θｓ２、θｔ２を作り、位相制御回路ＰＨＣ２に与える。位相信号θｒ２、θｓ２、θｔ２は、位相信号θｒ１、θｓ１、θｔ１に対し３０°の位相差を持っている。

変換器ＣＮＶ２を一定のパルスパターンで位相制御する方法は、図４〜図９で説明したものと同様になる。Ｖｄ＊＊／２＞Ｖｄ２となった場合、制御位相角指令値φ２＊は正の値（遅れ）で増加し、その結果、交流電源ＳＵＰから供給される有効電力Ｐｃ２が増加し、直流電圧Ｖｄ２を増加させ、最終的にＶｄ＊＊／２＝Ｖｄ２となる。

逆に、Ｖｄ＊＊／２＜Ｖｄ２となった場合、制御位相角指令値φ２＊は負の値となり、φ２は進み位相角となる。その結果、交流電源ＳＵＰへ有効電力Ｐｃ２が回生され、直流電圧Ｖｄ２を減少させ、やはり、Ｖｄ＊＊／２＝Ｖｄ２に制御される。

第１の変換器（ＣＮＶ１＋ＲＥＣ１）の入力電流Ｉｃ１（Ｉｃｒ１、Ｉｃｓ１、Ｉｃｔ１）は第２の変換器（ＣＮＶ２＋ＲＥＣ２）の入力電流Ｉｃ２（Ｉｃｒ２、Ｉｃｓ２、Ｉｃｔ２）に対し、それぞれ３０°の位相差があり、それを合成した変圧器ＴＲの１次電流波形Ｉｓ（Ｉｒ、Ｉｓ、Ｉｔ）は高調波分が打ち消され、より正弦波に近い波形になる。

このようにして、２台の変換器ＣＮＶ１とＣＮＶ２の位相角φ１、φ２を調整することにより、直流平滑コンデンサＣｄ１及びＣｄ２に印加される各直流電圧Ｖｄ１及びＶｄ２を直接制御することができる。これにより、入力電流制御のマイナーループを省略でき、制御回路を簡略化できる。

また、Ｖｄ１＝Ｖｄ２＝Ｖｄ＊＊／２に制御され、直流電圧が平衡化され、結果的に、２台の各電力変換器ＣＮＶ１、ＣＮＶ２の構成素子に印加される最大電圧も均等になる。また、直流電圧Ｖｄ１、Ｖｄ２が均等化されたことにより、交流側多重化の効果がそのまま出て、交流入力電流Ｉｓの高調波が低減される。

これにより、直流出力電圧の高圧化を図ることができ、入力電流Ｉｓの高調波成分が小さく、電力回生が可能で、高力率・高効率で、低コストの電力変換装置を提供できる。

図４１に示す制御回路では、電源電圧の実効値の検出値Ｖｓ（ｒｍｓ）と定格値Ｖｓｏ（ｒｍｓ）と比較し、その差分Ｖｓ（ｒｍｓ）−Ｖｓｏ（ｒｍｓ）＝ΔＶｓを比例要素Ｋｓを介して定数倍し、直流電圧指令の補償値ΔＶｄ＊＝Ｋｓ・ΔＶｓとしている。すなわち、加算器ＡＤ１により、本来の直流電圧指令値Ｖｄ＊と補償値ΔＶｄ＊を加え、新たな直流電圧指令値Ｖｄ＊＊＝Ｖｄ＊＋ΔＶｄ＊として制御している。

図４１の過電流検出器ＯＣ１、ＯＣ２は、それぞれ２つの情報に基づき、図３９又は図４０の自励式電力変換器ＣＮＶ１、ＣＮＶ２にゲートブロック信号ＧＢ１、ＧＢ２を与える。１つは、自励式電力変換器ＣＮＶ１あるいはＣＮＶ２の直流電流Ｉｃｎｖ１又はＩｃｎｖ２が過電流になったことを検知し、ゲートブロックする。これにより、自励式電力変換器ＣＮＶ１あるいはＣＮＶ２の実用的な電流レベルで自己消弧素子の過電流保護がかかり、装置を確実に保護することが可能となる。尚、電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１及びＣＮＶ２の交流入力電流を検知して、過電流保護をかけても同様に目的を達成できる。

もう１つは、図１２で説明したように、装置全体の出力電流（負荷電流）ＩＬが過負荷最大値ＩＬｍａｘを超えた場合に、全ての自己消弧素子をゲートブロックする。これにより、電力用ダイオード整流器ＲＥＣ１、ＲＥＣ２と自励式電力変換器ＣＮＶ１、ＣＮＶ２の高速ダイオード整流器との並列運転に移行し、過負荷力行運転を継続することが可能となり、かつ、自己消弧素子を保護することが可能になる。

これにより、過負荷耐量に優れ、電力回生が可能で、高力率・高効率で、低コストの電力変換装置を提供できる。

図４２は、図３９又は図４０の装置における制御回路のさらに別の例を示すブロック図である。図中、Ｆｄ（ｘ）は直流電圧指令発生器、Ｚ１、Ｚ２は座標変換器、ＡＤ２１、ＡＤ２２、ＡＤ３１、ＡＤ３２は加算器、Ｋｄは比例要素、Ｃ１１、Ｃ１２、Ｃ３は比較器、Ｇｖ１（Ｓ）、Ｇｖ２（Ｓ）は電圧制御補償回路、ＦＦはフィードフォワード補償器、ＰＬＬ１、ＰＬＬ２は電源同期位相検出回路、ＰＨＣ１、ＰＨＣ２は位相制御回路である。

座標変換器Ｚ１、Ｚ２は３相電流（静止座標量）をｄｑ軸電流（回転座標量）に変換するもので、座標変換器Ｚ１には変圧器ＴＲのΔ結線の２次電圧Ｖｒ１、Ｖｓ１、Ｖｔ１に同期した二相単位正弦波ｓｉｎθ１とｃｏｓθ１を用い、座標変換器Ｚ２には変圧器ＴＲのＹ結線の２次電圧Ｖｒ２、Ｖｓ２、Ｖｔ２に同期した二相単位正弦波ｓｉｎθ２とｃｏｓθ２を用いている。

すなわち、座標変換器Ｚ１により、変換器（ＣＮＶ１＋ＲＥＣ１）の入力電流Ｉｃ１（Ｉｃｒ１、Ｉｃｓ１、Ｉｃｔ１）から有効電流Ｉｐ１と無効電流ＩＱ１を得る。また、座標変換器Ｚ２により、変換器（ＣＮＶ２＋ＲＥＣ２）の入力電流Ｉｃ２（Ｉｃｒ２、Ｉｃｓ２、Ｉｃｔ２）から有効電流Ｉｐ２と無効電流ＩＱ２を得る。このとき、Ｉｐ１、Ｉｐ２、ＩＱ１、ＩＱ２は直流量となる。

上記無効電流ＩＱ１とＩＱ２を比較器Ｃ３に入力し、偏差εＱ＝ＩＱ１−ＩＱ２を求める。当該偏差εＱを比例要素Ｋｄで増幅し、電圧指令補正値ΔＶｄ＊として、加算器ＡＤ２１及びＡＤ２２に入力する。

加算器ＡＤ２１により、直流電圧指令発生器Ｆｄ（ｘ）からの出力信号Ｖｄ＊と電圧指令補正値ΔＶｄ＊を加算し、第１の電力変換器ＣＮＶ１の直流電圧指令値Ｖｄ１＊とする。比較器Ｃ１１により、直流電圧指令値Ｖｄ１＊と直流平滑コンデンサＣｄ１に印加される電圧Ｖｄ１の検出値を比較し、偏差εｖ１＝Ｖｄ１＊−Ｖｄ１を求める。電圧制御補償回路Ｇｖ１（Ｓ）により、当該偏差εｖ１を比例又は積分増幅する。当該電圧制御補償回路Ｇｖ１（Ｓ）からの出力信号φｏ１＊にフィードフォワード補償器ＦＦからの出力信号φＦＦを加算し、制御位相角指令値φ１＊＝φｏ１＊＋φＦＦとして、第１の変換器ＣＮＶ１の位相制御回路ＰＨＣ１に入力する。直流平滑コンデンサＣｄ１に印加される電圧Ｖｄ１は指令値Ｖｄ１＊に一致するように制御される。

同様に、加算器ＡＤ２２により、直流電圧指令発生器Ｆｄ（ｘ）からの出力信号Ｖｄ＊と電圧指令補正値ΔＶｄ＊を加算し、第２の電力変換器ＣＮＶ２の直流電圧指令値Ｖｄ２＊とする。比較器Ｃ１２により、直流電圧指令値Ｖｄ２＊と直流平滑コンデンサＣｄ２に印加される電圧Ｖｄ２の検出値を比較し、偏差εｖ２＝Ｖｄ２＊−Ｖｄ２を求める。電圧制御補償回路Ｇｖ２（Ｓ）により、当該偏差εｖ２を比例又は積分増幅する。当該電圧制御補償回路Ｇｖ２（Ｓ）からの出力信号φｏ２＊にフィードフォワード補償器ＦＦからの出力信号φＦＦを加算し、制御位相角指令値φ２＊＝φｏ２＊＋φＦＦとし、第２の変換器ＣＮＶ２の位相制御回路ＰＨＣ２に入力する。直流平滑コンデンサＣｄ２に印加される電圧Ｖｄ２は指令値Ｖｄ２＊に一致するように制御される。

このとき、フィードフォワード補償器ＦＦは、負荷電力ＰＬ又は負荷電流ＩＬから位相角指令値φＦＦを演算し、前向き補償信号として加えることにより、負荷急変時の直流電圧Ｖｄ１、Ｖｄ２の変動を抑制し、直流電圧制御の応答を改善する。

変圧器ＴＲの２次電圧にバラツキがある場合、各電力変換器ＣＮＶ１、ＣＮＶ２の入力電流の無効分が異なった値になる。変圧器の２次電圧が高い電力変換器では入力電流の無効分（遅れ）が大きくなり、逆に、２次電圧が低い電力変換器では入力電流の無効分（遅れ）は小さくなる。

第１の変換器（ＣＮＶ１＋ＲＥＣ１）の入力電流無効分ＩＱ１が、第２の変換器（ＣＮＶ２＋ＲＥＣ２）の入力電流無効分ＩＱ２より大きくなった場合、偏差εＱは正の値となり、電圧指令補正値ΔＶｄ＊も正の値となる。この結果、Ｖｄ１＊＞Ｖｄ２＊となり、第１の変換器（ＣＮＶ１＋ＲＥＣ１）の入力電流無効分ＩＱ１が減少し、第２の変換器（ＣＮＶ２＋ＲＥＣ２）の入力電流無効分ＩＱ２は増加する。逆に、ＩＱ１＜ＩＱ２となった場合、偏差εＱは負の値となり、電圧指令補正値ΔＶｄ＊も負の値となる。この結果、Ｖｄ１＊＜Ｖｄ２＊となり、第１の変換器（ＣＮＶ１＋ＲＥＣ１）の入力電流無効分ＩＱ１が増加し、第２の変換器（ＣＮＶ２＋ＲＥＣ２）の入力電流無効分ＩＱ２は減少する。最終的に、ＩＱ１＝ＩＱ２となって落ち着く。

３台以上の電力変換器では、全体の交流入力電流の遅れ無効分を台数分で割り、その値を基準にして、大きいか小さいかで、それぞれの補正量ΔＶｄ＊を求めて、直流電圧指令値Ｖｄ１＊〜Ｖｄｎ＊を補正する。

これにより、複数台の電圧形自励式電力変換器の各入力電流の無効分が平衡化され、変圧器の２次電圧のバラツキによる影響をなくすことができる。

図４２の過電流検出器ＯＣ１、ＯＣ２は、それぞれ２つの情報に基づき、図３９又は図４０の自励式電力変換器ＣＮＶ１、ＣＮＶ２にゲートブロック信号ＧＢ１、ＧＢ２を与える。１つは、図３９又は図４０の装置の自励式電力変換器ＣＮＶ１あるいはＣＮＶ２の直流電流Ｉｃｎｖ１又はＩｃｎｖ２が過電流になったことを検知し、ゲートブロックする。これにより、自励式電力変換器ＣＮＶ１あるいはＣＮＶ２の実用的な電流レベルで自己消弧素子の過電流保護がかかり、装置を確実に保護することが可能となる。尚、電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１及びＣＮＶ２の交流入力電流を検知して、過電流保護をかけても同様に目的を達成できる。

本発明の第１の実施の形態の電力変換装置のブロック図。本発明の第１の実施の形態の電力変換装置の制御動作を説明するための交流側等価回路図。本発明の第１の実施の形態の電力変換装置の制御動作を説明するための電圧・電流ベクトル図。図１の電力変換装置の自励式電力変換器ＣＮＶの位相制御回路ＰＨＣのブロック図。図４の位相制御回路ＰＨＣの１パルス動作時の波形図。本発明の第１の実施の形態の電力変換装置の自励式電力変換器を１パルスで力行運転した場合の各部動作波形図。本発明の第１の実施の形態の電力変換装置の自励式電力変換器を１パルスで回生運転した場合の各部動作波形図。図４の位相制御回路ＰＨＣの３パルス動作時の波形図。本発明の第１の実施の形態の電力変換装置の自励式電力変換器を３パルスで力行運転した場合の各部動作波形図。本発明の第１の実施の形態の電力変換装置の前向き補償の動作を説明するための電圧・電流ベクトル図。図１の電力変換装置における制御回路の別の例を示すブロック図。図１１の制御回路の直流電圧発生器Ｆｄ（ｘ）の動作特性を示す図。図１の電力変換装置における制御回路のさらに別の例を示すブロック図。本発明の第１の実施の形態の電力変換装置の電源電圧変動時の動作を説明するための電圧・電流ベクトル図。本発明の第２の実施の形態の電力変換装置のブロック図。図１５の電力変換装置によるモード(1)の動作を説明するための１相分の主回路図。図１５の電力変換装置によるモード(2)の動作を説明するための１相分の主回路図。図１５の電力変換装置によるモード(3)の動作を説明するための１相分の主回路図。図１５の電力変換装置によるモード(4)の動作を説明するための１相分の主回路図。本発明の第２の実施の形態の電力変換装置の別の例の電力変換装置のブロック図。本発明の第２の実施の形態の電力変換装置のさらに別の例の電力変換装置のブロック図。本発明の第３の実施の形態の電力変換装置のブロック図。本発明の第４の実施の形態の電力変換装置のブロック図。図２２及び図２３の装置における制御回路の例を示すブロック図。図２２及び図２３の装置における制御回路の別の例を示すブロック図。図２２及び図２３の装置における制御回路のさらに別の例を示すブロック図。本発明の第５の実施の形態の電力変換装置のブロック図。本発明の第６の実施の形態の電力変換装置のブロック図。図２７及び図２８の装置における制御回路の例を示すブロック図。図２７及び図２８の装置における制御回路の別の例を示すブロック図。図２７及び図２８の装置における制御回路のさらに別の例を示すブロック図。図２７及び図２８の装置における制御回路のさらに別の例を示すブロック図。図２７及び図２８の装置における制御回路のさらに別の例を示すブロック図。図２７及び図２８の装置における制御回路のさらに別の例を示すブロック図。本発明の第６の実施の形態の電力変換装置の制御回路に示された直流電圧指令発生器Ｆｄ（ｘ）の別の特性を示す図。本発明の第７の実施の形態の電力変換装置のブロック図。本発明の第８の実施の形態の電力変換装置のブロック図。図３６及び図３７の装置における制御回路の例を示すブロック図。本発明の第９の実施の形態の電力変換装置のブロック図。本発明の第１０の実施の形態の電力変換装置のブロック図。図３９又は図４０の装置における別の制御回路の例を示すブロック図。図３９又は図４０の装置におけるさらに別の制御回路の例を示すブロック図。従来の電力変換装置のブロック図。

符号の説明

ＳＵＰ３相交流電源
ＭＣＢ交流主遮断器
ＴＲ、ＴＲ１、ＴＲ２３相変圧器
ＲＥＣ、ＲＥＣ１、ＲＥＣ２電力用ダイオード整流器
ＰＤ１〜ＰＤ６電力用ダイオード
ＣＮＶ、ＣＮＶ１、ＣＮＶ２電圧形自励式変換器
Ｓ１〜Ｓ６自己消弧素子
Ｄ１〜Ｄ６高速ダイオード
Ｌａ、Ｌａ１、Ｌａ２交流リアクトル
Ｒａ、Ｒａ１、Ｒａ２抵抗器
ＡＣＳＷ交流側開閉器
ＤＣＳＷ直流側開閉器
Ｃｄ、Ｃｄ１、Ｃｄ２直流平滑コンデンサ
Ｌｄ、Ｌｄ１、Ｌｄ２直流リアクトル
ＨＳＣＢ直流高速遮断器
Ｌｏａｄ負荷装置
ＤＣＣＴ、ＤＣＣＴ１、ＤＣＣＴ２直流電流検出器
Ｆｄ（ｘ）直流電圧指令発生器
Ｃ１、Ｃ１１、Ｃ１２、Ｃ２、Ｃ３、Ｃ３１、Ｃ３２比較器
ＡＤ、ＡＤ１、ＡＤ２１、ＡＤ２２、ＡＤ３、ＡＤ３１、ＡＤ３２加算器
Ｇｖ（Ｓ）、Ｇｖ１（Ｓ）、Ｇｖ２（Ｓ）電圧制御補償回路
ＦＦフィードフォワード補償器
ＰＬＬ、ＰＬＬ１、ＰＬＬ２電源同期位相検出回路
ＰＨＣ、ＰＨＣ１、ＰＨＣ２位相制御回路
Ｋｓ、Ｋｖ、Ｋφ 比例要素
ＯＣ、ＯＣ１、ＯＣ２過電流検出器
Ｚ１、Ｚ２座標変換器
Ｖｄ−Ｃｏｎｔ、Ｖｄ１−Ｃｏｎｔ、Ｖｄ２−Ｃｏｎｔ直流電圧制御回路
Ｂａｌ−Ｃｏｎｔ電流平衡化補償回路

Claims

交流電力を直流電力に変換して負荷装置に供給する電力変換装置において、
交流電源に変圧器を介して交流端子が接続される電力用ダイオード整流器と、
前記電力用ダイオード整流器の交流端子に交流リアクトルを介して交流端子が接続された電力変換器と、
前記電力変換器及び前記電力用ダイオード整流器の共通直流端子間に接続された直流平滑コンデンサと、
前記電力変換器を一定のパルスパターンで動作させ、前記交流電源の電圧に対する前記電力変換器の交流端子電圧の位相角を調整することにより前記直流平滑コンデンサに印加される電圧を制御する直流電圧制御手段とを備えたことを特徴とする電力変換装置。
交流電力を直流電力に変換して負荷装置に供給する電力変換装置において、
交流電源に変圧器を介して交流端子が接続される電力用ダイオード整流器と、
前記電力用ダイオード整流器の交流端子に交流リアクトルと抵抗器を介して交流端子が接続された電力変換器と、
前記電力変換器及び前記電力用ダイオード整流器の共通直流端子間に接続された直流平滑コンデンサと、
前記電力変換器を一定のパルスパターンで動作させ、前記交流電源の電圧に対する前記電力変換器の交流端子電圧の位相角を調整することにより前記直流平滑コンデンサに印加される電圧を制御する直流電圧制御手段とを備えたことを特徴とする電力変換装置。
前記直流電圧制御手段は、前記電力変換器の直流出力電流値又は出力電力値から位相角指令値を演算し、前向き補償として自身の出力信号に加え、前記交流電源の電圧に対する前記電力変換器の交流側端子電圧の位相角を調整することを特徴とする請求項１又は２に記載の電力変換装置。
前記直流電圧制御手段は、前記電力変換器の直流出力電流又は出力電力に応じて、前記直流平滑コンデンサに印加される電圧の指令値を変えて制御することを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載の電力変換装置。
前記直流電圧制御手段は、前記電力変換器の回生運転時の直流電圧指令を力行運転時の直流電圧指令より大きくすることを特徴とする請求項４に記載の電力変換装置。
前記直流電圧制御手段は、前記電力変換器の直流出力電流が力行過負荷電流設定値以上になった場合、前記電力変換器を構成する全ての自己消弧素子をゲートブロックするように制御することを特徴とする請求項１〜５のいずれかに記載の電力変換装置。
前記直流電圧制御手段は、前記電力変換器の直流電流又は交流電流の過電流を検知して、前記電力変換器を構成する自己消弧素子を全てオフするように制御することを特徴とする請求項１〜６のいずれかに記載の電力変換装置。
前記直流電圧制御手段は、前記電力変換器を、前記交流電源の電圧の実効値が変化した場合にその変化分に応じて前記直流電圧指令値を変えて制御することを特徴とする請求項１〜７のいずれかに記載の電力変換装置。
前記電力変換器及び前記電力用ダイオード整流器の直流共通端子と前記負荷装置との間に直流リアクトル及び高速遮断器を設置したことを特徴とする請求項１〜８のいずれかに記載の電力変換装置。
前記電力変換器の交流側端子及び直流側端子には、故障時に電気的に切り離す切り離し手段を設けたことを特徴とする請求項１〜９のいずれかに記載の電力変換装置。
交流電力を直流電力に変換して負荷装置に供給する電力変換装置において、
交流電源に変圧器を介して交流端子が接続された複数台の電力用ダイオード整流器と、
前記複数台の電力用ダイオード整流器の交流端子に交流リアクトルを介して交流側端子が接続された複数台の電力変換器と、
前記複数台の電力変換器及び前記複数台の電力用ダイオード整流器の共通直流端子に接続された直流平滑コンデンサと、
前記複数台の電力変換器を一定のパルスパターンで動作させ、前記交流電源の電圧に対する前記各電力変換器の交流電圧の位相角を調整することにより前記直流平滑コンデンサに印加される電圧を制御する直流電圧制御手段とを具備したことを特徴とする電力変換装置。
交流電力を直流電力に変換して負荷装置に供給する電力変換装置において、
交流電源に変圧器を介して交流端子が接続された複数台の電力用ダイオード整流器と、
前記複数台の電力用ダイオード整流器の交流端子に交流リアクトルと抵抗器を介して交流側端子が接続された複数台の電力変換器と、
前記複数台の電力変換器及び前記複数台の電力用ダイオード整流器の共通直流端子に接続された直流平滑コンデンサと、
前記複数台の電力変換器を一定のパルスパターンで動作させ、前記交流電源の電圧に対する前記各電力変換器の交流電圧の位相角を調整することにより前記直流平滑コンデンサに印加される電圧を制御する直流電圧制御手段とを具備したことを特徴とする電力変換装置。
前記直流電圧制御手段は、前記複数台の電力変換器の直流出力電流値又は出力電力値から位相角指令値を演算し、前向き補償として自身の出力信号に加え、前記交流電源の電圧に対する前記各電力変換器の交流電圧の位相角を調整することを特徴とする請求項１１又は１２に記載の電力変換装置。
前記直流電圧制御手段は、前記複数台の電力変換器の直流出力電流又は出力電力に応じて、前記直流平滑コンデンサに印加される電圧の指令値を変えて制御することを特徴とする請求項１１〜１３のいずれかに記載の電力変換装置。
前記直流電圧制御手段は、前記複数台の電力変換器の直流出力電流が力行過負荷電流設定値以上になった場合、前記複数台の電力変換器を構成する全ての自己消弧素子をゲートブロックするように制御することを特徴とする請求項１１〜１４のいずれかに記載の電力変換装置。
前記直流電圧制御手段は、前記複数台の電力変換器の直流電流又は交流電流の過電流を検知して、前記複数台の電力変換器を構成する自己消弧素子を全てオフするように制御することを特徴とする請求項１１〜１５のいずれかに記載の電力変換装置。
前記直流電圧制御手段は、前記複数台の電力変換器を、前記交流電源の電圧の実効値が変化した場合にその変化分に応じて前記直流平滑コンデンサに印加される電圧の指令値を変えて制御することを特徴とする請求項１１〜１６のいずれかに記載の電力変換装置。
前記直流電圧制御手段は、前記変圧器の各２次電流の有効分又は実効値が平衡するように前記各電力変換器の制御位相角を補正することを特徴とする請求項１１〜１７のいずれかに記載の電力変換装置。
前記直流電圧制御手段は、前記各電力変換器と前記各電力用ダイオード整流器の各直流和電流が平衡するように前記各電力変換器の制御位相角を補正することを特徴とする請求項１１〜１８のいずれかに記載の電力変換装置。
交流電源に変圧器を介して交流端子が接続される複数台の電力用ダイオード整流器と、
前記複数台の電力用ダイオード整流器の交流端子に交流リアクトルを介して交流側端子が接続され、直流端子が前記電力用ダイオード整流器の直流端子にそれぞれ並列接続された複数台の電力変換器と、
前記複数台の電力変換器の各直流端子に接続された複数個の直流平滑コンデンサであって、複数個の直流リアクトルを介して並列接続され、負荷装置に直流電力を供給する複数個の直流平滑コンデンサと、
前記複数台の電力変換器を、前記交流電源の周波数に同期した一定のパルスパターンで動作させ、前記交流電源の電圧に対する各電力変換器の交流側端子電圧の位相角を調整することにより前記複数個の直流平滑コンデンサに印加される各直流電圧を制御する直流電圧制御手段とを具備したことを特徴とする電力変換装置。
交流電源に変圧器を介して交流端子が接続された複数台の電力用ダイオード整流器と、
前記複数台の電力用ダイオード整流器の交流端子に交流リアクトルと抵抗器を介して交流側端子が接続され、直流端子が前記電力用ダイオード整流器の直流端子にそれぞれ並列接続された複数台の電力変換器と、
前記複数台の電力変換器の各直流端子に接続された複数個の直流平滑コンデンサであって、複数個の直流リアクトルを介して並列接続され、負荷装置に直流電力を供給する複数個の直流平滑コンデンサと、
前記複数台の電力変換器を、前記交流電源の周波数に同期した一定のパルスパターンで動作させ、前記交流電源の電圧に対する各電力変換器の交流側端子電圧の位相角を調整することにより前記複数個の直流平滑コンデンサに印加される各直流電圧を制御する直流電圧制御手段とを具備したことを特徴とする電力変換装置。
前記直流電圧制御手段は、前記負荷装置へ供給する電力又は電流値から位相角指令値を演算し、前向き補償として自身の直流電圧制御信号に加え、前記交流電源の電圧に対する前記各電力変換器の交流電圧の位相角を調整することを特徴とする請求項２０又は２１に記載の電力変換装置。
前記直流電圧制御手段は、前記電力変換器の直流出力電流又は出力電力に応じて、前記直流平滑コンデンサに印加される電圧の指令値を変えて制御することを特徴とする請求項２０〜２２のいずれかに記載の電力変換装置。
前記直流電圧制御手段は、前記複数台の電力変換器の直流出力電流が力行過負荷電流設定値以上になった場合、前記複数台の電力変換器を構成する全ての自己消弧素子をゲートブロックするように制御することを特徴とする請求項２０〜２３のいずれかに記載の電力変換装置。
前記直流電圧制御手段は、前記複数台の電力変換器の直流電流又は交流電流の過電流を検知して、前記複数台の電力変換器を構成する自己消弧素子を全てオフするように制御することを特徴とする請求項２０〜２４のいずれかに記載の電力変換装置。
前記直流電圧制御手段は、前記交流電源の電圧の実効値が変化した場合、その変化分に応じて前記直流平滑コンデンサに印加される電圧の指令値を変えて前記複数台の電力変換器を制御することを特徴とする請求項２０〜２５のいずれかに記載の電力変換装置。
前記直流電圧制御手段は、前記変圧器の各２次電流の有効分又は実効値が平衡するように前記各電力変換器の制御位相角を補正することを特徴とする請求項２０〜２６のいずれかに記載の電力変換装置。
前記直流電圧制御手段は、前記各電力変換器と前記各電力用ダイオード整流器の各直流和電流が平衡するように前記各電力変換器の制御位相角を補正することを特徴とする請求項２０〜２６のいずれかに記載の電力変換装置。
前記直流電圧制御手段は、前記変圧器の各２次電流の有効分又は実効値が平衡するように前記各直流平滑コンデンサに印加される電圧の指令値を補正することを特徴とする請求項２０〜２６のいずれかに記載の電力変換装置。
前記直流電圧制御手段は、前記各電力変換器と前記各電力用ダイオード整流器の各直流和電流が平衡するように前記各直流平滑コンデンサに印加される電圧の指令値を補正することを特徴とする請求項２０〜２６のいずれかに記載の電力変換装置。
交流電力を直流電力に変換して負荷装置に供給する電力変換装置において、
交流電源に対し、１次巻線が各相毎に直列接続され、２次巻線の出力電圧が適宜の位相差を持つように構成された複数台の変圧器と、
前記複数台の変圧器の各２次巻線に交流側端子が接続された複数台の電力用ダイオード整流器と、
前記複数台の電力用ダイオード整流器の交流端子に交流リアクトルを介して交流側端子が接続された複数台の電力変換器と、
前記複数台の電力変換器と前記複数台の電力用ダイオード整流器の共通直流端子に接続された直流平滑コンデンサと、
前記複数台の電力変換器を一定のパルスパターンで動作させ、前記交流電源の電圧に対する前記各電力変換器の交流電圧の位相角を調整することにより前記直流平滑コンデンサに印加される電圧を制御する直流電圧制御手段とを具備したことを特徴とする電力変換装置。
交流電力を直流電力に変換して負荷装置に供給する電力変換装置において、
交流電源に対し、１次巻線が各相毎に直列接続され、２次巻線の出力電圧が適宜の位相差を持つように構成された複数台の変圧器と、
前記複数台の変圧器の各２次巻線に交流側端子が接続された複数台の電力用ダイオード整流器と、
前記複数台の電力用ダイオード整流器の交流端子に交流リアクトルと抵抗器を介して交流側端子が接続された複数台の電力変換器と、
前記複数台の電力変換器と前記複数台の電力用ダイオード整流器の共通直流端子に接続された直流平滑コンデンサと、
前記複数台の電力変換器を一定のパルスパターンで動作させ、前記交流電源の電圧に対する前記各電力変換器の交流電圧の位相角を調整することにより前記直流平滑コンデンサに印加される電圧を制御する直流電圧制御手段とを具備したことを特徴とする電力変換装置。
前記直流電圧制御手段は、前記複数台の電力変換器の直流出力電流値又は出力電力値から位相角指令値を演算し、前向き補償として自身の直流電圧制御出力信号に加え、前記交流電源の電圧に対する前記各電力変換器の交流電圧の位相角を調整することを特徴とする請求項３１又は３２に記載の電力変換装置。
前記直流電圧制御手段は、前記複数台の電力変換器の直流出力電流又は出力電力に応じて、前記直流平滑コンデンサに印加される電圧の指令値を変えて制御することを特徴とする請求項３１〜３３のいずれかに記載の電力変換装置。
前記直流電圧制御手段は、前記複数台の電力変換器の直流出力電流が力行過負荷電流設定値以上になった場合、前記複数台の電力変換器を構成する全ての自己消弧素子をゲートブロックするように制御することを特徴とする請求項３１〜３４のいずれかに記載の電力変換装置。
前記直流電圧制御手段は、前記複数台の電力変換器の直流電流又は交流電流の過電流を検知して、前記複数台の電力変換器を構成する自己消弧素子を全てオフするように制御することを特徴とする請求項３１〜３５のいずれかに記載の電力変換装置。
前記直流電圧制御手段は、前記複数台の電力変換器を、前記交流電源の電圧の実効値が変化した場合にその変化分に応じて前記直流平滑コンデンサに印加される電圧の指令値を変えて制御することを特徴とする請求項３１〜３６のいずれかに記載の電力変換装置。
交流電力を直流電力に変換して負荷装置に供給する電力変換装置において、
交流電源に変圧器を介して交流側端子が接続された複数台の電力用ダイオード整流器と、
前記複数台の電力用ダイオード整流器の交流端子に交流リアクトルを介して交流側端子を接続し、直流端子を前記電力用ダイオード整流器の直流端子にそれぞれ並列接続した複数台の電力変換器と、
前記複数台の電力変換器の各直流端子に接続され、互いに直列接続された複数個の直流平滑コンデンサと、
前記複数台の電力変換器を、前記交流電源の周波数に同期した一定のパルスパターンで動作させ、前記交流電源の電圧に対する交流側端子電圧の位相角を調整することにより、前記複数個の直流平滑コンデンサに印加される各直流電圧を制御する直流電圧制御手段とを具備したことを特徴とする電力変換装置。
交流電力を直流電力に変換して負荷装置に供給する電力変換装置において、
交流電源に変圧器を介して交流側端子が接続された複数台の電力用ダイオード整流器と、
前記複数台の電力用ダイオード整流器の交流端子に交流リアクトルと抵抗器を介して交流側端子が接続され、直流端子が前記電力用ダイオード整流器の直流端子にそれぞれ並列接続された複数台の電力変換器と、
前記複数台の電力変換器の各直流端子に接続され、互いに直列接続された複数個の直流平滑コンデンサと、
前記複数台の電力変換器を、前記交流電源の周波数に同期した一定のパルスパターンで動作させ、前記交流電源の電圧に対する交流側端子電圧の位相角を調整することにより、前記複数個の直流平滑コンデンサに印加される各直流電圧を制御する直流電圧制御手段とを具備したことを特徴とする電力変換装置。
前記直流電圧制御手段は、直列接続された前記複数個の直流平滑コンデンサの両端に接続される負荷装置へ供給する電力又は電流値から位相角指令値を演算し、前向き補償として前記直流電圧制御の出力信号に加え、前記交流電源の電圧に対する前記各電力変換器の交流電圧の位相角を調整することを特徴とする請求項３８又は３９に記載の電力変換装置。
前記直流電圧制御手段は、前記複数台の電力変換器を、前記複数個の直流平滑コンデンサに印加される各直流電圧がほぼ等しくなるように制御することを特徴とする請求項３８〜４０のいずれかに記載の電力変換装置。
前記直流電圧制御手段は、前記複数台の電力変換器を、直流出力電流又は負荷電力の大きさに応じて、前記複数個の直流平滑コンデンサに印加される直流電圧の和の指令値を変えて制御することを特徴とする請求項３８〜４１のいずれかに記載の電力変換装置。
前記直流電圧制御手段は、前記複数台の電力変換器を、前記交流電源の電圧が変動した場合、前記交流電源電圧の実効値の変化に合わせて前記複数個の直流平滑コンデンサに印加される直流電圧の和の指令値を変えて制御することを特徴とする請求項３８〜４２のいずれかに記載の電力変換装置。
前記直流電圧制御手段は、前記複数台の電力変換器をその交流入力電流の無効分が平衡するように、前記複数個の直流平滑コンデンサに印加される各直流電圧の指令値を補正して制御することを特徴とする請求項３８〜４３のいずれかに記載の電力変換装置。