JP4166216B2 - 電気鉄道交流き電システム - Google Patents

Description

本発明は、電気鉄道交流き電システムに関するものである。

従来の電気鉄道交流き電システムでは、３相交流電源をスコット結線変圧器等で２相に変換し、２つの単相交流き電線の電源として利用し、それぞれの交流き電線からパンタグラフを介して電車負荷に電力を供給している。２つの単相交流き電線は、変電所を境にして、方面別にＭ座とＴ座に分けられている。Ｍ座とＴ座の電圧は、前記スコット結線変圧器から出力される２相電圧のうちのそれぞれの単相電圧で、位相差が９０°ある。

Ｍ座の負荷（電車）とＴ座の負荷（電車）は異なり、変圧器から見れば、２相不平衡負荷となる。例えば、Ｍ座の負荷（電車）は力行運転を行い、Ｔ座の負荷（電車）は回生運転を行っている場合もある。３相電源からみても、３相不平衡負荷となり、電圧歪みを引き起こし、同一の電力系統につながれた他の電気機器に悪影響を与える。

わが国の電力系統は、富士川を境に、東日本の５０Ｈｚ系統と、西日本の６０Ｈｚ系統に分かれている。交流き電線の周波数６０Ｈｚに対し、５０Ｈｚの電力系統から電力供給を受ける場合、Ｍ／Ｇ装置などで５０Ｈｚ／６０Ｈｚの周波数変換器が必要になる。最近は、回転形周波数変換器（Ｍ／Ｇ装置）と並列に静止形周波数変換器（ＰＷＭコンバータ＋ＰＷＭインバータ）が設置されるようになった。

上記３相不平衡負荷は、前記Ｍ／Ｇ装置（又は静止形周波数変換器）の容量の増大を招き、不経済なシステムとなる問題があった。

一方、電車に供給される電圧は、変電所付近で、Ｍ座の電源からＴ座の電源に切換わり、その切替を行うための切替セクションが必要になる。電車が切替セクションを通過するたびに、一旦無電源（停電）となり、電車に搭載されたコンバータやインバータの動作を停止させ、さらに、復電してから、再びコンバータ／インバータを起動させる必要がある。この間、電車は、だ行運転となり、加速力やブレーキ力が得られず、車両の加減速性能を低下させるだけでなく、乗り心地の悪い運転を強いられる。

図４１は、従来の電気鉄道交流き電システムの構成例を示すものである。図中、ＳＵＰ１は第１の３相交流電源（６０Ｈｚ）、ＳＵＰ０は第２の３相交流電源（５０Ｈｚ）、Ｍ／Ｇは回転形周波数変換器（５０Ｈｚ／６０Ｈｚ周波数変換器）、Ｍ−ＴＲ１，Ｍ−ＴＲ２は３相変圧器、ＳＳ１〜ＳＳ３は変電所、ＣＢ１〜ＣＢ１１は３相交流開閉器、ＣＢｍ１〜ＣＢｍ６，ＣＢｔ１〜ＣＢｔ６は単相交流開閉器、Ｓ−ＴＲ１〜Ｓ−ＴＲ３はスコット結線変圧器、Ｆａ，Ｆｂは単相引き通し交流き電線、ＤＳ１〜ＤＳ３はＭ座／Ｔ座間のセクション渡り区間（切替セクション）、ＫＳ１〜ＫＳ４は変電所間を結ぶセクションスイッチ、Ｔｒａｉｎは列車負荷をそれぞれ示す。

回転形周波数変換器Ｍ／Ｇは、第２の３相交流電源ＳＵＰ０（５０Ｈｚ）から第１の３相交流電源ＳＵＰ１（６０Ｈｚ）を作るもので、例えば、１０極の同期電動機Ｍと１２極の同期発電機Ｇを機械的に結合して構成する。５０Ｈｚ電源で電動機Ｍを駆動すると、回転速度はＮ＝６００ｒｐｍとなり、発電機Ｇは周波数６０Ｈｚの３相電圧を発生する。当該Ｍ／Ｇ装置は周波数変換所に設置される。Ｍ／Ｇ装置によって作られた３相−６０Ｈｚの電圧源は、交流送電線を介して電気鉄道の変電所ＳＳ１〜ＳＳ３に送られる。

例えば、変電所ＳＳ１では、交流開閉器ＣＢ３，ＣＢ４を介して３相−６０Ｈｚを受電し、変電所内の配電線に送る。さらに、スコット結線変圧器Ｓ−ＴＲ１により、３相交流電圧を２相交流電圧に変換し、Ｍ座およびＴ座の２相交流を作る。スコット結線変圧器Ｓ−ＴＲ１の２相出力電圧のうち、Ｍ座出力は単相交流開閉器ＣＢｍ１およびＣＢｍ２を介して例えば東京方面の交流き電線Ｆａ，Ｆｂに接続される。また、Ｔ座出力は、単相交流開閉器ＣＢｔ１およびＣＢｔ２を介して例えば大阪方面の交流き電線Ｆａ，Ｆｂに接続される。変電所ＳＳ１でのＭ座／Ｔ座の交流き電線間にはセクション渡り区間（切替セクション）ＤＳ１が設けられている。

また、変電所ＳＳ２では、交流開閉器ＣＢ５，ＣＢ６を介して３相−６０Ｈｚを受電し、変電所内の配電線に送る。さらに、スコット結線変圧器Ｓ−ＴＲ２により、３相交流電圧を２相交流電圧に変換し、Ｍ座およびＴ座の２相交流を作る。スコット結線変圧器Ｓ−ＴＲ２の２相出力電圧のうち、Ｔ座出力は単相交流開閉器ＣＢｔ３およびＣＢｔ４を介して東京方面の交流き電線Ｆａ，Ｆｂに接続される。また、Ｍ座出力は、単相交流開閉器ＣＢｍ３およびＣＢｍ４を介して大阪方面の交流き電線Ｆａ，Ｆｂに接続される。変電所ＳＳ２でのＭ座／Ｔ座の交流き電線間にはセクション渡り区間（切替セクション）ＤＳ２が設けられている。また、変電所ＳＳ１からのＴ座交流き電線と変電所ＳＳ２からのＴ座交流き電線は、セクションスイッチＫＳ２により電気的に結合または分離される。

すなわち、何らかの事故で、変電所ＳＳ２から給電できなくなった場合、セクションスイッチＫＳ２を閉じることにより、Ｔ座電圧を変電所ＳＳ１から延長給電し、列車への電力供給を確保することができる。また、通常の運転でも、スイッチＫＳ２を閉じることにより、変電所ＳＳ１と変電所ＳＳ２の並列運転を行うことができ、交流き電線の電圧を安定化させることができる。

さらに、変電所ＳＳ３では、交流開閉器ＣＢ７,ＣＢ８を介して３相−６０Ｈｚを受電し、変電所内の配電線に送る。さらに、スコット結線変圧器Ｓ−ＴＲ３により、３相交流電圧を２相交流電圧に変圧し、Ｍ座およびＴ座の２相交流を作る。スコット結線変圧器Ｓ−ＴＲ３の２相出力電圧のうち、Ｍ座出力は単相交流開閉器ＣＢｍ５およびＣＢｍ６を介して東京方面の交流き電線Ｆａ，Ｆｂに接続される。また、Ｔ座出力は、単相交流開閉器ＣＢｔ５およびＣＢｔ６を介して大阪方面の交流き電線Ｆａ，Ｆｂに接続される。

変電所ＳＳ３でのＭ座／Ｔ座の交流き電線間にはセクション渡り区間（切替セクション）ＤＳ３が設けられている。まｔ、変電所ＳＳ２からのＭ座交流き電線と変電所ＳＳ３からのＭ座交流き電線は、セクションスイッチＫＳ３により電気的に結合または分離される。

すなわち、何らかの事故で、変電所ＳＳ２から給電できなくなった場合、セクションスイッチＫＳ３を閉じることにより、Ｍ座電圧を変電所ＳＳ３から延長給電し、列車への電力供給を確保することができる。

このような従来の電気鉄道交流き電システムでは、スコット結線変圧器のＭ座負荷とＴ座負荷は、ほとんど一致することはなく、常に不平衡な負荷となっている。場合によっては、Ｍ座には力行列車負荷、Ｔ座には回生列車がつながることもあり、その不平衡負荷によって、スコット結線変圧器やＭ／Ｇ装置などの設備に大きな負担を強いることにもなる。また、せっかく回生された電力もＭ座／Ｔ座間で融通されることもなく、電力系統にとって厄介なものとなる。

図４１の場合、不平衡電力は最終的にＭ／Ｇ装置が負担し、第２の交流電源（電力系統）ＳＵＰ０には影響が及ばないようになっているが、その分、Ｍ／Ｇ装置は余裕をもって作る必要があり、不経済なシステムとなる。例えば、３相平衡した電力で最大５０ＭＷをとる場合には、Ｍ／Ｇ装置も５０ＭＷを用意すれば足りるが、単相負荷５０ＭＷの電力に耐えるようにＭ／Ｇ装置を作るには、３相×５０ＭＷ＝１５０ＭＷ相当のＭ／Ｇ装置が必要になる。

一方、列車から見た場合、従来の交流き電システムは次のような問題があった。図４２は、図４１のシステムにおける変電所ＳＳ１でのＭ座／Ｔ座間のセクション渡り区間（切替セクション）ＤＳ１の構成を示すものである。図中、ＳＵＰ１は第１の交流電源（３相−６０Ｈｚ）、Ｓ−ＴＲはスコット結線変圧器、ＣＢｍ１，ＣＢｍ２，ＣＢｔ１，ＣＢｔ２は単相交流開閉器、ＳＷｍ１，ＳＷｍ２，ＳＷｔ１，ＳＷｔ２は開閉器、Ｆｍ１，Ｆｍ２はＭ座交流き電線、Ｆｔ１，Ｆｔ２はＴ座交流き電線，Ｆｄ１，Ｆｄ２は切替セクションの交流き電線、Ｔｒａｉｎ１，Ｔｒａｉｎ２は列車を表す。ここでは、右側が東京方面、左側が大阪方面と仮定する。

スコット結線変圧器Ｓ−ＴＲにより、３相交流電圧を２相交流電圧に変換し、Ｍ座電圧ＶＭを開閉器ＣＢｍ１，ＣＢｍ２を介して、東京方面の交流き電線Ｆｍ１，Ｆｍ２に印加する。また、Ｔ座電圧ＶＴは、開閉器ＣＢｔ１，ＣＢｔ２を介して、大阪方面の交流き電線Ｆｔ１，Ｆｔ２に印加される。

例えば、列車Ｔｒａｉｎ１がＭ座交流き電線Ｆｍ１からＴ座交流き電線Ｆｔ１に移動する場合、デッドセクションＦｄ１では、次のような動作が行われる。列車Ｔｒａｉｎ１がＦｍ１にいるときに、開閉器ＳＷｔ１を開放しておき、開閉器ＳＷｍ１を閉じる。列車Ｔｒａｉｎ１がＦｄ１に入った後に、開閉器ＳＷｍ１を開放し、停電状態にする。そこで、列車Ｔａｒｉｎ１は、停電を検出し、一旦車上の駆動装置（ＰＷＭコンバータ＋ＶＶＶＦインバータ）の運転を停止させ、だ行状態で列車を走らせる（列車の慣性だけで走る）。

次に、一定時間後、開閉器ＳＷｔ１を閉じて、交流き電線Ｆｄ１にＴ座の電圧ＶＴを印加し、復電させる。列車Ｔｒａｉｎ１は、復電を検知し、Ｔ座電圧ＶＴの位相に合わせた制御で上記駆動装置の運転を開始する。列車への給電電圧はＭ座電圧ＶＭからＴ座電圧ＶＴに変わるので、位相同期制御の切替に相当の時間が必要になる。

このような停電検知から再起動までの時間と列車速度を考慮すると、上記切替セクションＦｄ１の長さは、ｋｍオーダーでの距離が必要となる。その区間での列車の加速制御や減速制御（回生ブレーキ）は望めない。つまり列車Ｔｒａｉｎ１は、東京から大阪に至るまで、変電所を通る度に上記運転停止と再起動を繰り返さなければならず、乗り心地が害され、列車の加減速性能が低下する等の問題があった。

これを解決する案として、全ての変電所に３相交流を単相交流に変換する電力変換器を設置し、そこで作られた単相交流を例えば、東京−大阪間に引き通すことも考えられる。しかし、既存設備（Ｍ／Ｇ装置やスコット結線変圧器など）を撤去し、全て新しい設備に入れ換えることが必要になる。また、１つの変電所だけを入れ換えて、単相交流を作っても、隣接の変電所からＭ座／Ｔ座の２相電圧を出力している以上、単相交流の引き通しができず、複数の変電所で同時に新しい設備に入れ換えることが必要となる。通常の列車の運行を停止させることは公益上難しく、夜間での設備の入れ換えも時間の制約があり、実現が非常に困難となる。
特開２００１−７１８２０号公報

本発明は、上述のような従来技術の問題点に鑑みてなされたものであり、既存設備を有効に利用し、複数の変電所にまたがって単相交流き電線を引き通した経済的な電気鉄道交流き電システムが構築でき、また切替セクションを無くすことができ、電車制御の簡素化が図れ、車両の加減速性能が向上でき、乗り心地を改善することができる電気鉄道交流き電システムを提供することを目的とする。

本発明はまた、力行列車と回生列車との電力融通を図り、単相負荷に伴う不平衡電力を補償し、交流電源から供給される３相電流の平衡化を図ることができる電気鉄道交流き電システムを提供することを目的とする。

本発明はさらに、電力系統（第２の３相交流電源）の周波数と交流き電線の周波数とが異なる場合、既設の回転形周波数変換器（Ｍ／Ｇ装置）の負担を軽減させ、将来的には、静止形周波数変換器への置き換えが容易にできるの構成の電気鉄道交流き電システムを提供することを目的とする。

本発明は、複数の変電所にまたがって単相交流き電線を引き通した電気鉄道交流き電システムにおいて、前記複数の変電所のうち少なくとも１つの変電所は、第１の周波数をもつ第１の３相交流電源と、当該第１の３相交流電源の３相交流電圧を所定の位相差を持つ２つの単相交流電圧に変圧し、当該２つの単相出力端子のうち一方の単相出力端子のみを前記単相交流き電線に接続した変圧器と、当該変圧器の２つの単相出力端子のうちの前記単相交流き電線に接続されている前記一方の単相出力端子（Ｍ座）に交流出力端子を接続した第１の電力変換器と、当該変圧器の２つの単相出力端子のもう一方の単相出力端子（Ｔ座）に交流出力端子を接続した第２の電力変換器と、前記第１および第２の電力変換器の共通直流端子に接続した直流平滑コンデンサと、前記第１および第２の電力変換器から発生する補償電流を制御する補償電流制御手段と、前記直流平滑コンデンサとの間で電力を授受するエネルギー蓄積装置と、当該エネルギー蓄積装置への充放電電流を制御する充放電電流制御手段と、第２の周波数をもつ第２の３相交流電源と、当該第２の３相交流電源の３相交流を直流に変換し、前記直流平滑コンデンサに直流電力を供給するダイオード整流器とを具備したことを特徴とする。

本発明はまた、複数の変電所にまたがって単相交流き電線を引き通した電気鉄道交流き電システムにおいて、前記複数の変電所のうち少なくとも１つの変電所は、第１の周波数をもつ第１の３相交流電源と、当該第１の３相交流電源の３相交流電圧を所定の位相差を持つ２つの単相交流電圧に変圧し、当該２つの単相出力端子のうち一方の単相出力端子のみを前記単相交流き電線に接続した変圧器と、当該変圧器の２つの単相出力端子のうちの前記単相交流き電線に接続されている前記一方の単相出力端子（Ｍ座）に交流出力端子を接続した第１の電力変換器と、当該変圧器の２つの単相出力端子のもう一方の単相出力端子（Ｔ座）に交流出力端子を接続した第２の電力変換器と、前記第１および第２の電力変換器の共通直流端子に接続した直流平滑コンデンサと、当該直流平滑コンデンサに並列接続され、前記交流き電線の周波数の２倍付近に共振周波数を合わせたＬＣフィルタと、前記第１および第２の電力変換器から発生する補償電流を制御する補償電流制御手段と、前記直流平滑コンデンサとの間で電力を授受するエネルギー蓄積装置と、当該エネルギー蓄積装置への充放電電流を制御する充放電電流制御手段と、第２の周波数をもつ第２の３相交流電源と、当該第２の３相交流電源の３相交流を直流に変換し、前記直流平滑コンデンサに直流電力を供給するダイオード整流器とを具備したことを特徴とする。

本発明によれば、既設の交流き電システム設備の有効活用を図りながら、単相交流を引き通す電気鉄道交流き電システムを提供するもので、従来のＭ座／Ｔ座間をつなぐ切替セクションを無くし、電車負荷への連続した電力供給と、電車制御の簡素化を図り、車両の加減速性能を向上させ、乗り心地を改善することができる。また、力行列車と回生列車との電力融通を図り、単相負荷に伴う不平衡電力や無効電力および高調波を補償し、交流電源から供給される３相電流の平衡化を図ることができる。さらに、既設のＭ／Ｇ装置（回転形周波数変換器）の負荷を軽減し、当該装置が老朽化した場合の代替手段として、経済的な静止形周波数変換器を提供することができる。

以下、本発明の実施の形態を図に基づいて詳説する。

図１は、本発明の全実施の形態に共通な、電気鉄道交流き電システムの全体的な構成を示すブロック図である。図中、ＳＵＰ１は第１の３相交流電源（６０Ｈｚ）、ＳＵＰ０，ＳＵＰ２は第２の３相交流電源（５０Ｈｚ）、Ｍ／Ｇは回転形周波数変換器（５０Ｈｚ／６０Ｈｚ周波数変換器）、Ｍ−ＴＲ１，Ｍ−ＴＲ２は３相変圧器、ＳＳ１〜ＳＳ３は変電所、ＣＢ１〜ＣＢ１１は３相交流開閉器、ＣＢｍ１〜ＣＢｍ６は単相交流開閉器、Ｓ−ＴＲ１〜Ｓ−ＴＲ３はスコット結線変圧器、ＰＰＣ１〜ＰＰＣ３は周波数変換器能を有する２相電力融通装置、Ｆａ，Ｆｂは単相引き通し交流き電線、ＫＳ１〜ＫＳ４はセクションスイッチ、Ｔｒａｉｎは列車負荷をそれぞれ示す。

本発明の交流き電システムは、既設の設備（Ｍ／Ｇ装置やスコット結線変圧器など）を有効活用しながら単相交流き電線を引き通すことにより、従来のセクション渡り区間（切替セクション）を無くすことを目的とする。

回転形周波数変換器Ｍ／Ｇは、第２の３相交流電源ＳＵＰ０（５０Ｈｚ）から第１の３相交流電源ＳＵＰ１（６０Ｈｚ）を作るもので、例えば、１０極の同期電動機Ｍと１２極の同期発電機Ｇを機械的に結合して構成する。５０Ｈｚ電源で電動機Ｍを駆動すると、回転速度はＮ＝６００ｒｐｍとなり、発電機Ｇは周波数６０Ｈｚの３相電圧を発生する。ここでは、２台のＭ／Ｇ装置を並列運転し、必要な容量を確保している。当該Ｍ／Ｇ装置は周波数変換所に設置される。このＭ／Ｇ装置によって作られた３相−６０Ｈｚの電圧源は、交流送電線を介して電気鉄道の変電所ＳＳ１〜ＳＳ３に送られる。

例えば、変電所ＳＳ１では、交流開閉器ＣＢ３，ＣＢ４を介して３相−６０Ｈｚを受電し、変電所内の配電線に送る。さらに、スコット結線変圧器Ｓ−ＴＲ１により、３相交流電圧を２相交流電圧に変換し、Ｍ座およびＴ座の２相交流を作る。このスコット結線変圧器Ｓ−ＴＲ１の２相出力電圧のうち、１相（Ｍ座）のみを単相交流き電線Ｆａ，Ｆｂに接続する。ＣＢｍ１，ＣＢｍ２は単相交流開閉器で、Ｆａは上り列車の交流き電線、Ｆｂは下り列車の交流き電線である。このとき、上記変圧器Ｓ−ＴＲ１のＴ座巻線は無負荷となっている。

２相電力融通装置ＰＰＣ１は、３相変圧器ＴＲａ１、整流器ＲＥＣ１、第１の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１１、第２の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１２、直流平滑コンデンサＣｄ１および単相変圧器ＴＲｍ１，ＴＲｔ１で構成されており、前記スコット結線変圧器Ｓ−ＴＲ１，Ｓ−ＴＲ２のＭ座、Ｔ座間の電力融通を図るとともに、５０Ｈｚ／６０Ｈｚ周波数変換を行う。すなわち、整流器ＲＥＣ１は３相交流（５０Ｈｚ）を直流に変換するもので、当該直流電力を直流平滑コンデンサＣｄ１に供給し、さらに第１の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１１を介して単相交流に変換し、交流き電線Ｆａ，Ｆｂに電力供給する。これにより、Ｍ／Ｇ装置の容量不足や故障に対するバックアップが可能となる。

他の変電所ＳＳ２，ＳＳ３でも同様に構成されており、Ｍ座のみ交流き電線に接続され、Ｔ座は無負荷となる。このとき、２相電力融通装置ＰＰＣ２，ＰＰＣ３は、スコット結線変圧器Ｓ−ＴＲ２，Ｓ−ＴＲ３のＭ座、Ｔ座間の電力融通を図る。

セクションスイッチＫＳ１〜ＫＳ４は、単相引き通しの交流き電線を各変電所ＳＳ１〜ＳＳ３毎に分けるもので、スイッチＫＳ１〜ＫＳ４を閉じることにより、変電所間の並列運転や延長給電を行うことができる。

以上のように、本発明の電気鉄道交流き電システムでは、既存設備の大部分を有効に活用しながら、単相引き通しの交流き電システムが実現でき、次のような効果が得られる。まず、この交流き電線を利用する電車から見た場合、従来のＭ座／Ｔ座間の切替が不要となり、切替セクション区間の停電が無くなる。この結果、車両側の制御（特に位相同期信号の切換えや車上コンバータ／インバータの制御停止と再起動など）が簡略化され、列車の加速／減速性能が向上するだけでなく、乗り心地の改善が図れる。他方、地上側では、既存設備の大部分を活用でき、Ｍ／Ｇ装置やスコット結線変圧器が老朽化した場合、順次入れ替えまたは静止化することができ、運用面からも経済的なシステムを提供することができる。さらに、２相平衡化が図られ、無効電力や高調波電流が補償できるので、スコット結線変圧器やＭ／Ｇ装置にとって理想的な負荷となり、電源系統にやさしい電気鉄道給電システムを提供できる。また、単相交流き電線の周波数（６０Ｈｚ）と電源系統の周波数（５０Ｈｚ）が異なる区間では、５０Ｈｚの３相交流を直流に変換する整流器（コンバータ）と２相電力融通装置を組み合わせることにより、既設のＭ／Ｇ装置の容量低減が図られ、当該Ｍ／Ｇ装置の老朽化に対し静止形周波数変換器としての置き換えが可能となる。

（第１の実施の形態）本発明の第１の実施の形態の電気鉄道交流き電システムを具体的に説明する。図２は、本発明の第１の実施の形態の電気鉄道交流き電システムの構成図である。図中、ＳＵＰ１は第１の交流電源、ＳＵＰ０，ＳＵＰ２は第２の交流電源、Ｍ／Ｇは回転形周波数変換器（Ｍ／Ｇ装置）、ＴＲ１はスコット結線変圧器、Ｆａは単相交流き電線、Ｌｏａｄは電車負荷、ＴＲｍ，ＴＲｔは単相変圧器、ＣＮＶ１，ＣＮＶ２は電圧形自励式電力変換器、Ｃｄは直流平滑コンデンサ、Ｌｆ，ＣｆはＬＣフィルタを構成するリアクトルとコンデンサ、ＴＲ２は３相変圧器、ＲＥＣはダイオード整流器、ＣＯＮＴ１は電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２から出力する補償電流ＩＭｃ，ＩＴｃを制御する補償電流制御手段である。

補償電流制御手段ＣＯＮＴ１は、直流電圧制御回路Ｖｄ−Ｃｏｎｔ、補償電流指令発生回路Ｉｃ−ｒｅｆ、補償電流制御回路ＩＭｃ−Ｃｏｎｔ，ＩＴｃ−Ｃｏｎｔおよびパルス幅変調制御回路ＰＷＭ１，ＰＷＭ２で構成されている。

Ｍ／Ｇ装置は、第２の交流電源ＳＵＰ０（３相−５０Ｈｚ）と第１の交流電源ＳＵＰ１（３相−６０Ｈｚ）の間で周波数変換を行う。当該Ｍ／Ｇ装置は周波数変換所に置かれ、第１の交流電源ＳＵＰ１（３相−６０Ｈｚ）から変電所までは交流送電線で送電される。すなわち、一般に、周波数変換所と以下の設備が置かれている変電所とは距離的に離れた場所にある。

スコット結線変圧器ＴＲ１は、第１の交流電源ＳＵＰ１の３相交流電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを２相交流電圧ＶＭ，ＶＴに変換するもので、当該２相電圧ＶＭとＶＴは９０°の位相差がある。この他、３相電圧を２相電圧に変換する変圧器の結線法として、変形ウッドブリッジ結線変圧器等がある。

Ｍ座出力は単相交流き電線Ｆａに接続し、Ｔ座はオープン（無負荷）とする。第１の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１の単相出力端子はＭ座端子に接続し、第２の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ２の単相出力端子はＴ座端子に接続する。また、第２の交流電源ＳＵＰ２（３相−５０Ｈｚ）に、３相変圧器ＴＲ２を介してダイオード整流器ＲＥＣの交流端子を接続し、当該ダイオード整流器ＲＥＣの直流出力端子を前記直流平滑コンデンサＣｄに接続している。ＬＣフィルタ（Ｌｆ，Ｃｆ）は、交流き電線の周波数（６０Ｈｚ）の２倍の周波数に共振するようにリアクトルＬｆと、コンデンサＣｆの値を決める。

図３は、図２の装置の補償電流制御手段ＣＯＮＴ１の具体的な構成例を示す図である。図中、Ｆｄ（ｘ）は電圧指令発生器、Ｃ１〜Ｃ３は比較器、Ｇｖ（Ｓ）は電圧制御補償回路、Ｍ１，Ｍ２は乗算器、ＡＤ１〜ＡＤ４は加減算器、Ｇｉ１（Ｓ），Ｇｉ２（Ｓ）は電流制御補償回路、ＰＷＭ１，ＰＷＭ２はパルス幅変調制御回路を表す。

電圧指令発生器Ｆｄ（ｘ）は、負荷電力ＰＬの時間平均値ＰＬ（ａｖ）に応じて、直流平滑コンデンサＣｄに印加される電圧Ｖｄの指令値Ｖｄ＊を与えるもので、ダイオード整流器ＲＥＣの直流出力電流Ｉｒｅｃを調整するようにその特性パターンが設定される。

比較器Ｃ１により、直流電圧指令値Ｖｄ＊と直流平滑コンデンサＣｄの印加電圧検出値Ｖｄを比較し、その偏差εｖ＝Ｖｄ＊−Ｖｄを次の電圧制御補償回路Ｇｖ（Ｓ）で比例または積分増幅し、入力電流の波高値指令Ｉｓｍ＊を作る。

スコット結線変圧器ＴＲ１のＭ座電圧ＶＭに同期した単位正弦波ｓｉｎωｔを求め、乗算器Ｍ１により、入力電流波高値指令Ｉｓｍ＊を乗じ、Ｍ座入力電流指令ＩＭｓ＊＝Ｉｓｍ＊×ｓｉｎωｔを出力する。

また、スコット結線変圧器ＴＲ１のＴ座電圧ＶＴに同期した単位正弦波ｃｏｓωｔを求め、乗算器Ｍ２により、入力電流波高値指令Ｉｓｍ＊を乗じ、Ｔ座入力電流指令ＩＴｓ＊＝Ｉｓｍ＊×ｃｏｓωｔを出力する。

加減算器ＡＤ１により、Ｍ座負荷電流ＩＭＬの検出値からＭ座入力電流指令値ＩＭｓ＊を引き算し、Ｍ座補償電流指令値ＩＭｃ＊＝ＩＭＬ−ＩＭｓ＊を求める。

同様に、加減算器ＡＤ３は、Ｔ座負荷電流ＩＴＬの検出値からＴ座入力電流指令値ＩＴｓ＊を引き算し、Ｔ座補償電流指令値ＩＴｃ＊＝ＩＴＬ−ＩＴｓ＊を求める。

比較器Ｃ２により、Ｍ座補償電流検出値ＩＭｃと補償電流指令値ＩＭｃ＊を比較し、その偏差εｍ＝ＩＭｃ＊−ＩＭｃを次の電流制御補償回路Ｇｉ１（Ｓ）により増幅し、加減算器ＡＤ２に入力する。加減算器ＡＤ２では、Ｍ座電圧ＶＭに比例した補償信号ＥＭ＊を電流制御補償回路Ｇｉ１（Ｓ）の出力信号に加算し、その信号ｅｍ＊を変換器ＣＮＶ１のパルス幅変調制御回路ＰＷＭ１に入力する。第１の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１は、入力信号ｅｍ＊に比例した電圧ＶＭｃを発生する。

出力電圧ＶＭｃとＭ座電源電圧ＶＭの差（ＶＭｃ−ＶＭ）が単相変圧器ＴＲｍのもれインダクタンスＬｓｍに印加され、補償電流ＩＭｃが流れる。当然のことながら、単相変圧器ＴＲｍの漏れインダクタンスが小さい場合には、当該変圧器ＴＲｍの１次または２次巻線に直列に交流リアクトルＬｓｍｏを挿入する場合もある。

ＩＭｃ＊＞ＩＭｃとなった場合には、偏差εｍが正となり、信号ｅｍ＊を増加させ、補償電流ＩＭｃを増やして、ＩＭｃ＊＝ＩＭｃとなるように制御する。逆に、ＩＭｃ＊＜ＩＭｃとなった場合には、偏差εｍが負となり、信号ｅｍ＊を減少させ、補償電流ＩＭｃを減らして、やはり、ＩＭｃ＊＝ＩＭｃとなるように制御する。

この結果、スコット結線変圧器ＴＲ１から供給されるＭ座入力電流ＩＭｓは、ＩＭｓ＝ＩＭＬ−ＩＭｃ＝ＩＭＬ−ＩＭｃ＊＝ＩＭＬ−（ＩＭＬ−ＩＭｓ＊）＝ＩＭｓ＊となるように制御される。この入力電流ＩＭｓは、Ｍ座電圧ＶＭと同相（力率＝１）の正弦波電流となる。

同様に、比較器Ｃ３は、Ｔ座補償電流検出値ＩＴｃと、上記補償電流指令値ＩＴｃ＊を比較し、その偏差εｔ＝ＩＴｃ＊−ＩＴｃを次の電流制御補償回路Ｇｉ２（Ｓ）により増幅し、加減算器ＡＤ４に入力する。加減算器ＡＤ４では、Ｔ座電圧ＶＴに比例した補償信号ＥＴ＊を上記電流制御補償回路Ｇｉ２（Ｓ）の出力信号に加算し、その信号ｅｔ＊を変換器ＣＮＶ２のパルス幅変調制御回路ＰＷＭ２に入力する。第２の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ２は、当該入力信号ｅｔ＊に比例した電圧ＶＴｃを発生する。

出力電圧ＶＴｃとＴ座電源電圧ＶＴの差（ＶＴｃ−ＶＴ）が単相変圧器ＴＲｔのもれインダクタンスＬｓｔに印加され、補償電流ＩＴｃが流れる。

ＩＴｃ＊＞ＩＴｃとなった場合には、偏差εｔが正となり、信号ｅｔ＊を増加させ、補償電流ＩＴｃを増やして、ＩＴｃ＊＝ＩＴｃとなるように制御する。逆に、ＩＴｃ＊＜ＩＴｃとなった場合には、偏差εｔが負となり、信号ｅｔ＊を減少させ、補償電流ＩＴｃを減らして、やはり、ＩＴｃ＊＝ＩＴｃとなるように制御する。

この結果、スコット結線変圧器ＴＲ１から供給されるＴ座入力電流ＩＴｓは、ＩＴｓ＝ＩＴＬ−ＩＴｃ＝ＩＴＬ−ＩＴｃ＊＝ＩＴＬ−（ＩＴＬ−ＩＴｓ＊）＝ＩＴｓ＊となるように制御される。この入力電流ＩＴｓは、Ｔ座電圧ＶＴと同相（力率＝１）の正弦波電流となる。ただし、Ｔ座負荷電流ＩＴＬ＝０となっている。

上述のスコット結線変圧器ＴＲ１のＭ座、Ｔ座の電流ＩＭｓとＩＴｓは、同じ振幅値Ｉｓｍ＊で、位相が９０°ずれた２相平衡化電流となる。この結果、３相交流電源ＳＵＰ１から供給される電流も３相平衡化された力率＝１の正弦波電流となる。

この結果、前記スコット結線変圧器ＴＲ１の容量を軽減できるだけでなく、第１の交流電源ＳＵＰ１の設備やＭ／Ｇ装置の容量も軽減することができる。

直流平滑コンデンサＣｄの印加電圧Ｖｄが指令値Ｖｄ＊より低くなった場合、前記波高値指令Ｉｓｍ＊が増加し、交流電源ＳＵＰ１からの供給電力Ｐｓ１が増加し、負荷電力ＰＬ（ａｖ）より大きくなり、Ｐｓ１−ＰＬ（ａｖ）の分が前記直流平滑コンデンサＣｄにエネルギーとして蓄えられる。その結果、Ｖｄが増加し、Ｖｄ＝Ｖｄ＊となるように制御される。逆に、Ｖｄ＞Ｖｄ＊となった場合、波高値指令Ｉｓｍ＊が減少し、Ｐｓ１＜ＰＬ（ａｖ）となって、直流平滑コンデンサＣｄの蓄積エネルギーを減らし、やはり、Ｖｄ＝Ｖｄ＊となるように制御される。

図４は、電圧指令発生器Ｆｄ（ｘ）の特性例を示すもので、負荷電力ＰＬの時間平均値ＰＬ（ａｖ）に対する直流電圧指令値Ｖｄ＊を表す図である。ＰＬ（ａｖ）＞０の場合、すなわち力行負荷の場合、負荷電力ＰＬ（ａｖ）が増加するに従い、直流電圧指令値Ｖｄ＊を下げていく。この結果、直流平滑コンデンサＣｄの印加電圧Ｖｄ＝Ｖｄ＊も下がっていき、ダイオード整流器ＲＥＣからの出力電流Ｉｒｅｃが負荷電力ＰＬ（ａｖ）に比例して増加していく。言い換えると、変圧器ＴＲ２を含めたダイオード整流器ＲＥＣの電圧レギュレーションを考慮し、上記直流電圧指令値Ｖｄ＊を与える。

ダイオード整流器ＲＥＣから供給される電力をＰｒｅｃ＝Ｉｒｅｃ×Ｖｄとした場合、スコット結線変圧器ＴＲ１を介して供給される電力は、Ｐｓ１＝ＰＬ（ａｖ）−Ｐｒｅｃとなり、当該スコット結線変圧器ＴＲ１や第１の交流電源ＳＵＰ１の設備およびＭ／Ｇ装置の容量を、ダイオード整流器からの供給電力Ｐｒｅｃの分だけ軽減することが可能となる。当然のことながら、このときスコット結線変圧器ＴＲ１のＭ座巻線およびＴ座巻線の電流ＩＭｓ，ＩＴｓは、２相平衡化された力率＝１の正弦波電流となる。

ＰＬ（ａｖ）＜０の場合、すなわち電車が回生運転した場合、直流電圧指令値Ｖｄ＊＝Ｖｄｏ＊は一定とし、しかも、その設定電圧Ｖｄｏ＊は、ダイオード整流器ＲＥＣの無負荷整流電圧Ｖｒｅｃｏより高く設定する。

ダイオード整流器ＲＥＣは、電力を第２の交流電源ＳＵＰ２へ回生する機能はないので、電車から回生された電力は、全てスコット結線変圧器ＴＲ１を介して第１の交流電源ＳＵＰ１に回生される。このとき、ダイオード整流器ＲＥＣから無駄な電流Ｉｒｅｃを供給しないように、Ｖｄｏ＊＞Ｖｒｅｃｏとしている。

図５は、電圧指令発生器Ｆｄ（ｘ）の別の特性例を示すもので、負荷電力ＰＬの時間平均値ＰＬ（ａｖ）に対する直流電圧指令値Ｖｄ＊を表す図である。この場合、負荷電力ＰＬ（ａｖ）が、回生運転を含めてＰＬ（ａｖ）＜ＰＬｏで、直流電圧指令値Ｖｄｏ＊＝一定にする。ただし、Ｖｄｏ＊＞Ｖｒｅｃｏとし、電力設定値ＰＬｏは正の値で与える。

ＰＬ（ａｖ）＞ＰＬｏとなった場合、負荷電力ＰＬ（ａｖ）が増加するに従い、直流電圧指令値Ｖｄ＊を下げていく。この結果、直流平滑コンデンサＣｄの印加電圧Ｖｄ＝Ｖｄ＊も下がっていき、ダイオード整流器ＲＥＣからの出力電流Ｉｒｅｃが（ＰＬ（ａｖ）−ＰＬｏ）に比例して増加していく。

すなわち、負荷電力ＰＬ（ａｖ）が設定電力ＰＬｏより小さい領域では、ダイオード整流器ＲＥＣからの供給電力はＰｒｅｃ＝Ｉｒｅｃ×Ｖｄ＝０となり、回生電力も含めて全ての負荷電力ＰＬ（ａｖ）は、スコット結線変圧器ＴＲ１を介して授受される。ＰＬ（ａｖ）＞ＰＬｏとなった場合にダイオード整流器ＲＥＣからの供給電力Ｐｒｅｃが、（ＰＬ（ａｖ）−ＰＬｏ）に比例して増加していく。その分、スコット結線変圧器ＴＲ１やＭ／Ｇ装置等の負荷分担を軽減することができる。

例えば、ＰＬ（ａｖ）＞ＰＬｏで、Ｐｒｅｃ＝（ＰＬ（ａｖ）−ＰＬｏ）となるように電圧指令値Ｖｄ＊を与えた場合、スコット結線変圧器ＴＲ１を介して供給される力行電力Ｐｓ１は、Ｐｓ１＝ＰＬｏとなり、それに見合った容量のスコット結線変圧器ＴＲ１を用意すればよくなる。

図６は、図２の装置で交流き電線Ｆａにつながれた電車負荷Ｌｏａｄが力行運転している場合のＭ座、Ｔ座の電圧・電流ベクトル図である。Ｔ座負荷電流ＩＴＬ＝０で、Ｍ座負荷電流ＩＭＬは、電圧ＶＭに対し若干の遅れ位相θとなっている。

負荷電力ＰＬ＝ＶＭ×ＩＭＬ×ｃｏｓθで、損失が十分小さいと仮定すれば、当該負荷電力ＰＬは、スコット結線変圧器ＴＲ１から供給される電力Ｐｓ１＝ＶＭ×ＩＭｓ＋ＶＴ×ＩＴｓと、ダイオード整流器ＲＥＣを介して供給される電力Ｐｒｅｃ＝Ｉｒｅｃ×Ｖｄの和に等しくなる。

スコット結線変圧器ＴＲ１のＭ座巻線電流ＩＭｓおよびＴ座巻線電流ＩＴｓは、それぞれＭ座電圧ＶＭおよびＴ座電圧ＶＴと同相となり、力率＝１の正弦波電流となる。また、その振幅値Ｉｓｍは同じで、２相平衡化電流となることは前に説明した。

第１の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１から供給される補償電流ＩＭｃは、負荷電流ベクトルＩＭＬとＭ座巻線電流ベクトルＩＭｓの差ベクトルとなる。当該Ｍ座補償電流ＩＭｃの有効電流をＩＭｃｐとした場合、前記ダイオード整流器ＲＥＣから供給される電力は、Ｐｒｅｃ＝Ｉｒｅｃ×Ｖｄ＝（ＩＭｃｐ−ＩＭｓ）×ＶＭとなる。

一方、第２の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ２から供給される補償電流ＩＴｃは、ＩＴＬ＝０なので、ＩＴｃ＝−ＩＴｓとなる。Ｔ座巻線から供給される電力ＰＴｓ＝ＩＴｓ×ＶＴは、第２の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ２によって回生され、直流平滑コンデンサＣｄに供給される。その有効電力ＰＴｓは、第１の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１を介して単相交流き電線Ｆａに供給される。

図７は、交流き電線Ｆａにつながれた電車Ｌｏａｄが回生運転している場合のＭ座、Ｔ座の電圧・電流ベクトル図である。ダイオード整流器ＲＥＣは、電力を回生することができないので、回生電力はスコット結線変圧器ＴＲ１を介して、第１の交流電源ＳＵＰ１にもどされる。回生電力ＰＬの半分はスコット結線変圧器ＴＲ１のＭ座巻線に流れ、あとの半分は、第１の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１→直流平滑コンデンサＣｄ→第２の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ２を介してＴ座巻線に流れる。このとき、負荷の無効電力ＱＬは、第１の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１によって補償される。

一般に、電気鉄道では力行運転時の電力の方が回生運転時の電力より大きくなる。特に、本発明の交流き電システムでは、力行電車と回生電車との間で、電力融通が自動的に行われるので、スコット結線変圧器ＴＲ１を介して回生される電力はあまり大きくならない。従って、力行負荷ＰＬに対して、ダイオード整流器ＲＥＣから負荷電力の一部を供給することにより、スコット結線変圧器ＴＲ１やＭ／Ｇ装置の容量を低減させる効果が大きくなる。

図８は、単相交流き電線Ｆａにつながれた電車Ｌｏａｄが力行運転している場合のＭ座電圧ＶＭ、負荷電流ＩＭＬ、負荷電力ＰＬおよび直流平滑コンデンサＣｄの印加電圧Ｖｄの波形例を示す図である。Ｍ座電圧ＶＭに対し、負荷電流ＩＭＬは位相角θだけ遅れている。単相負荷電力ＰＬは交流き電線の周波数ｆ１＝６０Ｈｚに対し、その２倍の周波数（１２０Ｈｚ）で変動する。

すなわち、Ｍ座電圧ＶＭ＝Ｖｓｍ×ｓｉｎωｔ、負荷電流ＩＭＬ＝ＩＬｍ×ｓｉｎ（ωｔ−θ）とした場合、電力ＰＬは、
［数１］
PL=Vsm×sinωt×ILm×sin(ωt-θ)
=(Vsm×ILm/2){cosθ-cos(2・ωt-θ)}
となる。第１項は一定値で、前記交流電源ＳＵＰ１からスコット結線変圧器ＴＲ１を介して供給される電力Ｐｓ１と、ダイオード整流器ＲＥＣを介して供給される電力Ｐｒｅｃの和に一致する。第２項が電力変動分ΔＰＬで、電源周波数の２倍の周波数で変動する。

この単相負荷に伴う電力変動分ΔＰＬを直流平滑コンデンサＣｄで吸収する場合、直流平滑コンデンサＣｄに印加される電圧Ｖｄの変動分ΔＶｄは、負荷電力ＰＬに比例し、直流平滑コンデンサＣｄの容量に反比例する。

すなわち、直流平滑コンデンサＣｄに流れる電流Ｉｃａｐは、直流電圧の平均値をＶｄｏとした場合、
［数２］
Icap≒ΔPL/Vdo
=-{Vsm×ILm/(2・Vdo)}・cos(2・ωt-θ)
となる。ゆえに、直流電圧Ｖｄの変動分ΔＶｄは、
［数３］
ΔVd=(1/Cd)∫Icap・dt
≒-{Vsm×ILm/(4・Vdo・ω・Cd)}×sin(2・ωt-θ)
となる。例えば、電源周波数ｆ１＝６０Ｈｚ、負荷電力ＰＬ＝２０ＭＷ（力率＝０．９５）、直流電圧Ｖｄｏ＝８ｋＶ、Ｃｄ＝１０ｍＦとした場合、直流平滑コンデンサＣｄに流れる電流Ｉｃａｐのピーク値は、Ｉｃａｐ（ｐｅａｋ）＝２０ＭＷ／０．９５／８ｋＶ≒２，６３２Ａとなり、そのときの電圧変動ΔＶｄはピーク値で、ΔＶｄ（ｐｅａｋ）≒３４９Ｖとなる。

直流電圧の変動ΔＶｄは、第１および第２の自励式電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２の補償電流制御に影響を与え、補償電流の歪みをもたらす。また、直流電圧変動分ΔＶｄ分だけ、前記自励式電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２の耐圧を高くして設計する必要があり、装置ののコストを上げる要因にもなる。直流電圧変動ΔＶｄを小さく抑えるには、コンデンサＣｄの容量を大きくする必要があり、不経済なシステムとなる。

図２では、前記単相交流き電線の周波数の２倍付近に共振周波数をあわせたＬＣフィルタを直流平滑コンデンサＣｄに並列接続している。例えば、単相交流き電線の周波数ｆ１＝６０Ｈｚとした場合、２・ｆ１＝１２０Ｈｚに共振周波数を合わせたＬＣフィルタが用意される。すなわち、Ｃｆ＝４ｍＦとした場合、Ｌｆ＝０．４４ｍＨとなる。このＬＣフィルタ回路に前記Ｉｃａｐが吸収され、前記直流電圧の変動ΔＶｄが抑制される。また、直流平滑コンデンサＣｄは、電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２のＰＷＭ制御に伴う高調波電流を吸収するために無くすことはできないが、当該コンデンサＣｄの容量を大幅に減らすことができ、装置の小型軽量化とコスト低減が図れる。

以上のように、交流き電線の周波数の２倍で変動する単相負荷に伴う電力変動分ΔＰＬをＬＣフィルタで吸収することにより、前記直流電圧の変動ΔＶｄを抑制する。この結果、直流平滑コンデンサＣｄの容量を小さくでき、かつ、直流電圧の変動ΔＶｄを大幅に低減できる。なお、負荷急変などで過渡時にＬＣフィルタによる電気振動現象が懸念されるが、前記第１および第２の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２により直流電圧制御を行っているため、電気振動を減衰させるダンパー作用が働き、安定なシステムを提供できる。

直流電圧Ｖｄが安定化されることにより、前記第１および第２の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２による補償電流制御が安定化され、制御性能の向上が図れる。また、電圧変動ΔＶｄが小さくなった分、当該電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２の耐圧マージンも下げることができ、より安価な装置を提供できる。

第１および第２の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２は、Ｍ座／Ｔ座間で電力融通を行うが、その電力容量は同じになる。しかし、第２の交流電源ＳＵＰ２からダイオード整流器ＲＥＣを介して供給される電力Ｐｒｅｃは、第１の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１を介して単相引き通し交流き電線の電車負荷に供給される。

第１の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１の出力容量を、前記第２の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ２の出力容量より大きくすることにより、ダイオード整流器ＲＥＣから供給する電力を大きくすることが可能となり、その分既設のＭ／Ｇ装置（周波数変換器）の負荷を軽減することが可能となる。

図９は、本発明の第１の実施の形態の交流き電システムの補償電流制御手段ＣＯＮＴ１の図３とは別の具体例を示す構成図である。図中、Ｆｓ（ｘ）は入力電力指令発生器、Ｋｓは比例要素、ＡＳＷはスイッチ回路、ＳＨはレベル検出器、Ｃ１〜Ｃ３は比較器、Ｇｖ（Ｓ）は電圧制御補償回路、Ｍ１，Ｍ２は乗算器、ＡＤ１〜ＡＤ４は加減算器、Ｇｉ１（Ｓ），Ｇｉ２（Ｓ）は電流制御補償回路、ＰＷＭ１，ＰＷＭ２はパルス幅変調制御回路を表す。

単相負荷Ｌｏａｄの電力ＰＬは、交流き電線の周波数ｆ１の２倍の周波数で変動する。負荷電力ＰＬの検出値を時間平均化し、負荷電力の平均値ＰＬ（ａｖ）を求める。

入力電力指令発生器Ｆｓ（ｘ）により、負荷電力平均値ＰＬ（ａｖ）に応じた有効電力指令値Ｐｓ１＊を作り、比例要素Ｋｓを介して有効電流波高値指令Ｉｓｍａ＊に変換し、スイッチ回路ＡＳＷのａ側端子に入力する。

一方、比較器Ｃ１により、直流電圧指令値Ｖｄ＊と直流平滑コンデンサＣｄの印加電圧検出値Ｖｄを比較し、その偏差εｖ＝Ｖｄ＊−Ｖｄを次の電圧制御補償回路Ｇｖ（Ｓ）で、比例または積分増幅し、別の有効電流波高値指令Ｉｓｍｂ＊を作り、スイッチ回路ＡＳＷのｂ側端子に入力する。

レベル検出器ＳＨは、負荷電力ＰＬ（ａｖ）を入力し、設定レベルＰＬｏより大きいか小さいかを判断し、スイッチ回路ＡＳＷに切換え信号ＬＢを送る。

ＰＬ（ａｖ）＞ＰＬｏの場合、レベル検出器ＳＨの出力信号ＬＢ＝１となり、スイッチ回路ＡＳＷをａ側に接続し、有効電流波高値指令Ｉｓｍ＊＝Ｉｓｍａ＊を乗算器Ｍ１，Ｍ２に入力する。すなわち、入力電力指令値Ｐｓ１＊に基づいて、補償電流を制御する。

また、ＰＬ（ａｖ）＜ＰＬｏの場合、レベル検出器ＳＨの出力信号ＬＢ＝０となり、スイッチ回路ＡＳＷをｂ側に接続し、有効電流波高値指令Ｉｓｍ＊＝Ｉｓｍｂ＊を乗算器Ｍ１，Ｍ２に入力する。すなわち、直流電圧制御回路Ｇｖ（Ｓ）からの出力信号Ｉｓｍｂ＊に基づいて、補償電流を制御する。

図１０（ａ）は、前記入力電力指令発生器Ｆｓ（ｘ）の特性を示す図であり、図１０（ｂ）は、レベル検出器ＳＨの動作を表す図である。入力電力指令発生器Ｆｓ（ｘ）は、負荷電力ＰＬ（ａｖ）に応じて前記第１の交流電源ＳＵＰ１から供給する有効電力の指令値Ｐｓ１＊を与えるもので、例えば、次のように指令値Ｐｓ１＊を発生する。すなわち、ある設定電力値をＰＬｏ＞０とした場合、
［数４］
PL(av)<PLoのとき、Ps1*=PL(av)
PL(av)>PLoのとき、Ps1*=Pso*=一定
としている。

図９において、比例要素Ｋｓは、上記有効電力指令値Ｐｓ１＊を２相有効電流の波高値Ｉｓｍａ＊に変換するもので、スコット結線変圧器ＴＲ１の２相電圧の波高値をＶｓｍとした場合、比例定数Ｋｓ＝１／Ｖｓｍとする。すなわち、Ｉｓｍａ＊＝Ｐｓ１＊／Ｖｓｍとなる。

スコット結線変圧器ＴＲ１のＭ座電圧ＶＭに同期した単位正弦波ｓｉｎωｔを求め、乗算器Ｍ１により、入力電流波高値指令Ｉｓｍ＊を乗じ、入力電流指令ＩＭｓ＊＝Ｉｓｍ＊×ｓｉｎωｔを出力する。また、スコット結線変圧器ＴＲ１のＴ座電圧ＶＴに同期した単位正弦波ｃｏｓωｔを求め、乗算器Ｍ２により、前記入力電流波高値指令Ｉｓｍ＊を乗じ、入力電流指令ＩＴｓ＊＝Ｉｓｍ＊×ｃｏｓωｔを出力する。

加減算器ＡＤ１により、Ｍ座負荷電流ＩＭＬの検出値から前記Ｍ座入力電流指令値ＩＭｓ＊を引き算し、Ｍ座補償電流指令値ＩＭｃ＊＝ＩＭＬ−ＩＭｓ＊を求める。

同様に、加減算器ＡＤ３により、Ｔ座負荷電流ＩＴＬの検出値から前記Ｔ座入力電流指令値ＩＴｓ＊を引き算し、Ｔ座補償電流指令値ＩＴｃ＊＝ＩＴＬ−ＩＴｓ＊を求める。

比較器Ｃ２により、Ｍ座補償電流検出値ＩＭｃと、上記補償電流指令値ＩＭｃ＊を比較し、その偏差εｍ＝ＩＭｃ＊−ＩＭｃを、次の電流制御補償回路Ｇｉ１（Ｓ）により増幅し、加減算器ＡＤ２に入力する。加減算器ＡＤ２では、Ｍ座電圧ＶＭに比例した補償信号ＥＭ＊を上記電流制御補償回路Ｇｉ１（Ｓ）の出力信号に加算し、その信号ｅｍ＊を変換器ＣＮＶ１のパルス幅変調制御回路ＰＷＭ１に入力する。第１の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１は、当該入力信号ｅｍ＊に比例した電圧ＶＭｃを発生する。

出力電圧ＶＭｃとＭ座電源電圧ＶＭの差（ＶＭｃ−ＶＭ）が単相変圧器ＴＲｍのもれインダクタンスＬｓｍに印加され、補償電流ＩＭｃが流れる。

ＩＭｃ＊＞ＩＭｃとなった場合には、偏差εｍが正となり、信号ｅｍ＊を増加させ、補償電流ＩＭｃを増やして、ＩＭｃ＊＝ＩＭｃとなるように制御する。逆に、ＩＭｃ＊＜ＩＭｃとなった場合には、偏差εｍが負となり、信号ｅｍ＊を減少させ、補償電流ＩＭｃを減らして、やはり、ＩＭｃ＊＝ＩＭｃとなるように制御する。

この結果、スコット結線変圧器ＴＲ１から供給されるＭ座入力電流ＩＭｓは、ＩＭｓ＝ＩＭＬ−ＩＭｃ＝ＩＭＬ−ＩＭｃ＊＝ＩＭＬ−（ＩＭＬ−ＩＭｓ＊）＝ＩＭｓ＊となるように制御される。この入力電流ＩＭｓは、Ｍ座電圧ＶＭと同相（力率＝１）の正弦波電流となる。

同様に、比較器Ｃ３により、Ｔ座補償電流検出値ＩＴｃと、上記補償電流指令値ＩＴｃ＊を比較し、その偏差εｔ＝ＩＴｃ＊−ＩＴｃを、次の電流制御補償回路Ｇｉ２（Ｓ）により増幅し、加減算器ＡＤ４に入力する。加減算器ＡＤ４では、Ｔ座電圧ＶＴに比例した補償信号ＥＴ＊を上記電流制御補償回路Ｇｉ２（Ｓ）の出力信号に加算し、その信号ｅｔ＊を変換器ＣＮＶ２のパルス幅変調制御回路ＰＷＭ２に入力する。第２の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ２は、当該入力信号ｅｔ＊に比例した電圧ＶＴｃを発生する。

出力電圧ＶＴｃとＴ座電源電圧ＶＴの差（ＶＴｃ−ＶＴ）が単相変圧器ＴＲｔのもれインダクタンスＬｓｔに印加され、補償電流ＩＴｃが流れる。

ＩＴｃ＊＞ＩＴｃとなった場合には、偏差εｔが正となり、信号ｅｔ＊を増加させ、補償電流ＩＴｃを増やして、ＩＴｃ＊＝ＩＴｃとなるように制御する。逆に、ＩＴｃ＊＜ＩＴｃとなった場合には、偏差εｔが負となり、信号ｅｔ＊を減少させ、補償電流ＩＴｃを減らして、やはり、ＩＴｃ＊＝ＩＴｃとなるように制御する。

この結果、スコット結線変圧器ＴＲ１から供給されるＴ座入力電流ＩＴｓは、ＩＴｓ＝ＩＴＬ−ＩＴｃ＝ＩＴＬ−ＩＴｃ＊＝ＩＴＬ−（ＩＴＬ−ＩＴｓ＊）＝ＩＴｓ＊となるように制御される。この入力電流ＩＴｓは、Ｔ座電圧ＶＴと同相（力率＝１）の正弦波電流となる。ただし、Ｔ座負荷電流ＩＴＬ＝０となっている。

スコット結線変圧器ＴＲ１のＭ座、Ｔ座の電流ＩＭｓとＩＴｓは、同じ振幅値Ｉｓｍ＊で、位相が９０°ずれた２相平衡化電流となる。この結果、３相交流電源ＳＵＰ１から供給される電流も３相平衡化された力率＝１の正弦波電流となる。

図１０において、負荷電力がＰＬ（ａｖ）＜ＰＬｏのとき、レベル検出器ＳＨからＬＢ＝０が出力され、スイッチ回路ＡＳＷをｂ側に接続し、直流電圧Ｖｄ＊＝Ｖｄｏ＊＝一定に制御する。このとき、当該電圧指令値Ｖｄｏ＊をダイオード整流器ＲＥＣの無負荷整流電圧Ｖｒｅｃｏより高く設定することにより、ダイオード整流器ＲＥＣの直流出力電流Ｉｒｅｃはゼロとなり、全ての負荷電力ＰＬ（ａｖ）を第１の交流電源ＳＵＰ１から供給または回生することになる。

直流平滑コンデンサＣｄの印加電圧Ｖｄが指令値Ｖｄ＊より低くなった場合、有効電流波高値指令Ｉｓｍｂ＊が増加し、交流電源ＳＵＰ１からの供給電力Ｐｓ１が増加し、負荷電力ＰＬ（ａｖ）より大きくなり、Ｐｓ１−ＰＬ（ａｖ）の分が直流平滑コンデンサＣｄにエネルギーとして蓄えられる。その結果、Ｖｄが増加し、Ｖｄ＝Ｖｄ＊となるように制御される。逆に、Ｖｄ＞Ｖｄ＊となった場合、波高値指令Ｉｓｍｂ＊が減少し、Ｐｓ１＜ＰＬ（ａｖ）となって、直流平滑コンデンサＣｄの蓄積エネルギーを減らし、やはり、Ｖｄ＝Ｖｄ＊となるように制御される。

一方、ＰＬ（ａｖ）＞ＰＬｏのとき、レベル検出器ＳＨからの出力信号はＬＢ＝１となり、スイッチ回路をａ側に接続し、入力電力Ｐｓ１＊＝ＰＬｏ＝一定に制御する。第１の交流電源ＳＵＰ１からの入力電力をＰｓ１＊＝ＰＬｏ＝一定に制限することにより、負荷電力ＰＬ（ａｖ）が増加するに従い直流電圧Ｖｄが低下し、ダイオード整流器ＲＥＣの直流電流Ｉｒｅｃが増加する。すなわち、Ｐｒｅｃ＝ＰＬ（ａｖ）−ＰＬｏの電力がダイオード整流器ＲＥＣから自動的に供給され、直流電圧Ｖｄもその状態で落ち着く。

本発明の補償電流制御手段では、ダイオード整流器ＲＥＣの電圧レギュレーションを把握する必要はなく、第１の交流電源ＳＵＰ１からの入力電力Ｐｓ１＊を決めることにより、自動的にダイオード整流器ＲＥＣからの供給電力Ｐｒｅｃを調整できる利点がある。また、前記入力電力指令発生器Ｆｓ（ｘ）の特性として、例えば、ＰＬ（ａｖ）＞ＰＬｏで、Ｐｓ１＊＝ＰＬｏ＋ｋ・ＰＬ（ａｖ）とすることにより、ダイオード整流器ＲＥＣからの電力Ｐｒｅｃを調整することができ、負荷分担を最適化することができる。ただし、設定値ＰＬｏ＞０で、比例定数ｋ＝０〜１である。

（第２の実施の形態）図１１は、本発明の第２の実施の形態の電気鉄道交流き電システムの構成図である。図中、ＳＵＰ１は第１の交流電源、ＳＵＰ０，ＳＵＰ２は第２の交流電源、Ｍ／Ｇは回転形周波数変換器（Ｍ／Ｇ装置）、ＴＲ１はスコット結線変圧器、Ｆａは単相交流き電線、Ｌｏａｄは電車負荷、ＴＲｍ，ＴＲｔは単相変圧器、ＣＮＶ１，ＣＮＶ２は電圧形自励式電力変換器、Ｃｄは直流平滑コンデンサ、Ｌｆ，ＣｆはＬＣフィルタを構成するリアクトルとコンデンサ、ＴＲ２は３相変圧器、ＲＥＣはダイオード整流器、ＥＳＳはエネルギー蓄積装置、ＣＯＮＴ１は前記電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２から出力する補償電流ＩＭｃ，ＩＴｃの制御手段、ＣＯＮＴ２は前記エネルギー蓄積装置の制御手段を示す。

補償電流制御手段ＣＯＮＴ１は、直流電圧制御回路Ｖｄ−Ｃｏｎｔ、補償電流指令発生回路Ｉｃ−ｒｅｆ、補償電流制御回路ＩＭｃ−Ｃｏｎｔ，ＩＴｃ−Ｃｏｎｔおよびパルス幅変調制御回路ＰＷＭ１，ＰＷＭ２で構成されている。

Ｍ／Ｇ装置は、第２の交流電源ＳＵＰ０（３相−５０Ｈｚ）と第１の交流電源ＳＵＰ１（３相−６０Ｈｚ）の間で周波数変換を行う。一般に、当該Ｍ／Ｇ装置は周波数変換所に置かれ、第１の交流電源ＳＵＰ１（３相−６０Ｈｚ）から変電所までは交流送電線で送電される。すなわち、周波数変換所と以下の設備が置かれている変電所とは距離的に離れた場所にある。

スコット結線変圧器ＴＲ１は、第１の交流電源ＳＵＰ１の３相交流電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを２相交流電圧ＶＭ，ＶＴに変換するもので、当該２相電圧ＶＭとＶＴは９０°の位相差がある。

Ｍ座出力は単相交流き電線Ｆａに接続し、Ｔ座はオープン（無負荷）とする。第１の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１の単相出力端子はＭ座端子に接続し、第２の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ２の単相出力端子はＴ座端子に接続する。

また、第２の交流電源ＳＵＰ２（３相−５０Ｈｚ）に、３相変圧器ＴＲ２を介してダイオード整流器ＲＥＣの交流端子を接続し、当該ダイオード整流器ＲＥＣの直流出力端子を直流平滑コンデンサＣｄに接続している。

エネルギー蓄積装置ＥＳＳは、前記直流平滑コンデンサＣｄとの間で電力を授受するもので、例えば、双方向チョッパＣＨＯと二次電池としての電気二重層キャパシタＥＤＬＣなどで構成される。回生列車が多く、電力が余ってしまった場合、通常はその電力を第１の交流電源ＳＵＰ１へ戻す（回生する）ことになるが、回生電力の一部または全部をエネルギー蓄積装置ＥＳＳに蓄える。その蓄積されたエネルギーは、力行列車負荷が多くなったときに放出し、エネルギーの有効利用を図る。これにより、電気料金の節約が図れ、交流電源から見た場合ピーク負荷電力の低減ができ、変電所設備容量の低減が可能となる。

ＬＣフィルタ（Ｌｆ，Ｃｆ）は、交流き電線の周波数（６０Ｈｚ）の２倍の周波数に共振するようにリアクトルＬｆと、コンデンサＣｆの値を決める。

交流き電線の周波数の２倍で変動する単相負荷に伴う電力変動分ΔＰＬをＬＣフィルタで吸収することにより、前記直流電圧の変動ΔＶｄを抑制する。この結果、直流平滑コンデンサＣｄの容量を小さくでき、かつ、直流電圧の変動ΔＶｄを大幅に低減できる。負荷急変などで過渡時にＬＣフィルタによる電気振動現象が懸念されるが、前記第１および第２の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２により直流電圧制御を行っているため、電気振動を減衰させるダンパー作用が働き、安定なシステムを提供できる。

直流電圧Ｖｄが安定化されることにより、前記第１および第２の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２による補償電流制御やエネルギー蓄積装置ＥＳＳの制御が安定化され、制御性能の向上が図れる。また、電圧変動ΔＶｄが小さくなった分、当該電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２やチョッパ装置ＣＨＯの耐圧マージンも下げることができ、より安価な装置を提供できる。

図１２は、図１１の装置の第１および第２の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２を制御する補償電流制御回路ＣＯＮＴ１のブロック構成図である。図中、Ｆｄ（ｘ）は電圧指令発生器、Ｃ１〜Ｃ３は比較器、Ｇｖ（Ｓ）は電圧制御補償回路、Ｍ１，Ｍ２は乗算器、ＡＤ１〜ＡＤ４は加減算器、Ｇｉ１（Ｓ），Ｇｉ２（Ｓ）は電流制御補償回路、ＰＷＭ１，ＰＷＭ２はパルス幅変調制御回路を表す。

電圧指令発生器Ｆｄ（ｘ）は、負荷電力ＰＬの時間平均値ＰＬ（ａｖ）に応じて、直流平滑コンデンサＣｄに印加される電圧Ｖｄの指令値Ｖｄ＊を与えるもので、ダイオード整流器ＲＥＣの直流出力電流Ｉｒｅｃを調整するようにその特性パターンが設定される。

図１３は、電圧指令発生器Ｆｄ（ｘ）の特性パターンの一例を示す図であり、負荷電力が、ＰＬ（ａｖ）＜０（回生運転）のときはＶｄ＊＝Ｖｄｏ＊＝一定とし、ＰＬ（ａｖ）＞０（力行運転）のときはＶｄ＊＝Ｖｄｏｏ＊−ｋｖ×ＰＬ（ａｖ）として、電圧レギュレーションを持たせる。ただし、Ｖｄｏｏ＊はダイオード整流器ＲＥＣの無負荷整流電圧で、Ｖｄｏ＊＞Ｖｄｏｏ＊とする。

比例定数ｋｖを大きくすれば、電圧レギュレーションが大きくなり、第２の交流電源ＳＵＰ２からダイオード整流器ＲＥＣを介して供給される電力Ｐｓ２＝Ｐｒｅｃの割合が増加し、逆に、比例定数ｋｖを小さくすると、電圧レギュレーションが小さくなり、第２の交流電源ＳＵＰ２からダイオード整流器ＲＥＣを介して供給される電力Ｐｓ２＝Ｐｒｅｃの割合は減少する。

図１２において、第１および第２の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２から出力される補償電流ＩＭｃ，ＩＴｃは次のように制御される。比較器Ｃ１により、直流電圧指令値Ｖｄ＊と直流平滑コンデンサＣｄの印加電圧検出値Ｖｄを比較し、その偏差εｖ＝Ｖｄ＊−Ｖｄを次の電圧制御補償回路Ｇｖ（Ｓ）で、比例または積分増幅し、入力電流の波高値指令Ｉｓｍ＊を作る。

スコット結線変圧器ＴＲ１のＭ座電圧ＶＭに同期した単位正弦波ｓｉｎωｔを求め、乗算器Ｍ１により、前記入力電流波高値指令Ｉｓｍ＊を乗じ、Ｍ座入力電流指令ＩＭｓ＊＝Ｉｓｍ＊×ｓｉｎωｔを出力する。

スコット結線変圧器ＴＲ１のＴ座電圧ＶＴに同期した単位正弦波ｃｏｓωｔを求め、乗算器Ｍ２により、前記入力電流波高値指令Ｉｓｍ＊を乗じ、Ｔ座入力電流指令ＩＴｓ＊＝Ｉｓｍ＊×ｃｏｓωｔを出力する。

加減算器ＡＤ１により、Ｍ座負荷電流ＩＭＬの検出値から前記Ｍ座入力電流指令値ＩＭｓ＊を引き算し、Ｍ座補償電流指令値ＩＭｃ＊＝ＩＭＬ−ＩＭｓ＊を求める。

同様に、加減算器ＡＤ３により、Ｔ座負荷電流ＩＴＬの検出値から前記Ｔ座入力電流指令値ＩＴｓ＊を引き算し、Ｔ座補償電流指令値ＩＴｃ＊＝ＩＴＬ−ＩＴｓ＊を求める。

比較器Ｃ２により、Ｍ座補償電流検出値ＩＭｃと、上記補償電流指令値ＩＭｃ＊を比較し、その偏差εｍ＝ＩＭｃ＊−ＩＭｃを、次の電流制御補償回路Ｇｉ１（Ｓ）により増幅し、加減算器ＡＤ２に入力する。加減算器ＡＤ２では、Ｍ座電圧ＶＭに比例した補償信号ＥＭ＊を上記電流制御補償回路Ｇｉ１（Ｓ）の出力信号に加算し、その信号ｅｍ＊を変換器ＣＮＶ１のパルス幅変調制御回路ＰＷＭ１に入力する。第１の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１は、当該入力信号ｅｍ＊に比例した電圧ＶＭｃを発生する。

出力電圧ＶＭｃとＭ座電源電圧ＶＭの差（ＶＭｃ−ＶＭ）が単相変圧器ＴＲｍのもれインダクタンスＬｓｍに印加され、補償電流ＩＭｃが流れる。当然のことながら、単相変圧器ＴＲｍの漏れインダクタンスが小さい場合には、当該変圧器ＴＲｍの１次または２次巻線に直列にリアクトルＬｓｍｏを挿入する場合もある。

ＩＭｃ＊＞ＩＭｃとなった場合には、偏差εｍが正となり、信号ｅｍ＊を増加させ、補償電流ＩＭｃを増やして、ＩＭｃ＊＝ＩＭｃとなるように制御する。逆に、ＩＭｃ＊＜ＩＭｃとなった場合には、偏差εｍが負となり、信号ｅｍ＊を減少させ、補償電流ＩＭｃを減らして、やはり、ＩＭｃ＊＝ＩＭｃとなるように制御する。

この結果、スコット結線変圧器ＴＲ１から供給されるＭ座入力電流ＩＭｓは、
［数５］
IMs=IML-IMc=IML-IMc*
=IML-(IML-IMs*)=IMs*
となるように制御される。この入力電流ＩＭｓは、Ｍ座電圧ＶＭと同相（力率＝１）の正弦波電流となる。

同様に、比較器Ｃ３により、Ｔ座補償電流検出値ＩＴｃと、上記補償電流指令値ＩＴｃ＊を比較し、その偏差εｔ＝ＩＴｃ＊−ＩＴｃを、次の電流制御補償回路Ｇｉ２（Ｓ）により増幅し、加減算器ＡＤ４に入力する。加減算器ＡＤ４では、Ｔ座電圧ＶＴに比例した補償信号ＥＴ＊を上記電流制御補償回路Ｇｉ２（Ｓ）の出力信号に加算し、その信号ｅｔ＊を変換器ＣＮＶ２のパルス幅変調制御回路ＰＷＭ２に入力する。第２の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ２は、当該入力信号ｅｔ＊に比例した電圧ＶＴｃを発生する。出力電圧ＶＴｃとＴ座電源電圧ＶＴの差（ＶＴｃ−ＶＴ）が単相変圧器ＴＲｔのもれインダクタンスＬｓｔに印加され、補償電流ＩＴｃが流れる。

ＩＴｃ＊＞ＩＴｃとなった場合には、偏差εｔが正となり、信号ｅｔ＊を増加させ、補償電流ＩＴｃを増やして、ＩＴｃ＊＝ＩＴｃとなるように制御する。逆に、ＩＴｃ＊＜ＩＴｃとなった場合には、偏差εｔが負となり、信号ｅｔ＊を減少させ、補償電流ＩＴｃを減らして、やはり、ＩＴｃ＊＝ＩＴｃとなるように制御する。

この結果、スコット結線変圧器ＴＲ１から供給されるＴ座入力電流ＩＴｓは、
［数６］
ITs=ITL-ITc=ITL-ITc*
=ITL-(ITL-ITs*)=ITs*
となるように制御される。この入力電流ＩＴｓは、Ｔ座電圧ＶＴと同相（力率＝１）の正弦波電流となる。ただし、Ｔ座負荷電流ＩＴＬ＝０となっている。

上記スコット結線変圧器ＴＲ１のＭ座、Ｔ座の電流ＩＭｓとＩＴｓは、同じ振幅値Ｉｓｍ＊で、位相が９０°ずれた２相平衡化電流となる。この結果、３相交流電源ＳＵＰ１から供給される電流も３相平衡化された力率＝１の正弦波電流となる。

図１１の装置のエネルギー蓄積装置ＥＳＳは、直流平滑コンデンサＣｄとエネルギーの授受を行うもので、例えば、双方向チョッパＣＨＯと、直流リアクトルＬｄおよび電気二重層キャパシタＥＤＬＣで構成される。

図１４は、エネルギー蓄積装置ＥＳＳの主回路構成と制御回路の構成を示すブロック図である。図中、Ｃｄは直流平滑コンデンサ、ＣＨＯは双方向チョッパ、Ｌｄは直流リアクトル、ＥＤＬＣは電気二重層キャパシタをそれぞれ示す。また、制御回路として、第２の電力指令発生器Ｆｅ（ｘ）、加減算器ＡＤ６〜ＡＤ８、比較器Ｃ４，Ｃ５、電圧制御補償回路Ｈ（Ｓ）、割り算器ＤＶ、電流制御補償回路Ｇｉ３（Ｓ）およびパルス幅変調制御回路ＰＷＭ３を用意している。

双方向チョッパは、自己消弧素子Ｓｘ，Ｓｙと、高速ダイオードＤｘ，Ｄｙで構成され、パルス幅変調制御（ＰＷＭ制御）により出力電圧Ｖｃｈｏを制御する。すなわち、直流平滑コンデンサＣｄの印加電圧をＶｄとした場合、
［数７］
Sxがオン(Syはオフ)のとき、Vcho=+Vd
Syがオン(Sxはオフ)のとき、Vcho=0
となる。当該出力電圧Ｖｃｈｏの平均値Ｖｃｈｏ（ａｖ）は、チョッパのスイッチング周期Ｔに対し、自己消弧素子Ｓｘのオン期間をＴｏｎ（Ｓｙのオン期間はＴ−Ｔｏｎとなる）とした場合、
［数８］
Vcho(av)=(Ton/T)×Vd
となる。

電気二重層キャパシタＥＤＬＣは、大容量のコンデンサであり、急速充放電ができ、寿命が永いなどの特徴を持っている。当該電気二重層キャパシタＥＤＬＣに印加される電圧Ｖｅｄは、前記直流平滑コンデンサＣｄに印加される電圧Ｖｄより低くなる。

直流リアクトルＬｄには、双方向チョッパＣＨＯの出力電圧Ｖｃｈｏと電気二重層キャパシタＥＤＬＣの電圧Ｖｅｄとの差電圧が印加され、当該差電圧（Ｖｃｈｏ−Ｖｅｄ）を調整することにより、直流リアクトルＬｄの電流Ｉｅｄを制御することができる。

エネルギー蓄積装置ＥＳＳの双方向チョッパＣＨＯは、次のように制御される。まず、負荷電力ＰＬを検出し、その時間平均値ＰＬ（ａｖ）を求め、第２の電力指令発生器Ｆｅ（ｘ）に入力する。第２の電力指令発生器Ｆｅ（ｘ）は、負荷電力ＰＬ（ａｖ）に応じて、第１の交流電源ＳＵＰ１および第２の交流電源ＳＵＰ２から供給する有効電力指令の和Ｐｓｏ＊（＝Ｐｓ１＊＋Ｐｓ２＊）を与える。

また、電気二重層キャパシタＥＤＬＣの印加電圧Ｖｅｄを検出し、比較器Ｃ４により、指令値Ｖｅｄ＊との偏差εｅｄ＝Ｖｅｄ＊−Ｖｅｄを求める。当該偏差εｅｄを積分することにより、補償電力指令ΔＰｓ＊を求め、加算器ＡＤ６に入力する。

加算器ＡＤ６では、電力指令発生器Ｆｅ（ｘ）からの出力信号Ｐｓｏ＊と補償電力指令ΔＰｓ＊を加算し、第２の交流電源ＳＵＰ１および第２の交流電源ＳＵＰ２から供給される有効電力の和の指令Ｐｓ＊＝Ｐｓｏ＊＋ΔＰｓ＊を作る。

さらに、次の加減算器ＡＤ７により、負荷電力検出値ＰＬ（ａｖ）と有効電力指令値Ｐｓ＊との差をとり、電気二重層キャパシタＥＤＬＣから出力する有効電力指令値Ｐｅｄ＊＝ＰＬ（ａｖ）−Ｐｓ＊を作る。割り算器ＤＶは、有効電力指令値Ｐｅｄ＊をＥＤＬＣの印加電圧Ｖｅｄで割り算し、直流リアクトルＬｄに流れる電流の指令値Ｉｅｄ＊を求める。

比較器Ｃ５により、電流指令値Ｉｅｄ＊と前記直流リアクトルＬｄに流れる電流Ｉｅｄの検出値との偏差εｉｅｄ＝Ｉｅｄ＊−Ｉｅｄを作り、次の電流制御補償回路Ｇｉ３（Ｓ）により偏差εｉｅｄを反転増幅し、その出力信号ｅ３＊を加算器ＡＤ８に入力する。加算器ＡＤ８では、電気二重層キャパシタＥＤＬＣの電圧Ｖｅｄに相当する補償信号Ｅｅｄ＊を出力信号ｅ３＊に加え、制御信号ｅｃｈｏ＊をチョッパ装置ＣＨＯのパルス幅変調制御回路ＰＷＭ３に入力する。パルス幅変調制御回路ＰＷＭ３は、チョッパ装置の自己消弧素子Ｓｘ，Ｓｙにゲート信号を送り、入力信号ｅｃｈｏ＊に比例した電圧Ｖｃｈｏをチョッパ装置ＣＨＯから発生させる。

Ｉｅｄ＊＞Ｉｅｄとなった場合、偏差εｉｅｄは正の値となり、それを反転増幅した出力信号ｅ３＊は負の値となり、ＰＷＭ制御回路ＰＷＭ３への制御信号ｅｃｈｏ＊を減少させる。その結果、チョッパ装置ＣＨＯの出力電圧Ｖｃｈｏは減少し、直流リアクトルＬｄの印加電圧Ｖｅｄ−Ｖｃｈｏが増加し、電流Ｉｅｄを図１１の矢印の方向に増加させる。

逆に、Ｉｅｄ＊＜Ｉｅｄとなった場合、偏差εｉｅｄは負の値となり、それを反転増幅した出力信号ｅ３＊は正の値となり、ＰＷＭ制御回路ＰＷＭ３への制御信号ｅｃｈｏ＊を増加させる。その結果、チョッパ装置ＣＨＯの出力電圧Ｖｃｈｏが増加し、直流リアクトルＬｄの印加電圧Ｖｅｄ−Ｖｃｈｏが減少し、電流Ｉｅｄを減少させる。このようにして、直流リアクトルＬｄに流れる電流Ｉｅｄは、その指令値Ｉｅｄ＊に一致するように制御される。

例えば、第２の電力指令発生器Ｆｅ（ｘ）からの出力信号Ｐｓｏ＊を一定とし、補償信号ΔＰｓ＊＝０とした場合、第１の交流電源ＳＵＰ１および第２の交流電源ＳＵＰ２から供給する有効電力の和の電力指令値Ｐｓ＊＝Ｐｓｏ＊＋ΔＰｓ＊は一定となり、力行負荷電力ＰＬ（ａｖ）が増えると、エネルギー蓄積装置ＥＳＳから供給する電力指令値Ｐｅｄ＊＝ＰＬ（ａｖ）−Ｐｓ＊が増加し、直流リアクトルＬｄの電流Ｉｅｄ＝Ｉｅｄ＊を図１１の矢印方向（放電方向）に増やす。その結果、電気二重層キャパシタＥＤＬＣの蓄積エネルギーが減少し、その印加電圧Ｖｅｄも下がってくる。

その結果、Ｖｅｄ＊＞Ｖｅｄとなり、その偏差εｅｄは正の値となって、電圧制御補償回路Ｈ（Ｓ）の出力信号ΔＰｓ＊を徐々に増加させ、第１の交流電源ＳＵＰ１および第２の交流電源ＳＵＰ２から供給する有効電力の和の電力指令値Ｐｓ＊を増やす。従って、エネルギー蓄積装置ＥＳＳから供給する電力指令値Ｐｅｄ＊＝ＰＬ（ａｖ）−Ｐｓ＊は減少し、さらには負の値となる。Ｐｅｄ＊＜０ということは、Ｉｅｄ＝Ｉｅｄ＊も負となり、電流Ｉｅｄの向きが図１１の矢印と反対となる。すなわち、充電電流が電気二重層キャパシタＥＤＬＣに供給され、電圧Ｖｅｄを徐々に高くしていく。そしてついには、Ｖｅｄ＝Ｖｅｄ＊となるように制御される。電気二重層キャパシタＥＤＬＣの容量が大きい場合、充放電に伴う印加電圧Ｖｅｄの変化は小さく、大略、Ｖｅｄ≒Ｖｅｄ＊となっている。

図１５は、図１４の第２の電力指令発生器Ｆｅ（ｘ）の特性例を示す図であり、力行負荷電力ＰＬ（ａｖ）がＰＬａに達するまでは、電力指令値Ｐｓｏ＊は、Ｐｓｏ＊＝ｋ・ＰＬ（ａｖ）として与える。ただし、ｋは比例定数で、ｋ＝０〜１の範囲で選ばれる。ｋ＝１として与えると、Ｐｓｏ＊＝ＰＬ（ａｖ）となり、負荷電力ＰＬ（ａｖ）の全ての有効電力を第１の交流電源ＳＵＰ１および第２の交流電源ＳＵＰ２から与えることになる。第１の交流電源ＳＵＰ１から供給する電力Ｐｓ１と第２の交流電源ＳＵＰ２から供給する電力Ｐｓ２の割合は、図１３で説明した電圧指令発生器Ｆｄ（ｘ）の特性、すなわち、直流電圧Ｖｄのレギュレーション特性によって決まる。例えば、Ｐｓｏ＝Ｐｓ１＋Ｐｓ２が一定の場合、直流電圧レギュレーションを大きくすると、第２の交流電源ＳＵＰ２からダイオード整流器ＲＥＣを介して供給される電力Ｐｓ２＝Ｐｒｅｃの割合が増加し、第１の交流電源ＳＵＰ１から供給される電力Ｐｓ１は減少する。

ＰＬ（ａｖ）が設定値ＰＬａを越えると、有効電力指令値Ｐｓｏ＊＝ＰＬａで一定とする。このとき、負荷電力ＰＬ（ａｖ）と第１の交流電源ＳＵＰ１および第２の交流電源ＳＵＰ２から供給される電力Ｐｓｏとの差分の電力Ｐｅｄ＝ＰＬ（ａｖ）−Ｐｓｏ＝ＰＬ（ａｖ）−ＰＬａは、エネルギー蓄積装置ＥＳＳから供給することになる。

また、回生運転で、負荷電力ＰＬ（ａｖ）が−ＰＬｂに達するまでは、電力指令値Ｐｓｏ＊は、Ｐｓｏ＊＝ｋ・ＰＬ（ａｖ）として与える。ｋ＝１とした場合、Ｐｓｏ＊＝ＰＬ（ａｖ）となり、ダイオード整流器ＲＥＣは電力回生ができないので、回生電力ＰＬ（ａｖ）の全てを第１の交流電源ＳＵＰ１に回生するように制御される。

回生電力ＰＬ（ａｖ）が設定値−ＰＬｂを越えると、有効電力指令値Ｐｓｏ＊＝−ＰＬｂで一定とする。このとき、Ｐｅｄ＝ＰＬ（ａｖ）−Ｐｓｏ＝ＰＬ（ａｖ）＋ＰＬｂの電力は、エネルギー蓄積装置ＥＳＳへ回生されることになる。

一般的に、電気鉄道では、力行負荷の時間が長く、回生負荷の時間は短くなる。図１５の電力指令発生器Ｆｅ（ｘ）の特性では、力行側の上限値ＰＬａを大きくし、回生側の下限値ＰＬｂを小さく設定している。これにより、エネルギー蓄積装置ＥＳＳへの充放電エネルギーＷ＝Ｐｅｄ×ｔが平均的にゼロとなり、電気二重層キャパシタＥＤＬＣの印加電圧をＶｅｄ≒Ｖｅｄ＊とすることができる。ＥＤＬＣの印加電圧Ｖｅｄが指令値Ｖｅｄ＊からずれた場合には、上述のように補正電力指令ΔＰｓ＊が働き、徐々にＶｅｄ＝Ｖｅｄ＊となるように制御される。

また、比例定数ｋ＝１とすることにより、負荷電力が、−ＰＬｂ＜ＰＬ（ａｖ）＜ＰＬａの範囲で運転する時には、Ｐｓｏ＝ＰＬ（ａｖ）となり、エネルギー蓄積装置ＥＳＳから電力Ｐｅｄを供給する必要がなくなる。すなわち、上記設定値を超えた場合にのみ、電気二重層キャパシタＥＤＬＣへのエネルギーの授受が発生するが、時間的には短時間であるため、当該電気二重層キャパシタＥＤＬＣの容量を小さく抑えられる利点がある。

図１６は、図１１の装置の力行運転時のＭ座、Ｔ座の電圧・電流ベクトル図である。Ｔ座負荷電流ＩＴＬ＝０で、Ｍ座負荷電流ＩＭＬは、電圧ＶＭに対し若干の遅れ位相θとなっている。

負荷電力ＰＬ＝ＶＭ×ＩＭＬ×ｃｏｓθで、第１の交流電源ＳＵＰ１および第２の交流電源ＳＵＰ２からの供給電力Ｐｓｏ＝Ｐｓ１＋Ｐｓ２と、エネルギー蓄積装置ＥＳＳからの供給電力Ｐｅｄの和に等しくなる。

第１の交流電源ＳＵＰ１からのスコット結線変圧器ＴＲ１を介して供給される電流ＩＭｓおよびＩＴｓは、それぞれＭ座電圧ＶＭおよびＴ座電圧ＶＴと同相の正弦波に制御され、入力電力Ｐｓ１は、
［数９］
Ps1=IMs×VM+ITs×VT
となる。また、第１および第２の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２から供給する補償電流ＩＭｃおよびＩＴｃは、それぞれ、
［数１０］
IMc=IML-IMs
ITc=ITL-ITs=-ITs
となる。Ｍ座の補償電流ＩＭｃには、第２の交流電源ＳＵＰ２からダイオード整流器ＲＥＣを介して供給される電力Ｐｓ２＝Ｐｒｅｃとエネルギー蓄積装置ＥＳＳから供給される有効電力Ｐｅｄが含まれており、第１の交流電源ＳＵＰ１からは、Ｐｓ１＝ＰＬ−（Ｐｅｄ＋Ｐｓ２）が供給されることになる。

Ｍ座の有効電力ＰＭｓとＴ座の有効電力ＰＴｓは等しくなり、Ｐｓ１＝ＰＬ−（Ｐｅｄ＋Ｐｓ２）の半分をスコット結線変圧器のＭ座巻線から供給し、あとの半分をＴ座巻線から供給するようになる。Ｔ座巻線から供給される電力ＰＴｓ＝Ｐｓ１／２は、第２の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ２によって回生され、直流平滑コンデンサＣｄに供給される。すなわち、ＩＴｃ＝−ＩＴｓとなる。

さらに、その電力Ｐｓ１／２は、第１の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１を介して単相交流き電線Ｆａに供給される。そのとき、第２の交流電源ＳＵＰ２からダイオード整流器ＲＥＣを介して供給される電力Ｐｓ２とエネルギー蓄積装置ＥＳＳから供給される有効電力Ｐｅｄと負荷の無効電力ＱＬ＝ＶＭ×ＩＬＭ×ｓｉｎθも含めて第１の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１から供給され、スコット結線変圧器ＴＲのＭ座巻線からは有効電力ＰＭｓ＝Ｐｓ１／２だけが供給されることになる。

第１および第２の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２は、Ｍ座／Ｔ座間で電力融通を行うが、その電力容量は同じになる。しかし、エネルギー蓄積装置ＥＳＳを設置した場合、当該エネルギー蓄積装置ＥＳＳと単相交流き電線との間で授受される電力は、単相交流き電線側（Ｍ座）に交流出力端子が接続された第１の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１を介して授受される。

第１の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１の出力容量を、第２の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ２の出力容量より大きくすることにより、ダイオード整流器ＲＥＣから供給する電力を大きくすることが可能となり、その分既設のＭ／Ｇ装置（周波数変換器）の負荷を軽減することが可能となる。また、エネルギー蓄積装置ＥＳＳとの間で授受される電力を大きくすることが可能となり、ピーク負荷電力に対する補償量を増やすことができ、第１の３相交流電源ＳＵＰ１の負荷分担を減らすことができる。言い換えると、変電所設備容量の低減が図れる。

以上のように、本実施の形態の交流き電システムでは、電車負荷の回生エネルギーを蓄積し、力行負荷のときにそのエネルギーを放出することにより、エネルギーの有効利用と、第１の３相交流電源ＳＵＰ１からの供給電力Ｐｓ１のピークカットが可能となる。すなわち、単相引き通し交流き電システムの実現と、変電所設備容量の低減および節電を図ることができる。

図１７は、図１１の装置の補償電流制御回路ＣＯＮＴ１の別の具体的な構成を示すブロック図である。図中、Ｆｓ（ｘ）は第１の電力指令発生器、Ｋｓは比例要素、ＡＳＷはスイッチ回路、ＳＨはレベル検出器、Ｃ１〜Ｃ３は比較器、Ｇｖ（Ｓ）は電圧制御補償回路、Ｍ１，Ｍ２は乗算器、ＡＤ１〜ＡＤ４は加減算器、Ｇｉ１（Ｓ），Ｇｉ２（Ｓ）は電流制御補償回路、ＰＷＭ１，ＰＷＭ２はパルス幅変調制御回路を表す。

単相負荷Ｌｏａｄの電力ＰＬは、交流き電線の周波数ｆ１の２倍の周波数で変動する。当該負荷電力ＰＬの検出値を時間平均化し、負荷電力の平均値ＰＬ（ａｖ）を求める。第１の電力指令発生器Ｆｓ（ｘ）により、負荷電力平均値ＰＬ（ａｖ）に応じた第１の有効電力指令値Ｐｓ１＊を作り、比例要素Ｋｓを介して有効電流波高値指令Ｉｓｍａ＊に変換し、スイッチ回路ＡＳＷのａ側端子に入力する。

一方、比較器Ｃ１により、直流電圧指令値Ｖｄ＊と直流平滑コンデンサＣｄの印加電圧検出値Ｖｄを比較し、その偏差εｖ＝Ｖｄ＊−Ｖｄを次の電圧制御補償回路Ｇｖ（Ｓ）で、比例または積分増幅し、別の有効電流波高値指令Ｉｓｍｂ＊を作り、スイッチ回路ＡＳＷのｂ側端子に入力する。

レベル検出器ＳＨは、負荷電力ＰＬ（ａｖ）を入力し、設定レベルＰＬｏより大きいか小さいかを判断し、スイッチ回路ＡＳＷに切換え信号ＬＢを送る。

ＰＬ（ａｖ）＞ＰＬｏの場合、レベル検出器ＳＨの出力信号ＬＢ＝１となり、スイッチ回路ＡＳＷをａ側に接続し、有効電流波高値指令Ｉｓｍ＊＝Ｉｓｍａ＊を乗算器Ｍ１，Ｍ２に入力する。すなわち、第１の電力指令値Ｐｓ１＊に基づいて、補償電流を制御する。

このとき、前にも述べたように、補償電流ＩＭｃおよびＩＴｃは、それぞれの指令値ＩＭｃ＊およびＩＴｃ＊に一致するように制御され、その結果、スコット結線変圧器ＴＲ１のＭ座巻線電流ＩＭｓおよびＴ座巻線電流ＩＴｓは、次のように制御される。

［数１１］
IMs=IML-IMc=IML-IMc*=IMs*=Isma*×sinωt
ITs=ITL-ITc=-ITc=ITc*=Isma*×cosωt
すなわち、第１の交流電源ＳＵＰ１から供給される電力Ｐｓ１は前記第１の電力指令値Ｐｓ１＊に一致するように制御される。

また、ＰＬ（ａｖ）＜ＰＬｏの場合、レベル検出器ＳＨの出力信号ＬＢ＝０となり、スイッチ回路ＡＳＷをｂ側に接続し、有効電流波高値指令Ｉｓｍ＊＝Ｉｓｍｂ＊を乗算器Ｍ１，Ｍ２に入力する。すなわち、直流電圧制御回路からの信号Ｉｓｍｂ＊に基づいて、補償電流を制御する。

電圧指令値Ｖｄ＊をダイオード整流器ＲＥＣの無負荷整流電圧Ｖｒｅｃｏより高く設定することにより、ＰＬ（ａｖ）＜ＰＬｏのときは、第２の交流電源ＳＵＰ２からダイオード整流器ＲＥＣを介して供給される電力Ｐｓ２はゼロとなる。

一方、エネルギー蓄積装置ＥＳＳは、図１４で説明したと同様に制御される。すなわち、負荷電力ＰＬを検出し、その時間平均値ＰＬ（ａｖ）を求め、第２の電力指令発生器Ｆｅ（ｘ）に入力する。第２の電力指令発生器Ｆｅ（ｘ）は、負荷電力時間平均値ＰＬ（ａｖ）に応じて、第１の交流電源ＳＵＰ１および第２の交流電源ＳＵＰ２から供給する有効電力指令の和Ｐｓｏ＊（＝Ｐｓ１＊＋Ｐｓ２＊）を与える。

また、電気二重層キャパシタＥＤＬＣの印加電圧Ｖｅｄを検出し、比較器Ｃ４により、指令値Ｖｅｄ＊との偏差εｅｄ＝Ｖｅｄ＊−Ｖｅｄを求める。当該偏差εｅｄを積分することにより、補償電力指令ΔＰｓ＊を求め、加算器ＡＤ６に入力する。

加算器ＡＤ６では、前記電力指令発生器Ｆｅ（ｘ）からの出力信号Ｐｓｏ＊と補償電力指令ΔＰｓ＊を加算し、第２の交流電源ＳＵＰ１および第２の交流電源ＳＵＰ２から供給される有効電力の和の指令Ｐｓ＊＝Ｐｓｏ＊＋ΔＰｓ＊を作る。

さらに、次の加減算器ＡＤ７により、負荷電力検出値ＰＬ（ａｖ）と有効電力指令値Ｐｓ＊との差をとり、電気二重層キャパシタＥＤＬＣから出力する有効電力指令値Ｐｅｄ＊＝ＰＬ（ａｖ）−Ｐｓ＊を作る。割り算器ＤＶは、有効電力指令値Ｐｅｄ＊をＥＤＬＣの印加電圧Ｖｅｄで割り算し、直流リアクトルＬｄに流れる電流の指令値Ｉｅｄ＊を求める。

比較器Ｃ５により、当該電流指令値Ｉｅｄ＊と前記直流リアクトルＬｄに流れる電流Ｉｅｄの検出値との偏差εｉｅｄ＝Ｉｅｄ＊−Ｉｅｄを作り、次の電流制御補償回路Ｇｉ３（Ｓ）により、当該偏差εｉｅｄを反転増幅し、その出力信号ｅ３＊を加算器ＡＤ８に入力する。加算器ＡＤ８では、電気二重層キャパシタＥＤＬＣの電圧Ｖｅｄに相当する信号Ｅｅｄ＊を上記信号ｅ３＊に加え、制御信号ｅｃｈｏ＊をチョッパ装置ＣＨＯのパルス幅変調制御回路ＰＷＭ３に入力する。

前述のように、Ｉｅｄ＝Ｉｅｄ＊となるように制御され、エネルギー蓄積装置ＥＳＳから供給される電力Ｐｅｄは、Ｐｅｄ＝Ｐｅｄ＊＝ＰＬ（ａｖ）−Ｐｓ＊に制御される。

Ｖｅｄ＊＞Ｖｅｄの場合、ΔＰｓ＊が増加し、Ｐｓ＊も増加するので、Ｐｅｄ＝Ｐｅｄ＊が減少または負の値になる。その結果、電気二重層キャパシタＥＤＬＣの印加電圧Ｖｅｄが上昇し、Ｖｅｄ＊＝Ｖｅｄとなるように制御される。逆に、Ｖｅｄ＊＜Ｖｅｄの場合、ΔＰｓ＊が減少し、同様に、Ｖｅｄ＊＝Ｖｅｄとなるように制御される。

以上のように、図１４の制御回路ＣＯＮＴ２の第２の電力指令発生器Ｆｅ（ｘ）により、第１の交流電源ＳＵＰ１および第２の交流電源ＳＵＰ２から供給する有効電力指令の和Ｐｓｏ＊（＝Ｐｓ１＊＋Ｐｓ２＊）が決定され、また、図１７の制御回路ＣＯＮＴ１により、第１の交流電源ＳＵＰ１から供給される電力Ｐｓ１＝Ｐｓ１＊が決定されるので、第２の交流電源ＳＵＰ２からダイオード整流器ＲＥＣを介して供給される電力は、自動的に、Ｐｓ２＝Ｐｓｏ＊−Ｐｓ１＊になる。すなわち、ダイオード整流器ＲＥＣの電圧レギュレーションにかかわらず、第１の交流電源ＳＵＰ１からの供給電力Ｐｓ１と第２の交流電源ＳＵＰ２からの供給電力Ｐｓ２＝Ｐｒｅｃの配分を設定でき、最適な負荷分担での運転が可能となる。

図１８は、図１１の装置の別の運転特性例を示すもので、負荷電力ＰＬ（ａｖ）に対して、図１７の第１の電力指令発生器Ｆｓ（ｘ）は、
［数１２］
0≦PL(av)≦PLa1の範囲で、Ps1*=PL(av)
PL(av)>PLa1で、Ps1*=PLa1=一定
としている。また、ＰＬ（ａｖ）＜０では、直流電圧指令をＶｄ＊＝一定として制御する。

さらに、図１４の第２の電力指令発生器Ｆｅ（ｘ）は、
［数１３］
PL(av)<-PLbで、Pso*=PL(av)+PLb
-PLb≦PL(av)<0の範囲で、Pso*=0
0≦PL(av)≦PLa2の範囲で、Pso*=PL(av)
PL(av)>PLa2で、Pso*=PLa2=一定
としている。

この結果、エネルギー蓄積装置ＥＳＳから供給またはＥＳＳへ回生される電力の指令値Ｐｅｄ＊＝ＰＬ（ａｖ）−Ｐｓ＊は、ΔＰｓ＊＝０と仮定すると、
［数１４］
PL(av)<-PLbで、Ped*=-PLb=一定
-PLb≦PL(av)<0の範囲で、Ped*=PL(av)
0≦PL(av)≦PLa2の範囲で、Ped*=0
PL(av)>PLa2で、Ped*=PL(av)-PLa2
となる。また、第１の交流電源ＳＵＰ１から供給またはＳＵＰ１へ回生される電力Ｐｓ１は、
［数１５］
PL(av)<-PLbで、Ps1=Pso*=PL(av)+PLb
-PLb≦PL(av)<0の範囲で、Ps1=Pso*=0
0≦PL(av)≦PLa1の範囲で、Ps1=Ps1*=PL(av)
PL(av)>PLa1で、Ps1=Ps1*=PLa1=一定
となる。さらに、ダイオード整流器ＲＥＣから供給される電力Ｐｒｅｃ＝Ｐｓ２は、
［数１６］
PL(av)<PLa1で、Prec=0
PLa1≦PL(av)≦PLa2の範囲で、Prec=PL(av)-PLa1
PL(av)>PLa2で、Prec=Pso*-Ps1*=PLa2-PLa1=一定
となる。

すなわち、回生運転では、−ＰＬｂ＜ＰＬ（ａｖ）＜０の範囲で、全ての回生電力をエネルギー蓄積装置ＥＳＳに蓄え、それ以上の回生電力（ＰＬ（ａｖ）＋ＰＬｂ）は、第１の交流電源ＳＵＰ１にもどすようにしている。これにより、エネルギー蓄積を優先させ、蓄えたエネルギーを次の力行負荷に供給し、電力料金の節約を図ることができる。なお、エネルギー蓄積装置ＥＳＳの蓄積エネルギーが増えすぎた場合には、前述の補償電力ΔＰｓ＊が働き、当該エネルギー蓄積量はほぼ一定に保たれる。

また、力行負荷では、まず、第１の交流電源ＳＵＰ１から電力Ｐｓ１＝ＰＬ（ａｖ）が供給され、次に、ダイオード整流器ＲＥＣを介して電力Ｐｓ２＝Ｐｒｅｃ＝ＰＬ（ａｖ）−ＰＬａ１が供給され、さらに負荷が増えると、エネルギー蓄積装置ＥＳＳからＰｅｄ＝ＰＬ（ａｖ）−ＰＬａ２が供給される。

これにより、第１の交流電源ＳＵＰ１からの供給電力Ｐｓ１、第２の交流電源ＳＵＰ２からの供給電力Ｐｓ２＝Ｐｒｅｃおよびエネルギー蓄積装置ＥＳＳからの供給電力の配分を自由に選定することが可能となり、既設設備（Ｍ／Ｇ装置やスコット結線変圧器等）の効率的な運用と、エネルギーの有効利用による電気料金の節約が可能となる。

本実施の形態の装置では、既設の回転形周波数変換器（Ｍ／Ｇ装置）およびスコット結線変圧器ＴＲ１を介して供給される電力Ｐｓ１を減らすことができ、従来設備の容量低減が図れ、設備更新が容易になる。また、従来の回転形周波数変換器（Ｍ／Ｇ装置）に比較し、ダイオード整流器ＲＥＣは、安価で高効率な静止形５０Ｈｚ／６０Ｈｚ周波数変換器として利用できる。

また、回生電力の一部または全部をエネルギー蓄積装置ＥＳＳに蓄えることができ、その蓄積されたエネルギーは、力行列車負荷が多くなったときに放出し、エネルギーの有効利用を図ることができる。これにより、電気料金の節約が図れ、交流電源から見た場合ピーク負荷電力の低減ができ、変電所設備容量の低減が可能となる。

（第３の実施の形態）図１９は、本発明の第３の実施の形態の電気鉄道交流き電システムの構成図である。図中、ＳＵＰ１は第１の交流電源、ＳＵＰ２は第２の交流電源、ＴＲ１はスコット結線変圧器、Ｆａは単相交流き電線、Ｌｏａｄは電車負荷、ＴＲｍ，ＴＲｔは単相変圧器、ＣＮＶ１，ＣＮＶ２は電圧形自励式電力変換器、Ｃｄは直流平滑コンデンサ、Ｌｆ，ＣｆはＬＣフィルタを構成するリアクトルとコンデンサ、ＴＲ２は３相変圧器、ＣＮＶ３は第３の電圧形自励式電力変換器（固定パルス位相制御コンバータ）、ＣＯＮＴ１は電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２から出力する補償電流ＩＭｃ，ＩＴｃを制御する補償電流制御手段、ＣＯＮＴ３は第３の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ３の制御回路を示す。

補償電流制御手段ＣＯＮＴ１は、有効電力指令発生回路Ｐｓ１−ｒｅｆ、補償電流指令発生回路Ｉｃ−ｒｅｆ、補償電流制御回路ＩＭｃ−Ｃｏｎｔ，ＩＴｃ−Ｃｏｎｔおよびパルス幅変調制御回路ＰＷＭ１，ＰＷＭ２で構成されている。

また、制御回路ＣＯＮＴ３は、直流電圧制御回路Ｖｄ−Ｃｏｎｔ、有効電流制御回路Ｉｑ−Ｃｏｎｔおよび位相制御回路ＰＨＣで構成されている。

スコット結線変圧器ＴＲ１は、第１の交流電源ＳＵＰ１（３相−６０Ｈｚ）の３相交流電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを２相交流電圧ＶＭ，ＶＴに変換するもので、当該２相電圧ＶＭとＶＴは９０°の位相差がある。この他、３相電圧を２相電圧に変換する変圧器の結線法として、変形ウッドブリッジ結線変圧器等がある。Ｍ座出力は単相交流き電線Ｆａに接続し、Ｔ座はオープン（無負荷）とする。第１の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１の単相出力端子はＭ座端子に接続し、第２の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ２の単相出力端子はＴ座端子に接続する。また、第２の交流電源ＳＵＰ２（３相−５０Ｈｚ）に、３相変圧器ＴＲ２を介して固定パルス位相制御コンバータＣＮＶ３の交流端子を接続し、当該コンバータＣＮＶ３の直流出力端子を前記直流平滑コンデンサＣｄに接続している。

直流平滑コンデンサＣｄに並列接続されたＬＣフィルタ（Ｌｆ，Ｃｆ）は、交流き電線の周波数（６０Ｈｚ）の２倍の周波数に共振するようにリアクトルＬｆと、コンデンサＣｆの値を決める。交流き電線の周波数（６０Ｈｚ）の２倍で変動する単相負荷に伴う電力変動分ΔＰＬをＬＣフィルタで吸収することにより、直流電圧の変動ΔＶｄを抑制する。この結果、直流平滑コンデンサＣｄの容量を小さくでき、かつ、直流電圧の変動ΔＶｄを大幅に低減できる。負荷急変などで過渡時にＬＣフィルタによる電気振動現象が懸念されるが、固定パルス位相制御コンバータＣＮＶ３により直流電圧制御を行っているため、電気振動を減衰させるダンパー作用が働き、安定なシステムを提供できる。

直流電圧Ｖｄが安定化されることにより、第１および第２の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２による補償電流制御や第３の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ３による制御も安定化され、制御性能の向上が図れる。また、電圧変動ΔＶｄが小さくなった分、電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２，ＣＮＶ３の耐圧マージンも下げることができ、より安価な装置を提供できる。

第３の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ３は、一定のパルスパターン（例えば、１パルス，３パルス，５パルス，…など）で動作する固定パルス位相制御コンバータで、直流電圧Ｖｄを一定とした場合、交流側出力電圧Ｖｃの振幅値は一定となる。すなわち、第２の交流電源ＳＵＰ２の電圧Ｖｓ（Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔ）に対するコンバータＣＮＶ３の交流側出力電圧Ｖｃ（Ｖｃｒ，Ｖｃｓ，Ｖｃｔ）の位相角φを調整することにより、入力電流Ｉｓ（Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔ）を制御する。

本実施の形態の装置では、力行・回生運転を通じて、直流電圧Ｖｄ＝Ｖｄ＊は、第３の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ３によってほぼ一定に制御することができ、電圧レギュレーションをとる必要がないので、その分第１および第２の自励式電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２の電圧利用率を上げることができる。

図２０は、図１９の装置の第３の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ３の具体的な主回路構成とその制御回路を示す図である。図中、ＳＵＰ２は第２の交流電源、ＴＲ２は３相変圧器、Ｃｄは直流平滑コンデンサで図１９と重複する。また、ＣＮＶ３は３相ブリッジ結線された電圧形自励式電力変換器で、自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ６，高速ダイオードＤ１〜Ｄ６で構成されている。また、制御回路ＣＯＮＴ３として、比較器Ｃ１，Ｃ５、電圧制御補償回路Ｇｖ（Ｓ）、電流制御補償回路Ｇｉｑ（Ｓ）、座標変換器Ｚ、同期位相信号発生器ＰＬＬ、位相制御回路ＰＨＣを用意している。以下、この制御回路の動作を説明する。

図２１は、図２０の電圧形自励式電力変換器（固定パルス位相制御コンバータ）ＣＮＶ３の動作を説明するための交流側等価回路（１相分）を示す図であり、Ｖｓは第２の交流電源ＳＵＰ２の電源電圧、ＶｃはコンバータＣＮＶ３の交流側出力電圧、Ｌｓは変圧器ＴＲ２のもれインダクタンス（または交流リアクトル）、Ｉｓは入力電流を表す。

また、図２２は、等価回路における電圧・電流ベクトル図であり、電源電圧Ｖｓに対し、コンバータＣＮＶ３の交流電圧Ｖｃの位相角をφだけずらした場合、差電圧Ｖｓ−Ｖｃ＝ｊωＬｓ・Ｉｓが交流リアクトルＬｓに印加され、入力電流Ｉｓが流れる。電源電圧Ｖｓの振幅値とコンバータＣＮＶ３の交流電圧Ｖｃの基本波振幅値が等しいと仮定した場合、電源電圧Ｖｓに対する入力電流Ｉｓの位相はφ／２となる。ゆえに、入力力率は、ｃｏｓ（φ／２）となる。

コンバータＣＮＶ３の交流電圧Ｖｃの基本波振幅値は、直流電圧Ｖｄによって決まり、直流電圧Ｖｄは負荷側（この場合、第１および第２の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２）からの要求によって決定されるので、変圧器ＴＲ２により、電源電圧（変圧器ＴＲ２の２次電圧）ＶｓとコンバータＣＮＶ３の交流電圧Ｖｃの振幅値を合わせる。

位相角φを大きくすると、リアクトルＬｓの印加電圧が増加し、入力電流Ｉｓも増加する。位相角φを負にすると、リアクトルＬｓの印加電圧ｊωＬｓ・Ｉｓの向きが反転し、入力電流はＩｓ’のようなベクトルになって電力を電源ＳＵＰ２に回生することができる。当然のことながら、位相角φ＝０とすれば、入力電流Ｉｓ＝０とすることができる。

図２３は、力行運転時の固定パルス（１パルス）位相制御コンバータＣＮＶ３の動作波形例を示すもので、１相分について表している。コンバータＣＮＶ３は、通常の３相ブリッジ結線された電圧形自励式電力変換器とし、Ｒ相分として、上アームの自己消弧素子Ｓ１と下アームの自己消弧素子Ｓ４を考え、それぞれに逆並列接続された高速ダイオードＤ１，Ｄ４を考える。

電源電圧Ｖｒに対し、コンバータＣＮＶ３の交流電圧Ｖｃｒは位相角φだけ遅れている。電圧ＶｒとＶｃｒの基本波振幅値を同じにした場合、入力電流Ｉｒは、電源電圧Ｖｒより、φ／２だけ遅れた電流となる。ここでは、説明を簡単にするため、電流Ｉｒの高調波成分を省略し、正弦波電流としている。

電流Ｉｒ＞０のとき、自己消弧素子Ｓ４をオン（素子Ｓ１はオフ）すると、交流出力電圧はＶｃｒ＝−Ｖｄ／２となり、下アームＳ４に電流ＩＳ４が流れる。電流Ｉｒ＞０のとき、ωｔ＝０で、自己消弧素子Ｓ４をオフし、素子Ｓ１をオンすると、交流出力電圧はＶｃｒ＝＋Ｖｄ／２となり、ＩＳ４＝０となる。電流Ｉｒは上アームの高速ダイオードＤ１を通って流れ、電流Ｉｒが反転するまで、ＩＤ１＝Ｉｒが流れる。電流がＩｒ＜０になると、素子Ｓ１がオンなので、素子Ｓ１に電流ＩＳ１が流れる。位相角ωｔ＝πで、自己消弧素子Ｓ１をオフし、素子Ｓ４をオンすると、電圧Ｖｃｒは再び、Ｖｃｒ＝−Ｖｄ／２となり、ＩＳ１＝０となり、下アームの高速ダイオードＤ４に電流ＩＤ４が流れる。

自己消弧素子Ｓ１およびＳ４の遮断電流Ｉｍａｘは、入力電流Ｉｒの波高値をＩｍとすると、Ｉｍａｘ＝Ｉｍ×ｓｉｎ（φ／２）となり、例えば、制御位相角φ＝２０°とすると、Ｉｍａｘ＝０．１７４×Ｉｍとなる。すなわち、自己消弧素子Ｓ１，Ｓ４のスイッチング（オン／オフ動作）は入力電流Ｉｒのゼロクロス付近で行われ、自己消弧素子Ｓ１，Ｓ４の最大遮断電流Ｉｍａｘは、電流波高値Ｉｍに対し十分小さく抑えることができる。この結果、電流遮断容量の小さい素子を使うことができ、経済的な変換器を提供できる。また、スイッチング損失が低減され、冷却設備容量の低減が図れる。さらに、コンバータＣＮＶ３の交流電圧Ｖｃｒは矩形波電圧となり、その基本波成分の波高値Ｖｃｍは、
［数１７］
Vcm=(4/π)×(Vd/2)=1.273×(Vd/2)
となって、直流電圧（Ｖｄ／２）以上の値を得ることができる。すなわち、通常のＰＷＭ制御コンバータに比べ電圧利用率が高く、同じ耐圧の自己消弧素子で構成した場合、より大きな出力を発生できる利点がある。

図２４は、回生運転時の固定パルス（１パルス）位相制御コンバータＣＮＶ３の動作波形を示す図であり、１相分について表している。電源電圧Ｖｒに対し、コンバータＣＮＶ３の交流電圧Ｖｃｒは位相角φだけ進んでいる。入力電流Ｉｒは反転し、電源電圧Ｖｒに対し、π−φ／２だけ遅れた位相となる。入力電力Ｐｒ＝Ｖｒ×Ｉｒは負となり、電力を電源ＳＵＰ２に回生することができる。このときの入力力率は、ｃｏｓ（π−φ／２）＝ｃｏｓ（φ／２）となって、やはり、高力率で運転される。

ωｔ＝０で、素子Ｓ１をオン（Ｓ４はオフ）すると、Ｖｃｒ＝＋Ｖｄ／２となり、Ｉｒ＞０なので、高速ダイオードＤ１に電流ＩＤ１＝Ｉｒが流れる。電流Ｉｒが反転すると、自己消弧素子Ｓ１に電流が流れ始め、ＩＳ１＝Ｉｒとなって流れる。ωｔ＝πで、素子Ｓ１をオフし、素子Ｓ４をオンすると、高速ダイオードＤ４に電流ＩＤ４が流れ、さらに、電流Ｉｒが反転することにより、素子Ｓ４にＩＳ４＝Ｉｒが流れ始める。

回生運転では、入力電流Ｉｒの大部分が自己消弧素子Ｓ１又はＳ４を介して流れるが、このときも自己消弧素子Ｓ１，Ｓ４のスイッチング（オン／オフ）は、電流Ｉｒのゼロクロス付近で行われるので、素子Ｓ１，Ｓ４の最大遮断電流Ｉｍａｘは、電流Ｉｒの波高値Ｉｍに対し、
［数１８］
Imax=Im×sin(φ/2)
となり、例えば、φ＝２０°とすると、Ｉｍａｘ＝０．１７４×Ｉｍとなる。

以上は、説明を簡単にするため、コンバータＣＮＶ３の制御パルス数を１パルスとして説明したが、制御パルス数を３パルス，５パルス，…等にしても同様に制御できる。入力電流Ｉｒの高調波を減らすのに制御パルス数を増やすことが効果的であるが、その場合でも、スイッチング（オン／オフ動作）は、入力電流Ｉｒのゼロクロス付近で行われ、自己消弧素子の最大遮断電流Ｉｍａｘは、小さく抑えることができる。また、コンバータＣＮＶ３の電圧利用率は、パルス数を増やした場合でも、上述の１パルス運転時の電圧利用率に近い値を確保できる。

図２０において、直流平滑コンデンサＣｄに印加される電圧Ｖｄは、固定パルス位相制御コンバータＣＮＶ３により、次のように制御される。直流電圧指令値Ｖｄ＊＝一定として説明する。

比較器Ｃ１により直流電圧指令値Ｖｄ＊と直流電圧検出値Ｖｄとを比較し、その偏差εｖを電圧制御補償回路Ｇｖ（Ｓ）に入力し、比例または積分増幅することにより、第２の交流電源ＳＵＰ２から供給される有効電流指令値Ｉｑ＊を求める。また、第２の交流電源ＳＵＰ２からの３相入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔを検出し、それを座標変換器により、３相／ｄｑ変換し、有効電流Ｉｑと無効電流Ｉｄに分ける。比較器Ｃ５により、有効電流指令値Ｉｑ＊と有効電流検出値Ｉｑとを比較し、その偏差εｑを次の電流制御補償回路Ｇｉｑ（Ｓ）に入力し、比例または積分増幅することにより、制御位相信号φ＊を求める。

位相制御回路ＰＨＣでは、第２の交流電源ＳＵＰ２の３相電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔに同期した位相基準信号θｒ，θｓ，θｔを入力し、制御位相信号φ＊と比較して、コンバータＣＮＶ３のゲート信号を作る。コンバータの交流電圧Ｖｃｒ，Ｖｃｓ，Ｖｃｔは、電源電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔに対し、位相角φ＝φ＊だけずれ、入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔの有効分Ｉｑが制御できる。

Ｉｑ＊＞Ｉｑの場合、制御位相信号φ＊（遅れ）が増え、入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔの有効分Ｉｑを増やす。逆に、Ｉｑ＊＜Ｉｑの場合、制御位相信号φ＊（遅れ）が負の値となり、入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔの有効分Ｉｑを減らす。これにより、Ｉｑ＊＝Ｉｑに制御される。

Ｖｄ＊＞Ｖｄとなった場合、偏差εｖは正の値となり、それを電圧制御補償回路Ｇｖ（Ｓ）で増幅し、有効電流指令値Ｉｑ＊を増やす。これにより、第２の交流電源ＳＵＰ２から電力Ｐｓ２が供給され、直流平滑コンデンサＣｄの印加電圧Ｖｄを増加させ、Ｖｄ＊＝Ｖｄとなるように制御される。逆に、Ｖｄ＊＜Ｖｄとなった場合、偏差εｖは負の値となり、有効電流指令値Ｉｑ＊を負の値にする。これにより、第２の交流電源ＳＵＰ２へ電力Ｐｓ２が回生され、直流平滑コンデンサＣｄの印加電圧Ｖｄを減少させ、やはり、Ｖｄ＊＝Ｖｄとなるように制御される。

図２５は、図１９の装置の第３の電圧自励式電力変換器ＣＮＶ３の制御回路ＣＯＮＴ３の別の構成図である。図中、Ｃ１は比較器、Ｇｖ（Ｓ）は電圧制御補償回路、ＰＨＣは位相制御回路を示す。

直流平滑コンデンサＣｄに印加される電圧Ｖｄを検出する。比較器Ｃ１により、電圧指令値Ｖｄ＊と電圧検出値Ｖｄを比較し、偏差εｖ＝Ｖｄ＊−Ｖｄを求める。次の電圧制御補償回路Ｇｖ（Ｓ）により、当該偏差εｖを比例または積分増幅し、位相制御指令φ＊として、位相制御回路ＰＨＣに入力する。すなわち、直流電圧制御回路Ｇｖ（Ｓ）から直接、位相制御回路ＰＨＣへ位相制御信号φ＊を送る。

Ｖｄ＊＞Ｖｄとなった場合、偏差εｖは正となり、制御位相角指令φ＊を増加させる。この制御位相角指令φ＊は、第２の交流電源ＳＵＰ２の電圧Ｖｓに対するコンバータＣＮＶ３の交流電圧Ｖｃの遅れ位相角φを決めるもので、図２２で説明したように、φ＊＝φを増加させることにより、入力電流Ｉｓが増加する。結果的に、電源ＳＵＰ２から供給される有効電力Ｐｓ２が増加し、直流平滑コンデンサＣｄの印加電圧Ｖｄを上昇させ、Ｖｄ＊＝Ｖｄとなるように制御される。逆に、Ｖｄ＊＜Ｖｄとなった場合、偏差εｖは負となり、制御位相角指令φ＊は減少または負の値（進み位相）になる。φ＜０となると、図２２のベクトル図で、コンバータＣＮＶ３の交流電圧はＶｃ’のようになり、入力電流Ｉｓのベクトルの向きが反転し、有効電力Ｐｓ２が交流電源ＳＵＰ２に回生される。この結果、直流平滑コンデンサＣｄの印加電圧Ｖｄは下がり、やはり、Ｖｄ＊＝Ｖｄとなるように制御される。以上のように、入力電流制御回路（マイナーループ）を省略することができ、制御回路の簡略化を図ることができる。

図２６は、図１９の装置の前記第１および第２の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２から出力する補償電流ＩＭｃ，ＩＴｃを制御する補償電流制御手段ＣＯＮＴ１の具体的な構成を示す図である。図中、Ｆｓ（ｘ）は電力指令発生器、Ｋｓは比例要素、Ｃ２，Ｃ３は比較器、Ｍ１，Ｍ２は乗算器、ＡＤ１〜ＡＤ４は加減算器、Ｇｉ１（Ｓ），Ｇｉ２（Ｓ）は電流制御補償回路、ＰＷＭ１，ＰＷＭ２はパルス幅変調制御回路を表す。

第１の交流電源ＳＵＰ１（３相−６０Ｈｚ）から供給される電力Ｐｓ１は、次のように制御される。電力指令発生器Ｆｓ（ｘ）は、負荷電力ＰＬの時間平均値ＰＬ（ａｖ）に応じて、第１の交流電源ＳＵＰ１から供給する電力Ｐｓ１の指令値Ｐｓ１＊を与えるもので、比例定数Ｋｓを乗じることによりスコット結線変圧器ＴＲ１のＭ座、Ｔ座巻線電流ＩＭｓ，ＩＴｓの波高値指令Ｉｓｍ＊とする。

乗算器Ｍ１により、入力電流波高値指令Ｉｓｍ＊とスコット結線変圧器ＴＲ１のＭ座電圧ＶＭに同期した単位正弦波ｓｉｎωｔとを乗じ、Ｍ座入力電流指令ＩＭｓ＊＝Ｉｓｍ＊×ｓｉｎωｔを出力する。乗算器Ｍ２により、入力電流波高値指令Ｉｓｍ＊とスコット結線変圧器ＴＲ１のＴ座電圧ＶＴに同期した単位正弦波ｃｏｓωｔとを乗じ、Ｔ座入力電流指令ＩＴｓ＊＝Ｉｓｍ＊×ｃｏｓωｔを出力する。

加減算器ＡＤ１により、Ｍ座負荷電流ＩＭＬの検出値からＭ座入力電流指令値ＩＭｓ＊を引き算し、Ｍ座補償電流指令値ＩＭｃ＊＝ＩＭＬ−ＩＭｓ＊を求める。同様に、加減算器ＡＤ３により、Ｔ座負荷電流ＩＴＬの検出値からＴ座入力電流指令値ＩＴｓ＊を引き算し、Ｔ座補償電流指令値ＩＴｃ＊＝ＩＴＬ−ＩＴｓ＊を求める。ただし、ＩＴＬ＝０となっている。

比較器Ｃ２により、Ｍ座補償電流検出値ＩＭｃと、補償電流指令値ＩＭｃ＊を比較し、その偏差εｍ＝ＩＭｃ＊−ＩＭｃを、次の電流制御補償回路Ｇｉ１（Ｓ）により増幅し、加減算器ＡＤ２に入力する。加減算器ＡＤ２では、Ｍ座電圧ＶＭに比例した補償信号ＥＭ＊を電流制御補償回路Ｇｉ１（Ｓ）の出力信号に加算し、その信号ｅｍ＊を変換器ＣＮＶ１のパルス幅変調制御回路ＰＷＭ１に入力する。第１の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１は、当該入力信号ｅｍ＊に比例した電圧ＶＭｃを発生する。当該出力電圧ＶＭｃとＭ座電源電圧ＶＭの差（ＶＭｃ−ＶＭ）が単相変圧器ＴＲｍのもれインダクタンスＬｓｍに印加され、補償電流ＩＭｃが流れる。当然のことながら、単相変圧器ＴＲｍの漏れインダクタンスが小さい場合には、当該変圧器ＴＲｍの１次または２次巻線に直列にリアクトルＬｓｍｏを挿入する場合もある。

ＩＭｃ＊＞ＩＭｃとなった場合には、偏差εｍが正となり、信号ｅｍ＊を増加させ、補償電流ＩＭｃを増やして、ＩＭｃ＊＝ＩＭｃとなるように制御する。逆に、ＩＭｃ＊＜ＩＭｃとなった場合には、偏差εｍが負となり、信号ｅｍ＊を減少させ、補償電流ＩＭｃを減らして、やはり、ＩＭｃ＊＝ＩＭｃとなるように制御する。この結果、スコット結線変圧器ＴＲ１から供給されるＭ座入力電流ＩＭｓは、ＩＭｓ＝ＩＭＬ−ＩＭｃ＝ＩＭＬ−ＩＭｃ＊＝ＩＭＬ−（ＩＭＬ−ＩＭｓ＊）＝ＩＭｓ＊となるように制御される。この入力電流ＩＭｓは、Ｍ座電圧ＶＭと同相（力率＝１）の正弦波電流となる。

同様に、比較器Ｃ３により、Ｔ座補償電流検出値ＩＴｃと、補償電流指令値ＩＴｃ＊を比較し、その偏差εｔ＝ＩＴｃ＊−ＩＴｃを、次の電流制御補償回路Ｇｉ２（Ｓ）により増幅し、加減算器ＡＤ４に入力する。加減算器ＡＤ４では、Ｔ座電圧ＶＴに比例した補償信号ＥＴ＊を上記電流制御補償回路Ｇｉ２（Ｓ）の出力信号に加算し、その信号ｅｔ＊を変換器ＣＮＶ２のパルス幅変調制御回路ＰＷＭ２に入力する。第２の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ２は、当該入力信号ｅｔ＊に比例した電圧ＶＴｃを発生する。出力電圧ＶＴｃとＴ座電源電圧ＶＴの差（ＶＴｃ−ＶＴ）が単相変圧器ＴＲｔのもれインダクタンスＬｓｔに印加され、補償電流ＩＴｃが流れる。

ＩＴｃ＊＞ＩＴｃとなった場合には、偏差εｔが正となり、信号ｅｔ＊を増加させ、補償電流ＩＴｃを増やして、ＩＴｃ＊＝ＩＴｃとなるように制御する。逆に、ＩＴｃ＊＜ＩＴｃとなった場合には、偏差εｔが負となり、信号ｅｔ＊を減少させ、補償電流ＩＴｃを減らして、やはり、ＩＴｃ＊＝ＩＴｃとなるように制御する。この結果、スコット結線変圧器ＴＲ１から供給されるＴ座入力電流ＩＴｓは、ＩＴｓ＝ＩＴＬ−ＩＴｃ＝ＩＴＬ−ＩＴｃ＊＝ＩＴＬ−（ＩＴＬ−ＩＴｓ＊）＝ＩＴｓ＊となるように制御される。この入力電流ＩＴｓは、Ｔ座電圧ＶＴと同相（力率＝１）の正弦波電流となる。ただし、Ｔ座負荷電流ＩＴＬ＝０となっている。スコット結線変圧器ＴＲ１のＭ座、Ｔ座の電流ＩＭｓとＩＴｓは、同じ振幅値Ｉｓｍ＊で、位相が９０°ずれた２相平衡化電流となる。この結果、第１の３相交流電源ＳＵＰ１から供給される電流も３相平衡化された力率＝１の正弦波電流となる。こうして、スコット結線変圧器ＴＲ１の容量を軽減できるだけでなく、第１の交流電源ＳＵＰ１の設備やＭ／Ｇ装置の容量も軽減することができる。

図２７は、図２６の制御回路ＣＯＮＴ１の電力指令発生器Ｆｓ（ｘ）の特性の一例を示すもので、負荷電力ＰＬ（ａｖ）に対し、第１の交流電源ＳＵＰ１からの電力指令値Ｐｓ１＊を次のように与えている。すなわち、設定値ＰＬｏとした場合、−ＰＬｏ＜ＰＬ（ａｖ）＜＋ＰＬｏの範囲では、Ｐｓ１＊＝ＰＬ（ａｖ）とし、全ての負荷電力ＰＬを第１の交流電源ＳＵＰ１から供給または回生する。また、ＰＬ（ａｖ）＜−ＰＬｏでは、Ｐｓ１＊＝−ＰＬｏ＝一定とし、また、ＰＬ（ａｖ）＞＋ＰＬｏではＰｓ１＊＝＋ＰＬｏ＝一定としている。すなわち、回生運転で、ＰＬ（ａｖ）＜−ＰＬｏの場合、第１の交流電源ＳＵＰ１に回生する電力はＰｓ１＝−ＰＬｏ＝一定とし、それ以上の回生電力（ＰＬ（ａｖ）−ＰＬｏ）は、固定パルス位相制御コンバータＣＮＶ３を介して、第２の交流電源ＳＵＰ２に回生する。

また力行運転で、ＰＬ（ａｖ）＞＋ＰＬｏの場合、第１の交流電源ＳＵＰ１から供給する電力はＰｓ１＝＋ＰＬｏ＝一定とし、それ以上の供給電力（ＰＬ（ａｖ）−ＰＬｏ）は、固定パルス位相制御コンバータＣＮＶ３を介して、第２の交流電源ＳＵＰ２から供給する。

これにより、本実施の形態では、既存設備（Ｍ／Ｇ装置やスコット結線変圧器など）の容量を増やすことなく、電車負荷への供給電力や回生電力の容量を増やすことが可能となり、経済的な電気鉄道交流き電システムを提供できる。

図２８は、図１９の装置の力行運転時のＭ座、Ｔ座の電圧・電流ベクトル図である。Ｔ座負荷電流ＩＴＬ＝０で、Ｍ座負荷電流ＩＭＬは、電圧ＶＭに対し若干の遅れ位相θとなっている。負荷電力はＰＬ＝ＶＭ×ＩＭＬ×ｃｏｓθで、第１の交流電源ＳＵＰ１からの供給電力Ｐｓ１および第２の交流電源ＳＵＰ２からの供給電力Ｐｓ２の和Ｐｓｏ＝Ｐｓ１＋Ｐｓ２に等しくなる。

第１の交流電源ＳＵＰ１からのスコット結線変圧器ＴＲ１を介して供給される電流ＩＭｓおよびＩＴｓは、それぞれＭ座電圧ＶＭおよびＴ座電圧ＶＴと同相の正弦波に制御され、入力電力Ｐｓ１は、Ｐｓ１＝ＩＭｓ×ＶＭ＋ＩＴｓ×ＶＴとなる。また、第１および第２の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２から供給する補償電流ＩＭｃおよびＩＴｃは、それぞれ、
［数１９］
IMc=IML-IMs
ITc=ITL-ITs=-ITs
となる。Ｍ座の補償電流ＩＭｃには、第２の交流電源ＳＵＰ２から固定パルス位相制御コンバータＣＮＶ３を介して供給される有効電力Ｐｓ２と負荷の無効電力ＱＬが含まれており、第１の交流電源ＳＵＰ１からは、有効電力Ｐｓ１＝ＰＬ−Ｐｓ２が供給されることになる。

Ｍ座の有効電力ＰＭｓ＝ＩＭｓ×ＶＭとＴ座の有効電力ＰＴｓ＝ＩＴｓ×ＶＴは等しくなり、有効電力Ｐｓ１の半分をスコット結線変圧器ＴＲ１のＭ座巻線から供給し、あとの半分をＴ座巻線から供給するようになる。Ｔ座巻線から供給される電力ＰＴｓ＝Ｐｓ１／２は、第２の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ２によって回生され、直流平滑コンデンサＣｄに供給される。すなわち、Ｔｃ＝−ＩＴｓとなる。さらに、その電力Ｐｓ１／２は、第１の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１を介して単相交流き電線Ｆａに供給される。そのとき、第２の交流電源ＳＵＰ２から固定パルス位相制御コンバータＣＮＶ３を介して供給される電力Ｐｓ２と負荷の無効電力ＱＬ＝ＶＭ×ＩＬＭ×ｓｉｎθも含めて第１の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１から供給され、スコット結線変圧器ＴＲ１のＭ座巻線からは有効電力ＰＭｓ＝ＩＭｓ×ＶＭ＝Ｐｓ１／２だけが供給されることになる。

第１の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１の出力容量を、第２の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ２の出力容量より大きくすることにより第２の交流電源ＳＵＰ２から供給する電力Ｐｓ２を大きくすることができ、その分、第１の交流電源ＳＵＰ１から供給する電力Ｐｓ１を小さくできる。言い換えると、既存のＭ／Ｇ装置（周波数変換器）やスコット結線変圧器などの設備容量の低減が図れる。

（第４の実施の形態）図２９は、本発明の第４の実施の形態の電気鉄道交流き電システムの構成図である。図中、ＳＵＰ１は第１の交流電源、ＳＵＰ２は第２の交流電源、ＴＲ１はスコット結線変圧器、Ｆａは単相交流き電線、Ｌｏａｄは電車負荷、ＴＲｍ，ＴＲｔは単相変圧器、ＳＷｔ，ＳＷｍ，ＳＷ１，ＳＷ２は開閉器、ＣＮＶ１，ＣＮＶ２は電圧形自励式電力変換器、Ｃｄは直流平滑コンデンサ、Ｌｆ，ＣｆはＬＣフィルタを構成するリアクトルとコンデンサ、ＴＲ２は３相変圧器、ＣＮＶ３は固定パルス位相制御コンバータ、ＣＯＮＴ１は前記電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２から出力する補償電流ＩＭｃ，ＩＴｃを制御する補償電流制御手段、ＣＯＮＴ３は前記固定パルス位相制御コンバータＣＮＶ３の制御回路を示す。

スコット結線変圧器ＴＲ１は、第１の交流電源ＳＵＰ１（３相−６０Ｈｚ）の３相交流電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを２相交流電圧ＶＭ，ＶＴに変換するもので、当該２相電圧ＶＭとＶＴは９０°の位相差がある。スコット結線変圧器ＴＲ１のＭ座巻線は開閉器ＳＷｍを介して単相交流き電線Ｆａに接続する。また、第１の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１の単相出力端子は単相変圧器ＴＲｍおよび開閉器ＳＷ１を介して単相交流き電線Ｆａに接続する。さらに、第２の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ２の単相出力端子は単相変圧器ＴＲｔおよび開閉器ＳＷｔを介してスコット結線変圧器ＴＲ１のＴ座端子に接続する。通常の運転では、開閉器ＳＷｔ，ＳＷｍおよびＳＷ１が投入され、開閉器ＳＷ２が開放された状態で運転される。

また、第２の交流電源ＳＵＰ２（３相−５０Ｈｚ）に、３相変圧器ＴＲ２を介して固定パルス位相制御コンバータＣＮＶ３の交流端子を接続し、当該コンバータＣＮＶ３の直流出力端子を前記直流平滑コンデンサＣｄに接続している。直流平滑コンデンサＣｄに並列接続されたＬＣフィルタ（Ｌｆ，Ｃｆ）は、交流き電線の周波数（６０Ｈｚ）の２倍の周波数に共振するようにリアクトルＬｆと、コンデンサＣｆの値を決める。交流き電線の周波数（６０Ｈｚ）の２倍で変動する単相負荷に伴う電力変動分ΔＰＬをＬＣフィルタで吸収することにより、直流電圧の変動ΔＶｄを抑制する。この結果、直流平滑コンデンサＣｄの容量を小さくでき、かつ、直流電圧の変動ΔＶｄを大幅に低減できる。負荷急変などで過渡時にＬＣフィルタによる電気振動現象が懸念されるが、固定パルス位相制御コンバータＣＮＶ３により直流電圧制御を行っているため、電気振動を減衰させるダンパー作用が働き、安定なシステムを提供できる。

コンバータＣＮＶ３は、一定のパルスパターン（例えば、１パルス，３パルス，５パルス，…など）で動作する電圧形自励式電力変換器で、直流電圧Ｖｄを一定とした場合、交流側出力電圧Ｖｃの振幅値は一定となる。そこで、第２の交流電源ＳＵＰ２の電圧Ｖｓ（Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔ）に対するコンバータＣＮＶ３の交流側出力電圧Ｖｃ（Ｖｃｒ，Ｖｃｓ，Ｖｃｔ）の位相角φを調整することにより、入力電流Ｉｓ（Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔ）を制御する。その動作は、図２０〜図２４で既に説明したので省略する。

図３０は、図２９の装置の補償電流制御手段ＣＯＮＴ１、図３１はコンバータＣＮＶ３の制御回路ＣＯＮＴ３の具体的な構成を示す図である。図中、ＡＳＷ１〜ＡＳＷ４は信号切換え器、Ｆｓ（ｘ）は電力指令発生器、Ｋｓは比例要素、Ｃ１〜Ｃ３，Ｃ６は比較器、Ｇｖ（Ｓ）は電圧制御補償回路、Ｍ１，Ｍ２は乗算器、ＡＤ１〜ＡＤ４は加減算器、Ｇｉ１（Ｓ），Ｇｉ２（Ｓ），Ｇｉｑ（Ｓ）は電流制御補償回路、ＰＷＭ１，ＰＷＭ２はパルス幅変調制御回路、ＰＨＣは位相制御回路を表す。

直流平滑コンデンサＣｄに印加される電圧Ｖｄは、固定パルス位相制御コンバータＣＮＶ３により、次のように制御される。直流電圧指令値Ｖｄ＊＝一定として説明する。比較器Ｃ１により直流電圧指令値Ｖｄ＊と直流電圧検出値Ｖｄとを比較し、その偏差εｖを電圧制御補償回路Ｇｖ（Ｓ）に入力し、比例または積分増幅することにより、第２の交流電源ＳＵＰ２から供給される有効電流指令値Ｉｑ＊を求める。また、第２の交流電源ＳＵＰ２からの３相入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔを検出し、それを座標変換（３相／ｄｑ変換）することにより、有効電流Ｉｑと無効電流Ｉｄに分ける。

比較器Ｃ６により、有効電流指令値Ｉｑ＊と有効電流検出値Ｉｑとを比較し、その偏差εｑを次の電流制御補償回路Ｇｉｑ（Ｓ）に入力し、比例または積分増幅することにより、制御位相信号φ＊を求める。

位相制御回路ＰＨＣでは、第２の交流電源ＳＵＰ２の３相電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔに同期した位相基準信号θｒ，θｓ，θｔを入力し、制御位相信号φ＊と比較して、コンバータＣＮＶ３のゲート信号を作る。コンバータの交流電圧Ｖｃｒ，Ｖｃｓ，Ｖｃｔは、電源電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔに対し、制御位相角φ＊だけずれ、入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔの有効分Ｉｑを制御する。Ｉｑ＊＞Ｉｑの場合、制御位相信号φ＊（遅れ）が増え、入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔの有効分Ｉｑを増やす。逆に、Ｉｑ＊＜Ｉｑの場合、制御位相信号φ＊（遅れ）が負の値となり、入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔの有効分Ｉｑを減らす。これにより、Ｉｑ＊＝Ｉｑに制御される。また、Ｖｄ＊＞Ｖｄとなった場合、偏差εｖは正の値となり、それを電圧制御補償回路Ｇｖ（Ｓ）で増幅し、有効電流指令値Ｉｑ＊を増やす。これにより、第２の交流電源ＳＵＰ２から電力Ｐｓ２が供給され、直流平滑コンデンサＣｄの印加電圧Ｖｄを増加させ、Ｖｄ＊＝Ｖｄとなるように制御される。逆に、Ｖｄ＊＜Ｖｄとなった場合、偏差εｖは負の値となり、有効電流指令値Ｉｑ＊を負の値にする。これにより、第２の交流電源ＳＵＰ２へ電力Ｐｓ２が回生され、直流平滑コンデンサＣｄの印加電圧Ｖｄを減少させ、やはり、Ｖｄ＊＝Ｖｄとなるように制御される。

一方、信号切換え器ＡＳＷ１〜ＡＳＷ４が全てｂ側に接続されているとき、第１の交流電源ＳＵＰ１（３相−６０Ｈｚ）から供給される電力Ｐｓ１は、次のように制御される。

電力指令発生器Ｆｓ（ｘ）は、負荷電力ＰＬの時間平均値ＰＬ（ａｖ）に応じて、第１の交流電源ＳＵＰ１から供給する電力Ｐｓ１の指令値Ｐｓ１＊を与えるもので、比例定数Ｋｓを乗じることによりスコット結線変圧器ＴＲ１のＭ座、Ｔ座巻線電流ＩＭｓ，ＩＴｓの波高値指令Ｉｓｍ＊とする。

乗算器Ｍ１により、入力電流波高値指令Ｉｓｍ＊とスコット結線変圧器ＴＲ１のＭ座電圧ＶＭに同期した単位正弦波ｓｉｎωｔとを乗じ、Ｍ座入力電流指令ＩＭｓ＊＝Ｉｓｍ＊×ｓｉｎωｔを出力する。乗算器Ｍ２により、入力電流波高値指令Ｉｓｍ＊とスコット結線変圧器ＴＲ１のＴ座電圧ＶＴに同期した単位正弦波ｃｏｓωｔとを乗じ、Ｔ座入力電流指令ＩＴｓ＊＝Ｉｓｍ＊×ｃｏｓωｔを出力する。

加減算器ＡＤ１により、Ｍ座負荷電流ＩＭＬの検出値からＭ座入力電流指令値ＩＭｓ＊を引き算し、Ｍ座補償電流指令値ＩＭｃ＊＝ＩＭＬ−ＩＭｓ＊を求める。同様に、加減算器ＡＤ３により、Ｔ座負荷電流ＩＴＬの検出値からＴ座入力電流指令値ＩＴｓ＊を引き算し、Ｔ座補償電流指令値ＩＴｃ＊＝ＩＴＬ−ＩＴｓ＊を求める。ただし、ＩＴＬ＝０となっている。比較器Ｃ２により、Ｍ座補償電流検出値ＩＭｃと、補償電流指令値ＩＭｃ＊を比較し、その偏差εｍ＝ＩＭｃ＊−ＩＭｃを、次の電流制御補償回路Ｇｉ１（Ｓ）により増幅し、加減算器ＡＤ２に入力する。加減算器ＡＤ２では、Ｍ座電圧ＶＭに比例した補償信号ＥＭ＊を上記電流制御補償回路Ｇｉ１（Ｓ）の出力信号に加算し、その信号ｅｍ＊を変換器ＣＮＶ１のパルス幅変調制御回路ＰＷＭ１に入力する。第１の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１は、入力信号ｅｍ＊に比例した電圧ＶＭｃを発生する。

出力電圧ＶＭｃとＭ座電源電圧ＶＭの差（ＶＭｃ−ＶＭ）が単相変圧器ＴＲｍのもれインダクタンスＬｓｍに印加され、補償電流ＩＭｃが流れる。当然のことながら、前記単相変圧器ＴＲｍの漏れインダクタンスが小さい場合には、変圧器ＴＲｍの１次または２次巻線に直列に交流リアクトルＬｓｍｏを挿入する場合もある。ＩＭｃ＊＞ＩＭｃとなった場合には、偏差εｍが正となり、信号ｅｍ＊を増加させ、補償電流ＩＭｃを増やして、ＩＭｃ＊＝ＩＭｃとなるように制御する。逆に、ＩＭｃ＊＜ＩＭｃとなった場合には、偏差εｍが負となり、信号ｅｍ＊を減少させ、補償電流ＩＭｃを減らして、やはり、ＩＭｃ＊＝ＩＭｃとなるように制御する。

この結果、スコット結線変圧器ＴＲ１から供給されるＭ座入力電流ＩＭｓは、
［数２０］
IMs=IML-IMc=IML-IMc*=IML-(IML-IMs*)=IMs*
となるように制御される。この入力電流ＩＭｓは、Ｍ座電圧ＶＭと同相（力率＝１）の正弦波電流となる。

同様に、比較器Ｃ３により、Ｔ座補償電流検出値ＩＴｃと、補償電流指令値ＩＴｃ＊を比較し、その偏差εｔ＝ＩＴｃ＊−ＩＴｃを、次の電流制御補償回路Ｇｉ２（Ｓ）により増幅し、加減算器ＡＤ４に入力する。加減算器ＡＤ４では、Ｔ座電圧ＶＴに比例した補償信号ＥＴ＊を上記電流制御補償回路Ｇｉ２（Ｓ）の出力信号に加算し、その信号ｅｔ＊を変換器ＣＮＶ２のパルス幅変調制御回路ＰＷＭ２に入力する。第２の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ２は、入力信号ｅｔ＊に比例した電圧ＶＴｃを発生する。

出力電圧ＶＴｃとＴ座電源電圧ＶＴの差（ＶＴｃ−ＶＴ）が単相変圧器ＴＲｔのもれインダクタンスＬｓｔに印加され、補償電流ＩＴｃが流れる。ＩＴｃ＊＞ＩＴｃとなった場合には、偏差εｔが正となり、信号ｅｔ＊を増加させ、補償電流ＩＴｃを増やして、ＩＴｃ＊＝ＩＴｃとなるように制御する。逆に、ＩＴｃ＊＜ＩＴｃとなった場合には、偏差εｔが負となり、信号ｅｔ＊を減少させ、補償電流ＩＴｃを減らして、やはり、ＩＴｃ＊＝ＩＴｃとなるように制御する。

この結果、スコット結線変圧器ＴＲ１から供給されるＴ座入力電流ＩＴｓは、
［数２１］
ITs=ITL-ITc=ITL-ITc*=ITL-(ITL-ITs*)=ITs*
となるように制御される。この入力電流ＩＴｓは、Ｔ座電圧ＶＴと同相（力率＝１）の正弦波電流となる。ただし、Ｔ座負荷電流ＩＴＬ＝０となっている。

スコット結線変圧器ＴＲ１のＭ座、Ｔ座の電流ＩＭｓとＩＴｓは、同じ振幅値Ｉｓｍ＊で、位相が９０°ずれた２相平衡化電流となる。この結果、第１の３相交流電源ＳＵＰ１から供給される電流も３相平衡化された力率＝１の正弦波電流となる。この結果、スコット結線変圧器ＴＲ１の容量を軽減できるだけでなく、第１の交流電源ＳＵＰ１の設備やＭ／Ｇ装置の容量も軽減することができる。

図２９の装置において、何らかの原因で、第１の交流電源ＳＵＰ１（３相−６０Ｈｚ）が故障し、給電できなくなった場合を考える。その場合、一旦、装置の運転を停止し、スコット結線変圧器ＴＲ１のＭ座巻線およびＴ座巻線に接続された開閉器ＳＷｍ，ＳＷｔを開放する。次に、開閉器ＳＷ２を投入し、第２の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ２の単相出力端子を単相交流き電線Ｆａに接続する。すなわち、単相交流き電線Ｆａに対し、第１の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１および第２の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ２を並列接続する。

ここで、図３０の制御回路で、信号切換え器ＡＳＷ１〜ＡＳＷ４を全てａ側に切換えて、再び運転を開始する。信号切換え器ＡＳＷ１をａ側に接続することにより、第１の交流電源ＳＵＰ１から給電される有効電力の指令値Ｐｓ１＊＝０とする。ゆえに、ＩＭｓ＊＝０，ＩＴｓ＊＝０となる。また、信号切換え器ＡＳＷ２とＡＳＷ３をａ側に接続することにより、負荷電流ＩＭＬの１／２ずつを、それぞれ、加減算器ＡＤ１およびＡＤ３に入力する。従って、第１および第２の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２から供給される補償電流指令値ＩＭｃ＊，ＩＴｃ＊は、それぞれ、ＩＭｃ＊＝ＩＭＬ／２−ＩＭｓ＊＝ＩＭＬ／２と、ＩＴｃ＊＝ＩＭＬ／２−ＩＴｓ＊＝ＩＭＬ／２で与えられる。さらに、信号切換え器ＡＳＷ４をａ側に接続することにより、Ｍ座電圧ＶＭ（単相交流き電線Ｆａの電圧）に比例した補償信号ＥＭ＊を加減算器ＡＤ４に入力する。これにより、第１および第２の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２は、補償信号ＥＭ＊に比例した電圧ＶＭを発生し、かつ、それぞれ、負荷電流ＩＭＬの１／２ずつを分担するように制御される。

このように、本実施の形態によれば、１つの変電所からの給電が停止されたとしても、隣接変電所からの給電により、単相交流き電線Ｆａの電圧ＶＭが確立している場合、その電圧ＶＭを基準にした補償信号ＥＭ＊を用いることにより、単相引き通しの交流き電システムが達成できる。また、第３の電圧形自励式電力変換器（固定パルス位相制御コンバータ）ＣＮＶ３は、直流平滑コンデンサＣｄの印加電圧Ｖｄが指令値Ｖｄ＊＝一定に一致するように制御する。すなわち、負荷電力ＰＬの全てを第２の交流電源ＳＵＰ２から供給することになる。このとき、単相交流き電線Ｆａには、第１および第２の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２を介して電力を供給するので、第２の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ２を有効に活用でき、第１の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１の負荷を軽減させることができる。

（第５の実施の形態）図３２は、本発明の第５の実施の形態の電気鉄道交流き電システムの構成図である。図中、ＳＵＰ１は第１の交流電源、ＳＵＰ２は第２の交流電源、ＴＲ１はスコット結線変圧器、Ｆａは単相交流き電線、Ｌｏａｄは新幹線電車負荷、ＴＲｍ，ＴＲｔは単相変圧器、ＣＮＶ１，ＣＮＶ２は電圧形自励式電力変換器、Ｃｄは直流平滑コンデンサ、Ｌｆ，ＣｆはＬＣフィルタを構成するリアクトルとコンデンサ、ＴＲ２は３相変圧器、ＨＢ−ＣＮＶはハイブリッドコンバータ、ＣＯＮＴ１は電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２から出力する補償電流ＩＭｃ，ＩＴｃを制御する補償電流制御手段、ＣＯＮＴ３はハイブリッドコンバータＨＢ−ＣＮＶの制御回路を示す。

補償電流制御手段ＣＯＮＴ１は、有効電力指令発生回路Ｐｓ１−ｒｅｆ、補償電流指令発生回路Ｉｃ−ｒｅｆ、補償電流制御回路ＩＭｃ−Ｃｏｎｔ，ＩＴｃ−Ｃｏｎｔおよびパルス幅変調制御回路ＰＷＭ１，ＰＷＭ２で構成されている。また、制御回路ＣＯＮＴ３は、電圧制御回路Ｖｄ−Ｃｏｎｔ、有効電流制御回路Ｉｑ−Ｃｏｎｔおよび位相制御回路ＰＨＣで構成されている。

スコット結線変圧器ＴＲ１は、第１の交流電源ＳＵＰ１（３相−６０Ｈｚ）の３相交流電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを２相交流電圧ＶＭ，ＶＴに変換するもので、当該２相電圧ＶＭとＶＴは９０°の位相差がある。

Ｍ座出力は単相交流き電線Ｆａに接続し、Ｔ座はオープン（無負荷）とする。第１の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１の単相出力端子は単相変圧器ＴＲｍを介してスコット結線変圧器ＴＲ１のＭ座端子に接続し、第２の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ２の単相出力端子は単相変圧器ＴＲｔを介してスコット結線変圧器ＴＲ１のＴ座端子に接続する。また、第２の交流電源ＳＵＰ２（３相−５０Ｈｚ）に、３相変圧器ＴＲ２を介してハイブリッドコンバータＨＢ−ＣＮＶの交流端子を接続し、当該コンバータＨＢ−ＣＮＶの直流出力端子を前記直流平滑コンデンサＣｄに接続している。

直流平滑コンデンサＣｄに並列接続されたＬＣフィルタ（Ｌｆ，Ｃｆ）は、交流き電線の周波数（６０Ｈｚ）の２倍の周波数に共振するようにリアクトルＬｆと、コンデンサＣｆの値を決める。交流き電線の周波数（６０Ｈｚ）の２倍で変動する単相負荷に伴う電力変動分ΔＰＬをＬＣフィルタで吸収することにより、直流電圧の変動ΔＶｄを抑制する。

この結果、本実施の形態では、直流平滑コンデンサＣｄの容量を小さくでき、かつ、直流電圧の変動ΔＶｄを大幅に低減できる。負荷急変などで過渡時にＬＣフィルタによる電気振動現象が懸念されるが、固定パルス位相制御コンバータＣＮＶ３により直流電圧制御を行っているため、電気振動を減衰させるダンパー作用が働き、安定なシステムを提供できる。また、直流電圧Ｖｄが安定化されることにより、第１および第２の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２による補償電流制御やハイブリッドコンバータによる制御も安定化され、制御性能の向上が図れる。また、電圧変動ΔＶｄが小さくなった分、電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２やハイブリッドコンバータＨＢ−ＣＮＶの耐圧マージンも下げることができ、より安価な装置を提供できる。

ハイブリッドコンバータＨＢ−ＣＮＶは、電力用ダイオード整流器ＲＥＣと電圧形自励式電力変換器ＣＮＶを組み合わせたもので、一定のパルスパターン（例えば、１パルス，３パルス，５パルス，…など）で動作するコンバータＨＢ−ＣＮＶの交流側出力電圧Ｖｃ（Ｖｃｒ，Ｖｃｓ，Ｖｃｔ）の第２の交流電源ＳＵＰ２の電圧Ｖｓ（Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔ）に対する位相角φを調整することにより、入力電流Ｉｓ（Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔ）の有効分Ｉｑを制御し、結果的に、直流平滑コンデンサＣｄに印加される電圧Ｖｄを制御する。

本実施の形態の装置では、力行・回生運転を通じて、直流電圧Ｖｄ＝Ｖｄ＊は、ハイブリッドコンバータＨＢ−ＣＮＶによってほぼ一定に制御することができ、電圧レギュレーションをとる必要がないので、その分第１および第２の自励式電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２の電圧利用率を上げることができる。

図３３は、図３２の装置のハイブリッドコンバータＨＢ−ＣＮＶの具体的な主回路構成とその制御回路ＣＯＮＴ３を示す図である。第２の交流電源ＳＵＰ２、３相変圧器ＴＲ２および直流平滑コンデンサＣｄは、図３２と重複して描いている。図中、ＲＥＣは電力用ダイオード整流器であり、電力用ダイオードＰＤ１〜ＰＤ６で構成されている。また、ＣＮＶは電圧形自励式電力変換器で、自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ６と高速ダイオードＤ１〜Ｄ６で構成されている。Ｌａは交流リアクトルで、自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ６のスイッチング動作に伴い、電力用ダイオードＰＤ１〜ＰＤ６に流れるリカバリ電流を抑制する役目を果たす。また、制御回路ＣＯＮＴ３として、比較器Ｃ１，Ｃ６、電圧制御補償回路Ｇｖ（Ｓ）、電流制御補償回路Ｇｉｑ（Ｓ）、座標変換器Ｚ、同期位相信号発生器ＰＬＬ、位相制御回路ＰＨＣを用意している。

直流平滑コンデンサＣｄに印加される電圧Ｖｄは、ハイブリッドコンバータＨＢ−ＣＮＶにより、次のように制御される。直流電圧指令値Ｖｄ＊＝一定として説明する。比較器Ｃ１により、直流電圧指令値Ｖｄ＊と直流電圧検出値Ｖｄとを比較し、その偏差εｖを電圧制御補償回路Ｇｖ（Ｓ）に入力し、比例または積分増幅することにより、第２の交流電源ＳＵＰ２から供給される有効電流指令値Ｉｑ＊を求める。また、第２の交流電源ＳＵＰ２からの３相入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔを検出し、それを座標変換（３相／ｄｑ変換）することにより、有効電流Ｉｑと無効電流Ｉｄに分ける。比較器Ｃ６により、有効電流指令値Ｉｑ＊と有効電流検出値Ｉｑとを比較し、その偏差εｑを次の電流制御補償回路Ｇｉｑ（Ｓ）に入力し、比例または積分増幅することにより、制御位相信号φ＊を求める。

位相制御回路ＰＨＣでは、第２の交流電源ＳＵＰ２の３相電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔに同期した位相基準信号θｒ，θｓ，θｔを入力し、制御位相信号φ＊と比較して、ハイブリッドコンバータＨＢ−ＣＮＶのゲート信号を作る。ハイブリッドコンバータＨＢ−ＣＮＶの交流電圧Ｖｃｒ，Ｖｃｓ，Ｖｃｔは、上述のように、電源電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔに対し、位相角φ＝φ＊だけずれ、入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔの有効分Ｉｑが制御できる。Ｉｑ＊＞Ｉｑの場合、制御位相信号φ＊（遅れ）が増え、入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔの有効分Ｉｑを増やす。逆に、Ｉｑ＊＜Ｉｑの場合、制御位相信号φ＊（遅れ）が負の値となり、入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔの有効分Ｉｑを減らす。これにより、Ｉｑ＊＝Ｉｑに制御される。また、Ｖｄ＊＞Ｖｄとなった場合、偏差εｖは正の値となり、それを電圧制御補償回路Ｇｖ（Ｓ）で増幅し、有効電流指令値Ｉｑ＊を増やす。これにより、第２の交流電源ＳＵＰ２から電力Ｐｓ２が供給され、直流平滑コンデンサＣｄの印加電圧Ｖｄを増加させ、Ｖｄ＊＝Ｖｄとなるように制御される。逆に、Ｖｄ＊＜Ｖｄとなった場合、偏差εｖは負の値となり、有効電流指令値Ｉｑ＊を負の値にする。これにより、第２の交流電源ＳＵＰ２へ電力Ｐｓ２が回生され、直流平滑コンデンサＣｄの印加電圧Ｖｄを減少させ、やはり、Ｖｄ＊＝Ｖｄとなるように制御される。

以下、本実施の形態の装置におけるハイブリッドコンバータＨＢ−ＣＮＶの動作を説明する。図３４は、ハイブリッドコンバータＨＢ−ＣＮＶの動作を説明するための１相分の主回路構成を示す図である。図中、ＰＤ１，ＰＤ４は電力用ダイオード、Ｓ１，Ｓ４は自己消弧素子、Ｄ１，Ｄ４は高速ダイオード、Ｌａは交流リアクトル、Ｖｄは直流平滑コンデンサＣｄの直流印加電圧を表している。入力電流Ｉｓは交流であるが、図の矢印の方向に流れている場合を仮定して説明する。

モード(i)の前に、電流Ｉｓは電力用ダイオードＰＤ１を介して流れている。モード(i)で、自己消弧素子Ｓ４がオンすると、入力電流Ｉｓは交流リアクトルＬａを介して自己消弧素子Ｓ４に流れる。そのとき、電力用ダイオードＰＤ１には、直流電圧源ＶｄからＰＤ１→交流リアクトルＬａ→自己消弧素子Ｓ４の経路でリカバリ電流が流れる。このリカバリ電流の（ｄｉ／ｄｔ）を抑えるのが、交流リアクトルＬａである。この交流リアクトルＬａがないと、過大なリカバリ電流が電力用ダイオードＰＤ１や自己消弧素子Ｓ４に流れ、損失の増大や素子破壊を引き起こす。

次に、モード(ii)で、自己消弧素子Ｓ４をオフし、Ｓ１をオンすると、交流リアクトルＬａの電流Ｉａはすぐにはゼロにならず、高速ダイオードＤ１を介して流れる。続くモード(iii)では、高速ダイオードＤ１の電流が徐々に減衰し、電力用ダイオードＰＤ１に電流が移っていく。すなわち、一般に電力用ダイオードＰＤ１の順方向電圧降下ＶＦａに比較し、高速ダイオードＤ１の順方向電圧降下ＶＦｂの方が大きいので、その差電圧（Ｖｂ−Ｖａ）により、交流リアクトルＬａの電流が減衰し、入力電流Ｉｓが高速ダイオードＤ１から電力用ダイオードＰＤ１に移っていく。最終的に、モード(iv)のように、入力電流Ｉｓは電力用ダイオードＰＤ１を介して流れるようになる。交流リアクトルＬａは、下アームの電力用ダイオードＰＤ４のリカバリ電流を抑制する役目も果たす。

図３５は、力行運転時のハイブリッドコンバータＨＢ−ＣＮＶの動作波形例を示すもので、１相分（Ｒ相）について表している。ハイブリッドコンバータＨＢ−ＣＮＶは、３相ブリッジ結線された電力ダイオード整流器ＲＥＣと電圧形自励式電力変換器ＣＮＶを組み合わせたもので、Ｒ相分として、電力用ダイオードＰＤ１，ＰＤ４と、自己消弧素子Ｓ１，Ｓ４および、当該自己消弧素子Ｓ１，Ｓ４のそれぞれに逆並列接続された高速ダイオードＤ１，Ｄ４を考える。

電源電圧Ｖｒに対し、コンバータＨＢ−ＣＮＶの交流電圧Ｖｃｒは位相角φだけ遅れている。電圧ＶｒとＶｃｒの基本波振幅値を同じにした場合、入力電流Ｉｒは、電源電圧Ｖｒより、φ／２だけ遅れた電流となる。ここでは、説明を簡単にするため、電流Ｉｒの高調波成分を省略し、正弦波電流としている。電流Ｉｒ＞０のとき、自己消弧素子Ｓ４をオン（素子Ｓ１はオフ）すると、交流出力電圧はＶｃｒ＝−Ｖｄ／２となり、下アーム自己消弧素子Ｓ４に電流ＩＳ４が流れる。電流Ｉｒ＞０のとき、ωｔ＝０で、自己消弧素子Ｓ４をオフし、素子Ｓ１をオンすると、交流出力電圧はＶｃｒ＝＋Ｖｄ／２となり、ＩＳ４＝０となる。電流Ｉｒは、まず、上アームの高速ダイオードＤ１を通ってＩＤ１が流れ、上述のように、高速ダイオードＤ１の順方向電圧降下Ｖｂが電力用ダイオードＰＤ１の順方向電圧降下Ｖａより大きいので、徐々に、交流リアクトルＬａの電流Ｉａが減衰して電力用ダイオードＰＤ１に転流していく。すなわち、ＩＤ１が減衰し、ＩＰＤ１が増加して、最終的にＩＰＤ１＝Ｉｒとなる。電流Ｉｒが反転するまで、ＩＰＤ１＝Ｉｒが流れる。そして電流がＩｒ＜０になると、素子Ｓ１がオンなので、素子Ｓ１に電流ＩＳ１が流れる。

位相角ωｔ＝πで、自己消弧素子Ｓ１をオフし、素子Ｓ４をオンすると、電圧Ｖｃｒは再び、Ｖｃｒ＝−Ｖｄ／２となり、ＩＳ１＝０となり、まず、下アームの高速ダイオードＤ４に電流ＩＤ４が流れる。高速ダイオードＤ４の順方向電圧降下Ｖｂが電力用ダイオードＰＤ４の順方向電圧降下Ｖａより大きいので、徐々に、交流リアクトルＬａの電流Ｉａが減衰して電力用ダイオードＰＤ４に転流していく。すなわち、ＩＤ４が減衰し、ＩＰＤ４が増加して、最終的にＩＰＤ４＝Ｉｒとなる。電流Ｉｒが再び反転するまで、ＩＰＤ４＝Ｉｒが流れる。

自己消弧素子Ｓ１およびＳ４の遮断電流Ｉｍａｘは、入力電流Ｉｒの波高値をＩｍとすると、Ｉｍａｘ＝Ｉｍ×ｓｉｎ（φ／２）となり、例えば、制御位相角φ＝２０°とすると、Ｉｍａｘ＝０．１７４×Ｉｍとなる。すなわち、自己消弧素子Ｓ１，Ｓ４のスイッチング（オン／オフ動作）は、入力電流Ｉｒのゼロクロス付近で行われ、自己消弧素子Ｓ１，Ｓ４の最大遮断電流Ｉｍａｘは、電流波高値Ｉｍに対し十分小さく抑えることができる。この結果、本実施の形態では電流遮断容量の小さい素子を使うことができ、経済的な変換器を提供できる。また、スイッチング損失が低減され、冷却設備容量の低減が図れる。さらに、ハイブリッドコンバータＨＢ−ＣＮＶの交流電圧Ｖｃｒは矩形波電圧となり、その基本波成分の波高値Ｖｃｍは、
［数２２］
Vcm=(4/π)×(Vd/2)=1.273×(Vd/2)
となって、直流電圧（Ｖｄ／２）以上の値を得ることができる。すなわち、通常のＰＷＭ制御コンバータに比べ電圧利用率が高く、同じ耐圧の自己消弧素子で構成した場合、より大きな出力を発生できる利点がある。Ｓ相，Ｔ相も同様に制御される。

以上のように、本実施の形態の装置を構成するハイブリッドコンバータＨＢ−ＣＮＶでは、力行運転時の入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔの大部分は電力用ダイオードＰＤ１〜ＰＤ６を通って流れ、自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ６や高速ダイオードＤ１〜Ｄ６に流れる電流は抑制される。このため、力行負荷電力が回生電力より大きくなる電気鉄道システムでは、交高率な運転が可能となり、また、従来のＰＷＭコンバータに比較すると、より経済的なシステムを提案することができる利点がある。

図３６は、図３２の装置のハイブリッドコンバータＨＢ−ＣＮＶの制御回路ＣＯＮＴ３の別の回路例である。図中、Ｃ１は比較器、Ｇｖ（Ｓ）は電圧制御補償回路、ＰＨＣは位相制御回路を示す。

直流平滑コンデンサＣｄに印加される電圧Ｖｄを検出する。比較器Ｃ１により、電圧指令値Ｖｄ＊と電圧検出値Ｖｄを比較し、偏差εｖ＝Ｖｄ＊−Ｖｄを求める。次の電圧制御補償回路Ｇｖ（Ｓ）により、当該偏差εｖを比例または積分増幅し、位相制御指令φ＊として、位相制御回路ＰＨＣに入力する。すなわち、直流電圧制御回路Ｇｖ（Ｓ）から直接、位相制御回路ＰＨＣへ位相制御信号φ＊を送る。Ｖｄ＊＞Ｖｄとなった場合、偏差εｖは正となり、制御位相角指令φ＊を増加させる。この制御位相角指令φ＊は、第２の交流電源ＳＵＰ２の電圧Ｖｓに対するハイブリッドコンバータＨＢ−ＣＮＶの交流電圧Ｖｃの遅れ位相角φを決めるもので、制御位相角指令φ＊＝φを増加させることにより、入力電流Ｉｓが増加する。結果的に、電源ＳＵＰ２から供給される有効電力Ｐｓ２が増加し、直流平滑コンデンサＣｄの印加電圧Ｖｄを上昇させ、Ｖｄ＊＝Ｖｄとなるように制御される。

逆に、Ｖｄ＊＜Ｖｄとなった場合、偏差εｖは負となり、制御位相角指令φ＊は減少または負の値（進み位相）になる。φ＜０となると、入力電流Ｉｓのベクトルの向きが反転し、有効電力Ｐｓ２が交流電源ＳＵＰ２に回生される。この結果、直流平滑コンデンサＣｄの印加電圧Ｖｄは下がり、やはり、Ｖｄ＊＝Ｖｄとなるように制御される。以上のように、入力電流制御回路（マイナーループ）を省略することができ、制御回路の簡略化を図ることができる。

図３７は、図３２の装置の第１および第２の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２の補償電流制御手段ＣＯＮＴ１の具体的な構成を示す図である。図中、Ｆｓ（ｘ）は電力指令発生器、Ｋｓは比例要素、Ｃ２，Ｃ３は比較器、Ｇｖ（Ｓ）は電圧制御補償回路、Ｍ１，Ｍ２は乗算器、ＡＤ１〜ＡＤ４は加減算器、Ｇｉ１（Ｓ），Ｇｉ２（Ｓ）は電流制御補償回路、ＰＷＭ１，ＰＷＭ２はパルス幅変調制御回路を表す。

第１の交流電源ＳＵＰ１（３相−６０Ｈｚ）から供給される電力Ｐｓ１は、次のように制御される。電力指令発生器Ｆｓ（ｘ）は、負荷電力ＰＬの時間平均値ＰＬ（ａｖ）に応じて、第１の交流電源ＳＵＰ１から供給する電力Ｐｓ１の指令値Ｐｓ１＊を与えるもので、比例定数Ｋｓを乗じることによりスコット結線変圧器ＴＲ１のＭ座、Ｔ座巻線電流ＩＭｓ，ＩＴｓの波高値指令Ｉｓｍ＊とする。

乗算器Ｍ１により、入力電流波高値指令Ｉｓｍ＊とスコット結線変圧器ＴＲ１のＭ座電圧ＶＭに同期した単位正弦波ｓｉｎωｔとを乗じ、Ｍ座入力電流指令ＩＭｓ＊＝Ｉｓｍ＊×ｓｉｎωｔを出力する。乗算器Ｍ２により、入力電流波高値指令Ｉｓｍ＊とスコット結線変圧器ＴＲ１のＴ座電圧ＶＴに同期した単位正弦波ｃｏｓωｔとを乗じ、Ｔ座入力電流指令ＩＴｓ＊＝Ｉｓｍ＊×ｃｏｓωｔを出力する。加減算器ＡＤ１により、Ｍ座負荷電流ＩＭＬの検出値からＭ座入力電流指令値ＩＭｓ＊を引き算し、Ｍ座補償電流指令値ＩＭｃ＊＝ＩＭＬ−ＩＭｓ＊を求める。同様に、加減算器ＡＤ３により、Ｔ座負荷電流ＩＴＬの検出値からＴ座入力電流指令値ＩＴｓ＊を引き算し、Ｔ座補償電流指令値ＩＴｃ＊＝ＩＴＬ−ＩＴｓ＊を求める。ただし、ＩＴＬ＝０となっている。

比較器Ｃ２により、Ｍ座補償電流検出値ＩＭｃと、補償電流指令値ＩＭｃ＊を比較し、その偏差εｍ＝ＩＭｃ＊−ＩＭｃを、次の電流制御補償回路Ｇｉ１（Ｓ）により増幅し、加減算器ＡＤ２に入力する。加減算器ＡＤ２では、Ｍ座電圧ＶＭに比例した補償信号ＥＭ＊を電流制御補償回路Ｇｉ１（Ｓ）の出力信号に加算し、その信号ｅｍ＊を変換器ＣＮＶ１のパルス幅変調制御回路ＰＷＭ１に入力する。第１の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１は、当該入力信号ｅｍ＊に比例した電圧ＶＭｃを発生する。

出力電圧ＶＭｃとＭ座電源電圧ＶＭの差（ＶＭｃ−ＶＭ）が単相変圧器ＴＲｍのもれインダクタンスＬｓｍに印加され、補償電流ＩＭｃが流れる。当然のことながら、単相変圧器ＴＲｍの漏れインダクタンスが小さい場合には、当該変圧器ＴＲｍの１次または２次巻線に直列に交流リアクトルＬｓｍｏを挿入する場合もある。

ＩＭｃ＊＞ＩＭｃとなった場合には、偏差εｍが正となり、信号ｅｍ＊を増加させ、補償電流ＩＭｃを増やして、ＩＭｃ＊＝ＩＭｃとなるように制御する。逆に、ＩＭｃ＊＜ＩＭｃとなった場合には、偏差εｍが負となり、信号ｅｍ＊を減少させ、補償電流ＩＭｃを減らして、やはり、ＩＭｃ＊＝ＩＭｃとなるように制御する。この結果、スコット結線変圧器ＴＲ１から供給されるＭ座入力電流ＩＭｓは、
［数２３］
IMs=IML-IMc=IML-IMc*=IML-(IML-IMs*)=IMs*
となるように制御される。この入力電流ＩＭｓは、Ｍ座電圧ＶＭと同相（力率＝１）の正弦波電流となる。

同様に、比較器Ｃ３により、Ｔ座補償電流検出値ＩＴｃと、補償電流指令値ＩＴｃ＊を比較し、その偏差εｔ＝ＩＴｃ＊−ＩＴｃを、次の電流制御補償回路Ｇｉ２（Ｓ）により増幅し、加減算器ＡＤ４に入力する。加減算器ＡＤ４では、Ｔ座電圧ＶＴに比例した補償信号ＥＴ＊を電流制御補償回路Ｇｉ２（Ｓ）の出力信号に加算し、その信号ｅｔ＊を変換器ＣＮＶ２のパルス幅変調制御回路ＰＷＭ２に入力する。第２の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ２は、当該入力信号ｅｔ＊に比例した電圧ＶＴｃを発生する。

出力電圧ＶＴｃとＴ座電源電圧ＶＴの差（ＶＴｃ−ＶＴ）が単相変圧器ＴＲｔのもれインダクタンスＬｓｔに印加され、補償電流ＩＴｃが流れる。ＩＴｃ＊＞ＩＴｃとなった場合には、偏差εｔが正となり、信号ｅｔ＊を増加させ、補償電流ＩＴｃを増やして、ＩＴｃ＊＝ＩＴｃとなるように制御する。逆に、ＩＴｃ＊＜ＩＴｃとなった場合には、偏差εｔが負となり、信号ｅｔ＊を減少させ、補償電流ＩＴｃを減らして、やはり、ＩＴｃ＊＝ＩＴｃとなるように制御する。この結果、スコット結線変圧器ＴＲ１から供給されるＴ座入力電流ＩＴｓは、
［数２４］
ITs=ITL-ITc=ITL-ITc*=ITL-(ITL-ITs*)=ITs*
となるように制御される。この入力電流ＩＴｓは、Ｔ座電圧ＶＴと同相（力率＝１）の正弦波電流となる。ただし、Ｔ座負荷電流ＩＴＬ＝０となっている。

スコット結線変圧器ＴＲ１のＭ座、Ｔ座の電流ＩＭｓとＩＴｓは、同じ振幅値Ｉｓｍ＊で、位相が９０°ずれた２相平衡化電流となる。この結果、第１の３相交流電源ＳＵＰ１から供給される電流も３相平衡化された力率＝１の正弦波電流となる。この結果、スコット結線変圧器ＴＲ１の容量を軽減できるだけでなく、第１の交流電源ＳＵＰ１の設備やＭ／Ｇ装置の容量も軽減することができる。

図３８は、図３７の電力指令発生器Ｆｓ（ｘ）の特性例を示す図であり、負荷電力ＰＬ（ａｖ）に対し、第１の交流電源ＳＵＰ１からの電力指令値Ｐｓ１＊を次のように与えている。

［数２５］
Ps1*=k×PL(av) (ただし、k=0~1)
例えば、ｋ＝０．５とした場合、負荷電力ＰＬ（ａｖ）の半分が第１の交流電源ＳＵＰ１から供給され、残りの半分が第２の交流電源ＳＵＰ２から供給される。すなわち、第２の交流電源ＳＵＰ２からハイブリッドコンバータＨＢ−ＣＮＶを介して供給（又は回生）される電力Ｐｓ２は、
［数２６］
Ps2=Phb=PL(av)-Ps1*=(1-k)・Ps1*
となる。係数ｋを変えることにより、第１の交流電源ＳＵＰ１から供給（または回生）される電力Ｐｓ１と第２の交流電源ＳＵＰ２から供給される（または回生）される電力Ｐｓ２の配分を調整することができる。

図３９は、図３７の電力指令発生器Ｆｓ（ｘ）の別の特性例を示す図であり、負荷電力ＰＬ（ａｖ）に対し、第１の交流電源ＳＵＰ１からの電力指令値Ｐｓ１＊を次のように与えている。すなわち、設定値ＰＬｏとした場合、−ＰＬｏ＜ＰＬ（ａｖ）＜＋ＰＬｏの範囲では、Ｐｓ１＊＝ＰＬ（ａｖ）とし、全ての負荷電力ＰＬを第１の交流電源ＳＵＰ１から供給または回生する。ＰＬ（ａｖ）＜−ＰＬｏでは、Ｐｓ１＊＝−ＰＬｏ＝一定とし、また、ＰＬ（ａｖ）＞＋ＰＬｏではＰｓ＊＝＋ＰＬｏ＝一定としている。

すなわち、回生運転で、ＰＬ（ａｖ）＜−ＰＬｏの場合、第１の交流電源ＳＵＰ１に回生する電力はＰｓ１＝−ＰＬｏ＝一定とし、それ以上の回生電力（ＰＬ（ａｖ）−ＰＬｏ）は、ハイブリッドコンバータＨＢ−ＣＮＶを介して、第２の交流電源ＳＵＰ２に回生する。また力行運転で、ＰＬ（ａｖ）＞＋ＰＬｏの場合、第１の交流電源ＳＵＰ１から供給する電力はＰｓ１＝＋ＰＬｏ＝一定とし、それ以上の供給電力（ＰＬ（ａｖ）−ＰＬｏ）は、ハイブリッドコンバータＨＢ−ＣＮＶを介して、第２の交流電源ＳＵＰ２から供給する。

これにより、本実施の形態によれば、既存設備（Ｍ／Ｇ装置やスコット結線変圧器など）の容量を増やすことなく、電車負荷への供給電力や回生電力の容量を増やすことが可能となり、経済的な電気鉄道交流き電システムを提供できる。

図４０は、図３２の装置の力行運転時のＭ座、Ｔ座の電圧・電流ベクトル図である。Ｔ座負荷電流ＩＴＬ＝０で、Ｍ座負荷電流ＩＭＬは、電圧ＶＭに対し若干の遅れ位相θとなっている。負荷電力はＰＬ＝ＶＭ×ＩＭＬ×ｃｏｓθで、第１の交流電源ＳＵＰ１からの供給電力Ｐｓ１および第２の交流電源ＳＵＰ２からの供給電力Ｐｓ２との和Ｐｓｏ＝Ｐｓ１＋Ｐｓ２に等しくなる。

第１の交流電源ＳＵＰ１からのスコット結線変圧器ＴＲ１を介して供給される電流ＩＭｓおよびＩＴｓは、それぞれＭ座電圧ＶＭおよびＴ座電圧ＶＴと同相の正弦波に制御され、入力電力Ｐｓ１は、
［数２７］
Ps1=IMs×VM+ITs×VT
となる。また、第１および第２の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２から供給する補償電流ＩＭｃおよびＩＴｃは、それぞれ、
［数２８］
IMc=IML-IMs
ITc=ITL-ITs=-ITs
となる。Ｍ座の補償電流ＩＭｃには、第２の交流電源ＳＵＰ２からハイブリッドコンバータＨＢ−ＣＮＶを介して供給される有効電力Ｐｓ２と負荷の無効電力ＱＬが含まれており、第１の交流電源ＳＵＰ１からは、有効電力Ｐｓ１＝ＰＬ−Ｐｓ２が供給されることになる。

Ｍ座の有効電力ＰＭｓ＝ＩＭｓ×ＶＭとＴ座の有効電力ＰＴｓ＝ＩＴｓ×ＶＴは等しくなり、有効電力Ｐｓ１の半分をスコット結線変圧器ＴＲ１のＭ座巻線から供給し、あとの半分をＴ座巻線から供給するようになる。

Ｔ座巻線から供給される電力ＰＴｓ＝Ｐｓ１／２は、第２の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ２によって回生され、直流平滑コンデンサＣｄに供給される。すなわち、ＩＴｃ＝−ＩＴｓとなる。さらに、その電力Ｐｓ１／２は、第１の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１を介して単相交流き電線Ｆａに供給される。そのとき、第２の交流電源ＳＵＰ２からハイブリッドコンバータＨＢ−ＣＮＶを介して供給される電力Ｐｓ２と負荷の無効電力ＱＬ＝ＶＭ×ＩＬＭ×ｓｉｎθも含めて第１の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１から供給され、スコット結線変圧器ＴＲ１のＭ座巻線からは有効電力ＰＭｓ＝ＩＭｓ×ＶＭ＝Ｐｓ１／２だけが供給されることになる。

本実施の形態では、第１の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１の出力容量を、第２の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ２の出力容量より大きくすることにより第２の交流電源ＳＵＰ２から供給する電力Ｐｓ２を大きくすることができ、その分、第１の交流電源ＳＵＰ１から供給する電力Ｐｓ１を小さくできる。言い換えると、既存のＭ／Ｇ装置（周波数変換器）やスコット結線変圧器などの設備容量の低減が図れる。

本発明の電気鉄道交流き電システムの全体的な構成を示すブロック図。 本発明の第１の実施の形態の電気鉄道交流き電システムのブロック図。 本発明の第１の実施の形態における補償電流制御手段のブロック図。 上記補償電流制御手段の電圧指令発生器Ｆｄ（ｘ）の特性図。 上記補償電流制御手段の電圧指令発生器Ｆｄ（ｘ）の別の特性図。 本発明の第１の実施の形態の電気鉄道交流き電システムの力行負荷時のＭ座、Ｔ座の電圧・電流ベクトル図。 本発明の第１の実施の形態の電気鉄道交流き電システムの回生負荷時のＭ座、Ｔ座の電圧・電流ベクトル図。 本発明の第１の実施の形態の電気鉄道交流き電システムの各部の動作波形図。 本発明の第１実施の形態における補償電流制御手段の別例のブロック図。 上記補償電流制御手段の動作特性図。 本発明の第２の実施の形態の電気鉄道交流き電システムのブロック図。 本発明の第２の実施の形態における補償電流制御手段のブロック図。 上記補償電流制御手段の電圧指令発生器Ｆｄ（ｘ）の特性パターンを示す図。 本発明の第２の実施の形態におけるエネルギー蓄積装置の主回路構成と制御回路のブロック図。 上記エネルギー蓄積装置における電力指令発生器Ｆｅ（ｘ）の特性図。 本発明の第２の実施の形態の電気鉄道交流き電システムの力行運転時のＭ座、Ｔ座の電圧・電流ベクトル図。 本発明第２の実施の形態における補償電流制御手段の別例のブロック図。 本発明の第２の実施の形態の電気鉄道交流き電システムの運転特性図。 本発明の第３の実施の形態の電気鉄道交流き電システムのブロック図。 本発明の第３の実施の形態における第３の電圧形自励式電力変換器の主回路構成とその制御回路のブロック図。 上記電圧形自励式電力変換器の動作を説明するための等価回路図。 図２１の等価回路における電圧・電流ベクトル図。 本発明の第３の実施の形態の力行運転時における上記第３の電圧形自励式電力変換器の動作波形図。 本発明の第３の実施の形態の回生運転時における上記第３の電圧形自励式電力変換器の動作波形図。 上記第３の実施の形態における第３の電圧自励式電力変換器の制御回路の別例のブロック図。 本発明の第３の実施の形態における補償電流制御手段のブロック図。 上記補償電流制御手段の電力指令発生器Ｆｓ（ｘ）の特性図。 本発明の第３の実施の形態の電気鉄道交流き電システムの力行運転時におけるＭ座、Ｔ座の電圧・電流ベクトル図。 本発明の第４の実施の形態の電気鉄道交流き電システムのブロック図。 本発明の第４の実施の形態における補償電流制御手段のブロック図。 本発明の第４の実施の形態における第３の電圧形自励式電力変換器の制御回路のブロック図。 本発明の第５の実施の形態の電気鉄道交流き電システムのブロック図。 本発明の第５の実施の形態におけるハイブリッドコンバータの主回路構成とその制御回路のブロック図。 上記ハイブリッドコンバータの１相分の動作の説明図。 本発明の第５の実施の形態の力行運転時におけるハイブリッドコンバータの動作波形図。 本発明の第５の実施の形態におけるハイブリッドコンバータの制御回路の別例のブロック図。 本発明の第５の実施の形態における補償電流制御手段のブロック図。 上記補償電流制御手段の電力指令発生器Ｆｓ（ｘ）の特性図。 上記補償電流制御手段の電力指令発生器Ｆｓ（ｘ）の別の特性図。 本発明の第５の実施の形態の電気鉄道交流き電システムの力行運転時のＭ座、Ｔ座の電圧・電流ベクトル図。 従来の電気鉄道交流き電システムのブロック図。 従来の交流き電システムにおけるＭ座／Ｔ座間のセクション渡り区間の動作を説明するためのブロック図。

符号の説明

ＳＵＰ１ 第１の３相交流電源
ＳＵＰ０，ＳＵＰ２ 第２の３相交流電源
ＳＳ１〜ＳＳ３ 変電所
Ｍ／Ｇ 回転形周波数変換器（５０Ｈｚ／６０Ｈｚ周波数変換器）
Ｍ−ＴＲ１〜Ｍ−ＴＲ４ ３相変圧器
ＣＢ１〜ＣＢ１１ ３相交流開閉器
ＣＢｍ１〜ＣＢｍ６ 単相交流開閉器
Ｓ−ＴＲ１〜Ｓ−ＴＲ３ スコット結線変圧器
ＰＰＣ１〜ＰＰＣ３ ２相電力融通装置
Ｆａ，Ｆｂ 単相引き通し交流き電線
ＫＳ１〜ＫＳ４ セクションスイッチ
Ｔｒａｉｎ 列車負荷
ＴＲ１ スコット結線変圧器
ＴＲ２ ３相変圧器
ＴＲｍ，ＴＲｔ 単相変圧器
ＣＮＶ１，ＣＮＶ２，ＣＮＶ３ 電圧形自励式電力変換器
Ｃｄ 直流平滑コンデンサ
ＲＥＣ ダイオード整流器
ＨＢ−ＣＮＶ ハイブリッドコンバータ
Ｌｆ，Ｃｆ ＬＣフィルタのリアクトルとコンデンサ
Ｌｏａｄ 電車負荷
ＥＳＳ エネルギー蓄積装置
ＣＨＯ 双方向チョッパ装置
Ｌｄ 直流リアクトル
ＥＤＬＣ 電気二重層キャパシタ
ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷｍ，ＳＷｔ 開閉器
ＣＯＮＴ１ 補償電流制御手段
ＣＯＮＴ２ エネルギー蓄積装置の制御回路
ＣＯＮＴ３ 第３の電圧形自励式電力変換器の制御回路
Ｖｄ−Ｃｏｎｔ 直流電圧制御回路
Ｉｑ−Ｃｏｎｔ 有効電流制御回路
Ｐｓ１−ｒｅｆ 有効電力指令発生回路
Ｉｃ−Ｒｅｆ 補償電流指令回路
ＩＭｃ−Ｃｏｎｔ，ＩＴｃ−Ｃｏｎｔ 電流制御回路
Ｃ１〜Ｃ６ 比較器
Ｇｖ（Ｓ），Ｈ（Ｓ） 電圧制御補償回路
Ｍ１，Ｍ２ 乗算器
ＤＶ 割り算器
ＡＤ１〜ＡＤ８ 加減算器
Ｋｓ 比例要素
ＳＨ レベル検出器
ＡＳＷ スイッチ回路
Ｇｉ１（Ｓ）〜Ｇｉ３（Ｓ），Ｇｉｑ（Ｓ） 電流制御補償回路
Ｆｄ（ｘ） 電圧指令発生器
Ｆｓ（ｘ），Ｆｅ（ｘ） 電力指令発生器
Ｚ 座標変換器
ＰＷＭ１〜ＰＷＭ３ パルス幅変調制御回路
ＰＬＬ 同期位相信号発生器
ＰＨＣ 位相制御回路

Claims (7)

1. 複数の変電所にまたがって単相交流き電線を引き通した電気鉄道交流き電システムにおいて、前記複数の変電所のうち少なくとも１つの変電所は、
   第１の周波数をもつ第１の３相交流電源と、
   当該第１の３相交流電源の３相交流電圧を所定の位相差を持つ２つの単相交流電圧に変圧し、当該２つの単相出力端子のうち一方の単相出力端子のみを前記単相交流き電線に接続した変圧器と、
   当該変圧器の２つの単相出力端子のうちの前記単相交流き電線に接続されている前記一方の単相出力端子（Ｍ座）に交流出力端子を接続した第１の電力変換器と、
   当該変圧器の２つの単相出力端子のもう一方の単相出力端子（Ｔ座）に交流出力端子を接続した第２の電力変換器と、
   前記第１および第２の電力変換器の共通直流端子に接続した直流平滑コンデンサと、
   前記第１および第２の電力変換器から発生する補償電流を制御する補償電流制御手段と、
   前記直流平滑コンデンサとの間で電力を授受するエネルギー蓄積装置と、
   当該エネルギー蓄積装置への充放電電流を制御する充放電電流制御手段と、
   第２の周波数をもつ第２の３相交流電源と、
   当該第２の３相交流電源の３相交流を直流に変換し、前記直流平滑コンデンサに直流電力を供給するダイオード整流器とを具備したことを特徴とする電気鉄道交流き電システム。
2. 複数の変電所にまたがって単相交流き電線を引き通した電気鉄道交流き電システムにおいて、前記複数の変電所のうち少なくとも１つの変電所は、
   第１の周波数をもつ第１の３相交流電源と、
   当該第１の３相交流電源の３相交流電圧を所定の位相差を持つ２つの単相交流電圧に変圧し、当該２つの単相出力端子のうち一方の単相出力端子のみを前記単相交流き電線に接続した変圧器と、
   当該変圧器の２つの単相出力端子のうちの前記単相交流き電線に接続されている前記一方の単相出力端子（Ｍ座）に交流出力端子を接続した第１の電力変換器と、
   当該変圧器の２つの単相出力端子のもう一方の単相出力端子（Ｔ座）に交流出力端子を接続した第２の電力変換器と、
   前記第１および第２の電力変換器の共通直流端子に接続した直流平滑コンデンサと、
   当該直流平滑コンデンサに並列接続され、前記交流き電線の周波数の２倍付近に共振周波数を合わせたＬＣフィルタと、
   前記第１および第２の電力変換器から発生する補償電流を制御する補償電流制御手段と、
   前記直流平滑コンデンサとの間で電力を授受するエネルギー蓄積装置と、
   当該エネルギー蓄積装置への充放電電流を制御する充放電電流制御手段と、
   第２の周波数をもつ第２の３相交流電源と、
   当該第２の３相交流電源の３相交流を直流に変換し、前記直流平滑コンデンサに直流電力を供給するダイオード整流器とを具備したことを特徴とする電気鉄道交流き電システム。
3. 前記補償電流制御手段は、
   負荷電力に応じて直流電圧指令値を与える電圧指令手段と、
   当該電圧指令手段からの指令値に、前記直流平滑コンデンサに印加される電圧が一致するように制御する直流電圧制御回路と、
   当該直流電圧制御回路からの出力信号に前記２相交流電圧に同期した単位正弦波信号を乗算し、２相平衡化有効電流指令値を出力する有効電流指令回路と、
   負荷電流検出値から当該２相平衡化有効電流指令値をそれぞれ差し引くことにより、補償電流指令値を出力する補償電流指令回路と、
   当該補償電流指令値に従って、前記第１および第２の電力変換器から出力する補償電流を制御する補償電流制御回路とを具備したことを特徴とする請求項１または２に記載の電気鉄道交流き電システム。
4. 前記補償電流制御手段は、力行運転時に、前記交流き電線につながれた電車負荷の消費電力の大きさに応じて、前記ダイオード整流器から供給される直流電力を調整するように、前記直流平滑コンデンサに印加される電圧を制御することを特徴とする請求項３に記載の電気鉄道交流き電システム。
5. 前記補償電流制御手段は、負荷電力が設定電力値より小さいときは、前記直流平滑コンデンサに印加される電圧が指令値に一致するように２相平衡化有効電流指令値を決め、負荷電力が設定電力値を超えた場合は、当該負荷電力に応じて前記第１の交流電源から供給する有効電力の指令値を与え、当該有効電力指令値から２相平衡化有効電流指令値を決めて、負荷電流検出値から当該有効電流指令値をそれぞれ差し引くことにより補償電流指令値を求め、当該補償電流指令値に従って前記第１および第２の電力変換器から出力する補償電流を制御することを特徴とする請求項１または２に記載の電気鉄道交流き電システム。
6. 前記エネルギー蓄積装置の充放電電流制御手段は、負荷電力に応じて、前記第１の３相交流電源から供給される電力と前記第２の３相交流電源からダイオード整流器を介して供給される電力との和電力指令値を決め、前記負荷電力の検出値から当該和電力指令値を差し引くことにより、前記エネルギー蓄積装置との間で授受する電力指令値を求め、当該電力指令値に基づいて前記エネルギー蓄積装置への充放電電流を制御することを特徴とする請求項１〜５のいずれかに記載の電気鉄道交流き電システム。
7. 前記エネルギー蓄積装置の充放電電流制御手段は、当該エネルギー蓄積装置のエネルギー蓄積量が大略一定になるように補償電力指令値を求め、当該補償電力指令値を前記和電力指令値に加えて制御することを特徴とする請求項６に記載の電気鉄道交流き電システム。

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