JP3824516B2 - 電力変換装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電力用ダイオード整流器と多レベル出力自励式電力変換器を組み合わせた高効率で経済的な電力変換装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
電気鉄道直流き電システムでは、３相ブリッジ結線された電力用ダイオード整流器により３相交流電力を直流電力に変換する方式が多く採用されている。この方式は過負荷耐量に優れ、変換器コストを安くすることができる利点を有する。しかし、電車が回生ブレーキをかけたときにその電力を交流電源側に回生できず、しばしば回生失効を起こすという問題点があった。また、負荷電流依存性があり、直流き電電圧が負荷によって大きく変動する欠点があった。
【０００３】
図２３は、従来の電力回生可能なＰＷＭコンバータ（パルス幅変調制御コンバータ）の回路構成を示すものである。ＰＷＭコンバータＣＮＶは、交流端子が交流リアクトルＬｓを介して３相交流電源ＳＵＰの端子Ｒ，Ｓ，Ｔに接続され、直流端子が直流平滑コンデンサＣｄ、および３相出力のＶＶＶＦ（可変電圧可変周波数）インバータＩＮＶの直流端子に接続される。インバータＩＮＶの交流端子は交流電動機Ｍに接続される。ＰＷＭコンバータＣＮＶは、３相ブリッジ結線された６アーム６個の整流器用高速ダイオードＤ１〜Ｄ６と、各ダイオードに逆並列接続された回生インバータ用スイッチング素子たる自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ６とからなっている。ダイオードＤ１〜Ｄ３および自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ３は正側に配置され、ダイオードＤ４〜Ｄ６および自己消弧素子Ｓ４〜Ｓ６は負側に配置されている。インバータＩＮＶもコンバータＣＮＶと同様の回路構成を持っているが、ここでは詳細説明を省略する。
【０００４】
ＰＷＭコンバータＣＮＶは、比較器Ｃ１，Ｃ２、電圧制御補償器Ｇｖ(Ｓ)、乗算器ＭＬ、電流制御補償器Ｇｉ(Ｓ)、およびパルス幅変調制御回路PWMCからなる制御装置を備えている。比較器Ｃ１および電圧制御補償器Ｇｖ(Ｓ)は各相共通であるが、乗算器ＭＬ、比較器Ｃ２、電流制御補償器Ｇｉ(Ｓ)、およびパルス幅変調制御回路PWMCは各相毎に設けられる。ここにはＲ相の内部回路構成のみを詳しく示しているが、Ｓ相およびＴ相の制御回路も同様に構成されている。Ｒ相制御回路からＲ相の自己消弧素子Ｓ１，Ｓ４のためのゲート信号ｇ１，ｇ４が出力され、Ｓ相制御回路からＳ相の自己消弧素子Ｓ２，Ｓ５のためのゲート信号ｇ２，ｇ５が出力され、Ｔ相制御回路からＴ相の自己消弧素子Ｓ３，Ｓ６のためのゲート信号ｇ３，ｇ６が出力される。
【０００５】
ＰＷＭコンバータＣＮＶは、以上のように構成された制御装置により、直流平滑コンデンサＣｄに印加される直流電圧Ｖｄが電圧指令値Ｖd*に一致するように入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔを制御する。さらに具体的には、電圧指令値Ｖd*と電圧検出値Ｖｄの偏差を比較器Ｃ１で得て電圧制御補償器Ｇｖ(Ｓ)で増幅し、入力電流の振幅指令値Ｉsmとする。乗算器ＭＬにおいてＲ相の電圧に同期した単位正弦波sinωｔと入力電流の振幅指令値Ｉsmを掛け算し、その積をＲ相の電流指令値Ｉr*とする。このＲ相電流指令値Ｉr*とＲ相電流検出値Ｉｒを比較器Ｃ２で比較し、その偏差を電流制御補償器Ｇｉ(Ｓ)で反転増幅する。ここで通常は比例増幅が使われ、ゲインはＧｉ(Ｓ)＝−Ｋｉとなる。Ｋｉは比例定数である。電流制御補償器Ｇｉ(Ｓ)の出力である電圧指令値ｅr*＝−Ｋｉ×(Ｉr*−Ｉｒ)をＰＷＭ制御回路PWMCに入力し、コンバータＣＮＶのＲ相の自己消弧素子Ｓ１とＳ４のゲート信号ｇ１，ｇ４を作る。ＰＷＭ制御回路PWMCは、電圧指令値ｅr*とキャリア信号Ｘ（例えば、１ｋＨｚの三角波）を比較し、ｅr*＞Ｘのときは、素子Ｓ１をオンさせ（Ｓ４はオフ）、ｅr*＜Ｘのときは、素子Ｓ４をオン（Ｓ１はオフ）させる。この結果、コンバータのＲ相電圧Ｖｒは電圧指令値ｅr*に比例した電圧を発生する。
【０００６】
Ｒ相の入力電流Ｉｒに関して、Ｉr*＞Ｉｒの場合、電圧指令値ｅr*は負の値となり、Ｉｒを増加させる。逆に、Ｉr*＜Ｉｒの場合、電圧指令値ｅr*は正の値となり、Ｉｒを減少させる。このようにして、Ｉr*＝Ｉｒとなるような制御が行われる。Ｓ相およびＴ相の電流Ｉｓ，Ｉｔも同様に制御される。
【０００７】
直流平滑コンデンサＣｄに印加される電圧Ｖｄは、次のように制御される。すなわち、Ｖd*＞Ｖｄとなった場合、入力電流の振幅指令値Ｉsmが増加する。各相の電流指令値は電源電圧と同相となり、電流Ｉsmに比例した有効電力Ｐｓが交流電源ＳＵＰから直流平滑コンデンサＣｄに供給されることになる。この結果、電圧Ｖｄが上昇し、Ｖd*＝Ｖｄとなるように制御される。逆に、Ｖd*＜Ｖｄとなった場合、入力電流の振幅指令値Ｉsmは負の値となり、交流電源側に電力Ｐｓを回生する。故に、直流平滑コンデンサＣｄの蓄積エネルギーが減少し、電圧Ｖｄが低下して、やはり、Ｖd*＝Ｖｄとなるように制御される。
【０００８】
ＶＶＶＦ（可変電圧・可変周波数）インバータＩＮＶおよび交流電動機Ｍは直流平滑コンデンサＣｄを電圧源とする負荷であり、力行運転時はコンデンサＣｄの蓄積エネルギーを消費し、電圧Ｖｄを低下させる方向に作用する。また、回生運転時はその回生エネルギーを平滑コンデンサＣｄに戻すため、電圧Ｖｄを上昇させる方向に働く。前述のようにＰＷＭコンバータＣＮＶによって直流電圧Ｖｄが一定になるように制御するため、自動的に、力行運転では交流電源から見合った有効電力を供給し、回生運転時は回生エネルギーに見合った有効電力を交流電源側に回生することになる。
【０００９】
このように、従来のＰＷＭコンバータによれば、直流電圧Ｖｄを安定化することができ、電力回生が可能であり、電気鉄道の直流き電システムでの回生失効の問題も解決される。
【００１０】
しかし、ＰＷＭコンバータは、高周波でスイッチングを行うためスイッチング素子のスイッチング損失が大きくなる欠点がある。また、スイッチング素子は、遮断電流として交流入力電流の最大値を切る能力が必要となる。したがって、短時間の過負荷（例えば、定格電流の３００％）でもその遮断電流に耐えるように設計しなければならず、電力変換器として大きなものが必要となり、不経済なシステムとなってしまう問題があった。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
以上のように、電力回生が可能な電力変換器として、パルス幅変調制御による自励式変換器（ＰＷＭコンバータと呼ぶ）があるが、ダイオード整流器に比べるとコストが高く、過負荷耐量もあまり大きくすることができないという難点がある。また、ＰＷＭ制御に伴うスイッチング損失が大きくなり、変換器効率が悪い等の問題があった。
【００１２】
そこで、本発明は、過負荷耐量に優れ、電力回生が可能で、変換器効率が高く、経済的な電力変換装置を提供することを目的とする。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
請求項１に係る発明の電力変換装置は、交流電源に交流リアクトルを介して交流端子が接続される電力用ダイオード整流器と、この電力用ダイオード整流器の交流端子にリカバリ電流抑制用リアクトルを介して交流端子が接続された多レベル出力自励式電力変換器と、この多レベル出力自励式電力変換器および電力用ダイオード整流器の直流共通端子間に接続され、負荷装置を並列に接続する直流平滑コンデンサとを具備する。
【００１４】
この構成によれば、力行運転時は、大部分の電流が電力用ダイオード整流器に流れるように制御することにより、多レベル出力自励式電力変換器の遮断電流を小さく抑える。多レベル出力自励式電力変換器は、電源電圧に同期した一定のパルスパターン（１パルス、３パルス、５パルス等）で電源電圧に対する位相角を制御することにより、入力電流を制御するもので、常に入力力率＝１付近で運転される。故に、多レベル出力自励式電力変換器を構成する自己消弧素子のスイッチングを、入力電流のゼロ点付近で行うようにすることにより、素子の遮断電流を小さくすることができる。
【００１５】
リカバリ電流抑制リアクトルは、多レベル出力自励式電力変換器の自己消弧素子がオンしたときに電力用ダイオード整流器の各ダイオードに過大なリカバリ電流が流れ込むのを抑える役目をする。通常、このリアクトルは数十μＨのインダクタンス値で、交流リアクトルと比べると、２桁ぐらい小さいものでよい。
【００１６】
一方、回生運転時は、大部分の電流が多レベル出力自励式電力変換器の自己消弧素子に流れる。本発明装置は、例えば、力行運転は３００％の過負荷を許容し、回生運転は１００％とするのが経済的な使い方となる。電気鉄道では、１列車が回生ブレーキをかけても他の列車は力行中の場合が多く、上記使い方は妥当なものとなる。回生電力１００％で運転した場合、電流の大部分は自己消弧素子に流れることは同じである。しかし、回生運転時も電源力率はほぼ１に制御され、自己消弧素子のスイッチングを電流ゼロ点付近で行うようにすることにより、素子の遮断電流は小さく抑えることが可能となる。故に、スイッチング損失は大幅に軽減され、遮断電流の小さい自己消弧素子で自励式電力変換器ＣＮＶを構成することができるようになり、経済的な装置を提供することができる。
【００１７】
請求項２に係る発明は、請求項１に記載の電力変換装置において、リカバリ電流抑制用リアクトルを過飽和リアクトルで構成する。
【００１８】
多レベル出力自励式電力変換器は、各アームが自己消弧素子と、逆並列接続の高速ダイオードで構成されており、例えば、正側アームの自己消弧素子に電流が流れているとき、当該素子をオフすると、負側アームの高速ダイオードに電流が移る。電力用ダイオードに比べて高速ダイオードの順方向電圧降下が大きいため、この電流は徐々に電力用ダイオード整流器の対応する電力用ダイオードに移っていく。その転流時間はリカバリ電流抑制用リアクトルのインダクタンス値に反比例する。リカバリ電流抑制用リアクトルを過飽和リアクトルとすることにより、流れる電流の大きいところでインダクタンス値が小さくなり、高速ダイオードに流れていた電流がより速く電力用ダイオードに移り、損失が低減される。
【００１９】
請求項３に係る発明は、請求項１または２に記載の電力変換装置において、多レベル出力自励式電力変換器は、一定のパルスパターンで動作し、交流電源の電圧に対する位相角を調整することにより入力電流を制御することを特徴とする。
【００２０】
多レベル出力自励式電力変換器は、一定のパルスパターンで、交流電源の電圧に同期したスイッチングを行う。直流電圧が一定ならば、電圧の振幅値は一定になる。この状態で、電源電圧に対する出力電圧の位相角φを変えることにより、交流リアクトルに印加される電圧が変化し、入力電流を調整することができる。
【００２１】
電源電圧に対する出力電圧の位相角を遅れ方向に増加させることにより、交流電源から供給される有効電力が増加する。逆に位相角を進み方向に増やすと、有効電力が交流電源に回生される。ちなみに、位相角φ＝０では、有効電力の授受はない。入力電流の位相角は、電源電圧に対し、φ／２または、π−φ／２となり、入力力率は、cos(φ／２)となる。また、入力電流と自励式変換器の交流出力電圧との位相差は、−φ／２または、π＋φ／２となり、変換器力率は、cos(φ／２)となる。位相角φは、入力電流と交流リアクトルの値に依存する。位相角θは、過負荷運転時でも高々φ＝３０°程度で、力率はcos１５°＝０．９６６となる。
【００２２】
自励式電力変換器を一定のパルスパターンで制御する場合、入力電流の高調波成分が小さくなるようにスイッチングパターンを決めるが、上記のように変換器力率が１に近いため、電流のゼロ点付近でスイッチングが行われ、自励式電力変換器を構成する自己消弧素子の遮断電流は小さくて済む。これにより、電力回生が可能で、高力率・高効率、低コストの電力変換装置を提供することができる。
【００２３】
請求項４に係る発明は、請求項１または２に記載の電力変換装置において、多レベル出力自励式電力変換器は、交流電源の周波数に同期した１パルスモードで動作し、交流電源の電圧に対する位相角を調整することにより入力電流を制御することを特徴とする。
【００２４】
請求項４に記載の発明によれば、請求項３に係る発明と同じく、自励式変換器を一定のパルスパターンで運転するものであるが、そのパルス数を１パルスにしたものである。当然、直流電圧が一定ならば、自励式変換器の交流側出力電圧の振幅値は、一定となる。電源電圧に対する自励式変換器の交流側出力電圧の位相角φを調整することにより、入力電流を制御するが、φ＝０のとき、入力電流が０となるようにするには、電源電圧の波高値と変換器出力電圧の基本波の波高値が同じになるようにする必要がある。直流電圧は負荷側の要求等により決まってしまうので、電源側に変圧器を入れて、出力電圧の基本波成分の波高値と電源電圧の波高値が同じになるように、変圧器の２次電圧を合わせる。
【００２５】
自励式変換器を１パルスで運転することにより、スイッチング回数が最小になり、変換器効率はさらに向上する。また、交流側出力電圧の基本波成分が大きくなり、自励式変換器の電圧利用率が向上する。また、変換器力率がほぼ１で運転されるため、入力電流のゼロ点付近で１回だけスイッチングを行うことになり、力行運転時も回生運転時も、自己消弧素子の遮断電流は極めて小さくなる。この結果、高効率で低コストな電力変換装置を提供することができる。また、大電流を遮断しないということは、ソフトスイッチングに近くなり、ＥＭＩノイズが小さくなり、環境にもやさしい電力変換装置を提供することができる。
【００２６】
請求項５に係る発明は、請求項１ないし４のいずれか１項に記載の電力変換装置において、多レベル出力自励式電力変換器は、交流電源の電圧が変動した場合、電源の電圧の変化に合わせて直流平滑コンデンサに印加される電圧の指令値を変えて制御動作することを特徴とする。
【００２７】
多レベル出力自励式電力変換器を１パルスまたは一定パルスパターンで運転した場合、電力変換器の交流側出力電圧の振幅値は一定となり、電源電圧が高くなると、変換器は遅れ力率運転となり、また、電源電圧が低くなると、変換器は進み力率運転となってしまう。また、力率低下に伴い、自励式電力変換器の交流側出力電圧と入力電流の位相差が大きくなり、自励式電力変換器を構成する自己消弧素子の遮断電流が大きくなってしまう。そこで、直流平滑コンデンサに印加される電圧Ｖｄを電源電圧Ｖｓの振幅値に合わせて調整することにより、常に｜Ｖｓ｜＝｜Ｖｃ｜となるように制御する。これにより、電源力率あるいは変換器力率の極端な低下を防ぐことが可能となり、自己消弧素子の遮断電流の増加を防止することができる。
【００２８】
請求項６に係る発明は、請求項１ないし５のいずれか１項に記載の電力変換装置において、多レベル出力自励式電力変換器は、交流電源の角周波数をω、電源電圧をＶs、入力電流をＩs、交流リアクトルのインダクタンス値をＬｓ、比例定数をｋとした場合、直流平滑コンデンサに印加される電圧Ｖｄを、
Ｖｄ＝ｋ・√｛Ｖｓ２＋(ω・Ｌｓ・Ｉｓ)２｝
となるように制御することを特徴とする。
【００２９】
多レベル出力自励式電力変換器により、直流平滑コンデンサに印加される電圧Ｖｄを、
Ｖｄ＝ｋ・√｛Ｖｓ２＋(ω・Ｌｓ・Ｉｓ)２｝
となるように調整することにより、入力電流の位相を電源電圧の位相に一致させることができ、電源力率＝１の運転をすることができる。この効果は回生運転においても同じである。これにより、過負荷耐量に優れ、低コストで高力率の電力変換装置を提供することができる。
【００３０】
請求項７に係る発明は、請求項１ないし５のいずれか１項に記載の電力変換装置において、多レベル出力自励式電力変換器は、交流電源の角周波数をω、電源電圧をＶｓ、入力電流をＩｓ、交流リアクトルのインダクタンス値をＬｓ、比例定数をｋとした場合、直流平滑コンデンサに印加される電圧Ｖｄを、
Ｖｄ＝ｋ・√｛Ｖｓ２−(ω・Ｌｓ・Ｉｓ)２｝
となるように制御することを特徴とする。
【００３１】
多レベル出力自励式電力変換器により、直流平滑コンデンサに印加される電圧Ｖｄを、
Ｖｄ＝ｋ・√｛Ｖｓ２−(ω・Ｌｓ・Ｉｓ)２｝
となるように調整することにより、入力電流の電源電圧に対する位相角を自励式電力変換器の交流側出力電圧の位相角にほぼ一致させることができる。すなわち、入力電流と変換器出力電圧の位相が一致し、変換器力率＝１の運転をすることがができる。この結果、自励式変換器を構成する自己消弧素子の遮断電流を小さくすることができ、かつ、変換器容量を低減することができる。この効果は回生運転においても同じである。これにより、過負荷耐量に優れ、低コストで高効率の電力変換装置を提供することができる。
【００３２】
請求項８に係る発明の電力変換装置は、１次巻線が３相交流電源に接続され、所定の位相差を持たせたｎ組の２次巻線を有する３相変圧器と、この３相変圧器の各２次巻線に交流リアクトルを介して交流端子が接続されたｎ台の電力用ダイオード整流器と、これらｎ台の電力用ダイオード整流器の交流端子にリカバリ電流抑制用リアクトルを介して交流側端子が接続されたｎ台の多レベル出力自励式電力変換器と、これらｎ台の多レベル出力自励式電力変換器とｎ台の電力用ダイオード整流器の直流共通端子に接続され、負荷装置を並列に接続する直流平滑コンデンサとを具備してなる。
【００３３】
本装置は、電力用ダイオード整流器と多レベル出力自励式電力変換器を組み合わせた電力変換装置を複数台用意し、所定の位相差を持たせたｎ組の２次巻線を有する３相変圧器を用いて並列多重運転をするように構成したもので、変換装置の大容量化と、交流電源から供給される入力電流の高調波成分の低減化を達成することができる。これにより、過負荷耐量に優れ、電力回生が可能な、高効率・低コストの大容量電力変換装置を提供することができる。
【００３４】
請求項９に係る発明は、請求項８に記載の電力変換装置において、ｎ台の多レベル出力自励式電力変換器は、一定のパルスパターンで動作し、交流電源の電圧に対する位相角を調整することにより交流入力電流を制御して直流平滑コンデンサに印加される電圧を制御することを特徴とする。
【００３５】
多レベル出力自励式変換器を一定のパルスパターンで制御する場合、入力電流の高調波成分が小さくなるようにスイッチングパターンを決めるが、変換器力率が１に近いため、電流のゼロ点付近でスイッチングが行われ、自励式変換器を構成する自己消弧素子の遮断電流は小さくて済む。これにより、入力電流の高調波成分が小さく、電力回生が可能で、高力率・高効率で、低コストの電力変換装置を提供することができる。
【００３６】
請求項１０に係る発明は、請求項８に記載の電力変換装置において、ｎ台の多レベル出力自励式電力変換器は、交流電源の周波数に同期した１パルスモードで動作し、交流電源の電圧に対する位相角を調整することにより交流入力電流を制御して直流平滑コンデンサに印加される電圧を制御することを特徴とする。
【００３７】
各多レベル出力自励式電力変換器を１パルスモードで動作させることにより、スイッチング損失を減らし、自励式変換器の電圧利用率を向上させることができる。また、入力電流のゼロ点付近で自励式変換器をスイッチングさせるため、自己消弧素子の遮断電流を小さくすることができる。これにより、過負荷耐量に優れ、低コストで高効率・大容量の電力変換装置を提供することができる。
【００３８】
請求項１１に係る発明の電力変換装置は、１次巻線が３相交流電源に接続され、所定の位相差を有するｎ組の２次巻線を有する３相変圧器と、この３相変圧器の各２次巻線に交流リアクトルを介して交流端子が接続されたｎ台の電力用ダイオード整流器と、これらｎ台の電力用ダイオード整流器の交流端子にリカバリ電流抑制用リアクトルを介して交流端子が接続された３相ブリッジ結線のｎ台の多レベル出力自励式電力変換器と、ｎ台の多レベル出力自励式電力変換器および電力用ダイオード整流器の直流共通端子のそれぞれに接続されたｎ個の直流平滑コンデンサとを備え、ｎ個の直流平滑コンデンサは直列接続され、その直列接続された両端に負荷装置が接続される。
【００３９】
本装置は、電力用ダイオード整流器と多レベル出力自励式電力変換器を組み合わせた電力変換装置を複数台（ｎ台）用意し、適宜の位相差を持たせたｎ組の２次巻線を有する３相変圧器を用いて、交流側で並列多重運転し、直流側で直列接続するように構成したもので、変換装置の大容量化と、直流出力電圧の高圧化、および交流電源から供給される入力電流の高調波成分の低減化を達成することができる。これにより、過負荷耐量に優れ、電力回生が可能な、高効率・低コストの大容量電力変換装置を提供することができる。
【００４０】
請求項１２に係る発明は、請求項１１に記載の電力変換装置において、ｎ台の多レベル出力自励式電力変換器は一定のパルスパターンで動作し、交流電源の電圧に対する位相角を調整することにより各多レベル出力自励式電力変換器の入力電流を制御して直流平滑コンデンサに印加される電圧を制御することを特徴とする。
【００４１】
多レベル出力自励式電力変換器は、一定のパルスパターンで、交流電源の電圧に同期したスイッチングを行う。直流電圧が一定ならば、自励式変換器の交流出力電圧の振幅値は一定になる。この状態で、電源電圧に対する出力電圧の位相角を変えることより、交流リアクトルに印加される電圧が変化し、各多レベル出力自励式電力変換器の入力電流を調整することができる。多レベル出力自励式変換器を一定のパルスパターンで制御する場合、入力電流の高調波成分が小さくなるようにスイッチングパターンを決めるが、変換器力率が１に近いところで動作させることにより、電流のゼロ点付近でスイッチングが行われ、多レベル出力自励式変換器を構成する自己消弧素子の遮断電流を小さくすることができる。
【００４２】
電源電圧に対する各変換器の出力電圧の位相角φを遅れ方向に増加させることにより、交流電源から供給される有効電力が増加する。逆に位相角φを進み方向に増やすと、有効電力が交流電源に回生される。
【００４３】
本装置は、各直流平滑コンデンサに印加される電圧がほぼ一定になるように入力電流を制御する。これにより、入力電流の高調波成分が小さく、電力回生が可能で、高力率・高効率で、低コストの電力変換装置を提供することができる。
【００４４】
請求項１３に係る発明は、請求項１１に記載の電力変換装置において、ｎ台の多レベル出力自励式電力変換器は、交流電源の周波数に同期した１パルスモードで動作し、交流電源の電圧に対する位相角を調整することにより各多レベル出力自励式電力変換器の入力電流を制御して直流平滑コンデンサに印加される電圧を制御することを特徴とする。
【００４５】
この発明によれば、多レベル出力自励式電力変換器を一定のパルスパターンで運転するが、そのパルス数を１パルスにする。当然、直流電圧が一定ならば、多レベル出力自励式電力変換器の交流側出力電圧の振幅値は一定となる。電源電圧に対する多レベル出力自励式電力変換器の交流側出力電圧の和電圧の位相角φを調整することにより、入力電流Ｉｓを制御するが、φ＝０のとき、Ｉｓ＝０となるようにするには、電源電圧の波高値と変換器出力電圧の和電圧の基本波波高値が同じになるようにする必要がある。直流電圧は負荷側の要求等により決まってしまうので、３相変圧器の２次側電圧を多レベル出力自励式電力変換器の交流側出力電圧の基本波成分と同じになるように値を合わせる。
【００４６】
多レベル出力自励式電力変換器を１パルスで運転することにより、スイッチング回数が最小になり、変換器効率はさらに向上する。また、交流側出力電圧の基本波成分が大きくなり、多レベル出力自励式電力変換器の電圧利用率が向上する。また、変換器力率がほぼ１で運転されるため、入力電流ゼロ点付近で１回だけスイッチングを行うことになり、力行運転時も回生運転時も、自己消弧素子の遮断電流は極めて小さくなる。この結果、高効率で低コストな電力変換装置を提供することができる。また、大電流を遮断しないということは、ソフトスイッチングに近いということであり、ＥＭＩノイズが小さくなり、環境にもやさしい電力変換装置を提供することができる。
【００４７】
請求項１４に係る発明の電力変換装置は、請求項８ないし１３のいずれか１項に記載の電力変換装置において、リカバリ電流抑制用リアクトルは過飽和リアクトルで構成されていることを特徴とする。
【００４８】
多レベル出力自励式電力変換器は、各アームが自己消弧素子と、逆並列接続の高速ダイオードで構成されており、例えば、いずれかの自己消弧素子に電流が流れているとき、その素子をオフすると、対応する高速ダイオードに電流が移る。電力用ダイオードに比べて高速ダイオードの順方向電圧降下が大きいため、この電流は徐々に電力用ダイオード整流器の対応する電力用ダイオードに移っていく。その転流時間はリカバリ電流抑制用リアクトルのインダクタンス値に反比例する。リカバリ電流抑制用リアクトルを過飽和リアクトルにすることにより、流れる電流の大きいところでインダクタンス値が小さくなり、高速ダイオードに流れていた電流がより速く電力用ダイオードに移り、損失が低減される。
【００４９】
請求項１５に係る発明は、請求項８ないし１４のいずれか１項に記載の電力変換装置において、ｎ台の多レベル出力自励式電力変換器は、交流電源の電圧が変動した場合、その電源電圧の変化に合わせて直流平滑コンデンサに印加される電圧の指令値を変えて制御することを特徴とする。
【００５０】
ｎ台の多レベル出力自励式電力変換器を１パルスまたは一定パルスパターンで運転した場合、当該電力変換器の交流側出力電圧の振幅値は一定となり、電源電圧が高くなると、変換器は遅れ力率運転となり、また、電源電圧が低くなると、変換器は進み力率運転となってしまう。また、力率低下に伴い、自励式電力変換器の交流側出力電圧と入力電流の位相差が大きくなり、自励式電力変換器を構成する自己消弧素子の遮断電流が大きくなってしまう。そこで、直流平滑コンデンサに印加される電圧Ｖｄを、電源電圧Ｖｓの振幅値に合わせて調整することにより、常に｜Ｖｓ｜＝｜Ｖｃ｜となるように制御する。これにより、電源力率あるいは変換器力率の極端な低下を防ぐことが可能となり、自己消弧素子の遮断電流の増加を防止することができる。
【００５１】
請求項１６に係る発明は、請求項８ないし１５のいずれか１項に記載の電力変換装置において、ｎ台の多レベル出力自励式電力変換器は、交流電源の角周波数をω、電源電圧をＶｓ、入力電流をＩｓ、交流リアクトルのインダクタンス値をＬｓ、比例定数をｋとした場合、直流平滑コンデンサに印加される電圧Ｖｄを、
Ｖｄ＝ｋ・√｛Ｖｓ２＋(ω・Ｌｓ・Ｉｓ)２｝
となるように制御することを特徴とする。
【００５２】
ｎ台の多レベル出力自励式電力変換器により、直流平滑コンデンサに印加される電圧Ｖｄを、
Ｖｄ＝ｋ・√｛Ｖｓ２＋(ω・Ｌｓ・Ｉｓ)２｝
となるように調整することにより、入力電流の位相を電源電圧の位相に一致させることができ、電源力率＝１の運転をすることができる。この効果は回生運転においても同じである。これにより、過負荷耐量に優れ、低コストで高力率の電力変換装置を提供することができる。
【００５３】
請求項１７に係る発明は、請求項８ないし１５のいずれか１項に記載の電力変換装置において、ｎ台の多レベル出力自励式電力変換器は、交流電源の角周波数をω、電源電圧をＶｓ、入力電流をＩｓ、交流リアクトルのインダクタンス値をＬｓ、比例定数をｋとした場合、直流平滑コンデンサに印加される電圧Ｖｄを、
Ｖｄ＝ｋ・√｛Ｖｓ２−(ω・Ｌｓ・Ｉｓ)２｝
となるように制御することを特徴とする。
【００５４】
ｎ台の多レベル出力自励式電力変換器により、直流平滑コンデンサに印加される電圧Ｖｄを、
Ｖｄ＝ｋ・√｛Ｖｓ２−(ω・Ｌｓ・Ｉｓ)２｝
となるように調整することにより、入力電流の電源電圧に対する位相角を自励式電力変換器の交流側出力電圧の位相角にほぼ一致させることができる。すなわち、入力電流と変換器出力電圧の位相が一致し、変換器力率＝１の運転をすることができる。この結果、多レベル出力自励式変換器を構成する自己消弧素子の遮断電流を小さくすることができ、かつ、変換器容量の低減を図ることができる。この効果は回生運転においても同じである。これにより、過負荷耐量に優れ、低コストで高効率の電力変換装置を提供することができる。
【００５５】
【発明の実施の形態】
＜第１の実施の形態＞
図１は、本発明の電力変換装置の主回路構成の一実施形態を示すブロック図である。図１に示す電力変換装置は、交流端子が交流リアクトルＬｓを介して３相交流電源ＳＵＰの受電端子Ｒ，Ｓ，Ｔに接続される電力用ダイオード整流器ＲＥＣと、交流端子がリカバリ電流抑制用リアクトルＬａを介して整流器ＲＥＣの交流端子に接続され、直流端子が整流器ＲＥＣの直流端子に接続される３レベル出力自励式電力変換器ＭＬＣと、直列接続の２つの直流平滑コンデンサＣd1およびＣd2からなり両端が自励式電力変換器ＭＬＣの直流端子に接続された平滑コンデンサ回路とによって構成され、負荷装置LOADは平滑コンデンサ回路にこれを電圧源として接続されている。負荷装置LOADは、例えばVVVFインバータおよび交流電動機からなっている。
【００５６】
電力用ダイオード整流器ＲＥＣは、３相ブリッジ結線された６個の電力用ダイオードＰＤ１〜ＰＤ６からなり、電力用ダイオードＰＤ１〜ＰＤ３は正側アームを構成し、電力用ダイオードＰＤ４〜ＰＤ６は負側アームを構成している。３レベル出力自励式電力変換器ＭＬＣは中性点クランプ式コンバータ（ＮＰＣコンバータ）であって、各相とも同様構成を持っており、Ｒ相について説明すれば、正負各アームはそれぞれ２直列の高速ダイオードＤu1，Ｄu2およびＤu3，Ｄu4と、各高速ダイオードに逆並列接続された自己消弧素子Ｓu1，Ｓu2およびＳu3，Ｓu4とを備えている。高速ダイオードＤu1およびＤu2の接続点と高速ダイオードＤu3，Ｄu4の接続点との間に２直列のクランプ用高速ダイオードＤu5，Ｄu6が接続され、その直列接続点が直流平滑コンデンサＣd1，Ｃd2の直列接続点すなわち直流の中性点に接続されている。なお、以下の説明では、直流平滑コンデンサＣd1，Ｃd2の電圧をそれぞれＶd1，Ｖd2とし、しかも、Ｖd1＝Ｖd2＝Ｖｄ／２、すなわち、Ｖd1＋Ｖd2＝Ｖｄであるとして説明を進める。
【００５７】
ＮＰＣコンバータでは１相分４個の自己消弧素子Ｓu1〜Ｓu4を２個ずつ組合わせて点弧させる。すなわち、自己消弧素子Ｓu1，Ｓu2をオンさせると、Ｒ相の出力端子には、Ｖcr＝＋Ｖｄ／２の電圧が発生し、自己消弧素子Ｓu2，Ｓu3をオンさせると、直流の中性点に電圧がクランプされて、Ｖcr＝０となる。また、自己消弧素子Ｓu3，Ｓu4をオンさせると、Ｖcr＝−Ｖｄ／２の電圧が出力される。このようにして、＋Ｖｄ／２，０，−Ｖｄ／２の３レベルの電圧を出力することができる。
【００５８】
自己消弧素子Ｓu1とＳu3は互いにオンオフ逆動作をし、素子Ｓu1がオンのとき素子Ｓu3はオフとなり、素子Ｓu3がオンのとき素子Ｓu1はオフとなる。同様に、自己消弧素子Ｓu2とＳu4は互いにオンオフ逆の動作をし、素子Ｓu2がオンのとき素子Ｓu4はオフとなり、素子Ｓu4がオンのとき素子Ｓu2はオフとなる。さらに、自己消弧素子Ｓu1とＳu4がオンで、素子Ｓu2とＳu3がオフのモードも考えられるが、この場合、素子Ｓu2または素子Ｓu3に直流全電圧Ｖｄが印加されて素子を破壊してしまうので、このモードは禁止している。
【００５９】
クランプ用ダイオードＤu5，Ｄu6は素子Ｓu2とＳu3がオンしているときに出力電圧Ｖcrを直流の中性点電位「０」にクランプするもので、入力電流Ｉｒが図の矢印の方向に、すなわち電源側から電力変換装置側へと流れているときは、図面上、Ｒ→Ｌｓ→Ｌａ→Ｓu3→Ｄu6→中性点Ｏ、の経路で電流Ｉｒが流れ、矢印と反対の方向に電流Ｉｒが流れているときは、中性点Ｏ→Ｄu5→Ｓu2→Ｌａ→Ｌｓ→Ｒ、の経路で流れる。
【００６０】
本実施形態では、ＮＰＣコンバータＭＬＣに対して、電力用ダイオード整流器ＲＥＣが並列に接続されているのが特徴である。ただし、ＮＰＣコンバータＭＬＣおよび電力用ダイオード整流器ＲＥＣの交流端子はリカバリ電流抑制リアクトルＬａを介して接続される。
【００６１】
リカバリ電流抑制リアクトルＬａは、３レベル出力自励式電力変換器ＭＬＣの自己消弧素子がオン動作したときに電力用ダイオード整流器ＲＥＣの各ダイオードに過大なリカバリ電流が流れ込むのを抑える役割を持っており、通常、数十μＨのインダクタンス値に設計され、交流リアクトルＬｓと比べると、２桁ぐらい小さいものでよい。また、リカバリ電流抑制リァクトルＬａを過飽和リアクトルにすることにより、高速ダイオードＤu1〜Ｄu6から電力用ダイオードＰＤ１〜ＰＤ６に転流する時間を短くし、その分、損失の低減化を図ることができる。
【００６２】
例えば、Ｒ相電流Ｉｒが矢印の向きに流れている場合、自己消弧素子Ｓu3，Ｓu4がオフ（Ｓu1，Ｓu2はオン）のとき、電流Ｉｒは電力用ダイオードＰＤ１を介して流れる。この状態で素子Ｓu1をオフし、Ｓu3をオンさせると、入力電流Ｉｒは、Ｌｓ→Ｌａ→Ｓu3→Ｄu6と移っていくが、電力用ダイオードＰＤ１に蓄積キャリアが残っているので、ダイオードＰＤ１はすぐにはオフできず、直流平滑コンデンサＣd1の電圧Ｖd1が、Ｃd1（＋）→ＰＤ１→Ｌａ→Ｓu3→Ｄu6→Ｃd1（−）の経路で短絡される。このとき流れる電流がリカバリ電流である。リカバリ電流抑制リアクトルＬａが無ければ過大な短絡電流が流れ、構成素子（自己消弧素子やダイオード）を壊してしまうこともある。
【００６３】
次に、再び素子Ｓu3をオフし、素子Ｓu1をオンさせると、入力電流Ｉｒは、まず、高速ダイオードＤu2，Ｄu1を介して、Ｌｓ→Ｌａ→Ｄu2→Ｄu1→（＋）の経路に流れる。電力用ダイオードＰＤ１の順方向電圧降下ＶFPDに比べて、高速ダイオードＤu1，Ｄu2の順方向電圧降下ＶFDの方が大きいため、この電流は徐々に電力用ダイオードＰＤ１に移っていく。高速ダイオードＤu1，Ｄu2から電力用ダイオードＰＤ１に転流する時間は、上記順方向電圧降下の差電圧（ＶFD−ＶFPD）と、リカバリ抑制リアクトルＬａのインダクタンス値に依存する。パルスパターンを固定（１パルス、３パルス、５パルス等）して３レベル出力自励式電力変換器（ＮＰＣコンバータ）を動作させることにより、電力用ダイオードに流れる期間を長くし、高速ダイオードに流れる期間を短くすることができる。この結果、より順電圧降下の小さい回路に電流が流れ、変換装置の効率を上げることができる。他のモードでも同様である。
【００６４】
図２は、図１の電力変換装置に属するＮＰＣコンバータＭＬＣの自己消弧素子を制御する制御装置を示すものである。この制御装置は、比較器Ｃ１，Ｃ３、加算器Ｃ２、電圧制御補償回路Ｇｖ(Ｓ)、電流制御補償回路Ｇｉ(Ｓ)、フィードフォワード補償器ＦＦ、座標変換回路Ａ、電源同期位相検出回路ＰＬＬ、および位相制御回路ＰＨＣを備えている。直流平滑コンデンサＣd1，Ｃd2に印加される電圧Ｖd1，Ｖd2の和に相当する電圧Ｖｄ（＝Ｖd1＋Ｖd2）を比較器Ｃ１により電圧指令値Ｖd*と比較する。その偏差εｖ（＝Ｖd*−Ｖｄ）を電圧制御補償回路Ｇｖ(Ｓ)により積分または比例増幅し、その出力値を未補償直流電流指令として加算器Ｃ２の第１入力端に入力する。一方、負荷LOADが消費する直流電流Ｉdcを検知し、フィードフォワード補償器ＦＦを介して加算器Ｃ２の第２入力端に入力する。加算器Ｃ２の出力Ｉq*が、電源ＳＵＰから供給される有効電流の指令値となる。座標変換器Ａは、電源ＳＵＰから電力変換器に供給される３相入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔの検出値をｄｑ座標軸（直流量）に変換する。座標変換によって得られたｑ軸電流Ｉｑは有効電流検出値を表し、ｄ軸電流Ｉｄは無効電流検出値を表わす。
【００６５】
比較器Ｃ３により、有効電流指令値Ｉq*と有効電流検出値Ｉｑを比較し、その偏差εｉ（＝Ｉq*−Ｉｑ）を電流制御補償回路Ｇｉ(Ｓ)により増幅して、位相角指令値φ*とする。電源同期位相検出回路ＰＬＬは３相交流電源電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔに同期した位相信号θｒ，θｓ，θｔを作り、位相制御回路ＰＨＣに入力する。位相制御回路ＰＨＣは、位相角指令値φ*と各相別の位相信号θｒ，θｓ，θｔとを用いて、ＮＰＣコンバータＭＬＣのＵ相自己消弧素子Ｓu1〜Ｓu4用のゲート信号gu1〜gu4のほかに、Ｓ相自己消弧素子Ｓv1〜Ｓv4用のゲート信号gv1〜gv4、およびＴ相自己消弧素子Ｓw1〜Ｓw4用のゲート信号gw1〜gw4を発生する。ＮＰＣコンバータＭＬＣは、ゲート信号gu1〜gu4，gv1〜gv4，gw1〜gw4により、電源電圧に同期した一定のパルスパターン（１パルス、３パルス、５パルス等）で電源電圧に対する位相角φを制御することにより、入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔを制御する。
【００６６】
図３は、本発明の装置の制御動作を説明するための電圧・電流ベクトル図を示すものである。図中、Ｖｓは電源電圧、ＶｃはＮＰＣコンバータの交流出力電圧、Ｉｓは入力電流、ｊωＬｓ・Ｉｓは交流リアクトルＬｓによる電圧降下分（ただし、リアクトルＬｓの抵抗分は十分小さいものとして無視する）を表す。ベクトル的に、Ｖｓ＝Ｖｃ＋ｊωＬｓ・Ｉｓの関係がある。
【００６７】
電源電圧Ｖｓの波高値とＮＰＣコンバータＭＬＣの交流出力電圧Ｖｃの基本波波高値はほぼ一致するように合わせる。直流電圧Ｖｄは負荷側からの要求で決まる場合が多く、パルスパターンを決めると、交流出力電圧Ｖｃの基本波波高値は決まってしまう。そこで、電源側に変圧器を設置し、その２次電圧をＶｓとして波高値を合わせる。
【００６８】
入力電流Ｉｓは、電源電圧Ｖｓに対するＮＰＣコンバータの交流出力電圧Ｖｃの位相角φを調整することにより制御することができる。すなわち、位相角φ＝０とすると、交流リアクトルＬｓに印加される電圧ｊωＬｓ・Ｉｓはゼロとなり、入力電流Ｉｓもゼロとなる。位相角（遅れ）φを増やしていくと、ｊωＬｓ・Ｉｓの電圧が増加し、入力電流Ｉｓもその値に比例して増加する。入力電流ベクトルＩｓは、電圧ｊωＬｓ・Ｉｓに対し９０°遅れており、電源電圧Ｖｓに対しては、φ／２だけ遅れたベクトルとなる。したがって、電源側から見た入力力率は、cos(φ／２)となる。
【００６９】
一方、ＮＰＣコンバータの交流出力電圧を図３においてＶｃ’のように位相角φを進み方向に増やしていくと、交流リアクトルＬｓに印加される電圧ｊωＬｓ・Ｉｓも負となり、入力電流はＩｓ’のように、電源電圧Ｖｓに対し(π−φ／２)の位相角となる。すなわち、電力Ｐｓ＝Ｖｓ・Ｉｓは負となり、電力を電源に回生することができる。電源電圧Ｖｓを基準にして、交流出力電圧Ｖｃを図の破線に沿ってＶｃ’の方向に移行させていくと、入力電流ベクトルＩｓは破線に沿ってＩｓ’の方向に変化する。
【００７０】
さて、図２において、有効電流Ｉｑは次のように制御される。
【００７１】
Ｉq*＞Ｉｑとなった場合、電流制御補償回路Ｇｉ(Ｓ)の出力φ*が増加し、入力電流Ｉｓを増加させる。入力力率≒１なので、有効電流Ｉｑが増加し、やがてＩq*＝Ｉｑとなって落ち着く。逆に、Ｉq*＜Ｉｑとなった場合、電流制御補償回路Ｇｉ(Ｓ)の出力φ*が減少し、または負の値になり、入力電流Ｉｓを減少させる。入力力率≒１なので、有効電流Ｉｑが減少し、やはりＩq*＝Ｉｑとなって落ち着く。
【００７２】
また、直流平滑コンデンサＣd1，Ｃd2の電圧Ｖｄ＝Ｖd1＋Ｖd2は次のように制御される。
【００７３】
Ｖd*＞Ｖｄとなった場合、電圧制御補償回路Ｇｖ(Ｓ)の出力側の加算器Ｃ２の出力Ｉq*が増加し、上記のようにＩq*＝Ｉｑに制御されるので、有効電力Ｐｓが交流電源ＳＵＰから直流平滑コンデンサＣd1，Ｃd2に供給される。その結果、直流電圧Ｖｄが増加し、Ｖd*＝Ｖｄとなるように制御される。
【００７４】
逆に、Ｖd*＜Ｖｄとなった場合、加算器Ｃ２の出力Ｉq*が減少し、または負の値となり、有効電力Ｐｓが直流平滑コンデンサＣd1，Ｃd2から交流電源ＳＵＰ側に回生される。その結果、直流電圧Ｖｄが減少し、やはりＶd*＝Ｖｄとなるように制御される。
【００７５】
図１，２の装置では、負荷LOADがとる直流電流Ｉdcを検知し、その量に見合った有効電流を供給するようにフィードフォワード補償器ＦＦで補償量ＩqFF＝k1・Ｉdcを演算し、加算器Ｃ２に入力している。これにより、負荷が急変した場合、それに見合った入力電流（有効電流）Ｉｑが供給され、直流平滑コンデンサＣd1，Ｃd2の印加電圧Ｖｄの変動を抑えることができる。
【００７６】
＜第２の実施の形態＞
この実施の形態は、図１の電力変換装置において、リカバリ電流抑制用リアクトルＬａを過飽和リアクトルで構成したものである。
【００７７】
ＮＰＣコンバータＭＬＣのＲ相のアームは自己消弧素子Ｓu1〜Ｓu4と、それらに逆並列接続の高速ダイオードＤu1〜Ｄu4と、クランプダイオードＤu5〜Ｄu6とで構成されており、例えば、中央２アームの自己消弧素子Ｓu2，Ｓu3に電流が流れているとき、入力電流Ｉｒが矢印の向きに流れているものとすれば、電流はＬｓ→Ｌａ→Ｓu3→Ｄu6の経路に流れる。この状態で、素子Ｓu3をオフ（素子Ｓu1はオン）すると、リカバリ電流抑制リアクトルＬａの作用により、まず、高速ダイオードＤu2，Ｄu1に電流が移る。次に、電力用ダイオードＰＤ１の順方向電圧降下ＶFPDに比べて高速ダイオードの順方向電圧降下ＶFDの方が大きいため、この電流は徐々に電力用ダイオードＰＤ１に移っていく。その転流時間はリカバリ電流抑制用リアクトルＬａのインダクタンス値に反比例する。ここでリアクトルＬａを過飽和リアクトルとすることにより、流れる電流の大きいところでインダクタンス値が飽和により小さくなり、高速ダイオードに流れていた電流がより速く電力用ダイオードＰＤ１〜ＰＤ６に移り、変換器損失を低減することができる。
【００７８】
＜第３の実施の形態＞
図４は、図２における位相制御回路ＰＨＣの実施形態を示すものである。図４において、ＡＤ１〜ＡＤ３は各相別に設けられた加減算器、PTN1〜PTN3は同様に各相別に設けられたパルスパターン発生器を示す。加減算器ＡＤ１〜ＡＤ３は、位相信号θｒ，θｓ，θｔから位相角指令値φ*を引き算し、新たな位相信号θcr，θcs，θctを作る。この新たな位相信号θcr，θcs，θctは、０〜２πの周期関数で、電源周波数に同期して変化する。パルスパターン発生器PTN1，PTN2，PTN3は、新たな位相信号θcr，θcs，θctに対応させて、一定のパルスパターンとなるようにゲート信号gu1〜gu4，gv1〜gv4，gw1〜gw4を各相別に発生する。
【００７９】
パルスパターン発生器PTN1〜PTN3は、Ｒ相を代表例として、パルスパターン発生器PTN1について述べるならば、位相信号θcrに対するＲ相素子Ｓu1〜Ｓu4のパルスパターンをテーブル関数として記憶したもので、図５に１パルス動作時の波形を示す。図５中、ＶｒはＲ相電源電圧、θｒは電源電圧Ｖｒに同期した位相信号で、０〜２πの間で変化する周期関数となる。位相信号θcr＝θｒ−φ*は、０〜２πの間で変化する周期関数であって、位相信号θｒに対し位相角φ*だけ遅れた信号で与えられる。すなわち、入力位相角θcrに対して次のようなゲート信号ｇu1〜ｇu4を出力する。
【００８０】
０≦θcr＜θ１の範囲で、gu1＝０、gu2＝１，gu3＝１，gu4＝０ （Ｓu2，Ｓu3：オン、Ｓu1，Ｓu4：オフ）となり、Ｖcr＝０
θ１≦θcr＜θ２の範囲で、gu1＝１、gu2＝１，gu3＝０，gu4＝０ （Ｓu1，Ｓu2：オン、Ｓu3，Ｓu4：オフ）となり、Ｖcr＝＋Ｖｄ／２
θ２≦θcr＜θ３の範囲で、gu1＝０、gu2＝１，gu3＝１，gu4＝０ （Ｓu2，Ｓu3：オン、Ｓu1，Ｓu4：オフ）となり、Ｖcr＝０
θ３≦θcr＜θ４の範囲で、gu1＝０、gu2＝０，gu3＝１，gu4＝１ （Ｓu1，Ｓu2：オフ、Ｓu3，Ｓu4：オン）となり、Ｖcr＝−Ｖｄ／２
θ4≦θcr＜２πの範囲で、gu1＝０、gu2＝１，gu3＝１，gu4＝０ （Ｓu2，Ｓu3：オン、Ｓu1，Ｓu4：オフ）となり、Ｖcr＝０
となる。このようにして３レベル出力電圧が得られる。
【００８１】
パターンを固定した場合、直流電圧Ｖｄが一定ならば、交流出力電圧Ｖcrの振幅値は一定となる。電圧Ｖcrの基本波Ｖcr*の位相は、電源電圧Ｖｒに対し位相角φだけ遅れている。以上はＲ相の信号であるが、Ｓ相およびＴ相に対しても同様に与えられる。
【００８２】
図６は、図５のパルスパターンでＮＰＣコンバータＭＬＣを動作させた場合のＲ相各部動作波形を示す。なお、説明の便宜上、入力電流Ｉｒは正弦波としてリップル分を省略して描いている。図６は力行運転時の動作波形を示すもので、変換器の交流出力電圧Ｖcrの基本波は電源電圧Ｖｒに対し、位相角φだけ遅れている。また、入力電流Ｉｒは電源電圧Ｖｒに対し、位相角（φ／２)だけ遅れて流れる。このとき、Ｉsu1〜Ｉsu4はＲ相の自己消弧素子Ｓu1〜Ｓu4の電流を示し、ＩDu1〜ＩDu4は高速ダイオードＤu1〜Ｄu4の電流を、また、ＩPD1，ＩPD4は電力用ダイオードＰＤ１，ＰＤ４の電流をそれぞれ表わしている。以下に、そのときの動作を図１を参照して説明する。
【００８３】
入力電流Ｉｒが負から正に変るまでは電力用ダイオードＰＤ４を介して電流が流れている。この状態から電流Ｉｒの向きが正に変ると素子Ｓu3，Ｓu4がオン状態にあるので、入力電流Ｉｒはリカバリ電流抑制用リアクトルＬａと素子Ｓu3，Ｓu4を介して流れるようになる。次に、素子Ｓu4をオフにし、素子Ｓu2をオンさせると、入力電流ＩｒはＬｓ→Ｌａ→Ｓu3→Ｄu6→Ｏの経路に流れる。さらに、位相角θ１で素子Ｓu3をオフし、素子Ｓu1をオンさせると、リカバリ電流抑制用リアクトルＬａの作用により、電流Ｉｒはまず高速ダイオードＤu2，Ｄu1を介して流れる。高速ダイオードＤu1，Ｄu2の順方向降下電圧ＶFDに対し、電力用ダイオードＰＤ１の順方向降下電圧ＶFPDの方が低いため、その電圧差により、リカバリ電流抑制用リアクトルＬａに流れている電流が徐々に小さくなり、入力電流Ｉｒは、高速ダイオードＤu2，Ｄu1から電力用ダイオードＰＤ１へと移行していく。その転流時間はリカバリ電流抑制用リアクトルＬａのインダクタンス値に反比例する。リアクトルＬａを過飽和リアクトルにすることにより、流れる電流の大きいところでインダクタンス値が小さくなり、高速ダイオードＤu2，Ｄu1に流れていた電流がより速く電力用ダイオードＰＤ１へと移行し、損失を低減することができる。入力電流Ｉｒの極性が再び反転するまでその電流は電力用ダイオードＰＤ１に流れる。入力電流Ｉｒが反転した後は、素子Ｓu1，Ｓu2と高速ダイオードＤu3，Ｄu4，Ｄu5、および電力用ダイオードＰＤ４の間で、上記と同様の動作が行われる。
【００８４】
かくして、この実施形態によれば、力行運転時の入力電流Ｉｒの大部分は電力用ダイオードＰＤ１，ＰＤ４に流れるので、損失が小さく、過負荷耐量の大きな電力変換装置を提供することができる。
ＮＰＣコンバータＭＬＣの自己消弧素子Ｓu1〜Ｓu4が遮断する最大電流Ｉmaxは、入力電流の波高値をＩsmとした場合、
Ｉmax＝Ｉsm×sin(φ／２＋δ)
となる。例えば、φ＝２０°、δ＝θ１＝１０°の場合、
Ｉmax＝０．３４２×Ｉsm
となる。すなわち、自己消弧素子の遮断電流として容量の小さいものを使用することができ、コストの安い電力変換装置を提供することができる。
【００８５】
図７は、回生運転時の動作波形を示すもので、Ｉsu1〜Ｉsu4はＲ相の自己消弧素子Ｓu1〜Ｓu4の電流を、ＩDu1〜ＩDu6は高速ダイオードＤu1〜Ｄu6の電流を、また、ＩPD1，ＩPD4は電力用ダイオードＰＤ１，ＰＤ４の電流波形をそれぞれ表わしている．変換器の交流出力電圧Ｖcrの基本波は電源電圧Ｖｒに対し、位相角φだけ進んでいる。また、入力電流Ｉｒは電源電圧の反転値−Ｖｒに対し、位相角（φ／２）だけ進んで流れる。
【００８６】
入力電流Ｉｒが負で、素子Ｓu1，Ｓu2がオン（素子Ｓu3，Ｓu4はオフ）のときは、入力電流Ｉｒは素子Ｓu1，Ｓu2とリカバリ電流抑制用リアクトルＬａを介して流れる。次に素子Ｓu1をオフし、素子Ｓu3をオンすると、電流Ｉｒは、Ｄu5→Ｓu2→Ｌａ→Ｌｓの経路に流れる。さらに、素子Ｓu2をオフし、素子Ｓu4をオンさせると、リカバリ電流抑制用リアクトルＬａの作用により、電流Ｉｒはまず高速ダイオードＤu4，Ｄu3を介して流れる。高速ダイオードＤu4，Ｄu3の順方向降下電圧ＶFDに対し、電力用ダイオードＰＤ４の順方向降下電圧ＶFPDの方が低いため、その電圧差により、リカバリ電流抑制リアクトルＬａに流れている電流が徐々に小さくなり、入力電流Ｉｒは、高速ダイオードＤu4，Ｄu3から電力用ダイオードＰＤ４へと移っていく。回生運転時は、電力用ダイオードに流れる電流はごくわずかである。
【００８７】
入力電流Ｉｒが正に反転すると、素子Ｓu3，Ｓu4に電流が流れ、上記と同様に素子Ｓu4をオフすることにより、電流Ｉｒは、Ｌｓ→Ｌａ→Ｓu3→Ｄu5→Ｏの経路に流れ、さらに、素子Ｓu3をオフすると、まず高速ダイオードＤu2，Ｄu1に電流が移り、やがて電力ダイオードＰＤ１に電流が移る。Ｓ相およびＴ相も同様である。
【００８８】
回生運転時、自己消弧素子Ｓu1〜Ｓu4が遮断する最大電流Ｉmaxは、入力電流の波高値をＩsmとした場合、
Ｉmax＝Ｉsm×sin(φ／２＋δ)
となる。例えば、φ＝２０°、δ＝１０°の場合、
Ｉmax＝０．３４２×Ｉsm
となる。
【００８９】
以上のように、回生運転時の入力電流Ｉｒの大部分は自己消弧素子Ｓu1〜Ｓu4に流れるが、素子Ｓu1〜Ｓu4の遮断電流は小さくてすみ、コストの安い電力変換装置を提供することができる。
【００９０】
電気鉄道では、１つの変電所から複数の車両に電力供給を行うため、一般に力行運転時の負荷が重く、回生電力は小さくなる。例えば、力行運転時の過負荷耐量として定格出力の３００％が要求されるが、普通、回生電力は１００％定格を持てばよい。本電力変換装置は、このような力行運転時の過負荷耐量として大きなものに適している。
【００９１】
図８は、力行運転から回生運転に移行するときの過渡時の動作波形を示すもので、電源電圧Ｖｒに対し、電力変換器の交流出力電圧Ｖcrの位相角φを遅れ位相からゼロに変化させたものである。この状態ではＮＰＣコンバータの交流出力電圧Ｖcrの基本波は電流Ｉｒに対し、位相角（φ／２）だけ進んでいる。
【００９２】
入力電流Ｉｒが正のとき、自己消弧素子Ｓu1をオフし、素子Ｓu3をオンすると、電力用ダイオードＰＤ１に流れていた入力電流Ｉｒは、Ｌｓ→Ｌａ→Ｓu3→Ｄu6→Ｏの経路に流れる。このとき、電力用ダイオードＰＤ１の蓄積キャリアがすぐには消滅しないため、ダイオードＰＤ１は導通状態になり、直流平滑コンデンサＣd1の電圧Ｖd1が、Ｃd1（＋）→ＰＤ１→Ｌａ→Ｓu3→Ｄu6→Ｃd1（−）の経路で短絡される。このとき、ダイオードＰＤ１に逆方向に流れる電流ＩPD1reがリカバリ電流である。リカバリ電流抑制用リアクトルＬａは、電力用ダイオードＰＤ１に流れるリカバリ電流ＩPD1reを抑制する。このリカバリ電流抑制用リアクトルＬａが無いと、電力用ダイオードＰＤ１に過大なリカバリ電流が流れ、損失を増加させるばかりでなく、そのダイオードや自己消弧素子を破壊させることにもなる。入力電流Ｉｒが負のとき、自己消弧素子Ｓu4をオフし、素子Ｓu2をオンさせて、電力用ダイオードＰＤ４に流れていた入力電流Ｉｒが素子Ｓu2、Ｄu5に転流する場合も同様である。
【００９３】
ＮＰＣコンバータＭＬＣを１パルスで運転することにより、スイッチング回数が最小になり、変換器効率はさらに向上する。また、交流側出力電圧Ｖｃの基本波成分が大きくなり、ＮＰＣコンバータＭＬＣの電圧利用率がさらに向上する。また、変換器力率がほぼ１で運転されるため、入力電流Ｉｓのゼロ点付近で１回だけスイッチングを行うことになり、力行運転時も回生運転時も、自己消弧素子の遮断電流は極めて小さくなる。この結果、高効率かつ低コストの電力変換装置を提供することができる。また、大電流を遮断しないということは、ソフトスイッチングに近いスイッチングということであり、そのためＥＭＩノイズが小さくなり、環境にもやさしい電力変換装置を提供することができる。
【００９４】
＜第４の実施の形態＞
図９は、パルスパターン発生器PTN1として、ＮＰＣコンバータで３パルス出力を行ったときの動作波形を示すもので、Ｒ相について示している。図中、ＶｒはＲ相電源電圧、θｒは電源電圧Ｖｒに同期した位相信号で、０〜２πの間で変化する周期関数となる。新たな位相信号θcr＝θｒ−φ*は、０〜２πの間で変化する周期関数で、位相信号θｒの信号に対しφ*だけ遅れた信号で与えられる。また、位相信号θcrに対するＲ相素子Ｓu1〜Ｓu4のパルスパターンは次のように与えられる。
【００９５】
０≦θcr＜θ１の範囲で、gu1＝０、gu2＝１，gu3＝１，gu4＝０ （Ｓu2，Ｓu3：オン、Ｓu1，Ｓu4：オフ）となり、Ｖcr＝０
θ１≦θcr＜θ２の範囲で、gu1＝１、gu2＝１，gu3＝０，gu4＝０ （Ｓu1，Ｓu2：オン、Ｓu3，Ｓu4：オフ）となり、Ｖcr＝＋Ｖｄ／２
θ２≦θcr＜θ３の範囲で、gu1＝０、gu2＝１，gu3＝１，gu4＝０ （Ｓu2，Ｓu3：オン、Ｓu1，Ｓu4：オフ）となり、Ｖcr＝０
θ３≦θcr＜θ４の範囲で、gu1＝１、gu2＝１，gu3＝０，gu4＝０ （Ｓu1，Ｓu2：オン、Ｓu3，Ｓu4：オフ）となり、Ｖcr＝＋Ｖｄ／２
θ４≦θcr＜θ５の範囲で、gu1＝０、gu2＝１，gu3＝１，gu4＝０ （Ｓu2，Ｓu3：オン、Ｓu1，Ｓu4：オフ）となり、Ｖcr＝０
θ５≦θcr＜θ６の範囲で、gu1＝１、gu2＝１，gu3＝０，gu4＝０ （Ｓu1，Ｓu2：オン、Ｓu3，Ｓu4：オフ）となり、Ｖcr＝＋Ｖｄ／２
θ６≦θcr＜θ７の範囲で、gu1＝０、gu2＝１，gu3＝１，gu4＝０ （Ｓu2，Ｓu3：オン、Ｓu1，Ｓu4：オフ）となり、Ｖcr＝０
θ７≦θcr＜θ８の範囲で、gu1＝０、gu2＝０，gu3＝１，gu4＝１ （Ｓu3，Ｓu4：オン、Ｓu1，Ｓu2：オフ）となり、Ｖcr＝−Ｖｄ／２
θ８≦θcr＜θ９の範囲で、gu1＝０、gu2＝１，gu3＝１，gu4＝０ （Ｓu2，Ｓu3：オン、Ｓu1，Ｓu4：オフ）となり、Ｖcr＝０
θ９≦θcr＜θ10の範囲で、gu1＝０、gu2＝０，gu3＝１，gu4＝１ （Ｓu3，Ｓu4：オン、Ｓu1，Ｓu2：オフ）となり、Ｖcr＝−Ｖｄ／２
θ10≦θcr＜θ11の範囲で、gu1＝０、gu2＝１，gu3＝１，gu4＝０ （Ｓu2，Ｓu3：オン、Ｓu1，Ｓu4：オフ）となり、Ｖcr＝０
θ11≦θcr＜θ12の範囲で、gu1＝０、gu2＝０，gu3＝１，gu4＝１ （Ｓu3，Ｓu4：オン、Ｓu1，Ｓu2：オフ）となり、Ｖcr＝−Ｖｄ／２
θ12≦θcr＜２πの範囲で、gu1＝０、gu2＝１，gu3＝１，gu4＝０ （Ｓu2，Ｓu3：オン、Ｓu1，Ｓu4：オフ）となり、Ｖcr＝０
となる。このようにして３レベル出力電圧が得られる。
【００９６】
出力電圧Ｖcrの基本波Ｖcr*の位相は、電源電圧Ｖｒに対し位相角φだけ遅れている。Ｓ相およびＴ相も同様に与えられる。この場合もパルスパターンを固定し、直流電圧Ｖｄを一定とした場合、ＮＰＣコンバータＭＬＣの交流出力電圧の基本波波高値は一定となる。
【００９７】
図１０は、図９のパルスパターンでＮＰＣコンバータＭＬＣを動作させた場合のＲ相の各部動作波形を示す。なお、説明を簡略化するため、入力電流Ｉｒは正弦波としてリップル分を省略して描いている。図１０は力行運転時の動作波形を示すものであり、変換器の交流出力電圧Ｖcrの基本波は電源電圧Ｖｓに対し位相角φだけ遅れる。また、入力電流Ｉｓは電源電圧Ｖｓに対し、位相角（φ／２)だけ遅れて流れる。ここで、Ｉsu1〜Ｉsu4はＲ相の自己消弧素子Ｓu1〜Ｓu4の電流を、ＩDu1〜ＩDu6は高速ダイオードＤu1〜Ｄu6の電流を、また、ＩPD1，ＩPD4は電力用ダイオードＰＤ１，ＰＤ４の電流をそれぞれ表わしている。そのときの動作を以下に説明する。
【００９８】
入力電流Ｉｒが負から正に変るまでは電力用ダイオードＰＤ４を介して電流が流れている。この状態から電流Ｉｒの向きが正に変ると素子Ｓu3，Ｓu4がオン状態にあるので、電流１su3，Ｉsu4が流れる。次に、素子Ｓu4がオフし、素子Ｓu2がオンすると、入力電流Ｉｒは、Ｌｓ→Ｌａ→Ｓu3→Ｄu6の経路で流れるようになる。さらに、素子Ｓu3をオフし、Ｓu1をオンすると、リカバリ電流抑制用リアクトルＬａの作用により、電流Ｉｒはまず高速ダイオードＤu2,Du1を介して流れる。高速ダイオート゛Du2,Du1の順方向降下電圧ＶFDに対し、電力用ダイオードＰＤ１の順方向降下電圧ＶFPDの方が低いため、その電圧差により、リカバリ電流抑制用リアクトルＬａに流れている電流が徐々に小さくなり、入力電流Ｉｒは、高速ダイオードＤu2,Du1から電力用ダイオードＰＤ１に移っていく。その転流時間はリカバリ電流抑制用リアクトルＬａのインダクタンス値に反比例する。リアクトルＬａを過飽和リアクトルとすることにより、流れる電流の大きいところでインダクタンス値が小さくなり、高速ダイオードに流れていた電流がより速く電力用ダイオードに移り、損失が低減される。
【００９９】
再び、素子Ｓu1をオフし、素子Ｓu3をオンすると、入力電流Ｉｒは、Ｌｓ→Ｌａ→Ｓu3→Ｄu6の経路で流れ、電力用ダイオードＰＤ１および高速ダイオードＤu2，Ｄu1の電流はゼロとなる。さらに、図９の位相θ３で、素子Ｓu3をオフすると、上記と同じように、まず高速ダイオードＤu2，Ｄu1に電流が流れ、次に電力用ダイオードＰＤ１に電流が移っていき、入力電流Ｉｒが再び反転するまでその電流は電力用ダイオードＰＤ１に流れる。
【０１００】
入力電流Ｉｒが反転した後は、素子Ｓu1，Ｓu2と高速ダイオードＤu3，Ｄu4，Ｄu5および電力用ダイオードＰＤ４の間で、上記と同様の動作が行われる。
【０１０１】
図９ではパルスパターンとして３パルスの場合を示したが、自己消弧素子Ｓu1〜Ｓu4が遮断する最大電流Ｉmaxは、入力電流の波高値をＩsmとした場合、
Ｉmax＝Ｉsm×sin(φ／２＋δ)
となる。図９のパターンでは、δ＝θ３で与えられる。例えば、φ＝２０°、θ３＝２０°とした場合、
Ｉmax＝０．５×Ｉsm
となる。
【０１０２】
パルス数を増やしていくことにより入力電流Ｉｒの高調波成分を低減し、電流脈動を小さくすることができる。しかし、その反面、自己消弧素子の遮断電流の最大値Ｉmaxが増大してくる欠点がある。後で説明するように、電力変換器の多重化等により、入力電流高調波を減らし、できるだけ少ないパルス数で運転することが望ましい。
【０１０３】
ＮＰＣコンバータＭＬＣを一定のパルスパターンで制御する場合、入力電流Ｉｓの高調波成分が小さくなるようにスイッチングパターンを決めるが、上記のように変換器力率が１に近いところで運転されるため、電流Ｉｓのゼロ点付近でスイッチングが行われ、ＮＰＣコンバータＭＬＣを構成する自己消弧素子の遮断電流は小さくて済む。
【０１０４】
このように、本発明装置によれば、力行運転時には大部分の電流がオン電圧の小さい電力用ダイオードＰＤ１，ＰＤ４を通って流れ、高速ダイオードＤu1〜Ｄu6に流れる電流はわずかとなり、高効率の変換装置を構成することができる。また、自己消弧素子Ｓu1〜Ｓu4の遮断電流を小さくすることができ、装置全体のコストを大幅に低減することができる。
【０１０５】
＜第５の実施の形態＞
図１１は、本発明装置の別の制御装置の実施形態を示すものである。この実施形態では、図２の制御装置における電圧指令値Ｖd*を、演算回路ＣＡＬにより電源電圧の波高値Ｖsmあるいは入力電流の波高値Ｉsmに応じて変化させる。一つの実施形態として、演算回路ＣＡＬは、電源電圧波高値Ｖsmに比例させて直流電圧指令値Ｖd*を与える。
【０１０６】
図１１の制御装置は、演算回路ＣＡＬ、比較器Ｃ１，Ｃ３、加算器Ｃ２、電圧制御補償回路Ｇｖ（Ｓ）、電流制御補償回路Ｇｉ（Ｓ）、フィードフォワード補償器ＦＦ、座標変換回路Ａ、電源同期位相検出回路ＰＬＬ、および位相制御回路ＰＨＣを備えている。
【０１０７】
図１２は、直流電圧Ｖｄを一定に制御したとき、電源電圧Ｖｓの振幅値が変動した場合の交流電源側の電圧・電流ベクトル図を示すものである。Ｖｓ＝Ｖｃでは、位相角φ＝０で、入力電流Ｉｓはゼロとなる。これに対し、Ｖｓ＜Ｖｃでは、φ＝０のときに進み電流が流れてしまう。逆に、Ｖｓ＞Ｖｃでは、φ＝０のときに遅れ電流が流れてしまう。電源電圧Ｖｓが変動した場合、それに合わせて直流電圧Ｖｄを調整することにより、変換器出力電圧Ｖｃの基本波波高値を常に電源電圧Ｖｓの波高値に合わせることができる。これにより、位相角φ＝０のとき無駄な無効電流を電源からとることを防止することができる。
【０１０８】
＜第６の実施の形態＞
図１１の制御装置において、演算回路ＣＡＬは、直流電圧指令値Ｖd*を、
Ｖd*＝ｋ・√｛Ｖsm２＋(ωＬｓ・Ｉsm)２｝
として与えるものとする。ここで、Ｖsmは電源電圧波高値、ωは電源角周波数、Ｌｓは交流リアクトルＬｓのインダクタンス値、Ｉsmは入力電流Ｉｓの波高値を表わす。
【０１０９】
この制御方式では、電源電圧Ｖｓの大きさによって直流電圧指令値Ｖd*を変化させるだけでなく、入力電流波高値Ｉsmにも関係させてＶd*を調整する。
【０１１０】
図１３は、この時の交流側の電圧・電流ベクトル図を示したもので、変換器出力電圧は、
Ｖｃ＝√｛Ｖｓ２＋(ωＬｓ・Ｉｓ)２｝
の関係に保たれる。この結果、電源電圧ベクトルＶｓと交流リアクトルＬｓの印加電圧（＝ｊωＬｓ・Ｉｓ）が常に直交関係を保つようになり、入力電流Ｉｓは電源電圧Ｖｓと同相（または逆相）となって、入力力率＝１となる。
【０１１１】
図１４は、入力電流波高値Ｉsmに対する直流電圧指令値Ｖd*の関係を示したもので、電流波高値Ｉsmが大きくなるに従って直流電圧指令値Ｖd*を増加させていることが分かる。
【０１１２】
＜第７の実施の形態＞
図１１の制御回路において、演算回路ＣＡＬは、直流電圧指令値Ｖd*を、
Ｖd*＝ｋ・√｛Ｖsm２−(ωＬｓ・Ｉsm)２｝
として与えるものとする。ここで、Ｖsmは電源電圧波高値、ωは電源角周波数、Ｌｓは交流リアクトルのインダクタンス値、Ｉsmは入力電流波高値を表わす。
【０１１３】
この制御方式でも、電源電圧Ｖｓの大きさによって直流電圧指令値Ｖd*を変化させるだけでなく、入力電流波高値Ismにも関係させてＶd*を調整する。
【０１１４】
図１５は、この時の交流側の電圧・電流ベクトル図を示したもので、変換器出力電圧は、
Ｖｃ＝√｛Ｖｓ２−(ωＬｓ・Ｉｓ)２｝
の関係を保つ。この結果、変換器出力電圧ベクトルＶｃと交流リアクトルＬｓの印加電圧（＝ｊωＬｓ・Ｉｓ）が常に直交関係を保つようになり、入力電流Ｉｓは変換器出力電圧Ｖｃと同相（または逆相）となって、変換器力率が１となる。
【０１１５】
図１６は、入力電流波高値Ｉsmに対する直流電圧指令値Ｖd*の関係を示したもので、電流Ｉsmが大きくなるに従って直流電圧指令値Ｖd*は減少することを示している。
【０１１６】
図１７は、１パルスモードで、変換器力率を１にして運転したときの動作波形を示すものである。ここではＲ相について表わしており、説明の便宜上、入力電流Ｉｒは正弦波としてリップル分を省略して描いている。図中、Ｉsu1〜Ｉsu4はＲ相の自己消弧素子Ｓu1〜Ｓu4の電流を、ＩDu1〜ＩDu6は高速ダイオードＤu1〜Ｄu6の電流を、また、ＩPD1，ＩPD4は電力用ダイオードＰＤ１，ＰＤ４の電流波形をそれぞれ示している。
【０１１７】
図１７は力行運転時の波形を示しており、変換器の交流出力電圧Ｖcrの基本波は電源電圧Ｖｓに対し位相角φだけ遅れている。入力電流Ｉｒは変換器の交流出力電圧Ｖcrと同相になり、電源電圧Ｖｒに対し位相角φだけ遅れて流れる。
【０１１８】
自己消弧素子Ｓu1〜Ｓu4の遮断電流の最大値Ｉmaxは、入力電流Ｉｒの波高値をＩsmとした場合、φ＝０°であるから、
Ｉmax＝Ｉsm×sin（δ）
となる。１パルスパターンでは、δ＝θ１で与えられる。例えば、θ１＝１０°とした場合、
Ｉmax＝０．１７３６×Ｉsm
となる。これは回生運転でも同様になる。すなわち、変換器力率＝１で運転することにより、ＮＰＣコンバータを構成する自己消弧素子の遮断電流を極めて小さくすることができ、変換器コストを大幅に低減することができる。
【０１１９】
＜第８の実施の形態＞
図１８は、本発明装置の別の実施形態を示すものである。この実施形態では、電力用ダイオード整流器ＲＥＣと多レベル出力自励式電力変換器ＭＬＣを組み合わせた電力変換装置を２台用意し、３０°の位相差を有する電圧を供給する２組の２次巻線を有する３相変圧器ＴＲを用いて、電力変換装置の交流側で並列多重運転し、直流側で並列接続するように構成している。ここでは、図１で説明したダイオード整流器ＲＥＣ、多レベル出力自励式電力変換器ＭＬＶ、交流リアクトルＬｓ、およびリカバリ電流抑制リアクトルＬａの末尾にそれぞれ１または２を付して第１または第２のグループに属することを表している。交流電源端子Ｒ，Ｓ，Ｔと交流リアクトルＬS1，ＬS2との間に介在されている変圧器ＴＲは２組の２次巻線を有し、一方の２次巻線は三角結線（Δ結線）、他方の２次巻線は星形結線（Ｙ結線）であって、両者の出力電圧には３０°の位相差が存在する。変圧器ＴＲの一方の２次巻線は第１のグループの電力変換装置に給電し、他方の２次巻線は第２のグループの電力変換装置に給電する。両電力変換器ＭＬＣ１，ＭＬＣ２は直流側で並列接続され、その直流端子が共通の直流平滑コンデンサＣd1，Ｃd2および負荷装置LOADに接続されている。負荷装置LOADはインバータＩＮＶおよび交流電動機Ｍからなっている。
【０１２０】
図１９は、図１８の電力変換装置を制御する制御装置の実施形態を示すものであり、有効電流指令値Ｉq*を作成するところまでは両グループに共通に使用され、ここから後が２グループに分かれる。各グループの構成要素は図２のものと同様であるが、ここでも第１のグループのものと第２のグループのものは末尾符号１または２で区別されている。最終的に第１のグループの制御装置は第１の電力変換器ＭＬＣ１の自己消弧素子のためのゲート信号ｇu11〜ｇu14，ｇv11〜ｇv14，ｇw11〜ｇw14を出力し、第２のグループの制御装置は第２の電力変換器ＭＬＣ２の自己消弧素子のためのゲート信号ｇu21〜ｇu24，ｇv21〜ｇv24，ｇw21〜ｇw24を出力を出力する。
【０１２１】
直流平滑コンデンサＣd1，Ｃd2の電圧Ｖd1，Ｖd2を検知し、その和電圧Ｖｄ＝Ｖd1＋Ｖd2を比較器Ｃ１に入力する。比較器Ｃ１により、電圧指令値Ｖｄ＊と電圧検出値Ｖｄを比較し、その偏差εｖを電圧制御補償回路Ｇｖ（Ｓ）により、積分または比例増幅して加算器Ｃ２の第１入力端に入力する。一方、負荷LOADが消費する直流電流Ｉdcを検知し、フィードフォワード補償器ＦＦを介して加算器Ｃ２の第２入力端に入力する。加算器Ｃ２の出力Ｉq*が電源ＳＵＰから供給される電流の共通の指令値となる。これ以降の各グループの信号処理は図２を参照して述べたところに準じて行われる。
【０１２２】
２組の電力変換装置の例えばＲ相の入力電流（変圧器ＴＲの２次電流）Ｉr1，Ｉr2は独立に制御されるが、両者の指令値Ｉq*は同じなので、ほぼ同じ値に制御される。その結果、変圧器ＴＲの１次電流の高調波が互いに打ち消し合い、電流リップルの少ない運転をすることができる。３組以上の電力変換装置を組み合わせて並列多重運転した場合には、変圧器ＴＲの１次電流リップルをさらに低減することができる。
【０１２３】
本装置は、変換装置の大容量化、および交流電源から供給される入力電流Ｉｓの高調波成分の低減を図ることができ、これにより、過負荷耐量に優れ、電力回生が可能な、高効率・低コストの大容量電力変換装置を提供することが可能となる。
【０１２４】
以上は、多レベル出力変換器として、３レベル出力電力変換器（ＮＰＣコンバータ）を例にとって説明したが、４レベル出力以上の電力変換器と電力用ダイオードを組み合わせても上記と同様に実施できることは言うまでも無い。
【０１２５】
図２０は、４レベル出力自励式電力変換器と電力用ダイオード整流器を組み合わせた電力変換装置の実施形態を１相分（Ｒ相）について示すものである。図中、Ｒは交流電源のＲ相受電端子、Ｌｓは交流リアクトル、Ｌａはリカバリ電流抑制リアクトル、ＲＥＣ（Ｒ相）は電力用ダイオードＰＤ１，ＰＤ４からなる電力用ダイオード整流器、ＭＬＣ（Ｒ相）は４レベル出力自励式変換器である。この４レベル出力自励式変換器ＭＬＣ（Ｒ相）は、自己消弧素子Ｓu1〜Ｓu6、これらに逆並列接続された高速ダイオードＤu1〜Ｄu6、クランプ用高速ダイオードＤu7〜Ｄu10、および直列接続の３つの直流平滑コンデンサＣd1〜Ｃd3からなっている。負荷LOADは直流平滑コンデンサＣd1〜Ｃd3の両端に接続される。変換器の正負各アームはそれぞれ３個の素子からなり、素子Ｓu1，Ｓu2の接続点と素子Ｓu4，Ｓu5の接続点との間にクランプダイオードＤu7，Ｄu8が直列に接続され、素子Ｓu2，Ｓu3の接続点と素子Ｓu5，Ｓu6の接続点との間にクランプダイオードＤu9，Ｄu10が直列に接続されている。クランプダイオードＤu7，Ｄu8の接続点は直流平滑コンデンサＣd1，Ｃd2の接続点に接続され、クランプダイオードＤu9，Ｄu10の接続点は直流平滑コンデンサＣd2，Ｃd3の接続点に接続されている。
【０１２６】
４レベル出力自励式変換器ＭＬＣ（Ｒ相分）の動作は、次のようになる。ただし、直流平滑コンデンサＣd1〜Ｃd3に印加されるそれぞれの電圧をＶd1〜Ｖd3とし、全電圧Ｖｄ＝Ｖd1＋Ｖd2＋Ｖd3に対し、Ｖd1＝Ｖd2＝Ｖd3＝Ｖｄ／３に保持されているものとして説明する。
【０１２７】
自己消弧素子Ｓu1〜Ｓu6は、３個ずつ導通される。すなわち、素子Ｓu1〜Ｓu3がオンのときは、変換器の交流側出力電圧は、仮想の中点電位に対し、Ｖcr＝＋（１／２）Ｖｄとなり、素子Ｓu2〜Ｓu4がオンのときは、変換器の交流側出力電圧は、Ｖcr＝＋（１／６）Ｖｄとなり、素子Ｓu3〜Ｓu5がオンのときは、変換器の交流側出力電圧は、Ｖcr＝−（１／６）Ｖｄとなり、素子Ｓu4〜Ｓu6オンのときは、変換器の交流側出力電圧は、Ｖcr＝−（１／２）Ｖｄとなる。これにより、４レベルの出力電圧Ｖcrが得られる。
【０１２８】
入力電流Ｉｒが図示の矢印の向きに流れている場合、例えば、素子Ｓu2〜Ｓu4がオンしているときは、Ｒ→Ｌｓ→Ｌａ→Ｓu4→Ｄu8の経路に電流Ｉｒが流れる。このとき、素子Ｓu4をオフし、Ｓu1をオンさせると、リカバリ電流抑制リアクトルＬａの作用により、まず高速ダイオードＤu3→Ｄu2→Ｄu1を介して電流が流れるが、その高速ダイオードの順方向電圧降下ＶFDに対し、電力用ダイオードＰＤ１の順方向電圧降下ＶPDFの方が小さいため、その差電圧により、電流Ｉｒは電力ダイオードＰＤ１に移っていく。この状態から、素子Ｓu1をオフし、素子Ｓu4をオンさせれば、電流Ｉｒは、Ｒ→Ｌｓ→Ｌａ→Ｓu4→Ｄu8の経路に流れる。さらに、この状態から素子Ｓu2をオフし、素子Ｓu5をオンさせると、電流Ｉｒは、Ｒ→Ｌｓ→Ｌａ→Ｓu4→Ｓu5→Ｄu10の経路に流れる。このときは、電力用ダイオードには電流は流れない。この状態から素子Ｓu3をオフし、素子Ｓu6をオンさせると、電流Ｉｒは、Ｒ→Ｌｓ→Ｌａ→Ｓu4→Ｓu5→Ｓu6の経路に流れる。
【０１２９】
同様に、入力電流Ｉｒが図示の矢印と反対向きに流れている場合、例えば、素子Ｓu3〜Ｓu5がオンしているときは、Du９→Ｓu3→Ｌａ→Ｌｓ→Ｒの経路に電流Ｉｒが流れる。このとき、素子Ｓu3をオフし、素子Ｓu6をオンさせると、リカバリ電流抑制リアクトルＬａの作用により、電流Ｉｒはまず高速ダイオードＤu6→Ｄu5→Ｄu4→Ｌａを介して流れるが、高速ダイオードＤu6，Ｄu5，Ｄu4の順方向電圧降下ＶFDに対し、電力用ダイオードＰＤ１の順方向電圧降下ＶPDFの方が小さいため、その差電圧により、電流Ｉｒは、電力ダイオードＰＤ４に移っていく。この状態から、素子Ｓu6をオフし、素子Ｓu3をオンさせれば、電流Ｉｒは再びＤu9→Ｓu3→Ｌａ→Ｌｓ→Ｒの経路に流れる。さらに、この状態から、素子Ｓu5をオフし、素子Ｓu2をオンさせると、電流Ｉｒは、Ｄu7→Ｓu2→Ｓu3→Ｌａ→Ｌｓ→Ｒの経路に流れる。このときは、電力用ダイオードには電流は流れない。この状態から素子Ｓu4をオフし、素子Ｓu1をオンさせると、電流Ｉｒは、Ｓu1→Ｓu2→Ｓu3→Ｌａ→Ｌｓ→Ｒの経路に流れる。
【０１３０】
自励式電力変換器ＭＬＣの出力レベル数を増やすことにより、より少ないパルス数で、入力電流の高調波を減らすことができる。また、多レベル出力自励式電力変換器ＭＬＣを構成する自己消弧素子の遮断電流の容量を小さくすることができ、経済的な電力変換装置を提供することができる。また、力行運転時には、大部分の電流が電力用ダイオードを介して流れるため、過負荷耐量に優れ、高効率な電力変換装置を提供することができる。
【０１３１】
＜第９の実施の形態＞
本実施形態は、第８の実施形態の電力変換装置において、ｎ台の多レベル出力自励式電力変換器ＭＬＣ１〜ＭＬＣｎを一定のパルスパターンで動作させ、交流電源の電圧Ｖｓに対する位相角φを調整することにより交流入力電流Ｉｓを制御し、直流平滑コンデンサＣd1〜Ｃd3の電圧Ｖｄを制御する。多レベル出力自励式電力変換器ＭＬＣ１〜ＭＬＣｎは一定のパルスパターンで動作し、交流電源の電圧Ｖｓに同期したスイッチングを行う。直流電圧Ｖｄが一定ならば、多レベル出力自励式電力変換器ＭＬＣ１〜ＭＬＣｎの交流出力電圧Ｖc1〜Ｖcnの振幅値は一定になる。この状態で、電源電圧Ｖｓに対する出力電圧Ｖc1〜Ｖcnの位相角φを変えることより、交流リアクトルＬs1〜Ｌsnに印加される電圧が変化し、入力電流Ｉｓを調整することができる。電源電圧Ｖｓに対する各変換器の出力電圧Ｖc1〜Ｖcnの位相角φを遅れ方向に増加させることにより、交流電源から供給される有効電力Ｐｓが増加する。逆に位相角φを進み方向に増やすと、有効電力Ｐｓが交流電源に回生される。
【０１３２】
多レベル出力自励式電力変換器ＭＬＣ１〜ＭＬＣｎを一定のパルスパターンで制御する場合、入力電流Ｉｓの高調波成分が小さくなるようにスイッチングパターンを決めるが、変換器力率が１に近いため、電流Ｉｓのゼロ点付近でスイッチングが行われ、多レベル出力自励式変換器ＭＬＣ１〜ＭＬＣｎを構成する自己消弧素子の遮断電流は小さくて済む。これにより、入力電流Ｉｓの高調波成分が小さく、電力回生が可能で、高力率・高効率で、低コストの電力変換装置を提供することができる。
【０１３３】
＜第１０の実施の形態＞
本実施形態は、第８の実施形態の電力変換装置において、ｎ台の多レベル出力自励式電力変換器ＭＬＣ１〜ＭＬＣｎは、交流電源ＳＵＰの周波数に同期した１パルスモードで動作させ、交流電源の電圧Ｖｓに対する位相角φを調整することにより交流入力電流Ｉｓを制御し、直流平滑コンデンサＣd1〜Ｃd3の電圧Ｖｄを制御する。
【０１３４】
各多レベル出力自励式電力変換器ＭＬＣ１〜ＭＬＣｎを１パルスモードで動作させることにより、スイッチング損失を減らし、自励式変換器の電圧利用率を向上させることができる。また、入力電流Ｉｓのゼロ点付近で自励式変換器をスイッチングさせるため、自己消弧素子の遮断電流を小さくすることができる。これにより、過負荷耐量に優れ、低コストで高効率・大容量の電力変換装置を提供することができる。
【０１３５】
＜第１１の実施の形態＞
図２１は、本発明装置のさらに別の実施形態を示すものである。この実施の形態の特徴は２台の変圧器ＴＲ１，ＴＲ２の１次巻線を直列に接続し、直列多重運転をするように構成した点にある。他の構成は、図１８のものと同一である。ここでは、２台の変圧器の漏れインダクタンスを利用することにより、交流リアクトルＬs1，Ｌs2を省略している。もちろん、独立の交流リアクトルを設けても原理的には変わりがない。
【０１３６】
図２２は、図２１の装置の制御装置の実施形態を示すものである。この制御装置では、比較器Ｃ１から電流制御補償回路Ｇｉ（Ｓ）までは両変換器ＭＬＣ１およびＭＬＣ２に共通に設けられているが、ここで位相角指令値φ*を生成した後で別々の位相制御回路ＰＨＣ１，ＰＨＣ２により、各変換器ＭＬＣ１，ＭＬＣ２用のゲート信号ｇu11〜ｇu14，ｇv11〜ｇv14，ｇw11〜ｇw14、およびゲート信号ｇu21〜ｇu24，ｇv21〜ｇv24，ｇw21〜ｇw24を別々に生成する。
【０１３７】
３レベル出力自励式電力変換器ＭＬＣ１，ＭＬＣ２は電源電圧に同期した一定のパルスパターン（１パルス、３パルス、５パルス等）で電源電圧に対する位相角φを制御することにより、入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔを制御する。この装置では、２台の変圧器ＴＲ１とＴＲ２が１次側で直列接続されているので、２台の電力変換装置（ＲＥＣ１＋ＭＬＣ１とＲＥＣ２＋ＭＬＣ２）の入力電流は同じになり、高調波の少ない電流となる。
【０１３８】
以上は、多レベル出力変換器として、３レベル出力電力変換器（ＮＰＣコンバータ）を例にとって説明したが、４レベル出力以上の電力変換器と電力用ダイオードを組み合わせても同様の作用・効果を奏することができる。また、２台の電力変換装置（電力用ダイオード整流器ＲＥＣ＋多レベル出力電力変換器ＭＬＣ）を用いた例を示したが、３台以上の電力変換装置を用いて１次側で直列多重運転とすることができる。
【０１３９】
本実施の形態によれば、変換装置の大容量化と、交流電源から供給される入力電流Ｉｓの高調波成分の低減を図ることができる。特に、直列多重運転により、各変換器に流れる交流側入力電流の高調波成分を低減することができ、自励式電力変換器ＭＬＣ１〜ＭＬＣｎの制御パルスを少なくすることができる利点がある。また、３相変圧器の漏れインダクタンス分を利用することにより、従来必要とした交流リアクトルを省略することができる。これにより、過負荷耐量に優れ、電力回生が可能な、高効率・低コストの大容量電力変換装置を提供することができる。
【０１４０】
＜第１２の実施の形態＞
本実施形態の特徴は、第１１の実施形態の電力変換装置において、ｎ台の多レベル出力自励式電力変換器ＭＬＣ１〜ＭＬＣｎは一定のパルスパターンで動作させ、交流電源電圧Ｖｓに対する位相角φを調整することにより交流入力電流Ｉｓを制御し、直流平滑コンデンサＣd1〜Ｃdnに印加される電圧Ｖd1〜Ｖdnを制御することにある。
【０１４１】
多レベル出力自励式電力変換器ＭＬＣ１〜ＭＬＣｎは、一定のパルスパターンで、交流電源電圧Ｖｓに同期したスイッチングを行う。直流電圧Ｖｄが一定ならば、自励式変換器ＭＬＣ１〜ＭＬＣｎの交流出力電圧Ｖc1〜Ｖcnの振幅値は一定になる。この状態で、電源電圧Ｖｓに対する出力電圧Ｖc1〜Ｖcnの位相角φを変えることより、交流リアクトルＬs1〜Ｌsnに印加される電圧が変化し、各多レベル出力自励式電力変換器ＭＬＣ１〜ＭＬＣｎの入力電流を調整することができる。自励式変換器ＭＬＣ１〜ＭＬＣｎを一定のパルスパターンで制御する場合、入力電流Ｉｓの高調波成分が小さくなるようにスイッチングパターンを決めるが、変換器力率が１に近いところで動作させることにより、電流Ｉｓのゼロ点付近でスイッチングが行われ、自励式変換器ＭＬＣ１〜ＭＬＣｎを構成する自己消弧素子の遮断電流を小さくすることができる。
【０１４２】
電源電圧Ｖｓに対する各変換器の出力電圧Ｖc1〜Ｖcnの位相角φを遅れ方向に増加させることにより、交流電源から供給される有効電力Ｐｓが増加する。逆に位相角φを進み方向に増やすと、有効電力Ｐｓが交流電源に回生される。自励式変換器ＭＬＣ１〜ＭＬＣｎは、直流平滑コンデンサＣd1〜Ｃdnの電圧Ｖd1〜Ｖdnがほぼ一定になるように入力電流Ｉｓを制御する。これにより、入力電流Ｉｓの高調波成分が小さく、電力回生が可能で、高力率・高効率で、低コストの電力変換装置を提供することができる。
【０１４３】
＜第１３の実施の形態＞
本実施形態の特徴は、第１１の実施形態の電力変換装置において、ｎ台の多レベル出力自励式電力変換器ＭＬＣ１〜ＭＬＣｎを交流電源ＳＵＰの周波数に同期した１パルスモードで動作させ、交流電源電圧Ｖｓに対する位相角φを調整することにより交流入力電流Ｉｓを制御し、直流平滑コンデンサＣd1〜Ｃdnに印加される全電圧Ｖｄを制御することにある。
【０１４４】
多レベル出力自励式電力変換器ＭＬＣ１〜ＭＬＣｎを一定のパルスパターンで運転するが、そのパルス数を１パルスにするものである。当然、直流電圧Ｖｄが一定ならば、多レベル出力自励式電力変換器ＭＬＣ１〜ＭＬＣｎの交流側出力電圧Ｖc1〜Ｖcnの振幅値は一定になる。電源電圧Ｖｓに対する多レベル出力自励式電力変換器ＭＬＣ１〜ＭＬＣｎの交流側出力電圧Ｖc1〜Ｖcnの和電圧の位相角φを調整することにより入力電流Ｉｓを制御するが、位相角φ＝０のとき、入力電流Ｉｓ＝０となるようにするためには、電源電圧Ｖｓの波高値と変換器出力電圧Ｖc1〜Ｖcnの和電圧の基本波波高値を等しくする必要がある。直流電圧Ｖｄは負荷側の要求等によって決定されてしまうので、３相変圧器ＴＲ１〜ＴＲｎの２次側電圧を各多レベル出力自励式電力変換器ＭＬＣ１〜ＭＬＣｎの交流側出力電圧Ｖc1〜Ｖcnの基本波成分と等しくなるように値を合わせる。
【０１４５】
多レベル出力自励式電力変換器ＭＬＣ１〜ＭＬＣｎを１パルスで運転することにより、スイッチング回数が最小になり、変換器効率がさらに向上する。また、交流側出力電圧Ｖc1〜Ｖcnの基本波成分が大きくなり、自励式変換器ＭＬＣ１〜ＭＬＣｎの電圧利用率が向上する。さらに、変換器力率がほぼ１で運転されるため、入力電流Ｉｓのゼロ点付近で１回だけスイッチングを行うことになり、力行運転時も回生運転時も、自己消弧素子の遮断電流は極めて小さくなる。この結果、高効率で低コストの電力変換装置を提供することができる。また、大電流を遮断しないということは、ソフトスイッチングに近いということであり、ＥＭＩノイズが小さくなり、環境にもやさしい電力変換装置を提供することができる。
【０１４６】
＜第１４の実施の形態）
本実施の形態では、第８〜１３の実施形態の電力変換装置において、リカバリ電流抑制リアクトルＬa1〜Ｌanを過飽和リアクトルで構成する。
【０１４７】
多レベル出力自励式電力変換器ＭＬＣ１〜ＭＬＣｎの各アームは自己消弧素子と、それに逆並列接続の高速ダイオードと、クランプ用高速ダイオードで構成されており、例えば、いずれかの自己消弧素子に電流が流れているとき、その素子をオフすると、まず対応する高速ダイオードに電流が移行する。電力用ダイオードに比べて高速ダイオードは順方向電圧降下が大きいため、この電流は徐々に電力用ダイオード整流器ＲＥＣ１〜ＲＥＣｎの対応する電力用ダイオードに移っていく。その転流時間はリカバリ電流抑制用リアクトルＬa1〜Ｌanのインダクタンス値に反比例する。このリアクトルＬa1〜Ｌanを過飽和リアクトルにすることにより、流れる電流の大きいところでインダクタンス値が小さくなり、高速ダイオードに流れていた電流をより速く電力用ダイオードに移行させることができ、変換器損失を低減させることができる。
【０１４８】
＜第１５の実施の形態＞
本実施形態は、第８〜１４の実施形態の電力変換装置において、ｎ台の多レベル出力自励式電力変換器ＭＬＣ１〜ＭＬＣｎは、交流電源の電圧Ｖｓが変動した場合、その電源電圧Ｖｓの変化に合わせて直流平滑コンデンサＣｄに印加される電圧Ｖｄの指令値を変えて制御するものである。
【０１４９】
ｎ台の多レベル出力自励式電力変換器ＭＬＣ１〜ＭＬＣｎを１パルスまたは一定パルスパターンで運転した場合、自励式電力変換器ＭＬＣ１〜ＭＬＣｎの交流側出力電圧Ｖｃの振幅値は一定となり、電源電圧Ｖｓが高くなると、多レベル出力変換器ＭＬＣ１〜ＭＬＣｎは遅れ力率運転となり、また、電源電圧Ｖｓが低くなると、進み力率運転となってしまう。また、力率低下に伴い、多レベル出力変換器ＭＬＣ１〜ＭＬＣｎの交流側出力電圧Ｖｃと入力電流Ｉｓの位相差が大きくなり、自励式電力変換器を構成する自己消弧素子の遮断電流が大きくなってしまう。そこで、直流平滑コンデンサＣｄに印加される全電圧Ｖｄを、電源電圧Ｖｓの振幅値に合わせて調整制御することにより、常に、｜Ｖｓ｜＝｜Ｖｃ｜となるように制御する。これにより、電源力率あるいは変換器力率の極端な低下を防ぐことが可能となり、自己消弧素子の遮断電流の増加を防止することができる。
【０１５０】
＜第１６の実施の形態＞
本実施の形態は、第８〜１５の実施形態の電力変換装置において、ｎ台の多レベル出力自励式電力変換器ＭＬＣ１〜ＭＬＣｎが、直流平滑コンデンサＣｄに印加される電圧Ｖｄを、交流電源ＳＵＰの角周波数をω、電源電圧をＶｓ、入力電流をＩｓ、交流リアクトルのインダクタンス値をＬｓ、比例定数をｋとした場合、
Ｖｄ＝ｋ・√｛Ｖｓ２＋(ω・Ｌｓ・Ｉｓ)２｝
となるように制御するものである。
【０１５１】
ｎ台の多レベル自励式電力変換器ＭＬＣ１〜ＭＬＣｎにより、直流平滑コンデンサＣｄに印加される電圧Ｖｄを、
Ｖｄ＝ｋ・√｛Ｖｓ２＋(ω・Ｌｓ・Ｉｓ)２｝
となるように調整することにより、入力電流Ｉｓの位相を電源電圧Ｖｓに位相に一致させることができ、電源力率＝１の運転をすることができる。この効果は回生運転においても同じである。これにより、過負荷耐量に優れ、低コストで高力率の電力変換装置を提供することができる。
【０１５２】
＜第１７の実施の形態＞
本実施の形態は、第８〜１５の実施形態の電力変換装置において、ｎ台の多レベル出力自励式電力変換器ＭＬＣ１〜ＭＬＣｎが、直流平滑コンデンサＣｄに印加される電圧Ｖｄを、交流電源ＳＵＰの角周波数をω、電源電圧をＶｓ、入力電流をＩｓ、交流リアクトルのインダクタンス値をＬｓ、比例定数をｋとした場合、
Ｖｄ＝ｋ・√｛Ｖｓ２−(ω・Ｌｓ・Ｉｓ)２｝
となるように制御するものである。
【０１５３】
ｎ台の自励式電力変換器ＭＬＣ１〜ＭＬＣｎにより、直流平滑コンデンサＣｄに印加される電圧Ｖｄを、
Ｖｄ＝ｋ・√｛Ｖｓ２−(ω・Ｌｓ・Ｉｓ)２｝
となるように調整することにより、入力電流Ｉｓの電源電圧Ｖｓに対する位相角φを自励式電力変換器ＣＮＶ１〜ＣＮＶｎの交流側出力電圧Ｖｃの位相角φにほぼ一致させることができる。すなわち、入力電流Ｉｓと変換器出力電圧Ｖｃの位相が一致し、変換器力率＝１の運転をすることができる。この結果、多レベル出力自励式変換器ＭＬＣ１〜ＭＬＣｎを構成する自己消弧素子の遮断電流を小さくすることができ、かつ、変換器容量を低減化することができる。この効果は回生運転においても同様である。これにより、過負荷耐量に優れ、低コストで高効率の電力変換装置を提供することができる。
【０１５４】
【発明の効果】
以上詳述したように、本発明の電力変換装置によれば、電力回生が可能で、過負荷耐量に優れ、低コストで高効率の電力変換装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の電力変換装置の実施の形態を示す結線図。
【図２】図１の装置の制御回路の実施形態を示すブロック図。
【図３】図１の装置の制御動作を説明するための交流側電圧・電流ベクトル図。
【図４】図１の装置の位相制御動作を説明するためのブロック図。
【図５】図１の装置の位相制御動作を説明するためのタイムチャート図。
【図６】図１の装置の力行運転時の制御動作を説明するための各部動作波形図。
【図７】図１の装置の回生運転時の制御動作を説明するための各部動作波形図。
【図８】図１の装置の力行運転から回生運転に至る過程での制御動作を説明するための各部動作波形図。
【図９】図１の装置の位相制御動作を説明するための別のタイムチャート。
【図１０】図１の装置の力行運転時の別の制御動作を説明するための各部動作波形図。
【図１１】図１の装置の位相制御動作を説明するためのさらに別のタイムチャート。
【図１２】本発明装置の動作を説明するための交流側電圧・電流ベクトル図。
【図１３】本発明装置の制御動作を説明するための交流側電圧・電流ベクトル図。
【図１４】本発明装置の制御動作を説明するための特性図。
【図１５】本発明装置の別の制御動作を説明するための交流側電圧・電流ベクトル図。
【図１６】本発明装置の別の制御動作を説明するための特性図。
【図１７】本発明装置の別の制御動作を説明するための動作波形図。
【図１８】本発明装置の別の実施の形態を示す主回路構成図。
【図１９】図１８の装置の制御回路の実施の形態を示す構成図。
【図２０】本発明装置のさらに別の実施の形態を示す主回路構成図。
【図２１】本発明装置のさらに別の実施の形態を示す主回路構成図。
【図２２】図２１の装置の制御回路の実施の形態を示す構成図。
【図２３】従来の電力回生可能なパルス幅変調制御コンバータの構成図。
【符号の説明】
ＳＵＰ 交流電源
ＲＥＣ 電力用ダイオード整流器
ＭＬＣ 多レベル出力自励式電力変換器
Ｌｓ 交流リアクトル
Ｌａ リ力バリ電流抑制リアクトル
Ｃd1，Ｃd2 直流平滑コンデンサ
LOAD 負荷
Ｃ１，Ｃ３ 比較器
Ｃ２ 加算器
Ｇｖ(Ｓ) 電圧制御補償回路
Ｇｉ(Ｓ) 電流制御補償回路
ＦＦ フィードフォワード補償器
Ａ ３相／ｄｑ座標変換回路
ＰＬＬ 電源同期位相検出回路
ＰＨＣ 位相制御回路
【発明の属する技術分野】
本発明は、電力用ダイオード整流器と多レベル出力自励式電力変換器を組み合わせた高効率で経済的な電力変換装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
電気鉄道直流き電システムでは、３相ブリッジ結線された電力用ダイオード整流器により３相交流電力を直流電力に変換する方式が多く採用されている。この方式は過負荷耐量に優れ、変換器コストを安くすることができる利点を有する。しかし、電車が回生ブレーキをかけたときにその電力を交流電源側に回生できず、しばしば回生失効を起こすという問題点があった。また、負荷電流依存性があり、直流き電電圧が負荷によって大きく変動する欠点があった。
【０００３】
図２３は、従来の電力回生可能なＰＷＭコンバータ（パルス幅変調制御コンバータ）の回路構成を示すものである。ＰＷＭコンバータＣＮＶは、交流端子が交流リアクトルＬｓを介して３相交流電源ＳＵＰの端子Ｒ，Ｓ，Ｔに接続され、直流端子が直流平滑コンデンサＣｄ、および３相出力のＶＶＶＦ（可変電圧可変周波数）インバータＩＮＶの直流端子に接続される。インバータＩＮＶの交流端子は交流電動機Ｍに接続される。ＰＷＭコンバータＣＮＶは、３相ブリッジ結線された６アーム６個の整流器用高速ダイオードＤ１〜Ｄ６と、各ダイオードに逆並列接続された回生インバータ用スイッチング素子たる自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ６とからなっている。ダイオードＤ１〜Ｄ３および自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ３は正側に配置され、ダイオードＤ４〜Ｄ６および自己消弧素子Ｓ４〜Ｓ６は負側に配置されている。インバータＩＮＶもコンバータＣＮＶと同様の回路構成を持っているが、ここでは詳細説明を省略する。
【０００４】
ＰＷＭコンバータＣＮＶは、比較器Ｃ１，Ｃ２、電圧制御補償器Ｇｖ(Ｓ)、乗算器ＭＬ、電流制御補償器Ｇｉ(Ｓ)、およびパルス幅変調制御回路PWMCからなる制御装置を備えている。比較器Ｃ１および電圧制御補償器Ｇｖ(Ｓ)は各相共通であるが、乗算器ＭＬ、比較器Ｃ２、電流制御補償器Ｇｉ(Ｓ)、およびパルス幅変調制御回路PWMCは各相毎に設けられる。ここにはＲ相の内部回路構成のみを詳しく示しているが、Ｓ相およびＴ相の制御回路も同様に構成されている。Ｒ相制御回路からＲ相の自己消弧素子Ｓ１，Ｓ４のためのゲート信号ｇ１，ｇ４が出力され、Ｓ相制御回路からＳ相の自己消弧素子Ｓ２，Ｓ５のためのゲート信号ｇ２，ｇ５が出力され、Ｔ相制御回路からＴ相の自己消弧素子Ｓ３，Ｓ６のためのゲート信号ｇ３，ｇ６が出力される。
【０００５】
ＰＷＭコンバータＣＮＶは、以上のように構成された制御装置により、直流平滑コンデンサＣｄに印加される直流電圧Ｖｄが電圧指令値Ｖd*に一致するように入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔを制御する。さらに具体的には、電圧指令値Ｖd*と電圧検出値Ｖｄの偏差を比較器Ｃ１で得て電圧制御補償器Ｇｖ(Ｓ)で増幅し、入力電流の振幅指令値Ｉsmとする。乗算器ＭＬにおいてＲ相の電圧に同期した単位正弦波sinωｔと入力電流の振幅指令値Ｉsmを掛け算し、その積をＲ相の電流指令値Ｉr*とする。このＲ相電流指令値Ｉr*とＲ相電流検出値Ｉｒを比較器Ｃ２で比較し、その偏差を電流制御補償器Ｇｉ(Ｓ)で反転増幅する。ここで通常は比例増幅が使われ、ゲインはＧｉ(Ｓ)＝−Ｋｉとなる。Ｋｉは比例定数である。電流制御補償器Ｇｉ(Ｓ)の出力である電圧指令値ｅr*＝−Ｋｉ×(Ｉr*−Ｉｒ)をＰＷＭ制御回路PWMCに入力し、コンバータＣＮＶのＲ相の自己消弧素子Ｓ１とＳ４のゲート信号ｇ１，ｇ４を作る。ＰＷＭ制御回路PWMCは、電圧指令値ｅr*とキャリア信号Ｘ（例えば、１ｋＨｚの三角波）を比較し、ｅr*＞Ｘのときは、素子Ｓ１をオンさせ（Ｓ４はオフ）、ｅr*＜Ｘのときは、素子Ｓ４をオン（Ｓ１はオフ）させる。この結果、コンバータのＲ相電圧Ｖｒは電圧指令値ｅr*に比例した電圧を発生する。
【０００６】
Ｒ相の入力電流Ｉｒに関して、Ｉr*＞Ｉｒの場合、電圧指令値ｅr*は負の値となり、Ｉｒを増加させる。逆に、Ｉr*＜Ｉｒの場合、電圧指令値ｅr*は正の値となり、Ｉｒを減少させる。このようにして、Ｉr*＝Ｉｒとなるような制御が行われる。Ｓ相およびＴ相の電流Ｉｓ，Ｉｔも同様に制御される。
【０００７】
直流平滑コンデンサＣｄに印加される電圧Ｖｄは、次のように制御される。すなわち、Ｖd*＞Ｖｄとなった場合、入力電流の振幅指令値Ｉsmが増加する。各相の電流指令値は電源電圧と同相となり、電流Ｉsmに比例した有効電力Ｐｓが交流電源ＳＵＰから直流平滑コンデンサＣｄに供給されることになる。この結果、電圧Ｖｄが上昇し、Ｖd*＝Ｖｄとなるように制御される。逆に、Ｖd*＜Ｖｄとなった場合、入力電流の振幅指令値Ｉsmは負の値となり、交流電源側に電力Ｐｓを回生する。故に、直流平滑コンデンサＣｄの蓄積エネルギーが減少し、電圧Ｖｄが低下して、やはり、Ｖd*＝Ｖｄとなるように制御される。
【０００８】
ＶＶＶＦ（可変電圧・可変周波数）インバータＩＮＶおよび交流電動機Ｍは直流平滑コンデンサＣｄを電圧源とする負荷であり、力行運転時はコンデンサＣｄの蓄積エネルギーを消費し、電圧Ｖｄを低下させる方向に作用する。また、回生運転時はその回生エネルギーを平滑コンデンサＣｄに戻すため、電圧Ｖｄを上昇させる方向に働く。前述のようにＰＷＭコンバータＣＮＶによって直流電圧Ｖｄが一定になるように制御するため、自動的に、力行運転では交流電源から見合った有効電力を供給し、回生運転時は回生エネルギーに見合った有効電力を交流電源側に回生することになる。
【０００９】
このように、従来のＰＷＭコンバータによれば、直流電圧Ｖｄを安定化することができ、電力回生が可能であり、電気鉄道の直流き電システムでの回生失効の問題も解決される。
【００１０】
しかし、ＰＷＭコンバータは、高周波でスイッチングを行うためスイッチング素子のスイッチング損失が大きくなる欠点がある。また、スイッチング素子は、遮断電流として交流入力電流の最大値を切る能力が必要となる。したがって、短時間の過負荷（例えば、定格電流の３００％）でもその遮断電流に耐えるように設計しなければならず、電力変換器として大きなものが必要となり、不経済なシステムとなってしまう問題があった。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
以上のように、電力回生が可能な電力変換器として、パルス幅変調制御による自励式変換器（ＰＷＭコンバータと呼ぶ）があるが、ダイオード整流器に比べるとコストが高く、過負荷耐量もあまり大きくすることができないという難点がある。また、ＰＷＭ制御に伴うスイッチング損失が大きくなり、変換器効率が悪い等の問題があった。
【００１２】
そこで、本発明は、過負荷耐量に優れ、電力回生が可能で、変換器効率が高く、経済的な電力変換装置を提供することを目的とする。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
請求項１に係る発明の電力変換装置は、交流電源に交流リアクトルを介して交流端子が接続される電力用ダイオード整流器と、この電力用ダイオード整流器の交流端子にリカバリ電流抑制用リアクトルを介して交流端子が接続された多レベル出力自励式電力変換器と、この多レベル出力自励式電力変換器および電力用ダイオード整流器の直流共通端子間に接続され、負荷装置を並列に接続する直流平滑コンデンサとを具備する。
【００１４】
この構成によれば、力行運転時は、大部分の電流が電力用ダイオード整流器に流れるように制御することにより、多レベル出力自励式電力変換器の遮断電流を小さく抑える。多レベル出力自励式電力変換器は、電源電圧に同期した一定のパルスパターン（１パルス、３パルス、５パルス等）で電源電圧に対する位相角を制御することにより、入力電流を制御するもので、常に入力力率＝１付近で運転される。故に、多レベル出力自励式電力変換器を構成する自己消弧素子のスイッチングを、入力電流のゼロ点付近で行うようにすることにより、素子の遮断電流を小さくすることができる。
【００１５】
リカバリ電流抑制リアクトルは、多レベル出力自励式電力変換器の自己消弧素子がオンしたときに電力用ダイオード整流器の各ダイオードに過大なリカバリ電流が流れ込むのを抑える役目をする。通常、このリアクトルは数十μＨのインダクタンス値で、交流リアクトルと比べると、２桁ぐらい小さいものでよい。
【００１６】
一方、回生運転時は、大部分の電流が多レベル出力自励式電力変換器の自己消弧素子に流れる。本発明装置は、例えば、力行運転は３００％の過負荷を許容し、回生運転は１００％とするのが経済的な使い方となる。電気鉄道では、１列車が回生ブレーキをかけても他の列車は力行中の場合が多く、上記使い方は妥当なものとなる。回生電力１００％で運転した場合、電流の大部分は自己消弧素子に流れることは同じである。しかし、回生運転時も電源力率はほぼ１に制御され、自己消弧素子のスイッチングを電流ゼロ点付近で行うようにすることにより、素子の遮断電流は小さく抑えることが可能となる。故に、スイッチング損失は大幅に軽減され、遮断電流の小さい自己消弧素子で自励式電力変換器ＣＮＶを構成することができるようになり、経済的な装置を提供することができる。
【００１７】
請求項２に係る発明は、請求項１に記載の電力変換装置において、リカバリ電流抑制用リアクトルを過飽和リアクトルで構成する。
【００１８】
多レベル出力自励式電力変換器は、各アームが自己消弧素子と、逆並列接続の高速ダイオードで構成されており、例えば、正側アームの自己消弧素子に電流が流れているとき、当該素子をオフすると、負側アームの高速ダイオードに電流が移る。電力用ダイオードに比べて高速ダイオードの順方向電圧降下が大きいため、この電流は徐々に電力用ダイオード整流器の対応する電力用ダイオードに移っていく。その転流時間はリカバリ電流抑制用リアクトルのインダクタンス値に反比例する。リカバリ電流抑制用リアクトルを過飽和リアクトルとすることにより、流れる電流の大きいところでインダクタンス値が小さくなり、高速ダイオードに流れていた電流がより速く電力用ダイオードに移り、損失が低減される。
【００１９】
請求項３に係る発明は、請求項１または２に記載の電力変換装置において、多レベル出力自励式電力変換器は、一定のパルスパターンで動作し、交流電源の電圧に対する位相角を調整することにより入力電流を制御することを特徴とする。
【００２０】
多レベル出力自励式電力変換器は、一定のパルスパターンで、交流電源の電圧に同期したスイッチングを行う。直流電圧が一定ならば、電圧の振幅値は一定になる。この状態で、電源電圧に対する出力電圧の位相角φを変えることにより、交流リアクトルに印加される電圧が変化し、入力電流を調整することができる。
【００２１】
電源電圧に対する出力電圧の位相角を遅れ方向に増加させることにより、交流電源から供給される有効電力が増加する。逆に位相角を進み方向に増やすと、有効電力が交流電源に回生される。ちなみに、位相角φ＝０では、有効電力の授受はない。入力電流の位相角は、電源電圧に対し、φ／２または、π−φ／２となり、入力力率は、cos(φ／２)となる。また、入力電流と自励式変換器の交流出力電圧との位相差は、−φ／２または、π＋φ／２となり、変換器力率は、cos(φ／２)となる。位相角φは、入力電流と交流リアクトルの値に依存する。位相角θは、過負荷運転時でも高々φ＝３０°程度で、力率はcos１５°＝０．９６６となる。
【００２２】
自励式電力変換器を一定のパルスパターンで制御する場合、入力電流の高調波成分が小さくなるようにスイッチングパターンを決めるが、上記のように変換器力率が１に近いため、電流のゼロ点付近でスイッチングが行われ、自励式電力変換器を構成する自己消弧素子の遮断電流は小さくて済む。これにより、電力回生が可能で、高力率・高効率、低コストの電力変換装置を提供することができる。
【００２３】
請求項４に係る発明は、請求項１または２に記載の電力変換装置において、多レベル出力自励式電力変換器は、交流電源の周波数に同期した１パルスモードで動作し、交流電源の電圧に対する位相角を調整することにより入力電流を制御することを特徴とする。
【００２４】
請求項４に記載の発明によれば、請求項３に係る発明と同じく、自励式変換器を一定のパルスパターンで運転するものであるが、そのパルス数を１パルスにしたものである。当然、直流電圧が一定ならば、自励式変換器の交流側出力電圧の振幅値は、一定となる。電源電圧に対する自励式変換器の交流側出力電圧の位相角φを調整することにより、入力電流を制御するが、φ＝０のとき、入力電流が０となるようにするには、電源電圧の波高値と変換器出力電圧の基本波の波高値が同じになるようにする必要がある。直流電圧は負荷側の要求等により決まってしまうので、電源側に変圧器を入れて、出力電圧の基本波成分の波高値と電源電圧の波高値が同じになるように、変圧器の２次電圧を合わせる。
【００２５】
自励式変換器を１パルスで運転することにより、スイッチング回数が最小になり、変換器効率はさらに向上する。また、交流側出力電圧の基本波成分が大きくなり、自励式変換器の電圧利用率が向上する。また、変換器力率がほぼ１で運転されるため、入力電流のゼロ点付近で１回だけスイッチングを行うことになり、力行運転時も回生運転時も、自己消弧素子の遮断電流は極めて小さくなる。この結果、高効率で低コストな電力変換装置を提供することができる。また、大電流を遮断しないということは、ソフトスイッチングに近くなり、ＥＭＩノイズが小さくなり、環境にもやさしい電力変換装置を提供することができる。
【００２６】
請求項５に係る発明は、請求項１ないし４のいずれか１項に記載の電力変換装置において、多レベル出力自励式電力変換器は、交流電源の電圧が変動した場合、電源の電圧の変化に合わせて直流平滑コンデンサに印加される電圧の指令値を変えて制御動作することを特徴とする。
【００２７】
多レベル出力自励式電力変換器を１パルスまたは一定パルスパターンで運転した場合、電力変換器の交流側出力電圧の振幅値は一定となり、電源電圧が高くなると、変換器は遅れ力率運転となり、また、電源電圧が低くなると、変換器は進み力率運転となってしまう。また、力率低下に伴い、自励式電力変換器の交流側出力電圧と入力電流の位相差が大きくなり、自励式電力変換器を構成する自己消弧素子の遮断電流が大きくなってしまう。そこで、直流平滑コンデンサに印加される電圧Ｖｄを電源電圧Ｖｓの振幅値に合わせて調整することにより、常に｜Ｖｓ｜＝｜Ｖｃ｜となるように制御する。これにより、電源力率あるいは変換器力率の極端な低下を防ぐことが可能となり、自己消弧素子の遮断電流の増加を防止することができる。
【００２８】
請求項６に係る発明は、請求項１ないし５のいずれか１項に記載の電力変換装置において、多レベル出力自励式電力変換器は、交流電源の角周波数をω、電源電圧をＶs、入力電流をＩs、交流リアクトルのインダクタンス値をＬｓ、比例定数をｋとした場合、直流平滑コンデンサに印加される電圧Ｖｄを、
Ｖｄ＝ｋ・√｛Ｖｓ２＋(ω・Ｌｓ・Ｉｓ)２｝
となるように制御することを特徴とする。
【００２９】
多レベル出力自励式電力変換器により、直流平滑コンデンサに印加される電圧Ｖｄを、
Ｖｄ＝ｋ・√｛Ｖｓ２＋(ω・Ｌｓ・Ｉｓ)２｝
となるように調整することにより、入力電流の位相を電源電圧の位相に一致させることができ、電源力率＝１の運転をすることができる。この効果は回生運転においても同じである。これにより、過負荷耐量に優れ、低コストで高力率の電力変換装置を提供することができる。
【００３０】
請求項７に係る発明は、請求項１ないし５のいずれか１項に記載の電力変換装置において、多レベル出力自励式電力変換器は、交流電源の角周波数をω、電源電圧をＶｓ、入力電流をＩｓ、交流リアクトルのインダクタンス値をＬｓ、比例定数をｋとした場合、直流平滑コンデンサに印加される電圧Ｖｄを、
Ｖｄ＝ｋ・√｛Ｖｓ２−(ω・Ｌｓ・Ｉｓ)２｝
となるように制御することを特徴とする。
【００３１】
多レベル出力自励式電力変換器により、直流平滑コンデンサに印加される電圧Ｖｄを、
Ｖｄ＝ｋ・√｛Ｖｓ２−(ω・Ｌｓ・Ｉｓ)２｝
となるように調整することにより、入力電流の電源電圧に対する位相角を自励式電力変換器の交流側出力電圧の位相角にほぼ一致させることができる。すなわち、入力電流と変換器出力電圧の位相が一致し、変換器力率＝１の運転をすることがができる。この結果、自励式変換器を構成する自己消弧素子の遮断電流を小さくすることができ、かつ、変換器容量を低減することができる。この効果は回生運転においても同じである。これにより、過負荷耐量に優れ、低コストで高効率の電力変換装置を提供することができる。
【００３２】
請求項８に係る発明の電力変換装置は、１次巻線が３相交流電源に接続され、所定の位相差を持たせたｎ組の２次巻線を有する３相変圧器と、この３相変圧器の各２次巻線に交流リアクトルを介して交流端子が接続されたｎ台の電力用ダイオード整流器と、これらｎ台の電力用ダイオード整流器の交流端子にリカバリ電流抑制用リアクトルを介して交流側端子が接続されたｎ台の多レベル出力自励式電力変換器と、これらｎ台の多レベル出力自励式電力変換器とｎ台の電力用ダイオード整流器の直流共通端子に接続され、負荷装置を並列に接続する直流平滑コンデンサとを具備してなる。
【００３３】
本装置は、電力用ダイオード整流器と多レベル出力自励式電力変換器を組み合わせた電力変換装置を複数台用意し、所定の位相差を持たせたｎ組の２次巻線を有する３相変圧器を用いて並列多重運転をするように構成したもので、変換装置の大容量化と、交流電源から供給される入力電流の高調波成分の低減化を達成することができる。これにより、過負荷耐量に優れ、電力回生が可能な、高効率・低コストの大容量電力変換装置を提供することができる。
【００３４】
請求項９に係る発明は、請求項８に記載の電力変換装置において、ｎ台の多レベル出力自励式電力変換器は、一定のパルスパターンで動作し、交流電源の電圧に対する位相角を調整することにより交流入力電流を制御して直流平滑コンデンサに印加される電圧を制御することを特徴とする。
【００３５】
多レベル出力自励式変換器を一定のパルスパターンで制御する場合、入力電流の高調波成分が小さくなるようにスイッチングパターンを決めるが、変換器力率が１に近いため、電流のゼロ点付近でスイッチングが行われ、自励式変換器を構成する自己消弧素子の遮断電流は小さくて済む。これにより、入力電流の高調波成分が小さく、電力回生が可能で、高力率・高効率で、低コストの電力変換装置を提供することができる。
【００３６】
請求項１０に係る発明は、請求項８に記載の電力変換装置において、ｎ台の多レベル出力自励式電力変換器は、交流電源の周波数に同期した１パルスモードで動作し、交流電源の電圧に対する位相角を調整することにより交流入力電流を制御して直流平滑コンデンサに印加される電圧を制御することを特徴とする。
【００３７】
各多レベル出力自励式電力変換器を１パルスモードで動作させることにより、スイッチング損失を減らし、自励式変換器の電圧利用率を向上させることができる。また、入力電流のゼロ点付近で自励式変換器をスイッチングさせるため、自己消弧素子の遮断電流を小さくすることができる。これにより、過負荷耐量に優れ、低コストで高効率・大容量の電力変換装置を提供することができる。
【００３８】
請求項１１に係る発明の電力変換装置は、１次巻線が３相交流電源に接続され、所定の位相差を有するｎ組の２次巻線を有する３相変圧器と、この３相変圧器の各２次巻線に交流リアクトルを介して交流端子が接続されたｎ台の電力用ダイオード整流器と、これらｎ台の電力用ダイオード整流器の交流端子にリカバリ電流抑制用リアクトルを介して交流端子が接続された３相ブリッジ結線のｎ台の多レベル出力自励式電力変換器と、ｎ台の多レベル出力自励式電力変換器および電力用ダイオード整流器の直流共通端子のそれぞれに接続されたｎ個の直流平滑コンデンサとを備え、ｎ個の直流平滑コンデンサは直列接続され、その直列接続された両端に負荷装置が接続される。
【００３９】
本装置は、電力用ダイオード整流器と多レベル出力自励式電力変換器を組み合わせた電力変換装置を複数台（ｎ台）用意し、適宜の位相差を持たせたｎ組の２次巻線を有する３相変圧器を用いて、交流側で並列多重運転し、直流側で直列接続するように構成したもので、変換装置の大容量化と、直流出力電圧の高圧化、および交流電源から供給される入力電流の高調波成分の低減化を達成することができる。これにより、過負荷耐量に優れ、電力回生が可能な、高効率・低コストの大容量電力変換装置を提供することができる。
【００４０】
請求項１２に係る発明は、請求項１１に記載の電力変換装置において、ｎ台の多レベル出力自励式電力変換器は一定のパルスパターンで動作し、交流電源の電圧に対する位相角を調整することにより各多レベル出力自励式電力変換器の入力電流を制御して直流平滑コンデンサに印加される電圧を制御することを特徴とする。
【００４１】
多レベル出力自励式電力変換器は、一定のパルスパターンで、交流電源の電圧に同期したスイッチングを行う。直流電圧が一定ならば、自励式変換器の交流出力電圧の振幅値は一定になる。この状態で、電源電圧に対する出力電圧の位相角を変えることより、交流リアクトルに印加される電圧が変化し、各多レベル出力自励式電力変換器の入力電流を調整することができる。多レベル出力自励式変換器を一定のパルスパターンで制御する場合、入力電流の高調波成分が小さくなるようにスイッチングパターンを決めるが、変換器力率が１に近いところで動作させることにより、電流のゼロ点付近でスイッチングが行われ、多レベル出力自励式変換器を構成する自己消弧素子の遮断電流を小さくすることができる。
【００４２】
電源電圧に対する各変換器の出力電圧の位相角φを遅れ方向に増加させることにより、交流電源から供給される有効電力が増加する。逆に位相角φを進み方向に増やすと、有効電力が交流電源に回生される。
【００４３】
本装置は、各直流平滑コンデンサに印加される電圧がほぼ一定になるように入力電流を制御する。これにより、入力電流の高調波成分が小さく、電力回生が可能で、高力率・高効率で、低コストの電力変換装置を提供することができる。
【００４４】
請求項１３に係る発明は、請求項１１に記載の電力変換装置において、ｎ台の多レベル出力自励式電力変換器は、交流電源の周波数に同期した１パルスモードで動作し、交流電源の電圧に対する位相角を調整することにより各多レベル出力自励式電力変換器の入力電流を制御して直流平滑コンデンサに印加される電圧を制御することを特徴とする。
【００４５】
この発明によれば、多レベル出力自励式電力変換器を一定のパルスパターンで運転するが、そのパルス数を１パルスにする。当然、直流電圧が一定ならば、多レベル出力自励式電力変換器の交流側出力電圧の振幅値は一定となる。電源電圧に対する多レベル出力自励式電力変換器の交流側出力電圧の和電圧の位相角φを調整することにより、入力電流Ｉｓを制御するが、φ＝０のとき、Ｉｓ＝０となるようにするには、電源電圧の波高値と変換器出力電圧の和電圧の基本波波高値が同じになるようにする必要がある。直流電圧は負荷側の要求等により決まってしまうので、３相変圧器の２次側電圧を多レベル出力自励式電力変換器の交流側出力電圧の基本波成分と同じになるように値を合わせる。
【００４６】
多レベル出力自励式電力変換器を１パルスで運転することにより、スイッチング回数が最小になり、変換器効率はさらに向上する。また、交流側出力電圧の基本波成分が大きくなり、多レベル出力自励式電力変換器の電圧利用率が向上する。また、変換器力率がほぼ１で運転されるため、入力電流ゼロ点付近で１回だけスイッチングを行うことになり、力行運転時も回生運転時も、自己消弧素子の遮断電流は極めて小さくなる。この結果、高効率で低コストな電力変換装置を提供することができる。また、大電流を遮断しないということは、ソフトスイッチングに近いということであり、ＥＭＩノイズが小さくなり、環境にもやさしい電力変換装置を提供することができる。
【００４７】
請求項１４に係る発明の電力変換装置は、請求項８ないし１３のいずれか１項に記載の電力変換装置において、リカバリ電流抑制用リアクトルは過飽和リアクトルで構成されていることを特徴とする。
【００４８】
多レベル出力自励式電力変換器は、各アームが自己消弧素子と、逆並列接続の高速ダイオードで構成されており、例えば、いずれかの自己消弧素子に電流が流れているとき、その素子をオフすると、対応する高速ダイオードに電流が移る。電力用ダイオードに比べて高速ダイオードの順方向電圧降下が大きいため、この電流は徐々に電力用ダイオード整流器の対応する電力用ダイオードに移っていく。その転流時間はリカバリ電流抑制用リアクトルのインダクタンス値に反比例する。リカバリ電流抑制用リアクトルを過飽和リアクトルにすることにより、流れる電流の大きいところでインダクタンス値が小さくなり、高速ダイオードに流れていた電流がより速く電力用ダイオードに移り、損失が低減される。
【００４９】
請求項１５に係る発明は、請求項８ないし１４のいずれか１項に記載の電力変換装置において、ｎ台の多レベル出力自励式電力変換器は、交流電源の電圧が変動した場合、その電源電圧の変化に合わせて直流平滑コンデンサに印加される電圧の指令値を変えて制御することを特徴とする。
【００５０】
ｎ台の多レベル出力自励式電力変換器を１パルスまたは一定パルスパターンで運転した場合、当該電力変換器の交流側出力電圧の振幅値は一定となり、電源電圧が高くなると、変換器は遅れ力率運転となり、また、電源電圧が低くなると、変換器は進み力率運転となってしまう。また、力率低下に伴い、自励式電力変換器の交流側出力電圧と入力電流の位相差が大きくなり、自励式電力変換器を構成する自己消弧素子の遮断電流が大きくなってしまう。そこで、直流平滑コンデンサに印加される電圧Ｖｄを、電源電圧Ｖｓの振幅値に合わせて調整することにより、常に｜Ｖｓ｜＝｜Ｖｃ｜となるように制御する。これにより、電源力率あるいは変換器力率の極端な低下を防ぐことが可能となり、自己消弧素子の遮断電流の増加を防止することができる。
【００５１】
請求項１６に係る発明は、請求項８ないし１５のいずれか１項に記載の電力変換装置において、ｎ台の多レベル出力自励式電力変換器は、交流電源の角周波数をω、電源電圧をＶｓ、入力電流をＩｓ、交流リアクトルのインダクタンス値をＬｓ、比例定数をｋとした場合、直流平滑コンデンサに印加される電圧Ｖｄを、
Ｖｄ＝ｋ・√｛Ｖｓ２＋(ω・Ｌｓ・Ｉｓ)２｝
となるように制御することを特徴とする。
【００５２】
ｎ台の多レベル出力自励式電力変換器により、直流平滑コンデンサに印加される電圧Ｖｄを、
Ｖｄ＝ｋ・√｛Ｖｓ２＋(ω・Ｌｓ・Ｉｓ)２｝
となるように調整することにより、入力電流の位相を電源電圧の位相に一致させることができ、電源力率＝１の運転をすることができる。この効果は回生運転においても同じである。これにより、過負荷耐量に優れ、低コストで高力率の電力変換装置を提供することができる。
【００５３】
請求項１７に係る発明は、請求項８ないし１５のいずれか１項に記載の電力変換装置において、ｎ台の多レベル出力自励式電力変換器は、交流電源の角周波数をω、電源電圧をＶｓ、入力電流をＩｓ、交流リアクトルのインダクタンス値をＬｓ、比例定数をｋとした場合、直流平滑コンデンサに印加される電圧Ｖｄを、
Ｖｄ＝ｋ・√｛Ｖｓ２−(ω・Ｌｓ・Ｉｓ)２｝
となるように制御することを特徴とする。
【００５４】
ｎ台の多レベル出力自励式電力変換器により、直流平滑コンデンサに印加される電圧Ｖｄを、
Ｖｄ＝ｋ・√｛Ｖｓ２−(ω・Ｌｓ・Ｉｓ)２｝
となるように調整することにより、入力電流の電源電圧に対する位相角を自励式電力変換器の交流側出力電圧の位相角にほぼ一致させることができる。すなわち、入力電流と変換器出力電圧の位相が一致し、変換器力率＝１の運転をすることができる。この結果、多レベル出力自励式変換器を構成する自己消弧素子の遮断電流を小さくすることができ、かつ、変換器容量の低減を図ることができる。この効果は回生運転においても同じである。これにより、過負荷耐量に優れ、低コストで高効率の電力変換装置を提供することができる。
【００５５】
【発明の実施の形態】
＜第１の実施の形態＞
図１は、本発明の電力変換装置の主回路構成の一実施形態を示すブロック図である。図１に示す電力変換装置は、交流端子が交流リアクトルＬｓを介して３相交流電源ＳＵＰの受電端子Ｒ，Ｓ，Ｔに接続される電力用ダイオード整流器ＲＥＣと、交流端子がリカバリ電流抑制用リアクトルＬａを介して整流器ＲＥＣの交流端子に接続され、直流端子が整流器ＲＥＣの直流端子に接続される３レベル出力自励式電力変換器ＭＬＣと、直列接続の２つの直流平滑コンデンサＣd1およびＣd2からなり両端が自励式電力変換器ＭＬＣの直流端子に接続された平滑コンデンサ回路とによって構成され、負荷装置LOADは平滑コンデンサ回路にこれを電圧源として接続されている。負荷装置LOADは、例えばVVVFインバータおよび交流電動機からなっている。
【００５６】
電力用ダイオード整流器ＲＥＣは、３相ブリッジ結線された６個の電力用ダイオードＰＤ１〜ＰＤ６からなり、電力用ダイオードＰＤ１〜ＰＤ３は正側アームを構成し、電力用ダイオードＰＤ４〜ＰＤ６は負側アームを構成している。３レベル出力自励式電力変換器ＭＬＣは中性点クランプ式コンバータ（ＮＰＣコンバータ）であって、各相とも同様構成を持っており、Ｒ相について説明すれば、正負各アームはそれぞれ２直列の高速ダイオードＤu1，Ｄu2およびＤu3，Ｄu4と、各高速ダイオードに逆並列接続された自己消弧素子Ｓu1，Ｓu2およびＳu3，Ｓu4とを備えている。高速ダイオードＤu1およびＤu2の接続点と高速ダイオードＤu3，Ｄu4の接続点との間に２直列のクランプ用高速ダイオードＤu5，Ｄu6が接続され、その直列接続点が直流平滑コンデンサＣd1，Ｃd2の直列接続点すなわち直流の中性点に接続されている。なお、以下の説明では、直流平滑コンデンサＣd1，Ｃd2の電圧をそれぞれＶd1，Ｖd2とし、しかも、Ｖd1＝Ｖd2＝Ｖｄ／２、すなわち、Ｖd1＋Ｖd2＝Ｖｄであるとして説明を進める。
【００５７】
ＮＰＣコンバータでは１相分４個の自己消弧素子Ｓu1〜Ｓu4を２個ずつ組合わせて点弧させる。すなわち、自己消弧素子Ｓu1，Ｓu2をオンさせると、Ｒ相の出力端子には、Ｖcr＝＋Ｖｄ／２の電圧が発生し、自己消弧素子Ｓu2，Ｓu3をオンさせると、直流の中性点に電圧がクランプされて、Ｖcr＝０となる。また、自己消弧素子Ｓu3，Ｓu4をオンさせると、Ｖcr＝−Ｖｄ／２の電圧が出力される。このようにして、＋Ｖｄ／２，０，−Ｖｄ／２の３レベルの電圧を出力することができる。
【００５８】
自己消弧素子Ｓu1とＳu3は互いにオンオフ逆動作をし、素子Ｓu1がオンのとき素子Ｓu3はオフとなり、素子Ｓu3がオンのとき素子Ｓu1はオフとなる。同様に、自己消弧素子Ｓu2とＳu4は互いにオンオフ逆の動作をし、素子Ｓu2がオンのとき素子Ｓu4はオフとなり、素子Ｓu4がオンのとき素子Ｓu2はオフとなる。さらに、自己消弧素子Ｓu1とＳu4がオンで、素子Ｓu2とＳu3がオフのモードも考えられるが、この場合、素子Ｓu2または素子Ｓu3に直流全電圧Ｖｄが印加されて素子を破壊してしまうので、このモードは禁止している。
【００５９】
クランプ用ダイオードＤu5，Ｄu6は素子Ｓu2とＳu3がオンしているときに出力電圧Ｖcrを直流の中性点電位「０」にクランプするもので、入力電流Ｉｒが図の矢印の方向に、すなわち電源側から電力変換装置側へと流れているときは、図面上、Ｒ→Ｌｓ→Ｌａ→Ｓu3→Ｄu6→中性点Ｏ、の経路で電流Ｉｒが流れ、矢印と反対の方向に電流Ｉｒが流れているときは、中性点Ｏ→Ｄu5→Ｓu2→Ｌａ→Ｌｓ→Ｒ、の経路で流れる。
【００６０】
本実施形態では、ＮＰＣコンバータＭＬＣに対して、電力用ダイオード整流器ＲＥＣが並列に接続されているのが特徴である。ただし、ＮＰＣコンバータＭＬＣおよび電力用ダイオード整流器ＲＥＣの交流端子はリカバリ電流抑制リアクトルＬａを介して接続される。
【００６１】
リカバリ電流抑制リアクトルＬａは、３レベル出力自励式電力変換器ＭＬＣの自己消弧素子がオン動作したときに電力用ダイオード整流器ＲＥＣの各ダイオードに過大なリカバリ電流が流れ込むのを抑える役割を持っており、通常、数十μＨのインダクタンス値に設計され、交流リアクトルＬｓと比べると、２桁ぐらい小さいものでよい。また、リカバリ電流抑制リァクトルＬａを過飽和リアクトルにすることにより、高速ダイオードＤu1〜Ｄu6から電力用ダイオードＰＤ１〜ＰＤ６に転流する時間を短くし、その分、損失の低減化を図ることができる。
【００６２】
例えば、Ｒ相電流Ｉｒが矢印の向きに流れている場合、自己消弧素子Ｓu3，Ｓu4がオフ（Ｓu1，Ｓu2はオン）のとき、電流Ｉｒは電力用ダイオードＰＤ１を介して流れる。この状態で素子Ｓu1をオフし、Ｓu3をオンさせると、入力電流Ｉｒは、Ｌｓ→Ｌａ→Ｓu3→Ｄu6と移っていくが、電力用ダイオードＰＤ１に蓄積キャリアが残っているので、ダイオードＰＤ１はすぐにはオフできず、直流平滑コンデンサＣd1の電圧Ｖd1が、Ｃd1（＋）→ＰＤ１→Ｌａ→Ｓu3→Ｄu6→Ｃd1（−）の経路で短絡される。このとき流れる電流がリカバリ電流である。リカバリ電流抑制リアクトルＬａが無ければ過大な短絡電流が流れ、構成素子（自己消弧素子やダイオード）を壊してしまうこともある。
【００６３】
次に、再び素子Ｓu3をオフし、素子Ｓu1をオンさせると、入力電流Ｉｒは、まず、高速ダイオードＤu2，Ｄu1を介して、Ｌｓ→Ｌａ→Ｄu2→Ｄu1→（＋）の経路に流れる。電力用ダイオードＰＤ１の順方向電圧降下ＶFPDに比べて、高速ダイオードＤu1，Ｄu2の順方向電圧降下ＶFDの方が大きいため、この電流は徐々に電力用ダイオードＰＤ１に移っていく。高速ダイオードＤu1，Ｄu2から電力用ダイオードＰＤ１に転流する時間は、上記順方向電圧降下の差電圧（ＶFD−ＶFPD）と、リカバリ抑制リアクトルＬａのインダクタンス値に依存する。パルスパターンを固定（１パルス、３パルス、５パルス等）して３レベル出力自励式電力変換器（ＮＰＣコンバータ）を動作させることにより、電力用ダイオードに流れる期間を長くし、高速ダイオードに流れる期間を短くすることができる。この結果、より順電圧降下の小さい回路に電流が流れ、変換装置の効率を上げることができる。他のモードでも同様である。
【００６４】
図２は、図１の電力変換装置に属するＮＰＣコンバータＭＬＣの自己消弧素子を制御する制御装置を示すものである。この制御装置は、比較器Ｃ１，Ｃ３、加算器Ｃ２、電圧制御補償回路Ｇｖ(Ｓ)、電流制御補償回路Ｇｉ(Ｓ)、フィードフォワード補償器ＦＦ、座標変換回路Ａ、電源同期位相検出回路ＰＬＬ、および位相制御回路ＰＨＣを備えている。直流平滑コンデンサＣd1，Ｃd2に印加される電圧Ｖd1，Ｖd2の和に相当する電圧Ｖｄ（＝Ｖd1＋Ｖd2）を比較器Ｃ１により電圧指令値Ｖd*と比較する。その偏差εｖ（＝Ｖd*−Ｖｄ）を電圧制御補償回路Ｇｖ(Ｓ)により積分または比例増幅し、その出力値を未補償直流電流指令として加算器Ｃ２の第１入力端に入力する。一方、負荷LOADが消費する直流電流Ｉdcを検知し、フィードフォワード補償器ＦＦを介して加算器Ｃ２の第２入力端に入力する。加算器Ｃ２の出力Ｉq*が、電源ＳＵＰから供給される有効電流の指令値となる。座標変換器Ａは、電源ＳＵＰから電力変換器に供給される３相入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔの検出値をｄｑ座標軸（直流量）に変換する。座標変換によって得られたｑ軸電流Ｉｑは有効電流検出値を表し、ｄ軸電流Ｉｄは無効電流検出値を表わす。
【００６５】
比較器Ｃ３により、有効電流指令値Ｉq*と有効電流検出値Ｉｑを比較し、その偏差εｉ（＝Ｉq*−Ｉｑ）を電流制御補償回路Ｇｉ(Ｓ)により増幅して、位相角指令値φ*とする。電源同期位相検出回路ＰＬＬは３相交流電源電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔに同期した位相信号θｒ，θｓ，θｔを作り、位相制御回路ＰＨＣに入力する。位相制御回路ＰＨＣは、位相角指令値φ*と各相別の位相信号θｒ，θｓ，θｔとを用いて、ＮＰＣコンバータＭＬＣのＵ相自己消弧素子Ｓu1〜Ｓu4用のゲート信号gu1〜gu4のほかに、Ｓ相自己消弧素子Ｓv1〜Ｓv4用のゲート信号gv1〜gv4、およびＴ相自己消弧素子Ｓw1〜Ｓw4用のゲート信号gw1〜gw4を発生する。ＮＰＣコンバータＭＬＣは、ゲート信号gu1〜gu4，gv1〜gv4，gw1〜gw4により、電源電圧に同期した一定のパルスパターン（１パルス、３パルス、５パルス等）で電源電圧に対する位相角φを制御することにより、入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔを制御する。
【００６６】
図３は、本発明の装置の制御動作を説明するための電圧・電流ベクトル図を示すものである。図中、Ｖｓは電源電圧、ＶｃはＮＰＣコンバータの交流出力電圧、Ｉｓは入力電流、ｊωＬｓ・Ｉｓは交流リアクトルＬｓによる電圧降下分（ただし、リアクトルＬｓの抵抗分は十分小さいものとして無視する）を表す。ベクトル的に、Ｖｓ＝Ｖｃ＋ｊωＬｓ・Ｉｓの関係がある。
【００６７】
電源電圧Ｖｓの波高値とＮＰＣコンバータＭＬＣの交流出力電圧Ｖｃの基本波波高値はほぼ一致するように合わせる。直流電圧Ｖｄは負荷側からの要求で決まる場合が多く、パルスパターンを決めると、交流出力電圧Ｖｃの基本波波高値は決まってしまう。そこで、電源側に変圧器を設置し、その２次電圧をＶｓとして波高値を合わせる。
【００６８】
入力電流Ｉｓは、電源電圧Ｖｓに対するＮＰＣコンバータの交流出力電圧Ｖｃの位相角φを調整することにより制御することができる。すなわち、位相角φ＝０とすると、交流リアクトルＬｓに印加される電圧ｊωＬｓ・Ｉｓはゼロとなり、入力電流Ｉｓもゼロとなる。位相角（遅れ）φを増やしていくと、ｊωＬｓ・Ｉｓの電圧が増加し、入力電流Ｉｓもその値に比例して増加する。入力電流ベクトルＩｓは、電圧ｊωＬｓ・Ｉｓに対し９０°遅れており、電源電圧Ｖｓに対しては、φ／２だけ遅れたベクトルとなる。したがって、電源側から見た入力力率は、cos(φ／２)となる。
【００６９】
一方、ＮＰＣコンバータの交流出力電圧を図３においてＶｃ’のように位相角φを進み方向に増やしていくと、交流リアクトルＬｓに印加される電圧ｊωＬｓ・Ｉｓも負となり、入力電流はＩｓ’のように、電源電圧Ｖｓに対し(π−φ／２)の位相角となる。すなわち、電力Ｐｓ＝Ｖｓ・Ｉｓは負となり、電力を電源に回生することができる。電源電圧Ｖｓを基準にして、交流出力電圧Ｖｃを図の破線に沿ってＶｃ’の方向に移行させていくと、入力電流ベクトルＩｓは破線に沿ってＩｓ’の方向に変化する。
【００７０】
さて、図２において、有効電流Ｉｑは次のように制御される。
【００７１】
Ｉq*＞Ｉｑとなった場合、電流制御補償回路Ｇｉ(Ｓ)の出力φ*が増加し、入力電流Ｉｓを増加させる。入力力率≒１なので、有効電流Ｉｑが増加し、やがてＩq*＝Ｉｑとなって落ち着く。逆に、Ｉq*＜Ｉｑとなった場合、電流制御補償回路Ｇｉ(Ｓ)の出力φ*が減少し、または負の値になり、入力電流Ｉｓを減少させる。入力力率≒１なので、有効電流Ｉｑが減少し、やはりＩq*＝Ｉｑとなって落ち着く。
【００７２】
また、直流平滑コンデンサＣd1，Ｃd2の電圧Ｖｄ＝Ｖd1＋Ｖd2は次のように制御される。
【００７３】
Ｖd*＞Ｖｄとなった場合、電圧制御補償回路Ｇｖ(Ｓ)の出力側の加算器Ｃ２の出力Ｉq*が増加し、上記のようにＩq*＝Ｉｑに制御されるので、有効電力Ｐｓが交流電源ＳＵＰから直流平滑コンデンサＣd1，Ｃd2に供給される。その結果、直流電圧Ｖｄが増加し、Ｖd*＝Ｖｄとなるように制御される。
【００７４】
逆に、Ｖd*＜Ｖｄとなった場合、加算器Ｃ２の出力Ｉq*が減少し、または負の値となり、有効電力Ｐｓが直流平滑コンデンサＣd1，Ｃd2から交流電源ＳＵＰ側に回生される。その結果、直流電圧Ｖｄが減少し、やはりＶd*＝Ｖｄとなるように制御される。
【００７５】
図１，２の装置では、負荷LOADがとる直流電流Ｉdcを検知し、その量に見合った有効電流を供給するようにフィードフォワード補償器ＦＦで補償量ＩqFF＝k1・Ｉdcを演算し、加算器Ｃ２に入力している。これにより、負荷が急変した場合、それに見合った入力電流（有効電流）Ｉｑが供給され、直流平滑コンデンサＣd1，Ｃd2の印加電圧Ｖｄの変動を抑えることができる。
【００７６】
＜第２の実施の形態＞
この実施の形態は、図１の電力変換装置において、リカバリ電流抑制用リアクトルＬａを過飽和リアクトルで構成したものである。
【００７７】
ＮＰＣコンバータＭＬＣのＲ相のアームは自己消弧素子Ｓu1〜Ｓu4と、それらに逆並列接続の高速ダイオードＤu1〜Ｄu4と、クランプダイオードＤu5〜Ｄu6とで構成されており、例えば、中央２アームの自己消弧素子Ｓu2，Ｓu3に電流が流れているとき、入力電流Ｉｒが矢印の向きに流れているものとすれば、電流はＬｓ→Ｌａ→Ｓu3→Ｄu6の経路に流れる。この状態で、素子Ｓu3をオフ（素子Ｓu1はオン）すると、リカバリ電流抑制リアクトルＬａの作用により、まず、高速ダイオードＤu2，Ｄu1に電流が移る。次に、電力用ダイオードＰＤ１の順方向電圧降下ＶFPDに比べて高速ダイオードの順方向電圧降下ＶFDの方が大きいため、この電流は徐々に電力用ダイオードＰＤ１に移っていく。その転流時間はリカバリ電流抑制用リアクトルＬａのインダクタンス値に反比例する。ここでリアクトルＬａを過飽和リアクトルとすることにより、流れる電流の大きいところでインダクタンス値が飽和により小さくなり、高速ダイオードに流れていた電流がより速く電力用ダイオードＰＤ１〜ＰＤ６に移り、変換器損失を低減することができる。
【００７８】
＜第３の実施の形態＞
図４は、図２における位相制御回路ＰＨＣの実施形態を示すものである。図４において、ＡＤ１〜ＡＤ３は各相別に設けられた加減算器、PTN1〜PTN3は同様に各相別に設けられたパルスパターン発生器を示す。加減算器ＡＤ１〜ＡＤ３は、位相信号θｒ，θｓ，θｔから位相角指令値φ*を引き算し、新たな位相信号θcr，θcs，θctを作る。この新たな位相信号θcr，θcs，θctは、０〜２πの周期関数で、電源周波数に同期して変化する。パルスパターン発生器PTN1，PTN2，PTN3は、新たな位相信号θcr，θcs，θctに対応させて、一定のパルスパターンとなるようにゲート信号gu1〜gu4，gv1〜gv4，gw1〜gw4を各相別に発生する。
【００７９】
パルスパターン発生器PTN1〜PTN3は、Ｒ相を代表例として、パルスパターン発生器PTN1について述べるならば、位相信号θcrに対するＲ相素子Ｓu1〜Ｓu4のパルスパターンをテーブル関数として記憶したもので、図５に１パルス動作時の波形を示す。図５中、ＶｒはＲ相電源電圧、θｒは電源電圧Ｖｒに同期した位相信号で、０〜２πの間で変化する周期関数となる。位相信号θcr＝θｒ−φ*は、０〜２πの間で変化する周期関数であって、位相信号θｒに対し位相角φ*だけ遅れた信号で与えられる。すなわち、入力位相角θcrに対して次のようなゲート信号ｇu1〜ｇu4を出力する。
【００８０】
０≦θcr＜θ１の範囲で、gu1＝０、gu2＝１，gu3＝１，gu4＝０ （Ｓu2，Ｓu3：オン、Ｓu1，Ｓu4：オフ）となり、Ｖcr＝０
θ１≦θcr＜θ２の範囲で、gu1＝１、gu2＝１，gu3＝０，gu4＝０ （Ｓu1，Ｓu2：オン、Ｓu3，Ｓu4：オフ）となり、Ｖcr＝＋Ｖｄ／２
θ２≦θcr＜θ３の範囲で、gu1＝０、gu2＝１，gu3＝１，gu4＝０ （Ｓu2，Ｓu3：オン、Ｓu1，Ｓu4：オフ）となり、Ｖcr＝０
θ３≦θcr＜θ４の範囲で、gu1＝０、gu2＝０，gu3＝１，gu4＝１ （Ｓu1，Ｓu2：オフ、Ｓu3，Ｓu4：オン）となり、Ｖcr＝−Ｖｄ／２
θ4≦θcr＜２πの範囲で、gu1＝０、gu2＝１，gu3＝１，gu4＝０ （Ｓu2，Ｓu3：オン、Ｓu1，Ｓu4：オフ）となり、Ｖcr＝０
となる。このようにして３レベル出力電圧が得られる。
【００８１】
パターンを固定した場合、直流電圧Ｖｄが一定ならば、交流出力電圧Ｖcrの振幅値は一定となる。電圧Ｖcrの基本波Ｖcr*の位相は、電源電圧Ｖｒに対し位相角φだけ遅れている。以上はＲ相の信号であるが、Ｓ相およびＴ相に対しても同様に与えられる。
【００８２】
図６は、図５のパルスパターンでＮＰＣコンバータＭＬＣを動作させた場合のＲ相各部動作波形を示す。なお、説明の便宜上、入力電流Ｉｒは正弦波としてリップル分を省略して描いている。図６は力行運転時の動作波形を示すもので、変換器の交流出力電圧Ｖcrの基本波は電源電圧Ｖｒに対し、位相角φだけ遅れている。また、入力電流Ｉｒは電源電圧Ｖｒに対し、位相角（φ／２)だけ遅れて流れる。このとき、Ｉsu1〜Ｉsu4はＲ相の自己消弧素子Ｓu1〜Ｓu4の電流を示し、ＩDu1〜ＩDu4は高速ダイオードＤu1〜Ｄu4の電流を、また、ＩPD1，ＩPD4は電力用ダイオードＰＤ１，ＰＤ４の電流をそれぞれ表わしている。以下に、そのときの動作を図１を参照して説明する。
【００８３】
入力電流Ｉｒが負から正に変るまでは電力用ダイオードＰＤ４を介して電流が流れている。この状態から電流Ｉｒの向きが正に変ると素子Ｓu3，Ｓu4がオン状態にあるので、入力電流Ｉｒはリカバリ電流抑制用リアクトルＬａと素子Ｓu3，Ｓu4を介して流れるようになる。次に、素子Ｓu4をオフにし、素子Ｓu2をオンさせると、入力電流ＩｒはＬｓ→Ｌａ→Ｓu3→Ｄu6→Ｏの経路に流れる。さらに、位相角θ１で素子Ｓu3をオフし、素子Ｓu1をオンさせると、リカバリ電流抑制用リアクトルＬａの作用により、電流Ｉｒはまず高速ダイオードＤu2，Ｄu1を介して流れる。高速ダイオードＤu1，Ｄu2の順方向降下電圧ＶFDに対し、電力用ダイオードＰＤ１の順方向降下電圧ＶFPDの方が低いため、その電圧差により、リカバリ電流抑制用リアクトルＬａに流れている電流が徐々に小さくなり、入力電流Ｉｒは、高速ダイオードＤu2，Ｄu1から電力用ダイオードＰＤ１へと移行していく。その転流時間はリカバリ電流抑制用リアクトルＬａのインダクタンス値に反比例する。リアクトルＬａを過飽和リアクトルにすることにより、流れる電流の大きいところでインダクタンス値が小さくなり、高速ダイオードＤu2，Ｄu1に流れていた電流がより速く電力用ダイオードＰＤ１へと移行し、損失を低減することができる。入力電流Ｉｒの極性が再び反転するまでその電流は電力用ダイオードＰＤ１に流れる。入力電流Ｉｒが反転した後は、素子Ｓu1，Ｓu2と高速ダイオードＤu3，Ｄu4，Ｄu5、および電力用ダイオードＰＤ４の間で、上記と同様の動作が行われる。
【００８４】
かくして、この実施形態によれば、力行運転時の入力電流Ｉｒの大部分は電力用ダイオードＰＤ１，ＰＤ４に流れるので、損失が小さく、過負荷耐量の大きな電力変換装置を提供することができる。
ＮＰＣコンバータＭＬＣの自己消弧素子Ｓu1〜Ｓu4が遮断する最大電流Ｉmaxは、入力電流の波高値をＩsmとした場合、
Ｉmax＝Ｉsm×sin(φ／２＋δ)
となる。例えば、φ＝２０°、δ＝θ１＝１０°の場合、
Ｉmax＝０．３４２×Ｉsm
となる。すなわち、自己消弧素子の遮断電流として容量の小さいものを使用することができ、コストの安い電力変換装置を提供することができる。
【００８５】
図７は、回生運転時の動作波形を示すもので、Ｉsu1〜Ｉsu4はＲ相の自己消弧素子Ｓu1〜Ｓu4の電流を、ＩDu1〜ＩDu6は高速ダイオードＤu1〜Ｄu6の電流を、また、ＩPD1，ＩPD4は電力用ダイオードＰＤ１，ＰＤ４の電流波形をそれぞれ表わしている．変換器の交流出力電圧Ｖcrの基本波は電源電圧Ｖｒに対し、位相角φだけ進んでいる。また、入力電流Ｉｒは電源電圧の反転値−Ｖｒに対し、位相角（φ／２）だけ進んで流れる。
【００８６】
入力電流Ｉｒが負で、素子Ｓu1，Ｓu2がオン（素子Ｓu3，Ｓu4はオフ）のときは、入力電流Ｉｒは素子Ｓu1，Ｓu2とリカバリ電流抑制用リアクトルＬａを介して流れる。次に素子Ｓu1をオフし、素子Ｓu3をオンすると、電流Ｉｒは、Ｄu5→Ｓu2→Ｌａ→Ｌｓの経路に流れる。さらに、素子Ｓu2をオフし、素子Ｓu4をオンさせると、リカバリ電流抑制用リアクトルＬａの作用により、電流Ｉｒはまず高速ダイオードＤu4，Ｄu3を介して流れる。高速ダイオードＤu4，Ｄu3の順方向降下電圧ＶFDに対し、電力用ダイオードＰＤ４の順方向降下電圧ＶFPDの方が低いため、その電圧差により、リカバリ電流抑制リアクトルＬａに流れている電流が徐々に小さくなり、入力電流Ｉｒは、高速ダイオードＤu4，Ｄu3から電力用ダイオードＰＤ４へと移っていく。回生運転時は、電力用ダイオードに流れる電流はごくわずかである。
【００８７】
入力電流Ｉｒが正に反転すると、素子Ｓu3，Ｓu4に電流が流れ、上記と同様に素子Ｓu4をオフすることにより、電流Ｉｒは、Ｌｓ→Ｌａ→Ｓu3→Ｄu5→Ｏの経路に流れ、さらに、素子Ｓu3をオフすると、まず高速ダイオードＤu2，Ｄu1に電流が移り、やがて電力ダイオードＰＤ１に電流が移る。Ｓ相およびＴ相も同様である。
【００８８】
回生運転時、自己消弧素子Ｓu1〜Ｓu4が遮断する最大電流Ｉmaxは、入力電流の波高値をＩsmとした場合、
Ｉmax＝Ｉsm×sin(φ／２＋δ)
となる。例えば、φ＝２０°、δ＝１０°の場合、
Ｉmax＝０．３４２×Ｉsm
となる。
【００８９】
以上のように、回生運転時の入力電流Ｉｒの大部分は自己消弧素子Ｓu1〜Ｓu4に流れるが、素子Ｓu1〜Ｓu4の遮断電流は小さくてすみ、コストの安い電力変換装置を提供することができる。
【００９０】
電気鉄道では、１つの変電所から複数の車両に電力供給を行うため、一般に力行運転時の負荷が重く、回生電力は小さくなる。例えば、力行運転時の過負荷耐量として定格出力の３００％が要求されるが、普通、回生電力は１００％定格を持てばよい。本電力変換装置は、このような力行運転時の過負荷耐量として大きなものに適している。
【００９１】
図８は、力行運転から回生運転に移行するときの過渡時の動作波形を示すもので、電源電圧Ｖｒに対し、電力変換器の交流出力電圧Ｖcrの位相角φを遅れ位相からゼロに変化させたものである。この状態ではＮＰＣコンバータの交流出力電圧Ｖcrの基本波は電流Ｉｒに対し、位相角（φ／２）だけ進んでいる。
【００９２】
入力電流Ｉｒが正のとき、自己消弧素子Ｓu1をオフし、素子Ｓu3をオンすると、電力用ダイオードＰＤ１に流れていた入力電流Ｉｒは、Ｌｓ→Ｌａ→Ｓu3→Ｄu6→Ｏの経路に流れる。このとき、電力用ダイオードＰＤ１の蓄積キャリアがすぐには消滅しないため、ダイオードＰＤ１は導通状態になり、直流平滑コンデンサＣd1の電圧Ｖd1が、Ｃd1（＋）→ＰＤ１→Ｌａ→Ｓu3→Ｄu6→Ｃd1（−）の経路で短絡される。このとき、ダイオードＰＤ１に逆方向に流れる電流ＩPD1reがリカバリ電流である。リカバリ電流抑制用リアクトルＬａは、電力用ダイオードＰＤ１に流れるリカバリ電流ＩPD1reを抑制する。このリカバリ電流抑制用リアクトルＬａが無いと、電力用ダイオードＰＤ１に過大なリカバリ電流が流れ、損失を増加させるばかりでなく、そのダイオードや自己消弧素子を破壊させることにもなる。入力電流Ｉｒが負のとき、自己消弧素子Ｓu4をオフし、素子Ｓu2をオンさせて、電力用ダイオードＰＤ４に流れていた入力電流Ｉｒが素子Ｓu2、Ｄu5に転流する場合も同様である。
【００９３】
ＮＰＣコンバータＭＬＣを１パルスで運転することにより、スイッチング回数が最小になり、変換器効率はさらに向上する。また、交流側出力電圧Ｖｃの基本波成分が大きくなり、ＮＰＣコンバータＭＬＣの電圧利用率がさらに向上する。また、変換器力率がほぼ１で運転されるため、入力電流Ｉｓのゼロ点付近で１回だけスイッチングを行うことになり、力行運転時も回生運転時も、自己消弧素子の遮断電流は極めて小さくなる。この結果、高効率かつ低コストの電力変換装置を提供することができる。また、大電流を遮断しないということは、ソフトスイッチングに近いスイッチングということであり、そのためＥＭＩノイズが小さくなり、環境にもやさしい電力変換装置を提供することができる。
【００９４】
＜第４の実施の形態＞
図９は、パルスパターン発生器PTN1として、ＮＰＣコンバータで３パルス出力を行ったときの動作波形を示すもので、Ｒ相について示している。図中、ＶｒはＲ相電源電圧、θｒは電源電圧Ｖｒに同期した位相信号で、０〜２πの間で変化する周期関数となる。新たな位相信号θcr＝θｒ−φ*は、０〜２πの間で変化する周期関数で、位相信号θｒの信号に対しφ*だけ遅れた信号で与えられる。また、位相信号θcrに対するＲ相素子Ｓu1〜Ｓu4のパルスパターンは次のように与えられる。
【００９５】
０≦θcr＜θ１の範囲で、gu1＝０、gu2＝１，gu3＝１，gu4＝０ （Ｓu2，Ｓu3：オン、Ｓu1，Ｓu4：オフ）となり、Ｖcr＝０
θ１≦θcr＜θ２の範囲で、gu1＝１、gu2＝１，gu3＝０，gu4＝０ （Ｓu1，Ｓu2：オン、Ｓu3，Ｓu4：オフ）となり、Ｖcr＝＋Ｖｄ／２
θ２≦θcr＜θ３の範囲で、gu1＝０、gu2＝１，gu3＝１，gu4＝０ （Ｓu2，Ｓu3：オン、Ｓu1，Ｓu4：オフ）となり、Ｖcr＝０
θ３≦θcr＜θ４の範囲で、gu1＝１、gu2＝１，gu3＝０，gu4＝０ （Ｓu1，Ｓu2：オン、Ｓu3，Ｓu4：オフ）となり、Ｖcr＝＋Ｖｄ／２
θ４≦θcr＜θ５の範囲で、gu1＝０、gu2＝１，gu3＝１，gu4＝０ （Ｓu2，Ｓu3：オン、Ｓu1，Ｓu4：オフ）となり、Ｖcr＝０
θ５≦θcr＜θ６の範囲で、gu1＝１、gu2＝１，gu3＝０，gu4＝０ （Ｓu1，Ｓu2：オン、Ｓu3，Ｓu4：オフ）となり、Ｖcr＝＋Ｖｄ／２
θ６≦θcr＜θ７の範囲で、gu1＝０、gu2＝１，gu3＝１，gu4＝０ （Ｓu2，Ｓu3：オン、Ｓu1，Ｓu4：オフ）となり、Ｖcr＝０
θ７≦θcr＜θ８の範囲で、gu1＝０、gu2＝０，gu3＝１，gu4＝１ （Ｓu3，Ｓu4：オン、Ｓu1，Ｓu2：オフ）となり、Ｖcr＝−Ｖｄ／２
θ８≦θcr＜θ９の範囲で、gu1＝０、gu2＝１，gu3＝１，gu4＝０ （Ｓu2，Ｓu3：オン、Ｓu1，Ｓu4：オフ）となり、Ｖcr＝０
θ９≦θcr＜θ10の範囲で、gu1＝０、gu2＝０，gu3＝１，gu4＝１ （Ｓu3，Ｓu4：オン、Ｓu1，Ｓu2：オフ）となり、Ｖcr＝−Ｖｄ／２
θ10≦θcr＜θ11の範囲で、gu1＝０、gu2＝１，gu3＝１，gu4＝０ （Ｓu2，Ｓu3：オン、Ｓu1，Ｓu4：オフ）となり、Ｖcr＝０
θ11≦θcr＜θ12の範囲で、gu1＝０、gu2＝０，gu3＝１，gu4＝１ （Ｓu3，Ｓu4：オン、Ｓu1，Ｓu2：オフ）となり、Ｖcr＝−Ｖｄ／２
θ12≦θcr＜２πの範囲で、gu1＝０、gu2＝１，gu3＝１，gu4＝０ （Ｓu2，Ｓu3：オン、Ｓu1，Ｓu4：オフ）となり、Ｖcr＝０
となる。このようにして３レベル出力電圧が得られる。
【００９６】
出力電圧Ｖcrの基本波Ｖcr*の位相は、電源電圧Ｖｒに対し位相角φだけ遅れている。Ｓ相およびＴ相も同様に与えられる。この場合もパルスパターンを固定し、直流電圧Ｖｄを一定とした場合、ＮＰＣコンバータＭＬＣの交流出力電圧の基本波波高値は一定となる。
【００９７】
図１０は、図９のパルスパターンでＮＰＣコンバータＭＬＣを動作させた場合のＲ相の各部動作波形を示す。なお、説明を簡略化するため、入力電流Ｉｒは正弦波としてリップル分を省略して描いている。図１０は力行運転時の動作波形を示すものであり、変換器の交流出力電圧Ｖcrの基本波は電源電圧Ｖｓに対し位相角φだけ遅れる。また、入力電流Ｉｓは電源電圧Ｖｓに対し、位相角（φ／２)だけ遅れて流れる。ここで、Ｉsu1〜Ｉsu4はＲ相の自己消弧素子Ｓu1〜Ｓu4の電流を、ＩDu1〜ＩDu6は高速ダイオードＤu1〜Ｄu6の電流を、また、ＩPD1，ＩPD4は電力用ダイオードＰＤ１，ＰＤ４の電流をそれぞれ表わしている。そのときの動作を以下に説明する。
【００９８】
入力電流Ｉｒが負から正に変るまでは電力用ダイオードＰＤ４を介して電流が流れている。この状態から電流Ｉｒの向きが正に変ると素子Ｓu3，Ｓu4がオン状態にあるので、電流１su3，Ｉsu4が流れる。次に、素子Ｓu4がオフし、素子Ｓu2がオンすると、入力電流Ｉｒは、Ｌｓ→Ｌａ→Ｓu3→Ｄu6の経路で流れるようになる。さらに、素子Ｓu3をオフし、Ｓu1をオンすると、リカバリ電流抑制用リアクトルＬａの作用により、電流Ｉｒはまず高速ダイオードＤu2,Du1を介して流れる。高速ダイオート゛Du2,Du1の順方向降下電圧ＶFDに対し、電力用ダイオードＰＤ１の順方向降下電圧ＶFPDの方が低いため、その電圧差により、リカバリ電流抑制用リアクトルＬａに流れている電流が徐々に小さくなり、入力電流Ｉｒは、高速ダイオードＤu2,Du1から電力用ダイオードＰＤ１に移っていく。その転流時間はリカバリ電流抑制用リアクトルＬａのインダクタンス値に反比例する。リアクトルＬａを過飽和リアクトルとすることにより、流れる電流の大きいところでインダクタンス値が小さくなり、高速ダイオードに流れていた電流がより速く電力用ダイオードに移り、損失が低減される。
【００９９】
再び、素子Ｓu1をオフし、素子Ｓu3をオンすると、入力電流Ｉｒは、Ｌｓ→Ｌａ→Ｓu3→Ｄu6の経路で流れ、電力用ダイオードＰＤ１および高速ダイオードＤu2，Ｄu1の電流はゼロとなる。さらに、図９の位相θ３で、素子Ｓu3をオフすると、上記と同じように、まず高速ダイオードＤu2，Ｄu1に電流が流れ、次に電力用ダイオードＰＤ１に電流が移っていき、入力電流Ｉｒが再び反転するまでその電流は電力用ダイオードＰＤ１に流れる。
【０１００】
入力電流Ｉｒが反転した後は、素子Ｓu1，Ｓu2と高速ダイオードＤu3，Ｄu4，Ｄu5および電力用ダイオードＰＤ４の間で、上記と同様の動作が行われる。
【０１０１】
図９ではパルスパターンとして３パルスの場合を示したが、自己消弧素子Ｓu1〜Ｓu4が遮断する最大電流Ｉmaxは、入力電流の波高値をＩsmとした場合、
Ｉmax＝Ｉsm×sin(φ／２＋δ)
となる。図９のパターンでは、δ＝θ３で与えられる。例えば、φ＝２０°、θ３＝２０°とした場合、
Ｉmax＝０．５×Ｉsm
となる。
【０１０２】
パルス数を増やしていくことにより入力電流Ｉｒの高調波成分を低減し、電流脈動を小さくすることができる。しかし、その反面、自己消弧素子の遮断電流の最大値Ｉmaxが増大してくる欠点がある。後で説明するように、電力変換器の多重化等により、入力電流高調波を減らし、できるだけ少ないパルス数で運転することが望ましい。
【０１０３】
ＮＰＣコンバータＭＬＣを一定のパルスパターンで制御する場合、入力電流Ｉｓの高調波成分が小さくなるようにスイッチングパターンを決めるが、上記のように変換器力率が１に近いところで運転されるため、電流Ｉｓのゼロ点付近でスイッチングが行われ、ＮＰＣコンバータＭＬＣを構成する自己消弧素子の遮断電流は小さくて済む。
【０１０４】
このように、本発明装置によれば、力行運転時には大部分の電流がオン電圧の小さい電力用ダイオードＰＤ１，ＰＤ４を通って流れ、高速ダイオードＤu1〜Ｄu6に流れる電流はわずかとなり、高効率の変換装置を構成することができる。また、自己消弧素子Ｓu1〜Ｓu4の遮断電流を小さくすることができ、装置全体のコストを大幅に低減することができる。
【０１０５】
＜第５の実施の形態＞
図１１は、本発明装置の別の制御装置の実施形態を示すものである。この実施形態では、図２の制御装置における電圧指令値Ｖd*を、演算回路ＣＡＬにより電源電圧の波高値Ｖsmあるいは入力電流の波高値Ｉsmに応じて変化させる。一つの実施形態として、演算回路ＣＡＬは、電源電圧波高値Ｖsmに比例させて直流電圧指令値Ｖd*を与える。
【０１０６】
図１１の制御装置は、演算回路ＣＡＬ、比較器Ｃ１，Ｃ３、加算器Ｃ２、電圧制御補償回路Ｇｖ（Ｓ）、電流制御補償回路Ｇｉ（Ｓ）、フィードフォワード補償器ＦＦ、座標変換回路Ａ、電源同期位相検出回路ＰＬＬ、および位相制御回路ＰＨＣを備えている。
【０１０７】
図１２は、直流電圧Ｖｄを一定に制御したとき、電源電圧Ｖｓの振幅値が変動した場合の交流電源側の電圧・電流ベクトル図を示すものである。Ｖｓ＝Ｖｃでは、位相角φ＝０で、入力電流Ｉｓはゼロとなる。これに対し、Ｖｓ＜Ｖｃでは、φ＝０のときに進み電流が流れてしまう。逆に、Ｖｓ＞Ｖｃでは、φ＝０のときに遅れ電流が流れてしまう。電源電圧Ｖｓが変動した場合、それに合わせて直流電圧Ｖｄを調整することにより、変換器出力電圧Ｖｃの基本波波高値を常に電源電圧Ｖｓの波高値に合わせることができる。これにより、位相角φ＝０のとき無駄な無効電流を電源からとることを防止することができる。
【０１０８】
＜第６の実施の形態＞
図１１の制御装置において、演算回路ＣＡＬは、直流電圧指令値Ｖd*を、
Ｖd*＝ｋ・√｛Ｖsm２＋(ωＬｓ・Ｉsm)２｝
として与えるものとする。ここで、Ｖsmは電源電圧波高値、ωは電源角周波数、Ｌｓは交流リアクトルＬｓのインダクタンス値、Ｉsmは入力電流Ｉｓの波高値を表わす。
【０１０９】
この制御方式では、電源電圧Ｖｓの大きさによって直流電圧指令値Ｖd*を変化させるだけでなく、入力電流波高値Ｉsmにも関係させてＶd*を調整する。
【０１１０】
図１３は、この時の交流側の電圧・電流ベクトル図を示したもので、変換器出力電圧は、
Ｖｃ＝√｛Ｖｓ２＋(ωＬｓ・Ｉｓ)２｝
の関係に保たれる。この結果、電源電圧ベクトルＶｓと交流リアクトルＬｓの印加電圧（＝ｊωＬｓ・Ｉｓ）が常に直交関係を保つようになり、入力電流Ｉｓは電源電圧Ｖｓと同相（または逆相）となって、入力力率＝１となる。
【０１１１】
図１４は、入力電流波高値Ｉsmに対する直流電圧指令値Ｖd*の関係を示したもので、電流波高値Ｉsmが大きくなるに従って直流電圧指令値Ｖd*を増加させていることが分かる。
【０１１２】
＜第７の実施の形態＞
図１１の制御回路において、演算回路ＣＡＬは、直流電圧指令値Ｖd*を、
Ｖd*＝ｋ・√｛Ｖsm２−(ωＬｓ・Ｉsm)２｝
として与えるものとする。ここで、Ｖsmは電源電圧波高値、ωは電源角周波数、Ｌｓは交流リアクトルのインダクタンス値、Ｉsmは入力電流波高値を表わす。
【０１１３】
この制御方式でも、電源電圧Ｖｓの大きさによって直流電圧指令値Ｖd*を変化させるだけでなく、入力電流波高値Ismにも関係させてＶd*を調整する。
【０１１４】
図１５は、この時の交流側の電圧・電流ベクトル図を示したもので、変換器出力電圧は、
Ｖｃ＝√｛Ｖｓ２−(ωＬｓ・Ｉｓ)２｝
の関係を保つ。この結果、変換器出力電圧ベクトルＶｃと交流リアクトルＬｓの印加電圧（＝ｊωＬｓ・Ｉｓ）が常に直交関係を保つようになり、入力電流Ｉｓは変換器出力電圧Ｖｃと同相（または逆相）となって、変換器力率が１となる。
【０１１５】
図１６は、入力電流波高値Ｉsmに対する直流電圧指令値Ｖd*の関係を示したもので、電流Ｉsmが大きくなるに従って直流電圧指令値Ｖd*は減少することを示している。
【０１１６】
図１７は、１パルスモードで、変換器力率を１にして運転したときの動作波形を示すものである。ここではＲ相について表わしており、説明の便宜上、入力電流Ｉｒは正弦波としてリップル分を省略して描いている。図中、Ｉsu1〜Ｉsu4はＲ相の自己消弧素子Ｓu1〜Ｓu4の電流を、ＩDu1〜ＩDu6は高速ダイオードＤu1〜Ｄu6の電流を、また、ＩPD1，ＩPD4は電力用ダイオードＰＤ１，ＰＤ４の電流波形をそれぞれ示している。
【０１１７】
図１７は力行運転時の波形を示しており、変換器の交流出力電圧Ｖcrの基本波は電源電圧Ｖｓに対し位相角φだけ遅れている。入力電流Ｉｒは変換器の交流出力電圧Ｖcrと同相になり、電源電圧Ｖｒに対し位相角φだけ遅れて流れる。
【０１１８】
自己消弧素子Ｓu1〜Ｓu4の遮断電流の最大値Ｉmaxは、入力電流Ｉｒの波高値をＩsmとした場合、φ＝０°であるから、
Ｉmax＝Ｉsm×sin（δ）
となる。１パルスパターンでは、δ＝θ１で与えられる。例えば、θ１＝１０°とした場合、
Ｉmax＝０．１７３６×Ｉsm
となる。これは回生運転でも同様になる。すなわち、変換器力率＝１で運転することにより、ＮＰＣコンバータを構成する自己消弧素子の遮断電流を極めて小さくすることができ、変換器コストを大幅に低減することができる。
【０１１９】
＜第８の実施の形態＞
図１８は、本発明装置の別の実施形態を示すものである。この実施形態では、電力用ダイオード整流器ＲＥＣと多レベル出力自励式電力変換器ＭＬＣを組み合わせた電力変換装置を２台用意し、３０°の位相差を有する電圧を供給する２組の２次巻線を有する３相変圧器ＴＲを用いて、電力変換装置の交流側で並列多重運転し、直流側で並列接続するように構成している。ここでは、図１で説明したダイオード整流器ＲＥＣ、多レベル出力自励式電力変換器ＭＬＶ、交流リアクトルＬｓ、およびリカバリ電流抑制リアクトルＬａの末尾にそれぞれ１または２を付して第１または第２のグループに属することを表している。交流電源端子Ｒ，Ｓ，Ｔと交流リアクトルＬS1，ＬS2との間に介在されている変圧器ＴＲは２組の２次巻線を有し、一方の２次巻線は三角結線（Δ結線）、他方の２次巻線は星形結線（Ｙ結線）であって、両者の出力電圧には３０°の位相差が存在する。変圧器ＴＲの一方の２次巻線は第１のグループの電力変換装置に給電し、他方の２次巻線は第２のグループの電力変換装置に給電する。両電力変換器ＭＬＣ１，ＭＬＣ２は直流側で並列接続され、その直流端子が共通の直流平滑コンデンサＣd1，Ｃd2および負荷装置LOADに接続されている。負荷装置LOADはインバータＩＮＶおよび交流電動機Ｍからなっている。
【０１２０】
図１９は、図１８の電力変換装置を制御する制御装置の実施形態を示すものであり、有効電流指令値Ｉq*を作成するところまでは両グループに共通に使用され、ここから後が２グループに分かれる。各グループの構成要素は図２のものと同様であるが、ここでも第１のグループのものと第２のグループのものは末尾符号１または２で区別されている。最終的に第１のグループの制御装置は第１の電力変換器ＭＬＣ１の自己消弧素子のためのゲート信号ｇu11〜ｇu14，ｇv11〜ｇv14，ｇw11〜ｇw14を出力し、第２のグループの制御装置は第２の電力変換器ＭＬＣ２の自己消弧素子のためのゲート信号ｇu21〜ｇu24，ｇv21〜ｇv24，ｇw21〜ｇw24を出力を出力する。
【０１２１】
直流平滑コンデンサＣd1，Ｃd2の電圧Ｖd1，Ｖd2を検知し、その和電圧Ｖｄ＝Ｖd1＋Ｖd2を比較器Ｃ１に入力する。比較器Ｃ１により、電圧指令値Ｖｄ＊と電圧検出値Ｖｄを比較し、その偏差εｖを電圧制御補償回路Ｇｖ（Ｓ）により、積分または比例増幅して加算器Ｃ２の第１入力端に入力する。一方、負荷LOADが消費する直流電流Ｉdcを検知し、フィードフォワード補償器ＦＦを介して加算器Ｃ２の第２入力端に入力する。加算器Ｃ２の出力Ｉq*が電源ＳＵＰから供給される電流の共通の指令値となる。これ以降の各グループの信号処理は図２を参照して述べたところに準じて行われる。
【０１２２】
２組の電力変換装置の例えばＲ相の入力電流（変圧器ＴＲの２次電流）Ｉr1，Ｉr2は独立に制御されるが、両者の指令値Ｉq*は同じなので、ほぼ同じ値に制御される。その結果、変圧器ＴＲの１次電流の高調波が互いに打ち消し合い、電流リップルの少ない運転をすることができる。３組以上の電力変換装置を組み合わせて並列多重運転した場合には、変圧器ＴＲの１次電流リップルをさらに低減することができる。
【０１２３】
本装置は、変換装置の大容量化、および交流電源から供給される入力電流Ｉｓの高調波成分の低減を図ることができ、これにより、過負荷耐量に優れ、電力回生が可能な、高効率・低コストの大容量電力変換装置を提供することが可能となる。
【０１２４】
以上は、多レベル出力変換器として、３レベル出力電力変換器（ＮＰＣコンバータ）を例にとって説明したが、４レベル出力以上の電力変換器と電力用ダイオードを組み合わせても上記と同様に実施できることは言うまでも無い。
【０１２５】
図２０は、４レベル出力自励式電力変換器と電力用ダイオード整流器を組み合わせた電力変換装置の実施形態を１相分（Ｒ相）について示すものである。図中、Ｒは交流電源のＲ相受電端子、Ｌｓは交流リアクトル、Ｌａはリカバリ電流抑制リアクトル、ＲＥＣ（Ｒ相）は電力用ダイオードＰＤ１，ＰＤ４からなる電力用ダイオード整流器、ＭＬＣ（Ｒ相）は４レベル出力自励式変換器である。この４レベル出力自励式変換器ＭＬＣ（Ｒ相）は、自己消弧素子Ｓu1〜Ｓu6、これらに逆並列接続された高速ダイオードＤu1〜Ｄu6、クランプ用高速ダイオードＤu7〜Ｄu10、および直列接続の３つの直流平滑コンデンサＣd1〜Ｃd3からなっている。負荷LOADは直流平滑コンデンサＣd1〜Ｃd3の両端に接続される。変換器の正負各アームはそれぞれ３個の素子からなり、素子Ｓu1，Ｓu2の接続点と素子Ｓu4，Ｓu5の接続点との間にクランプダイオードＤu7，Ｄu8が直列に接続され、素子Ｓu2，Ｓu3の接続点と素子Ｓu5，Ｓu6の接続点との間にクランプダイオードＤu9，Ｄu10が直列に接続されている。クランプダイオードＤu7，Ｄu8の接続点は直流平滑コンデンサＣd1，Ｃd2の接続点に接続され、クランプダイオードＤu9，Ｄu10の接続点は直流平滑コンデンサＣd2，Ｃd3の接続点に接続されている。
【０１２６】
４レベル出力自励式変換器ＭＬＣ（Ｒ相分）の動作は、次のようになる。ただし、直流平滑コンデンサＣd1〜Ｃd3に印加されるそれぞれの電圧をＶd1〜Ｖd3とし、全電圧Ｖｄ＝Ｖd1＋Ｖd2＋Ｖd3に対し、Ｖd1＝Ｖd2＝Ｖd3＝Ｖｄ／３に保持されているものとして説明する。
【０１２７】
自己消弧素子Ｓu1〜Ｓu6は、３個ずつ導通される。すなわち、素子Ｓu1〜Ｓu3がオンのときは、変換器の交流側出力電圧は、仮想の中点電位に対し、Ｖcr＝＋（１／２）Ｖｄとなり、素子Ｓu2〜Ｓu4がオンのときは、変換器の交流側出力電圧は、Ｖcr＝＋（１／６）Ｖｄとなり、素子Ｓu3〜Ｓu5がオンのときは、変換器の交流側出力電圧は、Ｖcr＝−（１／６）Ｖｄとなり、素子Ｓu4〜Ｓu6オンのときは、変換器の交流側出力電圧は、Ｖcr＝−（１／２）Ｖｄとなる。これにより、４レベルの出力電圧Ｖcrが得られる。
【０１２８】
入力電流Ｉｒが図示の矢印の向きに流れている場合、例えば、素子Ｓu2〜Ｓu4がオンしているときは、Ｒ→Ｌｓ→Ｌａ→Ｓu4→Ｄu8の経路に電流Ｉｒが流れる。このとき、素子Ｓu4をオフし、Ｓu1をオンさせると、リカバリ電流抑制リアクトルＬａの作用により、まず高速ダイオードＤu3→Ｄu2→Ｄu1を介して電流が流れるが、その高速ダイオードの順方向電圧降下ＶFDに対し、電力用ダイオードＰＤ１の順方向電圧降下ＶPDFの方が小さいため、その差電圧により、電流Ｉｒは電力ダイオードＰＤ１に移っていく。この状態から、素子Ｓu1をオフし、素子Ｓu4をオンさせれば、電流Ｉｒは、Ｒ→Ｌｓ→Ｌａ→Ｓu4→Ｄu8の経路に流れる。さらに、この状態から素子Ｓu2をオフし、素子Ｓu5をオンさせると、電流Ｉｒは、Ｒ→Ｌｓ→Ｌａ→Ｓu4→Ｓu5→Ｄu10の経路に流れる。このときは、電力用ダイオードには電流は流れない。この状態から素子Ｓu3をオフし、素子Ｓu6をオンさせると、電流Ｉｒは、Ｒ→Ｌｓ→Ｌａ→Ｓu4→Ｓu5→Ｓu6の経路に流れる。
【０１２９】
同様に、入力電流Ｉｒが図示の矢印と反対向きに流れている場合、例えば、素子Ｓu3〜Ｓu5がオンしているときは、Du９→Ｓu3→Ｌａ→Ｌｓ→Ｒの経路に電流Ｉｒが流れる。このとき、素子Ｓu3をオフし、素子Ｓu6をオンさせると、リカバリ電流抑制リアクトルＬａの作用により、電流Ｉｒはまず高速ダイオードＤu6→Ｄu5→Ｄu4→Ｌａを介して流れるが、高速ダイオードＤu6，Ｄu5，Ｄu4の順方向電圧降下ＶFDに対し、電力用ダイオードＰＤ１の順方向電圧降下ＶPDFの方が小さいため、その差電圧により、電流Ｉｒは、電力ダイオードＰＤ４に移っていく。この状態から、素子Ｓu6をオフし、素子Ｓu3をオンさせれば、電流Ｉｒは再びＤu9→Ｓu3→Ｌａ→Ｌｓ→Ｒの経路に流れる。さらに、この状態から、素子Ｓu5をオフし、素子Ｓu2をオンさせると、電流Ｉｒは、Ｄu7→Ｓu2→Ｓu3→Ｌａ→Ｌｓ→Ｒの経路に流れる。このときは、電力用ダイオードには電流は流れない。この状態から素子Ｓu4をオフし、素子Ｓu1をオンさせると、電流Ｉｒは、Ｓu1→Ｓu2→Ｓu3→Ｌａ→Ｌｓ→Ｒの経路に流れる。
【０１３０】
自励式電力変換器ＭＬＣの出力レベル数を増やすことにより、より少ないパルス数で、入力電流の高調波を減らすことができる。また、多レベル出力自励式電力変換器ＭＬＣを構成する自己消弧素子の遮断電流の容量を小さくすることができ、経済的な電力変換装置を提供することができる。また、力行運転時には、大部分の電流が電力用ダイオードを介して流れるため、過負荷耐量に優れ、高効率な電力変換装置を提供することができる。
【０１３１】
＜第９の実施の形態＞
本実施形態は、第８の実施形態の電力変換装置において、ｎ台の多レベル出力自励式電力変換器ＭＬＣ１〜ＭＬＣｎを一定のパルスパターンで動作させ、交流電源の電圧Ｖｓに対する位相角φを調整することにより交流入力電流Ｉｓを制御し、直流平滑コンデンサＣd1〜Ｃd3の電圧Ｖｄを制御する。多レベル出力自励式電力変換器ＭＬＣ１〜ＭＬＣｎは一定のパルスパターンで動作し、交流電源の電圧Ｖｓに同期したスイッチングを行う。直流電圧Ｖｄが一定ならば、多レベル出力自励式電力変換器ＭＬＣ１〜ＭＬＣｎの交流出力電圧Ｖc1〜Ｖcnの振幅値は一定になる。この状態で、電源電圧Ｖｓに対する出力電圧Ｖc1〜Ｖcnの位相角φを変えることより、交流リアクトルＬs1〜Ｌsnに印加される電圧が変化し、入力電流Ｉｓを調整することができる。電源電圧Ｖｓに対する各変換器の出力電圧Ｖc1〜Ｖcnの位相角φを遅れ方向に増加させることにより、交流電源から供給される有効電力Ｐｓが増加する。逆に位相角φを進み方向に増やすと、有効電力Ｐｓが交流電源に回生される。
【０１３２】
多レベル出力自励式電力変換器ＭＬＣ１〜ＭＬＣｎを一定のパルスパターンで制御する場合、入力電流Ｉｓの高調波成分が小さくなるようにスイッチングパターンを決めるが、変換器力率が１に近いため、電流Ｉｓのゼロ点付近でスイッチングが行われ、多レベル出力自励式変換器ＭＬＣ１〜ＭＬＣｎを構成する自己消弧素子の遮断電流は小さくて済む。これにより、入力電流Ｉｓの高調波成分が小さく、電力回生が可能で、高力率・高効率で、低コストの電力変換装置を提供することができる。
【０１３３】
＜第１０の実施の形態＞
本実施形態は、第８の実施形態の電力変換装置において、ｎ台の多レベル出力自励式電力変換器ＭＬＣ１〜ＭＬＣｎは、交流電源ＳＵＰの周波数に同期した１パルスモードで動作させ、交流電源の電圧Ｖｓに対する位相角φを調整することにより交流入力電流Ｉｓを制御し、直流平滑コンデンサＣd1〜Ｃd3の電圧Ｖｄを制御する。
【０１３４】
各多レベル出力自励式電力変換器ＭＬＣ１〜ＭＬＣｎを１パルスモードで動作させることにより、スイッチング損失を減らし、自励式変換器の電圧利用率を向上させることができる。また、入力電流Ｉｓのゼロ点付近で自励式変換器をスイッチングさせるため、自己消弧素子の遮断電流を小さくすることができる。これにより、過負荷耐量に優れ、低コストで高効率・大容量の電力変換装置を提供することができる。
【０１３５】
＜第１１の実施の形態＞
図２１は、本発明装置のさらに別の実施形態を示すものである。この実施の形態の特徴は２台の変圧器ＴＲ１，ＴＲ２の１次巻線を直列に接続し、直列多重運転をするように構成した点にある。他の構成は、図１８のものと同一である。ここでは、２台の変圧器の漏れインダクタンスを利用することにより、交流リアクトルＬs1，Ｌs2を省略している。もちろん、独立の交流リアクトルを設けても原理的には変わりがない。
【０１３６】
図２２は、図２１の装置の制御装置の実施形態を示すものである。この制御装置では、比較器Ｃ１から電流制御補償回路Ｇｉ（Ｓ）までは両変換器ＭＬＣ１およびＭＬＣ２に共通に設けられているが、ここで位相角指令値φ*を生成した後で別々の位相制御回路ＰＨＣ１，ＰＨＣ２により、各変換器ＭＬＣ１，ＭＬＣ２用のゲート信号ｇu11〜ｇu14，ｇv11〜ｇv14，ｇw11〜ｇw14、およびゲート信号ｇu21〜ｇu24，ｇv21〜ｇv24，ｇw21〜ｇw24を別々に生成する。
【０１３７】
３レベル出力自励式電力変換器ＭＬＣ１，ＭＬＣ２は電源電圧に同期した一定のパルスパターン（１パルス、３パルス、５パルス等）で電源電圧に対する位相角φを制御することにより、入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔを制御する。この装置では、２台の変圧器ＴＲ１とＴＲ２が１次側で直列接続されているので、２台の電力変換装置（ＲＥＣ１＋ＭＬＣ１とＲＥＣ２＋ＭＬＣ２）の入力電流は同じになり、高調波の少ない電流となる。
【０１３８】
以上は、多レベル出力変換器として、３レベル出力電力変換器（ＮＰＣコンバータ）を例にとって説明したが、４レベル出力以上の電力変換器と電力用ダイオードを組み合わせても同様の作用・効果を奏することができる。また、２台の電力変換装置（電力用ダイオード整流器ＲＥＣ＋多レベル出力電力変換器ＭＬＣ）を用いた例を示したが、３台以上の電力変換装置を用いて１次側で直列多重運転とすることができる。
【０１３９】
本実施の形態によれば、変換装置の大容量化と、交流電源から供給される入力電流Ｉｓの高調波成分の低減を図ることができる。特に、直列多重運転により、各変換器に流れる交流側入力電流の高調波成分を低減することができ、自励式電力変換器ＭＬＣ１〜ＭＬＣｎの制御パルスを少なくすることができる利点がある。また、３相変圧器の漏れインダクタンス分を利用することにより、従来必要とした交流リアクトルを省略することができる。これにより、過負荷耐量に優れ、電力回生が可能な、高効率・低コストの大容量電力変換装置を提供することができる。
【０１４０】
＜第１２の実施の形態＞
本実施形態の特徴は、第１１の実施形態の電力変換装置において、ｎ台の多レベル出力自励式電力変換器ＭＬＣ１〜ＭＬＣｎは一定のパルスパターンで動作させ、交流電源電圧Ｖｓに対する位相角φを調整することにより交流入力電流Ｉｓを制御し、直流平滑コンデンサＣd1〜Ｃdnに印加される電圧Ｖd1〜Ｖdnを制御することにある。
【０１４１】
多レベル出力自励式電力変換器ＭＬＣ１〜ＭＬＣｎは、一定のパルスパターンで、交流電源電圧Ｖｓに同期したスイッチングを行う。直流電圧Ｖｄが一定ならば、自励式変換器ＭＬＣ１〜ＭＬＣｎの交流出力電圧Ｖc1〜Ｖcnの振幅値は一定になる。この状態で、電源電圧Ｖｓに対する出力電圧Ｖc1〜Ｖcnの位相角φを変えることより、交流リアクトルＬs1〜Ｌsnに印加される電圧が変化し、各多レベル出力自励式電力変換器ＭＬＣ１〜ＭＬＣｎの入力電流を調整することができる。自励式変換器ＭＬＣ１〜ＭＬＣｎを一定のパルスパターンで制御する場合、入力電流Ｉｓの高調波成分が小さくなるようにスイッチングパターンを決めるが、変換器力率が１に近いところで動作させることにより、電流Ｉｓのゼロ点付近でスイッチングが行われ、自励式変換器ＭＬＣ１〜ＭＬＣｎを構成する自己消弧素子の遮断電流を小さくすることができる。
【０１４２】
電源電圧Ｖｓに対する各変換器の出力電圧Ｖc1〜Ｖcnの位相角φを遅れ方向に増加させることにより、交流電源から供給される有効電力Ｐｓが増加する。逆に位相角φを進み方向に増やすと、有効電力Ｐｓが交流電源に回生される。自励式変換器ＭＬＣ１〜ＭＬＣｎは、直流平滑コンデンサＣd1〜Ｃdnの電圧Ｖd1〜Ｖdnがほぼ一定になるように入力電流Ｉｓを制御する。これにより、入力電流Ｉｓの高調波成分が小さく、電力回生が可能で、高力率・高効率で、低コストの電力変換装置を提供することができる。
【０１４３】
＜第１３の実施の形態＞
本実施形態の特徴は、第１１の実施形態の電力変換装置において、ｎ台の多レベル出力自励式電力変換器ＭＬＣ１〜ＭＬＣｎを交流電源ＳＵＰの周波数に同期した１パルスモードで動作させ、交流電源電圧Ｖｓに対する位相角φを調整することにより交流入力電流Ｉｓを制御し、直流平滑コンデンサＣd1〜Ｃdnに印加される全電圧Ｖｄを制御することにある。
【０１４４】
多レベル出力自励式電力変換器ＭＬＣ１〜ＭＬＣｎを一定のパルスパターンで運転するが、そのパルス数を１パルスにするものである。当然、直流電圧Ｖｄが一定ならば、多レベル出力自励式電力変換器ＭＬＣ１〜ＭＬＣｎの交流側出力電圧Ｖc1〜Ｖcnの振幅値は一定になる。電源電圧Ｖｓに対する多レベル出力自励式電力変換器ＭＬＣ１〜ＭＬＣｎの交流側出力電圧Ｖc1〜Ｖcnの和電圧の位相角φを調整することにより入力電流Ｉｓを制御するが、位相角φ＝０のとき、入力電流Ｉｓ＝０となるようにするためには、電源電圧Ｖｓの波高値と変換器出力電圧Ｖc1〜Ｖcnの和電圧の基本波波高値を等しくする必要がある。直流電圧Ｖｄは負荷側の要求等によって決定されてしまうので、３相変圧器ＴＲ１〜ＴＲｎの２次側電圧を各多レベル出力自励式電力変換器ＭＬＣ１〜ＭＬＣｎの交流側出力電圧Ｖc1〜Ｖcnの基本波成分と等しくなるように値を合わせる。
【０１４５】
多レベル出力自励式電力変換器ＭＬＣ１〜ＭＬＣｎを１パルスで運転することにより、スイッチング回数が最小になり、変換器効率がさらに向上する。また、交流側出力電圧Ｖc1〜Ｖcnの基本波成分が大きくなり、自励式変換器ＭＬＣ１〜ＭＬＣｎの電圧利用率が向上する。さらに、変換器力率がほぼ１で運転されるため、入力電流Ｉｓのゼロ点付近で１回だけスイッチングを行うことになり、力行運転時も回生運転時も、自己消弧素子の遮断電流は極めて小さくなる。この結果、高効率で低コストの電力変換装置を提供することができる。また、大電流を遮断しないということは、ソフトスイッチングに近いということであり、ＥＭＩノイズが小さくなり、環境にもやさしい電力変換装置を提供することができる。
【０１４６】
＜第１４の実施の形態）
本実施の形態では、第８〜１３の実施形態の電力変換装置において、リカバリ電流抑制リアクトルＬa1〜Ｌanを過飽和リアクトルで構成する。
【０１４７】
多レベル出力自励式電力変換器ＭＬＣ１〜ＭＬＣｎの各アームは自己消弧素子と、それに逆並列接続の高速ダイオードと、クランプ用高速ダイオードで構成されており、例えば、いずれかの自己消弧素子に電流が流れているとき、その素子をオフすると、まず対応する高速ダイオードに電流が移行する。電力用ダイオードに比べて高速ダイオードは順方向電圧降下が大きいため、この電流は徐々に電力用ダイオード整流器ＲＥＣ１〜ＲＥＣｎの対応する電力用ダイオードに移っていく。その転流時間はリカバリ電流抑制用リアクトルＬa1〜Ｌanのインダクタンス値に反比例する。このリアクトルＬa1〜Ｌanを過飽和リアクトルにすることにより、流れる電流の大きいところでインダクタンス値が小さくなり、高速ダイオードに流れていた電流をより速く電力用ダイオードに移行させることができ、変換器損失を低減させることができる。
【０１４８】
＜第１５の実施の形態＞
本実施形態は、第８〜１４の実施形態の電力変換装置において、ｎ台の多レベル出力自励式電力変換器ＭＬＣ１〜ＭＬＣｎは、交流電源の電圧Ｖｓが変動した場合、その電源電圧Ｖｓの変化に合わせて直流平滑コンデンサＣｄに印加される電圧Ｖｄの指令値を変えて制御するものである。
【０１４９】
ｎ台の多レベル出力自励式電力変換器ＭＬＣ１〜ＭＬＣｎを１パルスまたは一定パルスパターンで運転した場合、自励式電力変換器ＭＬＣ１〜ＭＬＣｎの交流側出力電圧Ｖｃの振幅値は一定となり、電源電圧Ｖｓが高くなると、多レベル出力変換器ＭＬＣ１〜ＭＬＣｎは遅れ力率運転となり、また、電源電圧Ｖｓが低くなると、進み力率運転となってしまう。また、力率低下に伴い、多レベル出力変換器ＭＬＣ１〜ＭＬＣｎの交流側出力電圧Ｖｃと入力電流Ｉｓの位相差が大きくなり、自励式電力変換器を構成する自己消弧素子の遮断電流が大きくなってしまう。そこで、直流平滑コンデンサＣｄに印加される全電圧Ｖｄを、電源電圧Ｖｓの振幅値に合わせて調整制御することにより、常に、｜Ｖｓ｜＝｜Ｖｃ｜となるように制御する。これにより、電源力率あるいは変換器力率の極端な低下を防ぐことが可能となり、自己消弧素子の遮断電流の増加を防止することができる。
【０１５０】
＜第１６の実施の形態＞
本実施の形態は、第８〜１５の実施形態の電力変換装置において、ｎ台の多レベル出力自励式電力変換器ＭＬＣ１〜ＭＬＣｎが、直流平滑コンデンサＣｄに印加される電圧Ｖｄを、交流電源ＳＵＰの角周波数をω、電源電圧をＶｓ、入力電流をＩｓ、交流リアクトルのインダクタンス値をＬｓ、比例定数をｋとした場合、
Ｖｄ＝ｋ・√｛Ｖｓ２＋(ω・Ｌｓ・Ｉｓ)２｝
となるように制御するものである。
【０１５１】
ｎ台の多レベル自励式電力変換器ＭＬＣ１〜ＭＬＣｎにより、直流平滑コンデンサＣｄに印加される電圧Ｖｄを、
Ｖｄ＝ｋ・√｛Ｖｓ２＋(ω・Ｌｓ・Ｉｓ)２｝
となるように調整することにより、入力電流Ｉｓの位相を電源電圧Ｖｓに位相に一致させることができ、電源力率＝１の運転をすることができる。この効果は回生運転においても同じである。これにより、過負荷耐量に優れ、低コストで高力率の電力変換装置を提供することができる。
【０１５２】
＜第１７の実施の形態＞
本実施の形態は、第８〜１５の実施形態の電力変換装置において、ｎ台の多レベル出力自励式電力変換器ＭＬＣ１〜ＭＬＣｎが、直流平滑コンデンサＣｄに印加される電圧Ｖｄを、交流電源ＳＵＰの角周波数をω、電源電圧をＶｓ、入力電流をＩｓ、交流リアクトルのインダクタンス値をＬｓ、比例定数をｋとした場合、
Ｖｄ＝ｋ・√｛Ｖｓ２−(ω・Ｌｓ・Ｉｓ)２｝
となるように制御するものである。
【０１５３】
ｎ台の自励式電力変換器ＭＬＣ１〜ＭＬＣｎにより、直流平滑コンデンサＣｄに印加される電圧Ｖｄを、
Ｖｄ＝ｋ・√｛Ｖｓ２−(ω・Ｌｓ・Ｉｓ)２｝
となるように調整することにより、入力電流Ｉｓの電源電圧Ｖｓに対する位相角φを自励式電力変換器ＣＮＶ１〜ＣＮＶｎの交流側出力電圧Ｖｃの位相角φにほぼ一致させることができる。すなわち、入力電流Ｉｓと変換器出力電圧Ｖｃの位相が一致し、変換器力率＝１の運転をすることができる。この結果、多レベル出力自励式変換器ＭＬＣ１〜ＭＬＣｎを構成する自己消弧素子の遮断電流を小さくすることができ、かつ、変換器容量を低減化することができる。この効果は回生運転においても同様である。これにより、過負荷耐量に優れ、低コストで高効率の電力変換装置を提供することができる。
【０１５４】
【発明の効果】
以上詳述したように、本発明の電力変換装置によれば、電力回生が可能で、過負荷耐量に優れ、低コストで高効率の電力変換装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の電力変換装置の実施の形態を示す結線図。
【図２】図１の装置の制御回路の実施形態を示すブロック図。
【図３】図１の装置の制御動作を説明するための交流側電圧・電流ベクトル図。
【図４】図１の装置の位相制御動作を説明するためのブロック図。
【図５】図１の装置の位相制御動作を説明するためのタイムチャート図。
【図６】図１の装置の力行運転時の制御動作を説明するための各部動作波形図。
【図７】図１の装置の回生運転時の制御動作を説明するための各部動作波形図。
【図８】図１の装置の力行運転から回生運転に至る過程での制御動作を説明するための各部動作波形図。
【図９】図１の装置の位相制御動作を説明するための別のタイムチャート。
【図１０】図１の装置の力行運転時の別の制御動作を説明するための各部動作波形図。
【図１１】図１の装置の位相制御動作を説明するためのさらに別のタイムチャート。
【図１２】本発明装置の動作を説明するための交流側電圧・電流ベクトル図。
【図１３】本発明装置の制御動作を説明するための交流側電圧・電流ベクトル図。
【図１４】本発明装置の制御動作を説明するための特性図。
【図１５】本発明装置の別の制御動作を説明するための交流側電圧・電流ベクトル図。
【図１６】本発明装置の別の制御動作を説明するための特性図。
【図１７】本発明装置の別の制御動作を説明するための動作波形図。
【図１８】本発明装置の別の実施の形態を示す主回路構成図。
【図１９】図１８の装置の制御回路の実施の形態を示す構成図。
【図２０】本発明装置のさらに別の実施の形態を示す主回路構成図。
【図２１】本発明装置のさらに別の実施の形態を示す主回路構成図。
【図２２】図２１の装置の制御回路の実施の形態を示す構成図。
【図２３】従来の電力回生可能なパルス幅変調制御コンバータの構成図。
【符号の説明】
ＳＵＰ 交流電源
ＲＥＣ 電力用ダイオード整流器
ＭＬＣ 多レベル出力自励式電力変換器
Ｌｓ 交流リアクトル
Ｌａ リ力バリ電流抑制リアクトル
Ｃd1，Ｃd2 直流平滑コンデンサ
LOAD 負荷
Ｃ１，Ｃ３ 比較器
Ｃ２ 加算器
Ｇｖ(Ｓ) 電圧制御補償回路
Ｇｉ(Ｓ) 電流制御補償回路
ＦＦ フィードフォワード補償器
Ａ ３相／ｄｑ座標変換回路
ＰＬＬ 電源同期位相検出回路
ＰＨＣ 位相制御回路
Claims (17)
- 交流電源に交流リアクトルを介して交流端子が接続される電力用ダイオード整流器と、この電力用ダイオード整流器の交流端子にリカバリ電流抑制用リアクトルを介して交流端子が接続された多レベル出力自励式電力変換器と、この多レベル出力自励式電力変換器および前記電力用ダイオード整流器の直流共通端子間に接続され、負荷装置を並列に接続する直流平滑コンデンサとを具備してなる電力変換装置。
- 前記リカバリ電流抑制用リアクトルは、過飽和リアクトルで構成されていることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
- 前記多レベル出力自励式電力変換器は、一定のパルスパターンで動作し、前記交流電源の電圧に対する位相角を調整することにより入力電流を制御することを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換装置。
- 前記多レベル出力自励式電力変換器は、前記交流電源の周波数に同期した１パルスモードで動作し、前記交流電源の電圧に対する位相角を調整することにより入力電流を制御することを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換装置。
- 前記多レベル出力自励式電力変換器は、前記交流電源の電圧が変動した場合、電源の電圧の変化に合わせて前記直流平滑コンデンサに印加される電圧の指令値を変えて制御動作することを特徴とする請求項１ないし４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
- 前記多レベル出力自励式電力変換器は、前記交流電源の角周波数をω、電源電圧をＶs、入力電流をＩs、前記交流リアクトルのインダクタンス値をＬｓ、比例定数をｋとした場合、前記直流平滑コンデンサに印加される電圧Ｖｄを、
Ｖｄ＝ｋ・√｛Ｖｓ２＋(ω・Ｌｓ・Ｉｓ)２｝
となるように制御することを特徴とする請求項１ないし５のいずれか１項に記載の電力変換装置。 - 前記多レベル出力自励式電力変換器は、前記交流電源の角周波数をω、電源電圧をＶｓ、入力電流をＩｓ、前記交流リアクトルのインダクタンス値をＬｓ、比例定数をｋとした場合、前記直流平滑コンデンサに印加される電圧Ｖｄを、
Ｖｄ＝ｋ・√｛Ｖｓ２−(ω・Ｌｓ・Ｉｓ)２｝
となるように制御することを特徴とする請求項１ないし５のいずれか１項に記載の電力変換装置。 - １次巻線が３相交流電源に接続され、所定の位相差を持たせたｎ組の２次巻線を有する３相変圧器と、この３相変圧器の各２次巻線に交流リアクトルを介して交流端子が接続されたｎ台の電力用ダイオード整流器と、これらｎ台の電力用ダイオード整流器の交流端子にリカバリ電流抑制用リアクトルを介して交流側端子が接続されたｎ台の多レベル出力自励式電力変換器と、これらｎ台の多レベル出力自励式電力変換器と前記ｎ台の電力用ダイオード整流器の直流共通端子に接続され、負荷装置を並列に接続する直流平滑コンデンサとを具備してなる電力変換装置。
- 前記ｎ台の多レベル出力自励式電力変換器は、一定のパルスパターンで動作し、前記交流電源の電圧に対する位相角を調整することにより交流入力電流を制御して前記直流平滑コンデンサに印加される電圧を制御することを特徴とする請求項８に記載の電力変換装置。
- 前記ｎ台の多レベル出力自励式電力変換器は、前記交流電源の周波数に同期した１パルスモードで動作し、前記交流電源の電圧に対する位相角を調整することにより交流入力電流を制御して前記直流平滑コンデンサに印加される電圧を制御することを特徴とする請求項８に記載の電力変換装置。
- １次巻線が３相交流電源に接続され、所定の位相差を有するｎ組の２次巻線を有する３相変圧器と、この３相変圧器の各２次巻線に交流リアクトルを介して交流端子が接続されたｎ台の電力用ダイオード整流器と、これらｎ台の電力用ダイオード整流器の交流端子にリカバリ電流抑制用リアクトルを介して交流端子が接続された３相ブリッジ結線のｎ台の多レベル出力自励式電力変換器と、前記ｎ台の多レベル出力自励式電力変換器および前記電力用ダイオード整流器の直流共通端子のそれぞれに接続されたｎ個の直流平滑コンデンサとを備え、前記ｎ個の直流平滑コンデンサは直列接続され、その直列接続された両端に負荷装置が接続される電力変換装置。
- 前記ｎ台の多レベル出力自励式電力変換器は一定のパルスパターンで動作し、前記交流電源の電圧に対する位相角を調整することにより各電圧形自励式電力変換器の入力電流を制御して前記直流平滑コンデンサに印加される電圧を制御することを特徴とする請求項１１に記載の電力変換装置。
- 前記ｎ台の多レベル出力自励式電力変換器は、前記交流電源の周波数に同期した１パルスモードで動作し、前記交流電源の電圧に対する位相角を調整することにより各多レベル出力自励式電力変換器の入力電流を制御して前記直流平滑コンデンサに印加される電圧を制御することを特徴とする請求項１１に記載の電力変換装置。
- 前記リカバリ電流抑制用リアクトルは過飽和リアクトルで構成されていることを特徴とする請求項８ないし１３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
- 前記ｎ台の多レベル出力自励式電力変換器は、前記交流電源の電圧が変動した場合、その電源電圧の変化に合わせて前記直流平滑コンデンサに印加される電圧の指令値を変えて制御することを特徴とする請求項８ないし１４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
- 前記ｎ台の多レベル出力自励式電力変換器は、前記交流電源の角周波数をω、電源電圧をＶｓ、入力電流をＩｓ、前記交流リアクトルのインダクタンス値をＬｓ、比例定数をｋとした場合、前記直流平滑コンデンサに印加される電圧Ｖｄを、
Ｖｄ＝ｋ・√｛Ｖｓ２＋(ω・Ｌｓ・Ｉｓ)２｝
となるように制御することを特徴とする請求項８ないし１５のいずれか１項に記載の電力変換装置。 - 前記ｎ台の多レベル出力自励式電力変換器は、前記交流電源の角周波数をω、電源電圧をＶｓ、入力電流をＩｓ、前記交流リアクトルのインダクタンス値をＬｓ、比例定数をｋとした場合、前記直流平滑コンデンサに印加される電圧Ｖｄを、
Ｖｄ＝ｋ・√｛Ｖｓ２−(ω・Ｌｓ・Ｉｓ)２｝
となるように制御することを特徴とする請求項８ないし１５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
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