JP4045117B2 - 電力変換装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電力用ダイオード整流器と電圧形自励式電力変換器を組み合わせた電力変換装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
電気鉄道直流き電システムでは、３相ブリッジ接続された電力用ダイオード整流器により３相交流電力を直流電力に変換する方式が多く採用されている。この方式は過負荷耐量に優れ、変換器コストを安くすることができるという利点を有する。しかし、電車が回生ブレーキをかけたときにその電力を交流電源側に回生できず、しばしば回生失効を起こすという問題があった。また、負荷電流依存性があり、直流き電電圧が負荷によって大きく変動するという問題もあった。
【０００３】
電力回生を可能にする従来の電力変換装置として、例えば、図２５に主回路構成を、図２６に制御回路の構成をそれぞれ示すＰＷＭコンバータ（パルス幅変調制御コンバータ）がある。図２５において、３相交流電源ＳＵＰの端子Ｒ，Ｓ，Ｔに、それぞれ交流リアクトルＬｓを介して、ＰＷＭコンバータＣＮＶの交流側端子が接続されている。ＰＷＭコンバータＣＮＶの直流側端子には、平滑コンデンサＣｄが接続されると共に、３相のＶＶＶＦ（可変電圧可変周波数）インバータＩＮＶの入力側端子が接続されている。そして、このＶＶＶＦインバータＩＮＶの出力側端子に交流電動機Ｍが接続されている。
【０００４】
ここで、ＰＷＭコンバータＣＮＶは、それぞれ還流用のダイオードが逆並列接続された自己消弧素子Ｓ１及びＳ４の直列接続回路、自己消弧素子Ｓ２及びＳ５の直列接続回路、自己消弧素子Ｓ３及びＳ６の直列接続回路が並列接続されている。そして、直列接続回路を構成する自己消弧素子Ｓ１及びＳ４の相互接続点、自己消弧素子Ｓ２及びＳ５の相互接続点、自己消弧素子Ｓ３及びＳ６の相互接続点をそれぞれ交流側入力端子として３相交流電源ＳＵＰが接続され、各直列接続回路を並列接続した両端を出力側端子としてその両端子間に平滑コンデンサＣｄ及びＶＶＶＦインバータＩＮＶが接続されている。
【０００５】
一方、図２６に示す制御回路は、直流電圧指令値Ｖｄｃ*と実際の直流電圧Ｖｄｃとを比較してその偏差分を出力する比較器Ｃ１と、その偏差分を、例えば、ＰＩ演算する電圧制御補償器Ｇｖ（Ｓ）と、電圧制御補償器Ｇｖ（Ｓ）の出力信号に応じてＲ，Ｓ，Ｔ各相の自己消弧素子のゲート信号ｇ１及びｇ４、ｇ２及びｇ５、ｇ３及びｇ６を出力する３組の乗算器ＭＬ、比較器Ｃ２、電流制御補償器Ｇｉ（Ｓ）及びパルス幅変調制御回路ＰＷＭＣとを備えている。この場合、Ｒ相のみを詳しく示しているが、Ｓ相およぴＴ相も同様に構成されている。
【０００６】
このうち、乗算器ＭＬは電圧制御補償器Ｇｖ（Ｓ）の出力とＲ相の電圧に同期した単位正弦波ｓｉｎωｔとを掛け算するもの、比較器Ｃ２は乗算器ＭＬの出力とＲ相電流検出値とを比較し、その偏差を電流制御補償器Ｇｉ（Ｓ）に加えるもので、電流制御補償器Ｇｉ（Ｓ）はその入力を反転増幅するものである。
【０００７】
上記のように構成されたＰＷＭコンバータＣＮＶの動作について、以下に説明する。ＰＷＭコンバータＣＮＶは、平滑コンデンサＣｄに印加される電圧Ｖｄｃが電圧指令値Ｖｄｃ*に一致するように入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔを制御する。
【０００８】
この場合、電圧指令値Ｖｄｃ*と電圧検出値Ｖｄｃの偏差を電圧制御補償器Ｇｖ（Ｓ）で増幅し、入力電流の振幅指令値Ｉｓｍとする。乗算器ＭＬでＲ相の電圧に同期した単位正弦波ｓｉｎωｔと入力電流の振幅指令値Ｉｓｍとを掛け算し、得られた値をＲ相の電流指令値Ｉｒ*とする。比較器Ｃ２によって、Ｒ相電流指令値Ｉｒ*とＲ相電流検出値Ｉｒとを比較し、その偏差を電流制御補償器Ｇｉ（Ｓ）で、反転増幅する。電流制御補償器Ｇｉ（Ｓ）には、通常、比例増幅が使われ、Ｇｉ（Ｓ）＝−Ｋｉとなる。Ｋｉは比例定数である。電流制御補償器Ｇｉ（Ｓ）の出力である電圧指令値ｅｒ*＝−Ｋｉ×（Ｉｒ*−Ｉｒ）をパルス幅変調制御回路ＰＷＭＣに入力し、ＰＷＭコンバータのＲ相の自己消弧素子Ｓ１とＳ４のゲート信号ｇ１，ｇ４を作る。パルス幅変調制御回路ＰＷＭＣは、電圧指令値ｅｒ*とキャリア信号Ｘ（例えば、１ｋＨｚの三角波）を比較し、ｅｒ*＞Ｘのときは、自己消弧素子Ｓ１をオンさせ（Ｓ４はオフ）、ｅｒ*＜Ｘのときは、自己消弧素子Ｓ４をオン（Ｓ１はオフ）させる。この結果、ＰＷＭコンバータのＲ相電圧Ｖｒは前記電圧指令値ｅｒ*に比例した電圧を発生する。
【０００９】
Ｉｒ*＞Ｉｒの場合、電圧指令値ｅｒ*は負の値となり、Ｉｒを増加させる。逆に、Ｉｒ*＜Ｉｒの場合、電圧指令値ｅｒ*は正の値となり、Ｉｒを減少させる。
従って、Ｉｒ*＝Ｉｒとなるように制御される。Ｓ相、Ｔ相の電流も同様に制御される。
【００１０】
また、平滑コンデンサに印加される電圧Ｖｄｃは、次のように制御される。Ｖｄｃ*＞Ｖｄｃとなった場合、入力電流の振幅指令値Ｉｓｍが増加する。各相の電流指令値は電源電圧と同相となり、振幅指令値Ｉｓｍに比例した有効電力Ｐｓが交流電源ＳＵＰから平滑コンデンサＣｄに供給されることになる。この結果。電圧検出値Ｖｄｃが上昇し、Ｖｄｃ*＝Ｖｄｃとなるように制御される。
【００１１】
逆に、Ｖｄｃ*＜Ｖｄｃとなった場合、入力電流の振幅指令値Ｉｓｍは負の値となり、交流電源側に電力Ｐｓを回生する。従って、平滑コンデンサＣｄの蓄積エネルギーが減少し、電圧検出値Ｖｄｃが減って、やはり、Ｖｄｃ*＝Ｖｄｃとなるように制御される。
【００１２】
ＶＶＶＦインバータＩＮＶ及び交流電動機Ｍは、平滑コンデンサＣｄを電圧源とする負荷で、力行運転時はコンデンサＣｄのエネルギーを消費し、Ｖｄｃを減少させる方向に働く。また、回生運転時はその回生エネルギーを平滑コンデンサＣｄに戻すため、Ｖｄｃを上昇させる方向に働く。前述のようにＰＷＭコンバータＣＮＶによって直流電圧Ｖｄｃが一定になるように制御されるため、力行運転時には交流電源から負荷に見合った有効電力が自動的に供給され、回生運転時には回生エネルギーに見合った有効電力が交流電源側に自動的に回生されることになる。
【００１３】
このように、従来のＰＷＭコンバータによれば、直流電圧を安定化させることができると共に、電力回生が可能となり、電気鉄道の直流き電システムでの回生失効の問題も解決される。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、ＰＷＭコンバータＣＮＶは、高周波でスイッチングを行うためスイッチング損失が大きくなる欠点がある。また、スイッチング素子は、しゃ断電流として交流入力電流の最大値を遮断する能力も必要となる。従って、短時間の過負荷（例えば、定格電流の３００％）でもそのしゃ断電流に耐えるように設計しなければならず、電力変換器として大きなものが必要となり、不経済なシステムとなってしまうという問題がある。
【００１５】
また、ダイオード整流器に比ぺるとコストが高く、過負荷耐量も大きく出来ないという難点もあった。
【００１６】
本発明は上記の問題点を解決するためになされたもので、過負荷耐量に優れ、電力回生が可能で、変換器効率が高く、経済的な電力変換装置を提供することを目的とする。
【００１８】
請求項１に係る発明は、
交流電源に、第１の変圧器を介して、交流側端子が接続された電力用ダイオード整流器と、前記交流電源に、第２の変圧器を介して、交流側端子が接続された電圧形自励式電力変換器と、前記電圧形自励式電力変換器を１パルス又は固定パルスパターンで動作させ、前記交流電源の電圧に対する交流側出力電圧の位相角を調整することにより前記電圧形自励式電力変換器の入力電流を制御する手段と、前記電圧形自励式電力変換器の直流側端子に接続された平滑コンデンサと、を備え、前記電力用ダイオード整流器及び前記電圧形自励式電力変換器の各直流側端子を共通接続して負荷装置に電力を供給する電力変換装置において、
前記第２の変圧器の２次側電圧の実効値を、前記第１の変圧器の２次側電圧の実効値より高くすることを特徴とする電力変換装置。
【００１９】
請求項２に係る発明は、
請求項1記載の電力変換装置において、
前記平滑コンデンサに印加される電圧が直流電圧指令値に一致するように前記電圧形自励式電力変換器の入力電流を制御し、かつ、前記直流電圧指令値を前記電力用ダイオード整流器の整流電圧より大きな値に設定することを特徴とする電力変換装置。
【００２７】
請求項３に係る発明は、
ｍ，ｎを２以上の整数として、３相交流電源に１次巻線が接続され、適宜の位相差を持たせたｎ組の２次巻線を有する第１の３相変圧器と、前記第１の３相変圧器の各々の２次巻線に交流側端子が接続されたｎ台の電力用ダイオード整流器と、前記３相交流電源に１次巻腺が接続され、適宜の位相差を持たせたｍ組の２次巻線を有する第２の３相変圧器と、前記第２の３相変圧器の各々の２次巻線に交流側端子が接続され、直流側端子が共通接続されたｍ台の電圧形自励式電力変換器と、前記ｍ台の電圧形自励式電力変換器を１パルス又は固定パルスパターンで動作させ、前記交流電源の電圧に対する位相角を調整することにより前記ｍ台の電圧形自励式電力変換器の入力電流を制御する手段と、前記ｍ台の電圧形自励式電力変換器の直流側共通端子に接続された平滑コンデンサと、を備え、前記ｎ台の電力用ダイオード整流器及び前記ｍ台の電圧形自励式電力変換器の直流側端子を共通接続して負荷装置に電力を供給する電力変換装置において、
前記第２の３相変圧器の２次側巻線電圧実効値を、前記第１の３相変圧器の２次側巻線電圧実効値より高くすることを特徴とする電力変換装置。
【００２８】
請求項４に係る発明は、
請求項３記載の電力変換装置において、
前記ｍ台の電圧形自励式電力変換器は、前記平滑コンデンサに印加される電圧が指令値に一致するように前記ｍ台の電圧形自励式電力変換器の入力電流を制御し、かつ、前記直流電圧指令値を前記電力用ダイオード整流器の整流電圧より大きな値に設定することを特徴とする電力変換装置。
【００３４】
請求項５に係る発明は、
ｍ，ｎを２以上の整数として、３相交流電源に１次巻線が接続され、適宜の位相差を持たせたｎ組の２次巻線を有する第１の３相変圧器と、前記第１の３相変圧器の各々の２次巻線に交流側端子が接続されたｎ台の電力用ダイオード整流器と、前記交流電源に対し、１次巻線が各相毎に前記第１の３相変圧器の１次巻線に直列接続され、２次巻線の出力電圧が適宜の位相差を持つように構成されたｍ台の３相変圧器と、前記ｍ台の３相変圧器の各々の２次巻線に交流側端子が接続されたｍ台の電圧形自励式電力変換器と、前記ｍ台の電圧形自励式電力変換器を１パルス又は固定パルスパターンで動作させ、前記交流電源の電圧に対する位相角を調整することにより前記ｍ台の電圧形自励式電力変換器の入力電流を制御する手段と、前記ｍ台の電圧形自励式電力変換器の直流側端子に接続された平滑コンデンサと、を備え、前記ｎ台の電力用ダイオード整流器及び前記ｍ台の電圧形自励式電力変換器の直流側端子を共通接続して負荷装置に電力を供給する電力変換装置において、
前記ｍ台の３相変圧器の２次側巻線電圧実効値を、前記第１の３相変圧器のｎ組の２次側巻線電圧実効値より高くすることを特徴とする力変換装置。
【００３５】
請求項６に係る発明は、
請求項５記載の電力変換装置において、
前記ｍ台の電圧形自励式電力変換器は、前記平滑コンデンサに印加される電圧が指令値に一致するように前記ｍ台の電圧形自励式電力変換器の入力電流を制御し、かつ、前記直流電圧指令値を前記電力用ダイオード整流器の整流電圧より大きな値に設定することを特徴とする電力変換装置。
【００４０】
【発明の実施の形態】
以下、本発明を図面に示す好適な実施形態に基づいて詳細に説明する。
【００４１】
図１は本発明に係る電力変換装置の第１の実施形態の主回路の構成を示す回路図である。同図において、３相交流電源ＳＵＰに第１の変圧器ＴＲａの１次巻線が接続されると共に、第２の変圧器ＴＲｂの１次巻線が接続されている。このうち、第１の変圧器ＴＲａの２次巻線には電力用ダイオード整流器（以下、ダイオード整流器と略称する）ＲＥＣの交流側端子が接続され、第２の変圧器ＴＲｂの２次巻線には、インダクタンスがＬｂのリアクトルＬを介して、電圧形自励式電力変換器（以下、単に電力変換器と略称する）ＣＮＶの交流側端子が接続されている。この電力変換器ＣＮＶの直流側端子には、平滑コンデンサＣｄが接続されている。そして、この平滑コンデンサＣｄの両端に、ダイオード整流器ＲＥＣの直流側端子がその極性を合わせて接続され、さらに、負荷装置Ｌｏａｄが接続されている。
【００４２】
図２は電力変換器ＣＮＶの制御回路の構成を示すブロック図である。同図において、比較器Ｃ１は直流電圧指令値Ｖｄｃ*と直流電圧Ｖｄｃとを比較してその偏差分εｖを出力するもので、その出力端に電圧偏差分εｖを例えばＰＩ演算する電圧制御補償器Ｇｖ（Ｓ）が接続され、この電圧制御補償器Ｇｖ（Ｓ）の出力が加算器ＡＤの一方入力として加えられる。また、負荷電流値ＩＬｏａｄに応じてフィードフォワード補償量ＩｑＦＦ*を演算するフィードフォワード補償回路ＦＦが設けられ、そのフィードフォワード補償量ＩｑＦＦ*が加算器ＡＤの他方入力として加えられる。加算器ＡＤの出力経路に、正側の信号を制限して有効電流（ｑ軸電流）指令値Ｉｑ*を出力するリミッタＬＩＭが設けられている。
【００４３】
比較器Ｃ２はこの有効電流指令値Ｉｑ*と実際の有効電流Ｉｑとを比較してその偏差分εｉを出力するもので、その出力端に電流偏差分εｉを例えばＰＩ演算する電流制御補償器Ｇｉ（Ｓ）が接続され、その出力が位相角基準φ*として位相制御回路ＰＨＣに加えられる。電源同期位相検出回路ＰＬＬは３相交流電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔを入力して回転座標上の位相角θｒ，θｓ，θｔを求めて位相制御回路ＰＨＣに加えるものである。位相制御回路ＰＨＣは位相角基準φ*と位相角θｒ，θｓ，θｔとに基づいて、電力変換器ＣＮＶを構成する自己消弧素子のゲート信号ｇ１〜ｇ６を発生するものである。座標変換回路Ｚは３相の入力電流Ｉｃｒ，Ｉｃｓ，Ｉｃｔを３相２相変換して静止直角座標系の有効電流（ｑ軸電流）Ｉｑ及び無効電流（ｄ軸電流）Ｉｄを演算するもので、このうち、有効電流Ｉｑが比較器Ｃ２で有効電流指令値Ｉｑ*と比較される。
【００４４】
図３は、図１に示したダイオード整流器ＲＥＣ及び電力変換器ＣＮＶの詳細な構成を示す回路図である。同図において、ダイオード整流器ＲＥＣは、電力用ダイオードＰＤ１及びＰＤ４の直列接続回路と、電力用ダイオードＰＤ２及びＰＤ５の直列接続回路と、電力用ダイオードＰＤ３及びＰＤ６の直列接続回路とが並列接続され、このうち、電力用ダイオードＰＤ１及びＰＤ４の相互接続点、電力用ダイオードＰＤ２及びＰＤ５の相互接続点、並びに、電力用ダイオードＰＤ３及びＰＤ６の相互接続点が３相交流電圧の入力側端子となり、並列接続回路の両端が直流側端子となっている、周知の３相ブリッジ回路によって構成されている。
【００４５】
一方、電力変換器ＣＮＶは、それぞれ還流用のダイオードＤ１，Ｄ４が逆並列接続されたＧＴＯやＩＧＢＴ等の自己消弧素子Ｓ１及びＳ４の直列接続回路と、それぞれ還流用のダイオードＤ２，Ｄ５が逆並列接続された自己消弧素子Ｓ２及びＳ５の直列接続回路と、それぞれ還流用のダイオードＤ３，Ｄ６が逆並列接続された自己消弧素子Ｓ３及びＳ６の直列接続回路とが並列接続され、このうち、自己消弧素子Ｓ１及びＳ４の相互接続点、自己消弧素子Ｓ２及びＳ５の相互接続点、並びに、自己消弧素子Ｓ３及びＳ６の相互接続点が３相交流電圧の入力側端子となり、並列接続回路の両端が直流側端子となっており、これらの直流出力端子間に平滑コンデンサＣｄが接続されている。
【００４６】
上述したダイオード整流器ＲＥＣは、第１の３相変圧器ＴＲａを介して、３相交流電源ＳＵＰに接続され、電力変換器ＣＮＶは、第２の３相変圧器ＴＲｂを介して、３相交流電源ＳＵＰに接続されている。また、ダイオード整流器ＲＥＣの直流出力端子と、電力変換器ＣＮＶの直流出力端子は並列接続され、負荷Ｌｏａｄへ電力を供給する。電力変換器ＣＮＶは、１パルス又は固定パルスパターンで動作し、前記交流電源ＳＵＰの電圧Ｖｓ（Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔ）に対する交流側出力電圧Ｖｃ（Ｖｃｒ，Ｖｃｓ，Ｖｃｔ）の位相角φを調整することにより入力電流Ｉｃ（Ｉｃｒ，Ｉｃｓ，Ｉｃｔ）を制御する。また、前記平滑コンデンサＣｄに印加される電圧Ｖｄｃが直流電圧指令値Ｖｄｃ*に一致するように前記電力変換器ＣＮＶの入力電流Ｉｃ（Ｉｃｒ，Ｉｃｓ，Ｉｃｔ）を制御する。
【００４７】
次に、図１乃至図３にその構成を示した第１の実施形態の動作について説明する。平滑コンデンサＣｄに印加される電圧Ｖｄｃを検出し、比較器Ｃ１により、電圧指令値Ｖｄｃ*と比較する。その偏差εｖを電圧制御補慣回路Ｇｖ（Ｓ）により、積分又は比例増幅し、加算器ＡＤに入力する。一方、負荷Ｌｏａｄに流れる直流電流ＩＬｏａｄを検知し、フィードフォワード補償回路ＦＦを介して、フィードフォワード補償量ＩｑＦＦ*を求め、加算器ＡＤに入力する。加算器ＡＤの出力をリミッタ回路ＬＩＭで正側の大きさを制限して有効電流指令値Ｉｑ*とする。
【００４８】
一方、座標変換回路Ｚは、電源ＳＵＰから電力変換器ＣＮＶに供給される３相入力電流Ｉｃｒ，Ｉｃｓ，Ｉｃｔの検出値をｄ，ｑ軸量（直流量）に変換する。座標変換されたｑ軸電流Ｉｑは有効電流検出値を、ｄ軸電流Ｉｄは無効電流検出値を表わす。比較器Ｃ２により、有効電流指令値Ｉｑ*と有効電流検出値Ｉｑとを比較し、その偏差εｉを電流制御補償回路Ｇｉ（Ｓ）により増幅して、位相角指令値φ*とする。電源同期位相検出回路ＰＬＬは３相交流電源電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔに同期した位相信号θｒ，θｓ，θｔを作り、位相制御回路ＰＨＣに入力する。位相制御回路ＰＨＣは、位相角指令値φ*と位相信号θｒ，θｓ，θｔを用いて電力変換器ＣＮＶの自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ６のゲート信号ｇ１〜ｇ６を発生する。位相信号θｒ，θｓ，θｔは、座標変換回路Ｚの位相信号としても使用される。
【００４９】
電力変換器ＣＮＶは、電源電圧に同期した一定のパルスパターン（１パルス，３パルス，５パルス等）で電源電圧に対する位相角φを制御することにより、入力電流Ｉｃを制御する。
【００５０】
図４は、本実施形態の制御動作を説明するための電圧・電流ベクトル図である。図中、Ｖｓは電源電圧、Ｖｃは電力変換器の交流端子側電圧、Ｉｃは電力変換器ＣＮＶの入力電流、ｊωＬｂ・Ｉｃは第２の変圧器ＴＲｂのもれインダクタンスＬｂによる電圧降下分を表わす。ベクトル的に、Ｖｓ＝Ｖｃ＋ｊωＬｂ・Ｉｃの関係がある。
【００５１】
電源電圧Ｖｓの波高値と電力変換器の交流端子側電圧Ｖｃの基本波波高値は大略一致するように合わせる。直流電圧Ｖｄｃは負荷側からの要求で決まる場合が多く、上記パルスパターンを決めると、交流端子側電圧Ｖｃの基本波波高値は決まってしまう。そこで、電源側に変圧器ＴＲｂを設置し、その２次電圧Ｖ２ｂをＶｓとして、波高値を合わせる。
【００５２】
入力電流Ｉｃは、電源電圧Ｖｓに対する電力変換器の交流端子側電圧Ｖｃの位相角φを調整することにより制御できる。すなわち、位相角φ＝０とすると、インダクタンスＬｂに印加される電圧ｊωＬｂ・Ｉｃはゼロとなり、入力電流Ｉｃもゼロとなる。位相角（遅れ）φを増やしていくと、ｊωＬｂ・Ｉｃの電圧が増加し、入力電流Ｉｃもその値に比例して増加する。入力電流ベクトルＩｃは、電圧ｊωＬｂ・Ｉｃに対し９０°遅れており、電源電圧Ｖｓに対しては、φ／２だけ遅れたべクトルとなる。従って、電源側から見た入力力率は、ｃｏｓ（φ／２）となる。
【００５３】
一方、電力変換器の交流端子側電圧をＶｃ’のように位相角φを進み方向（負の方向）に増やしていくと、インダクタンスＬｂに印加される電圧ｊωＬｂ・Ｉｃも負となり、入力電流はＩｃ’のように、電源電圧Ｖｓに対し（π−φ／２）の位相角となる。すなわち、電力Ｐｃ＝Ｖｓ・Ｉｃ’は負となり、電力を電源に回生することができる。電源電圧Ｖｓを基準にして、交流端子側電圧Ｖｃを図の破線に沿ってＶｃ’の方向に回転していくと、入力電流ベクトルＩｃは破線に沿ってＩｃ’の方向に変化する。
【００５４】
図１及び図２において、入力電流Ｉｃの有効分Ｉｑは次のように制御される。
【００５５】
Ｉｑ*＞Ｉｑとなった場合、電流制御補償回路Ｇｉ（Ｓ）の出力φ*が増加し、入力電流Ｉｃを増加させる。入力力率≒１なので、有効電流Ｉｑが増加し、やがてＩｑ*＝Ｉｑとなって落ち着く。逆に、Ｉｑ*＜Ｉｑとなった場合、電流制御補償回路Ｇｉ（Ｓ）の出力φ*が減少するか又は負の値になり、入力電流Ｉｃを減少させる。入力力率≒１なので、有効電流Ｉｑが減少し、やはりＩｑ*＝Ｉｑとなって落ち着く。
【００５６】
また、平滑コンデンサＣｄに印加される電圧Ｖｄｃは次のように制御される。Ｖｄｃ*＞Ｖｄｃとなった場合、電圧制御補償回路Ｇｖ（Ｓ）の出力Ｉｑ*が増加し、上記のようにＩｑ*＝Ｉｑに制御されるので、有効電力が交流電源ＳＵＰから前記平滑コンデンサＣｄに供給される。その結果、直流電圧Ｖｄｃが増加し、Ｖｄｃ*＝Ｖｄｃとなるように制御される。
【００５７】
逆に、Ｖｄｃ*＜Ｖｄｃとなった場合、電圧制御補償回路Ｇｖ（Ｓ）の出力Ｉｑ*が減少するか又は負の値となり、有効電力が平滑コンデンサＣｄから交流電源ＳＵＰ側に回生される。その結果、直流電圧Ｖｄｃが減少し、やはりＶｄｃ*＝Ｖｄｃとなるように制御される。
【００５８】
図５は、図２に示した電力変換器を構成する位相制御回路ＰＨＣの詳細な構成例を示す。図中、ＡＤ１〜ＡＤ３は加減算器、ＰＴＮ１〜ＰＴＮ３はパルスパターン発生器を示す。加減算器ＡＤ１〜ＡＤ３は、位相信号θｒ，θｓ，θｔから位相角指令値φ*を引き算し、新たな位相信号θｃｒ，θｃｓ，θｃｔを作る。
この新たな位相信号θｃｒ，θｃｓ，θｃｔは、０〜２πの周期関数で、電源周波数に同期して変化する。
【００５９】
パルスパターン発生器ＰＴＮ１〜ＰＴＮ３は、上記新たな位相信号θｃｒ，θｃｓ，θｃｔに対して、一定のパルスパターンとなるようにゲート信号ｇ１〜ｇ６を発生する。パルスパターン発生器ＰＴＮ１は、位相信号θｃｒに対するＲ相の自己消弧素子Ｓ１，Ｓ４のパルスパターンをテーブル関数として記憶したもので、図６に１パルス動作時の波形を示す。
【００６０】
図中、ＶｒはＲ相電源電圧、θｒは電源電圧Ｖｒに同期した位相信号で、０〜２πの間で変化する周期関数となる。新たな位相信号θｃｒ＝θｒ−φ*は、０〜２πの間で変化する周期関数で、θｒの信号に対しφ*だけ遅れた信号で与えられる。すなわち、入力される位相信号θｃｒに対して、次のようなゲート信号ｇ１（又はｇ４）を出力する。
【００６１】
０≦θｃｒ＜πの範囲で、ｇ１＝１，ｇ４＝０（Ｓ１：オン，Ｓ４：オフ）
π≦θｃｒ＜２πの範囲で、ｇ１＝０，ｇ４＝１（Ｓ１：オフ，Ｓ４：オン）
電力変換器ＣＮＶの交流側出力電圧（Ｒ相）Ｖｃｒは、
Ｓ１：オン（Ｓ４：オフ）のとき、Ｖｃｒ＝＋Ｖｄ／２
Ｓ１：オフ（Ｓ４：オン）のとき、Ｖｃｒ＝−Ｖｄ／２
となる。直流電圧Ｖｄｃが一定ならば、交流端子側電圧Ｖｃｒの振幅値は一定となる。Ｖｃｒの基本波Ｖｃｒ*の位相は、電源電圧Ｖｒに対して位相角φだけ遅れている。Ｓ相，Ｔ相も同様にして与えられる。
【００６２】
図７は、図６のパルスパターンで電力変換器ＣＮＶを動作させた場合のＲ相の各部の動作波形を示す。なお、説明の都合上、入力電流Ｉｃｒは正弦波としてリップル分を省略して描いている。
【００６３】
図７は力行運転時の動作波形を示すもので、電力変換器の交流入力電圧Ｖｃｒの基本波は電源電圧Ｖｒに対し、位相角φだけ遅れている。また、入力電流Ｉｃｒは電源電圧Ｖｒに対し、位相角（φ／２）だけ遅れて流れる。このとき、ＩＳ１，ＩＳ４はＲ相の自己消弧素子Ｓ１とＳ４の電流を、ＩＤ１，ＩＤ４は高速ダイオードＤ１とＤ４の電流を、それぞれ表わしている。以下に、そのときの動作を図３を用いて説明する。
【００６４】
入力電流Ｉｃｒが負から正に変るまでは高速ダイオードＤ４を介して電流が流れている。この状態から電流Ｉｃｒの向きが変ると自己消弧素子Ｓ４がオン状態にあるので、入力電流Ｉｃｒは自己消弧素子Ｓ４を介して流れるようになる。次に、位相角φで自己消弧素子Ｓ４をオフすると、電流Ｉｃｒは高速ダイオードＤ１を介して流れる。入力電流Ｉｃｒが再ぴ反転するまで、その電流は高速ダイオードＤ１に流れる。入力電流１ｃｒが反転した後は、自己消弧素子Ｓ１と高速ダイオードＤ４の間で、上記と同様の動作が行われる。
【００６５】
自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ６がしゃ断する最大電流Ｉｍａｘは、入力電流の波高値をＩｃ（ｐｅａｋ）とした場合、Ｉｍａｘ＝Ｉｃ（ｐｅａｋ）×ｓｉｎ（φ／２）となる。例えば、φ＝２０°の場合、Ｉｍａｘ＝０．１７４×Ｉｃ（ｐｅａｋ）となる。すなわち、自己消弧素子のしゃ断電流容量が小さいものを用意すればよく、コストの安い電力変換装置を提供することができる。
【００６６】
図８は、回生運転時の動作波形を示すもので、ＩＳ１，ＩＳ４はＲ相の自己消弧素子Ｓ１，Ｓ４の電流を、ＩＤ１，ＩＤ４は高速ダイオードＤ１とＤ４の電流を、それぞれ表わしている。変換器の交流端子側電圧Ｖｃｒの基本波は電源電圧Ｖｒに対して、位相角φだけ進んでいる。また、入力電流Ｉｃｒは電源電圧の反転値−Ｖｒに対して、位相角（φ／２）だけ進んで流れる。なお、説明の都合上、入力電流Ｉｃｒは正弦波としてリップル分を省略して描いている。
【００６７】
入力電流Ｉｃｒが負で、自己消弧素子Ｓ１がオン（Ｓ４はオフ）のときは、入力電流Ｉｃｒは自己消弧素子Ｓ１を介して流れる。自己消弧素子Ｓ１をオフ（Ｓ４をオン）にすると、電流Ｉｃｒは高速ダイオードＤ４を介して流れる。入力電流Ｉｃｒが反転すると、自己消弧素子Ｓ４に電流が流れ、上記と同様に自己消弧素子Ｓ４をオフすることにより、高速ダイオードＤ１に電流が移る。
【００６８】
回生運転時、自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ６がしゃ断する最大電流Ｉｍａｘは、入力電流の波高値をＩｃ（ｐｅａｋ）とした場合、Ｉｍａｘ＝Ｉｃ（ｐｅａｋ）×ｓｉｎ（φ／２）となる。例えば、φ＝２０°の場合、Ｉｍａｘ＝０．１７４×Ｉｃ（ｐｅａｋ）となる。
【００６９】
以上のように、回生運転時の入力電流Ｉｃｒの大部分は自己消弧素子に流れるが、当該自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ６のしゃ断電流は小さくてすみ、コストの安い電力変換装置を提供することができる。
【００７０】
自励式変換器ＣＮＶを１パルスで運転することにより、スイッチング回数が最小になり、変換器効率が高くなる。また、交流側出力電圧Ｖｃの基本波成分が大きくなり、自励式変換器ＣＮＶの電圧利用率が向上する。また、変換器力率がほぼ１で運転されるため、入力電流Ｉｃのゼロ点付近で１回だけスイッチングを行うことになり、力行運転時も回生運転時も、自己消弧素子のしゃ断電流は極めて小さくなる。この結果、高効率で低コストな電力変換装置を提供できる。また、大電流をしゃ断しないということは、ソフトスイッチングに近くなり、ＥＭＩ（Electromagnetic Interfereuce）ノイズが小さくなり、環境にもやさしい電力変換装置を提供することができる。
【００７１】
電気鉄道では、１つの変電所から複数の車両に電力供給を行うため、短時間ではあるが大きな過負荷耐量が要求される。本実施形態の電力変換装置によれば、自励式変換器ＣＮＶを構成する自己消弧素子のしゃ断電流を小さく抑えることができ、過負荷耐量の大きな電力変換装置を提供することができる。
【００７２】
図９は、パルスパターン発生器ＰＴＮ１として、３パルス出力を行ったときの動作波形図で、Ｒ相について描いている。図中、ＶｒはＲ相電源電圧、θｒは電源電圧Ｖｒに同期した位相信号で、０〜２πの間で変化する周期関数となる。新たな位相信号θｃｒ＝θｒ−φ*は、０〜２πの間で変化する周期関数で、θｒの信号に対してφ*だけ遅れた信号で与えられる。また、位相信号θｃｒに対するＲ相自己消弧素子Ｓ１，Ｓ４のパルスパターンは次のようになる。
【００７３】
０≦θｃｒ＜θ１の範囲で、ｇ１＝０，ｇ４＝１（Ｓ１：オフ、Ｓ４：オン）
θ１≦θｃｒ＜θ２の範囲で、ｇ１＝１，ｇ４＝０（Ｓ１：オン、Ｓ４：オフ）
θ２≦θｃｒ＜πの範囲で、ｇ１＝０，ｇ４＝１（Ｓ１：オフ、Ｓ４：オン）
π≦θｃｒ＜θ３の範囲で、ｇ１＝１，ｇ４＝０（Ｓ１：オン、Ｓ４：オフ）
θ３≦θｃｒ＜θ４の範囲で、ｇ１＝０，ｇ４＝１（Ｓ１：オフ、Ｓ４：オン）
θ４≦θｃｒ＜２πの範囲で、ｇ１＝１，ｇ４＝０（Ｓ１：オン、Ｓ４：オフ）
このとき、電力変換器ＣＮＶの交流側出力電圧（Ｒ相）Ｖｃｒは、
Ｓ１：オン（Ｓ４：オフ）のとき、Ｖｃｒ＝＋Ｖｄｃ／２
Ｓ１：オフ（Ｓ４：オン）のとき、Ｖｃｒ＝−Ｖｄｃ／２
となる。出力電圧Ｖｃｒの基本波Ｖｃｒ*の位相は、電源電圧Ｖｒに対して位相角φだけ遅れている。Ｓ相、Ｔ相も同様に与えられる。この場合もパルスパターンは固定され、直流電圧Ｖｄｃを一定とした場合、電力変換器ＣＮＶの交流端子側電圧の基本波波高値は一定となる。
【００７４】
図１０は、図９のパルスパターンで電力変換器を動作させた場合のＲ相の各部の動作波形を示す。なお、説明を簡易にするため、入力電流Ｉｃｒは正弦波としてリップル分を省略して描いている。図１０は力行運転時の動作波形を示すのもので、変換器の交流端子側電圧Ｖｃｒの基本波は電源電圧Ｖｒに対して、位相角φだけ遅れる。また、入力電流Ｉｃｒは電源電圧Ｖｒに対して、位相角（φ／２）だけ遅れて流れる。このとき、ＩＳ１，ＩＳ４はＲ相の自己消弧素子Ｓ１とＳ４の電流を表し、ＩＤ１，ＩＤ４は高速ダイオードＤ１とＤ４の電流を、それぞれ表わしている。そのときの動作を以下に説明する。
【００７５】
入力電流Ｉｃｒが負から正に変るまでは高速ダイオードＤ４を介して電流が流れている。この状態から電流Ｉｃｒの向きが変ると自己消弧素子Ｓ４がオン状態にあるので、電流Ｉｃｒは自己消弧素子Ｓ４を介して流れるようになる。次に、自己消弧素子Ｓ４をオフすると、電流Ｉｃｒは高速ダイオードＤ１を介して流れるようになる。
【００７６】
次に、自己消弧素子Ｓ４を再びオンすると、入力電流Ｉｃｒは自己消弧素子Ｓ４を介して流れ、高速ダイオードＤ１の電流はゼロとなる。さらに、図１０のθ１で、自己消弧素子Ｓ４をオフすると、高速ダイオードＤ１に電流が移り、入力電流Ｉｃｒが再び反転するまでその電流は高速ダイオードＤ１に流れる。入力電流Ｉｃｒが反転した後は、自己消弧素子Ｓ１と高速ダイオードＤ４の間で、上記と同様の動作が行われる。
【００７７】
図１０は、固定パルスパターンとして３パルスの場合を示したが、自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ６がしゃ断する最大電流Ｉｍａｘは、入力電流の波高値をＩｃ（ｐｅａｋ）とした場合、
Ｉｍａｘ＝Ｉｃ（ｐｅａｋ）×ｓｉｎ（φ／２＋θ１）
となる。例えば、φ＝２０°，θ１＝１０°とした堀合、
Ｉｍａｘ＝０．３４２×Ｉｃ（ｐｅａｋ）
となる。
【００７８】
パルス数を増やしていくことにより、入力電流Ｉｃｒの高調波成分を低減し、電流脈動を小さくすることができるが、反面、自己消弧素子のしゃ断電流の最大値Ｉｍａｘが増加してくる欠点がある。後で説明するように、電力変換器の多重化等により、入力電流高調波を減らし、出来るだけ少ないパルス数で運転することが望ましい。
【００７９】
自励式変換器ＣＮＶを一定のパルスパターンで制御する場合、入力電流１ｃｒの高調波成分が小さくなるようにスイッチングパターンを決めるが、上記のように変換器力率が１に近いところで運転されるため、電流Ｉｃｒのゼロ点付近でスイッチングが行われ、自励式変換器ＣＮＶを構成する自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ６のしゃ断電流は小さくて済む。これにより、電力回生が可能で、高力率・高効率で、低コストの電力変換装置を提供することができる。
【００８０】
図１乃至図１０を用いて説明した電力変換装置において、直流電圧指令値Ｖｄｃ*を、ダイオード整流器ＲＥＣの整流電圧Ｖｒｅｃより高い値に設定する。仮に、Ｖｄｃ＝Ｖｄｃ*＜Ｖｒｅｃとすると、ダイオード整流器ＲＥＣから電力が供給され、その電力を電力変換器ＣＮＶが回生することになり、無駄な横流が流れてしまう。そこで、Ｖｄｃ*＞Ｖｒｅｃに設定することになり、無駄な横流を流すことを防止する。
【００８１】
力行運転時（負荷Ｌｏａｄが電力を消費する場合）は、ダイオード整流器ＲＥＣと電力変換器ＣＮＶの並列運転となるが、Ｖｄｃ*＞Ｖｒｅｃとなっているので、ダイオード整流器ＲＥＣから電力供給はできない。負荷Ｌｏａｄには全て電力変換器ＣＮＶから電力ＰLを供給することになる。そこで、電力変換器ＣＮＶの電力供給を制限することにより、電力変換器ＣＮＶは一定の有効電力Ｐｃｎｖを供給し、Ｖｄｃ*＞Ｖｄｃ＝Ｖｒｅｃとなる。この結果、ダイオード整流器ＲＥＣは、Ｐｒｅｃ＝ＰL−Ｐｃｎｖの電力を供給するようになる。
【００８２】
従来、ダイオード整流器ＲＥＣだけで運転した場合、負荷電力ＰLが増加するに従い、直流電圧Ｖｒｅｃは徐々に低下していたが、本実施形態では、電力変換器ＣＮＶの電力制限値Ｐｃｎｖまでは、直流電圧Ｖｄｃは一定に保持され、さらに負荷がそれ以上に増えると、直流電圧はＶｄｃ＝Ｖｒｅｃで徐々に下がっていくことになる。回生運転時（負荷側から電源側に電力を戻す場合）は、電力変換器ＣＮＶだけで動作し、直流電圧Ｖｄｃ＝Ｖｄｃ*＞Ｖｒｅｃで、ほぽ一定に制御される。
【００８３】
これにより、無駄な横流を流すことなく直流電圧Ｖｄｃの安定化が図られ、電気鉄道などでは、車載設備容量の低減が図られる。
【００８４】
図１乃至図１０を用いて説明した電力変換装置において、第２の３相変圧器ＴＲｂの２次側電圧の実効値Ｖ２ｂを、第１の３相変圧器ＴＲａの２次側電圧実効値Ｖ２ａより高くしている。
【００８５】
前述したように、電力変換器ＣＮＶの直流電圧指令値Ｖｄｃ*は、ダイオード整流器ＲＥＣの整流電圧Ｖｒｅｃより大きくする必要がある。この整流電圧Ｖｒｅｃは、第１の変圧器ＴＲａの２次側電圧Ｖ２ａによって決まる。すなわち、Ｖｒｅｃ＝ｋ１×Ｖ２ａとなる。一方、電力変換器ＣＮＶは、固定パルスパターンで動作するため、その交流側出力電圧Ｖｃの実効値Ｖｃ（ｒｍｓ）は、直流電圧Ｖｄｃによって決まる。すなわち、Ｖｃ（ｒｍｓ）＝ｋ２×Ｖｄｃとなる。Ｖｄｃ＞Ｖｒｅｃとした場合、Ｖｃ（ｒｍｓ）＞ｋ１・ｋ２・Ｖ２ｂとなる。
【００８６】
第２の変圧器ＴＲｂの２次側電圧実効値Ｖ２ｂと、第１の変圧器ＴＲａの２次側電圧実効値Ｖ２ａとを同じにした場合、上記関係から、Ｖｃ（ｒｍｓ）＞ｋ１・ｋ２・Ｖ２ｂとなる。
【００８７】
Ｖｃ（ｒｍｓ）＝ｋ１・ｋ２・Ｖ２ｂのとき、位相角φとした場合、入力電流Ｉｃと変換器出力電圧Ｖｃの位相角θは、θ＝φ／２となるのに対し、Ｖｃ（ｒｍｓ）＞ｋ１・ｋ２・Ｖ２ｂでは、θ＞φ／２となる。すなわち、入力電流Ｉｃと変換器出力電圧Ｖｃの位相差θが大きくなり、力行運転及び回生運転に関わらず、電力変換器ＣＮＶを構成する自己消弧素子のしゃ断電流が増加してしまう。
【００８８】
そこで、第２の変圧器ＴＲｂの２次側電圧実効値Ｖ２ｂを、第１の変圧器ＴＲａの２次側電圧実効値Ｖ２ａより高くすることにより、Ｖｃ（ｒｍｓ）＝ｋ１・ｋ２・Ｖ２ｂあるいは、Ｖｃ（ｒｍｓ）＜ｋ１・ｋ２・Ｖ２ｂとする。これにより、入力電流Ｉｃと変換器出力電圧Ｖｃの位相差θが、θ＝φ／２あるいは、θ＜φ／２となり、特に過負荷運転時の前記位相差θが小さくなるように第２の変圧器ＴＲｂの２次側電圧実効値Ｖ２ｂを選ぶことにより、電力変換器ＣＮＶを構成する自己消弧素子のしゃ断電流を小さくすることが可能となる。
【００８９】
図１１は、第２の変圧器ＴＲｂの２次側電圧実効値Ｖ２ｂを高めたときの電力変換器の交流側ベクトル図を示すもので、電源電圧Ｖｓの振幅値は変換器出力電圧Ｖｃの振幅値より大きくなっている。図１１は、最大負荷時に、電源電圧Ｖｓに対する変換器出力電圧Ｖｃの位相角がφとなっている場合を示すもので、入力電流Ｉｃと変換器出力電圧Ｖｃの位相差θはゼロとなっている。従って、自励式変換器ＣＮＶを構成する自己消弧素子のしゃ断電流は理論的にはゼロとなる。次に、電圧Ｖｃのベクトルの位相角φを破線に沿ってＶｃ’まで変えることにより、入力電流Ｉｃのベクトルは図の下方の破線に沿ってＩｃ’まで移動し、電力回生運転になる。この場合は、入力電流Ｉｃと変換器出力電圧Ｖｃの位相差θは１８０°となり、自励式変換器ＣＮＶを構成する自己消弧素子のしゃ断電流は理論的にはゼロとなる。ただし、｜Ｖｓ｜＞｜Ｖｃ｜となっているため、位相角φ＝０のときでも若干の遅れ電流Ｉｃが流れる。
【００９０】
図１２は、本実施形態の力行運転時、入力電流Ｉｃと変換器出力電圧Ｖｃの位相差θをゼロとした場合の動作波形を示すもので、図中、ＶｒはＲ相電源電圧、ＶｃｒはＲ相変換器出力電圧、ＩｃｒはＲ相入力電流、ＩＳ１，ＩＳ４は自己消弧素子Ｓ１およぴＳ４に流れる電流、ＩＤ１，ＩＤ４は高速ダイオードＤ１及びＤ４に流れる電流を表わす。全ての電流が高速ダイオードＤ１又はＤ４に流れ、自己消弧素子Ｓ１及びＳ４の電流はゼロとなる。当然のことながら、自己消弧素子のしゃ断電流はゼロとなる。
【００９１】
図１３は、本実施形態の回生運転時、位相差θ＝１８０°とした場合の動作波形を示すもので、参照符号は図１２に準ずる。この場合には、全ての電流が自己消弧素子Ｓ１及びＳ４に流れ、高速ダイオードＤ１又はＤ４の電流はゼロとなる。この場合も、自己消弧素子のしゃ断電流はゼロとなる。このように、最大負荷運転時に前記位相差がθ＝０となるように、前記第２の変圧器ＴＲｂの２次電圧Ｖ２ｂを合せることにより、しゃ断電流をゼロとすることが可能となる。
【００９２】
この結果、しゃ断電流容量の小さい自己消弧素子を用いて電力変換器ＣＮＶを構成することが可能となり、過負荷耐量に優れた経済的な装置を提供することができる。
【００９３】
なお、第２の３相変圧器ＴＲｂの２次側電圧の実効値Ｖ２ｂを、第１の３相変圧器ＴＲａの２次側電圧実効値Ｖ２ａより高くすることは、請求項２に関連する欄で説明したように、直流電圧指令値Ｖｄｃ*をダイオード整流器ＲＥＣの整流電圧Ｖｒｅｃより高い値に設定することと併せて実施しても上述したと同様な効果が得られる。
【００９４】
図１乃至図１０を用いて説明した電力変換装置において、第２の変圧器ＴＲｂのもれインダクタンスＬｂを、第１の変圧器ＴＲａのもれインダクタンスＬａより大きく設計する。
【００９５】
図１４は、ダイオード整流器ＲＥＣの負荷特性を示すもので、パーセントインピーダンス％ＸＩが大きい変圧器は、パーセントインピーダンス％ＸＩが小さい変圧器に比べて、過負荷運転時の直流整流電圧Ｖｒｅｃの低下が大きくなる。
【００９６】
一般に、ダイオード整流器ＲＥＣの変圧器ＴＲａのパーセントインピーダンス％ＸＩは、略０．０５ｐｕ〜０．１ｐｕに設計される（ｐｕはパーユニットを表わす）。パーセントインピーダンス％ＸＩを大きくすると、過負荷運転時の直流整流電圧Ｖｒｅｃの低下が大きくなるので、上記値が適当とされている。変圧器ＴＲａのもれインダクタンスＬａはパーセントインピーダンス％ＸＩに比例する。
【００９７】
一方、電力変換器ＣＮＶは、１パルス又は３パルス程度の固定パルスパターンで動作し、変換器ＣＮＶの交流側出力電圧Ｖｃは矩形波電圧となる。第２の変圧器ＴＲｂのもれインダクタンスＬｂに、電源電圧Ｖｓと出力電圧Ｖｃの差電圧が印加され、入力電流Ｉｃが流れる。もれインダクタンス値Ｌｂは、変圧器ＴＲｂのパーセントインピーダンス％ＸＩに比例し、その値が小さいと、上記矩形波電圧Ｖｃによって電流Ｉｃのリップルが大きくなる。
【００９８】
第２の変圧器ＴＲｂのもれインダクタンスＬｂを、第１の変圧器ＴＲａのもれインダクタンスＬａより大きく設計することにより、電力変換器ＣＮＶの入力電流Ｉｃのリップルを抑えるとともに、ダイオード整流器ＲＥＣの整流電圧Ｖｒｅｃの電圧低下を抑えることが可能となる。これにより、既存のダイオード整流器ＲＥＣの利用が可能となり、電力回生が可能な低コストの電力変換装置をより簡単に提供することができる。
【００９９】
なお、第２の変圧器ＴＲｂのもれインダクタンスＬｂを、第１の変圧器ＴＲａのもれインダクタンスＬａより大きく設計することは、第２の実施形態で説明したように、直流電圧指令値Ｖｄｃ*をダイオード整流器ＲＥＣの整流電圧Ｖｒｅｃより高い値に設定すること、第３の実施形態で説明したように、第２の３相変圧器ＴＲｂの２次側電圧の実効値Ｖ２ｂを、第１の３相変圧器ＴＲａの２次側電圧実効値Ｖ２ａより高くすることと併せて実施しても上述したと同様な効果が得られる。
【０１００】
図１乃至図１０を用いて説明した電力変換装置において、電力変換器ＣＮＶは、力行運転時の入力電流Ｉｃを制限して制御する。前述したように、ダイオード整流器ＲＥＣからの横流が流れ込むのを防止するために、電力変換器ＣＮＶの直流電圧指令値Ｖｄｃ*を、ダイオード整流器ＲＥＣの整流電圧Ｖｒｅｃより高い値に設定する。力行運転時（負荷Ｌｏａｄが電力を消費する場合）は、ダイオード整流器ＲＥＣと電力変換器ＣＮＶの並列運転となるが、Ｖｄｃ*＞Ｖｒｅｃとなっているので、ダイオード整流器ＲＥＣからは電力を供給できない。従って、負荷Ｌｏａｄには電力変換器ＣＮＶから電力ＰLを供給することになる。
【０１０１】
そこで本実施形態では、力行運転時には、電力変換器ＣＮＶの入力電流Ｉｃの有効電流指令値Ｉｑ*を制限することにより、負荷分担の適正化を図っている。
【０１０２】
図１５は、図２に示したリミッタ回路ＬＩＭの入出力特性を示すもので、有効電流指令値Ｉｑｉ*に対して、その出力Ｉｑ*は、正側（力行側）のみに制限を設けている特性図である。
【０１０３】
図１６は、自励式変換器ＣＮＶの力行側有効電力を定格１００％で制限した場合の運転特性を示すもので、力行１００％負荷までは、自励式変換器ＣＮＶから全て電力供給が行われ、直流電圧Ｖｄｃは一定（＝１６８０Ｖ）に保たれる。さらに負荷が増えると、自励式変換器ＣＮＶの出力電流Ｉｃｎｖは１００％で一定となり、直流電圧Ｖｄｃは下がってくる。その結果、ダイオード整流器ＲＥＣから直流電流Ｉｒｅｃが流れはじめ、負荷の増加に従ってＩｒｅｃが増えてくる。
【０１０４】
すなわち、電力変換器ＣＮＶからの電力供給が制限され、直流電圧Ｖｄｃは負荷ＰLが増加するに従って徐々に低下し、Ｖｄｃ*＞Ｖｄｃ＝Ｖｒｅｃとなる。この結果、電力変換器ＣＮＶは一定の電力Ｐｃｎｖを供給するようになり、ダイオード整流器ＲＥＣからは、Ｐｒｅｃ＝ＰL−Ｐｃｎｖを供給するようになる。
【０１０５】
例えば、従来装置では、図１６の破線Ｕで示すように、１００％負荷でＶｒｅｃ＝１５００Ｖまで低下し、３００％負荷ではＶｒｅｃ＝１１４０Ｖに下がってしまう。これに対し、本実施形態では、電力変換器ＣＮＶの電力制限値１００％負荷までは、直流電圧Ｖｄｃは一定に保持され、さらにそれ以上の負荷が増えるに従って徐々に直流電圧Ｖｄｃが下がっていくことになる。回生運転時（負荷側から電源側に電力を戻す場合）は、電力変換器ＣＮＶだけで動作し、直流電圧Ｖｄｃ＝Ｖｄｃ*＞Ｖｒｅｃで、ほぼ一定に制御される。
【０１０６】
これにより、ダイオード整流器ＲＥＣと電力変換器ＣＮＶの安定した並列運転が可能となる。また、力行運転時の自励式亀力変換器ＣＮＶの出力がＰｃｎｖに制限され、高速ダイオードＤ１〜Ｄ６の最大電流を小さく抑えることができ、かつ、自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ６のしゃ断電流も抑えることが可能となる。さらに、直流電圧Ｖｄｃの安定化が図られ、電気鉄道などでは、車載設備容量の低減が図られる。
【０１０７】
図１乃至図１０を用いて説明した電力変換装置において、電力変換器ＣＮＶは、負荷装置Ｌｏａｄが消費又は発生する有効電力（又は有効電流）ＰLを検出又は推定し、当該有効電力ＰLに比例したフィードフォワード補償量ＩｑＦＦ*を求め、当該補償量ＩｑＦＦ*を前記変換器の入力電流Ｉｃの有効分指令値に加えて制御している。
【０１０８】
電圧形自励式変換器ＣＮＶによって、直流電圧Ｖｄｃが指令値Ｖｄｃ*に一致するようにフィードバック制御を行っているが、負荷が急変した場合、その応答が間に合わないと、直流電圧Ｖｄｃが大きく変動する。すなわち、負荷消費電力ＰLが急激に増えると、直流電圧Ｖｄｃが低下し、必要な電力を送れなくなるだけでなく、電圧不足により、自励式変換器ＣＮＶの制御にも影響を与え、制御全体を不安定にすることもある。また、逆に、電車の回生プレーキ等により、負荷側からの回生電力が急激に増えると、直流電圧Ｖｄｃが上昇し、電力変換装置や負荷装置の耐圧を脅かすことになる。
【０１０９】
負荷装置Ｌｏａｄが消費又は発生する有効電力（又は有効電流）ＰLを検出又は推定し、この有効電力ＰLに比例するフィードフォワード補償量ＩｑＦＦ*を演算して求め、当該補債量ＩｑＦＦ*を変換器の入力電流Ｉｃの有効分指令値に加えて制御することにより、直流電圧制御の応答を高めることができ、負荷急変に対しても、直流電圧Ｖｄｃの変動幅が小さくなり、上記問題を解決することができる。
【０１１０】
図１乃至図１０を用いて説明した電力変換装置では、負荷がとる直流電流ＩＬｏａｄを検知し、その量に見合った有効電流を供給するようにフィードフォワード補償回路ＦＦで補慣量ＩｑＦＦ*＝ｋＦＦ・ＩＬｏａｄを演算し、加算器ＡＤに入力している。これにより、負荷ＰLが急変した場合、それに見合った入力電流（有効電流）Ｉｑが直ちに供給され、平滑コンデンサＣｄの印加電圧Ｖｄｃの変動を抑えることが可能となる。
【０１１１】
図１及び図２に示した電力変換装置において、電力変換器ＣＮＶは、交流電源の電圧Ｖｓが変動した場合、この電源電圧Ｖｓの変化に合わせて平滑コンデンサＣｄに印加される電圧Ｖｄｃの指令値を変えて制御している。
【０１１２】
図１７は、本発明に係る電力変換装置の第２の実施形態として、電力変換器ＣＮＶの制御回路の他の構成例を示すブロック図で、図中、図２と同一の要素には同一の符号を付して、その説明を省略する。この実施形態は演算回路ＣＡＬに電源電圧の波高値Ｖｓｍｏと入力電流の波高値Ｉｃｍｏとを入力して直流電圧指令値Ｖｄｃ*を変化させている点が図２と構成を異にし、これ以外は図２と全く同様に構成されている。図１７に示した制御回路の１つの制御方式として、演算回路ＣＡＬは、電源電圧Ｖｓの波高値に比例させて直流電圧指令値Ｖｄｃ*を与える。
【０１１３】
図１８（ａ），（ｂ），（ｃ）は、直流電圧Ｖｄｃを一定に制御したとき、電源電圧Ｖｓの振幅値が変動した場合の電力変換器ＣＮＶの交流電源側の電圧・電流ベクトル図を示す。
【０１１４】
直流電圧Ｖｄｃを一定に制御し、電力変換器ＣＮＶを１パルス又は一定パルスパターンで運転した場合、電力変換器ＣＮＶの交流側出力電圧Ｖｃの振幅値は一定となる。Ｖｓ＝Ｖｃでは、図１８（ｂ）に示すように、位相角φ＝０で、入力電流Ｉｃはゼロとなる。これに対し、Ｖｓ＜Ｖｃでは、図１８（ａ）に示すように、φ＝０のときに進み電流が流れてしまう。逆に、Ｖｓ＞Ｖｃでは、図１８（ｃ）に示すように、φ＝０のときに遅れ電流が流れてしまう。また、Ｖｓ＜Ｖｃの場合、電力変換器ＣＮＶの交流側出力電圧Ｖｃと入力電流Ｉｃの位相差が大きくなり、電力変換器を構成する自己消弧素子のしゃ断電流が大きくなってしまう。
【０１１５】
そこで、電源電圧Ｖｓが変動した場合、それに合わせて直流電圧Ｖｄｃを調整することにより、変換器出力電圧Ｖｃの基本波波高値を常に電源電圧Ｖｓの波高値に合わせる。これにより、位相角φ＝０のとき無駄な無効電流を電源からとることを防ぐことができ、自己消弧素子のしゃ断電流の増加を防止できる。
【０１１６】
次に、もう１つの制御方式として、図１７の制御回路において、演算回路ＣＡＬは、直流電圧指令値Ｖｄｃ*を、
Ｖｄｃ*＝Ｋ１・√｛Ｖｓｍｏ2＋Ｋ２・Ｉｃｍｏ2｝
として与えている。ここで、Ｖｓｍｏは電源電圧波高値、Ｉｃｍｏは入力電流波高値、Ｋ１，Ｋ２は比例定数を表わす。
【０１１７】
図１９は、入力電流波高値１cmｏに対する直流電圧指令値Ｖｄｃ*の関係を示したもので、電流Ｉｃｍｏが大きくなるに従って直流電圧指令値Ｖｄｃ*を増加させている。この制御方式では、電源電圧Ｖｓの大きさによって直流電圧指令値Ｖｄｃ*を変化させるだけでなく、入力電流波高値Ｉｃｍｏにも関係させてＶｄｃ*を調整している。
【０１１８】
変換器出力電圧は、Ｖｃ＝√｛Ｖｓ2＋（ωＬ・Ｉｃ）2｝の関係が保たれる。
この結果、電源電圧ベクトルＶｓと交流リアクトルＬ（変圧器ＴＲｂのもれインダクタンス）の印加電圧（ｊωＬ・Ｉｃ）が常に直交関係を保つようになり、電力変換器ＣＮＶの入力電流Ｉｃは電源電圧Ｖｓと同相となって、入力力率＝１となる。なお、この制御方式では、無負荷のときＶｃ＝Ｖｓを満足し、入力電流Ｉｃ＝０となり、無効電流が流れることはない。
【０１１９】
この効果は回生運転においても同じである。これにより、過負荷耐量に優れ、低コストで高力率の電力変換装置を提供できる。
【０１２０】
次に、もう一つ他の制御方式として、図１７の制御回路において、演算回路ＣＡＬは、直流電圧指令値Ｖｄｃ*を、
Ｖｄｃ*＝Ｋ１・√｛Ｖｓｍｏ2−Ｋ２・Ｉｃｍｏ2｝
として与えている。ここで、Ｖｓｍｏは電源電圧波高値、Ｉｃｍｏは入力電流波高値、Ｋ１，Ｋ２は比例定数を表わす。この制御方式でも、電源電圧Ｖｓの大きさによって直流電圧指令値Ｖｄｃ*を変化させるだけでなく、入力電流波高値Ｉｃｍｏにも関係させてＶｄｃ*を調整している。
【０１２１】
図２０は、入力電流波高値Ｉｃｍｏに対する直流電圧指令値Ｖｄｃ*の関係を示したもので、電流Ｉｃｍｏが大きくなるに従って直流電圧指令値Ｖｄｃ*は減少する。
【０１２２】
すなわち、変換器出力電圧は、Ｖｃ＝√｛Ｖｓ2−（ωＬ・Ｉｃ）2｝の関係が保たれる。この結果、変換器出力電圧ベクトルＶｃと交流リアクトルＬ（変圧器ＴＲｂのもれインダクタンス）の印加電圧（ｊωＬ・Ｉｃ）が常に直交関係を保つようになり、入力電流Ｉｃは変換器出力電圧Ｖｃと同相（又は逆相）となって、変換器力率が１となる。なお、この制御方式では、無負荷のときＶｃ＝Ｖｓを満足し、入力電流Ｉｃ＝０となり、焦効電流が流れることはない。
【０１２３】
変換器力率＝１の運転では、図１２（力行運転）及び図１３（回生運転）で説明したように、自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ６のしゃ断電流はゼロとなる。
【０１２４】
すなわち、直流電圧指令値Ｖｄｃ*を、
Ｖｄｃ*＝Ｋ１・√｛Ｖｓｍｏ2−Ｋ２・Ｉｓｍｏ2｝
として制御することにより、常に、変換器力率＝１で運転でき、その結果、自励式変換器ＣＮＶを構成する自己消弧素子のしゃ断電流をゼロにして運転することが可能となり、変換器コストを大幅に低減することができる。また、ゼロ電流スイッチング、すなわち、ソフトスイッチングが可能となり、現在ハードスイッチングで問題とされているＥＭＩノイズや誘導障害の問題が解決される。
【０１２５】
図２１は、本発明に係る電力変換装置の第３の実施形態の主回路の構成例である。同図において、３相交流電源ＳＵＰにそれぞれ１次巻線が接続され、互いに３０°の位相差の電圧を出力する第１の３相変圧器ＴＲａと、第２の３相変圧器ＴＲｂとを備えている。このうち、第１の３相変圧器の２次巻線の一方にダイオード整流器ＲＥＣ１が接続され、２次巻線の他方にダイオード整流器ＲＥＣ２が接続されている。また、第２の３相変圧器の２次巻線の一方に電力変換器ＣＮＶ１が接続され、２次巻線の他方に電力変換器ＣＮＶ２が接続されている。
【０１２６】
ダイオード整流器ＲＥＣ１，ＲＥＣ２の出力端は相互に並列接続されて負荷Ｌｏａｄに直流電力を供給し、さらに、電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２の出力端も相互に接続され、平滑コンデンサＣｄを介して、負荷Ｌｏａｄに直流電力を供給する構成になっている。なお、制御回路ＣＯＮＴが電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２の入力電流Ｉｃ１，Ｉｃ２及び負荷Ｌｏａｄに印加される出力電圧Ｖｄｃに基づいて電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２を制御するように構成されている。この装置では、変圧器のもれインダクタンスを利用することにより、交流リアクトルを省略している。もちろん、外部に交流リアクトルを設けても原理的には同じになる。
【０１２７】
図２２は、図２１に主回路構成を示した電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２の制御回路ＣＯＮＴの詳細な構成を示すブロック図である。図中、図１７と同一の符号を付したものはそれぞれ同一の要素を示している。ここで、演算回路ＣＡＬは電源電圧の波高値Ｖｓｍｏを入力して直流電圧指令値Ｖｄｃ*を出力するもので、比較器Ｃ１は直流電圧指令値Ｖｄｃ*と直流電圧Ｖｄｃとを比較してその偏差分εｖを出力するもので、その出力端に電圧偏差分εｖを例えばＰＩ演算する電圧制御補償器Ｇｖ（Ｓ）が接続され、その出力が加算器ＡＤの一方入力として加えられる。また、負荷電流値ＩＬｏａｄに応じてフィードフォワード補償量ＩｑＦＦ*を演算するフィードフォワード補償回路ＦＦが設けられ、このフィードフォワード補償量ＩｑＦＦ*が加算器ＡＤの他方入力として加えられる。加算器ＡＤの出力経路に、正側の信号を制限して有効電流（ｑ軸電流）指令値Ｉｑ*を出力するリミッタＬＩＭが設けられている。
【０１２８】
比較器Ｃ２はこの有効電流指令値Ｉｑ*と電力変換器ＣＮＶ１の有効電流Ｉｑ１とを比較してその偏差分εｉを出力するもので、その出力端に電流偏差分εｉを例えばＰＩ演算する電流制御補償器Ｇｉ１（Ｓ）が接続され、その出力が位相角基準φ１*として位相制御回路ＰＨＣ１に加えられる。電源同期位相検出回路ＰＬＬ１は３相交流電圧Ｖｒ１，Ｖｓ１，Ｖｔ１を入力して回転座標上の位相角θｒ１，θｓ１，θｔ１を求めて位相制御回路ＰＨＣ１に加えるものである。位相制御回路ＰＨＣ１は位相角基準φ１*と位相角θｒ１，θｓ１，θｔ１とに基づいて、電力変換器ＣＮＶ１を構成する自己消弧素子のゲート信号ｇ１１〜ｇ１６を発生するものである。座標変換回路Ｚ１は３相の入力電流Ｉｃｒ１，Ｉｃｓ１，Ｉｃｔ１を３相２相変換して静止直角座標系の有効電流（ｑ軸電流）Ｉｑ１及び無効電流（ｄ軸電流）Ｉｄ１を演算するもので、このうち、有効電流Ｉｑ１が比較器Ｃ２で有効電流指令値Ｉｑ*と比較される。
【０１２９】
一方、比較器Ｃ３は有効電流指令値Ｉｑ*と電力変換器ＣＮＶ２の有効電流Ｉｑ２とを比較してその偏差分εｉを出力するもので、その出力端に電流偏差分εｉを例えばＰＩ演算する電流制御補償器Ｇｉ２（Ｓ）が接続され、その出力が位相角基準φ２*として位相制御回路ＰＨＣ２に加えられる。電源同期位相検出回路ＰＬＬ２は３相交流電圧Ｖｒ２，Ｖｓ２，Ｖｔ２を入力して回転座標上の位相角θｒ２，θｓ２，θｔ２を求めて位相制御回路ＰＨＣ２に加えるものである。位相制御回路ＰＨＣ２は位相角基準φ２*と位相角θｒ２，θｓ２，θｔ２とに基づいて、電力変換器ＣＮＶ２を構成する自己消弧素子のゲート信号ｇ２１〜ｇ２６を発生するものである。座標変換回路Ｚ２は３相の入力電流Ｉｃｒ２，Ｉｃｓ２，Ｉｃｔ２を３相２相変換して静止直角座標系の有効電流（ｑ軸電流）Ｉｑ２及び無効電流（ｄ軸電流）Ｉｄ２を演算するもので、このうち、有効電流Ｉｑ２が比較器Ｃ２で有効電流指令値Ｉｑ*と比較される。
【０１３０】
電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２は、電源電圧に同期した一定のパルスパターン（１パルス，３パルス，５パルス等）で電源電圧に対する位相角φ１，φ２を制御することにより、入力電流Ｉｃ１，Ｉｃ２を制御する。位相角φ１，φ２を遅れ方向に増加させることにより、交流電源ＳＵＰから供給される有効電力Ｐｓが増加し、逆に位相角φ１，φ２を進み方向に増やすと、有効電力Ｐｓが交流電源ＳＵＰに回生される。この場合でも、変換器力率が１に近いところで運転されるため、入力電流Ｉｃのゼロ点付近でスイッチングが行われ、自励式変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２を構成する自己消弧素子のしゃ断電流を小さくすることができる。
【０１３１】
２台の電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２の入力電流（変圧器ＴＲｂの２次電流）Ｉｃ１，Ｉｃｓは独立に制御されるが、指令値Ｉｑ*は同じなので、ほぽ同じ値に制御される。その結果、変圧器ＴＲｂの１次電流の高調波が互いに打ち消し合い電流リップルの少ない運転ができる。３組以上の電力変換装置を組み合わせて並列多重運転した場合には、変圧器ＴＲｂの１次電流リップルをさらに低減することができる。
【０１３２】
一方、２台のダイオード整流器ＲＥＣ１，ＲＥＣ２は第１の変圧器ＴＲａにより、並列多重運転され、その１次側電流も高調波の少ない正弦波電流となる。それぞれ、並列多重接続されたダイオード整流器ＲＥＣ１，ＲＥＣ２と電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２を組み合わせて強調運転することにより、変換装置の大容量化、及び交流電源から供給される入力電流Ｉｓの高調波成分の低減を図ることができ、かつ、過負荷耐量に優れ、電力回生が可能な、高効率・低コストの大容量電力変換装置を提供することが可能となる。
【０１３３】
次に、もう一つ他の制御方式として、図１７の制御回路において、演算回路ＣＡＬは、直流電圧指令値Ｖｄｃ*を、
Ｖｄｃ*＝Ｋ１・√｛Ｖｓｍｏ2−Ｋ２・Ｉｃｍｏ2｝
として与えている。ここで、Ｖｓｍｏは電源電圧波高値、Ｉｃｍｏは入力電流波高値、Ｋ１，Ｋ２は比例定数を表わす。この制御方式でも、電源電圧Ｖｓの大きさによって直流電圧指令値Ｖｄｃ*を変化させるだけでなく、入力電流波高値Ｉｃｍｏにも関係させてＶｄｃ*を調整している。
【０１３４】
力行運転時（負荷Ｌｏａｄが電力を消費する場合）は、ダイオード整流器ＲＥＣ１，ＲＥＣ２と電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２の並列運転となるが、Ｖｄｃ*＞Ｖｒｅｃとなっているので、ダイオード整流器ＲＥＣからは電力を供給できない。負荷Ｌｏａｄには全て電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２から電力ＰLを供給することになる。そこで、電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２の電力供給を制限することにより、電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２は一定の有効電力Ｐｃｎｖを供給し、Ｖｄｃ*＞Ｖｄｃ＝Ｖｒｅｃとなる。この結果、ダイオード整流器ＲＥＣ１，ＲＥＣ２は、Ｐｒｅｃ＝ＰL−Ｐｃｎｖの電力を供給するようになる。
【０１３５】
従来、ダイオード整流器ＲＥＣ１，ＲＥＣ２だけで運転した場合、負荷電力ＰLが増加するに従い、直流電圧Ｖｒｅｃは徐々に低下していたが、本実施形態では、電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２の電力制限値Ｐｃｎｖまでは、直流電圧Ｖｄｃは一定に保持され、さらにそれ以上の負荷が増えると、直流電圧はＶｄｃ＝Ｖｒｅｃで徐々に下がっていくことになる。回生運転時（負荷側から電源側に電力を戻す場合）は、電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２だけで動作し、直流電圧Ｖｄｃ＝Ｖｄｃ＊＞Ｖｒｅｃで、ほぼ一定に制御される。
【０１３６】
これにより、無駄な横流を流すことなく直流電圧Ｖｄｃの安定化が図られ、電気鉄道などでは、車載設備容量の低減が図られる。
【０１３７】
図２１に示した電力変換装置において、第２の３相変圧器ＴＲｂの２次側電圧実効値Ｖ２ｂを、第１の３相変圧器ＴＲａの２次側電圧実効値Ｖ２ａより高くしている。
【０１３８】
前述のように、電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２の直流電圧指令値Ｖｄｃ*は、ダイオード整流器ＲＥＣ１，ＲＥＣ２の整流電圧Ｖｒｅｃより大きくする必要がある。当該整流電圧Ｖｒｅｃは、第１の変圧器ＴＲａの２次側電圧Ｖ２ａによって決まる。すなわち、Ｖｒｅｃ＝ｋｌ×Ｖ２ａとなる。
【０１３９】
一方、電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２は、固定パルスパターンで動作するため、その交流側出力電圧Ｖｃの実効値Ｖｃ（ｒｍｓ）は、直流電圧Ｖｄｃによって決まる。すなわち、Ｖｃ（ｒｍｓ）＝ｋ２×Ｖｄｃとなる。Ｖｄｃ＞Ｖｒｅｃとした切合、Ｖｃ（ｒｍｓ）＞ｋ１・ｋ２・Ｖ２ａとなる。
【０１４０】
第２の変圧器ＴＲｂの２次側電圧実効値Ｖ２ｂと、第１の変圧器ＴＲａの２次側電圧実効値Ｖ２ａを同じにした場合、上記関係から、Ｖｃ（ｒｍｓ）＞ｋ１・ｋ２・Ｖ２ｂとなる。
【０１４１】
Ｖｃ（ｒｍｓ）＝ｋ１・ｋ２・Ｖ２ｂのとき、位相角φ１≒φ２≒φとした場合、入力電流Ｉｃ１と変換器出力電圧Ｖｃ１の位相角θ１（又は、入力電流Ｉｃ２と変換器出力電圧Ｖｃ２の位相差θ２）は、θ１≒θ２≒φ／２となるのに対し、Ｖｃ（ｒｍｓ）＞ｋ１・ｋ２・Ｖ２ｂでは、θ１≒θ２＞φ／２となる。すなわち、入力電流Ｉｃ１と変換器出力電圧Ｖｃ１の位相差θ１（又は、入力電流Ｉｃ２と変換器出力電圧Ｖｃ２の位相差θ２）が大きくなり、力行運転及び回生運転に関わらず、電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２を構成する自己消弧素子のしゃ断電流が増加してしまう。
【０１４２】
そこで、第２の変圧器ＴＲｂの２次側電圧実効値Ｖ２ｂを、第１の変圧器ＴＲａの２次側電圧実効値Ｖ２ａより高くすることにより、Ｖｃ（ｒｍｓ）＝ｋ１・ｋ２・Ｖ２ｂあるいは、Ｖｃ（ｒｍｓ）＜ｋ１・ｋ２・Ｖ２ｂとする。これにより、入力電流Ｉｃ１と変換器出力電圧Ｖｃ１の位相角θ１（又は、入力電流Ｉｃ２と変換器出力電圧Ｖｃ２の位相差θ２）が、θ１≒θ２≒φ／２あるいは、θ１≒θ２＜φ／２となり、特に過負荷運転時の位相差θ１≒θ２が小さくなるように第２の変圧器ＴＲｂの２次側電圧実効値Ｖ２ｂを選ぶことにより、電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２を構成する自己消弧素子のしゃ断電流を小さくすることが可能となる。
【０１４３】
この結果、本実施形態では、しゃ断電流容量の小さい自己消弧素子を用いて電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２を構成することが可能となり、過負荷耐量に優れた経済的な電力変換装置を提供できる。
【０１４４】
図２１に示した電力変換装置において、第２の変圧器ＴＲｂのもれインダクタンスＬｂを、第１の変圧器ＴＲａのもれインダクタンスＬａより大きく設計する。
【０１４５】
一般に、ダイオード整流器ＲＥＣ１，ＲＥＣ２の変圧器ＴＲａのパーセントインピーダンス％ＸＩは、大略０．０５ｐｕ〜０．１ｐｕに設計される（ｐｕはパーユニットを表わす）。パーセントインピーダンス％ＸＩを大きくすると、過負荷運転時の直流整流電圧Ｖｒｅｃの低下が大きくなるので、上記の値が適当とされている。変圧器ＴＲａのもれインダクタンスＬａはパーセントインピーダンス％ＸＩ％ＸＩに比例する。
【０１４６】
一方、電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２は、１パルス又は３パルス程度の固定パルスパターンで動作し、当該変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２の交流側出力電圧Ｖｃ１，Ｖｃ２は矩形波電圧となる。第２の変圧器ＴＲｂのもれインダクタンスＬｂに、電源電圧Ｖｓと出力電圧Ｖｃ１，Ｖｃ２の差電圧が印加され、入力電流Ｉｃが流れる。もれインダクタンスＬｂは、変圧器ＴＲｂのパーセントインピーダンス％ＸＩに比例し、その値が小さいと、矩形波電圧Ｖｃ１，Ｖｃ２によって電流Ｉｃ１，Ｉｃ２のリップルが大きくなる。また、２台の変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２間の横流を抑制するためにも、第２の変圧器ＴＲｂのもれインダクタンスＬｂはある程度大きくすることが望まれる。
【０１４７】
第２の変圧器ＴＲｂのもれインダクタンスＬｂを、第１の変圧器ＴＲａのもれインダクタンスＬａより大きく設計することにより、電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２の入力電流Ｉｃ１，Ｉｃ２のリップルを抑えると共に、ダイオード整流器ＲＥＣ１，ＲＥＣ２の整流電圧Ｖｒｅｃの電圧低下を抑えることが可能となる。これにより、既存のダイオード整流器ＲＥＣ１，ＲＥＣ２の利用が可能となり、電力回生が可能な低コストの電力変換装置をより簡単に提供できる。
【０１４８】
図２１及び図２２に示した電力変換装置において、２台の電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２は、力行運転時の入力電流Ｉｃ１，Ｉｃ２を制限して制御する。
【０１４９】
ダイオード整流器ＲＥＣ１，ＲＥＣ２から直流回路を介して電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２へ横流が流れ込むのを防止するために、電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２の直流電圧指令値Ｖｄｃ*は、ダイオード整流器ＲＥＣ１，ＲＥＣ２の整流電圧Ｖｒｅｃより高い値に設定する。この場合、力行運転時（負荷Ｌｏａｄが電力を消費する場合）は、ダイオード整流器ＲＥＣ１，ＲＥＣ２と電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２の並列運転となるが、Ｖｄｃ*＞Ｖｒｅｃとなっているので、ダイオード整流器ＲＥＣ１，ＲＥＣ２からは電力を供給できない。従って、負荷Ｌｏａｄには電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２から電力ＰLを供給することになる。
【０１５０】
そこで本発明では、力行運転時には、電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２の入力電流Ｉｃ１，Ｉｃ２の有効電流指令値Ｉｑ*を制限することにより、負荷分担の適正化を図っている。
【０１５１】
図２２のリミッタ回路ＬＩＭは、加算器ＡＤからの出力信号の正側（力行側）に制限を設けている。そのため、有効電流指令値Ｉｑ*は、例えば、力行運転時は定格１００％の値に制限される。この結果、力行１００％負荷までは、自励式変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２から全て電力供給が行われ、直流電圧Ｖｄｃは、Ｖｄｃ＞Ｖｒｅｃで、一定に保たれる。さらに負荷が増えると、自励式変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２の出力電流Ｉｃｎｖは１００％一定となり、直流電圧Ｖｄｃは下がってくる。その結果、ダイオード整流器ＲＥＣ１，ＲＥＣ２から直流電流Ｉｄｄが流れはじめ、負荷の増加に従ってＩｄｄが増えてくる。
【０１５２】
すなわち、電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２からの電力供給が制限され、直流電圧Ｖｄｃは負荷ＰLが増加するに従って徐々に低下し、Ｖｄｃ*＞Ｖｄｃ＝Ｖｒｅｃとなる。この結果、電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２は一定の電力Ｐｃｎｖを供給するようになり、ダイオード整流器ＲＥＣ１，ＲＥＣ２から、Ｐｒｅｃ＝ＰL−Ｐｃｎｖを供給するようになる。
【０１５３】
これにより、ダイオード整流器ＲＥＣ１，ＲＥＣ２と電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２の安定した並列運転が可能となる。また、力行運転時の電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２の出力がＰｃｎｖに制限され、この自励式変換器を構成する高速ダイオードの最大電流を抑えることができ、かつ、自己消弧素子のしゃ断電流も抑えることが可能となる。さらに、直流電圧Ｖｄｃの安定化が図られ、電気気鉄道などでは、車載設備容量の低減が図られる。
【０１５４】
図２１及び図２２の電力変換装置において、電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２は、負荷装置Ｌｏａｄが消費又は発生する有効電力（又は有効電流）ＰLを検出又は推定し、当該有効電力ＰLに比例したフィードフォワード補償量ＩｑＦＦ*を求め、当該補償量ＩｑＦＦ*を前記変換器の入力電流Ｉｃの有効分指令値に加えて制御している。
【０１５５】
電圧形自励式変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２によって、直流電圧Ｖｄｃが指令値Ｖｄｃ*に一致するようにフィードバック制御を行っているが、負荷が急変した場合、その応答が間に合わないと、直流電圧Ｖｄｃが大きく変動する。すなわち、負荷消費電力ＰLが急激に増えると、直流電圧Ｖｄｃが低下し、必要な電力を送れなくなるだけでなく、電圧不足により、自励式変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２の制御にも影響を与え、制御全体を不安定にすることもある。また、逆に、電車の回生ブレーキ等により、負荷側からの回生電力が急激に増えると、直流電圧Ｖｄｃが上昇し、電力変換装置や負荷装置の耐圧を脅かすことになる。
【０１５６】
図２２の制御装置では、負荷がとる直流電流ＩＬｏａｄを検知し、その量に見合った有効電流を供給するようにフィードフォワード補償回路ＦＦで補償量ＩｑＦＦ*＝ｋＦＦ・ＩＬｏａｄを演算し、加算器ＡＤに入力している。これにより、負荷ＰLが急変した場合、それに見合った入力電流（有効電流）Ｉｑが直ちに供給され、平滑コンデンサＣｄの印加電圧Ｖｄｃの変動を抑えることが可能となる。
【０１５７】
負荷装置Ｌｏａｄが消費又は発生する有効電力（又は有効電流）ＰLを検出又は推定し、当該有効電力ＰLに比例するフィードフォワード補償量ＩｑＦＦ*を演算して求め、当該補償量ＩｑＦＦ*を変換器の入力電流Ｉｃの有効分指令値に加えて制御することにより、直流電圧制御の応答を高めることができ、負荷急変に対しても、直流電圧Ｖｄｃの変動幅が小さくなり、上記問題を解決することができる。
【０１５８】
図２１及び図２２に示した電力変換装置において、２台の電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２は、交流電源の電圧Ｖｓが変動した場合、電源電圧Ｖｓの変化に合わせて平滑コンデンサＣｄに印加される電圧Ｖｄｃの指令値を変えて制御している。
【０１５９】
直流電圧Ｖｄｃを一定に制御し、電力変換器ＣＮＶを１パルス又は一定パルスパターンで運転した場合、当該電力変撲器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２の交流側出力電圧Ｖｃ１，Ｖｃ２の振幅値は一定となる。
【０１６０】
電源電圧Ｖｓ（変圧器ＴＲｂの２次電圧）の波高値が変換器出力電圧のＶｃ１，Ｖｃ２の波高値と同じ場合は、位相角φ＝０で、入力電流Ｉｃはゼロとなる。これに対し、電源電圧Ｖｓが高くなると、φ＝０のときに進み電流が流れ、逆に、電源電圧Ｖｓが低くなると、φ＝０のときに遅れ電流が流れてしまう。また、電源電圧Ｖｓ（変圧器ＴＲｂの２次電圧）の波高値がＶｃ１，Ｖｃ２の波高値より低くなった場合、前記２台の電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２の交流側出力電圧Ｖｃ１，Ｖｃ２と入力電流Ｉｃ１，Ｉｃ２のそれぞれの位相差が大きくなり、当該電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２を構成する自己消弧素子のしゃ断電流が大きくなってしまう。
【０１６１】
そこで、図２２の制御回路において、演算回路ＣＡＬは、電源電圧Ｖｓの波高値Ｖｓｍｏに比例させて直流電圧指令値Ｖｄｃ*を与えている。電源電圧Ｖｓが変動した場合、それに合わせて直流電圧Ｖｄｃを調整することにより、変換器出力電圧Ｖｃ１，Ｖｃ２の基本波波高値を常に電源電圧Ｖｓの波高値に合わせる。これにより、位相角φ＝０のとき無駄な無効電流を電源からとることを防ぐことができ、自己消弧素子のしゃ断電流の増加を防止できる。
【０１６２】
図２３は、本発明に係る電力変換装置の第４の実施形態の主回路構成を示すブロック回路図である。図中、図２１と同一の要素には同一の符号を付してその説明を省略する。この実施形態は、図２１に示した第２の変圧器ＴＲｂの代わりに、それぞれ１次巻線と２次巻線を有し、１次巻線をＹ接続し、２次巻線をΔ接続した３相交流変圧器ＴＲｂ１と、１次巻線及び２次巻線をともにΔ接続して、１次巻線を変圧器ＴＲｂ１の１次巻線に直列接続した３相交流変圧器ＴＲｂ２とを用いた点が図２１と構成を異にし、これ以外は全て図２１と同一に構成されている。
【０１６３】
図２４は、図２３に示した主回路に適用する制御回路ＣＯＮＴの構成例を示すブロック図である。同図において、演算回路ＣＡＬは電源電圧の波高値Ｖｓｍｏと入力電流の波高値Ｉｃｍｏとを入力して直流電圧指令値Ｖｄｃ*を変化させるものである。比較器Ｃ１は直流電圧指令値Ｖｄｃ*と直流電圧Ｖｄｃとを比較してその偏差分εｖを出力するもので、その出力端に電圧偏差分εｖを例えばＰＩ演算する電圧制御補償器Ｇｖ（Ｓ）が接続され、その出力が加算器ＡＤの一方入力として加えられる。また、負荷電流値ＩＬｏａｄに応じてフィードフォワード補償量ＩｑＦＦ*を演算するフィードフォワード補償回路ＦＦが設けられ、このフィードフォワード補償量ＩｑＦＦ*が加算器ＡＤの他方入力として加えられる。加算器ＡＤの出力経路に、正側の信号を制限して有効電流（ｑ軸電流）指令値Ｉｑ*を出力するリミッタＬＩＭが設けられている。比較器Ｃ２はこの有効電流指令値Ｉｑ*と実際の有効電流Ｉｑとを比較してその偏差分εｉを出力するもので、その出力端に電流偏差分εｉを例えばＰＩ演算する電流制御補償器Ｇｉ（Ｓ）が接続され、その出力が位相角基準φ*として位相制御回路ＰＨＣ１及びＰＨＣ２に加えられる。電源同期位相検出回路ＰＬＬ１は３相交流電圧Ｖｒ１，Ｖｓ１，Ｖｔ１を入力して回転座標上の位相角θｒ１，θｓ１，θｔ１を求めて位相制御回路ＰＨＣ１に加えるものである。電源同期位相検出回路ＰＬＬ２は３相交流電圧Ｖｒ２，Ｖｓ２，Ｖｔ２を入力して回転座標上の位相角θｒ２，θｓ２，θｔ２を求めて位相制御回路ＰＨＣ２に加えるものである。位相制御回路ＰＨＣ１は位相角基準φ*と位相角θｒ１，θｓ１，θｔ１とに基づいて、電力変換器ＣＮＶ１を構成する自己消弧素子のゲート信号ｇ１１〜ｇ１６を発生するものである。位相制御回路ＰＨＣ２は位相角基準φ*と位相角θｒ２，θｓ２，θｔ２とに基づいて、電力変換器ＣＮＶ２を構成する自己消弧素子のゲート信号ｇ２１〜ｇ２６を発生するものである。座標変換回路Ｚは３相の入力電流Ｉｃｒ，Ｉｃｓ，Ｉｃｔを３相２相変換して静止直角座標系の有効電流（ｑ軸電流）Ｉｑ及び無効電流（ｄ軸電流）Ｉｄを演算するもので、このうち、有効電流Ｉｑが比較器Ｃ２で有効電流指令値Ｉｑ*と比較される。
【０１６４】
上記のように構成された第４の実施形態の動作について、特に、第３の実施形態と構成を異にする部分を中心にして以下に説明する。電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２は、電源電圧に同期した一定のパルスパターン（１パルス，３パルス，５パルス等）で電源電圧に対する位相角φを制御することにより、入力電流Ｉｃｒ，Ｉｃｓ，Ｉｃｔを制御する。この装置では、２台の変圧器ＴＲｂ１とＴＲｂ２が１次側で直列に接続されているので、交流側出力電圧Ｖｃ１とＶｃ２の和電圧Ｖｃｏにより前記入力電流Ｉｃを制御する。また、２台の電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２の入力電流は同じになり、高調波の少ない電流となる。変換器の入力電流リップルが小さくなる分、自己消弧素子の遮断電流も小さくなる利点を有する。一方、２台のダイオード整流器ＲＥＣ１，ＲＥＣ２は第１の変圧器ＴＲａにより、並列多重運転され、その１次側電流も高調波の少ない正弦波電流となる。
【０１６５】
本実施形態によれば、並列多重接続されたダイオード整流器ＲＥＣ１，ＲＥＣ２と、直列多重接続された電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２を組み合わせて協調運転することにより、変換装置の大容量化、及び交流電源から供給される入力電流Ｉｓの高調波成分の低減を図ることができ、かつ、過負荷耐量に優れ、電力回生が可能な、高効率・低コストの大容量電力変換装置を提供することが可能となる。
【０１６６】
特に、直列多重運転により、各変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２に流れる交流側入力電流の高調波成分を低減することができ、電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２の制御パルスを少なくできる利点がある。また、３相変圧器のもれインダクタンス分を利用することにより、従来の交流リアクトルを省略することが可能となる。
【０１６７】
なお、第４の実施形態では、２台の電力変換装置を用いた例を示したが、３台以上の電力変換装置を用いて直列多重運転することができることは言うまでもない。これによって、上述したと同様な効果が得られる。
【０１６８】
図２３及び図２４に示した電力変換装置において、直流電圧指令値Ｖｄｃ*は、ダイオード整流器ＲＥＣの整流電圧Ｖｒｅｃより高い値に設定する。仮に、Ｖｄｃ＝Ｖｄｃ*＜Ｖｒｅｃとすると、ダイオード整流器ＲＥＣ１，ＲＥＣ２から電力が供給され、その電力を電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２が回生することになり、焦駄な横流が流れてしまう。本実施形態では、Ｖｄｃ*＞Ｖｒｅｃに設定することにより、焦駄な横流を流すことを防止している。
【０１６９】
力行運転時（負荷Ｌｏａｄが電力を消費する堀合）は、並列多重のダイオード整流器ＲＥＣ１，ＲＥＣ２と、直列多重の電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２の並列運転となるが、Ｖｄｃ*＞Ｖｒｅｃとしているので、ダイオード整流器ＲＥＣからは電力を供給できない。負荷Ｌｏａｄには全て電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２から電力ＰLを供給することになる。
【０１７０】
そこで、直列多重の電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２の電力供給を制限することにより、電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２は一定の有効電力Ｐｃｎｖを供給し、Ｖｄｃ*＞Ｖｄｃ＝Ｖｒｅｃとなる。この結果、並列多重のダイオード整流器ＲＥＣ１，ＲＥＣ２は、Ｐｒｅｃ＝ＰL−Ｐｃｎｖの電力を供給するようになる。
【０１７１】
従来、並列多重のダイオード整流器ＲＥＣ１，ＲＥＣ２だけで運転した場合、負荷電力ＰLが増加するに従い、直流電圧Ｖｒｅｃは徐々に低下していたが、本実施形態では、直列多重の電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２の電力制限値Ｐｃｎｖまでは、直流電圧Ｖｄｃは一定に保持され、さらにそれ以上の負荷が増えると、直流電圧はＶｄｃ＝Ｖｒｅｃで徐々に下がっていくことになる。回生運転時（負荷側から電源側に電力を戻す場合）は、直列多重の電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２だけで動作し、直流電圧Ｖｄｃ＝Ｖｄｃ*＞Ｖｒｅｃで、ほぼ一定に制御される。
【０１７２】
これにより、無駄な横流を流すことなく直流電圧Ｖｄｃの安定化が図られ、電気鉄道などでは、車載設備容量の低減が図られる。
【０１７３】
図２３及び図２４に示す電力変換装置において、直列多重用の３相変圧器ＴＲｂ１，ＴＲｂ２の２次側電圧実効値Ｖ２ｂを、第１の３相変圧器ＴＲａの２次側電圧実効値Ｖ２ａより高くしている。
【０１７４】
前述のように、直列多重の電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２の直流電圧指令値Ｖｄｃ*は、ダイオード整流器ＲＥＣ１，ＲＥＣ２の整流電圧Ｖｒｅｃより大きくする必要がある。この整流電圧Ｖｒｅｃは、第１の変圧器ＴＲａの２次側電圧Ｖ２ａによって決まる。すなわち、Ｖｒｅｃ＝ｋ１×Ｖ２ａとなる。
【０１７５】
一方、直列多重の電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２は、固定パルスパターンで動作するため、その交流側出力電圧Ｖｃｏ＝Ｖｃ１＋Ｖｃ２の実効値Ｖｃ（ｒｍｓ）は、直流電圧Ｖｄｃによって決まる。すなわち、Ｖｃ（ｒｍｓ）＝ｋ２×Ｖｄｃとなる。Ｖｄｃ＞Ｖｒｅｃとした場合、Ｖｃ（ｒｍｓ）＞ｋ１・ｋ２・Ｖ２ａとなる。
【０１７６】
直列多重用の３相変圧器ＴＲｂ１，ＴＲｂ２の２次側電圧実効値Ｖ２ｂと、第１の変圧器ＴＲａの２次側電圧実効値Ｖ２ａを同じにした場合、上記関係から、Ｖｃ（ｒｍｓ）＞ｋ１・ｋ２・Ｖ２ｂとなる。
【０１７７】
Ｖｃ（ｒｍｓ）＝ｋ１・ｋ２・Ｖ２ｂのとき、位相角φとした場合、入力電流Ｉｃと変換器出力電圧Ｖｃｏの位相角θは、θ＝φ／２となるのに対し、Ｖｃ（ｒｍｓ）＞ｋ１・ｋ２・Ｖ２ｂでは、θ＞φ／２となる。すなわち、入力電流Ｉｃと変換器出力電圧Ｖｃｏの位相差θが大きくなり、力行運転及び回生運転に関わらず、自励式電力変瑛器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２を構成する自己消弧素子のしゃ断電流が増加してしまう。
【０１７８】
そこで、直列多重用の３相変圧器ＴＲｂ１，ＴＲｂ２の２次側電圧実効値Ｖ２ｂを、第１の変圧器ＴＲａの２次側電圧実効値Ｖ２ａより高くすることにより、Ｖｃ（ｒｍｓ）＝ｋ１・ｋ２・Ｖ２ｂあるいは、Ｖｃ（ｒｍｓ）＜ｋ１・Ｉｋ２・Ｖ２ｂとする。これにより、入力電流Ｉｃと変換器出力電圧Ｖｃｏの位相角θが、θ≒φ／２あるいは、θ＜φ／２となり、特に過負荷運転時の前記位相差θが小さくなるように直列多重用の３相変圧器ＴＲｂ１，ＴＲｂ２の２次側電圧実効値Ｖ２ｂを選ぶことにより、電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２を構成する自己消弧素子のしゃ断電流を小さくすることが可能となる。
【０１７９】
この結果、本実施形態では、しゃ断電流容量の小さい自己消弧素子を用いて電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２を構成することが可能となり、過負荷耐量に優れた経済的な電力変換装置を提供することができる。
【０１８０】
図２３及び図２４に示した電力変換装置において、直列多重用の３相変圧器ＴＲｂ１，ＴＲｂ２のもれインダクタンスＬｂ１，Ｌｂ２を、第１の変圧器ＴＲａのもれインダクタンスＬａより大きく設計する。
【０１８１】
一般に、ダイオード整流器ＲＥＣ１，ＲＥＣ２の変圧器ＴＲａのパーセントインピーダンス％ＸＩは、大略０．０５ｐｕ〜０．１ｐｕに設計される（ｐｕはパーユニットを表わす）。パーセントインピーダンス％ＸＩを大きくすると、過負荷運転時の直流整流電圧Ｖｒｅｃの低下が大きくなるので、上記値が適当とされている。変圧器ＴＲａのもれインダクタンスＬａは上記％ＸＩに比例する。
【０１８２】
一方、直列多重の電圧形自励式電力変瑛器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２は、１パルス又は３パルス程度の固定パルスパターンで動作し、変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２の交流側出力亀圧Ｖｃｏ＝Ｖｃ１＋Ｖｃ２は矩形波電圧となる。直列多重用の３相変圧器ＴＲｂ１，ＴＲｂ２のもれインダクタンスＬｂ１，Ｌｂ２に、電源電圧Ｖｓと出力電圧Ｖｃｏ＝Ｖｃ１＋Ｖｃ２の差電圧が印加され、入力電流Ｉｃが流れる。これらのもれインダクタンスＬｂ１，Ｌｂ２は、変圧器ＴＲｂ１，ＴＲｂ２のパーセントインピーダンス％ＸＩに比例し、その値が小さいと、入力電流Ｉｃのリップルが大きくなる。
【０１８３】
直列多重用の３相変圧器ＴＲｂ１，ＴＲｂ２のもれインダクタンスＬｂ１，Ｌｂ２を、第１の変圧器ＴＲａのもれインダクタンスＬａより大きく設計することにより、直列多重の電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２の入力電流Ｉｃのリップルを抑えるとともに、ダイオード整流器ＲＥＣ１，ＲＥＣ２の整流電圧Ｖｒｅｃの電圧低下を抑えることが可能となる。これにより、既存のダイオード整流器ＲＥＣ１，ＲＥＣ２の利用が可能となり、電力回生が可能な低コストの電力変換装置をより簡単に提供することができる。
【０１８４】
図２３及び図２４に示した電力変換装置において、直列多重運転の電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２は、力行運転時の入力電流Ｉｃを制限して制御する。
【０１８５】
ダイオード整流器ＲＥＣ１，ＲＥＣ２から直流回路を介して電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２へ横流が流れ込むのを防止するために、直列多重運転の電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２の直流電圧指令値Ｖｄｃ*を、並列多重運転のダイオード整流器ＲＥＣ１，ＲＥＣ２の整流電圧Ｖｒｅｃより高い値に設定する。
【０１８６】
この場合、力行運転時（負荷Ｌｏａｄが電力を消費する場合）は、並列多重のダイオード整流器ＲＥＣ１，ＲＥＣ２と、直列多重の電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２の並列運転となるが、Ｖｄｃ*＞Ｖｒｅｃとなっているので、ダイオード整流器ＲＥＣ１，ＲＥＣ２からは電力を供給できない。従って、負荷Ｌｏａｄには電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２から電力ＰLを供給することになる。そこで本実施形態では、力行運転時には、直列多重運転の電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２の入力電流Ｉｃの有効電流指令値Ｉｑ*を制限することにより、負荷分担の適正化を図っている。
【０１８７】
図２４に示した制御回路を構成するリミッタ回路ＬＩＭは、加算器ＡＤからの出力信号の正側（力行側）に制限を設けている。そのため、有効電流指令値Ｉｑ*は、例えば、力行運転時は定格１００％の値に制限される。この結果、力行１００％負荷までは、直列多重運転の自励式変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２から全て電力供給が行われ、直流電圧Ｖｄｃは、Ｖｄｃ＞Ｖｒｅｃで、一定に保たれる。さらに負荷が増えると、直列多重運転の自励式変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２の出力電流Ｉｃｎｖは１００％一定となり、直流電圧Ｖｄｃは下がってくる。その結果、並列多重運転のダイオード整流器ＲＥＣ１，ＲＥＣ２から直流電流Ｉｄｄが流れはじめ、負荷の増加に従ってＩｄｄが増えてくる。
【０１８８】
すなわち、直列多重運転の電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２からの電力供給が制限され、直流電圧Ｖｄｃは負荷ＰLが増加するに従って徐々に低下し、Ｖｄｃ*＞Ｖｄｃ＝Ｖｒｅｃとなる。この結果、電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２は一定の電力Ｐｃｎｖを供給するようになり、ダイオード整流器ＲＥＣ１，ＲＥＣ２から、Ｐｒｅｃ＝ＰL−Ｐｃｎｖを供給するようになる。
【０１８９】
これにより、直列多重のダイオード整流器ＲＥＣ１，ＲＥＣ２と並列多重の電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２の安定した並列運転が可能となる。また、力行運転時の電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２の出力がＰｃｎｖに制限され、自励式変換器を構成する高速ダイオードの最大電流を抑えることができ、かつ、自己消弧素子のしゃ断電流も抑えることが可能となる。さらに、直流電圧Ｖｄｃの安定化が図られ、電気鉄道などでは、車載設備容量の低減が図られる。
【０１９０】
図２３及び図２４に示した電力変換装置において、直列多重運転の電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２は、負荷装置ＬＯＡＤが消費又は発生する有効電力（又は有効電流）ＰLを検出又は推定し、有効電力ＰLに比例したフィードフォワード補償量ＩｑＦＦ*を求め、この補償量ＩｑＦＦ*を変換器の入力電流Ｉｃの有効分指令値に加えて制御している。
【０１９１】
直列多重運転の電圧形自励式変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２によって、直流電圧Ｖｄｃが指令値Ｖｄｃ*に一致するようにフィードバック制御を行っているが、負荷が急変した場合、その応答が間に合わないと、直流電圧Ｖｄｃが大きく変動する。すなわち、負荷消費電力ＰLが急激に増えると、直流電圧Ｖｄｃが低下し、必要な電力を送れなくなるだけでなく、電圧不足により、自励式変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２の制御にも影響を与え、制御全体を不安定にすることもある。また、逆に、電車の回生ブレーキ等により、負荷側からの回生電力が急激に増えると、直流電圧Ｖｄｃが上昇し、電力変換装置や負荷装置の耐圧を脅かすことになる。
【０１９２】
図２４に示した実施形態では、負荷がとる直流電流ＩＬｏａｄを検知し、その量に見合った有効電流を供給するようにフィードフォワード補慣器ＦＦで補撹量ＩｑＦＦ*＝ｋFF・ＩＬｏａｄを演算し、加算器ＡＤに入力している。これにより、負荷ＰLが急変した場合、それに見合った入力電流（有効電流）Ｉｑが直ちに供給され、平滑コンデンサＣｄの印加電圧Ｖｄｃの変動を抑えることが可能となる。
【０１９３】
負荷装置Ｌｏａｄが消費又は発生する有効電力（又は有効電流）ＰLを検出又は推定し、有効電力ＰLに比例するフィードフォワード補慣量ＩｑＦＦ*を演算して求め、この補債量ＩｑＦＦ*を変換器の入力電流Ｉｃの有効分指令値に加えて制御することにより、直流電圧制御の応答を高めることができ、負荷急変に対しても、直流電圧Ｖｄｃの変動幅が小さくなり、上記問題を解決することができる。
【０１９４】
図２３及び図２４に示した電力変換装置において、直列多重運転の電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２は、交流電源の電圧Ｖｓが変動した場合、当該電源電圧Ｖｓの変化に合わせて平滑コンデンサＣｄに印加される電圧Ｖｄｃの指令値を変えて制御している。
【０１９５】
直流電圧Ｖｄｃを一定に制御し、電力変換器ＣＮＶを１パルス又は一定パルスパターンで運転した場合、電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２の交流側出力電圧Ｖｃｏ＝Ｖｃ１＋Ｖｃ２の振幅値は一定となる。
【０１９６】
電源電圧Ｖｓの波高値が変換器出力電圧Ｖｃｏ＝Ｖｃ１十Ｖｃ２の波高値と同じ場合は、位相角φ＝０で、入力電流Ｉｃはゼロとなる。これに対し、電源電圧Ｖｓが高くなると、φ＝０のときに進み電流が流れ、逆に、電源電圧Ｖｓが低くなると、φ＝０のときに遅れ電流が流れてしまう。また、電源電圧Ｖｓの波高値が変換器出力電圧Ｖｃｏ＝Ｖｃ１＋Ｖｃ２の波高値より低くなった場合、直列多重の電力変換器の交流側出力電圧Ｖｃｏと入力電流Ｉｃの位相差が大きくなり、電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２を構成する自己消弧素子のしゃ断電流が大きくなってしまう。
【０１９７】
そこで、図２４に示した制御回路において、演算回路ＣＡＬは、電源電圧Ｖｓの波高値Ｖｓｍｏに比例させて直流電圧指令値Ｖｄｃ*を与えている。電源電圧Ｖｓが変動した場合、それに合わせて直流電圧Ｖｄｃを調整することにより、変換器出力電圧Ｖｃ１，Ｖｃ２の基本波波高値を常に電源電圧Ｖｓの波高値に合わせる。これにより、位相角φ＝０のとき無駄な無効電流を電源からとることを防ぐことができ、由己消弧素子のしゃ断電流の増加を防止することができる。
【０１９８】
【発明の効果】
以上の説明によって明らかなように、本発明に係る電力変換装置によれぱ、既設のダイオード整流器と電力変換器との協調運転が可能となり、自励式変換器を構成する自己消弧素子の遮断電流を大幅に低減できる。これにより、電力回生が可能で、過負荷耐量に優れ、低コストで高効率の電力変換装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る電力変換装置の第１の実施形態の主回路の構成を示す回路図。
【図２】本発明に係る電力変換装置の第１の実施形態中、電力変換器の制御回路の構成を示すブロック図。
【図３】本発明に係る電力変換装置の第１の実施形態中、ダイオード整流器及び電力変換器の詳細な構成を示す回路図。
【図４】本発明に係る電力変換装置の第１の実施形態の制御動作を説明するために、電圧と電流の関係を示したベクトル図。
【図５】図２に示した電力変換器を構成する位相制御回路ＰＨＣの詳細な構成例を示す図。
【図６】本発明に係る電力変換装置の第１の実施形態の制御動作を説明するために、電圧及び位相の関係を示した波形図。
【図７】本発明に係る電力変換装置の第１の実施形態の制御動作を説明するための電流波形図。
【図８】本発明に係る電力変換装置の第１の実施形態の制御動作を説明するために、電圧及び電流の関係を示した波形図。
【図９】本発明に係る電力変換装置の第１の実施形態の制御動作を説明するために、電圧及び位相の関係を示した波形図。
【図１０】本発明に係る電力変換装置の第１の実施形態の制御動作を説明するために、電圧及び電流の関係を示した波形図。
【図１１】本発明に係る電力変換装置の第１の実施形態の制御動作を説明するために、電圧と電流の関係を示したベクトル図。
【図１２】本発明に係る電力変換装置の第１の実施形態の制御動作を説明するために、電圧及び電流の関係を示した波形図。
【図１３】本発明に係る電力変換装置の第１の実施形態の制御動作を説明するために、電圧及び電流の関係を示した波形図。
【図１４】本発明に係る電力変換装置の第１の実施形態の制御動作を説明するために、電力用ダイオード整流器の出力電圧と負荷との関係を示す線図。
【図１５】本発明に係る電力変換装置の第１の実施形態の制御動作を説明するために、リミッタ回路の入力と出力との関係を示す線図。
【図１６】本発明に係る電力変換装置の第１の実施形態の制御動作を説明するために、負荷と、出力電圧及び電流との関係を示す線図。
【図１７】本発明に係る電力変換装置の第２の実施形態の電力変換器の制御回路の構成を示すブロック図。
【図１８】本発明に係る電力変換装置の第２の実施形態の制御動作を説明するために、電圧と電流の関係を示したベクトル図。
【図１９】本発明に係る電力変換装置の第２の実施形態の制御動作を説明するために、直流電圧指令値と入力電流波高値との関係を示した線図。
【図２０】本発明に係る電力変換装置の第２の実施形態の制御動作を説明するために、直流電圧指令値と入力電流波高値との関係を示した線図。
【図２１】本発明に係る電力変換装置の第３の実施形態の主回路の構成を示す回路図。
【図２２】本発明に係る電力変換装置の第３の実施形態中、電力変換器の制御回路の構成を示すブロック図。
【図２３】本発明に係る電力変換装置の第４の実施形態の主回路の構成を示す回路図。
【図２４】本発明に係る電力変換装置の第４の実施形態中、電力変換器の制御回路の構成を示すブロック図。
【図２５】従来の電力変換装置の主回路の構成を示す回路図。
【図２６】従来の電力変換装置中、電力変換器の制御回路の構成を示すブロック図。
【符号の説明】
ＳＵＰ 交流電源
ＴＲａ 第１の変圧器
ＴＲｂ 第２の変圧器
ＲＥＣ，ＲＥＣ１，ＲＥＣ２ 電力用ダイオード整流器
ＣＮＶ，ＣＮＶ１，ＣＮＶ２ 電圧形自励式電力変換器
Ｃｄ 平滑コンデンサ
Ｌｏａｄ 負荷
Ｃ１，Ｃ２ 比較器
ＡＤ 加算器
ＦＦ フィードフォワード補債器
ＬＩＭ リミッタ回路
Ｇｖ（Ｓ） 電圧制御補償回路
Ｇｉ（Ｓ） 電流制御補償回路
Ｚ，Ｚ１，Ｚ２ ３相／ｄｑ座標変換回路
ＰＬＬ，ＰＬＬ１，ＰＬＬ２ 電源同期位相検出回路
ＰＨＣ，ＰＨＣ１，ＰＨＣ２ 位相制御回路
ＣＡＬ 演算回路
【発明の属する技術分野】
本発明は、電力用ダイオード整流器と電圧形自励式電力変換器を組み合わせた電力変換装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
電気鉄道直流き電システムでは、３相ブリッジ接続された電力用ダイオード整流器により３相交流電力を直流電力に変換する方式が多く採用されている。この方式は過負荷耐量に優れ、変換器コストを安くすることができるという利点を有する。しかし、電車が回生ブレーキをかけたときにその電力を交流電源側に回生できず、しばしば回生失効を起こすという問題があった。また、負荷電流依存性があり、直流き電電圧が負荷によって大きく変動するという問題もあった。
【０００３】
電力回生を可能にする従来の電力変換装置として、例えば、図２５に主回路構成を、図２６に制御回路の構成をそれぞれ示すＰＷＭコンバータ（パルス幅変調制御コンバータ）がある。図２５において、３相交流電源ＳＵＰの端子Ｒ，Ｓ，Ｔに、それぞれ交流リアクトルＬｓを介して、ＰＷＭコンバータＣＮＶの交流側端子が接続されている。ＰＷＭコンバータＣＮＶの直流側端子には、平滑コンデンサＣｄが接続されると共に、３相のＶＶＶＦ（可変電圧可変周波数）インバータＩＮＶの入力側端子が接続されている。そして、このＶＶＶＦインバータＩＮＶの出力側端子に交流電動機Ｍが接続されている。
【０００４】
ここで、ＰＷＭコンバータＣＮＶは、それぞれ還流用のダイオードが逆並列接続された自己消弧素子Ｓ１及びＳ４の直列接続回路、自己消弧素子Ｓ２及びＳ５の直列接続回路、自己消弧素子Ｓ３及びＳ６の直列接続回路が並列接続されている。そして、直列接続回路を構成する自己消弧素子Ｓ１及びＳ４の相互接続点、自己消弧素子Ｓ２及びＳ５の相互接続点、自己消弧素子Ｓ３及びＳ６の相互接続点をそれぞれ交流側入力端子として３相交流電源ＳＵＰが接続され、各直列接続回路を並列接続した両端を出力側端子としてその両端子間に平滑コンデンサＣｄ及びＶＶＶＦインバータＩＮＶが接続されている。
【０００５】
一方、図２６に示す制御回路は、直流電圧指令値Ｖｄｃ*と実際の直流電圧Ｖｄｃとを比較してその偏差分を出力する比較器Ｃ１と、その偏差分を、例えば、ＰＩ演算する電圧制御補償器Ｇｖ（Ｓ）と、電圧制御補償器Ｇｖ（Ｓ）の出力信号に応じてＲ，Ｓ，Ｔ各相の自己消弧素子のゲート信号ｇ１及びｇ４、ｇ２及びｇ５、ｇ３及びｇ６を出力する３組の乗算器ＭＬ、比較器Ｃ２、電流制御補償器Ｇｉ（Ｓ）及びパルス幅変調制御回路ＰＷＭＣとを備えている。この場合、Ｒ相のみを詳しく示しているが、Ｓ相およぴＴ相も同様に構成されている。
【０００６】
このうち、乗算器ＭＬは電圧制御補償器Ｇｖ（Ｓ）の出力とＲ相の電圧に同期した単位正弦波ｓｉｎωｔとを掛け算するもの、比較器Ｃ２は乗算器ＭＬの出力とＲ相電流検出値とを比較し、その偏差を電流制御補償器Ｇｉ（Ｓ）に加えるもので、電流制御補償器Ｇｉ（Ｓ）はその入力を反転増幅するものである。
【０００７】
上記のように構成されたＰＷＭコンバータＣＮＶの動作について、以下に説明する。ＰＷＭコンバータＣＮＶは、平滑コンデンサＣｄに印加される電圧Ｖｄｃが電圧指令値Ｖｄｃ*に一致するように入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔを制御する。
【０００８】
この場合、電圧指令値Ｖｄｃ*と電圧検出値Ｖｄｃの偏差を電圧制御補償器Ｇｖ（Ｓ）で増幅し、入力電流の振幅指令値Ｉｓｍとする。乗算器ＭＬでＲ相の電圧に同期した単位正弦波ｓｉｎωｔと入力電流の振幅指令値Ｉｓｍとを掛け算し、得られた値をＲ相の電流指令値Ｉｒ*とする。比較器Ｃ２によって、Ｒ相電流指令値Ｉｒ*とＲ相電流検出値Ｉｒとを比較し、その偏差を電流制御補償器Ｇｉ（Ｓ）で、反転増幅する。電流制御補償器Ｇｉ（Ｓ）には、通常、比例増幅が使われ、Ｇｉ（Ｓ）＝−Ｋｉとなる。Ｋｉは比例定数である。電流制御補償器Ｇｉ（Ｓ）の出力である電圧指令値ｅｒ*＝−Ｋｉ×（Ｉｒ*−Ｉｒ）をパルス幅変調制御回路ＰＷＭＣに入力し、ＰＷＭコンバータのＲ相の自己消弧素子Ｓ１とＳ４のゲート信号ｇ１，ｇ４を作る。パルス幅変調制御回路ＰＷＭＣは、電圧指令値ｅｒ*とキャリア信号Ｘ（例えば、１ｋＨｚの三角波）を比較し、ｅｒ*＞Ｘのときは、自己消弧素子Ｓ１をオンさせ（Ｓ４はオフ）、ｅｒ*＜Ｘのときは、自己消弧素子Ｓ４をオン（Ｓ１はオフ）させる。この結果、ＰＷＭコンバータのＲ相電圧Ｖｒは前記電圧指令値ｅｒ*に比例した電圧を発生する。
【０００９】
Ｉｒ*＞Ｉｒの場合、電圧指令値ｅｒ*は負の値となり、Ｉｒを増加させる。逆に、Ｉｒ*＜Ｉｒの場合、電圧指令値ｅｒ*は正の値となり、Ｉｒを減少させる。
従って、Ｉｒ*＝Ｉｒとなるように制御される。Ｓ相、Ｔ相の電流も同様に制御される。
【００１０】
また、平滑コンデンサに印加される電圧Ｖｄｃは、次のように制御される。Ｖｄｃ*＞Ｖｄｃとなった場合、入力電流の振幅指令値Ｉｓｍが増加する。各相の電流指令値は電源電圧と同相となり、振幅指令値Ｉｓｍに比例した有効電力Ｐｓが交流電源ＳＵＰから平滑コンデンサＣｄに供給されることになる。この結果。電圧検出値Ｖｄｃが上昇し、Ｖｄｃ*＝Ｖｄｃとなるように制御される。
【００１１】
逆に、Ｖｄｃ*＜Ｖｄｃとなった場合、入力電流の振幅指令値Ｉｓｍは負の値となり、交流電源側に電力Ｐｓを回生する。従って、平滑コンデンサＣｄの蓄積エネルギーが減少し、電圧検出値Ｖｄｃが減って、やはり、Ｖｄｃ*＝Ｖｄｃとなるように制御される。
【００１２】
ＶＶＶＦインバータＩＮＶ及び交流電動機Ｍは、平滑コンデンサＣｄを電圧源とする負荷で、力行運転時はコンデンサＣｄのエネルギーを消費し、Ｖｄｃを減少させる方向に働く。また、回生運転時はその回生エネルギーを平滑コンデンサＣｄに戻すため、Ｖｄｃを上昇させる方向に働く。前述のようにＰＷＭコンバータＣＮＶによって直流電圧Ｖｄｃが一定になるように制御されるため、力行運転時には交流電源から負荷に見合った有効電力が自動的に供給され、回生運転時には回生エネルギーに見合った有効電力が交流電源側に自動的に回生されることになる。
【００１３】
このように、従来のＰＷＭコンバータによれば、直流電圧を安定化させることができると共に、電力回生が可能となり、電気鉄道の直流き電システムでの回生失効の問題も解決される。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、ＰＷＭコンバータＣＮＶは、高周波でスイッチングを行うためスイッチング損失が大きくなる欠点がある。また、スイッチング素子は、しゃ断電流として交流入力電流の最大値を遮断する能力も必要となる。従って、短時間の過負荷（例えば、定格電流の３００％）でもそのしゃ断電流に耐えるように設計しなければならず、電力変換器として大きなものが必要となり、不経済なシステムとなってしまうという問題がある。
【００１５】
また、ダイオード整流器に比ぺるとコストが高く、過負荷耐量も大きく出来ないという難点もあった。
【００１６】
本発明は上記の問題点を解決するためになされたもので、過負荷耐量に優れ、電力回生が可能で、変換器効率が高く、経済的な電力変換装置を提供することを目的とする。
【００１８】
請求項１に係る発明は、
交流電源に、第１の変圧器を介して、交流側端子が接続された電力用ダイオード整流器と、前記交流電源に、第２の変圧器を介して、交流側端子が接続された電圧形自励式電力変換器と、前記電圧形自励式電力変換器を１パルス又は固定パルスパターンで動作させ、前記交流電源の電圧に対する交流側出力電圧の位相角を調整することにより前記電圧形自励式電力変換器の入力電流を制御する手段と、前記電圧形自励式電力変換器の直流側端子に接続された平滑コンデンサと、を備え、前記電力用ダイオード整流器及び前記電圧形自励式電力変換器の各直流側端子を共通接続して負荷装置に電力を供給する電力変換装置において、
前記第２の変圧器の２次側電圧の実効値を、前記第１の変圧器の２次側電圧の実効値より高くすることを特徴とする電力変換装置。
【００１９】
請求項２に係る発明は、
請求項1記載の電力変換装置において、
前記平滑コンデンサに印加される電圧が直流電圧指令値に一致するように前記電圧形自励式電力変換器の入力電流を制御し、かつ、前記直流電圧指令値を前記電力用ダイオード整流器の整流電圧より大きな値に設定することを特徴とする電力変換装置。
【００２７】
請求項３に係る発明は、
ｍ，ｎを２以上の整数として、３相交流電源に１次巻線が接続され、適宜の位相差を持たせたｎ組の２次巻線を有する第１の３相変圧器と、前記第１の３相変圧器の各々の２次巻線に交流側端子が接続されたｎ台の電力用ダイオード整流器と、前記３相交流電源に１次巻腺が接続され、適宜の位相差を持たせたｍ組の２次巻線を有する第２の３相変圧器と、前記第２の３相変圧器の各々の２次巻線に交流側端子が接続され、直流側端子が共通接続されたｍ台の電圧形自励式電力変換器と、前記ｍ台の電圧形自励式電力変換器を１パルス又は固定パルスパターンで動作させ、前記交流電源の電圧に対する位相角を調整することにより前記ｍ台の電圧形自励式電力変換器の入力電流を制御する手段と、前記ｍ台の電圧形自励式電力変換器の直流側共通端子に接続された平滑コンデンサと、を備え、前記ｎ台の電力用ダイオード整流器及び前記ｍ台の電圧形自励式電力変換器の直流側端子を共通接続して負荷装置に電力を供給する電力変換装置において、
前記第２の３相変圧器の２次側巻線電圧実効値を、前記第１の３相変圧器の２次側巻線電圧実効値より高くすることを特徴とする電力変換装置。
【００２８】
請求項４に係る発明は、
請求項３記載の電力変換装置において、
前記ｍ台の電圧形自励式電力変換器は、前記平滑コンデンサに印加される電圧が指令値に一致するように前記ｍ台の電圧形自励式電力変換器の入力電流を制御し、かつ、前記直流電圧指令値を前記電力用ダイオード整流器の整流電圧より大きな値に設定することを特徴とする電力変換装置。
【００３４】
請求項５に係る発明は、
ｍ，ｎを２以上の整数として、３相交流電源に１次巻線が接続され、適宜の位相差を持たせたｎ組の２次巻線を有する第１の３相変圧器と、前記第１の３相変圧器の各々の２次巻線に交流側端子が接続されたｎ台の電力用ダイオード整流器と、前記交流電源に対し、１次巻線が各相毎に前記第１の３相変圧器の１次巻線に直列接続され、２次巻線の出力電圧が適宜の位相差を持つように構成されたｍ台の３相変圧器と、前記ｍ台の３相変圧器の各々の２次巻線に交流側端子が接続されたｍ台の電圧形自励式電力変換器と、前記ｍ台の電圧形自励式電力変換器を１パルス又は固定パルスパターンで動作させ、前記交流電源の電圧に対する位相角を調整することにより前記ｍ台の電圧形自励式電力変換器の入力電流を制御する手段と、前記ｍ台の電圧形自励式電力変換器の直流側端子に接続された平滑コンデンサと、を備え、前記ｎ台の電力用ダイオード整流器及び前記ｍ台の電圧形自励式電力変換器の直流側端子を共通接続して負荷装置に電力を供給する電力変換装置において、
前記ｍ台の３相変圧器の２次側巻線電圧実効値を、前記第１の３相変圧器のｎ組の２次側巻線電圧実効値より高くすることを特徴とする力変換装置。
【００３５】
請求項６に係る発明は、
請求項５記載の電力変換装置において、
前記ｍ台の電圧形自励式電力変換器は、前記平滑コンデンサに印加される電圧が指令値に一致するように前記ｍ台の電圧形自励式電力変換器の入力電流を制御し、かつ、前記直流電圧指令値を前記電力用ダイオード整流器の整流電圧より大きな値に設定することを特徴とする電力変換装置。
【００４０】
【発明の実施の形態】
以下、本発明を図面に示す好適な実施形態に基づいて詳細に説明する。
【００４１】
図１は本発明に係る電力変換装置の第１の実施形態の主回路の構成を示す回路図である。同図において、３相交流電源ＳＵＰに第１の変圧器ＴＲａの１次巻線が接続されると共に、第２の変圧器ＴＲｂの１次巻線が接続されている。このうち、第１の変圧器ＴＲａの２次巻線には電力用ダイオード整流器（以下、ダイオード整流器と略称する）ＲＥＣの交流側端子が接続され、第２の変圧器ＴＲｂの２次巻線には、インダクタンスがＬｂのリアクトルＬを介して、電圧形自励式電力変換器（以下、単に電力変換器と略称する）ＣＮＶの交流側端子が接続されている。この電力変換器ＣＮＶの直流側端子には、平滑コンデンサＣｄが接続されている。そして、この平滑コンデンサＣｄの両端に、ダイオード整流器ＲＥＣの直流側端子がその極性を合わせて接続され、さらに、負荷装置Ｌｏａｄが接続されている。
【００４２】
図２は電力変換器ＣＮＶの制御回路の構成を示すブロック図である。同図において、比較器Ｃ１は直流電圧指令値Ｖｄｃ*と直流電圧Ｖｄｃとを比較してその偏差分εｖを出力するもので、その出力端に電圧偏差分εｖを例えばＰＩ演算する電圧制御補償器Ｇｖ（Ｓ）が接続され、この電圧制御補償器Ｇｖ（Ｓ）の出力が加算器ＡＤの一方入力として加えられる。また、負荷電流値ＩＬｏａｄに応じてフィードフォワード補償量ＩｑＦＦ*を演算するフィードフォワード補償回路ＦＦが設けられ、そのフィードフォワード補償量ＩｑＦＦ*が加算器ＡＤの他方入力として加えられる。加算器ＡＤの出力経路に、正側の信号を制限して有効電流（ｑ軸電流）指令値Ｉｑ*を出力するリミッタＬＩＭが設けられている。
【００４３】
比較器Ｃ２はこの有効電流指令値Ｉｑ*と実際の有効電流Ｉｑとを比較してその偏差分εｉを出力するもので、その出力端に電流偏差分εｉを例えばＰＩ演算する電流制御補償器Ｇｉ（Ｓ）が接続され、その出力が位相角基準φ*として位相制御回路ＰＨＣに加えられる。電源同期位相検出回路ＰＬＬは３相交流電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔを入力して回転座標上の位相角θｒ，θｓ，θｔを求めて位相制御回路ＰＨＣに加えるものである。位相制御回路ＰＨＣは位相角基準φ*と位相角θｒ，θｓ，θｔとに基づいて、電力変換器ＣＮＶを構成する自己消弧素子のゲート信号ｇ１〜ｇ６を発生するものである。座標変換回路Ｚは３相の入力電流Ｉｃｒ，Ｉｃｓ，Ｉｃｔを３相２相変換して静止直角座標系の有効電流（ｑ軸電流）Ｉｑ及び無効電流（ｄ軸電流）Ｉｄを演算するもので、このうち、有効電流Ｉｑが比較器Ｃ２で有効電流指令値Ｉｑ*と比較される。
【００４４】
図３は、図１に示したダイオード整流器ＲＥＣ及び電力変換器ＣＮＶの詳細な構成を示す回路図である。同図において、ダイオード整流器ＲＥＣは、電力用ダイオードＰＤ１及びＰＤ４の直列接続回路と、電力用ダイオードＰＤ２及びＰＤ５の直列接続回路と、電力用ダイオードＰＤ３及びＰＤ６の直列接続回路とが並列接続され、このうち、電力用ダイオードＰＤ１及びＰＤ４の相互接続点、電力用ダイオードＰＤ２及びＰＤ５の相互接続点、並びに、電力用ダイオードＰＤ３及びＰＤ６の相互接続点が３相交流電圧の入力側端子となり、並列接続回路の両端が直流側端子となっている、周知の３相ブリッジ回路によって構成されている。
【００４５】
一方、電力変換器ＣＮＶは、それぞれ還流用のダイオードＤ１，Ｄ４が逆並列接続されたＧＴＯやＩＧＢＴ等の自己消弧素子Ｓ１及びＳ４の直列接続回路と、それぞれ還流用のダイオードＤ２，Ｄ５が逆並列接続された自己消弧素子Ｓ２及びＳ５の直列接続回路と、それぞれ還流用のダイオードＤ３，Ｄ６が逆並列接続された自己消弧素子Ｓ３及びＳ６の直列接続回路とが並列接続され、このうち、自己消弧素子Ｓ１及びＳ４の相互接続点、自己消弧素子Ｓ２及びＳ５の相互接続点、並びに、自己消弧素子Ｓ３及びＳ６の相互接続点が３相交流電圧の入力側端子となり、並列接続回路の両端が直流側端子となっており、これらの直流出力端子間に平滑コンデンサＣｄが接続されている。
【００４６】
上述したダイオード整流器ＲＥＣは、第１の３相変圧器ＴＲａを介して、３相交流電源ＳＵＰに接続され、電力変換器ＣＮＶは、第２の３相変圧器ＴＲｂを介して、３相交流電源ＳＵＰに接続されている。また、ダイオード整流器ＲＥＣの直流出力端子と、電力変換器ＣＮＶの直流出力端子は並列接続され、負荷Ｌｏａｄへ電力を供給する。電力変換器ＣＮＶは、１パルス又は固定パルスパターンで動作し、前記交流電源ＳＵＰの電圧Ｖｓ（Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔ）に対する交流側出力電圧Ｖｃ（Ｖｃｒ，Ｖｃｓ，Ｖｃｔ）の位相角φを調整することにより入力電流Ｉｃ（Ｉｃｒ，Ｉｃｓ，Ｉｃｔ）を制御する。また、前記平滑コンデンサＣｄに印加される電圧Ｖｄｃが直流電圧指令値Ｖｄｃ*に一致するように前記電力変換器ＣＮＶの入力電流Ｉｃ（Ｉｃｒ，Ｉｃｓ，Ｉｃｔ）を制御する。
【００４７】
次に、図１乃至図３にその構成を示した第１の実施形態の動作について説明する。平滑コンデンサＣｄに印加される電圧Ｖｄｃを検出し、比較器Ｃ１により、電圧指令値Ｖｄｃ*と比較する。その偏差εｖを電圧制御補慣回路Ｇｖ（Ｓ）により、積分又は比例増幅し、加算器ＡＤに入力する。一方、負荷Ｌｏａｄに流れる直流電流ＩＬｏａｄを検知し、フィードフォワード補償回路ＦＦを介して、フィードフォワード補償量ＩｑＦＦ*を求め、加算器ＡＤに入力する。加算器ＡＤの出力をリミッタ回路ＬＩＭで正側の大きさを制限して有効電流指令値Ｉｑ*とする。
【００４８】
一方、座標変換回路Ｚは、電源ＳＵＰから電力変換器ＣＮＶに供給される３相入力電流Ｉｃｒ，Ｉｃｓ，Ｉｃｔの検出値をｄ，ｑ軸量（直流量）に変換する。座標変換されたｑ軸電流Ｉｑは有効電流検出値を、ｄ軸電流Ｉｄは無効電流検出値を表わす。比較器Ｃ２により、有効電流指令値Ｉｑ*と有効電流検出値Ｉｑとを比較し、その偏差εｉを電流制御補償回路Ｇｉ（Ｓ）により増幅して、位相角指令値φ*とする。電源同期位相検出回路ＰＬＬは３相交流電源電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔに同期した位相信号θｒ，θｓ，θｔを作り、位相制御回路ＰＨＣに入力する。位相制御回路ＰＨＣは、位相角指令値φ*と位相信号θｒ，θｓ，θｔを用いて電力変換器ＣＮＶの自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ６のゲート信号ｇ１〜ｇ６を発生する。位相信号θｒ，θｓ，θｔは、座標変換回路Ｚの位相信号としても使用される。
【００４９】
電力変換器ＣＮＶは、電源電圧に同期した一定のパルスパターン（１パルス，３パルス，５パルス等）で電源電圧に対する位相角φを制御することにより、入力電流Ｉｃを制御する。
【００５０】
図４は、本実施形態の制御動作を説明するための電圧・電流ベクトル図である。図中、Ｖｓは電源電圧、Ｖｃは電力変換器の交流端子側電圧、Ｉｃは電力変換器ＣＮＶの入力電流、ｊωＬｂ・Ｉｃは第２の変圧器ＴＲｂのもれインダクタンスＬｂによる電圧降下分を表わす。ベクトル的に、Ｖｓ＝Ｖｃ＋ｊωＬｂ・Ｉｃの関係がある。
【００５１】
電源電圧Ｖｓの波高値と電力変換器の交流端子側電圧Ｖｃの基本波波高値は大略一致するように合わせる。直流電圧Ｖｄｃは負荷側からの要求で決まる場合が多く、上記パルスパターンを決めると、交流端子側電圧Ｖｃの基本波波高値は決まってしまう。そこで、電源側に変圧器ＴＲｂを設置し、その２次電圧Ｖ２ｂをＶｓとして、波高値を合わせる。
【００５２】
入力電流Ｉｃは、電源電圧Ｖｓに対する電力変換器の交流端子側電圧Ｖｃの位相角φを調整することにより制御できる。すなわち、位相角φ＝０とすると、インダクタンスＬｂに印加される電圧ｊωＬｂ・Ｉｃはゼロとなり、入力電流Ｉｃもゼロとなる。位相角（遅れ）φを増やしていくと、ｊωＬｂ・Ｉｃの電圧が増加し、入力電流Ｉｃもその値に比例して増加する。入力電流ベクトルＩｃは、電圧ｊωＬｂ・Ｉｃに対し９０°遅れており、電源電圧Ｖｓに対しては、φ／２だけ遅れたべクトルとなる。従って、電源側から見た入力力率は、ｃｏｓ（φ／２）となる。
【００５３】
一方、電力変換器の交流端子側電圧をＶｃ’のように位相角φを進み方向（負の方向）に増やしていくと、インダクタンスＬｂに印加される電圧ｊωＬｂ・Ｉｃも負となり、入力電流はＩｃ’のように、電源電圧Ｖｓに対し（π−φ／２）の位相角となる。すなわち、電力Ｐｃ＝Ｖｓ・Ｉｃ’は負となり、電力を電源に回生することができる。電源電圧Ｖｓを基準にして、交流端子側電圧Ｖｃを図の破線に沿ってＶｃ’の方向に回転していくと、入力電流ベクトルＩｃは破線に沿ってＩｃ’の方向に変化する。
【００５４】
図１及び図２において、入力電流Ｉｃの有効分Ｉｑは次のように制御される。
【００５５】
Ｉｑ*＞Ｉｑとなった場合、電流制御補償回路Ｇｉ（Ｓ）の出力φ*が増加し、入力電流Ｉｃを増加させる。入力力率≒１なので、有効電流Ｉｑが増加し、やがてＩｑ*＝Ｉｑとなって落ち着く。逆に、Ｉｑ*＜Ｉｑとなった場合、電流制御補償回路Ｇｉ（Ｓ）の出力φ*が減少するか又は負の値になり、入力電流Ｉｃを減少させる。入力力率≒１なので、有効電流Ｉｑが減少し、やはりＩｑ*＝Ｉｑとなって落ち着く。
【００５６】
また、平滑コンデンサＣｄに印加される電圧Ｖｄｃは次のように制御される。Ｖｄｃ*＞Ｖｄｃとなった場合、電圧制御補償回路Ｇｖ（Ｓ）の出力Ｉｑ*が増加し、上記のようにＩｑ*＝Ｉｑに制御されるので、有効電力が交流電源ＳＵＰから前記平滑コンデンサＣｄに供給される。その結果、直流電圧Ｖｄｃが増加し、Ｖｄｃ*＝Ｖｄｃとなるように制御される。
【００５７】
逆に、Ｖｄｃ*＜Ｖｄｃとなった場合、電圧制御補償回路Ｇｖ（Ｓ）の出力Ｉｑ*が減少するか又は負の値となり、有効電力が平滑コンデンサＣｄから交流電源ＳＵＰ側に回生される。その結果、直流電圧Ｖｄｃが減少し、やはりＶｄｃ*＝Ｖｄｃとなるように制御される。
【００５８】
図５は、図２に示した電力変換器を構成する位相制御回路ＰＨＣの詳細な構成例を示す。図中、ＡＤ１〜ＡＤ３は加減算器、ＰＴＮ１〜ＰＴＮ３はパルスパターン発生器を示す。加減算器ＡＤ１〜ＡＤ３は、位相信号θｒ，θｓ，θｔから位相角指令値φ*を引き算し、新たな位相信号θｃｒ，θｃｓ，θｃｔを作る。
この新たな位相信号θｃｒ，θｃｓ，θｃｔは、０〜２πの周期関数で、電源周波数に同期して変化する。
【００５９】
パルスパターン発生器ＰＴＮ１〜ＰＴＮ３は、上記新たな位相信号θｃｒ，θｃｓ，θｃｔに対して、一定のパルスパターンとなるようにゲート信号ｇ１〜ｇ６を発生する。パルスパターン発生器ＰＴＮ１は、位相信号θｃｒに対するＲ相の自己消弧素子Ｓ１，Ｓ４のパルスパターンをテーブル関数として記憶したもので、図６に１パルス動作時の波形を示す。
【００６０】
図中、ＶｒはＲ相電源電圧、θｒは電源電圧Ｖｒに同期した位相信号で、０〜２πの間で変化する周期関数となる。新たな位相信号θｃｒ＝θｒ−φ*は、０〜２πの間で変化する周期関数で、θｒの信号に対しφ*だけ遅れた信号で与えられる。すなわち、入力される位相信号θｃｒに対して、次のようなゲート信号ｇ１（又はｇ４）を出力する。
【００６１】
０≦θｃｒ＜πの範囲で、ｇ１＝１，ｇ４＝０（Ｓ１：オン，Ｓ４：オフ）
π≦θｃｒ＜２πの範囲で、ｇ１＝０，ｇ４＝１（Ｓ１：オフ，Ｓ４：オン）
電力変換器ＣＮＶの交流側出力電圧（Ｒ相）Ｖｃｒは、
Ｓ１：オン（Ｓ４：オフ）のとき、Ｖｃｒ＝＋Ｖｄ／２
Ｓ１：オフ（Ｓ４：オン）のとき、Ｖｃｒ＝−Ｖｄ／２
となる。直流電圧Ｖｄｃが一定ならば、交流端子側電圧Ｖｃｒの振幅値は一定となる。Ｖｃｒの基本波Ｖｃｒ*の位相は、電源電圧Ｖｒに対して位相角φだけ遅れている。Ｓ相，Ｔ相も同様にして与えられる。
【００６２】
図７は、図６のパルスパターンで電力変換器ＣＮＶを動作させた場合のＲ相の各部の動作波形を示す。なお、説明の都合上、入力電流Ｉｃｒは正弦波としてリップル分を省略して描いている。
【００６３】
図７は力行運転時の動作波形を示すもので、電力変換器の交流入力電圧Ｖｃｒの基本波は電源電圧Ｖｒに対し、位相角φだけ遅れている。また、入力電流Ｉｃｒは電源電圧Ｖｒに対し、位相角（φ／２）だけ遅れて流れる。このとき、ＩＳ１，ＩＳ４はＲ相の自己消弧素子Ｓ１とＳ４の電流を、ＩＤ１，ＩＤ４は高速ダイオードＤ１とＤ４の電流を、それぞれ表わしている。以下に、そのときの動作を図３を用いて説明する。
【００６４】
入力電流Ｉｃｒが負から正に変るまでは高速ダイオードＤ４を介して電流が流れている。この状態から電流Ｉｃｒの向きが変ると自己消弧素子Ｓ４がオン状態にあるので、入力電流Ｉｃｒは自己消弧素子Ｓ４を介して流れるようになる。次に、位相角φで自己消弧素子Ｓ４をオフすると、電流Ｉｃｒは高速ダイオードＤ１を介して流れる。入力電流Ｉｃｒが再ぴ反転するまで、その電流は高速ダイオードＤ１に流れる。入力電流１ｃｒが反転した後は、自己消弧素子Ｓ１と高速ダイオードＤ４の間で、上記と同様の動作が行われる。
【００６５】
自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ６がしゃ断する最大電流Ｉｍａｘは、入力電流の波高値をＩｃ（ｐｅａｋ）とした場合、Ｉｍａｘ＝Ｉｃ（ｐｅａｋ）×ｓｉｎ（φ／２）となる。例えば、φ＝２０°の場合、Ｉｍａｘ＝０．１７４×Ｉｃ（ｐｅａｋ）となる。すなわち、自己消弧素子のしゃ断電流容量が小さいものを用意すればよく、コストの安い電力変換装置を提供することができる。
【００６６】
図８は、回生運転時の動作波形を示すもので、ＩＳ１，ＩＳ４はＲ相の自己消弧素子Ｓ１，Ｓ４の電流を、ＩＤ１，ＩＤ４は高速ダイオードＤ１とＤ４の電流を、それぞれ表わしている。変換器の交流端子側電圧Ｖｃｒの基本波は電源電圧Ｖｒに対して、位相角φだけ進んでいる。また、入力電流Ｉｃｒは電源電圧の反転値−Ｖｒに対して、位相角（φ／２）だけ進んで流れる。なお、説明の都合上、入力電流Ｉｃｒは正弦波としてリップル分を省略して描いている。
【００６７】
入力電流Ｉｃｒが負で、自己消弧素子Ｓ１がオン（Ｓ４はオフ）のときは、入力電流Ｉｃｒは自己消弧素子Ｓ１を介して流れる。自己消弧素子Ｓ１をオフ（Ｓ４をオン）にすると、電流Ｉｃｒは高速ダイオードＤ４を介して流れる。入力電流Ｉｃｒが反転すると、自己消弧素子Ｓ４に電流が流れ、上記と同様に自己消弧素子Ｓ４をオフすることにより、高速ダイオードＤ１に電流が移る。
【００６８】
回生運転時、自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ６がしゃ断する最大電流Ｉｍａｘは、入力電流の波高値をＩｃ（ｐｅａｋ）とした場合、Ｉｍａｘ＝Ｉｃ（ｐｅａｋ）×ｓｉｎ（φ／２）となる。例えば、φ＝２０°の場合、Ｉｍａｘ＝０．１７４×Ｉｃ（ｐｅａｋ）となる。
【００６９】
以上のように、回生運転時の入力電流Ｉｃｒの大部分は自己消弧素子に流れるが、当該自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ６のしゃ断電流は小さくてすみ、コストの安い電力変換装置を提供することができる。
【００７０】
自励式変換器ＣＮＶを１パルスで運転することにより、スイッチング回数が最小になり、変換器効率が高くなる。また、交流側出力電圧Ｖｃの基本波成分が大きくなり、自励式変換器ＣＮＶの電圧利用率が向上する。また、変換器力率がほぼ１で運転されるため、入力電流Ｉｃのゼロ点付近で１回だけスイッチングを行うことになり、力行運転時も回生運転時も、自己消弧素子のしゃ断電流は極めて小さくなる。この結果、高効率で低コストな電力変換装置を提供できる。また、大電流をしゃ断しないということは、ソフトスイッチングに近くなり、ＥＭＩ（Electromagnetic Interfereuce）ノイズが小さくなり、環境にもやさしい電力変換装置を提供することができる。
【００７１】
電気鉄道では、１つの変電所から複数の車両に電力供給を行うため、短時間ではあるが大きな過負荷耐量が要求される。本実施形態の電力変換装置によれば、自励式変換器ＣＮＶを構成する自己消弧素子のしゃ断電流を小さく抑えることができ、過負荷耐量の大きな電力変換装置を提供することができる。
【００７２】
図９は、パルスパターン発生器ＰＴＮ１として、３パルス出力を行ったときの動作波形図で、Ｒ相について描いている。図中、ＶｒはＲ相電源電圧、θｒは電源電圧Ｖｒに同期した位相信号で、０〜２πの間で変化する周期関数となる。新たな位相信号θｃｒ＝θｒ−φ*は、０〜２πの間で変化する周期関数で、θｒの信号に対してφ*だけ遅れた信号で与えられる。また、位相信号θｃｒに対するＲ相自己消弧素子Ｓ１，Ｓ４のパルスパターンは次のようになる。
【００７３】
０≦θｃｒ＜θ１の範囲で、ｇ１＝０，ｇ４＝１（Ｓ１：オフ、Ｓ４：オン）
θ１≦θｃｒ＜θ２の範囲で、ｇ１＝１，ｇ４＝０（Ｓ１：オン、Ｓ４：オフ）
θ２≦θｃｒ＜πの範囲で、ｇ１＝０，ｇ４＝１（Ｓ１：オフ、Ｓ４：オン）
π≦θｃｒ＜θ３の範囲で、ｇ１＝１，ｇ４＝０（Ｓ１：オン、Ｓ４：オフ）
θ３≦θｃｒ＜θ４の範囲で、ｇ１＝０，ｇ４＝１（Ｓ１：オフ、Ｓ４：オン）
θ４≦θｃｒ＜２πの範囲で、ｇ１＝１，ｇ４＝０（Ｓ１：オン、Ｓ４：オフ）
このとき、電力変換器ＣＮＶの交流側出力電圧（Ｒ相）Ｖｃｒは、
Ｓ１：オン（Ｓ４：オフ）のとき、Ｖｃｒ＝＋Ｖｄｃ／２
Ｓ１：オフ（Ｓ４：オン）のとき、Ｖｃｒ＝−Ｖｄｃ／２
となる。出力電圧Ｖｃｒの基本波Ｖｃｒ*の位相は、電源電圧Ｖｒに対して位相角φだけ遅れている。Ｓ相、Ｔ相も同様に与えられる。この場合もパルスパターンは固定され、直流電圧Ｖｄｃを一定とした場合、電力変換器ＣＮＶの交流端子側電圧の基本波波高値は一定となる。
【００７４】
図１０は、図９のパルスパターンで電力変換器を動作させた場合のＲ相の各部の動作波形を示す。なお、説明を簡易にするため、入力電流Ｉｃｒは正弦波としてリップル分を省略して描いている。図１０は力行運転時の動作波形を示すのもので、変換器の交流端子側電圧Ｖｃｒの基本波は電源電圧Ｖｒに対して、位相角φだけ遅れる。また、入力電流Ｉｃｒは電源電圧Ｖｒに対して、位相角（φ／２）だけ遅れて流れる。このとき、ＩＳ１，ＩＳ４はＲ相の自己消弧素子Ｓ１とＳ４の電流を表し、ＩＤ１，ＩＤ４は高速ダイオードＤ１とＤ４の電流を、それぞれ表わしている。そのときの動作を以下に説明する。
【００７５】
入力電流Ｉｃｒが負から正に変るまでは高速ダイオードＤ４を介して電流が流れている。この状態から電流Ｉｃｒの向きが変ると自己消弧素子Ｓ４がオン状態にあるので、電流Ｉｃｒは自己消弧素子Ｓ４を介して流れるようになる。次に、自己消弧素子Ｓ４をオフすると、電流Ｉｃｒは高速ダイオードＤ１を介して流れるようになる。
【００７６】
次に、自己消弧素子Ｓ４を再びオンすると、入力電流Ｉｃｒは自己消弧素子Ｓ４を介して流れ、高速ダイオードＤ１の電流はゼロとなる。さらに、図１０のθ１で、自己消弧素子Ｓ４をオフすると、高速ダイオードＤ１に電流が移り、入力電流Ｉｃｒが再び反転するまでその電流は高速ダイオードＤ１に流れる。入力電流Ｉｃｒが反転した後は、自己消弧素子Ｓ１と高速ダイオードＤ４の間で、上記と同様の動作が行われる。
【００７７】
図１０は、固定パルスパターンとして３パルスの場合を示したが、自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ６がしゃ断する最大電流Ｉｍａｘは、入力電流の波高値をＩｃ（ｐｅａｋ）とした場合、
Ｉｍａｘ＝Ｉｃ（ｐｅａｋ）×ｓｉｎ（φ／２＋θ１）
となる。例えば、φ＝２０°，θ１＝１０°とした堀合、
Ｉｍａｘ＝０．３４２×Ｉｃ（ｐｅａｋ）
となる。
【００７８】
パルス数を増やしていくことにより、入力電流Ｉｃｒの高調波成分を低減し、電流脈動を小さくすることができるが、反面、自己消弧素子のしゃ断電流の最大値Ｉｍａｘが増加してくる欠点がある。後で説明するように、電力変換器の多重化等により、入力電流高調波を減らし、出来るだけ少ないパルス数で運転することが望ましい。
【００７９】
自励式変換器ＣＮＶを一定のパルスパターンで制御する場合、入力電流１ｃｒの高調波成分が小さくなるようにスイッチングパターンを決めるが、上記のように変換器力率が１に近いところで運転されるため、電流Ｉｃｒのゼロ点付近でスイッチングが行われ、自励式変換器ＣＮＶを構成する自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ６のしゃ断電流は小さくて済む。これにより、電力回生が可能で、高力率・高効率で、低コストの電力変換装置を提供することができる。
【００８０】
図１乃至図１０を用いて説明した電力変換装置において、直流電圧指令値Ｖｄｃ*を、ダイオード整流器ＲＥＣの整流電圧Ｖｒｅｃより高い値に設定する。仮に、Ｖｄｃ＝Ｖｄｃ*＜Ｖｒｅｃとすると、ダイオード整流器ＲＥＣから電力が供給され、その電力を電力変換器ＣＮＶが回生することになり、無駄な横流が流れてしまう。そこで、Ｖｄｃ*＞Ｖｒｅｃに設定することになり、無駄な横流を流すことを防止する。
【００８１】
力行運転時（負荷Ｌｏａｄが電力を消費する場合）は、ダイオード整流器ＲＥＣと電力変換器ＣＮＶの並列運転となるが、Ｖｄｃ*＞Ｖｒｅｃとなっているので、ダイオード整流器ＲＥＣから電力供給はできない。負荷Ｌｏａｄには全て電力変換器ＣＮＶから電力ＰLを供給することになる。そこで、電力変換器ＣＮＶの電力供給を制限することにより、電力変換器ＣＮＶは一定の有効電力Ｐｃｎｖを供給し、Ｖｄｃ*＞Ｖｄｃ＝Ｖｒｅｃとなる。この結果、ダイオード整流器ＲＥＣは、Ｐｒｅｃ＝ＰL−Ｐｃｎｖの電力を供給するようになる。
【００８２】
従来、ダイオード整流器ＲＥＣだけで運転した場合、負荷電力ＰLが増加するに従い、直流電圧Ｖｒｅｃは徐々に低下していたが、本実施形態では、電力変換器ＣＮＶの電力制限値Ｐｃｎｖまでは、直流電圧Ｖｄｃは一定に保持され、さらに負荷がそれ以上に増えると、直流電圧はＶｄｃ＝Ｖｒｅｃで徐々に下がっていくことになる。回生運転時（負荷側から電源側に電力を戻す場合）は、電力変換器ＣＮＶだけで動作し、直流電圧Ｖｄｃ＝Ｖｄｃ*＞Ｖｒｅｃで、ほぽ一定に制御される。
【００８３】
これにより、無駄な横流を流すことなく直流電圧Ｖｄｃの安定化が図られ、電気鉄道などでは、車載設備容量の低減が図られる。
【００８４】
図１乃至図１０を用いて説明した電力変換装置において、第２の３相変圧器ＴＲｂの２次側電圧の実効値Ｖ２ｂを、第１の３相変圧器ＴＲａの２次側電圧実効値Ｖ２ａより高くしている。
【００８５】
前述したように、電力変換器ＣＮＶの直流電圧指令値Ｖｄｃ*は、ダイオード整流器ＲＥＣの整流電圧Ｖｒｅｃより大きくする必要がある。この整流電圧Ｖｒｅｃは、第１の変圧器ＴＲａの２次側電圧Ｖ２ａによって決まる。すなわち、Ｖｒｅｃ＝ｋ１×Ｖ２ａとなる。一方、電力変換器ＣＮＶは、固定パルスパターンで動作するため、その交流側出力電圧Ｖｃの実効値Ｖｃ（ｒｍｓ）は、直流電圧Ｖｄｃによって決まる。すなわち、Ｖｃ（ｒｍｓ）＝ｋ２×Ｖｄｃとなる。Ｖｄｃ＞Ｖｒｅｃとした場合、Ｖｃ（ｒｍｓ）＞ｋ１・ｋ２・Ｖ２ｂとなる。
【００８６】
第２の変圧器ＴＲｂの２次側電圧実効値Ｖ２ｂと、第１の変圧器ＴＲａの２次側電圧実効値Ｖ２ａとを同じにした場合、上記関係から、Ｖｃ（ｒｍｓ）＞ｋ１・ｋ２・Ｖ２ｂとなる。
【００８７】
Ｖｃ（ｒｍｓ）＝ｋ１・ｋ２・Ｖ２ｂのとき、位相角φとした場合、入力電流Ｉｃと変換器出力電圧Ｖｃの位相角θは、θ＝φ／２となるのに対し、Ｖｃ（ｒｍｓ）＞ｋ１・ｋ２・Ｖ２ｂでは、θ＞φ／２となる。すなわち、入力電流Ｉｃと変換器出力電圧Ｖｃの位相差θが大きくなり、力行運転及び回生運転に関わらず、電力変換器ＣＮＶを構成する自己消弧素子のしゃ断電流が増加してしまう。
【００８８】
そこで、第２の変圧器ＴＲｂの２次側電圧実効値Ｖ２ｂを、第１の変圧器ＴＲａの２次側電圧実効値Ｖ２ａより高くすることにより、Ｖｃ（ｒｍｓ）＝ｋ１・ｋ２・Ｖ２ｂあるいは、Ｖｃ（ｒｍｓ）＜ｋ１・ｋ２・Ｖ２ｂとする。これにより、入力電流Ｉｃと変換器出力電圧Ｖｃの位相差θが、θ＝φ／２あるいは、θ＜φ／２となり、特に過負荷運転時の前記位相差θが小さくなるように第２の変圧器ＴＲｂの２次側電圧実効値Ｖ２ｂを選ぶことにより、電力変換器ＣＮＶを構成する自己消弧素子のしゃ断電流を小さくすることが可能となる。
【００８９】
図１１は、第２の変圧器ＴＲｂの２次側電圧実効値Ｖ２ｂを高めたときの電力変換器の交流側ベクトル図を示すもので、電源電圧Ｖｓの振幅値は変換器出力電圧Ｖｃの振幅値より大きくなっている。図１１は、最大負荷時に、電源電圧Ｖｓに対する変換器出力電圧Ｖｃの位相角がφとなっている場合を示すもので、入力電流Ｉｃと変換器出力電圧Ｖｃの位相差θはゼロとなっている。従って、自励式変換器ＣＮＶを構成する自己消弧素子のしゃ断電流は理論的にはゼロとなる。次に、電圧Ｖｃのベクトルの位相角φを破線に沿ってＶｃ’まで変えることにより、入力電流Ｉｃのベクトルは図の下方の破線に沿ってＩｃ’まで移動し、電力回生運転になる。この場合は、入力電流Ｉｃと変換器出力電圧Ｖｃの位相差θは１８０°となり、自励式変換器ＣＮＶを構成する自己消弧素子のしゃ断電流は理論的にはゼロとなる。ただし、｜Ｖｓ｜＞｜Ｖｃ｜となっているため、位相角φ＝０のときでも若干の遅れ電流Ｉｃが流れる。
【００９０】
図１２は、本実施形態の力行運転時、入力電流Ｉｃと変換器出力電圧Ｖｃの位相差θをゼロとした場合の動作波形を示すもので、図中、ＶｒはＲ相電源電圧、ＶｃｒはＲ相変換器出力電圧、ＩｃｒはＲ相入力電流、ＩＳ１，ＩＳ４は自己消弧素子Ｓ１およぴＳ４に流れる電流、ＩＤ１，ＩＤ４は高速ダイオードＤ１及びＤ４に流れる電流を表わす。全ての電流が高速ダイオードＤ１又はＤ４に流れ、自己消弧素子Ｓ１及びＳ４の電流はゼロとなる。当然のことながら、自己消弧素子のしゃ断電流はゼロとなる。
【００９１】
図１３は、本実施形態の回生運転時、位相差θ＝１８０°とした場合の動作波形を示すもので、参照符号は図１２に準ずる。この場合には、全ての電流が自己消弧素子Ｓ１及びＳ４に流れ、高速ダイオードＤ１又はＤ４の電流はゼロとなる。この場合も、自己消弧素子のしゃ断電流はゼロとなる。このように、最大負荷運転時に前記位相差がθ＝０となるように、前記第２の変圧器ＴＲｂの２次電圧Ｖ２ｂを合せることにより、しゃ断電流をゼロとすることが可能となる。
【００９２】
この結果、しゃ断電流容量の小さい自己消弧素子を用いて電力変換器ＣＮＶを構成することが可能となり、過負荷耐量に優れた経済的な装置を提供することができる。
【００９３】
なお、第２の３相変圧器ＴＲｂの２次側電圧の実効値Ｖ２ｂを、第１の３相変圧器ＴＲａの２次側電圧実効値Ｖ２ａより高くすることは、請求項２に関連する欄で説明したように、直流電圧指令値Ｖｄｃ*をダイオード整流器ＲＥＣの整流電圧Ｖｒｅｃより高い値に設定することと併せて実施しても上述したと同様な効果が得られる。
【００９４】
図１乃至図１０を用いて説明した電力変換装置において、第２の変圧器ＴＲｂのもれインダクタンスＬｂを、第１の変圧器ＴＲａのもれインダクタンスＬａより大きく設計する。
【００９５】
図１４は、ダイオード整流器ＲＥＣの負荷特性を示すもので、パーセントインピーダンス％ＸＩが大きい変圧器は、パーセントインピーダンス％ＸＩが小さい変圧器に比べて、過負荷運転時の直流整流電圧Ｖｒｅｃの低下が大きくなる。
【００９６】
一般に、ダイオード整流器ＲＥＣの変圧器ＴＲａのパーセントインピーダンス％ＸＩは、略０．０５ｐｕ〜０．１ｐｕに設計される（ｐｕはパーユニットを表わす）。パーセントインピーダンス％ＸＩを大きくすると、過負荷運転時の直流整流電圧Ｖｒｅｃの低下が大きくなるので、上記値が適当とされている。変圧器ＴＲａのもれインダクタンスＬａはパーセントインピーダンス％ＸＩに比例する。
【００９７】
一方、電力変換器ＣＮＶは、１パルス又は３パルス程度の固定パルスパターンで動作し、変換器ＣＮＶの交流側出力電圧Ｖｃは矩形波電圧となる。第２の変圧器ＴＲｂのもれインダクタンスＬｂに、電源電圧Ｖｓと出力電圧Ｖｃの差電圧が印加され、入力電流Ｉｃが流れる。もれインダクタンス値Ｌｂは、変圧器ＴＲｂのパーセントインピーダンス％ＸＩに比例し、その値が小さいと、上記矩形波電圧Ｖｃによって電流Ｉｃのリップルが大きくなる。
【００９８】
第２の変圧器ＴＲｂのもれインダクタンスＬｂを、第１の変圧器ＴＲａのもれインダクタンスＬａより大きく設計することにより、電力変換器ＣＮＶの入力電流Ｉｃのリップルを抑えるとともに、ダイオード整流器ＲＥＣの整流電圧Ｖｒｅｃの電圧低下を抑えることが可能となる。これにより、既存のダイオード整流器ＲＥＣの利用が可能となり、電力回生が可能な低コストの電力変換装置をより簡単に提供することができる。
【００９９】
なお、第２の変圧器ＴＲｂのもれインダクタンスＬｂを、第１の変圧器ＴＲａのもれインダクタンスＬａより大きく設計することは、第２の実施形態で説明したように、直流電圧指令値Ｖｄｃ*をダイオード整流器ＲＥＣの整流電圧Ｖｒｅｃより高い値に設定すること、第３の実施形態で説明したように、第２の３相変圧器ＴＲｂの２次側電圧の実効値Ｖ２ｂを、第１の３相変圧器ＴＲａの２次側電圧実効値Ｖ２ａより高くすることと併せて実施しても上述したと同様な効果が得られる。
【０１００】
図１乃至図１０を用いて説明した電力変換装置において、電力変換器ＣＮＶは、力行運転時の入力電流Ｉｃを制限して制御する。前述したように、ダイオード整流器ＲＥＣからの横流が流れ込むのを防止するために、電力変換器ＣＮＶの直流電圧指令値Ｖｄｃ*を、ダイオード整流器ＲＥＣの整流電圧Ｖｒｅｃより高い値に設定する。力行運転時（負荷Ｌｏａｄが電力を消費する場合）は、ダイオード整流器ＲＥＣと電力変換器ＣＮＶの並列運転となるが、Ｖｄｃ*＞Ｖｒｅｃとなっているので、ダイオード整流器ＲＥＣからは電力を供給できない。従って、負荷Ｌｏａｄには電力変換器ＣＮＶから電力ＰLを供給することになる。
【０１０１】
そこで本実施形態では、力行運転時には、電力変換器ＣＮＶの入力電流Ｉｃの有効電流指令値Ｉｑ*を制限することにより、負荷分担の適正化を図っている。
【０１０２】
図１５は、図２に示したリミッタ回路ＬＩＭの入出力特性を示すもので、有効電流指令値Ｉｑｉ*に対して、その出力Ｉｑ*は、正側（力行側）のみに制限を設けている特性図である。
【０１０３】
図１６は、自励式変換器ＣＮＶの力行側有効電力を定格１００％で制限した場合の運転特性を示すもので、力行１００％負荷までは、自励式変換器ＣＮＶから全て電力供給が行われ、直流電圧Ｖｄｃは一定（＝１６８０Ｖ）に保たれる。さらに負荷が増えると、自励式変換器ＣＮＶの出力電流Ｉｃｎｖは１００％で一定となり、直流電圧Ｖｄｃは下がってくる。その結果、ダイオード整流器ＲＥＣから直流電流Ｉｒｅｃが流れはじめ、負荷の増加に従ってＩｒｅｃが増えてくる。
【０１０４】
すなわち、電力変換器ＣＮＶからの電力供給が制限され、直流電圧Ｖｄｃは負荷ＰLが増加するに従って徐々に低下し、Ｖｄｃ*＞Ｖｄｃ＝Ｖｒｅｃとなる。この結果、電力変換器ＣＮＶは一定の電力Ｐｃｎｖを供給するようになり、ダイオード整流器ＲＥＣからは、Ｐｒｅｃ＝ＰL−Ｐｃｎｖを供給するようになる。
【０１０５】
例えば、従来装置では、図１６の破線Ｕで示すように、１００％負荷でＶｒｅｃ＝１５００Ｖまで低下し、３００％負荷ではＶｒｅｃ＝１１４０Ｖに下がってしまう。これに対し、本実施形態では、電力変換器ＣＮＶの電力制限値１００％負荷までは、直流電圧Ｖｄｃは一定に保持され、さらにそれ以上の負荷が増えるに従って徐々に直流電圧Ｖｄｃが下がっていくことになる。回生運転時（負荷側から電源側に電力を戻す場合）は、電力変換器ＣＮＶだけで動作し、直流電圧Ｖｄｃ＝Ｖｄｃ*＞Ｖｒｅｃで、ほぼ一定に制御される。
【０１０６】
これにより、ダイオード整流器ＲＥＣと電力変換器ＣＮＶの安定した並列運転が可能となる。また、力行運転時の自励式亀力変換器ＣＮＶの出力がＰｃｎｖに制限され、高速ダイオードＤ１〜Ｄ６の最大電流を小さく抑えることができ、かつ、自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ６のしゃ断電流も抑えることが可能となる。さらに、直流電圧Ｖｄｃの安定化が図られ、電気鉄道などでは、車載設備容量の低減が図られる。
【０１０７】
図１乃至図１０を用いて説明した電力変換装置において、電力変換器ＣＮＶは、負荷装置Ｌｏａｄが消費又は発生する有効電力（又は有効電流）ＰLを検出又は推定し、当該有効電力ＰLに比例したフィードフォワード補償量ＩｑＦＦ*を求め、当該補償量ＩｑＦＦ*を前記変換器の入力電流Ｉｃの有効分指令値に加えて制御している。
【０１０８】
電圧形自励式変換器ＣＮＶによって、直流電圧Ｖｄｃが指令値Ｖｄｃ*に一致するようにフィードバック制御を行っているが、負荷が急変した場合、その応答が間に合わないと、直流電圧Ｖｄｃが大きく変動する。すなわち、負荷消費電力ＰLが急激に増えると、直流電圧Ｖｄｃが低下し、必要な電力を送れなくなるだけでなく、電圧不足により、自励式変換器ＣＮＶの制御にも影響を与え、制御全体を不安定にすることもある。また、逆に、電車の回生プレーキ等により、負荷側からの回生電力が急激に増えると、直流電圧Ｖｄｃが上昇し、電力変換装置や負荷装置の耐圧を脅かすことになる。
【０１０９】
負荷装置Ｌｏａｄが消費又は発生する有効電力（又は有効電流）ＰLを検出又は推定し、この有効電力ＰLに比例するフィードフォワード補償量ＩｑＦＦ*を演算して求め、当該補債量ＩｑＦＦ*を変換器の入力電流Ｉｃの有効分指令値に加えて制御することにより、直流電圧制御の応答を高めることができ、負荷急変に対しても、直流電圧Ｖｄｃの変動幅が小さくなり、上記問題を解決することができる。
【０１１０】
図１乃至図１０を用いて説明した電力変換装置では、負荷がとる直流電流ＩＬｏａｄを検知し、その量に見合った有効電流を供給するようにフィードフォワード補償回路ＦＦで補慣量ＩｑＦＦ*＝ｋＦＦ・ＩＬｏａｄを演算し、加算器ＡＤに入力している。これにより、負荷ＰLが急変した場合、それに見合った入力電流（有効電流）Ｉｑが直ちに供給され、平滑コンデンサＣｄの印加電圧Ｖｄｃの変動を抑えることが可能となる。
【０１１１】
図１及び図２に示した電力変換装置において、電力変換器ＣＮＶは、交流電源の電圧Ｖｓが変動した場合、この電源電圧Ｖｓの変化に合わせて平滑コンデンサＣｄに印加される電圧Ｖｄｃの指令値を変えて制御している。
【０１１２】
図１７は、本発明に係る電力変換装置の第２の実施形態として、電力変換器ＣＮＶの制御回路の他の構成例を示すブロック図で、図中、図２と同一の要素には同一の符号を付して、その説明を省略する。この実施形態は演算回路ＣＡＬに電源電圧の波高値Ｖｓｍｏと入力電流の波高値Ｉｃｍｏとを入力して直流電圧指令値Ｖｄｃ*を変化させている点が図２と構成を異にし、これ以外は図２と全く同様に構成されている。図１７に示した制御回路の１つの制御方式として、演算回路ＣＡＬは、電源電圧Ｖｓの波高値に比例させて直流電圧指令値Ｖｄｃ*を与える。
【０１１３】
図１８（ａ），（ｂ），（ｃ）は、直流電圧Ｖｄｃを一定に制御したとき、電源電圧Ｖｓの振幅値が変動した場合の電力変換器ＣＮＶの交流電源側の電圧・電流ベクトル図を示す。
【０１１４】
直流電圧Ｖｄｃを一定に制御し、電力変換器ＣＮＶを１パルス又は一定パルスパターンで運転した場合、電力変換器ＣＮＶの交流側出力電圧Ｖｃの振幅値は一定となる。Ｖｓ＝Ｖｃでは、図１８（ｂ）に示すように、位相角φ＝０で、入力電流Ｉｃはゼロとなる。これに対し、Ｖｓ＜Ｖｃでは、図１８（ａ）に示すように、φ＝０のときに進み電流が流れてしまう。逆に、Ｖｓ＞Ｖｃでは、図１８（ｃ）に示すように、φ＝０のときに遅れ電流が流れてしまう。また、Ｖｓ＜Ｖｃの場合、電力変換器ＣＮＶの交流側出力電圧Ｖｃと入力電流Ｉｃの位相差が大きくなり、電力変換器を構成する自己消弧素子のしゃ断電流が大きくなってしまう。
【０１１５】
そこで、電源電圧Ｖｓが変動した場合、それに合わせて直流電圧Ｖｄｃを調整することにより、変換器出力電圧Ｖｃの基本波波高値を常に電源電圧Ｖｓの波高値に合わせる。これにより、位相角φ＝０のとき無駄な無効電流を電源からとることを防ぐことができ、自己消弧素子のしゃ断電流の増加を防止できる。
【０１１６】
次に、もう１つの制御方式として、図１７の制御回路において、演算回路ＣＡＬは、直流電圧指令値Ｖｄｃ*を、
Ｖｄｃ*＝Ｋ１・√｛Ｖｓｍｏ2＋Ｋ２・Ｉｃｍｏ2｝
として与えている。ここで、Ｖｓｍｏは電源電圧波高値、Ｉｃｍｏは入力電流波高値、Ｋ１，Ｋ２は比例定数を表わす。
【０１１７】
図１９は、入力電流波高値１cmｏに対する直流電圧指令値Ｖｄｃ*の関係を示したもので、電流Ｉｃｍｏが大きくなるに従って直流電圧指令値Ｖｄｃ*を増加させている。この制御方式では、電源電圧Ｖｓの大きさによって直流電圧指令値Ｖｄｃ*を変化させるだけでなく、入力電流波高値Ｉｃｍｏにも関係させてＶｄｃ*を調整している。
【０１１８】
変換器出力電圧は、Ｖｃ＝√｛Ｖｓ2＋（ωＬ・Ｉｃ）2｝の関係が保たれる。
この結果、電源電圧ベクトルＶｓと交流リアクトルＬ（変圧器ＴＲｂのもれインダクタンス）の印加電圧（ｊωＬ・Ｉｃ）が常に直交関係を保つようになり、電力変換器ＣＮＶの入力電流Ｉｃは電源電圧Ｖｓと同相となって、入力力率＝１となる。なお、この制御方式では、無負荷のときＶｃ＝Ｖｓを満足し、入力電流Ｉｃ＝０となり、無効電流が流れることはない。
【０１１９】
この効果は回生運転においても同じである。これにより、過負荷耐量に優れ、低コストで高力率の電力変換装置を提供できる。
【０１２０】
次に、もう一つ他の制御方式として、図１７の制御回路において、演算回路ＣＡＬは、直流電圧指令値Ｖｄｃ*を、
Ｖｄｃ*＝Ｋ１・√｛Ｖｓｍｏ2−Ｋ２・Ｉｃｍｏ2｝
として与えている。ここで、Ｖｓｍｏは電源電圧波高値、Ｉｃｍｏは入力電流波高値、Ｋ１，Ｋ２は比例定数を表わす。この制御方式でも、電源電圧Ｖｓの大きさによって直流電圧指令値Ｖｄｃ*を変化させるだけでなく、入力電流波高値Ｉｃｍｏにも関係させてＶｄｃ*を調整している。
【０１２１】
図２０は、入力電流波高値Ｉｃｍｏに対する直流電圧指令値Ｖｄｃ*の関係を示したもので、電流Ｉｃｍｏが大きくなるに従って直流電圧指令値Ｖｄｃ*は減少する。
【０１２２】
すなわち、変換器出力電圧は、Ｖｃ＝√｛Ｖｓ2−（ωＬ・Ｉｃ）2｝の関係が保たれる。この結果、変換器出力電圧ベクトルＶｃと交流リアクトルＬ（変圧器ＴＲｂのもれインダクタンス）の印加電圧（ｊωＬ・Ｉｃ）が常に直交関係を保つようになり、入力電流Ｉｃは変換器出力電圧Ｖｃと同相（又は逆相）となって、変換器力率が１となる。なお、この制御方式では、無負荷のときＶｃ＝Ｖｓを満足し、入力電流Ｉｃ＝０となり、焦効電流が流れることはない。
【０１２３】
変換器力率＝１の運転では、図１２（力行運転）及び図１３（回生運転）で説明したように、自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ６のしゃ断電流はゼロとなる。
【０１２４】
すなわち、直流電圧指令値Ｖｄｃ*を、
Ｖｄｃ*＝Ｋ１・√｛Ｖｓｍｏ2−Ｋ２・Ｉｓｍｏ2｝
として制御することにより、常に、変換器力率＝１で運転でき、その結果、自励式変換器ＣＮＶを構成する自己消弧素子のしゃ断電流をゼロにして運転することが可能となり、変換器コストを大幅に低減することができる。また、ゼロ電流スイッチング、すなわち、ソフトスイッチングが可能となり、現在ハードスイッチングで問題とされているＥＭＩノイズや誘導障害の問題が解決される。
【０１２５】
図２１は、本発明に係る電力変換装置の第３の実施形態の主回路の構成例である。同図において、３相交流電源ＳＵＰにそれぞれ１次巻線が接続され、互いに３０°の位相差の電圧を出力する第１の３相変圧器ＴＲａと、第２の３相変圧器ＴＲｂとを備えている。このうち、第１の３相変圧器の２次巻線の一方にダイオード整流器ＲＥＣ１が接続され、２次巻線の他方にダイオード整流器ＲＥＣ２が接続されている。また、第２の３相変圧器の２次巻線の一方に電力変換器ＣＮＶ１が接続され、２次巻線の他方に電力変換器ＣＮＶ２が接続されている。
【０１２６】
ダイオード整流器ＲＥＣ１，ＲＥＣ２の出力端は相互に並列接続されて負荷Ｌｏａｄに直流電力を供給し、さらに、電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２の出力端も相互に接続され、平滑コンデンサＣｄを介して、負荷Ｌｏａｄに直流電力を供給する構成になっている。なお、制御回路ＣＯＮＴが電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２の入力電流Ｉｃ１，Ｉｃ２及び負荷Ｌｏａｄに印加される出力電圧Ｖｄｃに基づいて電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２を制御するように構成されている。この装置では、変圧器のもれインダクタンスを利用することにより、交流リアクトルを省略している。もちろん、外部に交流リアクトルを設けても原理的には同じになる。
【０１２７】
図２２は、図２１に主回路構成を示した電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２の制御回路ＣＯＮＴの詳細な構成を示すブロック図である。図中、図１７と同一の符号を付したものはそれぞれ同一の要素を示している。ここで、演算回路ＣＡＬは電源電圧の波高値Ｖｓｍｏを入力して直流電圧指令値Ｖｄｃ*を出力するもので、比較器Ｃ１は直流電圧指令値Ｖｄｃ*と直流電圧Ｖｄｃとを比較してその偏差分εｖを出力するもので、その出力端に電圧偏差分εｖを例えばＰＩ演算する電圧制御補償器Ｇｖ（Ｓ）が接続され、その出力が加算器ＡＤの一方入力として加えられる。また、負荷電流値ＩＬｏａｄに応じてフィードフォワード補償量ＩｑＦＦ*を演算するフィードフォワード補償回路ＦＦが設けられ、このフィードフォワード補償量ＩｑＦＦ*が加算器ＡＤの他方入力として加えられる。加算器ＡＤの出力経路に、正側の信号を制限して有効電流（ｑ軸電流）指令値Ｉｑ*を出力するリミッタＬＩＭが設けられている。
【０１２８】
比較器Ｃ２はこの有効電流指令値Ｉｑ*と電力変換器ＣＮＶ１の有効電流Ｉｑ１とを比較してその偏差分εｉを出力するもので、その出力端に電流偏差分εｉを例えばＰＩ演算する電流制御補償器Ｇｉ１（Ｓ）が接続され、その出力が位相角基準φ１*として位相制御回路ＰＨＣ１に加えられる。電源同期位相検出回路ＰＬＬ１は３相交流電圧Ｖｒ１，Ｖｓ１，Ｖｔ１を入力して回転座標上の位相角θｒ１，θｓ１，θｔ１を求めて位相制御回路ＰＨＣ１に加えるものである。位相制御回路ＰＨＣ１は位相角基準φ１*と位相角θｒ１，θｓ１，θｔ１とに基づいて、電力変換器ＣＮＶ１を構成する自己消弧素子のゲート信号ｇ１１〜ｇ１６を発生するものである。座標変換回路Ｚ１は３相の入力電流Ｉｃｒ１，Ｉｃｓ１，Ｉｃｔ１を３相２相変換して静止直角座標系の有効電流（ｑ軸電流）Ｉｑ１及び無効電流（ｄ軸電流）Ｉｄ１を演算するもので、このうち、有効電流Ｉｑ１が比較器Ｃ２で有効電流指令値Ｉｑ*と比較される。
【０１２９】
一方、比較器Ｃ３は有効電流指令値Ｉｑ*と電力変換器ＣＮＶ２の有効電流Ｉｑ２とを比較してその偏差分εｉを出力するもので、その出力端に電流偏差分εｉを例えばＰＩ演算する電流制御補償器Ｇｉ２（Ｓ）が接続され、その出力が位相角基準φ２*として位相制御回路ＰＨＣ２に加えられる。電源同期位相検出回路ＰＬＬ２は３相交流電圧Ｖｒ２，Ｖｓ２，Ｖｔ２を入力して回転座標上の位相角θｒ２，θｓ２，θｔ２を求めて位相制御回路ＰＨＣ２に加えるものである。位相制御回路ＰＨＣ２は位相角基準φ２*と位相角θｒ２，θｓ２，θｔ２とに基づいて、電力変換器ＣＮＶ２を構成する自己消弧素子のゲート信号ｇ２１〜ｇ２６を発生するものである。座標変換回路Ｚ２は３相の入力電流Ｉｃｒ２，Ｉｃｓ２，Ｉｃｔ２を３相２相変換して静止直角座標系の有効電流（ｑ軸電流）Ｉｑ２及び無効電流（ｄ軸電流）Ｉｄ２を演算するもので、このうち、有効電流Ｉｑ２が比較器Ｃ２で有効電流指令値Ｉｑ*と比較される。
【０１３０】
電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２は、電源電圧に同期した一定のパルスパターン（１パルス，３パルス，５パルス等）で電源電圧に対する位相角φ１，φ２を制御することにより、入力電流Ｉｃ１，Ｉｃ２を制御する。位相角φ１，φ２を遅れ方向に増加させることにより、交流電源ＳＵＰから供給される有効電力Ｐｓが増加し、逆に位相角φ１，φ２を進み方向に増やすと、有効電力Ｐｓが交流電源ＳＵＰに回生される。この場合でも、変換器力率が１に近いところで運転されるため、入力電流Ｉｃのゼロ点付近でスイッチングが行われ、自励式変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２を構成する自己消弧素子のしゃ断電流を小さくすることができる。
【０１３１】
２台の電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２の入力電流（変圧器ＴＲｂの２次電流）Ｉｃ１，Ｉｃｓは独立に制御されるが、指令値Ｉｑ*は同じなので、ほぽ同じ値に制御される。その結果、変圧器ＴＲｂの１次電流の高調波が互いに打ち消し合い電流リップルの少ない運転ができる。３組以上の電力変換装置を組み合わせて並列多重運転した場合には、変圧器ＴＲｂの１次電流リップルをさらに低減することができる。
【０１３２】
一方、２台のダイオード整流器ＲＥＣ１，ＲＥＣ２は第１の変圧器ＴＲａにより、並列多重運転され、その１次側電流も高調波の少ない正弦波電流となる。それぞれ、並列多重接続されたダイオード整流器ＲＥＣ１，ＲＥＣ２と電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２を組み合わせて強調運転することにより、変換装置の大容量化、及び交流電源から供給される入力電流Ｉｓの高調波成分の低減を図ることができ、かつ、過負荷耐量に優れ、電力回生が可能な、高効率・低コストの大容量電力変換装置を提供することが可能となる。
【０１３３】
次に、もう一つ他の制御方式として、図１７の制御回路において、演算回路ＣＡＬは、直流電圧指令値Ｖｄｃ*を、
Ｖｄｃ*＝Ｋ１・√｛Ｖｓｍｏ2−Ｋ２・Ｉｃｍｏ2｝
として与えている。ここで、Ｖｓｍｏは電源電圧波高値、Ｉｃｍｏは入力電流波高値、Ｋ１，Ｋ２は比例定数を表わす。この制御方式でも、電源電圧Ｖｓの大きさによって直流電圧指令値Ｖｄｃ*を変化させるだけでなく、入力電流波高値Ｉｃｍｏにも関係させてＶｄｃ*を調整している。
【０１３４】
力行運転時（負荷Ｌｏａｄが電力を消費する場合）は、ダイオード整流器ＲＥＣ１，ＲＥＣ２と電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２の並列運転となるが、Ｖｄｃ*＞Ｖｒｅｃとなっているので、ダイオード整流器ＲＥＣからは電力を供給できない。負荷Ｌｏａｄには全て電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２から電力ＰLを供給することになる。そこで、電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２の電力供給を制限することにより、電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２は一定の有効電力Ｐｃｎｖを供給し、Ｖｄｃ*＞Ｖｄｃ＝Ｖｒｅｃとなる。この結果、ダイオード整流器ＲＥＣ１，ＲＥＣ２は、Ｐｒｅｃ＝ＰL−Ｐｃｎｖの電力を供給するようになる。
【０１３５】
従来、ダイオード整流器ＲＥＣ１，ＲＥＣ２だけで運転した場合、負荷電力ＰLが増加するに従い、直流電圧Ｖｒｅｃは徐々に低下していたが、本実施形態では、電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２の電力制限値Ｐｃｎｖまでは、直流電圧Ｖｄｃは一定に保持され、さらにそれ以上の負荷が増えると、直流電圧はＶｄｃ＝Ｖｒｅｃで徐々に下がっていくことになる。回生運転時（負荷側から電源側に電力を戻す場合）は、電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２だけで動作し、直流電圧Ｖｄｃ＝Ｖｄｃ＊＞Ｖｒｅｃで、ほぼ一定に制御される。
【０１３６】
これにより、無駄な横流を流すことなく直流電圧Ｖｄｃの安定化が図られ、電気鉄道などでは、車載設備容量の低減が図られる。
【０１３７】
図２１に示した電力変換装置において、第２の３相変圧器ＴＲｂの２次側電圧実効値Ｖ２ｂを、第１の３相変圧器ＴＲａの２次側電圧実効値Ｖ２ａより高くしている。
【０１３８】
前述のように、電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２の直流電圧指令値Ｖｄｃ*は、ダイオード整流器ＲＥＣ１，ＲＥＣ２の整流電圧Ｖｒｅｃより大きくする必要がある。当該整流電圧Ｖｒｅｃは、第１の変圧器ＴＲａの２次側電圧Ｖ２ａによって決まる。すなわち、Ｖｒｅｃ＝ｋｌ×Ｖ２ａとなる。
【０１３９】
一方、電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２は、固定パルスパターンで動作するため、その交流側出力電圧Ｖｃの実効値Ｖｃ（ｒｍｓ）は、直流電圧Ｖｄｃによって決まる。すなわち、Ｖｃ（ｒｍｓ）＝ｋ２×Ｖｄｃとなる。Ｖｄｃ＞Ｖｒｅｃとした切合、Ｖｃ（ｒｍｓ）＞ｋ１・ｋ２・Ｖ２ａとなる。
【０１４０】
第２の変圧器ＴＲｂの２次側電圧実効値Ｖ２ｂと、第１の変圧器ＴＲａの２次側電圧実効値Ｖ２ａを同じにした場合、上記関係から、Ｖｃ（ｒｍｓ）＞ｋ１・ｋ２・Ｖ２ｂとなる。
【０１４１】
Ｖｃ（ｒｍｓ）＝ｋ１・ｋ２・Ｖ２ｂのとき、位相角φ１≒φ２≒φとした場合、入力電流Ｉｃ１と変換器出力電圧Ｖｃ１の位相角θ１（又は、入力電流Ｉｃ２と変換器出力電圧Ｖｃ２の位相差θ２）は、θ１≒θ２≒φ／２となるのに対し、Ｖｃ（ｒｍｓ）＞ｋ１・ｋ２・Ｖ２ｂでは、θ１≒θ２＞φ／２となる。すなわち、入力電流Ｉｃ１と変換器出力電圧Ｖｃ１の位相差θ１（又は、入力電流Ｉｃ２と変換器出力電圧Ｖｃ２の位相差θ２）が大きくなり、力行運転及び回生運転に関わらず、電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２を構成する自己消弧素子のしゃ断電流が増加してしまう。
【０１４２】
そこで、第２の変圧器ＴＲｂの２次側電圧実効値Ｖ２ｂを、第１の変圧器ＴＲａの２次側電圧実効値Ｖ２ａより高くすることにより、Ｖｃ（ｒｍｓ）＝ｋ１・ｋ２・Ｖ２ｂあるいは、Ｖｃ（ｒｍｓ）＜ｋ１・ｋ２・Ｖ２ｂとする。これにより、入力電流Ｉｃ１と変換器出力電圧Ｖｃ１の位相角θ１（又は、入力電流Ｉｃ２と変換器出力電圧Ｖｃ２の位相差θ２）が、θ１≒θ２≒φ／２あるいは、θ１≒θ２＜φ／２となり、特に過負荷運転時の位相差θ１≒θ２が小さくなるように第２の変圧器ＴＲｂの２次側電圧実効値Ｖ２ｂを選ぶことにより、電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２を構成する自己消弧素子のしゃ断電流を小さくすることが可能となる。
【０１４３】
この結果、本実施形態では、しゃ断電流容量の小さい自己消弧素子を用いて電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２を構成することが可能となり、過負荷耐量に優れた経済的な電力変換装置を提供できる。
【０１４４】
図２１に示した電力変換装置において、第２の変圧器ＴＲｂのもれインダクタンスＬｂを、第１の変圧器ＴＲａのもれインダクタンスＬａより大きく設計する。
【０１４５】
一般に、ダイオード整流器ＲＥＣ１，ＲＥＣ２の変圧器ＴＲａのパーセントインピーダンス％ＸＩは、大略０．０５ｐｕ〜０．１ｐｕに設計される（ｐｕはパーユニットを表わす）。パーセントインピーダンス％ＸＩを大きくすると、過負荷運転時の直流整流電圧Ｖｒｅｃの低下が大きくなるので、上記の値が適当とされている。変圧器ＴＲａのもれインダクタンスＬａはパーセントインピーダンス％ＸＩ％ＸＩに比例する。
【０１４６】
一方、電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２は、１パルス又は３パルス程度の固定パルスパターンで動作し、当該変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２の交流側出力電圧Ｖｃ１，Ｖｃ２は矩形波電圧となる。第２の変圧器ＴＲｂのもれインダクタンスＬｂに、電源電圧Ｖｓと出力電圧Ｖｃ１，Ｖｃ２の差電圧が印加され、入力電流Ｉｃが流れる。もれインダクタンスＬｂは、変圧器ＴＲｂのパーセントインピーダンス％ＸＩに比例し、その値が小さいと、矩形波電圧Ｖｃ１，Ｖｃ２によって電流Ｉｃ１，Ｉｃ２のリップルが大きくなる。また、２台の変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２間の横流を抑制するためにも、第２の変圧器ＴＲｂのもれインダクタンスＬｂはある程度大きくすることが望まれる。
【０１４７】
第２の変圧器ＴＲｂのもれインダクタンスＬｂを、第１の変圧器ＴＲａのもれインダクタンスＬａより大きく設計することにより、電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２の入力電流Ｉｃ１，Ｉｃ２のリップルを抑えると共に、ダイオード整流器ＲＥＣ１，ＲＥＣ２の整流電圧Ｖｒｅｃの電圧低下を抑えることが可能となる。これにより、既存のダイオード整流器ＲＥＣ１，ＲＥＣ２の利用が可能となり、電力回生が可能な低コストの電力変換装置をより簡単に提供できる。
【０１４８】
図２１及び図２２に示した電力変換装置において、２台の電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２は、力行運転時の入力電流Ｉｃ１，Ｉｃ２を制限して制御する。
【０１４９】
ダイオード整流器ＲＥＣ１，ＲＥＣ２から直流回路を介して電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２へ横流が流れ込むのを防止するために、電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２の直流電圧指令値Ｖｄｃ*は、ダイオード整流器ＲＥＣ１，ＲＥＣ２の整流電圧Ｖｒｅｃより高い値に設定する。この場合、力行運転時（負荷Ｌｏａｄが電力を消費する場合）は、ダイオード整流器ＲＥＣ１，ＲＥＣ２と電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２の並列運転となるが、Ｖｄｃ*＞Ｖｒｅｃとなっているので、ダイオード整流器ＲＥＣ１，ＲＥＣ２からは電力を供給できない。従って、負荷Ｌｏａｄには電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２から電力ＰLを供給することになる。
【０１５０】
そこで本発明では、力行運転時には、電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２の入力電流Ｉｃ１，Ｉｃ２の有効電流指令値Ｉｑ*を制限することにより、負荷分担の適正化を図っている。
【０１５１】
図２２のリミッタ回路ＬＩＭは、加算器ＡＤからの出力信号の正側（力行側）に制限を設けている。そのため、有効電流指令値Ｉｑ*は、例えば、力行運転時は定格１００％の値に制限される。この結果、力行１００％負荷までは、自励式変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２から全て電力供給が行われ、直流電圧Ｖｄｃは、Ｖｄｃ＞Ｖｒｅｃで、一定に保たれる。さらに負荷が増えると、自励式変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２の出力電流Ｉｃｎｖは１００％一定となり、直流電圧Ｖｄｃは下がってくる。その結果、ダイオード整流器ＲＥＣ１，ＲＥＣ２から直流電流Ｉｄｄが流れはじめ、負荷の増加に従ってＩｄｄが増えてくる。
【０１５２】
すなわち、電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２からの電力供給が制限され、直流電圧Ｖｄｃは負荷ＰLが増加するに従って徐々に低下し、Ｖｄｃ*＞Ｖｄｃ＝Ｖｒｅｃとなる。この結果、電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２は一定の電力Ｐｃｎｖを供給するようになり、ダイオード整流器ＲＥＣ１，ＲＥＣ２から、Ｐｒｅｃ＝ＰL−Ｐｃｎｖを供給するようになる。
【０１５３】
これにより、ダイオード整流器ＲＥＣ１，ＲＥＣ２と電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２の安定した並列運転が可能となる。また、力行運転時の電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２の出力がＰｃｎｖに制限され、この自励式変換器を構成する高速ダイオードの最大電流を抑えることができ、かつ、自己消弧素子のしゃ断電流も抑えることが可能となる。さらに、直流電圧Ｖｄｃの安定化が図られ、電気気鉄道などでは、車載設備容量の低減が図られる。
【０１５４】
図２１及び図２２の電力変換装置において、電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２は、負荷装置Ｌｏａｄが消費又は発生する有効電力（又は有効電流）ＰLを検出又は推定し、当該有効電力ＰLに比例したフィードフォワード補償量ＩｑＦＦ*を求め、当該補償量ＩｑＦＦ*を前記変換器の入力電流Ｉｃの有効分指令値に加えて制御している。
【０１５５】
電圧形自励式変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２によって、直流電圧Ｖｄｃが指令値Ｖｄｃ*に一致するようにフィードバック制御を行っているが、負荷が急変した場合、その応答が間に合わないと、直流電圧Ｖｄｃが大きく変動する。すなわち、負荷消費電力ＰLが急激に増えると、直流電圧Ｖｄｃが低下し、必要な電力を送れなくなるだけでなく、電圧不足により、自励式変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２の制御にも影響を与え、制御全体を不安定にすることもある。また、逆に、電車の回生ブレーキ等により、負荷側からの回生電力が急激に増えると、直流電圧Ｖｄｃが上昇し、電力変換装置や負荷装置の耐圧を脅かすことになる。
【０１５６】
図２２の制御装置では、負荷がとる直流電流ＩＬｏａｄを検知し、その量に見合った有効電流を供給するようにフィードフォワード補償回路ＦＦで補償量ＩｑＦＦ*＝ｋＦＦ・ＩＬｏａｄを演算し、加算器ＡＤに入力している。これにより、負荷ＰLが急変した場合、それに見合った入力電流（有効電流）Ｉｑが直ちに供給され、平滑コンデンサＣｄの印加電圧Ｖｄｃの変動を抑えることが可能となる。
【０１５７】
負荷装置Ｌｏａｄが消費又は発生する有効電力（又は有効電流）ＰLを検出又は推定し、当該有効電力ＰLに比例するフィードフォワード補償量ＩｑＦＦ*を演算して求め、当該補償量ＩｑＦＦ*を変換器の入力電流Ｉｃの有効分指令値に加えて制御することにより、直流電圧制御の応答を高めることができ、負荷急変に対しても、直流電圧Ｖｄｃの変動幅が小さくなり、上記問題を解決することができる。
【０１５８】
図２１及び図２２に示した電力変換装置において、２台の電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２は、交流電源の電圧Ｖｓが変動した場合、電源電圧Ｖｓの変化に合わせて平滑コンデンサＣｄに印加される電圧Ｖｄｃの指令値を変えて制御している。
【０１５９】
直流電圧Ｖｄｃを一定に制御し、電力変換器ＣＮＶを１パルス又は一定パルスパターンで運転した場合、当該電力変撲器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２の交流側出力電圧Ｖｃ１，Ｖｃ２の振幅値は一定となる。
【０１６０】
電源電圧Ｖｓ（変圧器ＴＲｂの２次電圧）の波高値が変換器出力電圧のＶｃ１，Ｖｃ２の波高値と同じ場合は、位相角φ＝０で、入力電流Ｉｃはゼロとなる。これに対し、電源電圧Ｖｓが高くなると、φ＝０のときに進み電流が流れ、逆に、電源電圧Ｖｓが低くなると、φ＝０のときに遅れ電流が流れてしまう。また、電源電圧Ｖｓ（変圧器ＴＲｂの２次電圧）の波高値がＶｃ１，Ｖｃ２の波高値より低くなった場合、前記２台の電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２の交流側出力電圧Ｖｃ１，Ｖｃ２と入力電流Ｉｃ１，Ｉｃ２のそれぞれの位相差が大きくなり、当該電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２を構成する自己消弧素子のしゃ断電流が大きくなってしまう。
【０１６１】
そこで、図２２の制御回路において、演算回路ＣＡＬは、電源電圧Ｖｓの波高値Ｖｓｍｏに比例させて直流電圧指令値Ｖｄｃ*を与えている。電源電圧Ｖｓが変動した場合、それに合わせて直流電圧Ｖｄｃを調整することにより、変換器出力電圧Ｖｃ１，Ｖｃ２の基本波波高値を常に電源電圧Ｖｓの波高値に合わせる。これにより、位相角φ＝０のとき無駄な無効電流を電源からとることを防ぐことができ、自己消弧素子のしゃ断電流の増加を防止できる。
【０１６２】
図２３は、本発明に係る電力変換装置の第４の実施形態の主回路構成を示すブロック回路図である。図中、図２１と同一の要素には同一の符号を付してその説明を省略する。この実施形態は、図２１に示した第２の変圧器ＴＲｂの代わりに、それぞれ１次巻線と２次巻線を有し、１次巻線をＹ接続し、２次巻線をΔ接続した３相交流変圧器ＴＲｂ１と、１次巻線及び２次巻線をともにΔ接続して、１次巻線を変圧器ＴＲｂ１の１次巻線に直列接続した３相交流変圧器ＴＲｂ２とを用いた点が図２１と構成を異にし、これ以外は全て図２１と同一に構成されている。
【０１６３】
図２４は、図２３に示した主回路に適用する制御回路ＣＯＮＴの構成例を示すブロック図である。同図において、演算回路ＣＡＬは電源電圧の波高値Ｖｓｍｏと入力電流の波高値Ｉｃｍｏとを入力して直流電圧指令値Ｖｄｃ*を変化させるものである。比較器Ｃ１は直流電圧指令値Ｖｄｃ*と直流電圧Ｖｄｃとを比較してその偏差分εｖを出力するもので、その出力端に電圧偏差分εｖを例えばＰＩ演算する電圧制御補償器Ｇｖ（Ｓ）が接続され、その出力が加算器ＡＤの一方入力として加えられる。また、負荷電流値ＩＬｏａｄに応じてフィードフォワード補償量ＩｑＦＦ*を演算するフィードフォワード補償回路ＦＦが設けられ、このフィードフォワード補償量ＩｑＦＦ*が加算器ＡＤの他方入力として加えられる。加算器ＡＤの出力経路に、正側の信号を制限して有効電流（ｑ軸電流）指令値Ｉｑ*を出力するリミッタＬＩＭが設けられている。比較器Ｃ２はこの有効電流指令値Ｉｑ*と実際の有効電流Ｉｑとを比較してその偏差分εｉを出力するもので、その出力端に電流偏差分εｉを例えばＰＩ演算する電流制御補償器Ｇｉ（Ｓ）が接続され、その出力が位相角基準φ*として位相制御回路ＰＨＣ１及びＰＨＣ２に加えられる。電源同期位相検出回路ＰＬＬ１は３相交流電圧Ｖｒ１，Ｖｓ１，Ｖｔ１を入力して回転座標上の位相角θｒ１，θｓ１，θｔ１を求めて位相制御回路ＰＨＣ１に加えるものである。電源同期位相検出回路ＰＬＬ２は３相交流電圧Ｖｒ２，Ｖｓ２，Ｖｔ２を入力して回転座標上の位相角θｒ２，θｓ２，θｔ２を求めて位相制御回路ＰＨＣ２に加えるものである。位相制御回路ＰＨＣ１は位相角基準φ*と位相角θｒ１，θｓ１，θｔ１とに基づいて、電力変換器ＣＮＶ１を構成する自己消弧素子のゲート信号ｇ１１〜ｇ１６を発生するものである。位相制御回路ＰＨＣ２は位相角基準φ*と位相角θｒ２，θｓ２，θｔ２とに基づいて、電力変換器ＣＮＶ２を構成する自己消弧素子のゲート信号ｇ２１〜ｇ２６を発生するものである。座標変換回路Ｚは３相の入力電流Ｉｃｒ，Ｉｃｓ，Ｉｃｔを３相２相変換して静止直角座標系の有効電流（ｑ軸電流）Ｉｑ及び無効電流（ｄ軸電流）Ｉｄを演算するもので、このうち、有効電流Ｉｑが比較器Ｃ２で有効電流指令値Ｉｑ*と比較される。
【０１６４】
上記のように構成された第４の実施形態の動作について、特に、第３の実施形態と構成を異にする部分を中心にして以下に説明する。電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２は、電源電圧に同期した一定のパルスパターン（１パルス，３パルス，５パルス等）で電源電圧に対する位相角φを制御することにより、入力電流Ｉｃｒ，Ｉｃｓ，Ｉｃｔを制御する。この装置では、２台の変圧器ＴＲｂ１とＴＲｂ２が１次側で直列に接続されているので、交流側出力電圧Ｖｃ１とＶｃ２の和電圧Ｖｃｏにより前記入力電流Ｉｃを制御する。また、２台の電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２の入力電流は同じになり、高調波の少ない電流となる。変換器の入力電流リップルが小さくなる分、自己消弧素子の遮断電流も小さくなる利点を有する。一方、２台のダイオード整流器ＲＥＣ１，ＲＥＣ２は第１の変圧器ＴＲａにより、並列多重運転され、その１次側電流も高調波の少ない正弦波電流となる。
【０１６５】
本実施形態によれば、並列多重接続されたダイオード整流器ＲＥＣ１，ＲＥＣ２と、直列多重接続された電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２を組み合わせて協調運転することにより、変換装置の大容量化、及び交流電源から供給される入力電流Ｉｓの高調波成分の低減を図ることができ、かつ、過負荷耐量に優れ、電力回生が可能な、高効率・低コストの大容量電力変換装置を提供することが可能となる。
【０１６６】
特に、直列多重運転により、各変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２に流れる交流側入力電流の高調波成分を低減することができ、電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２の制御パルスを少なくできる利点がある。また、３相変圧器のもれインダクタンス分を利用することにより、従来の交流リアクトルを省略することが可能となる。
【０１６７】
なお、第４の実施形態では、２台の電力変換装置を用いた例を示したが、３台以上の電力変換装置を用いて直列多重運転することができることは言うまでもない。これによって、上述したと同様な効果が得られる。
【０１６８】
図２３及び図２４に示した電力変換装置において、直流電圧指令値Ｖｄｃ*は、ダイオード整流器ＲＥＣの整流電圧Ｖｒｅｃより高い値に設定する。仮に、Ｖｄｃ＝Ｖｄｃ*＜Ｖｒｅｃとすると、ダイオード整流器ＲＥＣ１，ＲＥＣ２から電力が供給され、その電力を電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２が回生することになり、焦駄な横流が流れてしまう。本実施形態では、Ｖｄｃ*＞Ｖｒｅｃに設定することにより、焦駄な横流を流すことを防止している。
【０１６９】
力行運転時（負荷Ｌｏａｄが電力を消費する堀合）は、並列多重のダイオード整流器ＲＥＣ１，ＲＥＣ２と、直列多重の電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２の並列運転となるが、Ｖｄｃ*＞Ｖｒｅｃとしているので、ダイオード整流器ＲＥＣからは電力を供給できない。負荷Ｌｏａｄには全て電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２から電力ＰLを供給することになる。
【０１７０】
そこで、直列多重の電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２の電力供給を制限することにより、電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２は一定の有効電力Ｐｃｎｖを供給し、Ｖｄｃ*＞Ｖｄｃ＝Ｖｒｅｃとなる。この結果、並列多重のダイオード整流器ＲＥＣ１，ＲＥＣ２は、Ｐｒｅｃ＝ＰL−Ｐｃｎｖの電力を供給するようになる。
【０１７１】
従来、並列多重のダイオード整流器ＲＥＣ１，ＲＥＣ２だけで運転した場合、負荷電力ＰLが増加するに従い、直流電圧Ｖｒｅｃは徐々に低下していたが、本実施形態では、直列多重の電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２の電力制限値Ｐｃｎｖまでは、直流電圧Ｖｄｃは一定に保持され、さらにそれ以上の負荷が増えると、直流電圧はＶｄｃ＝Ｖｒｅｃで徐々に下がっていくことになる。回生運転時（負荷側から電源側に電力を戻す場合）は、直列多重の電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２だけで動作し、直流電圧Ｖｄｃ＝Ｖｄｃ*＞Ｖｒｅｃで、ほぼ一定に制御される。
【０１７２】
これにより、無駄な横流を流すことなく直流電圧Ｖｄｃの安定化が図られ、電気鉄道などでは、車載設備容量の低減が図られる。
【０１７３】
図２３及び図２４に示す電力変換装置において、直列多重用の３相変圧器ＴＲｂ１，ＴＲｂ２の２次側電圧実効値Ｖ２ｂを、第１の３相変圧器ＴＲａの２次側電圧実効値Ｖ２ａより高くしている。
【０１７４】
前述のように、直列多重の電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２の直流電圧指令値Ｖｄｃ*は、ダイオード整流器ＲＥＣ１，ＲＥＣ２の整流電圧Ｖｒｅｃより大きくする必要がある。この整流電圧Ｖｒｅｃは、第１の変圧器ＴＲａの２次側電圧Ｖ２ａによって決まる。すなわち、Ｖｒｅｃ＝ｋ１×Ｖ２ａとなる。
【０１７５】
一方、直列多重の電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２は、固定パルスパターンで動作するため、その交流側出力電圧Ｖｃｏ＝Ｖｃ１＋Ｖｃ２の実効値Ｖｃ（ｒｍｓ）は、直流電圧Ｖｄｃによって決まる。すなわち、Ｖｃ（ｒｍｓ）＝ｋ２×Ｖｄｃとなる。Ｖｄｃ＞Ｖｒｅｃとした場合、Ｖｃ（ｒｍｓ）＞ｋ１・ｋ２・Ｖ２ａとなる。
【０１７６】
直列多重用の３相変圧器ＴＲｂ１，ＴＲｂ２の２次側電圧実効値Ｖ２ｂと、第１の変圧器ＴＲａの２次側電圧実効値Ｖ２ａを同じにした場合、上記関係から、Ｖｃ（ｒｍｓ）＞ｋ１・ｋ２・Ｖ２ｂとなる。
【０１７７】
Ｖｃ（ｒｍｓ）＝ｋ１・ｋ２・Ｖ２ｂのとき、位相角φとした場合、入力電流Ｉｃと変換器出力電圧Ｖｃｏの位相角θは、θ＝φ／２となるのに対し、Ｖｃ（ｒｍｓ）＞ｋ１・ｋ２・Ｖ２ｂでは、θ＞φ／２となる。すなわち、入力電流Ｉｃと変換器出力電圧Ｖｃｏの位相差θが大きくなり、力行運転及び回生運転に関わらず、自励式電力変瑛器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２を構成する自己消弧素子のしゃ断電流が増加してしまう。
【０１７８】
そこで、直列多重用の３相変圧器ＴＲｂ１，ＴＲｂ２の２次側電圧実効値Ｖ２ｂを、第１の変圧器ＴＲａの２次側電圧実効値Ｖ２ａより高くすることにより、Ｖｃ（ｒｍｓ）＝ｋ１・ｋ２・Ｖ２ｂあるいは、Ｖｃ（ｒｍｓ）＜ｋ１・Ｉｋ２・Ｖ２ｂとする。これにより、入力電流Ｉｃと変換器出力電圧Ｖｃｏの位相角θが、θ≒φ／２あるいは、θ＜φ／２となり、特に過負荷運転時の前記位相差θが小さくなるように直列多重用の３相変圧器ＴＲｂ１，ＴＲｂ２の２次側電圧実効値Ｖ２ｂを選ぶことにより、電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２を構成する自己消弧素子のしゃ断電流を小さくすることが可能となる。
【０１７９】
この結果、本実施形態では、しゃ断電流容量の小さい自己消弧素子を用いて電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２を構成することが可能となり、過負荷耐量に優れた経済的な電力変換装置を提供することができる。
【０１８０】
図２３及び図２４に示した電力変換装置において、直列多重用の３相変圧器ＴＲｂ１，ＴＲｂ２のもれインダクタンスＬｂ１，Ｌｂ２を、第１の変圧器ＴＲａのもれインダクタンスＬａより大きく設計する。
【０１８１】
一般に、ダイオード整流器ＲＥＣ１，ＲＥＣ２の変圧器ＴＲａのパーセントインピーダンス％ＸＩは、大略０．０５ｐｕ〜０．１ｐｕに設計される（ｐｕはパーユニットを表わす）。パーセントインピーダンス％ＸＩを大きくすると、過負荷運転時の直流整流電圧Ｖｒｅｃの低下が大きくなるので、上記値が適当とされている。変圧器ＴＲａのもれインダクタンスＬａは上記％ＸＩに比例する。
【０１８２】
一方、直列多重の電圧形自励式電力変瑛器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２は、１パルス又は３パルス程度の固定パルスパターンで動作し、変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２の交流側出力亀圧Ｖｃｏ＝Ｖｃ１＋Ｖｃ２は矩形波電圧となる。直列多重用の３相変圧器ＴＲｂ１，ＴＲｂ２のもれインダクタンスＬｂ１，Ｌｂ２に、電源電圧Ｖｓと出力電圧Ｖｃｏ＝Ｖｃ１＋Ｖｃ２の差電圧が印加され、入力電流Ｉｃが流れる。これらのもれインダクタンスＬｂ１，Ｌｂ２は、変圧器ＴＲｂ１，ＴＲｂ２のパーセントインピーダンス％ＸＩに比例し、その値が小さいと、入力電流Ｉｃのリップルが大きくなる。
【０１８３】
直列多重用の３相変圧器ＴＲｂ１，ＴＲｂ２のもれインダクタンスＬｂ１，Ｌｂ２を、第１の変圧器ＴＲａのもれインダクタンスＬａより大きく設計することにより、直列多重の電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２の入力電流Ｉｃのリップルを抑えるとともに、ダイオード整流器ＲＥＣ１，ＲＥＣ２の整流電圧Ｖｒｅｃの電圧低下を抑えることが可能となる。これにより、既存のダイオード整流器ＲＥＣ１，ＲＥＣ２の利用が可能となり、電力回生が可能な低コストの電力変換装置をより簡単に提供することができる。
【０１８４】
図２３及び図２４に示した電力変換装置において、直列多重運転の電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２は、力行運転時の入力電流Ｉｃを制限して制御する。
【０１８５】
ダイオード整流器ＲＥＣ１，ＲＥＣ２から直流回路を介して電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２へ横流が流れ込むのを防止するために、直列多重運転の電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２の直流電圧指令値Ｖｄｃ*を、並列多重運転のダイオード整流器ＲＥＣ１，ＲＥＣ２の整流電圧Ｖｒｅｃより高い値に設定する。
【０１８６】
この場合、力行運転時（負荷Ｌｏａｄが電力を消費する場合）は、並列多重のダイオード整流器ＲＥＣ１，ＲＥＣ２と、直列多重の電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２の並列運転となるが、Ｖｄｃ*＞Ｖｒｅｃとなっているので、ダイオード整流器ＲＥＣ１，ＲＥＣ２からは電力を供給できない。従って、負荷Ｌｏａｄには電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２から電力ＰLを供給することになる。そこで本実施形態では、力行運転時には、直列多重運転の電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２の入力電流Ｉｃの有効電流指令値Ｉｑ*を制限することにより、負荷分担の適正化を図っている。
【０１８７】
図２４に示した制御回路を構成するリミッタ回路ＬＩＭは、加算器ＡＤからの出力信号の正側（力行側）に制限を設けている。そのため、有効電流指令値Ｉｑ*は、例えば、力行運転時は定格１００％の値に制限される。この結果、力行１００％負荷までは、直列多重運転の自励式変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２から全て電力供給が行われ、直流電圧Ｖｄｃは、Ｖｄｃ＞Ｖｒｅｃで、一定に保たれる。さらに負荷が増えると、直列多重運転の自励式変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２の出力電流Ｉｃｎｖは１００％一定となり、直流電圧Ｖｄｃは下がってくる。その結果、並列多重運転のダイオード整流器ＲＥＣ１，ＲＥＣ２から直流電流Ｉｄｄが流れはじめ、負荷の増加に従ってＩｄｄが増えてくる。
【０１８８】
すなわち、直列多重運転の電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２からの電力供給が制限され、直流電圧Ｖｄｃは負荷ＰLが増加するに従って徐々に低下し、Ｖｄｃ*＞Ｖｄｃ＝Ｖｒｅｃとなる。この結果、電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２は一定の電力Ｐｃｎｖを供給するようになり、ダイオード整流器ＲＥＣ１，ＲＥＣ２から、Ｐｒｅｃ＝ＰL−Ｐｃｎｖを供給するようになる。
【０１８９】
これにより、直列多重のダイオード整流器ＲＥＣ１，ＲＥＣ２と並列多重の電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２の安定した並列運転が可能となる。また、力行運転時の電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２の出力がＰｃｎｖに制限され、自励式変換器を構成する高速ダイオードの最大電流を抑えることができ、かつ、自己消弧素子のしゃ断電流も抑えることが可能となる。さらに、直流電圧Ｖｄｃの安定化が図られ、電気鉄道などでは、車載設備容量の低減が図られる。
【０１９０】
図２３及び図２４に示した電力変換装置において、直列多重運転の電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２は、負荷装置ＬＯＡＤが消費又は発生する有効電力（又は有効電流）ＰLを検出又は推定し、有効電力ＰLに比例したフィードフォワード補償量ＩｑＦＦ*を求め、この補償量ＩｑＦＦ*を変換器の入力電流Ｉｃの有効分指令値に加えて制御している。
【０１９１】
直列多重運転の電圧形自励式変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２によって、直流電圧Ｖｄｃが指令値Ｖｄｃ*に一致するようにフィードバック制御を行っているが、負荷が急変した場合、その応答が間に合わないと、直流電圧Ｖｄｃが大きく変動する。すなわち、負荷消費電力ＰLが急激に増えると、直流電圧Ｖｄｃが低下し、必要な電力を送れなくなるだけでなく、電圧不足により、自励式変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２の制御にも影響を与え、制御全体を不安定にすることもある。また、逆に、電車の回生ブレーキ等により、負荷側からの回生電力が急激に増えると、直流電圧Ｖｄｃが上昇し、電力変換装置や負荷装置の耐圧を脅かすことになる。
【０１９２】
図２４に示した実施形態では、負荷がとる直流電流ＩＬｏａｄを検知し、その量に見合った有効電流を供給するようにフィードフォワード補慣器ＦＦで補撹量ＩｑＦＦ*＝ｋFF・ＩＬｏａｄを演算し、加算器ＡＤに入力している。これにより、負荷ＰLが急変した場合、それに見合った入力電流（有効電流）Ｉｑが直ちに供給され、平滑コンデンサＣｄの印加電圧Ｖｄｃの変動を抑えることが可能となる。
【０１９３】
負荷装置Ｌｏａｄが消費又は発生する有効電力（又は有効電流）ＰLを検出又は推定し、有効電力ＰLに比例するフィードフォワード補慣量ＩｑＦＦ*を演算して求め、この補債量ＩｑＦＦ*を変換器の入力電流Ｉｃの有効分指令値に加えて制御することにより、直流電圧制御の応答を高めることができ、負荷急変に対しても、直流電圧Ｖｄｃの変動幅が小さくなり、上記問題を解決することができる。
【０１９４】
図２３及び図２４に示した電力変換装置において、直列多重運転の電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２は、交流電源の電圧Ｖｓが変動した場合、当該電源電圧Ｖｓの変化に合わせて平滑コンデンサＣｄに印加される電圧Ｖｄｃの指令値を変えて制御している。
【０１９５】
直流電圧Ｖｄｃを一定に制御し、電力変換器ＣＮＶを１パルス又は一定パルスパターンで運転した場合、電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２の交流側出力電圧Ｖｃｏ＝Ｖｃ１＋Ｖｃ２の振幅値は一定となる。
【０１９６】
電源電圧Ｖｓの波高値が変換器出力電圧Ｖｃｏ＝Ｖｃ１十Ｖｃ２の波高値と同じ場合は、位相角φ＝０で、入力電流Ｉｃはゼロとなる。これに対し、電源電圧Ｖｓが高くなると、φ＝０のときに進み電流が流れ、逆に、電源電圧Ｖｓが低くなると、φ＝０のときに遅れ電流が流れてしまう。また、電源電圧Ｖｓの波高値が変換器出力電圧Ｖｃｏ＝Ｖｃ１＋Ｖｃ２の波高値より低くなった場合、直列多重の電力変換器の交流側出力電圧Ｖｃｏと入力電流Ｉｃの位相差が大きくなり、電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２を構成する自己消弧素子のしゃ断電流が大きくなってしまう。
【０１９７】
そこで、図２４に示した制御回路において、演算回路ＣＡＬは、電源電圧Ｖｓの波高値Ｖｓｍｏに比例させて直流電圧指令値Ｖｄｃ*を与えている。電源電圧Ｖｓが変動した場合、それに合わせて直流電圧Ｖｄｃを調整することにより、変換器出力電圧Ｖｃ１，Ｖｃ２の基本波波高値を常に電源電圧Ｖｓの波高値に合わせる。これにより、位相角φ＝０のとき無駄な無効電流を電源からとることを防ぐことができ、由己消弧素子のしゃ断電流の増加を防止することができる。
【０１９８】
【発明の効果】
以上の説明によって明らかなように、本発明に係る電力変換装置によれぱ、既設のダイオード整流器と電力変換器との協調運転が可能となり、自励式変換器を構成する自己消弧素子の遮断電流を大幅に低減できる。これにより、電力回生が可能で、過負荷耐量に優れ、低コストで高効率の電力変換装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る電力変換装置の第１の実施形態の主回路の構成を示す回路図。
【図２】本発明に係る電力変換装置の第１の実施形態中、電力変換器の制御回路の構成を示すブロック図。
【図３】本発明に係る電力変換装置の第１の実施形態中、ダイオード整流器及び電力変換器の詳細な構成を示す回路図。
【図４】本発明に係る電力変換装置の第１の実施形態の制御動作を説明するために、電圧と電流の関係を示したベクトル図。
【図５】図２に示した電力変換器を構成する位相制御回路ＰＨＣの詳細な構成例を示す図。
【図６】本発明に係る電力変換装置の第１の実施形態の制御動作を説明するために、電圧及び位相の関係を示した波形図。
【図７】本発明に係る電力変換装置の第１の実施形態の制御動作を説明するための電流波形図。
【図８】本発明に係る電力変換装置の第１の実施形態の制御動作を説明するために、電圧及び電流の関係を示した波形図。
【図９】本発明に係る電力変換装置の第１の実施形態の制御動作を説明するために、電圧及び位相の関係を示した波形図。
【図１０】本発明に係る電力変換装置の第１の実施形態の制御動作を説明するために、電圧及び電流の関係を示した波形図。
【図１１】本発明に係る電力変換装置の第１の実施形態の制御動作を説明するために、電圧と電流の関係を示したベクトル図。
【図１２】本発明に係る電力変換装置の第１の実施形態の制御動作を説明するために、電圧及び電流の関係を示した波形図。
【図１３】本発明に係る電力変換装置の第１の実施形態の制御動作を説明するために、電圧及び電流の関係を示した波形図。
【図１４】本発明に係る電力変換装置の第１の実施形態の制御動作を説明するために、電力用ダイオード整流器の出力電圧と負荷との関係を示す線図。
【図１５】本発明に係る電力変換装置の第１の実施形態の制御動作を説明するために、リミッタ回路の入力と出力との関係を示す線図。
【図１６】本発明に係る電力変換装置の第１の実施形態の制御動作を説明するために、負荷と、出力電圧及び電流との関係を示す線図。
【図１７】本発明に係る電力変換装置の第２の実施形態の電力変換器の制御回路の構成を示すブロック図。
【図１８】本発明に係る電力変換装置の第２の実施形態の制御動作を説明するために、電圧と電流の関係を示したベクトル図。
【図１９】本発明に係る電力変換装置の第２の実施形態の制御動作を説明するために、直流電圧指令値と入力電流波高値との関係を示した線図。
【図２０】本発明に係る電力変換装置の第２の実施形態の制御動作を説明するために、直流電圧指令値と入力電流波高値との関係を示した線図。
【図２１】本発明に係る電力変換装置の第３の実施形態の主回路の構成を示す回路図。
【図２２】本発明に係る電力変換装置の第３の実施形態中、電力変換器の制御回路の構成を示すブロック図。
【図２３】本発明に係る電力変換装置の第４の実施形態の主回路の構成を示す回路図。
【図２４】本発明に係る電力変換装置の第４の実施形態中、電力変換器の制御回路の構成を示すブロック図。
【図２５】従来の電力変換装置の主回路の構成を示す回路図。
【図２６】従来の電力変換装置中、電力変換器の制御回路の構成を示すブロック図。
【符号の説明】
ＳＵＰ 交流電源
ＴＲａ 第１の変圧器
ＴＲｂ 第２の変圧器
ＲＥＣ，ＲＥＣ１，ＲＥＣ２ 電力用ダイオード整流器
ＣＮＶ，ＣＮＶ１，ＣＮＶ２ 電圧形自励式電力変換器
Ｃｄ 平滑コンデンサ
Ｌｏａｄ 負荷
Ｃ１，Ｃ２ 比較器
ＡＤ 加算器
ＦＦ フィードフォワード補債器
ＬＩＭ リミッタ回路
Ｇｖ（Ｓ） 電圧制御補償回路
Ｇｉ（Ｓ） 電流制御補償回路
Ｚ，Ｚ１，Ｚ２ ３相／ｄｑ座標変換回路
ＰＬＬ，ＰＬＬ１，ＰＬＬ２ 電源同期位相検出回路
ＰＨＣ，ＰＨＣ１，ＰＨＣ２ 位相制御回路
ＣＡＬ 演算回路
Claims (6)
- 交流電源に、第１の変圧器を介して、交流側端子が接続された電力用ダイオード整流器と、前記交流電源に、第２の変圧器を介して、交流側端子が接続された電圧形自励式電力変換器と、前記電圧形自励式電力変換器を１パルス又は固定パルスパターンで動作させ、前記交流電源の電圧に対する交流側出力電圧の位相角を調整することにより前記電圧形自励式電力変換器の入力電流を制御する手段と、前記電圧形自励式電力変換器の直流側端子に接続された平滑コンデンサと、を備え、前記電力用ダイオード整流器及び前記電圧形自励式電力変換器の各直流側端子を共通接続して負荷装置に電力を供給する電力変換装置において、
前記第２の変圧器の２次側電圧の実効値を、前記第１の変圧器の２次側電圧の実効値より高くすることを特徴とする電力変換装置。 - 請求項１記載の電力変換装置において、
前記平滑コンデンサに印加される電圧が直流電圧指令値に一致するように前記電圧形自励式電力変換器の入力電流を制御し、かつ、前記直流電圧指令値を前記電力用ダイオード整流器の整流電圧より大きな値に設定することを特徴とする電力変換装置。 - ｍ，ｎを２以上の整数として、３相交流電源に１次巻線が接続され、適宜の位相差を持たせたｎ組の２次巻線を有する第１の３相変圧器と、前記第１の３相変圧器の各々の２次巻線に交流側端子が接続されたｎ台の電力用ダイオード整流器と、前記３相交流電源に１次巻腺が接続され、適宜の位相差を持たせたｍ組の２次巻線を有する第２の３相変圧器と、前記第２の３相変圧器の各々の２次巻線に交流側端子が接続され、直流側端子が共通接続されたｍ台の電圧形自励式電力変換器と、前記ｍ台の電圧形自励式電力変換器を１パルス又は固定パルスパターンで動作させ、前記交流電源の電圧に対する位相角を調整することにより前記ｍ台の電圧形自励式電力変換器の入力電流を制御する手段と、前記ｍ台の電圧形自励式電力変換器の直流側共通端子に接続された平滑コンデンサと、を備え、前記ｎ台の電力用ダイオード整流器及び前記ｍ台の電圧形自励式電力変換器の直流側端子を共通接続して負荷装置に電力を供給する電力変換装置において、
前記第２の３相変圧器の２次側巻線電圧実効値を、前記第１の３相変圧器の２次側巻線電圧実効値より高くすることを特徴とする電力変換装置。 - 請求項３記載の電力変換装置において、
前記ｍ台の電圧形自励式電力変換器は、前記平滑コンデンサに印加される電圧が指令値に一致するように前記ｍ台の電圧形自励式電力変換器の入力電流を制御し、かつ、前記直流電圧指令値を前記電力用ダイオード整流器の整流電圧より大きな値に設定することを特徴とする電力変換装置。 - ｍ，ｎを２以上の整数として、３相交流電源に１次巻線が接続され、適宜の位相差を持たせたｎ組の２次巻線を有する第１の３相変圧器と、前記第１の３相変圧器の各々の２次巻線に交流側端子が接続されたｎ台の電力用ダイオード整流器と、前記交流電源に対し、１次巻線が各相毎に前記第１の３相変圧器の１次巻線に直列接続され、２次巻線の出力電圧が適宜の位相差を持つように構成されたｍ台の３相変圧器と、前記ｍ台の３相変圧器の各々の２次巻線に交流側端子が接続されたｍ台の電圧形自励式電力変換器と、前記ｍ台の電圧形自励式電力変換器を１パルス又は固定パルスパターンで動作させ、前記交流電源の電圧に対する位相角を調整することにより前記ｍ台の電圧形自励式電力変換器の入力電流を制御する手段と、前記ｍ台の電圧形自励式電力変換器の直流側端子に接続された平滑コンデンサと、を備え、前記ｎ台の電力用ダイオード整流器及び前記ｍ台の電圧形自励式電力変換器の直流側端子を共通接続して負荷装置に電力を供給する電力変換装置において、
前記ｍ台の３相変圧器の２次側巻線電圧実効値を、前記第１の３相変圧器のｎ組の２次側巻線電圧実効値より高くすることを特徴とする力変換装置。 - 請求項５記載の電力変換装置において、
前記ｍ台の電圧形自励式電力変換器は、前記平滑コンデンサに印加される電圧が指令値に一致するように前記ｍ台の電圧形自励式電力変換器の入力電流を制御し、かつ、前記直流電圧指令値を前記電力用ダイオード整流器の整流電圧より大きな値に設定することを特徴とする電力変換装置。
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