JPS6295973A

JPS6295973A - 電力変換装置

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Publication number: JPS6295973A
Application number: JP60233329A
Authority: JP
Inventors: Shigeru Tanaka; 茂田中
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1985-10-21
Filing date: 1985-10-21
Publication date: 1987-05-02
Anticipated expiration: 2010-07-19
Also published as: JPH0767280B2

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】〔発明の技術分野〕本発明は、交流電源から電力供給を受ける直流電圧源と
その負荷装置からなる電力変換装置に関する。

〔発明の技術的背景〕

直流電圧源を電源とする負荷装置としては、パルス幅変
調制御（ＰＷＭ）インバータ＋誘導電動機あるいは直流
チョッパ装置＋直流電動機などがある。この直流電圧源
として、バッテリーを使う場合はあまり問題ないが、両
層電源から交直電力変換器（コンバータ）を介して直流
電圧を得るとき、商用電源側に発生する無効電力や高調
波が近年問題になっている。

この問題を解決するために、交直電力変換器としてパル
ス幅変調制御（ＰＷＭ）コンバータを商用電源と直流電
圧源（コンデンサ）との間に挿入する方式が提案されて
いる（特開昭５９−６１４７５）。

第９図は、交直電力変換器としてＰＷＭコンバータを用
いた従来の電力変換装置の構成図を示す。

図中、ｓｕｐは単相交流電源、　ＬＳは交流リアクトル
、Ｃ０ＮＶは交直電力変換器（コンバータ）、Ｃ１は直
流平滑コンデンサ、　ＬＯＡＤは負荷装置である。コン
バータＣ０ＮＶは、自己消弧能力のある素子（例えばゲ
ートターンオフサイリスタ）Ｓ１〜Ｓいホイーリングダ
イオードＤ、〜Ｄ４及び直流リアクトルＬ１．Ｌ２から
構成され上記素子Ｓ□〜Ｓ４は交流側電圧ｖ０の値を制
御するため、公知のパルス幅変調制御されている。すな
わち、コンバータＣ０ＮＶは直流電圧源ｃｄから見た場
合。

パルス幅変調制御（ＰＷＭ）インバータとなり、その場
合交流電源ＳＵＰ側は一種の負荷と見ることができる。

この従来の電力変換装置は上記直流電圧源ｃｄの電圧Ｖ
ｄがほぼ一定になるように交流電源から供給される電流
工、を制御するもので、■　負荷装置ＬＯＡＤからの電
力需要に応じて４象限動作が可能なこと。

■　上記入力電流工、は電源電圧ｖ８と常に同相に制御
され入力力率が１になること。

■　また、入力電流工、は正弦波状に制御されるため高
調波がきわめて小さくなること。

が特徴としてあげられる。

以下、この装置の制御動作を簡単に説明する。

制御回路としては、次のものが用意されている。

ＣＴ、は交流電流検出器、　Ｒ１，Ｒ，は直流電圧を検
出するための分圧抵抗、ＩＳＯは絶縁増幅器、ＶＲは直
流電圧設定器、Ｃ□〜Ｃ１は比較器、Ｇｖ（ｓ）は電圧
制御補償回路、ＭＬは乗算器、ＯＡは反転演算増幅器、
ＧＩ（Ｓ）は電流制御補償回路、ＴＲＧは搬送波（三角
波）発生器、ＧＣはゲート制御回路である。

まず、絶縁増幅器ＩＳＯを介して検出された直を求める
。当該偏差εＶは制御補償回路Ｇｖ（Ｓ）に入力され、
積分増幅あるいは比例増幅されて入力電流工、の波高値
指令工、どなる。

当該波高値指令エエは乗算器ＭＬに入力され、もう一方
の入力ｓｉｎωｔと掛は合わせられる。当該入力信号ｓ
ｉｎ　（１１ｔは電源電圧ｖ８＝ｖＩｌ−３ｉｎωｔに
同期した単位正弦波で、当該電源電圧ｖ８を検出し、定
数倍Ｄ／ｖ＋−倍）することによって求められる。

乗算器ＭＬの出力信号Ｉｓは電源から供給されるべき電
流の指令値を与えるもので１次式のようになる。

Ｉ、＝Ｉ、・ｓｉｎωｔ　　　　　　・・・■当該入力
電流指令値工、は反転増幅器ＯＡで反とこでは、■。を
コンバータ出力電流指令値と呼ぶ。

コンバータ出力電流工。は交流検出器ＣＴｃによって検
出され、比較器Ｃ２に入力される。比較器Ｃ２によって
、上記指令値Ｉ０が比較され偏差ε工＝Ｉ、−Ｉ。が求
められる。当該偏差ε工は次の制“御補償回路ＧＩ（Ｓ
）に入力され、比例増幅されてパルス幅変調制御のため
の制御入力信号ｅｉとなる。

パルス幅変調制御は公知の手法で、搬送波発生器ＴＲＧ
、比較器Ｃｆｆ及びゲート制御回路ＧＣによって当該制
御を行っている。

すなわち搬送波発生器ＴＲＧは周波数１ｋＨｚ程度の三
角波ｅＴを発生し、比較器Ｃ３は当該三角波ｅＴと前記
入力信号ｅｉを比較し、その偏差ε丁＝ｅｉ−ｅ丁に応
じて、ゲート制御回路ＧＣからゲートターンオフサイリ
スタ８１〜Ｓ４にオン、オフ信号を与えている。

ｅｈ＞ｅＴのとき、　すなわち偏差εＴが正のときサイ
リスタＳ工と８４がオンされ（このときＳ２．Ｓ。

はオフ）コンバータの交流出力電圧Ｖ。は＋Ｖ、と１な
る。

また、ｅｔ＜ｅＴのとき、すなわち偏差ｅ７が負のとき
、サイリスタＳ２とＳ、がオンされ（このとき、Ｓｌ、
Ｓ、はオフ）　、Ｖｃ＝　　Ｖａとなる。

しかも、　ｅｉが正の値で大きければ上記Ｓよと８４の
オン期間は長くなり、Ｓ２とＳ、のオン期間は短くなっ
て、ＶＣの平均値は入力信号ｅｉに比例した電圧で正の
値となる。逆にｅ工が負の値のときはＳ工と５４のオン
期間より８２とＳ、のオン期間のほうが長くなって、　
コンバータの出力電圧Ｖ。の平均値は入力信号ｅｉに比
例した値で負の値となる。

すなわち入力信号ｅｉに比例した値に、　コンバータの
出力電圧■。が制御されることになる。

コンバータの出力電流Ｉ。（電源から供給される入力電
流工、の反転値）は上記コンバータの出力電圧ｖ０を調
整することにより制御される。

交流リアクトルＬｓには電源電圧ｖｓと上記コンバータ
の出力電圧■。どの差電圧ＶＬ＝ＶＳ　　Ｖ。が印加さ
れる。

Ｖ　ｓ　＞　Ｖ　ｃのとき、電源電流Ｉ８は図の矢印の
方向に増加する。言いかえると、コンバータ出力電流工
。は図の矢印方向へは減少するように働らく。

逆にＶ　ｓ　＜　Ｖ。のとき、　コンバータ出力電流工
。は図の矢印の方向に増加しようと働らく。

コンバータの出力電流指令値工。に対して実電流Ｉ０が
、　■。＞Ｉｏの関係にあるとき、偏差ε□＝工。−工
。は正の値となり制御補償回路Ｇ工（ｓ）を介してＰＷ
Ｍ制御の入力信号ｅｌを増加させる。

故に、コンバータ出力電圧Ｖ。も入力信号ｅｉに比例し
て大きくなり、Ｖ　ｅ　＞　Ｖ　Ｓとなり、コンバータ
出力電流工。を図の矢印方向に増加させる。逆に工。く
工。どなった場合、偏差ε、は負の値となり、ｅｉすな
わちｖｏを減少させて、ｖ　ｃ　＜　ｖ　ｓとなり、出
力電流工。を減少させる。故にコンバータの出力電流Ｉ
０はその指令値工。に一致するように制御される。当該
指令値工。を正弦波状に変化させれば、それに追従して
実電流工。も正弦波状に制御される。

コンバータの出力電流工。は電源からの入力電流Ｉｓの
反転値であり、　また、コンバータ出力電流の指令値工
。は電源からの入力電流の指令値Ｔｓの反転値である。

故に、入力電流工、はその指令値工、に追従して制御さ
れることになる。

次に直流コンデンサｃｄの電圧ｖｄの制御動作を説明す
る。

比較器Ｃ工によって直流電圧検出値ｖｄとその指は正の
値となり、制御補償回路Ｇｖ（ｓ）を介して、入力電流
波高値工、を増加させる。入力電流指令値工ｓは、■式
で示したように電源電圧と同相の正弦波で与えられる。

故に、実入力電流工、が前述の如く、　Ｉ、＝Ｉ、に制
御されるものとすれば、上記波高値エエが正の値のとき
、　次式で示される有効電力Ｐ８が単相電源ＳＵＰから
、　コンバータＣＯＮ　Ｖを介して直流コンデンサｃｄ
に供給され）る。

ｐ、＝ｖＳｘｌ。

＝Ｖヨ・工、・（ｓｉｎωｔ　）　２＝Ｖ、・工、・（１−ｃｏｓ２ωｔ）／２・・・■電圧
Ｖ、が上昇する。

逆にＶ　ａ　＜　Ｖ　ｄとなった場合、偏差εヮは負の
値となり、制御補償回路Ｇｖ（ｓ）を介して上記波高値
工。を減少させついには１．＜Ｏとする。故に、有効電
力Ｐｓも負の値となり、今度は、エネルギーｐＳ−ｔが
直流コンデンサＣ１から電源に回生される。

その結果、直流電圧Ｖ、は低下し、最終的にｖｄ＝Ｖ、
制御される。

負荷装［ＬＯＡＤは例えば、公知のＰＷＭインバータ駆
動誘導電動機等があり、直流圧電源たる直流コンデンサ
ｃｄに対して、電力のやりとりを行う。負荷装置ＬＯＡ
Ｄが電力を消費すれば、直流電圧ｖｄが低下するが、上
記制御によって電源から有効電力Ｐ８を供給して常にｖ
ｄ→ｖｄに制御される。逆に負荷装［１ｉ１ｔＬＯＡＤ
から電力回生（誘導電動機を回生運転した場合）が行わ
れると、■６が一旦上昇するが、その分電源ＳＵＰに有
効電力ＰＳを回生ずることにより、やはりＶｄ＝Ｖｄと
なる。すなわち負荷装置ＬＯＡＤの電力消費あるいは電
力回生に応じて、電源ＳＵＰから供給する電力Ｐｓが自
動的に調整されているのである。

このとき、入力電流工、は電源電圧と同相あるいは逆相
（回生時）の正弦波に制御されるので。

当然入力力率＝１で高調波成分はきわめて小さい値とな
る。

〔背景技術の問題点〕

このような従来の電力変換装置は次のような問題点があ
った。

すなわち、　ＰＷＭコンバータの入力電流工、をその指
令値Ｉ、＝Ｉ、・ｓｉｎωｔに従って制御しているが、
そのために精度の良い入力電流検出器が電源の相数分だ
け必要となり、制御回路が複雑で高価になる欠点があっ
た。特に、最近は制御回路はデジタル化が進み、マイク
ロコンピュータの導、入が不可欠となってきたが、上記
入力電流検出器の数だけＩ１０ポート（入出力ボート）
を用意しなければならず１回路を複雑にするきらいがあ
った。

また、従来の装置では、瞬時、瞬時、入力電流　）工、
とその指令値工、　とを比較し演算する必要があり、時
間的余裕がないため演算時間が不足する欠点があった。

従って、より高速の演算ができるマイクロコンピュータ
が必要となり、それに伴って装置も高価になるという問
題点があった。

〔発明の目的〕

本発明は以上に鑑みてなされたもので、瞬時、瞬時の入
力電流を制御することなく、交流電力を直流電力に変換
し、しかも受電端の力率を大略１に保持できる電力変換
装置を提供することを目的とする。

〔発明の概要〕

本発明によれば、この目的は、交流電源と、該交流電源
に交流リアクトルを介して接続されたパルス幅偏調制御
コンバータ（ＰＷＭコンバータ）と、該ＰＷＭコンバー
タの直流側に接続された平滑コンデンサと、該平滑コン
デンサを直流電圧源とする負荷装置と、前記平滑コンデ
ンサの直流電圧を制御する手段と、該直流電圧制御手段
からの出力信号及び前記交流電源の電圧波高値に基づき
前記ＰＷＭコンバータが交流側に発生する電圧の波高値
及び位相角の指令値を演算する手段と、当該演算手段か
らの出力信号に基づき前記ＰＷＭコンバータをパルス幅
変調制御する手段とで構成することにより達成できる。

〔発明の実施例〕

第１図は本発明の電力変換装置の一実施例を示す構成図
である。

図中、ＢＵＳは３相交流電源の電線路、ＴＲは電源トラ
ンス、　ＬＳは交流リアクトル、Ｃ０ＮＶはパルス幅変
調制御（ＰＷＭ）コンバータ、　ｃｄは直流平滑コンデ
ンサ、ＬＯＡＤは負荷装置である。

また、制御回路として、交流電流検出器ＰＴ。

直電圧検出器用絶縁増幅器ＩＳＯ，整流回路ＤＳ、比較
器Ｃ１、直流電圧制御補償回路Ｇｖ（ｓ）、演算回路Ｃ
ＡＬ、パルス幅変調制御回路ＰＷＭ−Ｃ○ＮＴが用意さ
れている。

第２図は、第１図の装置の演算回路ＣＡＬの具体的構成
図を示すもので＋　Ｋ１．　Ｋ、は比例増幅器、ＡＤ□
、ＡＤ、は加算器、ＳＱ工、ＳＱ２は２乗演算器、ＤＩ
Ｖは割算器、ＳＱＲは平方根演算器、ｊａｎ−１は逆正
接（アークタンジェント）演算器を表わす。

第３図は、第２図の演算回路の動作を説明するための交
流側の電圧電流ベクトル図を示す。図中、※。はコンバ
ータＣ０ＮＶの交流側発生電圧のベクトル、※、は交流
側リアクトルＬＳに印加される電圧のベクトルを各々表
わす。

さらに、第４図は、第１図の装置のパルス幅変調制御回
路Ｐ　Ｗ　Ｍ　−ＣＯＮ　Ｔの具体的例を示す構成図を
表わす。図中、ＯＡ□〜ＯＡ、は演算増幅器、Ａ工〜Ａ
Ｇは加算器、Ｍ１〜Ｍ、は乗算器、Ｓ／Ｃは正弦値、余
弦値演算回路、Ｃ３〜Ｃ８は比較器、ＳＨ工〜ＳＨ，は
シュミット回路、Ｏｓｏは三角波発生器である。

以下、第１図〜第４図を用いて、本発明装置の動作を説
明する。

第１図において、直流平滑コンデンサｃｄの電圧ｖｄを
絶縁増幅器ＩＳＯを介して検出する。当Ｖ、を次の直流
電圧制御補償回路Ｇｖ（ｓ）に入力し、積分あるいは比
例増幅を行う。当該制御補償回路Ｇｖ（ｓ）の出力信号
工ゆは次の演算回路ＣＡＬに入力される。

一方、電源電圧ｖ８を変成器ＰＴにて検出し、整流器Ｄ
Ｓを介して、３相整流電圧ｖｓｍを得る。

Ｖｓｍは、電源電圧ｖ８の波高値とみてよい。当該電源
電圧波高値Ｖ８．Ｉｌもまた、前記演算回路ＣＡＬに入
力される。

第２図において、演算回路ＣＡＬは、上記２つの入力信
号ｖｓｍ及び工、を用いて、ＰＷＭコンバータＣ０ＮＶ
の交流側発生電圧ｖ０の波高値指令■。つと、位相角指
令θ　を演算するもので、次の演算を行っている。

すなわち、入力信号１ｍを比例増幅器に２を介して、Ｒ
８倍し、加算器ＡＤ１に入力する。ここで、Ｒｓは交流
リアクトルの抵抗相当分とする。また。

電源電圧波高値ｖｓ、も加算器ＡＤ工に入力し、ｖ８□
−■、　・Ｒ８を求める。この値をＳＱ□により２乗し
、加算器ＡＤ２に入力する。

また、入力信号工。を比例増幅器に工を介して０拍８倍
する。　ここでω＝２πｆは電源の角周波数、　Ｌｓは
交流リアクトルのインダクタンス分とする。当該値ωＬ
ｓエエをＳＱ２で２乗し、加算器ＡＤ、に入力する。　
ＡＤ２の出力信号（Ｖ、、、−５ＱＲを介して、上記電
圧波高値指令ｖｃｍが求められる。

令値θ　を求めている。　ここで５　逆正接演算器ｊａ
ｎ−１は、例えば、ＲＯＭ　（リードオンリーメモリ）
等に、逆正接関数を書き込んでおき、デジタル量に変換
したｔａｎｏ値を番地として、当該関数を読み出すこと
により、　Ｏを求めることができる。

京このようにして求められた電圧波高値指令Ｖ。ユと位相
角指令値θ　は、次のパルス幅変調制御回路ＰＷＭ−Ｃ
ＯＮＴに入力され、ＰＷＭコンバータＣ０ＮＶを構成す
る自己消弧素子（例えばゲートターンオフサイリスタ等
）に与えるゲート信号グを作る。

第４図はパルス幅変調制御回路ＰＷＭ−ＣＯＮ３相電圧
ｖＵ＋　ＶＶ＋　Ｖｙで、　出力信号は前記ｐｗＭコン
バータＣ０ＮＶへ送られるゲート信号り、。

子２，９．３である。

３相電圧の波高値をＶＳ工、角周波数をωとすると−ｖ
Ｕ＋　ＶＶ＋　ＶＷは次式で表わされる。

Ｖ　Ｕ”　Ｖ　ｓ＋ｍ　’　Ｓｉｎωｔｖ　ｙ　＝　Ｖ
　５ｌｌｌ−ｓｉｎ　（ωｔ−２π／３）Ｖυ＝ｖ８１
・５ｉｎ（ωｔ＋２π／３）この３相電圧ＶＵ＋　ｖｙ
、ＶＷを演算増幅器ＯＡ工。

ＯＡ２．　ＯＡ３を介して、　（１／Ｖｓ−）倍するコ
ト・　により１次式の単位正弦波Ｕ、Ｖ、Ｗが求められ
る。

Ｕ＝ｓｉｎωｔＶ　＝ｓｉｎ（ωｔ−２π／３）Ｗ＝ｓｉｎ（ωｔ＋　２　π／３）この単位正弦波Ｕ、Ｖ、Ｗから、加算器Ａ工〜Ａ３及び
演算増幅器ＯＡ４〜○Ａ６を介して、９０゜進み位相の
単位余弦波Ｕ’、Ｖ’、Ｗ’を求める。

すなわち、ｕ　’＝　（Ｗ−Ｖ）　ｚＶ３＝　　（ｓｉｎ（ωｔ＋２π／３）−ｓｉｎ　（ωｔ−
２π／３））ｍ丁＝Ｃ０ＳωｔＶ　’　＝　　（Ｕ−Ｗ）７１丁＝ｃｏｓ　（ωｔ−２π／３）Ｗ’＝　　（Ｖ−Ｕ）７４丁＝ｃｏｓ　　（ωｔ＋２π／３）となる。

一方、位相角指令値０　は正弦値、余弦値演算回路Ｓ／
Ｃに入力され、　その正弦値ｓｉｎ　Ｏ及び余弦値ｃｏ
ｓθ　が演算される。この演算はマイクロコンピュータ
により直接演算することも可能であるが、一般には、メ
モリに正弦波表及び余弦波表を正弦波Ｕ、Ｖ、Ｗと単位
余弦波Ｕ’、Ｖ′、Ｗ’を用いて、電源電圧Ｖυｒ　Ｖ
Ｖ＋　Ｖｙに対して位相差θ　を有する単位正弦波Ｕ“
、■“、Ｗ′を求める。　このとき、乗算器Ｍ工〜Ｍ６
及び加算器Ａ４〜Ａ６が用いられる。すなわち、Ｕ’　
、Ｖ’　、Ｗ’は次式のようになる。

ｕ−：Ｓｌｎωｔ”ＣＯ８θ　−ｃｏｓωｔ′ｓｊｎθ
＝ｓｉｎ（ωむ−θ　）Ｖ’　　＝ｓｉｎ　　（ωｔ−２π／３）　　ｊｃｏｓ
θ京 −ｃｏｓ　　（ωｔ−２π／３）　　・ｓｉｎθ＝ｓｉ
ｎ　　（ωｔ−２π／３−θ　）Ｗ’　　＝ｓｉｎ（ω
ｔ　＋２π／３）　　・ｃｏｓθ東 −ｃｏｓ　　（ｃ、＋ｔ＋２ｇ／３）　　・ｓｉｎθ＝
ｓｉｎ　　（ωｔ＋２π／３−θ　）この値に、前記電
圧波高値指令ｖｃ、を乗することにより、　ＰＷＭ制御
入力電圧ｅａｔ　ｅＶ＋　ｅｗが求められる。このとき
乗算器Ｍ７〜Ｍ、が使われる。

三角波発生器Ｏｓ０からは周波数１ｋＨｚ程度の三角波
Ｘが出力され、比較器Ｃ１により前記入力電圧ｅＯと比
較される。そしてシュミット回路ＳＨ１を介して、ＰＷ
ＭコンバータＣ０ＮＶのＵ相の構成素子にゲート信号ハ
を与える。同様に比較器ｃ、、ｃ５及びシュミット回路
ＳＨ，，ＳＨ，を介して、　Ｖ相及びＷ相の構成素子に
ゲート信号り２゜子３を与える。　このＰ　Ｗ　Ｍ制御
動作は公知なので省略する。

ＰＷＭコンバータＣ０ＮＶの交流側には、前記入力電圧
ｅυ＋　ｅＶ＋　ｅｗに比例した電圧Ｖ。υＨＶ　ｃ　
ｖ　ｒＶＣＷが発生させられる。

第３図は、交流側の電圧、電流ベクトル図（−相分）を
示すもので、電源電圧÷３に対して、コンバータの交流
電圧※。は位相角θ＝θ　だけ遅れており、　その波高
値Ｖ。工は前記指令値Ｖ。、に一致する。　この結果、
交流リアクトルしｓにはれ＝Ｒ９Ｉ、＋ｊωｒ＝ｓ’ｘ
８の電圧が印加され、入カ電流工、が流れる。

負荷電流が増大し、平滑コンデンサＣｄの直流電圧ｖｄ
が低下した場合、Ｖａ＞Ｖｄとなり、第１図の比較器Ｃ
１の出力ε１”Ｖ　ｄ−Ｖａが正の値で加させる。　こ
れに従って、　コンバータ交流電圧戟も変化し、位相角
θを増大させ、波高値Ｖ。、ｎを少し増加させる。する
と、交流リアクトルＬＳに印加される電圧※Ｌ＝※８−
※０が増大し、久方電流〒８を増加させる。このとき、
入力電流工、は大略、電源電圧÷８と同相になっている
。

故に電源から供給される有効電力Ｐ８→ｖ８・Ｉｓが増
大し、それに伴って、　平滑コンデンサｃｄの直流電圧
ｖｄが増大して行き、■、→ｖｄとなって落ち着く。

逆に、負荷が、インバータ＋交流電動機等の場合で、回
生ブレーキをかけたとき、平滑コンデンサＣ４の直流電
圧Ｖ、が増大し、ｖｄ＜ｖｄとなるが、このときは、次
のように制御される。

木偏差ε１は負の値となり、電圧波高値指令工。

１　も負の値となる。　この結果、θ　は負の値となっ
て、交流側の電圧電流ベクトル図は、第５図のようにな
る。すなわち、コンバータ交流電圧※。は電源電圧÷３
より位相θ＝θ　だけ進み、波高値ｖｃＩｌは、■□よ
り大きくなる。この結果、交流リアクトルＬ８に印加さ
れる電圧やＬ＝※Ｓ−※Ｃは電源電圧※８より約９０’
進み位相となり、久方電流″Ｘｓはれと逆位相になる。

故に、電源からの入力電力Ｐｓは負の値となって、電力
回生が行なわれる。従って、平滑コンデンサｃｄの直流
電圧ｖｄが低下し、最終的にｖｄ→Ｖｄとなるように制
御される。

このようにして、本発明装置によれば、平滑コンデンサ
ｃｄの直流電圧ｖ４をその指令値Ｖ、に一致させるよう
に制御することができ、しかも、このときの入力電流工
、は大略、電源電圧■８と同相又は逆相に保持されてお
り、力率の良い運転ができる。

第６図は本発明の電力変換装置の他の実施例を示す楕成
図である。図中、ＣＴＬは負荷電流検出器、ＰＬは負荷
電力演算器、ＡＤＤは加算器で、他は第１図の記号に準
する。

第１図と異なる点だけを次に説明する。

負荷電流ＩＬを電流検出器ＣＴＬによって検出し、負荷
電力演算器ＰＬに入力する。ＰＬからは負荷ぬられる。

ここで、直流電圧Ｖｄ及び電源電圧波高値ｖｓｌ、ｌが
あまり変化しないとすれば、Ｉお。”ＦＫＬ・Ｉ。

と近似できる。

回路ＣＡＬに入力される。

第１図の装置では、負荷が増減したとき、平滑コンデン
サｃｄの直流電圧ｖｄの制御回路を介して、入力電流工
、の波高値指令工、が与えられた。　これに対し、第６
図の装置では、負荷電施工、の変化に応じて、ただちに
、入力電流波高値指令■１゜を演算し、　ＰＷＭコンバ
ータを制御している。従って、　１．が増加したときは
、ただちに、入力電流工、が増大し、逆に工りが減少す
ればただちに入力電流工、が減少して、平滑コンデンサ
ｃｄの電圧変動が抑制される。このとき、直流電圧制御
回路ＧＶ（ｓ）からは、ゆっくりした定常的な、偏差を
少なくするように、補正信号△工、が与えられる。

すなわち、第６図の装置は、急激な負荷変動に対し、平
滑コンデンサｃｄの電圧ｖｄが変動するのを抑制する効
果がある。

第７図は、本発明の電力変換装置の他のもう１つの実施
例を示す構成図である。図中、ＣＴＳは変流器、　ＶＡ
Ｒは無効電力演算回路、Ｃ２は比較器、ＨＱ（Ｓ）は無
効電力制御補償回路、ＡＤＤｌ。

ＡＤＤ２は加算器で、他の記号は第１図及び第６図の記
号に準する。

第１図及び第６図の装置と異なる点だけを説明する。

すなわち、第１図の装置では、交流リアクトルＬｓのイ
ンダクタンス値Ｌ８及びその抵抗値ＲＳの値を用いて、
電圧波高値指令Ｖ。工と位相角指令値θ　を演算してい
るが、交流リアクトルＬ８の温れるとは限らない。故に
、入力電流■８の位相が電源電圧ｖ８に対して若干ずれ
る可能性があり、その分だけ入力力率も低下する。入力
力率＝１という所期の目的を達成するために第７図の装
置を提供する。

まず、受電端の３相交流電圧及び３相交流電流を変成器
ＰＴ及び変流器ＣＴ、によって検出する。

無効電力演算回路ＶＡＲは上記電圧電流値から無効電力
Ｑｓを演算するもので、具体的には、上記電圧検出値を
９０°ずらした値に検出電流値を乗じ、それを３相分加
え合わせたものが、瞬時の無効電力Ｑ８となる。無効電
力検出値Ｑｓは比較器Ｃ２に入力され、無効電力設定値
Ｑ３と比較される。通常受電端の入力力率は１に保持す
るため、上記設定値Ｑｓは零に設定される。

比較器Ｃ２は偏差ε＝”Ｑｓ　　Ｑｓを次の無効電力制
御補償回路Ｈｅ（ｓ）に入力する。当該補償回路Ｈｃｉ
（ｓ）は通常積分要素が使われ、定常偏差ε２を零にし
ている。　ＨＱ（ｓ）の出力信号△ｖ８１は加算器ＡＤ
Ｄ２に入力され、電源電圧波高値ｖｓｍに加算される。

演算回路ＣＡＬには、第１図の装置の電源電圧波高値ｖ
８１に代って、　ｖ、１．ｌ’＝ｖｓ、＋Δｖｓｍが入
力される。

第８図は、入力電流ｉｓが電源電圧う、に対して位相角
δだけ遅れている場合のベクトル図を示すもので、これ
を用いて第７図の装置の動作を説明する。

受電端の無効電力ＱＳは遅れとなり、負の値が検出され
る。故に偏差ε２＝Ｑ　−Ｑ＝−Ｑは正の値となり、制
御補償回路Ｉ（Ｑ（Ｓ）の出力信号△ｖＳ６せる。故に
コンバータの交流側電圧Ｖ。はＶ。′のように変化させ
られる。この結果、交流リアクトルＬｓに印加される電
圧ｖＬはｖＬ′　のように変化し、入力電流工、が電源
電圧ｖｓと同相になるように制御され、Ｑｓ”Ｑｓ　＝
０となって落ち着く。

入力電流ｉｓが電源電圧※８より進んだ場合にも同様に
制御され最終的にＱ　ｓ　”　Ｑ　ｓとなる。

このようにして受電端の無効電力Ｑ８が零、　すなわち
、入力力率＝１に保持される。

交流電源は３相電源で説明したが、単相電源でも、又、
他の多相電源でも同様に達成できることは言うまでもな
い。

また、第１図の装置では、演算回路ＣＡＬによって、ｖ
ｏ７及びθ　を算出したが、０　の代りに。

次の演算によりＳｉｎθ　及びＣＯ５θ　を直接求める
こともできる。

ｃｍＣｍこの場合には、第４図の回路の正弦値、余弦値演算回路
Ｓ／Ｃは省略できる。

さらに、第１図の装置のパルス幅変調制御回路ＰＷＭ−
ＣＯＮＴは、波高値指令ｖｃヨ及び位相角指令θ　のデ
ータに基づいて、　コンバータのゲート信号７を発生さ
せるものであればよく、第４図の回路に限られるもので
はない。例えば、波高値指令Ｖ。、、を与えると、　そ
れを波高値とする正弦波電圧がコンバータの交流側に発
生するように、ＰＷＭ制御パターンをメモリに記憶させ
ておき、電源に同期したクロック信号（ＰＷＭ制御の搬
送波周波数に相当）で読み出して行く方法も考えられる
。このとき位相角指令Ｏにより、最初の読み出し番地が
指定される。

〔発明の効果〕

以上のように本発明によれば、瞬時瞬時の入力電流を制
御することなく、受電端の入力力率を１に保持した状態
で、交直電力変換が行なえるようになり、負荷装置への
電力供給あるいは負荷装置からの電力回生が自由にでき
る電力変換装置を提供できる。特に、入力力率が大略１
でよいと言う用途には、受電端の無効電力制御も不要と
なり、入力電流検出は全くいらなくなる。この結果、制
御回路が簡単になるばかりでなく、マイクロコンピュー
タを導入したデジタル制御回路で構成することができ、
調整の簡略化が図れる電力変換装置を提供できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の電力変換装置の一実施例を示す構成図
、第２図は第１図の装置の演算回路の具体例を示す構成
図、第３図及び第５図は受電端の１相分の電圧電流ベク
トル図、第４図は第１図の装置のパルス幅変調制御回路
の具体例を示す構成図、第６図及び第７図は本発明装置
の別の実施例を示す構成図、第８図は第７図の装置を説
明するだめの電圧電流ベクトル図、第９図は従来の電力
変換装置の構成図である。ＢＵＳ・・・３相交流電源の電線路、ＴＲ・・・電源ト
ランス、Ｌ８・・・交流リアクトル、　Ｃ０ＮＶ・・・
ＰＷＭコンバータ、Ｃ６・・・直流平滑コンデンサ、　
ＬＯＡＤ・・・負荷装置、ＰＴ・・・変成器、ＤＳ・・
・整流器、Ｃ０・・・比較器、Ｇｖ（ｓ）・・・直流電
圧制御補償回路、ＣＡＬ・・演算回路、ＰＷＭ−ＣＯＮ
Ｔ・・パルス幅変調制御回路、ＩＳＯ・・・絶縁増幅器
。代理人　弁理士　則　近　憲　佑同　　三俣弘文第２図偲ｊｔｗＬｓＬ、ｓ第３図第８図

Claims

【特許請求の範囲】

（１）交流電源と、該交流電源に交流リアクトルを介し
て接続されたパルス幅変調制御コンバータ（ＰＷＭコン
バータ）と、該ＰＷＭコンバータの直流側に接続された
平滑コンデンサと、該平滑コンデンサを直流電圧源とす
る負荷装置と、前記平滑コンデンサの直流電圧を制御す
る手段と、該直流電圧制御手段からの出力信号及び前記
交流電源の電圧波高値に基づき前記ＰＷＭコンバータが
交流側に発生する電圧の波高値及び位相角の指令値を演
算する手段と、当該演算手段からの出力信号に基づき前
記ＰＷＭコンバータをパルス幅変調制御する手段とから
なる電力変換装置。
（２）前記演算手段は、前記交流電源から供給される無
効電力量を調整するように、前記電源電圧波高値Ｖ＿Ｓ
＿ｍに補正量ΔＶ＿Ｓ＿ｍを加えて、ＰＷＭコンバータ
の発生電圧の波高値及び位相角の指令値を演算したこと
を特徴とする特許請求の範囲第１項記載の電力変換装置
。
（３）前記演算手段は、前記負荷装置に供給される有効
電力を検出し、その値に比例した値Ｉ＿ｍ＿ｏ＾＊を、
前記直流電圧制御手段からの出力信号ΔＩ＿ｍに加えて
、ＰＷＭコンバータの発生電圧の波高値及び位相角の指
令値を演算したことを特徴とする特許請求の範囲第１項
又は第２項記載の電力変換装置。