JP4649252B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

本発明は、可変周波数、可変電圧の多相交流電力を得る各相の直流電圧が独立した電力変換装置に関する。

従来、高調波の抑制や１つ当たりのスイッチング素子の耐圧を下げることを目的とした多レベル電力変換装置として、単相インバータや、単相多レベルインバータを３相スター接続したものや、更に単相インバータを縦列接続し３相スター接続した構成の多レベルインバータ装置が知られている。

図１１は、単相インバータ１Ｕ，１Ｖ，１Ｗを交流モータ２に３相スター接続した構成のインバータである。図１１に示すインバータは、出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗから交流モータ２に可変周波数、可変電圧の交流電力を供給する。

図１２は、単相インバータ１として、２レベル単相インバータの場合を示す。単相インバータ１は、直流電源３と、平滑コンデンサ４に接続されたスイッチング素子５ＡＰ，５ＡＮ，５ＢＰ，５ＢＮとからなり、各スイッチング素子のオン・オフを制御し、出力端子Ａ，Ｂに単相交流電力を供給する。また、直流電源３は、それぞれ０°，１２０°，２４０°の異なる位相を有する交流電源ＡＣ１〜ＡＣ３と、交流電源ＡＣ１〜ＡＣ３とそれぞれ直列に接続されたリアクタンスＬ１〜Ｌ３と、リアクタンスＬ１〜Ｌ３を介して入力される交流電流を各相毎に整流するダイオードＤ１〜Ｄ６とからなる。

図１３は、非特許文献１で知られている電力変換装置の制御回路を示すものである。図１３に示す電力変換装置は、誘導電動機の電流をトルク電流と励磁電流とに分解し、独立して制御するベクトル制御を行っている。

図１３に示す電力変換装置は、電圧・電流指令演算回路６と、交流モータ２に３相スター接続した単相インバータ１Ｕ，１Ｖ，１Ｗと、単相インバータ１Ｕ，１Ｖ，１Ｗの出力電流を検出する電流検出器１０Ｕ，１０Ｖ，１０Ｗとからなる。

また、電圧・電流指令演算回路６は、トルク設定器７と、磁束設定器８と、除算器２１，２６と、微分演算器２２と、加算器２３，２７と、減算器２４，２５と、積分演算器２８と、係数乗算器５１〜５４と、電流制御アンプ９Ａ，９Ｂと、３相２相変換器１１と、２相３相変換器１２とを備える。

そして、電圧・電流指令演算回路６において、係数乗算器５４と、除算器２６と、加算器２７とは周波数基準演算回路６１を構成する。また、トルク設定器７と、磁束設定器８と、除算器２１と、微分演算器２２と、係数乗算器５１〜５３と、減算器２４，２５と、電流制御アンプ９Ａ，９Ｂと、２相３相変換器１２とは電圧基準演算回路６２を構成する。

電圧・電流指令演算回路６において、トルク指令Ｔ^*および励磁指令Φ^*はそれぞれトルク設定器７および磁束設定器８で設定される。

トルク指令Ｔ^*は除算器２１において励磁指令Φ^*で除算され、係数乗算器５１で係数Ｋ１が乗算されて電流指令Ｉｑ^*に変換される。励磁指令Φ^*は係数乗算器５２で係数Ｋ２が乗算される。また、励磁指令Φ^*は微分演算器２２で微分演算され、係数乗算器５３でＫ３が乗算される。係数乗算器５２，５３で生成されたデータは加算器２３で加算されて電流指令Ｉｄ^*が生成される。電流指令Ｉｄ^*，Ｉｑ^*は、直交するｄ軸、ｑ軸の各電流指令である。

電流指令Ｉｄ^*，Ｉｑ^*は、減算器２４，２５でそれぞれの電流フィードバック信号Ｉｄ，Ｉｑが減算される。減算器２４，２５で生成されたデータは電流制御アンプ９Ａ，９Ｂに入力される。そして、電流制御アンプ９Ａ，９Ｂは、トルク指令Ｔ^*および励磁指令Φ^*と電流フィードバック信号Ｉｄ，Ｉｑとの偏差がゼロになるようにｄ軸およびｑ軸の電圧指令Ｖｄ，Ｖｑを調節して出力する。

一方、トルク指令Ｔ^*と励磁指令Φ^*とを除算器２１で除算して生成したデータは係数乗算器５４で係数Ｋ４が乗算される。係数乗算器５４で生成されたデータは除算器２６において励磁指令Φ^*で除算され、すべり周波数ωｓが生成される。そして、加算器２７ですべり周波数ωｓに速度ωｒが加えられ、電力変換装置が出力する周波数ω１が決定される。

また、出力周波数ω１を積分演算器２８で積分して出力位相θ１を得る。そして、電流検出器１０Ｕ，１０Ｖ，１０Ｗで検出した３相の電流検出値Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗから、出力位相θ１を用いて３相２相変換器１１によりｄ軸、ｑ軸の各電流フィードバック信号Ｉｄ，Ｉｑを求める。それとともに、ｄ軸、ｑ軸の電圧指令Ｖｄ，Ｖｑから２相３相変換器１２により出力電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを求める。

各相の電圧指令は、一般的に、ＰＷＭ回路（パルス変調回路）で、スイッチング素子のオン・オフパターンに変換して出力電圧を制御する。
電気書院「ニュードライブエレクトロニクス」６．２．４項

しかしながら、このような独立した直流電源をもつ単相インバータをスター接続した電力変換装置では、各相の瞬時電力に起因して直流電圧変動が発生し、出力電流が正弦波から歪むという現象が現れる。

単相インバータ１Ｕ，１Ｖ，１Ｗのそれぞれの出力電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗと出力電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗは、周波数ω、時間ｔ、力率角θとすると、
Ｖｕ＝｜Ｖ｜・ｃｏｓ（ωｔ） （数１）
Ｖｖ＝｜Ｖ｜・ｃｏｓ（ωｔ−２π／３） （数２）
Ｖｗ＝｜Ｖ｜・ｃｏｓ（ωｔ＋２π／３） （数３）
Ｉｕ＝｜Ｉ｜・ｃｏｓ（ωｔ−θ） （数４）
Ｉｖ＝｜Ｉ｜・ｃｏｓ（ωｔ−２π／３−θ） （数５）
Ｉｗ＝｜Ｉ｜・ｃｏｓ（ωｔ＋２π／３−θ） （数６）
となる。数１〜６より、各相の瞬時電力Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗは、
Ｐｕ＝｜Ｖ｜・｜Ｉ｜・｛ｃｏｓ（２ωｔ−θ）＋ｃｏｓ（θ）｝ （数７）
Ｐｖ＝｜Ｖ｜・｜Ｉ｜・｛ｃｏｓ（２ωｔ−２π／３−θ）＋ｃｏｓ（θ）｝ （数８）
Ｐｗ＝｜Ｖ｜・｜Ｉ｜・｛ｃｏｓ（２ωｔ＋２π／３−θ）＋ｃｏｓ（θ）｝
（数９）
となる。

また、全相の総電力Ｐは、それぞれを足し合わせ、
Ｐ＝Ｐｕ＋Ｐｖ＋Ｐｗ＝３・｜Ｖ｜・｜Ｉ｜・ｃｏｓ（θ） （数１０）
となる。

総電力Ｐは、時間ｔによる変動成分はない。しかし、各相の瞬時電力に注目すると、第１項が無効電力に相当し、出力の２倍の周波数、力率角θの位相差をもつ正弦波となる。なお、直流電圧はこの量に応じて変動する。

図１４（ａ）は各相の出力電圧と出力電流を示す波形であり、図１４（ｂ）は出力瞬時電力を示す波形である。電力変換装置の出力電圧のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各相は１２０度（２π／３）の位相差を持っている。一方、各相の出力電流も各相の出力電圧に対して一定の位相差（力率角）を持っている。瞬時電力を加算した全相の総電力（トータル電力）は、図１４（ｂ）に示すように時間ｔによらず一定となる。

直流電源が各相共通である場合、各相の瞬時電力が変動しても、トータルの電力変換器の出力電力が時間で一定である。このため、直流電源から供給される電力も一定である。

しかし、図１１に示すように直流電圧が各相ごとに独立している場合、各相の瞬時電力の変動により各相の直流電圧が変動する。一般に、直流電圧回路に発生する電圧脈動は、平滑コンデンサおよび電源側のリアクタンスと、出力の無効電力の関係で決まる。

瞬時電力が正方向のとき、直流電圧が無負荷電圧よりも低い場合は、出力の電力は電源側から供給されるべきである。しかし、電源側リアクタンスが大きい場合、電力供給（電流）が遅れるため、平滑コンデンサに充電されたエネルギーで出力電力を供給する。したがって、リアクタンスが大きい場合は、直流電圧の落ち込みが大きくなる。

一方、瞬時電力が負方向のとき、平滑コンデンサは電源側から充電されるが、直流電圧が無負荷電圧よりも大きくなった場合でも、リアクタンスが大きい場合は、電流が流れ続け、直流電圧が無負荷電圧よりも大きくなる。これを繰り返すことで直流電圧の脈動が発生する。

この脈動の周波数は、出力電力の無効成分に比例する。すなわち、電圧・電流の基本波の２倍の周波数を持つ。これらの周波数が、リアクタンス・平滑コンデンサの共振周波数よりも十分高ければ、すなわち、リアクタンス・平滑コンデンサによる充放電の速度よりも、電力脈動の速度が速ければ、直流電圧の脈動は少なくなる。

結局、この直流電圧の脈動を抑えるためには、リアクタンスＬ・平滑コンデンサＣの共振周波数を下げるためにＬ，Ｃを大きな値にするか、無効電力の周波数をＬＣの共振周波数より高くすればよい。

しかし、リアクタンスのＬ値を増やすことは、電圧ドロップを増やすことになり、効率の面から実用的ではない。また、大きな平滑コンデンサＣを用いることは、外形的にも経済的にも問題がある。さらに、出力周波数を上げることで無効電力の周波数を上げることができるが、アプリケーションによっては、高い周波数領域だけでなく、低い出力周波数の時に問題となってくる。

本発明は、上記に鑑みてなされたもので、その目的としては、少ない平滑コンデンサでも、各相の出力電圧基準を補正することで、直流電圧リップルを低減することができる電力変換装置を提供することにある。

上記目的を達成するため、請求項１に係る発明は、直流電源と、前記直流電源に並列接続された平滑コンデンサと、前記直流電源に並列接続された複数のスイッチング素子とからなる単相インバータが３相スター接続され、前記スイッチング素子のオン・オフ制御により電圧および電流を制御し、可変周波数、可変電圧の３相交流電力を得る電力変換装置において、前記単相インバータの周波数基準を算出する周波数基準演算回路と、前記単相インバータが出力するべき電圧の基準となる電圧基準を算出する電圧基準演算回路と、前記周波数基準の３倍の周波数を有する電圧補正量を前記電圧基準に加算する電圧補正回路とを具備することを要旨とする。

上記目的を達成するため、請求項２に係る発明は、前記電力変換装置の出力電圧および出力電流の位相差を検出する補正位相演算回路を有し、前記位相差の２倍の角度を前記電圧補正回路の電圧補正量の位相補正量とすることを要旨とする。

上記目的を達成するため、請求項３に係る発明は、前記電圧補正回路の電圧補正量の電圧振幅は、補正後の電圧が前記電力変換装置の出力できる最大値電圧を超えないように決定することを要旨とする。

上記目的を達成するため、請求項４に係る発明は、前記電力変換装置の出力電圧および出力電流の位相差を検出する補正位相演算回路と、電圧補正量の電圧振幅からゲインを決定する関数テーブルとを有し、前記位相差と前記ゲインとを乗じた角度を前記電圧補正回路の電圧補正量の位相補正量とすることを要旨とする。

上記目的を達成するため、請求項５に係る発明は、直流電源と、前記直流電源に並列接続された平滑コンデンサと、前記直流電源に並列接続された複数のスイッチング素子と
からなる単相インバータが３相スター接続され、前記スイッチング素子のオン・オフ制御により電圧および電流を制御し、可変周波数、可変電圧の３相交流電力を得る電力変換装置において、互いに直行する第１軸および第２軸の基準電流指令を設定する基準電流設定手段と、前記電力変換装置の周波数基準を設定する周波数設定手段と、前記周波数基準を用いて３相の前記単相インバータの出力電流を３相２相変換し、互いに直行する第１軸および第２軸の電流指令に変換する３相２相変換手段と、前記第１軸および第２軸の基準電流指令から前記第１軸および第２軸の電流指令をそれぞれ減算する第１および第２の減算手段と、前記第１および第２の減算手段の演算結果が入力され、前記基準電流指令と前記電流指令との偏差がゼロになるように調節して第１軸および第２軸の電圧指令を出力する第１および第２の電流制御アンプと、前記第１および第２の電流制御アンプから出力された前記第１軸および第２軸の電圧指令を、前記周波数基準を用いて２相３相変換して第１相乃至第３相の電圧指令を生成し、３相の前記単相インバータに出力する２相３相変換手段と、前記第１軸および第２軸の電流指令と前記第１軸および第２軸の電圧指令とに基づいて前記電力変換装置の出力電流および出力電圧の位相差を算出する補正位相演算手段と、前記位相差と前記周波数基準と前記第１軸および第２軸の電圧指令とに基づいて前記第１相乃至第３相の電圧指令に加算する電圧補正量を算出する電圧指令補正手段とを有し、前記電圧補正量は、前記周波数基準の３倍の周波数を有することを要旨とする。

上記目的を達成するため、請求項６に係る発明は、前記電圧指令補正手段は、前記位相差の２倍の角度を前記電圧補正量の位相補正量とすることを要旨とする。

上記目的を達成するため、請求項７に係る発明は、前記電圧補正量の電圧振幅は、補正後の電圧が前記電力変換装置の出力できる最大値電圧を超えないように決定することを要旨とする。

以上述べたように本発明によれば、周波数基準の３倍の周波数を有する電圧補正量を、電力変換装置の出力電圧および出力電流の位相差（力率角）の２倍の角度、または出力電圧および出力電流の位相差（力率角）と、電圧補正量の電圧振幅とから決定したゲインとを乗じた角度を電圧補正量の位相補正量として求めて各単相インバータの電圧基準に加算し、各相の電圧指令を補正するので、直流電圧のリップルを低減でき、平滑コンデンサの容量を低減することができる。直流電圧のリップルを低減でき、平滑コンデンサの容量を低減することができる。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して説明する。

（第１の実施の形態）
図１は本発明の第１の実施の形態に係る電力変換装置を示す概要構成図である。図１は、図１３に示す従来の電力変換装置に対し、電圧補正回路６３，および加算器３０，３１，３２を追加したものである。そして、電圧補正回路６３は補正位相演算回路１３と、電圧指令補正回路１４ａと、スカラ演算器２９とにより構成される。

本実施の形態の電力変換装置の動作を説明する。電圧・電流指令演算回路６において、トルク指令Ｔ^*および励磁指令Φ^*がそれぞれトルク設定器７および磁束設定器８で設定される。

トルク指令Ｔ^*は除算器２１において励磁指令Φ^*で除算され、係数乗算器５１で係数Ｋ１が乗算されて電流指令Ｉｑ^*に変換される。励磁指令Φ^*は係数乗算器５２で係数Ｋ２が乗算される。また、励磁指令Φ^*は微分演算器２２で微分演算され、係数乗算器５３でＫ３が乗算される。係数乗算器５２，５３で生成されたデータは加算器２３で加算されて電流指令Ｉｄ^*が生成される。電流指令Ｉｄ^*，Ｉｑ^*は、直交するｄ軸、ｑ軸の各電流指令である。

電流指令Ｉｄ^*，Ｉｑ^*は、減算器２４，２５でそれぞれの電流フィードバック信号Ｉｄ，Ｉｑが減算される。減算器２４，２５で生成されたデータは電流制御アンプ９Ａ，９Ｂに入力される。そして、電流制御アンプ９Ａ，９Ｂは、トルク指令Ｔ^*および励磁指令Φ^*と電流フィードバック信号Ｉｄ，Ｉｑとの偏差がゼロになるようにｄ軸およびｑ軸の電圧指令Ｖｄ，Ｖｑを調節して出力する。

一方、トルク指令Ｔ^*と励磁指令Φ^*とを除算器２１で除算して生成したデータは係数乗算器５４で係数Ｋ４が乗算される。係数乗算器５４で生成されたデータは除算器２６において励磁指令Φ^*で除算され、すべり周波数ωｓが生成される。そして、加算器２７ですべり周波数ωｓに速度ωｒが加えられ、電力変換装置が出力する周波数ωが決定される。

また、出力周波数ωを積分演算器２８で積分して出力位相θ１を得る。そして、電流検出器１０Ｕ，１０Ｖ，１０Ｗで検出した３相の電流検出値Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗから、出力位相θ１を用いて３相２相変換器１１によりｄ軸、ｑ軸の各電流フィードバック信号Ｉｄ，Ｉｑを求める。それとともに、ｄ軸、ｑ軸の電圧指令Ｖｄ，Ｖｑから２相３相変換器１２により出力電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを求める。

図２に補正位相演算回路１３の詳細を示す。補正位相演算回路１３は、乗算器３３，３４と加算器３５と、スカラ演算器３６，３７と、除算器３８，３９と、逆余弦演算器４０とを備える。

補正位相演算回路１３の動作を説明する。まず、乗算器３３でＶｑとＩｑの積が求められる。また、乗算器３４でＶｄとＩｄの積が求められる。ＶｑとＩｑの積と、ＶｄとＩｄの積とが加算器３５で加算される。これにより、電圧・電流指令演算回路６で求められた、角速度ωで回転する回転座標系上（回転角θ１上）の電圧ベクトル（Ｖｄ，Ｖｑ）と電流ベクトル（Ｉｄ，Ｉｑ）の内積Ｖ・Ｉが求められる。

そして、スカラ演算器３６，３７で各ベクトルのスカラ量｜Ｉ｜，｜Ｖ｜が求められる。

除算器３８，３９では、内積Ｖ・Ｉがそれぞれのスカラ量｜Ｉ｜，｜Ｖ｜で順次に除算される。これにより、電圧、電流の力率ｃｏｓ（θ）が求められる。そして、この力率ｃｏｓ（θ）に対して逆余弦演算器４０で逆余弦ｃｏｓ^−１が求められ、力率角θが得られる。

なお、力率角θは、ここでは演算によって求めたが、実電圧、実電流を測定して求めることもできる。

図３に電圧指令補正回路１４ａの詳細を示す。電圧指令補正回路１４ａは、補正ゲイン設定器１５と、乗算器４１，４２，４５，４６と、減算器４３と、余弦演算器４４とを備える。

電圧指令補正回路１４ａの動作を説明する。補正ゲイン設定器１５で補正ゲインＧｖが設定される。そして、乗算器４５で電圧基準の振幅｜Ｖ｜に補正ゲインＧｖが乗算されてＶｃが得られる。電圧基準の振幅｜Ｖ｜はスカラ演算器２９において電圧ベクトル（Ｖｄ，Ｖｑ）から求められる。

一方、乗算器４１では補正位相演算回路１３で求められた力率角θが２倍され電圧補正量の位相ψが生成される。乗算器４２では電圧・電流指令演算回路６で求めた電圧基準の回転角θ１が３倍される。そして、減算器４３では電圧基準の回転角θ１の３倍の値から電圧補正量の位相ψが減算されてθ’が得られる。

そして、余弦演算器４４でθ’の余弦が求められる。乗算器４６ではｃｏｓθ’とＶｃとが乗算され、θ’を位相、Ｖｃを振幅とする補正電圧ｅが求められる。そして、補正電圧ｅは２相３相変換器１２で求められた各相の電圧基準Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに加算器３０，３１，３２において加算される。

ここで、時間をｔと置くと、補正電圧ｅは以下のように表せる。

ｅ＝Ｖｃ・ｃｏｓ（３ωｔ−ψ） （数１１）
ωｔ＝θ１ （数１２）
したがって、各インバータ１Ｕ，１Ｖ，１Ｗに与えられる電圧は、以下で表せる。

Ｖｕ^*＝Ｖｕ＋ｅ
＝｜Ｖ｜・ｃｏｓ（ωｔ）＋Ｖｃ・ｃｏｓ（３ωｔ−ψ） （数１３）
Ｖｖ^*＝Ｖｖ＋ｅ
＝｜Ｖ｜・ｃｏｓ（ωｔ−２π／３）＋Ｖｃ・ｃｏｓ（３ωｔ−ψ） （数１４）
Ｖｗ^*＝Ｖｗ＋ｅ
＝｜Ｖ｜・ｃｏｓ（ωｔ＋２π／３）＋Ｖｃ・ｃｏｓ（３ωｔ−ψ） （数１５）
このときのＵ相の瞬時電力は、以下で表せる。

Ｐｕ^*＝Ｐｕ＋ｅ・｜Ｉ｜・ｃｏｓ（ωｔ−θ）
＝｜Ｖ｜・｜Ｉ｜｛ｃｏｓ（２ωｔ−θ）＋ｃｏｓ（θ）｝
−Ｖｃ・｜Ｉ｜｛ｃｏｓ（４ωｔ−θ−ψ）＋ｃｏｓ（２ωｔ＋θ−ψ） （数１６）
ここで、Ｖｃ＝｜Ｖ｜、ψ＝２θとおくと次式を得る。

Ｐｕ^*＝｜Ｖ｜・｜Ｉ｜｛ｃｏｓ（θ）−ｃｏｓ（４ωｔ−３θ）｝ （数１７）
同様に、Ｖ，Ｗ相の瞬時電力も同様に、以下となる。

Ｐｖ^*＝｜Ｖ｜・｜Ｉ｜｛ｃｏｓ（θ）−ｃｏｓ（４ωｔ−２π／３−３θ）｝ （数１８）
Ｐｗ^*＝｜Ｖ｜・｜Ｉ｜｛ｃｏｓ（θ）−ｃｏｓ（４ωｔ＋２π／３−３θ）｝ （数１９）
すなわち、瞬時電力の無効成分である基本波の２倍の周波数成分が消え、４倍の周波数成分だけとなり、ＬＣの共振周波数と電圧脈動の周波数の差を大きくすることで、電力脈動の量を抑えることができる。

また、各相を合計した電力は、数１７〜１９の第２項を加算するとその和が０となることから、
Ｐ*＝Ｐｕ^*＋ｐＶ^*＋Ｐｗ^*＝３｜Ｖ｜・｜Ｉ｜ｃｏｓ（θ） （数２０）
であり、電圧補正しない場合の電力と等しい。

図４にＵ相においてＶｃ＝｜Ｖ｜，ψ＝２θと置いた場合の波形例を示す。補正後の瞬時電力が基本波（Ｕ相出力電圧、Ｕ相出力電流）の４倍の周波数成分となっており、ＬＣの共振周波数との差を大きくすることで、電力脈動の量を抑えることができる。

（第２の実施の形態）
図５は本発明の第２の実施の形態に係る電力変換装置を示す概要構成図、図６は図５に示す電力変換装置の電圧指令補正回路を示す詳細図である。

なお、図５，６に示した本実施の形態の構成要素において、図１，３と同一の構成要素については、同一番号をつけることによりその説明は省略する。図５において図１に示す電力変換装置と異なる点は、電圧指令補正回路１４ａを１４ｂに置き換えている点である。 また、図６において図３に示す電圧指令補正回路と異なる点は、補正電圧の振幅Ｖｃを最大電圧設定器１６および電圧基準に振幅｜Ｖ｜を用いて演算している点である。

図６に示す電圧指令補正回路１４ｂでは、電力変換装置が出せる最大電圧Ｖｍａｘが最大電圧設定器１６で設定される。そして、減算器４７でＶｍａｘから電圧ベクトル（Ｖｄ，Ｖｑ）のスカラ量｜Ｖ｜が減算される。これを補正電圧の振幅Ｖｃとする。

以上により、電力変換装置が出力電圧に制限しながら、瞬時電力の脈動を抑えることができる。

図７はＵ相において、最大変調率Ｖｍａｘ／｜Ｖ｜＝１．１５とした場合の波形を示す。

図７に示す時間ｔ_１〜ｔ_２の間では、補正後の瞬時電力は補正前の瞬時電力より小さくなっている。これに対して、時間ｔ_２〜ｔ_３の間では補正後の瞬時電力が補正前の瞬時電力より大きくなっている。すなわち、時間ｔ_１〜ｔ_２で小さくなった分の電力量が、時間ｔ_２〜ｔ_３において加算されるように瞬時電力が補正される。

このように、補正電圧を加えることによって補正前の瞬時電力に対して補正後の瞬時電力のピークを分散させることができる。これにより、瞬時電力の脈動の量を抑え、直流電圧の変動を抑えることができる。

（第３の実施の形態）
図８は本発明の第３の実施の形態に係る電力変換装置を示す概要構成図、図９（ａ）は図８に示す電力変換装置の電圧指令補正回路を示す詳細図、図９（ｂ）は関数テーブルを示す概要図である。

なお、図８，９に示した実施の形態の構成要素において、図１，３と同一の構成要素については、同一番号をつけることによりその説明は省略する。図８において図１に示す電力変換装置と異なる点は、電圧指令補正回路１４ａを１４ｃに置き換えている点である。 また、図９（ａ）において図３に示す電圧指令補正回路と異なる点は、補正角ゲイン演算器１７にて力率角θに対するゲインＧを、補正ゲインＧｖを用いて決定している点である。

瞬時電力のピークを最適に分散させる為の電圧補正量の位相角ψは、力率角θと補正ゲインＧｖによって一意に決めることができる。

補正ゲイン設定器１５で設定される補正ゲインをＧｖとすると、補正角ゲイン演算器１７は以下により力率角θへのゲインＧを演算する。

Ｇ＝１＋Ｇｖ （数２１）
そして、ゲイン乗算器４８において、補正角ゲイン演算器１７で数２１により演算したゲインＧが力率角θに乗算され、電圧補正量の位相角ψが得られる。

図１０（ａ）にＧｖ＝０．５，Ｇ＝１．５，Ｖｃ＝０．５×｜Ｖ｜の場合のＵ相の瞬時電力を示す波形、図１０（ｂ）にＧｖ＝０．３，Ｇ＝１．３，Ｖｃ＝０．３×｜Ｖ｜の場合のＵ相の瞬時電力を示す波形を示す。

図１０（ａ）に示す時間ｔ_４〜ｔ_５の間では、補正後の瞬時電力は補正前の瞬時電力より小さくなっている。これに対して、時間ｔ_５〜ｔ_６および時間ｔ_６〜ｔ_７の間では、補正後の瞬時電力が補正前の瞬時電力より大きくなっている。すなわち、時間ｔ_４〜ｔ_５で小さくなった分の電力量が、時間ｔ_５〜ｔ_６および時間ｔ_６〜ｔ_７において加算されるように瞬時電力が補正される。

また、図１０（ｂ）に示す時間ｔ_８〜ｔ_９の間では、補正後の瞬時電力は補正前の瞬時電力より小さくなっている。これに対して、時間ｔ_９〜ｔ_１０および時間ｔ_１０〜ｔ_１１の間では、補正後の瞬時電力が補正前の瞬時電力より大きくなっている。すなわち、時間ｔ_８〜ｔ_９で小さくなった分の電力量が、時間ｔ_９〜ｔ_１０および時間ｔ_１０〜ｔ_１１において加算されるように瞬時電力が補正される。

このように、図１０（ａ），（ｂ）では、補正前の瞬時電力に対して補正後の瞬時電力のピークが分散されている。

図１０（ａ），（ｂ）では、補正後の瞬時電力に基本波（Ｕ相出力電圧、Ｕ相出力電流）の２倍および４倍の周波数成分が混在する。しかし、補正前の瞬時電力に対して補正後の瞬時電力のピークを分散させることで、瞬時電力の脈動の量を抑え、直流電圧の変動を抑えることができる。

なお、補正角ゲイン演算器１７はあらかじめシミュレーションし、図９（ｂ）に示すように関数テーブル１７ａに保存、関数化することで、リアルタイムに電圧補正量の位相角を得ても同じ結果が得られる。

本発明の第１の実施の形態に係る電力変換装置を示す概要構成図である。 図１に示す電力変換装置の補正位相演算回路を示す詳細図である。 図１に示す電力変換装置の電圧指令補正回路を示す詳細図である。 本発明の第１の実施の形態の瞬時電力を示す波形である。 本発明の第２の実施の形態に係る電力変換装置を示す概要構成図である。 図５に示す電力変換装置の電圧指令補正回路を示す詳細図である。 本発明の第２の実施の形態の瞬時電力を示す波形である。 本発明の第３の実施の形態に係る電力変換装置を示す概要構成図である。 （ａ）は図８に示す電力変換装置の電圧指令補正回路を示す詳細図、（ｂ）は関数テーブルを示す概要図である。 本発明の第３の実施の形態の瞬時電力を示す波形で、（ａ）は補正ゲインが０．５の場合の波形を示す図、（ｂ）は補正ゲインが０．３の場合の波形を示す図である。 従来の各組の直流回路が独立した電力変換装置の概要構成図である。 各相の直流回路が独立した電力変換装置の単位インバータを示す図である。 従来の電力変換装置の制御回路を示す構成図である。 （ａ）は各相の出力電圧と出力電流を示す波形、（ｂ）は出力瞬時電力を示す波形である。

符号の説明

１Ｕ，１Ｖ，１Ｗ 単相インバータ
２ 交流モータ
３ 直流電源
４ 平滑コンデンサ
５ＡＰ，５ＡＮ，５ＢＰ，５ＢＮ スイッチング素子
６ 電圧・電流指令演算回路
７ トルク設定器
８ 磁束設定器
９Ａ，９Ｂ 電流制御アンプ
１０Ｕ，１０Ｖ，１０Ｗ 電流検出器
１１ ３相２相変換器
１２ ２相３相変換器
１３ 補正位相演算回路
１４ａ，１４ｂ，１４ｃ 電圧指令補正回路
１５ 補正ゲイン設定器
１６ 最大電圧設定器
１７ 補正角ゲイン演算器
１７ａ 関数テーブル
６１ 周波数基準演算回路
６２ 電圧基準演算回路
６３ 電圧補正回路

Claims (8)

1. 直流電源と、
   前記直流電源に並列接続された平滑コンデンサと、
   前記直流電源に並列接続された複数のスイッチング素子と
   からなる単相インバータが３相スター接続され、
   前記スイッチング素子のオン・オフ制御により電圧および電流を制御し、可変周波数、可変電圧の３相交流電力を得る電力変換装置において、
   前記単相インバータの周波数基準を算出する周波数基準演算回路と、
   前記単相インバータが出力するべき電圧の基準となる電圧基準を算出する電圧基準演算回路と、
   前記周波数基準の３倍の周波数を有する電圧補正量を前記電圧基準に加算する電圧補正回路とを具備することを特徴とする電力変換装置。
2. 前記電力変換装置の出力電圧および出力電流の位相差を検出する補正位相演算回路を有し、
   前記位相差の２倍の角度を前記電圧補正回路の電圧補正量の位相補正量とすることを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
3. 前記電圧補正回路の電圧補正量の電圧振幅は、
   補正後の電圧が前記電力変換装置の出力できる最大値電圧を超えないように決定することを特徴とする請求項２記載の電力変換装置。
4. 前記電力変換装置の出力電圧および出力電流の位相差を検出する補正位相演算回路と、
   電圧補正量の電圧振幅からゲインを決定する関数テーブルと
   を有し、
   前記位相差と前記ゲインとを乗じた角度を前記電圧補正回路の電圧補正量の位相補正量とすることを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
5. 直流電源と、
   前記直流電源に並列接続された平滑コンデンサと、
   前記直流電源に並列接続された複数のスイッチング素子と
   からなる単相インバータが３相スター接続され、
   前記スイッチング素子のオン・オフ制御により電圧および電流を制御し、可変周波数、可変電圧の３相交流電力を得る電力変換装置において、
   互いに直行する第１軸および第２軸の基準電流指令を設定する基準電流設定手段と、
   前記電力変換装置の周波数基準を設定する周波数設定手段と、
   前記周波数基準を用いて３相の前記単相インバータの出力電流を３相２相変換し、互いに直行する第１軸および第２軸の電流指令に変換する３相２相変換手段と、
   前記第１軸および第２軸の基準電流指令から前記第１軸および第２軸の電流指令をそれぞれ減算する第１および第２の減算手段と、
   前記第１および第２の減算手段の演算結果が入力され、前記基準電流指令と前記電流指令との偏差がゼロになるように調節して第１軸および第２軸の電圧指令を出力する第１および第２の電流制御アンプと、
   前記第１および第２の電流制御アンプから出力された前記第１軸および第２軸の電圧指令を、前記周波数基準を用いて２相３相変換して第１相乃至第３相の電圧指令を生成し、３相の前記単相インバータに出力する２相３相変換手段と、
   前記第１軸および第２軸の電流指令と前記第１軸および第２軸の電圧指令とに基づいて前記電力変換装置の出力電流および出力電圧の位相差を算出する補正位相演算手段と、
   前記位相差と前記周波数基準と前記第１軸および第２軸の電圧指令とに基づいて前記第１相乃至第３相の電圧指令に加算する電圧補正量を算出する電圧指令補正手段とを有し、
   前記電圧補正量は、前記周波数基準の３倍の周波数を有することを特徴とする電力変換装置。
6. 前記電圧指令補正手段は、前記位相差の２倍の角度を前記電圧補正量の位相補正量とすることを特徴とする請求項５記載の電力変換装置。
7. 前記電圧補正量の電圧振幅は、
   補正後の電圧が前記電力変換装置の出力できる最大値電圧を超えないように決定することを特徴とする請求項５又は請求項６記載の電力変換装置。
8. 前記電圧指令補正手段は、
   前記電圧補正量の電圧振幅からゲインを決定する関数テーブルを有し、
   前記位相補正量は、前記位相差と前記ゲインとを乗じた角度とすることを特徴とする請求項５記載の電力変換装置。

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