JP6846089B2

JP6846089B2 - 電力変換装置

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Publication number: JP6846089B2
Application number: JP2017222815A
Authority: JP
Inventors: 裕史慶本; 功太郎田中; 展大増渕
Original assignee: Toshiba Mitsubishi Electric Industrial Systems Corp
Current assignee: Toshiba Mitsubishi Electric Industrial Systems Corp
Priority date: 2017-11-20
Filing date: 2017-11-20
Publication date: 2021-03-24
Anticipated expiration: 2037-11-20
Also published as: JP2019097260A

Description

本発明の実施形態は、応答特性が改善された直流電圧制御部を含む電力変換装置に関する。

直流を交流に変換し、あるいは、交流を直流に変換する電力変換装置がある。このような電力変換装置において、直流電圧を制御する場合に、電力変換器の出力電力の周期的変動により直流部に一時的にエネルギーを蓄えたり、放出したりする必要がある場合がある。このような時、制御対象の直流電圧にリプルが重畳することがある。

電力変換装置の外部の擾乱に対する応答性能を向上させる場合には、フィードバック系のゲインを上げる必要がある。しかし、フィードバックする直流電圧の検出値にはリプルが重畳されているため、フィードバック系のゲインを上げると、リプル分も増幅してしまい、必要なゲインを設定することが困難である。

また、直流電圧の検出値に重畳されたリプルをフィルタ等によって除去しようとすると、リプルの周波数が低い場合には、フィルタの時定数が大きくなり、フィードバック系の応答速度が低下する。

特開平１１−１５０９５５号公報

実施形態は、直流電圧の検出値にリプルが重畳された場合でも、擾乱に対して十分な応答速度を有する直流電圧制御部を含む電力変換装置を提供する。

実施形態に係る電力変換装置は、第１交流回路と前記第１交流回路に供給しまたは前記第１交流回路から供給される瞬時有効電力に応じたリプルを含む直流電圧を供給する直流電圧源との間に接続された第１電力変換器と、前記第１電力変換器に対して前記第１交流回路と前記直流電圧源との間の変換動作を制御する制御装置と、を備える。前記制御装置は、前記直流電圧の検出値と、前記直流電圧の目標値である直流電圧指令値との偏差を生成し、前記偏差にもとづいて、前記直流電圧を制御するための直流電圧制御出力を出力する直流電圧制御部を含む。前記直流電圧制御部は、前記瞬時有効電力にもとづいて前記リプルを相殺する交流成分を含む前記直流電圧指令値を生成する。前記第１交流回路は、単相の交流回路である。前記直流電圧制御部は、前記第１交流回路に供給し、または前記第１交流回路から供給される電力のための指令値に比例し、前記第１交流回路の周波数の２倍の周波数成分を含む前記直流電圧指令値を生成する。

本実施形態では、直流電圧源は、第１交流回路に供給しまたは前記第１交流回路から供給される瞬時有効電力に応じたリプルを含んでいる。直流電圧制御部は、その瞬時有効電力にもとづいて、直流電圧源に重畳したリプルを相殺する直流電圧指令値を生成し、直流電圧源の直流電圧との偏差をとるので、偏差からリプル分が除去される。そのため、フィードバックのゲインを大きくすることができ、擾乱に対して十分な応答速度を実現することができる。

第１の実施形態に係る電力変換装置の直流電圧制御部を例示するブロック図である。第１の実施形態に係る電力変換装置の直流電圧制御部のうちのリプル電圧演算部を例示するブロック図である。第１の実施形態に係る電力変換装置を例示するブロック図である。比較例の電力変換装置の直流電圧制御部を例示するブロック図である。第２の実施形態に係る電力変換装置を例示するブロック図である。第２の実施形態に係る電力変換装置の直流電圧制御部の一部を例示するブロック図である。第３の実施形態に係る電力変換装置を例示するブロック図である。第３の実施形態の電力変換装置の直流電圧制御部のうちのリプル電圧演算部を例示するブロック図である。第４の実施形態に係る電力変換装置を例示するブロック図である。図１０（ａ）および図１０（ｂ）は、本実施形態の電力変換装置の動作原理を説明するための概念図である。

以下、図面を参照しつつ、本発明の実施形態について説明する。
なお、図面は模式的または概念的なものであり、各部分の厚みと幅との関係、部分間の大きさの比率などは、必ずしも現実のものと同一とは限らない。また、同じ部分を表す場合であっても、図面により互いの寸法や比率が異なって表される場合もある。
なお、本願明細書と各図において、既出の図に関して前述したものと同様の要素には、同一の符号を付して詳細な説明を適宜省略する。

（第１の実施形態）
図１は、本実施形態に係る電力変換装置の直流電圧制御部を例示するブロック図である。
図１に示すように、直流電圧制御部４０は、リプル電圧演算部４１と、加算器４６と、加減算器４７と、ＰＩ制御器４８と、を含む。

リプル電圧演算部４１の出力は、加算器４６の一方の入力に接続されている。リプル電圧演算部４１は、直流リプル電圧ΔＶ（ｔ）を加算器４６に供給する。加算器４６の他方の入力には、一定の直流電圧指令値Ｖｄｃ^＊が入力される。加算器４６は、交流分を含む新たな電圧指令値Ｖｄｃ^＊（ｔ）を加減算器４７の減算入力に供給する。加減算器４７の加算入力には、制御する対象の直流電圧の検出値Ｖｄｃが入力される。直流電圧制御部４０に入力された検出値Ｖｄｃは、リプル電圧演算部４１が出力する直流電圧指令値Ｖｄｃ^＊との偏差ΔＶｄｃをＰＩ制御器４８によって比例積分制御して、制御量として直流電圧制御出力Ｖｄｃ１を出力する。ＰＩ制御器４８は、比例制御のためのゲインｋｐと積分制御のためのゲインｋｉとを有する。これらゲインは、たとえばあらかじめ設定されている。

新たな電圧指令値Ｖｄｃ^＊（ｔ）は、検出値Ｖｄｃのリプル分を相殺する交流成分を有する。そのため、ＰＩ制御器４８に入力される偏差ΔＶｄｃは、リプル分が相殺されて、ほぼ直流となる。ＰＩ制御器４８では、リプル分を考慮することなく、偏差ΔＶｄｃを増幅すればよいので、ゲインｋｐを十分に大きくすることができる。

制御装置３０は、直流電圧制御部４０と、三相二相変換器３１と、ｄｑ変換器３２と、補償電流指令値演算器３３と、加算器３４と、電流制御器３５と、逆ｄｑ変換器３６と、二相三相変換器３７と、を含む。

直流電圧制御部４０から出力される直流電圧制御出力Ｖｄｃ１は、加算器３４によって、補償電流指令値演算器３３から出力される有効電流成分指令値Ｉ_ｄｒｅｆに加算されて電流制御器３５に供給される。

なお、有効電流または有効電流成分とは、電力変換装置で変換して出力する交流電圧、あるいは電力変換装置に入力する交流電圧と同位相の交流電流または交流電流成分をいうものとする。また、無効電流または無効電流成分とは、電力変換装置で変換して出力する交流電圧、あるいは電力変換装置に入力する交流電圧に直交する位相を有する交流電流または交流電流成分をいうものとする。

交流回路に対して適切な有効電流成分あるいは無効電流成分を供給すると、交流回路側の電圧を維持したり、逆相電力を消去したり、負荷機器の電力変動を打ち消したりすることができる。このような動作を、以下において補償動作と呼ぶ。補償動作実現のための電流成分を補償電流と呼ぶ。

三相二相変換器３１は、電力変換器から出力される変換器出力電流を入力し、三相の電流成分を直交座標変換して二相の電流成分とする。

ｄｑ変換器３２は、変換器出力電流の二相の電流成分を回転座標変換して有効電流成分Ｉ_ｄおよび無効電流成分Ｉ_ｑを出力する。

補償電流指令値演算器３３は、補償動作のために必要な系統電流や電圧信号を入力して、有効電流成分指令値Ｉ_ｄｒｅｆおよび無効電流成分指令値Ｉ_ｑｒｅｆを生成する。

変換器出力電流に対応する有効電流成分Ｉ_ｄおよび無効電流成分Ｉ_ｑは、電流制御器３５に供給される。生成された有効電流成分指令値Ｉ_ｄｒｅｆおよび無効電流成分指令値Ｉ_ｑｒｅｆも、電流制御器３５に供給される。電流制御器３５は、有効電流成分Ｉ_ｄおよび無効電流成分Ｉ_ｑが、有効電流成分指令値Ｉ_ｄｒｅｆおよび無効電流成分指令値Ｉ_ｑｒｅｆに追従するように、たとえばＰＩ制御等を行う。

逆ｄｑ変換器３６は、電流制御器３５が出力した有効電流成分および無効電流成分にそれぞれ対応した制御量を入力して、逆ｄｑ変換を行う。

二相三相変換器３７は、逆ｄｑ変換器３６から出力を三相の電圧指令値に変換して出力する。出力された電圧指令値は、図示しない後段のＰＷＭ制御器等によってＰＷＭ信号に変換される。

図２は、本実施形態に係る電力変換装置の直流電圧制御部のうちのリプル電圧演算部を例示するブロック図である。
リプル電圧演算部４１は、瞬時有効電力Ｐ（ｔ）から直流分を除いたΔＰ（ｔ）を用い、線形近似することによって、直流リプル電圧ΔＶ（ｔ）を計算する。直流リプル電圧ΔＶ（ｔ）は、以下の式（１）によって求めることができる。ここでの瞬時有効電力Ｐ（ｔ）は、電流指令値、または、電力指令値、あるいはそれらに類する制御指令値から理想的な値として理論計算により計算することができる。

ここで、Ｃは、直流電圧を供給するためのコンデンサの静電容量、コンデンサが供給する直流電圧Ｖ_０は、定格直流電圧（＝１．０［ｐｕ］）を表している。

電力変換装置が出力し、あるいは電力変換装置に入力する交流電圧および交流電流は検出器によって検出される。瞬時有効電力Ｐ（ｔ）は、検出された交流電圧および交流電流にもとづいて、逐次計算される。

図２には、式（１）の演算を実行するリプル電圧演算部４１の具体的な構成例がブロック線図として示されている。
図２に示すように、リプル電圧演算部４１は、直流分除去回路４２と、積分器４３と、係数器４４と、リミッタ４５と、を含む。直流分除去回路４２、積分器４３、係数器４４およびリミッタ４５は、たとえばこの順で縦続接続されている。

直流分除去回路４２は、瞬時有効電力Ｐ（ｔ）を入力して、直流分を遮断し、交流成分を抽出する。直流分除去回路４２は、たとえばローパスフィルタである。

積分器４３は、瞬時有効電力Ｐ（ｔ）から直流成分を除去したΔＰ（ｔ）を積分して出力する。ΔＰ（ｔ）の積分値は、係数器４４によって、あらかじめ設定された定数（１／（Ｃ・Ｖ_０））を乗じて、リミッタ４５を介して直流リプル電圧ΔＶ（ｔ）として出力される。

図３は、本実施形態に係る電力変換装置を例示するブロック図である。
図３に示すように、本実施形態の電力変換装置１０は、電力変換器２０と、制御装置３０と、を備える。この例では、電力変換装置１０は、無効電力補償装置である。電力変換装置１０は、電力系統に接続される。電力系統は、三相の交流電源１である。電力系統は、たとえば周波数が５０Ｈｚまたは６０Ｈｚの商用電源である。電力系統は、三相に限らず、単相であってもよい。電力系統には、負荷６０が接続されている。電力変換装置１０は、電力系統から見た場合に、負荷６０と並列に接続されている。

なお、後述するように、電力変換装置１０に接続される交流電源１は、電力系統に限らず、他の交流電源であってもよいし、交流負荷であってもよく、これらが複合した交流回路であってよい。

電力変換装置１０は、電力変換器２０に設けられたコンデンサ２２の両端の直流電圧Ｖｄｃを電圧検出器２４によって検出し、負荷６０に流れる電流や電圧を検出して、補償すべき無効電流を電力系統である交流電源１に注入する。コンデンサ２２は、この例では、直流電圧源として機能する。

制御装置３０は、負荷６０の回路に設けられた電流検出器２６および電圧検出器２８によって、それぞれ検出された系統電流の検出値ｉｓｕ，ｉｓｖ，ｉｓｗおよび系統電圧の検出値ｖｓｕ，ｖｓｖ，ｖｓｗを入力する。制御装置３０は、電力変換器２０が出力する出力電流ｉｏｕ，ｉｏｖ，ｉｏｗをたとえば電力変換器２０内の電流検出回路によって検出して入力する。制御装置３０は、コンデンサ２２の両端の直流電圧Ｖｄｃを電圧検出器２４によって検出して入力する。

制御装置３０は、系統電流の検出値ｉｓｕ，ｉｓｖ，ｉｓｗ、系統電圧の検出値ｖｓｕ，ｖｓｖ，ｖｓｗ、電力変換器２０の出力電流ｉｏｕ，ｉｏｖ，ｉｏｗおよび直流電圧Ｖｄｃにもとづいて生成された電圧指令値（図１）にしたがってゲート駆動信号Ｖｇを生成して、電力変換器２０に供給する。

制御装置３０は、たとえば各相の出力電流ｉｏｕ，ｉｏｖ，ｉｏｗおよび交流電源１の各相の電圧の検出値ｖｓｕ，ｖｓｖ，ｖｓｗにもとづいて、瞬時有効電力Ｐ（ｔ）を計算し、計算した瞬時有効電力Ｐ（ｔ）を直流電圧制御部４０のリプル電圧演算部４１に供給する。リプル電圧演算部４１は、瞬時有効電力Ｐ（ｔ）にもとづいて、直流リプル電圧ΔＶ（ｔ）を生成する。

電力変換装置は、無効電力補償装置に限らない。誘導電動機のような交流負荷に交流電力を供給するインバータ装置であってもよく、交流電圧を直流電圧に変換するコンバータ装置であってもよい。後に詳述するように、インバータ装置およびコンバータ装置が１台から複数台混在する複合システムであってもよい。

本実施形態の電力変換装置１０の動作について図１および図４を用いて説明する。
図４は、比較例の電力変換装置の直流電圧制御部を例示するブロック図である。
まず、比較例の場合について説明する。図４に示すように、比較例の電力変換装置の制御装置１３０は、直流電圧制御部１４０を含む。比較例の制御装置１３０において、本実施形態の制御装置３０との相違点は、直流電圧制御部４０の構成の相違であり、他の構成要素については同じである。

直流電圧制御部１４０に入力される直流電圧Ｖｄｃは、リプル分を含んでいる。電力変換器２０は、コンデンサ２２によって供給される直流電圧Ｖｄｃによって動作するインバータ回路を有している。そのため、直流電圧Ｖｄｃは、交流電圧および交流電流の出力に応じて影響を受ける。つまり、リプル分は、電力変換器２０の補償動作による瞬時的な電力の出し入れにともなって生じ得る。

一方、直流電圧指令値Ｖｄｃ^＊は、一定値が設定される。設定される一定値は、たとえば定格値１．０［ｐｕ］である。直流電圧制御部１４０では、リプルを含む直流電圧Ｖｄｃが入力されるので、ＰＩ制御器４８に入力される直流電圧の偏差ΔＶｄｃ（ｔ）はリプル分を含んでいる。

外部擾乱のような大振幅の電圧変動に対して、直流電圧制御の応答速度を高めるためには、ＰＩ制御器４８のゲインｋｐを大きな値に設定する必要がある。しかし、比較例の場合には、ゲインｋｐを大きくすると、偏差ΔＶｄｃ（ｔ）のリプル分も増幅してしまう。そのため、ゲインｋｐを大きくすることが制限される。結果として、ゲインｋｐを低くせざるを得ず、外部擾乱に対して追従するように十分な応答を実現することが困難である。

本実施形態の電力変換装置１０では、直流電圧制御部４０は、リプル電圧演算部４１を含む。リプル電圧演算部４１は、直流リプル電圧ΔＶ（ｔ）を出力する。直流リプル電圧ΔＶ（ｔ）は、上述した式（１）で近似されるように、電力変換装置１０が出力する瞬時有効電力Ｐ（ｔ）にもとづいて計算される。式（１）で求められた直流リプル電圧ΔＶ（ｔ）は、直流電圧指令値Ｖｄｃ^＊に加算されて、新たな直流電圧指令値Ｖｄｃ^＊（ｔ）となる。

瞬時有効電力Ｐ（ｔ）の交流成分ΔＰ（ｔ）の積分値は、直流電圧Ｖｄｃに重畳されるリプル分に同期した位相を有し、リプル分にほぼ比例する交流信号となる。式（１）にもとづいて演算することによって、新たな直流電圧指令値Ｖｄｃ^＊（ｔ）は、直流電圧の検出値Ｖｄｃとほぼ同一の交流成分を含むようにできる。そのため、新たな直流電圧指令値Ｖｄｃ^＊（ｔ）と検出された直流電圧Ｖｄｃとの偏差ΔＶｄｃからは、リプル分は相殺される。したがって、ＰＩ制御器には、リプル分をほとんど含まない偏差ΔＶｄｃが入力されるので、リプル分を考慮せずにゲインｋｐを大きくすることができる。

本実施形態の電力変換装置１０の効果について説明する。
本実施形態の電力変換装置１０では、制御装置３０の直流電圧制御部４０がリプル電圧演算部４１を有している。リプル電圧演算部４１には、あらかじめ設定されている瞬時有効電力Ｐ（ｔ）を入力することによって、コンデンサ２２の両端に発生するリプル分に相当する直流リプル電圧ΔＶ（ｔ）を生成することができる。直流リプル電圧ΔＶ（ｔ）は、コンデンサ２２の両端に発生するリプル分にほぼ等しいので、直流電圧制御部４０において、フィードバックすべき直流電圧の指令値との偏差ΔＶｄｃは、リプル分を含まないようにすることができる。

フィードバックに関する偏差ΔＶｄｃがリプル分を含まないので、フィードバックゲインとしてのＰＩ制御器のゲインｋｐを十分に大きくすることができる。ＰＩ制御器のゲインｋｐを十分に大きくすることによって、直流電圧制御部４０は、外部の擾乱に対して高速に応答することが可能になる。

（第２の実施形態）
単相交流回路の場合には、瞬時有効電力Ｐ’（ｔ）を、ｄｑ変換後の有効電流成分指令値Ｉ_ｄｒｅｆ’および無効電流成分指令値Ｉ_ｑｒｅｆ’を用いて表し、これにもとづいて、直流リプル電圧ΔＶ’（ｔ）を生成することができる。

図５は、本実施形態に係る電力変換装置を例示するブロック図である。
図５に示すように、電力変換装置２１０は、電力変換器２２０と、制御装置２３０と、を備える。電力変換装置２１０は、単相の交流回路２０１に接続される。

電力変換装置２１０は、電力変換器２２０に設けられたコンデンサ２２２の両端の直流電圧Ｖｄｃを電圧検出器２２４によって検出し、交流回路２０１に流れる電流や電圧を検出して、出力すべき交流電流を交流回路２０１に供給する。

電力変換器２２０は、直流電圧から単相交流電圧への変換を行う単相インバータを含む。制御装置２３０は、直流電圧Ｖｄｃ、出力電流および出力電圧を入力して電力変換器２２０の単相インバータのスイッチング素子を駆動する駆動信号を生成し、電力変換器２２０に供給する。

単相インバータの有効電流成分指令値Ｉ_ｄｒｅｆ’および無効電流成分指令値Ｉ_ｑｒｅｆ’が与えられた場合には、瞬時有効電力Ｐ’（ｔ）は、理論的に以下のように計算することができる。

ここで、Ｖ_Ｓ’は系統（交流回路２０１）電圧の振幅であり、θ（ｔ）は系統の同期位相信号である。

式（２）において、Ｖ_Ｓ’・Ｉ_ｄｒｅｆ’は、リプル分には寄与しない有効電力の直流分である。Ｖ_Ｓ’・Ｉ_ｄｒｅｆ’は、出力すべき有効電力を表し、Ｖ_Ｓ’・Ｉ_ｑｒｅｆ’は、出力すべき無効電力を表している。そのため、Ｖ_Ｓ’・Ｉ_ｄｒｅｆ’を出力有効電力指令値相当の信号に、Ｖ_Ｓ’・Ｉ_ｑｒｅｆ’を出力無効電力指令値相当の信号にそれぞれ置き換えても同等である。Ｖ_Ｓ’に代えて、電力変換器２２０へ制御装置が出力する、図１においては二相三相変換器３７の出力の電圧指令値の波高値相当の信号を用いてもよい。

上述より、直流分を除いた瞬時有効電力ΔＰ’（ｔ）は以下のように表すことができる。

式（３）を積分することによって、以下の式（４）を得る。

ここで、ω０は基準角周波数、つまり、交流回路２０１の角周波数であり、θ（ｔ）＝ω_０・ｔ＋θｓ（θｓは交流回路２０１の初期位相であり、定数である。）である。

式（４）を式（１）に代入して、以下の式（５）を得る。

式（５）より、直流リプル電圧ΔＶ’（ｔ）は、与えられた定数等を用いて計算される。式（５）では、積分演算が不要であるため、計算をより単純化することが可能であり、演算量を低減し、演算速度を向上させることができる。

図６は、本実施形態に係る電力変換装置の直流電圧制御部の一部を例示するブロック図である。
図６に示すように、本実施形態では、直流電圧制御部のリプル電圧演算部２４１は、式（５）に応じた演算器を含んでいる。すなわち、リプル電圧演算部２４１は、係数器２４２，２４９〜２５１と、三角関数演算器２４３，２４４と、乗算器２４５，２４６，２４８と、加算器２４７と、リミッタ２５２と、を含む。

係数器２４２は、係数“２．０”に設定されている。係数器２４２には、系統同期位相信号θ（ｔ）が入力される。係数器２４２は、系統同期位相信号θ（ｔ）を２倍にして、三角関数演算器２４３，２４４に入力する。三角関数演算器２４３は、２倍とされた系統同期位相信号θ（ｔ）を入力して、正弦関数（ｓｉｎ）を演算する。三角関数演算器２４４は、２倍とされた系統同期位相信号θ（ｔ）を入力して、余弦関数（ｃｏｓ）を演算する。三角関数演算器２４３，２４４の出力は、乗算器２４５，２４６によって、有効電流成分指令値Ｉ_ｄｒｅｆ’および無効電流成分指令値Ｉ_ｑｒｅｆ’にそれぞれ乗じられる。乗算された結果は、加算器２４７によって加算される。さらに、加算された結果は、乗算器２４８によって系統電圧振幅Ｖ_Ｓ’に乗じられる。

乗算器２４８の出力は、係数器２４９〜２５１によって、所定の係数が乗じられる。この例では、係数器２４９は、電力変換器２２０の容量に応じた係数Ｐ［ＶＡ］を有する。係数器２５０は、係数として、１／（２・ω_０・Ｖ_０）を有する。係数器２５１は、これまでに演算された直流リプル電圧の出力振幅を、定格直流電圧Ｖ_０で規格化するために、係数として、１／Ｖ_０が設定されている。係数器２４９，２５１に設定される係数は、制御装置２３０の単位系等に応じて任意に設定される。

なお、リプル電圧演算部２４１の構成は、上述のブロック線図に限らず、式（５）を実現する他の構成であってもよい。

本実施形態では、積分演算を不要とすることができ、演算を単純化することによって、構成を簡素にすることができる。

（第３の実施形態）
図７は、本実施形態に係る電力変換装置を例示するブロック図である。
図７に示すように、本実施形態の電力変換装置３１０は、電力変換器３２０ａ〜３２０ｃと、制御装置３３０と、を備える。電力変換装置３１０では、直流電圧を共通にする複数の電力変換器３２０ａ〜３２０ｃが設けられる。各電力変換器３２０ａ〜３２０ｃは、単相の交流電源３０１ａ〜３０１ｃにそれぞれ接続される。交流電源３０１ａ，３０１ｂ，３０１ｃは、振幅Ｖ_ＡＳ，Ｖ_ＢＳ，Ｖ_ＣＳと位相θ_Ａ（ｔ），θ_Ｂ（ｔ），θ_Ｃ（ｔ）とをそれぞれ有する。各電力変換器３２０ａ〜３２０ｃは、コンデンサ３２２に接続されている。つまり、各電力変換器３２０ａ〜３２０ｃは、コンデンサ３２２の直流電圧Ｖｄｃを介して、相互に接続されている。制御装置３３０は、直流電圧Ｖｄｃ、各電力変換器３２０ａ〜３２０ｃを入力し、あるいは出力する交流電流および交流電圧を入力して、各電力変換器３２０ａ〜３２０ｃが単相インバータ回路を駆動するための駆動信号を生成し、これらに供給する。

図８は、本実施形態の電力変換装置の直流電圧制御部のうちのリプル電圧演算部を例示するブロック図である。
図８に示すように、直流電圧制御部３４１は、複数の演算部３４１ａ〜３４１ｃと、加算器３５３ａ〜３５３ｃと、係数器２４９〜２５１と、リミッタ２５２と、を含む。各演算部３４１ａ〜３４１ｃの構成は、それぞれ同じであり、式（５）のＶ_Ｓ’以下の項について演算器で表現したものである。各演算部３４１ａ〜３４１ｃのそれぞれの構成は、図６の構成と同じである。つまり、本実施形態では、直流リプル電圧ΔＶ’’（ｔ）は、以下の式（６）のように表すことができる。

ここで、式（６）において各定数および変数は、以下のとおりである。

ここで、Ｉ_{Ａｄｒｅｆ}〜Ｉ_{Ｃｄｒｅｆ}は、それぞれ電力変換器３２０ａ〜３２０ｃの有効電流成分指令値である。Ｉ_{Ａｑｒｅｆ}〜Ｉ_{Ｃｑｒｅｆ}は、それぞれ電力変換器３２０ａ〜３２０ｃの無効電流成分指令値である。

図８の例では、各演算部３４１ａ〜３４１ｃの出力を、加算器３５３ａ〜３５３ｃによってすべて加算する。加算された結果は、図６の場合と同じ係数器２４９〜２５１によって所定の係数が乗じられる。

このように、直流電圧を共有し、それぞれが単相インバータからなる電力変換器３２０ａ〜３２０ｃの直流電圧制御のための直流リプル電圧ΔＶ’（ｔ）は、それぞれの電力変換器３２０ａ〜３２０ｃに対応するリプル分の加算値にもとづいて計算することができる。電力変換器３２０ａ〜３２０ｃが単相インバータであれば、積分計算を行うことなく、上述の近似式によって、直流リプル電圧ΔＶ’（ｔ）を生成して、適切なリプル分を含む直流電圧指令値を生成することができる。

（第４の実施形態）
図９は、本実施形態に係る電力変換装置を例示するブロック図である。
図９に示すように、電力変換装置４１０は、電力変換器４２０と、制御装置４３０と、を備える。交流電源１は、三相交流電源である。この例の電力変換装置４１０は、直流電圧検出器４２４を介して検出されるコンデンサ４２２の直流電圧Ｖｄｃを交流電圧に変換するインバータ装置である。交流電圧を直流電圧に変換するコンバータ装置であってもよいし、図３の例のように、無効電力補償装置であってもよい。

図１０（ａ）および図１０（ｂ）は、本実施形態の電力変換装置の動作原理を説明するための概念図である。
図１０（ａ）では、制御装置が三相二相変換器４５１を有していることを示している。三相二相変換器４５１は、三相の交流電源１を入力して、直交座標変換を行って、互いに直交する電圧ベクトルを有する２つの交流電圧Ｖα，Ｖβをそれぞれ有する単相の交流電源４５２ａ，４５２ｂに分解する。

図１０（ｂ）には、三相の交流電源１と直流電圧を有するコンデンサ４２２との間に接続された電力変換装置４１０は、直流リンクであるコンデンサ４２２を介して接続された電力変換器４２０ａ，４２０ｂを備える電力変換装置と等価であることが示されている。つまり、三相交流電源に接続されるインバータ装置では、三相二相変換を行うことで、仮想的な単相の電力変換器２つに分解して制御することができる。そのため、本発明の第３の実施形態における内容を適用することができる。

具体的には、電力変換装置４１０直流電圧制御は、上述の第３の実施形態の場合における、２つの電力変換器の直流電圧制御を行う場合に相当する。つまり、式（６）において、Ｖ_ＣＳ，Ｉ_Ｃｒｅｆを０にした場合に相当する。

このように、本実施形態では、単相交流の場合に限らず、三相交流に接続される電力変換装置の場合であっても、式（６）にしたがって、直流リプル電圧ΔＶ’’（ｔ）を計算して、直流電圧指令値Ｖｄｃ^＊と加算して、新たな直流電圧指令値とすることによって、直流電圧Ｖｄｃのリプル分を相殺して、直流分の偏差にもとづいて、ＰＩ制御を行い、直流電圧制御出力Ｖｄｃ１を生成することができる。したがって、ＰＩ制御のゲインを十分に大きくすることができ、外部擾乱に対する応答性能を向上させることができる。

以上説明した実施形態によれば、直流電圧の検出値にリプルが重畳された場合でも、擾乱に対して十分な応答速度を有する直流電圧制御部を含む電力変換装置を実現することができる。

以上、本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他のさまざまな形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明およびその等価物の範囲に含まれる。また、前述の各実施形態は、相互に組み合わせて実施することができる。

１交流電源、１０，２１０，３１０，４１０電力変換装置、２０，２２０，３２０ａ〜３２０ｃ，４２０電力変換器、２２，２２２，３２２，４２２コンデンサ、２４，２２４，３２４，４２４電圧検出器、３０，２３０，３３０，４３０制御装置、４０，１４０直流電圧制御部、４１，２４１，３４１リプル電圧演算部、４２直流分除去回路、４３積分回路、４４係数器、４５リミッタ、４６加算器、４７加減算器、４８ＰＩ制御器、６０負荷、２０１交流回路、３０１ａ〜３０１ｃ，４５２ａ，４５２ｂ交流電源、４２０ａ，４２０ｂ三相二相変換による仮想的な電力変換器、４５１三相二相変換器

Claims

第１交流回路と前記第１交流回路に供給しまたは前記第１交流回路から供給される瞬時有効電力に応じたリプルを含む直流電圧を供給する直流電圧源との間に接続された第１電力変換器と、
前記第１電力変換器に対して前記第１交流回路と前記直流電圧源との間の変換動作を制御する制御装置と、
を備え、
前記制御装置は、前記直流電圧の検出値と、前記直流電圧の目標値である直流電圧指令値との偏差を生成し、前記偏差にもとづいて、前記直流電圧を制御するための直流電圧制御出力を出力する直流電圧制御部を含み、
前記直流電圧制御部は、前記瞬時有効電力にもとづいて前記リプルを相殺する交流成分を含む前記直流電圧指令値を生成し、
前記第１交流回路は、単相の交流回路であり、
前記直流電圧制御部は、前記第１交流回路に供給し、または前記第１交流回路から供給される電力のための指令値に比例し、前記第１交流回路の周波数の２倍の周波数成分を含む前記直流電圧指令値を生成する電力変換装置。
前記第１電力変換器と前記直流電圧源を共通にし、前記第１交流回路とは異なる単相の交流回路である第２交流回路に接続された第２電力変換器をさらに備え、
前記直流電圧制御部は、前記第２交流回路に供給し、または前記第２交流回路から供給される電力のための指令値に比例し、前記第２交流回路の周波数の２倍の周波数成分をさらに含む前記直流電圧指令値を生成する請求項１記載の電力変換装置。
第１交流回路と前記第１交流回路に供給しまたは前記第１交流回路から供給される瞬時有効電力に応じたリプルを含む直流電圧を供給する直流電圧源との間に接続された第１電力変換器と、
前記第１電力変換器に対して前記第１交流回路と前記直流電圧源との間の変換動作を制御する制御装置と、
を備え、
前記制御装置は、前記直流電圧の検出値と、前記直流電圧の目標値である直流電圧指令値との偏差を生成し、前記偏差にもとづいて、前記直流電圧を制御するための直流電圧制御出力を出力する直流電圧制御部を含み、
前記直流電圧制御部は、前記瞬時有効電力にもとづいて前記リプルを相殺する交流成分を含む前記直流電圧指令値を生成し、
前記第１交流回路は、三相の交流回路であり、
前記制御装置は、前記第１交流回路の各相の交流電圧を、２つの直交するベクトルをそれぞれ有する第１単相交流電圧源および第２単相交流電圧源に変換し、
前記直流電圧制御部は、
前記第１単相交流電圧源に供給し、または前記第１単相交流電圧源から供給される電力のための指令値に比例し、前記第１単相交流電圧源の周波数の２倍の周波数成分と、
前記第２単相交流電圧源に供給し、または前記第２単相交流電圧源から供給される電力のための指令値に比例し、前記第２単相交流電圧源の周波数の２倍の周波数成分と、を含む前記直流電圧指令値を生成する電力変換装置。