JP5622030B2 - 電力変換システム - Google Patents

Description

本発明は、直流電圧を三相交流電圧に変換する電力変換装置を複数台並列に接続して負荷に給電する電力変換システムに関するものである。

図２は、２台の電力変換装置を並列接続して負荷に給電する電力変換システムの全体構成図である。図２において、第１，第２の電力変換装置１０１，１０２は母線１０５を介して並列に接続され、各変換装置１０１，１０２の出力側が共通の負荷１０４に接続されている。
第１の電力変換装置１０１は、直流電圧源２０１の直流電圧をインバータ２０２によって交流電圧に変換する。インバータ２０２の交流出力側は、フィルタリアクトル２０３，２０４、フィルタコンデンサ２０６及びフィルタ抵抗器２０５から構成される出力フィルタ回路２３１を介して母線１０５に接続されており、この出力フィルタ回路２３１によってインバータ２０２の出力高調波を除去している。

制御装置２２１は、電圧検出器２１１による直流電圧検出値Ｅ_ｄｃ、電流検出器２１２による電流検出値ｉ_Ｒ，ｉ_Ｓ，ｉ_Ｔ、電圧検出器２１３による母線電圧検出値ｖ_ｓＲ，ｖ_ｓＳ，ｖ_ｓＴ、及び、統括制御装置１０３から出力されるｄ，ｑ軸電流指令値ｉ_ｄ ^＊，ｉ_ｑ ^＊に基づいて演算したゲート信号を、インバータ２０２に出力する。インバータ２０２は、ゲート信号に基づいて内部の半導体スイッチング素子をオンオフ制御し、交流出力電圧の振幅、角周波数を制御する。
なお、第２の電力変換装置１０２の内部構成は、第１の電力変換装置１０１と同一である。

統括制御装置１０３は、２台の電力変換装置１０１，１０２の制御装置２２１から出力されるｄ軸電流検出値ｉ_ｄ１，ｉ_ｄ２及びｑ軸電流検出値ｉ_ｑ１，ｉ_ｑ２に基づいてｄ，ｑ軸電流指令値ｉ_ｄ ^＊，ｉ_ｑ ^＊を生成し、これらを前記制御装置２２１に入力するように構成されているが、その詳細については後述する。

ところで、電力変換装置１０１，１０２を構成するインバータ２０２の交流出力電圧の振幅及び角周波数には誤差があるため、電力変換装置１０１，１０２の間には前記誤差に起因して横流が流れる。この横流を低減する方法としては、横流の有効分に応じて角周波数を制御し、横流の無効分に応じて出力電圧の振幅を制御する技術が広く知られている。この種の技術によって横流を抑制するための具体的な制御方法は、例えば特許文献１や特許文献２に開示されている。

図３は、図２における制御装置２２１の構成図であり、上述した角周波数の制御及び出力電圧の制御によって横流を抑制する機能を備えている。
この制御装置２２１において、電力変換装置１０１，１０２の制御演算は、直交回転座標であるｄ−ｑ軸上にて実施する。図４はｄ−ｑ軸の定義を示す図であり、母線電圧指令値の方向をｄ軸と定義し、ｄ軸から９０°進み方向をｑ軸と定義する。なお、ｄ−ｑ軸の回転角周波数はインバータ２０２の角周波数指令値ω^＊である。

次に、図３に基づいて制御装置２２１の詳細な構成及び作用を説明する。
図３において、座標変換器１１は、角周波数指令値ω^＊を積分して求めた位相θを用いて、三相の電流検出値ｉ_Ｒ，ｉ_Ｓ，ｉ_Ｔをｄ，ｑ軸電流検出値ｉ_ｄ，ｉ_ｑに座標変換する。ここで、電流検出値ｉ_Ｒ，ｉ_Ｓ，ｉ_Ｔは図２の電流検出器２１２により検出される。
また、座標変換器１２は、位相θを用いて三相の母線電圧検出値ｖ_ｓＲ，ｖ_ｓＳ，ｖ_ｓＴを ｄ，ｑ軸母線電圧検出値ｖ_ｓｄ，ｖ_ｓｑに座標変換する。ここで、母線電圧検出値ｖ_ｓＲ，ｖ_ｓＳ，ｖ_ｓＴは図２の電圧検出器２１３により検出される。
前述の図４に示したｄ−ｑ軸の定義より、ｄ軸電流検出値ｉ_ｄは母線電圧指令値と平行な電流であることから、有効電流である。また、ｑ軸電流検出値ｉ_ｑは母線電圧指令値と直交する電流であることから無効電流であり、遅れ力率で負の値となる。

図３におけるｄ，ｑ軸電流指令値ｉ_ｄ ^＊，ｉ_ｑ ^＊は、前述したように図２の統括制御装置１０３によって演算される。すなわち、図２において、電力変換装置１０１，１０２の制御装置２２１からそれぞれ出力されるｄ，ｑ軸電流検出値ｉ_ｄ１，ｉ_ｑ１及びｉ_ｄ２，ｉ_ｑ２は、加算器３０１により成分ごとに加算されて負荷電流のｄ，ｑ軸成分ｉ_Ｌｄ，ｉ_Ｌｑが求められる。これらの電流ｉ_Ｌｄ，ｉ_Ｌｑをゲイン乗算器３０２により１／２倍してｄ，ｑ軸電流指令値ｉ_ｄ ^＊，ｉ_ｑ ^＊を演算する。これにより、１台の電力変換装置が負担すべき負荷電流が、ｄ，ｑ軸電流指令値ｉ_ｄ ^＊，ｉ_ｑ ^＊として制御装置２２１に設定されることになる。

再び図３において、ｄ軸電流指令値ｉ_ｄ ^＊とｄ軸電流検出値ｉ_ｄとの偏差を減算器２１により求め、この偏差をゲイン乗算器２２（比例ゲインＫ_ＰＰ）により増幅した結果と角周波数指令値ω_０ ^＊とを加算器２３により加算して、角周波数指令値ω^＊が求められる。この角周波数指令値ω^＊を積分器２４にて積分することにより、位相θが演算される。
ここで、ｄ軸電流指令値（有効電流指令値）ｉ_ｄ ^＊とｄ軸電流検出値（有効電流検出値）ｉ_ｄとの偏差は横流の有効分に相当しており、上述した制御によって横流の有効分を低減させるように角周波数指令値ω^＊を制御することができる。

また、ｑ軸電流指令値ｉ_ｑ ^＊とｑ軸電流検出値ｉ_ｑとの偏差を減算器３１により求め、この偏差をゲイン乗算器３２（比例ゲインＫ_ＰＱ）により増幅した結果とｄ軸母線電圧指令値ｖ_ｓｄ０ ^＊とを加算器３３により加算して、ｄ軸母線電圧指令値ｖ_ｓｄ ^＊が求められる。なお、ｑ軸母線電圧指令値ｖ_ｓｑ ^＊は零とする。
ｑ軸電流指令値（無効電流指令値）ｉ_ｑ ^＊とｑ軸電流検出値（無効電流検出値）ｉ_ｑとの偏差は横流の無効分に相当しており、上述した制御によって横流の無効分を低減させるようにｄ軸母線電圧指令値ｖ_ｓｄ ^＊を制御することができる。

更に、ｄ軸母線電圧指令値ｖ_ｓｄ ^＊とｄ軸母線電圧検出値ｖ_ｓｄとの偏差が減算器３４ａにより演算され、この偏差はｄ軸電圧調節器３５ａにより増幅されて電圧ｖ_ｄＡＶＲとなる。ｄ軸電圧調節器３５ａの後段の加算器３６は、上記電圧ｖ_ｄＡＶＲとｄ軸母線電圧指令値ｖ_ｓｄ ^＊とを加算してｄ軸電圧指令値ｖ_ｄ ^＊を演算する。
また、ｑ軸母線電圧指令値ｖ_ｓｑ ^＊（＝０）とｑ軸母線電圧検出値ｖ_ｓｑとの偏差が減算器３４ｂにより演算され、この偏差はｑ軸電圧調節器３５ｂにより増幅されて電圧ｖ_ｑＡＶＲとなり、この電圧ｖ_ｑＡＶＲはそのままｑ軸電圧指令値ｖ_ｑ ^＊として設定される。
上述した制御により、母線１０５の電圧を指令値に制御するためのｄ，ｑ軸電圧指令値ｖ_ｄ ^＊，ｖ_ｑ ^＊が演算され、これらの電圧指令値ｖ_ｄ ^＊，ｖ_ｑ ^＊が座標変換器１３に入力されることになる。

座標変換器１３は、位相θを用いてｄ，ｑ軸電圧指令値ｖ_ｄ ^＊，ｖ_ｑ ^＊を三相の電圧指令値ｖ_Ｒ ^＊，ｖ_Ｓ ^＊，ｖ_Ｔ ^＊に座標変換する。ＰＷＭ回路１４は、三相の電圧指令値ｖ_Ｒ ^＊，ｖ_Ｓ ^＊，ｖ_Ｔ ^＊と直流電圧検出値Ｅ_ｄｃとに基づいて、インバータ２０２の半導体スイッチング素子をオンオフさせるためのゲート信号を演算する。

特公昭５３−３６１３７号公報（第２欄第２３行〜第４欄第３４行、第５欄第６行〜第８欄第１９行、第４図等） 特許第２８８７０１３号公報（段落［００５２］〜［００６４］、図１，図４等）

電力変換装置１０１，１０２の間に流れる横流を十分小さくするためには、横流の有効分に乗じる比例ゲインＫ_ＰＰや、横流の無効分に乗じる比例ゲインＫ_ＰＱを大きく設計する必要がある。ところが、従来技術では、以下の二つの理由から比例ゲインＫ_ＰＰ，Ｋ_ＰＱを十分大きく設計することができない。

まず、第１の理由について説明する。
図３等の従来技術による横流制御の原理は、横流の有効分を制御する角周波数制御系の応答、及び、横流の無効分を制御する電圧制御系の応答よりも、電流の応答が十分速いことを前提としている。しかしながら、図２に示したインバータ２０２の出力フィルタ回路２３１にはダンピング要素がほとんどないので、実際の電流（ｄ，ｑ軸電流検出値ｉ_ｄ，ｉ_ｑ）の応答は振動的である。従って、比例ゲインＫ_ＰＰ，Ｋ_ＰＱを大きくすると、結果的に角周波数指令値ω^＊やｄ軸母線電圧指令値ｖ_ｓｄ ^＊が変動し、制御系の安定性が低下する。

次に、第２の理由について説明する。
出力フィルタ回路２３１のリアクトル２０３，２０４のインダクタンスは、一般にパーセントインピーダンスで数％程度の小さな値であることから、インバータ出力電圧の位相の変動に対する横流の有効分の変動が大きい。一方、図３の制御装置では、横流の有効分を制御するために角周波数指令値ω^＊を制御し、これを積分してｄ−ｑ軸の位相θを演算している。
これらのことから、角周波数指令値ω^＊を僅かに変化させただけでも、位相θを介して横流の有効分が大きく変動するので、周波数制御系の安定性の制約から、比例ゲインＫ_ＰＰを大きく設計することができない。

そこで、本発明の解決課題は、複数台の電力変換装置間の横流を抑制するための角周波数制御系及び電圧制御系等の安定性を向上させた電力変換システムを提供することにある。

上記課題を解決するため、請求項１に係る電力変換システムは、電力変換器及びその制御装置からなる電力変換装置が複数台並列に接続され、すべての前記電力変換器の出力側が母線を介して負荷に接続される電力変換システムにおいて、
前記制御装置は、
前記電力変換器の出力電流、出力電圧及び母線電圧をベクトルとしてとらえるとともに、
前記電力変換器の有効電流指令値と有効電流検出値との偏差を増幅して角周波数指令値を演算する手段と、
前記電力変換器の無効電流指令値と無効電流検出値との偏差を増幅して母線電圧指令値を演算する手段と、
前記母線電圧指令値と母線電圧検出値との偏差を増幅して第１の出力電圧指令値を演算する手段と、
前記電力変換器の出力電流に比例する仮想抵抗電圧降下を演算する手段と、
前記出力電流を９０°回転させたベクトルに比例する仮想リアクタンス電圧降下を演算する手段と、
前記第１の出力電圧指令値から、電圧補償値としての前記仮想抵抗電圧降下及び前記仮想リアクタンス電圧降下を減算して第２の出力電圧指令値を演算する手段と、
前記電力変換器の出力電圧を前記第２の出力電圧指令値に制御する手段と、を備えたものである。
これにより、電力変換装置の出力側の見かけの抵抗及び見かけのインダクタンスを大きくして制御系を安定化させることができる。

請求項２に係る電力変換システムは、請求項１に記載した電力変換システムにおいて、前記制御装置は、前記電流検出値の微分値に比例する仮想過渡電圧降下を演算する手段を更に備え、前記第１の出力電圧指令値から減算される前記電圧補償値が、前記仮想抵抗電圧降下及び前記仮想リアクタンス電圧降下のほかに前記仮想過渡電圧降下を含むことを特徴とする。
これにより、電流の過渡状態にも電圧補償値の作用によって見かけのインダクタンスを大きくでき、制御系をより安定化させることができる。

請求項３に係る電力変換システムは、請求項１または２に記載した電力変換システムにおいて、前記制御装置は、前記仮想抵抗電圧降下、前記仮想リアクタンス電圧降下及び前記仮想過渡電圧降下を、前記有効電流検出値及び無効電流検出値のハイパスフィルタ出力を用いて演算するものである。
これにより、定常状態における母線電圧の制御精度を改善するとともに、過渡状態における安定性を改善することができる。

請求項４に係る電力変換システムは、請求項１または２に記載した電力変換システムにおいて、前記制御装置は、前記仮想抵抗電圧降下、前記仮想リアクタンス電圧降下及び前記仮想過渡電圧降下を、前記有効電流検出値及び無効電流検出値とこれらの電流検出値のハイパスフィルタ出力とを用いて演算するものである。
これにより、電力変換器と母線とをトランスを介して接続するときのように電力変換器と母線との間のインダクタンスが大きい場合に、定常状態における母線電圧の制御精度を改善するとともに、過渡状態における安定性を改善することができる。

請求項５に係る電力変換システムは、請求項１〜４のいずれか１項に記載した電力変換システムにおいて、前記制御装置は、前記角周波数指令値に比例して前記仮想リアクタンス電圧降下を演算するものである。
これにより、角周波数指令値の変動が大きい場合にも見かけのインダクタンスを正確に制御することができる。

本発明によれば、電力変換装置の出力側の見かけの抵抗及び見かけのインダクタンスを大きくすることにより、制御装置の角周波数制御系や電圧制御系の安定化が可能であり、複数台の電力変換装置の間を流れる横流の抑制に寄与することができる。

本発明の実施形態における制御装置の構成を示すブロック図である。 従来の電力変換システムの全体構成図である。 図２における制御装置の構成を示すブロック図である。 ｄ−ｑ軸の定義を示す図である。

以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
図１はこの実施形態における制御装置の構成を示すブロック図であり、この制御装置を備えた電力変換装置の構成、及び、複数台の電力変換装置を並列に接続した電力変換システムの構成は、図２に示したとおりである。

図１において、図３と同一の部分については説明を省略し、以下では図３との相違点を中心に説明する。
図１に係る制御装置では、座標変換器１１から出力されるｄ，ｑ軸電流検出値ｉ_ｄ，ｉ_ｑに基づいてｄ，ｑ軸電圧補償値ｖ_ｄｃｍｐ，ｖ_ｑｃｍｐを生成する電圧補償器４１と、元のｄ，ｑ軸電圧指令値（第１のｄ，ｑ軸電圧指令値という）ｖ_ｄ ^＊，ｖ_ｑ ^＊からｄ，ｑ軸電圧補償値ｖ_ｄｃｍｐ，ｖ_ｑｃｍｐをそれぞれ減算して第２のｄ，ｑ軸電圧指令値ｖ_ｄ ^＊＊，ｖ_ｑ ^＊＊を求める減算器３７ａ，３７ｂが追加されており、第２のｄ，ｑ軸電圧指令値ｖ_ｄ ^＊＊，ｖ_ｑ ^＊＊が座標変換器１３に入力されている。

ここで、角周波数制御系や電圧制御系を安定にするためには、制御装置から見た電力変換装置の出力側の見かけの抵抗及びインダクタンスを大きくすればよく、例えば図２の例では、出力フィルタ回路２３１の見かけの抵抗及びインダクタンスを大きくすればよい。これは、インバータ２０２の出力電流検出値に応じて電圧補償値を生成し、この電圧補償値を用いてインバータ２０２の電圧指令値を補正することにより実現可能である。

すなわち図１において、電圧補償器４１は、ｄ，ｑ軸電流検出値ｉ_ｄ，ｉ_ｑを用いて、制御装置から見た出力フィルタ回路２３１の見かけの抵抗及びインダクタンスが大きくなるようにｄ，ｑ軸電圧補償値ｖ_ｄｃｍｐ，ｖ_ｑｃｍｐを演算する。この電圧補償器４１の詳細については後述する。
次に、減算器３７ａ，３７ｂはｄ，ｑ軸電圧指令値ｖ_ｄ ^＊，ｖ_ｑ ^＊からｄ，ｑ軸電圧補償値ｖ_ｄｃｍｐ，ｖ_ｑｃｍｐをそれぞれ減算して第２のｄ，ｑ軸電圧指令値ｖ_ｄ ^＊＊，ｖ_ｑ ^＊＊を求め、座標変換器１３は、位相θを用いて第２のｄ，ｑ軸電圧指令値ｖ_ｄ ^＊＊，ｖ_ｑ ^＊＊を三相の電圧指令値ｖ_Ｒ ^＊，ｖ_Ｓ ^＊，ｖ_Ｔ ^＊に座標変換する。

次いで、電圧補償器４１によるｄ，ｑ軸電圧補償値ｖ_ｄｃｍｐ，ｖ_ｑｃｍｐの演算内容を、実施例１〜実施例５として説明する。

この実施例１は、請求項２，５に対応するものである。
図２に示した出力フィルタ回路２３１のフィルタ抵抗器２０５、フィルタコンデンサ２０６に流れる電流が十分小さいと近似した場合、インバータ２０２の交流出力回路の電圧方程式は数式１によって表すことができる。

数式１の右辺の第１項〜第３項は出力フィルタ回路２３１の電圧降下であり、第１項は抵抗電圧降下、第２項は過渡電圧降下、第３項はリアクタンス電圧降下である。行列Ｊはベクトルを９０°進み方向に回転させる行列であり、上記リアクタンス電圧降下は、電流ベクトルｉ_ｄｑを９０°回転したベクトルに比例する。
数式１の左辺を整理してｄ−ｑ軸電圧指令値ベクトルｖ_ｄｑ ^＊の関係式を導出すると、数式２となる。

数式２におけるｄ−ｑ軸電圧補償値ベクトルｖ_{ｄｑｃｍｐ}を、数式３により演算する。

このとき、数式２の電圧方程式は数式４となる。

数式４における見かけの抵抗ｒ_ｌＭと見かけのインダクタンスＬ_ｌＭは、それぞれ、数式５、数式６によって表すことができる。

数式４〜数式６より、抵抗補償値ｒ_ｌｃｍｐ及びインダクタンス補償値Ｌ_ｌｃｍｐをそれぞれ正の値にすれば、出力フィルタ回路２３１の見かけの抵抗ｒ_ｌＭ及び見かけのインダクタンスＬ_ｌＭを実際の値ｒ_ｌＭ，Ｌ_ｌＭよりそれぞれ大きくすることができる。
つまり、これらの抵抗補償値ｒ_ｌｃｍｐ及びインダクタンス補償値Ｌ_ｌｃｍｐを用いて数式３によりｄ−ｑ軸電圧補償値ベクトルｖ_{ｄｑｃｍｐ}を演算し、その成分（ｄ，ｑ軸電圧補償値ｖ_ｄｃｍｐ，ｖ_ｑｃｍｐ）を元のｄ，ｑ軸電圧指令値ｖ_ｄ ^＊，ｖ_ｑ ^＊からそれぞれ減算して第２のｄ，ｑ軸電圧指令値ｖ_ｄ ^＊＊，ｖ_ｑ ^＊＊を生成することにより、制御の安定化が可能である。

言い換えれば、電圧補償器４１では、数式３に示したように、インバータ２０２の出力電流検出値に比例した仮想抵抗電圧降下（ｒ_ｌｃｍｐｉ_ｄｑ）と、出力電流検出値の微分値に比例する仮想過渡電圧降下（ｐＬ_ｌｃｍｐｉ_ｄｑ）と、出力電流検出値を９０°回転させたベクトルに比例する仮想リアクタンス電圧降下（ω^＊Ｌ_ｌｃｍｐＪｉ_ｄｑ）とを演算してこれらの和であるｄ−ｑ軸電圧補償値ベクトルｖ_{ｄｑｃｍｐ}を演算し、そのｄ，ｑ軸成分ｖ_ｄｃｍｐ，ｖ_ｑｃｍｐを元のｄ，ｑ軸電圧指令値ｖ_ｄ ^＊，ｖ_ｑ ^＊からそれぞれ減算して第２のｄ，ｑ軸電圧指令値ｖ_ｄ ^＊＊，ｖ_ｑ ^＊＊を生成するものである。

この実施例２は、実施例１を簡素化したものであり、請求項１，５に対応している。
見かけのインダクタンスＬ_ｌＭは、インバータ２０２の出力電流が定常状態になったときにのみ大きくするだけでも、周波数制御系を安定化することができる。また、定常状態では、数式２の右辺第２項の過渡電圧降下は零になる。
そこで、ｄ−ｑ軸電圧補償値ベクトルｖ_{ｄｑｃｍｐ}を、数式３の右辺から仮想過渡電圧降下（ｐＬ_ｌｃｍｐｉ_ｄｑ）を除いた下記の数式７により演算する。すなわち、電圧補償器４１では、仮想抵抗電圧降下（ｒ_ｌｃｍｐｉ_ｄｑ）と仮想リアクタンス電圧降下（ω^＊Ｌ_ｌｃｍｐＪｉ_ｄｑ）との和であるｄ−ｑ軸電圧補償値ベクトルｖ_{ｄｑｃｍｐ}を演算し、そのｄ，ｑ軸成分ｖ_ｄｃｍｐ，ｖ_ｑｃｍｐを元のｄ，ｑ軸電圧指令値ｖ_ｄ ^＊，ｖ_ｑ ^＊からそれぞれ減算して第２のｄ，ｑ軸電圧指令値ｖ_ｄ ^＊＊，ｖ_ｑ ^＊＊を生成するものである。

実施例３は、実施例２を更に簡素化したものであり、請求項１に対応している。
角周波数指令値ω^＊は、定常状態では定格角周波数ω_Ｎにほぼ等しくなる。このため、数式２の右辺第３項のリアクタンス電圧降下は、電流ベクトルｉ_ｄｑだけに依存する。このことを利用し、ｄ−ｑ軸電圧補償値ベクトルｖ_{ｄｑｃｍｐ}を数式８により演算する。

数式８におけるリアクタンス補償値ｘ_ｌｃｍｐは、インダクタンス補償値Ｌ_ｌｃｍｐ及び定格角周波数ω_Ｎから、数式９を用いて予め演算した結果を設定すればよい。

このように、本実施例の電圧補償器４１では、定常状態においてｄ−ｑ軸電圧補償値ベクトルｖ_{ｄｑｃｍｐ}が電流ベクトルｉ_ｄｑだけに依存することに着目し、数式８により求めたｄ−ｑ軸電圧補償値ベクトルｖ_{ｄｑｃｍｐ}のｄ，ｑ軸成分ｖ_ｄｃｍｐ，ｖ_ｑｃｍｐを元のｄ，ｑ軸電圧指令値ｖ_ｄ ^＊，ｖ_ｑ ^＊からそれぞれ減算して第２のｄ，ｑ軸電圧指令値ｖ_ｄ ^＊＊，ｖ_ｑ ^＊＊を生成するものである。

実施例４は、実施例３における母線電圧の制御精度を改善したものであり、請求項３に対応している。
数式４〜数式６により、見かけの抵抗Ｒ_ｌＭ及び見かけのインダクタンスＬ_ｌＭを大きくすると、インバータ２０２の出力電流の増加とともに電圧降下が増加し、母線電圧の制御精度が低下する。母線電圧の制御精度は、図１におけるｄ軸電圧調節器３５ａやｑ軸電圧調節器３５ｂのゲインを大きくすればある程度低減できるが、安定性や制御装置の制約から、これらのゲインを大きく設計できない場合がある。

ところで、制御系を安定化するためには、ｄ軸電圧調節器３５ａ及びｑ軸電圧調節器３５ｂのゲインを大きくする方法によらなくても、見かけの抵抗Ｒ_ｌＭ及び見かけのインダクタンスＬ_ｌＭを過渡状態にだけ大きくできればよい。そこで、電流ベクトルｉ_ｄｑをハイパスフィルタに通して得た出力（ハイパスフィルタ出力）ｉ_ｄｑＨを用いて、ｄ−ｑ軸電圧補償値ベクトルｖ_{ｄｑｃｍｐ}を数式１０により演算する。

この実施例によれば、数式１０により求めたｄ−ｑ軸電圧補償値ベクトルｖ_{ｄｑｃｍｐ}のｄ，ｑ軸成分ｖ_ｄｃｍｐ，ｖ_ｑｃｍｐを元のｄ，ｑ軸電圧指令値ｖ_ｄ ^＊，ｖ_ｑ ^＊からそれぞれ減算して第２のｄ，ｑ軸電圧指令値ｖ_ｄ ^＊＊，ｖ_ｑ ^＊＊を生成することで、母線電圧の制御精度を改善することができる。

実施例５は、実施例４と同様に母線電圧の制御精度を改善したものであり、請求項４に対応している。
図２における電力変換装置１０１，１０２の交流出力側と母線１０５とをトランスを介して接続する場合、トランスの漏れインダクタンスに起因した電圧降下により、重負荷時に母線電圧の電圧制御精度が低下する。この場合、定常状態では電圧制御精度を改善するために見かけのインダクタンスを積極的に小さく制御し、過渡状態では安定性を改善するために見かけのインダクタンスを大きく制御するのがよい。
そこで、電圧補償器４１では、電流ベクトルｉ_ｄｑ、及び、この電流ベクトルｉ_ｄｑのハイパスフィルタ出力ｉ_ｄｑＨの両方を用いて、ｄ−ｑ軸電圧補償値ベクトルｖ_{ｄｑｃｍｐ}を数式１１により演算する。

数式１１において、リアクタンス補償値ｘ_ｌｃｍｐには負の値を設定し、定常状態における見かけのインダクタンスを低減する。一方、抵抗補償値ｒ_{ｌｃｍｐＨ}及びリアクタンス補償値ｘ_{ｌｃｍｐＨ}にはそれぞれ正の値を設定し、過渡状態における見かけの抵抗とインダクタンスを大きくすればよい。
こうして求めたｄ−ｑ軸電圧補償値ベクトルｖ_{ｄｑｃｍｐ}のｄ，ｑ軸成分ｖ_ｄｃｍｐ，ｖ_ｑｃｍｐを元のｄ，ｑ軸電圧指令値ｖ_ｄ ^＊，ｖ_ｑ ^＊からそれぞれ減算して第２のｄ，ｑ軸電圧指令値ｖ_ｄ ^＊＊，ｖ_ｑ ^＊＊を生成することにより、トランスの漏れインダクタンスに影響されることなく母線電圧の制御精度を改善することができる。

１１，１２，１３ 座標変換器
１４ ＰＷＭ回路
２１，３１，３３，３４ａ，３４ｂ，３７ａ，３７ｂ 減算器
２２，３２ ゲイン乗算器
２３，３６ 加算器
２４ 積分器
３５ａ ｄ軸電圧調節器
３５ｂ ｑ軸電圧調節器
４１ 電圧補償器
１０１，１０２ 電力変換装置
１０３ 統括制御装置
１０４ 負荷
１０５ 母線
２０１ 直流電圧源
２０２ インバータ
２０３，２０４ フィルタリアクトル
２０５ フィルタ抵抗器
２０６ フィルタコンデンサ
２１１，２１３ 電圧検出器
２１２ 電流検出器
２２１ 制御装置
２３１ 出力フィルタ回路
３０１ 加算器
３０２ ゲイン乗算器
１１，１２，１３ 座標変換器

Claims (5)

1. 電力変換器及びその制御装置からなる電力変換装置が複数台並列に接続され、すべての前記電力変換器の出力側が母線を介して負荷に接続される電力変換システムにおいて、
   前記制御装置は、
   前記電力変換器の出力電流、出力電圧及び母線電圧をベクトルとしてとらえるとともに、
   前記電力変換器の有効電流指令値と有効電流検出値との偏差を増幅して角周波数指令値を演算する手段と、
   前記電力変換器の無効電流指令値と無効電流検出値との偏差を増幅して母線電圧指令値を演算する手段と、
   前記母線電圧指令値と母線電圧検出値との偏差を増幅して第１の出力電圧指令値を演算する手段と、
   前記電力変換器の出力電流に比例する仮想抵抗電圧降下を演算する手段と、
   前記出力電流を９０°回転させたベクトルに比例する仮想リアクタンス電圧降下を演算する手段と、
   前記第１の出力電圧指令値から、電圧補償値としての前記仮想抵抗電圧降下及び前記仮想リアクタンス電圧降下を減算して第２の出力電圧指令値を演算する手段と、
   前記電力変換器の出力電圧を前記第２の出力電圧指令値に制御する手段と、
   を備えたことを特徴とする電力変換システム。
2. 請求項１に記載した電力変換システムにおいて、
   前記制御装置は、
   前記電流検出値の微分値に比例する仮想過渡電圧降下を演算する手段を更に備え、
   前記第１の出力電圧指令値から減算される前記電圧補償値が、前記仮想抵抗電圧降下及び前記仮想リアクタンス電圧降下のほかに前記仮想過渡電圧降下を含むことを特徴とする電力変換システム。
3. 請求項１または２に記載した電力変換システムにおいて、
   前記制御装置は、
   前記仮想抵抗電圧降下、前記仮想リアクタンス電圧降下及び前記仮想過渡電圧降下を、前記有効電流検出値及び無効電流検出値のハイパスフィルタ出力を用いて演算することを特徴とする電力変換システム。
4. 請求項１または２に記載した電力変換システムにおいて、
   前記制御装置は、
   前記仮想抵抗電圧降下、前記仮想リアクタンス電圧降下及び前記仮想過渡電圧降下を、前記有効電流検出値及び無効電流検出値とこれらの電流検出値のハイパスフィルタ出力とを用いて演算することを特徴とする電力変換システム。
5. 請求項１〜４のいずれか１項に記載した電力変換システムにおいて、
   前記制御装置は、
   前記角周波数指令値に比例して前記仮想リアクタンス電圧降下を演算することを特徴とする電力変換システム。

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