JP2933640B2 - 交流電力変換器制御装置 - Google Patents
交流電力変換器制御装置Info
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Description
【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ この発明はフィルタを持った三相交流電力変換器の出
力電圧制御に関するものである。
力電圧制御に関するものである。
［従来の技術］ 第４図は例えば電気学会半導体出力変換研究会資料SP
C−86−59「定周波正弦波インバータの波形制御方式」
に示された従来の交流電力変換器制御装置の第１の例を
示すものである。
C−86−59「定周波正弦波インバータの波形制御方式」
に示された従来の交流電力変換器制御装置の第１の例を
示すものである。
図において、（100）はインバータ本体、（102）はリ
アクトル、（103）はコンデンサ、（121）は電流制御
器、（122）は減算器、（123）は電流指令を制限するリ
ミッタ、（124）は加算器、（126）は電圧制御器、（12
7）はコンデンサ電流基準発生器、（128）は減算器、
（129）は出力電圧基準発生器、（131）は負荷電流検出
器、（134）PWM変調回路、（151）はクロック回路であ
る。
アクトル、（103）はコンデンサ、（121）は電流制御
器、（122）は減算器、（123）は電流指令を制限するリ
ミッタ、（124）は加算器、（126）は電圧制御器、（12
7）はコンデンサ電流基準発生器、（128）は減算器、
（129）は出力電圧基準発生器、（131）は負荷電流検出
器、（134）PWM変調回路、（151）はクロック回路であ
る。
次に動作について説明する。インバータ本体（100）
は電流制御器（121）の出力を電圧指令として、PWM回路
（134）にてPWM制御され、リアクトル（102）、コンデ
ンサ（103）のLCフィルタを通して負荷へ交流電力を供
給している。図は単相のインバータについて示されてい
るが、三相の場合も原理は同じである。インバータ本体
（100）の出力電流は、電流指令リミッタ（123）の出力
を電流指令として減算器（122）にて電流検出信号との
偏差を取り、電流制御器（121）を通して電圧指令を作
ることにより高速に制御される。そのため、負荷のイン
ピーダンスの急激な変化による過電流などを抑制し、イ
ンバータ本体（100）の電力変換素子を保護することが
できる。出力電流指令は、出力母線電圧が確立するため
に流すべきLCフィルタのコンデンサ電流と負荷電流との
和で表される。そこで、出力母線電圧に同期したクロッ
ク回路（151）の信号より、コンデンサ電流基準発生器
（127）を通してコンデンサ電流基準を演算し、負荷電
流検出器（131）によって検出された負荷電流検出信号
と加えて電流指令とする。更に、負荷にかかる出力電圧
の検出信号と出力電圧基準発生器（129）によって作ら
れた電圧基準との偏差を電圧制御器（126）を通して電
流指令に加え合わせることによって電圧制御される。電
圧制御器の出力に負荷電流検出値とコンデンサ電流基準
を加えて電流指令とすると電圧制御特性が向上する効果
がある。
は電流制御器（121）の出力を電圧指令として、PWM回路
（134）にてPWM制御され、リアクトル（102）、コンデ
ンサ（103）のLCフィルタを通して負荷へ交流電力を供
給している。図は単相のインバータについて示されてい
るが、三相の場合も原理は同じである。インバータ本体
（100）の出力電流は、電流指令リミッタ（123）の出力
を電流指令として減算器（122）にて電流検出信号との
偏差を取り、電流制御器（121）を通して電圧指令を作
ることにより高速に制御される。そのため、負荷のイン
ピーダンスの急激な変化による過電流などを抑制し、イ
ンバータ本体（100）の電力変換素子を保護することが
できる。出力電流指令は、出力母線電圧が確立するため
に流すべきLCフィルタのコンデンサ電流と負荷電流との
和で表される。そこで、出力母線電圧に同期したクロッ
ク回路（151）の信号より、コンデンサ電流基準発生器
（127）を通してコンデンサ電流基準を演算し、負荷電
流検出器（131）によって検出された負荷電流検出信号
と加えて電流指令とする。更に、負荷にかかる出力電圧
の検出信号と出力電圧基準発生器（129）によって作ら
れた電圧基準との偏差を電圧制御器（126）を通して電
流指令に加え合わせることによって電圧制御される。電
圧制御器の出力に負荷電流検出値とコンデンサ電流基準
を加えて電流指令とすると電圧制御特性が向上する効果
がある。
第４図の制御系を式で表すと次のようになる。
Viu＝GI（Ｓ）（Iiu ＊−Iiu） ・・・（２） Iiu ＊＝Iou＋ωCEcos（ωｔ） ＋GV（Ｓ）｛（ESin（ωｔ）−Vou｝ ・・・（３） ただし、Viuはインバータ本体のＵ相出力電圧、Vouは
Ｕ相出力母線電圧、Iiuはインバータ本体のＵ相出力電
流、Iiu ＊はイバータ本体のＵ相出力電流指令、IouはＵ
相負荷電流、ωは出力母線電圧の角周波数、Ｅは出力母
線電圧の実効値指令、Ｃはコンデンサの静電容量、GI
（Ｓ）、GV（Ｓ）は電流制御装置、電圧制御装置の制御
要素である。
Ｕ相出力母線電圧、Iiuはインバータ本体のＵ相出力電
流、Iiu ＊はイバータ本体のＵ相出力電流指令、IouはＵ
相負荷電流、ωは出力母線電圧の角周波数、Ｅは出力母
線電圧の実効値指令、Ｃはコンデンサの静電容量、GI
（Ｓ）、GV（Ｓ）は電流制御装置、電圧制御装置の制御
要素である。
第４図の制御系は交流の検出信号を直接制御する方式
であり追値制御であるため制御要素GI（Ｓ）、GV（Ｓ）
に積分要素が入れられず、負荷によっては電圧波形が歪
み、負荷装置の誤動作の原因となることがある。
であり追値制御であるため制御要素GI（Ｓ）、GV（Ｓ）
に積分要素が入れられず、負荷によっては電圧波形が歪
み、負荷装置の誤動作の原因となることがある。
また、第１の例の外に次に示すように座標変換器を通
して交流信号を直流信号に変換して制御する方式もあ
る。
して交流信号を直流信号に変換して制御する方式もあ
る。
第５図は例えば同一出願人による先願（特願昭63−13
3073号）明細書に示された従来の交流電力変換器制御装
置の第２の例を示すものである。
3073号）明細書に示された従来の交流電力変換器制御装
置の第２の例を示すものである。
図において、１号インバータ（１）は同じ構成の２号
インバータ（２）と母線（３）を通して並列運転しつつ
負荷（４）へ出力を供給している。インバータ（１）の
構成要素として、（100）はインバータ本体、（102）は
リアクトル、（103）はコンデンサ、（104）は出力開閉
器、（120）は加算器、（121）は電流制御器、（122）
は減算器、（123）は電流指令を制限するリミッタ、（1
24）は加算器、（125）はリミッタ、（126）は電圧制御
器、（127）はコンデンサ電流基準発生器、（128）は減
算器、（129）は出力電圧基準発生器、（131）は分担電
流検出器、（132）は電圧検出器、（133）は電流検出
器、（134）はPWM変調回路、（140）は２相３相変換
器、（141）、（142）、（143）は３相２相変換器、（1
50）は３相正弦波発生器、（151）はPLL回路、（16
0）、（161）はCTである。第４図と同一または同様の動
作をする部分には同じ番号をつけている。
インバータ（２）と母線（３）を通して並列運転しつつ
負荷（４）へ出力を供給している。インバータ（１）の
構成要素として、（100）はインバータ本体、（102）は
リアクトル、（103）はコンデンサ、（104）は出力開閉
器、（120）は加算器、（121）は電流制御器、（122）
は減算器、（123）は電流指令を制限するリミッタ、（1
24）は加算器、（125）はリミッタ、（126）は電圧制御
器、（127）はコンデンサ電流基準発生器、（128）は減
算器、（129）は出力電圧基準発生器、（131）は分担電
流検出器、（132）は電圧検出器、（133）は電流検出
器、（134）はPWM変調回路、（140）は２相３相変換
器、（141）、（142）、（143）は３相２相変換器、（1
50）は３相正弦波発生器、（151）はPLL回路、（16
0）、（161）はCTである。第４図と同一または同様の動
作をする部分には同じ番号をつけている。
次に第５図に示す第２の例の交流電力変換器制御装置
の動作について説明する。インバータ（１）はインバー
タ本体（100）、リアクトル（102）、コンデンサ（10
3）を主要構成要素とし、直流電源（５）の電力を交流
に変換し、出力開閉器（104）を通して出力母線（３）
へ接続され、負荷（４）へ電力を供給する。インバータ
電流はCT（160）及び電流センサ（133）より、負荷電流
はCT（161a）より、出力母線電圧は電圧センサVS（13
2）で検出される。これら電流、電圧は交流量である
が、基本波と同期して回転する直交座標系に写像すると
基本波は直流に見えるので制御が容易になる。そのた
め、出力母線電圧からPLL（151）と正弦波発生器（15
0）を用いて座標変換用の基準正弦波を作成し、３相２
相変換器（141）、（142）、（143）によって電流、電
圧を直流に変換している。
の動作について説明する。インバータ（１）はインバー
タ本体（100）、リアクトル（102）、コンデンサ（10
3）を主要構成要素とし、直流電源（５）の電力を交流
に変換し、出力開閉器（104）を通して出力母線（３）
へ接続され、負荷（４）へ電力を供給する。インバータ
電流はCT（160）及び電流センサ（133）より、負荷電流
はCT（161a）より、出力母線電圧は電圧センサVS（13
2）で検出される。これら電流、電圧は交流量である
が、基本波と同期して回転する直交座標系に写像すると
基本波は直流に見えるので制御が容易になる。そのた
め、出力母線電圧からPLL（151）と正弦波発生器（15
0）を用いて座標変換用の基準正弦波を作成し、３相２
相変換器（141）、（142）、（143）によって電流、電
圧を直流に変換している。
出力電圧基準発生器（129）は出力母線電圧の線間実
効値指令を出力する。出力電圧指令と出力母線電圧の偏
差は減算器（128）を用いて演算され、電圧制御器（12
6）にて、電圧偏差を修正するための電流指令が作成さ
れる。また、コンデンサに一定の交流電圧が発生するた
めには進み電流をコンデンサに流さねばならないため、
その電流基準をコンデンサ電流基準発生器（127）で作
成する。さて、第５図の例ではインバータを並列に出力
母線に接続しているため、それぞれのインバータが負荷
電流を分担するように分担電流検出器（131）にて負荷
電流指令を決める。負荷電流指令はリミッタによって制
限され、インバータの能力を越える負荷電流指令が発生
するのを防いでいる。これら負荷電流指令、コンデンサ
電流基準、電圧制御器（126）の出力を加算器（124）で
加え、リミッタ（123）を通してインバータ電流の指令
値とする。さて、インバータ電流制御系は減算器（12
2）で電流偏差をとり、電流制御器（121）を通した値と
出力母線電圧を加えてインバータ電圧指令としている。
インバータ電圧指令は２相３相変換器（140）にて３相
交流電圧指令に変換され、PWM回路（134）にてPWM制御
されているインバータ本体から出力される。
効値指令を出力する。出力電圧指令と出力母線電圧の偏
差は減算器（128）を用いて演算され、電圧制御器（12
6）にて、電圧偏差を修正するための電流指令が作成さ
れる。また、コンデンサに一定の交流電圧が発生するた
めには進み電流をコンデンサに流さねばならないため、
その電流基準をコンデンサ電流基準発生器（127）で作
成する。さて、第５図の例ではインバータを並列に出力
母線に接続しているため、それぞれのインバータが負荷
電流を分担するように分担電流検出器（131）にて負荷
電流指令を決める。負荷電流指令はリミッタによって制
限され、インバータの能力を越える負荷電流指令が発生
するのを防いでいる。これら負荷電流指令、コンデンサ
電流基準、電圧制御器（126）の出力を加算器（124）で
加え、リミッタ（123）を通してインバータ電流の指令
値とする。さて、インバータ電流制御系は減算器（12
2）で電流偏差をとり、電流制御器（121）を通した値と
出力母線電圧を加えてインバータ電圧指令としている。
インバータ電圧指令は２相３相変換器（140）にて３相
交流電圧指令に変換され、PWM回路（134）にてPWM制御
されているインバータ本体から出力される。
これを、式で説明すると次のようになる。
（４）、（５）式はLCフィルタを含めたインバータの
方程式である。電圧、電流は回転座標軸上の値を示して
おり、Ｖγｉ、Ｖδｉはインバータ電圧、Ｖγｏ、Ｖ
δｏは出力母線電圧、Ｉγｉ、Ｉδｉはインバータ電
流、Ｉγｏ、Ｉδｏは負荷電流である。Ｃ、Ｇはコンデ
ンサの容量、コンダクタンス、Ｌ、Ｒはリアクトルのリ
アクタンス、抵抗である。
方程式である。電圧、電流は回転座標軸上の値を示して
おり、Ｖγｉ、Ｖδｉはインバータ電圧、Ｖγｏ、Ｖ
δｏは出力母線電圧、Ｉγｉ、Ｉδｉはインバータ電
流、Ｉγｏ、Ｉδｏは負荷電流である。Ｃ、Ｇはコンデ
ンサの容量、コンダクタンス、Ｌ、Ｒはリアクトルのリ
アクタンス、抵抗である。
これに対して、第５図の制御系を式で表すと、（６）、
（７）式になる。
（７）式になる。
ここで、Ｖγｏ ＊、Ｖδｏ ＊はγ軸、δ軸出力母線電圧
指令である。
指令である。
（６）式で電流制御装置の出力にＶγｏ、Ｖδｏを加
えているのは（５）式より電流制御にとってはＶγｏ、
Ｖδｏと外乱となるため、その影響を補償するためであ
ることがわかる。また、（７）式のＩγｏ、Ｉδｏ、ω
CVγｏ ＊、ωCVδｏ ＊の項は（４）式より電圧制御にと
ってはＩγｏ、Ｉδｏは外乱に、ωCVγｏ、ωCVδｏは
干渉項になるため、その影響を補償するためである。こ
の様にして、電流、電圧制御系の制御性能を向上させる
ことにより、負荷変動やインバータの故障などによって
インバータが過電流になることを防止することができ
る。
えているのは（５）式より電流制御にとってはＶγｏ、
Ｖδｏと外乱となるため、その影響を補償するためであ
ることがわかる。また、（７）式のＩγｏ、Ｉδｏ、ω
CVγｏ ＊、ωCVδｏ ＊の項は（４）式より電圧制御にと
ってはＩγｏ、Ｉδｏは外乱に、ωCVγｏ、ωCVδｏは
干渉項になるため、その影響を補償するためである。こ
の様にして、電流、電圧制御系の制御性能を向上させる
ことにより、負荷変動やインバータの故障などによって
インバータが過電流になることを防止することができ
る。
ところで、負荷（４）にはコンデンサインプット型の
整流器など、非線形な負荷が多く、出力母線には高調波
を多く含んだ電流が流れることが多い。（４）式よりわ
かるように、負荷電流Ｉγｏ、Ｉδｏの変動は直接に出
力母線電圧の変動として現れる。
整流器など、非線形な負荷が多く、出力母線には高調波
を多く含んだ電流が流れることが多い。（４）式よりわ
かるように、負荷電流Ｉγｏ、Ｉδｏの変動は直接に出
力母線電圧の変動として現れる。
（４）式を変形すると次のようにする。
また、（４）を書き直すと、 ここで、 を計算すると、 また、（７）式を変形すると、 ここで、 （６）式の右辺第２項のインバータ電流差の式に同一項
を加算、減算して書き直すと、 であるから、 （６−２）式を（６）式に代入すると、（11）式にな
る。
を加算、減算して書き直すと、 であるから、 （６−２）式を（６）式に代入すると、（11）式にな
る。
（８）、（９）式と（11）、（12）式を比べると第５
図の制御系は前記したように出力母線電圧が変動するの
を制御するため出力母線電圧成分や、コンデンサ電流成
分を補償しようとしていることがわかるが、次のような
理由により出力母線電圧が歪み、第１の例と同様、負荷
に対して誤動作などの影響を引き起こすことがある。
図の制御系は前記したように出力母線電圧が変動するの
を制御するため出力母線電圧成分や、コンデンサ電流成
分を補償しようとしていることがわかるが、次のような
理由により出力母線電圧が歪み、第１の例と同様、負荷
に対して誤動作などの影響を引き起こすことがある。
１） （９）式より充電電流Ｄγ、Ｄδを制御しようと
するとＩγｉ、ＩδＩやＤγ、Ｄδが干渉項として入っ
ているので、過渡時にそれが変動すると、Ｄγ、Ｄδが
変動し、出力電圧変動を引き起こす。
するとＩγｉ、ＩδＩやＤγ、Ｄδが干渉項として入っ
ているので、過渡時にそれが変動すると、Ｄγ、Ｄδが
変動し、出力電圧変動を引き起こす。
２） （11）式はコンデンサ電流指令の項 の演算に電圧指令を使用しているので、外乱などの影響
で電圧が指令値からずれてしまった場合、コンデンサ電
流が正しく制御されず、Ｄγ、Ｄδが変動し、出力電圧
変動を引き起こす。
で電圧が指令値からずれてしまった場合、コンデンサ電
流が正しく制御されず、Ｄγ、Ｄδが変動し、出力電圧
変動を引き起こす。
［課題を解決するための手段］ 第１の発明に係る交流電力変換器制御装置は、コンデ
ンサ電流指令を電圧フィードバック値より演算して与
え、更に交流電力変換器の電圧指令にリアクトルやコン
デンサによる干渉成分を加えた。
ンサ電流指令を電圧フィードバック値より演算して与
え、更に交流電力変換器の電圧指令にリアクトルやコン
デンサによる干渉成分を加えた。
第２の発明に係る交流電力変換器制御装置は、第１の
発明において、更に交流電力変換器の電圧指令に一次進
みフィルタを通した負荷電流成分を加えた。
発明において、更に交流電力変換器の電圧指令に一次進
みフィルタを通した負荷電流成分を加えた。
［作用］ 本発明における交流電力変換器制御装置は、外乱、特
に負荷電流の変動に対して出力母線電圧が変動しないよ
うな最適なインバータ電圧、インバータ電流を与えるた
め、出力母線電圧歪みを抑制する。
に負荷電流の変動に対して出力母線電圧が変動しないよ
うな最適なインバータ電圧、インバータ電流を与えるた
め、出力母線電圧歪みを抑制する。
［実施例］ 第１図に本発明の一実施例を示す。図において、（17
1）、（172）は加算器、（173）は演算器、（174）は加
算器、（175）は一次進みフィルタ、（176）は加算器、
（180）は演算器、（190）は干渉電圧演算器である。第
４図、第５図と同一部分には同じ番号をつけている。ま
た、第５図では二相分の演算器を分離していないが、第
１図は分離しているため、同一の作用を行なうものには
同じ番号をつけ、添え字a,bを付加して区別している。
1）、（172）は加算器、（173）は演算器、（174）は加
算器、（175）は一次進みフィルタ、（176）は加算器、
（180）は演算器、（190）は干渉電圧演算器である。第
４図、第５図と同一部分には同じ番号をつけている。ま
た、第５図では二相分の演算器を分離していないが、第
１図は分離しているため、同一の作用を行なうものには
同じ番号をつけ、添え字a,bを付加して区別している。
第１図の実施例にて演算器（180）は（10）式を実効
し、Ｄγ、Ｄδを求める。演算器（180）のブロック図
を第２図に示す。Ｄγ、Ｄδ、Ｉγｉ、Ｉδｉ、
Ｖγｏ、Ｖδｏより演算器（190）は（13）式を実効
し、電圧指令Ｖγｘ、Ｖδｘに加えてインバータ電圧指
令Ｖγｉ、Ｖδｉを出力する。演算器（190）のブロッ
ク図を第３図に示す。
し、Ｄγ、Ｄδを求める。演算器（180）のブロック図
を第２図に示す。Ｄγ、Ｄδ、Ｉγｉ、Ｉδｉ、
Ｖγｏ、Ｖδｏより演算器（190）は（13）式を実効
し、電圧指令Ｖγｘ、Ｖδｘに加えてインバータ電圧指
令Ｖγｉ、Ｖδｉを出力する。演算器（190）のブロッ
ク図を第３図に示す。
電圧指令Ｖγｘ、Ｖδｘよりみた系の方程式は、（1
4）式になる。
4）式になる。
（14）式は、γ軸の量と、γ軸の量が分離され、非干
渉化されている。
渉化されている。
さて、出力母線電圧Ｖγｏと、Ｖδｏを一定に制御す
るためには（８）式より、Ｄγ、Ｖδを０に制御すれば
よいことが分かる。（14）式において、Ｄγ、Ｄδは負
荷電流Ｉγｏ、Ｉδｏの微分によって変動することが分
かる。従って、Ｄγ、Ｄδを制御するために電圧指令Ｖ
γｘ、Ｖδｘが負荷電流Ｉγｏ、Ｉδｏの微分項を持て
ば、Ｄγ、Ｄδの変動を抑制することができる。実際に
は微分はノイズを増幅するため、一次進みフィルタ（17
5）を通して加算する。
るためには（８）式より、Ｄγ、Ｖδを０に制御すれば
よいことが分かる。（14）式において、Ｄγ、Ｄδは負
荷電流Ｉγｏ、Ｉδｏの微分によって変動することが分
かる。従って、Ｄγ、Ｄδを制御するために電圧指令Ｖ
γｘ、Ｖδｘが負荷電流Ｉγｏ、Ｉδｏの微分項を持て
ば、Ｄγ、Ｄδの変動を抑制することができる。実際に
は微分はノイズを増幅するため、一次進みフィルタ（17
5）を通して加算する。
電流制御は（15）式で示される。これは書き換えると
（16）式になる。
（16）式になる。
（16）式の｛ ｝で囲んだ項はインバータ電流の指令
値と考えられる。演算器（171）、（172）、（173）は
それらを演算する。インバータ電流はインバータ本体の
素子を保護するため、リミッタ（123）で飽和させる。
更に、（122）の演算器でインバータ電流誤差を演算
し、電流制御器（121）にて電流制御を行なう。
値と考えられる。演算器（171）、（172）、（173）は
それらを演算する。インバータ電流はインバータ本体の
素子を保護するため、リミッタ（123）で飽和させる。
更に、（122）の演算器でインバータ電流誤差を演算
し、電流制御器（121）にて電流制御を行なう。
更に、演算器（128）、電圧制御器（126）にて電圧が
指令値からずれたときに補正する充電電流を制御し、定
電圧制御を行なっている。電圧制御を（17）式に示す。
指令値からずれたときに補正する充電電流を制御し、定
電圧制御を行なっている。電圧制御を（17）式に示す。
この様にして出力母線電圧が変動しないように電流を
制御したため、出力母線電圧の変動は最小に抑えられ、
出力電圧歪を小さくすることができる。
制御したため、出力母線電圧の変動は最小に抑えられ、
出力電圧歪を小さくすることができる。
上記実施例ではリアクトルの抵抗やコンデンサのコン
ダクタンスＧを考慮した制御系を組んだが、抵抗やコン
ダクタンスが無視できる場合は抵抗Ｒまたはコンダクタ
ンスＧを０とおいて制御しても問題ない。
ダクタンスＧを考慮した制御系を組んだが、抵抗やコン
ダクタンスが無視できる場合は抵抗Ｒまたはコンダクタ
ンスＧを０とおいて制御しても問題ない。
また、上記実施例では一次進みフィルタを入れた制御
を行なっているが、一次進みフィルタがなくても従来の
制御系よりも出力電圧歪抑制性能の向上が可能である。
を行なっているが、一次進みフィルタがなくても従来の
制御系よりも出力電圧歪抑制性能の向上が可能である。
逆に、一次進みフィルタを入れ、電圧指令を（18）式
のように簡単化しても出力電圧歪抑制性能の向上であ
る。
のように簡単化しても出力電圧歪抑制性能の向上であ
る。
以上の説明では本発明をインバータを使用するものと
して説明したが、他の電力変換器でもよい。また、第１
図の原理を実現するためにはアナログ演算増幅器を用い
たディスクリート回路でもよいし、マイクロプロセッサ
や、デジタルシグナルプロセッサによるデジタル制御で
もソフトウェア処理によってもよい。
して説明したが、他の電力変換器でもよい。また、第１
図の原理を実現するためにはアナログ演算増幅器を用い
たディスクリート回路でもよいし、マイクロプロセッサ
や、デジタルシグナルプロセッサによるデジタル制御で
もソフトウェア処理によってもよい。
［発明の効果］ 以上のように本発明は出力線電圧を変動させる成分を
演算し、電圧指令、電流指令に入れて制御したので、電
流制御性が向上し、出力電圧歪の抑制効果が向上する。
演算し、電圧指令、電流指令に入れて制御したので、電
流制御性が向上し、出力電圧歪の抑制効果が向上する。
第１図は本発明の一実施例による交流電力変換器制御装
置を示すブロック図、第２図は本発明の一実施例を説明
する出力母線電圧を変動させる電流成分の演算器（18
0）を示すブロック図、第３図は本発明の一実施例を説
明する演算部（190）の動作を示すブロック図、第４図
は従来の交流電力変換器制御装置の第１の例を示すブロ
ック図、第５図は従来の交流電力変換器制御装置の第２
の例を示すブロック図である。 （100）はインバータ本体、（102）はリアクトル、（10
3）はコンデンサ、（121）は電流制御器、（122）は減
算器、（126）は電圧制御器、（128）は減算器、（14
1）、（142）、（143）は３相２相変換器、（171）、
（172）は加算器、（173）は演算器、（174）は加算器
（175）は一次進みフィルタ、（176）は加算器、（18
0）は演算器、（190）は干渉電圧演算器である。 なお、図中同一符号は同一、または相当部分を示す。
置を示すブロック図、第２図は本発明の一実施例を説明
する出力母線電圧を変動させる電流成分の演算器（18
0）を示すブロック図、第３図は本発明の一実施例を説
明する演算部（190）の動作を示すブロック図、第４図
は従来の交流電力変換器制御装置の第１の例を示すブロ
ック図、第５図は従来の交流電力変換器制御装置の第２
の例を示すブロック図である。 （100）はインバータ本体、（102）はリアクトル、（10
3）はコンデンサ、（121）は電流制御器、（122）は減
算器、（126）は電圧制御器、（128）は減算器、（14
1）、（142）、（143）は３相２相変換器、（171）、
（172）は加算器、（173）は演算器、（174）は加算器
（175）は一次進みフィルタ、（176）は加算器、（18
0）は演算器、（190）は干渉電圧演算器である。 なお、図中同一符号は同一、または相当部分を示す。
Claims (2)
- 【請求項１】出力母線を通じて負荷に接続されたLCフィ
ルタを持った交流電力変換器において、上記交流電力変
換器の出力電流、出力母線電圧及び負荷電流を検出する
手段、上記交流電力変換器の出力母線電圧に同期した位
相信号を発生する手段、その位相信号を用いて上記出力
電流、出力母線電圧および負荷電流の検出信号をそれぞ
れγ軸とδ軸による同期回転座標系の２つの成分に変換
する手段、出力母線電圧のγ軸成分の基準とδ軸成分の
基準を設定する手段、このγ軸とδ軸の出力母線電圧基
準と上記出力母線電圧検出信号の偏差を入力とし、この
偏差を修正するための第一の信号をγ軸、δ軸それぞれ
について導出する電圧制御手段、上記出力母線電圧検出
信号から上記フィルタのコンデンサに流れるべきγ軸と
δ軸の電流値を推定し、その電流値と上記第一の信号お
よび負荷電流検出信号の和をγ軸とδ軸のそれぞれにつ
いて求め、上記変換器の電流指令値とする手段、その電
流指令値と上記出力電流検出信号との偏差を入力とし
て、この偏差を修正するための第二の信号をγ軸、δ軸
それぞれについて導出する電流制御手段、（１）式にて
示される第三の信号をγ軸、δ軸それぞれについて導出
する手段を持ち、上記第二の信号と上記第三の信号の和
を上記交流電力変換器のγ軸δ軸電圧指令とすることを
特徴とした交流電力変換器制御装置。 但し、Ｖγ、Ｖδ：γ軸、δ軸の第三の信号、Ｖγｏ、
Ｖδｏ：γ軸、δ軸の出力母線電圧検出信号、Ｉγｉ、
Ｉδｉ：γ軸、δ軸の交流電力変換器の出力電流、Ｉ
γｏ、Ｉδｏ：γ軸、δ軸の負荷電流、ω：出力母線電
圧の角周波数、Ｌ、R:フィルタのリアクトルのリアクタ
ンス、、抵抗、Ｃ、G:フィルタのコンデンサの静電容
量、コンダクタンス。 - 【請求項２】請求項１記載の交流電力変換器制御装置に
おいて、一次進みフィルタを介してフィードバックされ
たγ軸、δ軸の負荷電流信号を第四の信号とし、第二の
信号と第三の信号と第四の信号の和を交流電力変換器の
γ軸、δ軸電圧指令とすることを特徴とした交流電力変
換器制御装置。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1197521A JP2933640B2 (ja) | 1989-07-28 | 1989-07-28 | 交流電力変換器制御装置 |
| US07/557,237 US5065304A (en) | 1989-07-28 | 1990-07-25 | Controller for AC power converter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1197521A JP2933640B2 (ja) | 1989-07-28 | 1989-07-28 | 交流電力変換器制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0360380A JPH0360380A (ja) | 1991-03-15 |
| JP2933640B2 true JP2933640B2 (ja) | 1999-08-16 |
Family
ID=16375849
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1197521A Expired - Fee Related JP2933640B2 (ja) | 1989-07-28 | 1989-07-28 | 交流電力変換器制御装置 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5065304A (ja) |
| JP (1) | JP2933640B2 (ja) |
Families Citing this family (13)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH04299027A (ja) * | 1991-03-27 | 1992-10-22 | Toshiba Corp | インバータ装置 |
| JP3022063B2 (ja) * | 1993-01-07 | 2000-03-15 | 三菱電機株式会社 | 電力変換器の制御装置 |
| US5661390A (en) * | 1995-06-23 | 1997-08-26 | Electric Power Research Institute, Inc. | Inverter-fed motor drive with EMI suppression |
| US6047787A (en) * | 1998-02-03 | 2000-04-11 | Ecostar Electric Drive Systems Llc | Voltage control method for an electric motor control system |
| JP5622030B2 (ja) * | 2010-06-03 | 2014-11-12 | 富士電機株式会社 | 電力変換システム |
| JP5731920B2 (ja) * | 2011-07-20 | 2015-06-10 | 株式会社日立製作所 | 交流電源装置とその制御装置 |
| JP5630494B2 (ja) * | 2012-11-08 | 2014-11-26 | ダイキン工業株式会社 | 電力変換装置 |
| JP6295782B2 (ja) * | 2014-03-31 | 2018-03-20 | 株式会社安川電機 | 電力変換装置、発電システム、制御装置および電力変換方法 |
| US10205402B2 (en) * | 2015-09-17 | 2019-02-12 | Mitsubishi Electric Corporation | Power conversion device for converting power between a DC circuit and an AC circuit by performing a non-linear operation |
| JP6509352B2 (ja) * | 2015-09-17 | 2019-05-08 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置 |
| EP3352361B1 (en) * | 2015-09-17 | 2019-11-27 | Mitsubishi Electric Corporation | Power conversion device |
| JP6548813B2 (ja) * | 2016-03-28 | 2019-07-24 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置 |
| JP6437164B1 (ja) * | 2017-03-03 | 2018-12-12 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置、および通信方法 |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE3161614D1 (en) * | 1980-03-28 | 1984-01-19 | Siemens Ag | Inverter device |
| JPH0746917B2 (ja) * | 1987-07-28 | 1995-05-17 | 三菱電機株式会社 | ３相変換器の制御装置 |
-
1989
- 1989-07-28 JP JP1197521A patent/JP2933640B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1990
- 1990-07-25 US US07/557,237 patent/US5065304A/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0360380A (ja) | 1991-03-15 |
| US5065304A (en) | 1991-11-12 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |