JPH10201099A - アクティブフィルタ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 高調波抑制性能を向上でき、アクティブフィ
ルタの位相遅れをなくし、安定な高調波抑制を行う。 【解決手段】 高調波制御器９，９は、電源電流ｉ_su、
ｉ_swから、各次高調波の正弦波成分Ａｘおよび余弦波成
分Ａｙ（直流量）を検出し、それぞれの相に対応する電
流指令ｉ_u ^*、ｉ_w ^*を独立して算出する。アクティブフィ
ルタは、時間ｔに従って時々刻々変化する、高調波の瞬
時値で制御するのではなく、高調波制御器９，９によっ
て検出された、各次高調波の正弦波成分Ａｘ、余弦波成
分Ａｙに基づいて算出された電流指令ｉ_u ^*、ｉ_w ^*によっ
て電源電流の各次高調波を制御する。すなわち、正弦波
成分Ａｘ、余弦波成分Ａｙは、直流量（一定値）である
ので、制御しても位相遅れが発生しない。この結果、高
調波抑制性能を向上することができる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、負荷が発生する
高調波を打ち消すように、補償電流を電力系統に注入す
ることにより、電源側へ流出する高調波を抑制するアク
ティブフィルタに関する。

【０００２】

【従来の技術】負荷に電力を供給する電力系統には、負
荷が発生する高調波を打ち消すように、電力系統に補償
電流を注入することにより、電源側へ流出する高調波を
抑制するアクティブフィルタが接続されている。ここ
で、図１５は、従来のアクティブフィルタを適用した電
力系統の構成を示すブロック図である。図において、負
荷電流ｉ_Lu、ｉ_Lv、ｉ_Lwは、高調波検出器１において、
電源周波数によって回転する直交２軸の回転座標系に変
換される。２軸の一方向を有効電力成分の電流を示すｐ
軸にとり、他方を無効電力成分の電流を示すｑ軸にと
る。このとき、基本波の有効電流がｐ軸に直流量として
表れ、また、基本波の無効電流がｑ軸に直流量として表
れ、高調波が各軸に交流量として表れる。

【０００３】アクティブフィルタの補償対象は、負荷が
発生する高調波や無効電力となる。そこで、有効電流ｉ
_Lpの交流成分ｉ_LpHと無効電流ｉ_Lqとを補償電流の指令
値とする。ｉ_u ^*、ｉ_v ^*、ｉ_w ^*は、三相交流で表現した補
償電流指令値である。該補償電流指令値ｉ_u ^*、ｉ_v ^*、ｉ
_w ^*、および上記有効電流ｉ_Lpと無効電流ｉ_Lqは、次式で
表される。

【数１】

【０００４】

【数２】

【０００５】

【数３】

【０００６】

【数４】

【０００７】図１５に示す従来のアクティブフィルタで
は、電圧形インバータ２を主回路に用いているため、直
流電圧検出器３で検出された、主回路の直流電圧Ｅを、
電源電圧よりも高くする必要がある。そこで、直流電圧
Ｅと指令値Ｅ^*との偏差に基づいて、コンデンサＣdの充
電電流指令値ｉ_E ^*（すなわち、ｉ_Eu ^*、ｉ_Ev ^*、ｉ_Ew ^*）
を演算し、これを出力電流指令値ｉ_O ^*に加えることによ
り、直流電圧Ｅを一定に保つよう制御している。各相の
充電電流指令値ｉ_Eu ^*、ｉ_Ev ^*、ｉ_Ew ^*は、次式で表され
る。

【数５】

【０００８】出力電流の制御は、ＡＣＲ４によって、指
令ｉ_ou ^*、ｉ_ov ^*、ｉ_ow ^*と出力ｉ_ou、ｉ_ov、ｉ_owとの偏
差に基づいて、インバータ２の出力電圧をパルス幅制御
することにより、該出力電圧を指令値に追従制御させ、
双方を一致させることで行われる。ここで、直流電圧の
制御の応答を低く抑え、充電電流指令ｉ_Ep ^*を直流成分
のみにすることで、指令ｉ_Eu ^*、ｉ_Ev ^*、ｉ_Ew ^*を、基本
波の有効電流とすることができる。このとき、出力電流
ｉ_ou、ｉ_ov、ｉ_owの高調波成分と無効電力成分は、指令
ｉ_u ^*、ｉ_v ^*、ｉ_w ^* に一致する。したがって、アクティ
ブフィルタは、負荷が発生する高調波や無効電力を打ち
消す補償電流を系統に注入することになるので、電源側
へ流出する高調波や無効電力が抑制される。

【０００９】

【発明が解決しようとする課題】ところで、上述した従
来の高調波検出器において、出力電流指令ｉ_ou ^*、
ｉ_ov ^*、ｉ_ow ^*に対する出力電流ｉ_ou、ｉ_ov、ｉ_owの周波
数特性は、図１６（ａ）、（ｂ）に示すようになる。図
示するように、入力される周波数ｆが高くなるほど、そ
の周波数成分のゲインＧは低下し、位相遅れθは大きく
なる。つまり、負荷の高調波次数が高くなるほど、その
周波数成分の出力電流はゲインＧが低下し位相遅れθが
大きくなる。このため、アクティブフィルタの高調波抑
制性能が低下するという問題がある。

【００１０】例えば、ゲインＧが低下しないと仮定（Ｇ
＝０ｄＢ）し、位相遅れθが６０ｄｅｇある場合の高調
波については、アクティブフィルタの高調波抑制性能は
ゼロとなる。このときの高調波の周波数を上限周波数と
すると、アクティブフィルタは上限周波数以下の高調波
を抑制することになる。しかしながら、上限周波数以上
の高調波については、負荷の高調波電流とアクティブフ
ィルタの出力電流との位相関係で、電源側へ流出する高
調波が増加してしまう。つまり、アクティブフィルタが
高調波の増幅装置として作用してしまうという問題があ
る。なお、ゲインＧが低下する場合には、上限周波数が
さらに低下してしまうという問題がある。

【００１１】上記上限周波数は、インバータのスイッチ
ング周波数で決まる。例えば、スイッチング周波数を１
０ｋＨｚに設計すると、上限周波数は１５００Ｈｚ（６
０Ｈｚの２５次）程度となる。アクティブフィルタの高
調波抑制性能を向上させるためには、上限周波数を上
げ、スイッチング周波数を高くすればよい。しかしなが
ら、スイッチング周波数を高くすると、インバータの電
力損失が増加し、この対策のために、冷却機構の強化
や、半導体スイッチの容量アップが必要となり、装置コ
ストが増加してしまうという問題があった。

【００１２】また、負荷側にコンデンサが接続されてい
ると、アクティブフィルタの動作が不安定になるという
ことがある。これは、アクティブフィルタの位相遅れが
原因である。この位相遅れのため、アクティブフィルタ
は高調波を増幅してしまい、この高調波がインピーダン
スの低いコンデンサへ流れ込む。アクティブフィルタ
は、上記高調波を負荷の発生する高調波として検出し、
補償電流として出力するので、さらに高調波が増幅さ
れ、不安定となるという問題があった。

【００１３】この発明は、上述した事情に鑑みてなされ
たもので、高調波抑制性能を低下させることなく、スイ
ッチング周波数を低くでき、装置のコストを安価にでき
るとともに、スイッチング周波数が同程度であっても、
高調波抑制性能を向上でき、さらに、アクティブフィル
タの位相遅れをなくし、負荷側にコンデンサが接続され
ていても、安定な高調波抑制を行うことができるアクテ
ィブフィルタを提供することを目的としている。

【００１４】

【課題を解決するための手段】上述した問題点を解決す
るために、請求項１記載の発明は、補償電流を電力系統
に注入することにより、電源側へ流出する高調波を抑制
するアクティブフィルタにおいて、電源電流から各次高
調波の余弦波成分の振幅Ａｘと正弦波成分の振幅Ａｙと
を検出する検出手段と、前記検出手段によって検出され
た、各次高調波の余弦波成分の振幅Ａｘと正弦波成分の
振幅Ａｙとを制御ゲインで増幅した信号に基づいて、系
統に接続される電力変換器の電流指令を算出する演算手
段とを具備することを特徴とする。

【００１５】また、請求項２記載の発明は、請求項１記
載のアクティブフィルタにおいて、前記検出手段は、電
源電流を各次高調波の周波数でフーリエ変換することに
より、前記各次高調波の余弦波成分の振幅Ａｘと正弦波
成分の振幅Ａｙとを検出するフーリエ変換手段であるこ
とを特徴とする。

【００１６】また、請求項３記載の発明は、請求項１ま
たは２記載のアクティブフィルタにおいて、前記演算手
段は、各次高調波の余弦波成分の振幅Ａｘと正弦波成分
の振幅Ａｙとを所定の制御ゲインで増幅する増幅手段
と、前記増幅手段により増幅された信号をフーリエ逆変
換するフーリエ逆変換手段と、前記フーリエ逆変換手段
により逆変換された各次高調波を加算して前記電流指令
値を算出する加算手段とを具備することを特徴とする。

【００１７】また、請求項４記載の発明は、請求項１な
いし３のいずれかに記載のアクティブフィルタにおい
て、電源電流の周波数を検出する周波数検出手段を具備
し、前記検出手段は、前記周波数検出手段により検出さ
れた電源電流の周波数に基づいて、電源電流から各次高
調波の余弦波成分の振幅Ａｘと正弦波成分の振幅Ａｙと
を検出することを特徴とする。

【００１８】また、請求項５記載の発明は、請求項１な
いし３のいずれかに記載のアクティブフィルタにおい
て、電源電流の位相を検出する位相検出手段を具備し、
前記検出手段は、前記位相検出手段により検出された電
源電流の位相に基づいて、電源電流から各次高調波の余
弦波成分の振幅Ａｘと正弦波成分の振幅Ａｙとを検出す
ることを特徴とする。

【００１９】この発明では、検出手段によって、電源電
流から各次高調波の余弦波成分の振幅Ａｘと正弦波成分
の振幅Ａｙとを検出し、演算手段によって、該各次高調
波の余弦波成分の振幅Ａｘと正弦波成分の振幅Ａｙとを
制御ゲインで増幅した信号に基づいて、系統に接続され
る電力変換器の電流指令を算出する。そして、該電流指
令により補償電流を生成し、電力系統に注入することに
より、電源側へ流出する高調波を抑制する。したがっ
て、高調波抑制性能を低下させることなく、スイッチン
グ周波数を低くでき、装置のコストを安価にできるとと
もに、スイッチング周波数が同程度であっても、高調波
抑制性能を向上でき、さらに、アクティブフィルタの位
相遅れをなくし、負荷側にコンデンサが接続されていて
も、安定な高調波抑制を行うことができる。

【００２０】

【発明の実施の形態】

Ａ．発明の原理 図１は、本発明のアクティブフィルタを適用した電力系
統の略構成を示すブロック図である。図において、本発
明は、高調波制御器９，９に関するものである。高調波
制御器９，９は、電源電流ｉ_su、ｉ_swから、それぞれの
相に対応する電流指令ｉ_u ^*、ｉ_w ^*を独立して算出する。
図１において、主回路に電圧形インバータを採用する場
合、図２に示すような構成となる。このとき、コンデン
サＣｄの直流電圧を制御する回路が必要となるが、図１
では省略している。図２に示す回路は、図１５に示す直
流電圧制御回路と同一であり、その出力ｉ_Eu ^*、ｉ_Ev ^*、
ｉ_Ew ^*を、図１５と同じように、それぞれの相に対応す
る電流指令ｉ_u ^*、ｉ_v ^*、ｉ_w ^*に加算する。また、図１に
示す主回路に電流形インバータを採用する場合、図３に
示すような構成となる。この回路は、直流電流ｉｄに基
づいて、電流指令ｉ_Eu ^*、ｉ_Ev ^*、ｉ_Ew ^*を演算し、図１
５と同じように、それぞれの相に対応する電流指令
ｉ_u ^*、ｉ_v ^*、ｉ_w ^*に加算する。

【００２１】ここで、高調波の性質について説明する。
三相負荷の場合、発生高調波の次数は、

【数６】 となる。つまり、負荷電流は、これらの高調波と基本波
とが合成されたものとなる。

【００２２】図１３にその例を示す。図１３では、第１
９次高調波までを合成したときのものである。さらに、
高次の高調を検討に入れれば、より現実に近い合成波形
が得られる。この合成波形は、基本波と各次高調波の位
相差がない（ゼロクロスが一致する）場合である。各次
高調波の位相差や振幅の違いによって、合成波形（負荷
電流の波形）は当然変わってくる。

【００２３】次に、各次高調波の制御原理について説明
する。各次高調波は、正弦波または余弦波で表すことが
できる。この三角関数ａを

【数７】

【００２４】

【数８】 とする。このとき、三角関数ａは、周波数ｆで回転する
振幅Ａの回転ベクトルＡ→（→はベクトルであることを
表す）を静止軸ｚに投影したものと考えられる。また、
ベクトルＡ→は、同じ周波数ｆで回転する直交二軸の座
標系ｘｙの各軸成分ＡｘとＡｙに分解できる。これらの
関係を図１４に示す。また、Ａｘ、Ａｙは次式で表され
る。

【００２５】

【数９】

【００２６】

【数１０】

【００２７】このとき、三角関数ａの瞬時値は、時間ｔ
に従って時々刻々変化するのに対して、Ａｘ、Ａｙは、
ある直流量になることに注目する。本発明は、高調波を
瞬時値で制御するのではなく、各次高調波のＡｘ、Ａｙ
を制御することを特徴としている。つまり、Ａｘ、Ａｙ
は、直流量（一定値）であるので、制御しても位相遅れ
が発生しない。この結果、高調波抑制性能を向上するこ
とができる。

【００２８】なお、各次高調波のＡｘ、Ａｙは、フーリ
エ変換によって求めることができる。また、Ａｘ、Ａｙ
をフーリエ逆変換することによって各次高調波を再現で
きる。そして、各次高調波を加算することによって全高
調波を再現できる。

【００２９】次に、図４は、高調波制御器９，９の構成
を示すブロック図である。図において、Ｕ相の電源電流
ｉ_suを入力とし、Ｕ相の電流指令ｉ_u ^*を出力とした場合
を示している。Ｗ相については、図中の添え字「u」を
「w」に置き換えればよい。高調波制御器９，９は、ま
ず、電源電流ｉ_suと各次高調波の周波数ｎｆ1からＡｘ
に相当するｉ_sunx（ｎ＝５，７，……，ｎ）と、Ａｙに
相当するｉ_suny（ｎ＝５，７，……，ｎ）とをフーリエ
変換器１１-1，１１-2，……，１１-nによって検出す
る。電源電流ｉ_suの高調波を抑制するためには、Ａｘに
相当するｉ_sunxと、Ａｙに相当するｉ_sunyとをゼロにす
るように制御すればよい。そこで、Ａｘに相当するｉ
_sunxとＡｙに相当するｉ_sunyとを制御偏差とし、それぞ
れを制御ゲインＧで増幅して操作量ｉ_unx ^*とｉ_uny ^*を算
出する。次に、操作量ｉ_unx ^*とｉ_uny ^*をフーリエ逆変換
１２-1，１２-2，……，１２-nで周波数ｎｆ1の高調波
ｉ_un ^*（ｎ＝５，７，……，ｎ）に変換する。本発明で
は、抑制する高調波を限定し、それぞれの高調波
ｉ_us ^*、ｉ_u7 ^*、……、ｉ_un ^*を加算して電流指令ｉ_u ^*を
算出する。

【００３０】例えば、三相負荷で、第２５次までの高調
波を抑制する場合、第５、７、１１、１３、１７、１
９、２３、２５次高調波について、ｉ_u5 ^*、ｉ_u7 ^*、…
…、ｉ_u25 ^*をそれぞれ算出し、電流指令ｉ_u ^*を算出す
る。これら以外の高調波も抑制する必要がある場合に
は、その高調波についても演算し、電流指令ｉ_u ^*に加算
すればよい。

【００３１】上述した制御原理に基づけば、電流指令ｉ
_u ^*、ｉ_v ^*、ｉ_w ^*から出力電流ｉ_u、ｉ_v、ｉ_wまでの回路
にゲインの低下や位相遅れが存在しても、高調波を完全
に抑制することが可能である。これは、Ａｘ、Ａｙに相
当する高調波ｉ_sunx、ｉ_sunyが、それぞれゼロになるよ
うに操作量ｉ_unx ^*、ｉ_uny ^*を決定しているためである。

【００３２】次に、図５は、フーリエ変換器１１-1〜１
１-nの構成を示すブロック図である。図における各信号
を、ｎｆ1→ｆ、ｉ_su→ａ＝Ａｃｏｓ（θ＋α）：θ＝
２πｆｔ、ｉ_sunx→Ａｘ、ｉ_suny→Ａｙに置き換えて、
フーリエ変換器１１-1〜１１-nの基本原理を以下に説明
する。

【００３３】中間信号ａｘ、ａｙは次式となる。

【数１１】

【００３４】

【数１２】

【００３５】ここで、ローパスフィルタの特性を周波数
ｆの成分が十分に減衰するように設計すると、出力Ａ
ｘ、Ａｙは次式で近似できる。

【数１３】

【００３６】

【数１４】

【００３７】この結果は、図１４に示す関係と一致して
いる。したがって、図５に示す構成で、フーリエ変換器
１１-1〜１１-nが実現できることが分かる。このフーリ
エ変換器１１-1〜１１-nは、電源電流ｉ_suに含まれる周
波数がｎｆ1の高調波について、Ａｘに相当するｉ_sunx
とＡｙに相当するｉ_sunyとを検出する。

【００３８】次に、図６（ａ）は、上記フーリエ変換器
１１-1〜１１-nの他の構成例を示すブロック図であり、
同図（ｂ）は、各部における信号の波形図である。図示
の原理は、中間信号ａｘ、ａｙを高調波の周期Ｔ＝１／
ｆで区間積分し、上記数式１１、数式１２の第１項（交
流成分）をゼロにし、高調波の振幅Ａｘ、Ａｙを検出す
る。

【数１５】

【００３９】

【数１６】

【００４０】図６（ａ）に示す演算タイミング制御器１
３は、位相θが２πになる毎に、タイミング信号ｓを出
力する。サンプルホールド器１４ａ，１４ｂは、タイミ
ング信号ｓの立ち上がりに同期し、中間信号Ａｘ’、Ａ
ｙ’を高調波の振幅Ａｘ、Ａｙとしてホールドして出力
する。積分器１５ａ，１５ｂは、タイミング信号ｓの立
ち下がりに同期し、積分値Ａｘ’、Ａｙ’をリセットし
てゼロにする。タイミング信号の幅を十分に短くするこ
とで、フーリエ変換が実現できる。

【００４１】次に、図７は、フーリエ逆変換器１２-1〜
１２-nの構成を示すブロック図である。図７に示すフー
リエ逆変換の原理は、図１４において、高調波の瞬時値
ａが次式で表せられることに基づいている。

【数１７】

【００４２】次に、上記フーリエ逆変換器１２-1〜１２
-nの他の構成例を図８に示す。図８に示すフーリエ逆変
換の原理は、図１４において、高調波の瞬時値ａが次式
で表せられることに基づいている。

【数１８】

【００４３】

【数１９】

【００４４】

【数２０】

【００４５】次に、図９は、アクティブフィルタの他の
構成例を示すブロック図である。なお、図１に対応する
部分には同一の符号を付けて説明を省略する。これは、
電源周波数ｆ1が変動する電力系統に適用する場合の構
成である。このとき、周波数検出器１６を追加し、電源
周波数ｆ1を検出する。高調波制御器９，９において
は、図４に示す基本周波数設定器１０をなくし、電源周
波数ｆ1を基本波周波数として入力できる構成にすれば
よい。

【００４６】次に、上記アクティブフィルタの他の構成
例を図１０に示す。この場合も、電源周波数ｆ1が変動
する電力系統に適用する場合の構成である。ここでは、
位相検出器１７を追加し、電源位相θ1を検出してい
る。高調波制御器ＡＨＲにおいては、図１１に示す構成
とし、電源位相θ1に基づいて、フーリエ変換器１１−
１〜１１−ｎによってフーリエ変換を行い、フーリエ逆
変換１２-1〜１２-nによってフーリエ逆変換を行う。こ
の場合のフーリエ変換器１１-1〜１１-nは、図５に示す
積分器２π／ｓをなくし、高調波の位相ｎθ1を図５に
示すθとして入力できる構成にすればよい。また、フー
リエ逆変換１３-1〜１３-nは、図７、図８に示す積分器
２π／ｓをなくし、高調波の位相ｎθ1を図７または図
８に示すθとして入力できる構成とすればよい。

【００４７】次に、図１２は、上記アクティブフィルタ
の他の構成例を示すブロック図である。これは、単相の
電力系統に適用する場合の構成である。この場合、高調
波制御器９は、各相で独立して対応できるので、単相の
電力系統にも適用できる。

【００４８】

【発明の効果】以上、説明したように、この発明によれ
ば、以下の利点が得られる。 （１）高調波を直流量に変換して抑制制御するようにし
たので、アクティブフィルタの位相を遅れが発生しな
い。 （２）アクティブフィルタの位相遅れが発生しないの
で、従来技術と同じスイッチング周波数でも、高調波の
抑制性能を向上できる。 （３）スイッチング周波数を低くしても、従来技術と同
じ高調波抑制性能を維持できるので、アクティブフィル
タのコストダウンを図ることができる。 （４）アクティブフィルタの位相遅れが生じないので、
負荷側にコンデンサが接続されていても安定に動作させ
ることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】 本発明のアクティブフィルタを適用した電力
系統の略構成を示すブロック図である。

【図２】 電圧形インバータの回路構成を示す回路図で
ある。

【図３】 電流形インバータの回路構成を示す回路図で
ある。

【図４】 高調波制御器の構成を示すブロック図であ
る。

【図５】 フーリエ変換器の構成を示すブロック図であ
る。

【図６】 フーリエ変換器の他の構成例を示すブロック
図、および各部における信号の波形図である。

【図７】 フーリエ逆変換器の構成を示すブロック図で
ある。

【図８】 フーリエ逆変換器の他の構成例を示すブロッ
ク図である。

【図９】 アクティブフィルタの他の構成例を示すブロ
ック図である。

【図１０】 アクティブフィルタの他の構成例を示すブ
ロック図である。

【図１１】 高調波制御器９の構成を示すブロック図で
ある。

【図１２】 アクティブフィルタの他の構成例を示すブ
ロック図である。

【図１３】 負荷電流の高調波成分を説明するための概
念図である。

【図１４】 本発明での各次高調波の制御原理について
説明するための概念図である。

【図１５】 従来のアクティブフィルタを適用した電力
系統の構成を示すブロック図である。

【図１６】 出力電流指令ｉ_ou ^*、ｉ_ov ^*、ｉ_ow ^*に対す
る出力電流ｉ_ou、ｉ_{o v}、ｉ_owの周波数特性である。

【符号の説明】

９ 高調波制御器（検出手段） １０ 基本周波数設定器 １１-1〜１１-n フーリエ変換器（演算手段、フーリエ
変換手段） １２-1〜１２-n フーリエ逆変換器（演算手段、フーリ
エ逆変換手段） １３ 演算タイミング制御器 １４ａ，１４ｂ サンプルホールド器 １５ａ，１５ｂ 積分器 １６ 周波数検出器（周波数検出手段） １７ ＰＬＬ（位相検出手段） ＡＭＰ 制御ゲイン（増幅手段） ＳＵＭ 加算器（加算手段）

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【手続補正書】

【提出日】平成９年２月２４日

【手続補正１】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】請求項４

【補正方法】変更

【補正内容】

【手続補正２】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】請求項５

【補正方法】変更

【補正内容】

【手続補正３】

【補正対象書類名】図面

【補正対象項目名】図１

【補正方法】変更

【補正内容】

【図１】

【手続補正４】

【補正対象書類名】図面

【補正対象項目名】図１４

【補正方法】変更

【補正内容】

【図１４】

【手続補正５】

【補正対象書類名】図面

【補正対象項目名】図１５

【補正方法】変更

【補正内容】

【図１５】

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 補償電流を電力系統に注入することによ
   り、電源側へ流出する高調波を抑制するアクティブフィ
   ルタにおいて、 電源電流から各次高調波の余弦波成分の振幅Ａｘと正弦
   波成分の振幅Ａｙとを検出する検出手段と、 前記検出手段によって検出された、各次高調波の余弦波
   成分の振幅Ａｘと正弦波成分の振幅Ａｙとを制御ゲイン
   で増幅した信号に基づいて、系統に接続される電力変換
   器の電流指令を算出する演算手段とを具備することを特
   徴とするアクティブフィルタ。
2. 【請求項２】 前記検出手段は、電源電流を各次高調波
   の周波数でフーリエ変換することにより、前記各次高調
   波の余弦波成分の振幅Ａｘと正弦波成分の振幅Ａｙとを
   検出するフーリエ変換手段であることを特徴とする請求
   項１記載のアクティブフィルタ。
3. 【請求項３】 前記演算手段は、各次高調波の余弦波成
   分の振幅Ａｘと正弦波成分の振幅Ａｙとを所定の制御ゲ
   インで増幅する増幅手段と、 前記増幅手段により増幅された信号をフーリエ逆変換す
   るフーリエ逆変換手段と、 前記フーリエ逆変換手段により逆変換された各次高調波
   を加算して前記電流指令値を算出する加算手段とを具備
   することを特徴とする請求項１または２記載のアクティ
   ブフィルタ。
4. 【請求項４】 電源電流の周波数を検出する周波数検出
   手段を具備し、 前記検出手段は、前記周波数検出手段により検出された
   電源電流の周波数に基づいて、電源電流から各次高調波
   の余弦波成分の振幅Ａｘと正弦波成分の振幅Ａｙとを検
   出することを特徴とする請求項１ないし３のいずれかに
   記載のアクティブフィルタ。
5. 【請求項５】 電源電流の位相を検出する位相検出手段
   を具備し、 前記検出手段は、前記位相検出手段により検出された電
   源電流の位相に基づいて、電源電流から各次高調波の余
   弦波成分の振幅Ａｘと正弦波成分の振幅Ａｙとを検出す
   ることを特徴とする請求項１ないし３のいずれかに記載
   のアクティブフィルタ。