JPH08251987A - ３相ｐｗｍインバータの出力電圧制御方法 - Google Patents
３相ｐｗｍインバータの出力電圧制御方法Info
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- JPH08251987A JPH08251987A JP7048128A JP4812895A JPH08251987A JP H08251987 A JPH08251987 A JP H08251987A JP 7048128 A JP7048128 A JP 7048128A JP 4812895 A JP4812895 A JP 4812895A JP H08251987 A JPH08251987 A JP H08251987A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】ＰＷＭインバータの出力電圧制御系における電
圧帰還信号に対し、この帰還信号の通過する低域フィル
タの周波数特性に起因する振幅及び位相両者の補償を行
い、電圧制御精度の向上を図る。 【構成】パルス状電圧波形列をなすインバータ１１の出
力検出電圧ＶI を受ける低域フィルタ１と、これを通過
した電圧信号ＶF をインバータ出力の基本波角周波数ω
で回転する直交座標系上の２相電圧信号Ｖfd1 とＶfq1
とに変換するベクトル回転演算回路２と、Ｖfdo ＝Ｖ
fd1 −ωＴC ・Ｖfq1 ，Ｖfqo ＝Ｖfq1＋ωＴC ・Ｖ
fd1 の両演算を行う電圧補正演算回路３とを設け、前記
のＶfdo とＶfqo とを以て所要の補償が完了した電圧帰
還信号となし，Ｖ／Ｆ変換回路５による２相電圧指令信
号Ｖds，Ｖqsとそれぞれ所要の比較演算を行うことによ
り、インバータの出力電圧制御系における電圧制御精度
を向上させる。
圧帰還信号に対し、この帰還信号の通過する低域フィル
タの周波数特性に起因する振幅及び位相両者の補償を行
い、電圧制御精度の向上を図る。 【構成】パルス状電圧波形列をなすインバータ１１の出
力検出電圧ＶI を受ける低域フィルタ１と、これを通過
した電圧信号ＶF をインバータ出力の基本波角周波数ω
で回転する直交座標系上の２相電圧信号Ｖfd1 とＶfq1
とに変換するベクトル回転演算回路２と、Ｖfdo ＝Ｖ
fd1 −ωＴC ・Ｖfq1 ，Ｖfqo ＝Ｖfq1＋ωＴC ・Ｖ
fd1 の両演算を行う電圧補正演算回路３とを設け、前記
のＶfdo とＶfqo とを以て所要の補償が完了した電圧帰
還信号となし，Ｖ／Ｆ変換回路５による２相電圧指令信
号Ｖds，Ｖqsとそれぞれ所要の比較演算を行うことによ
り、インバータの出力電圧制御系における電圧制御精度
を向上させる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、その負帰還制御にお
ける出力電圧帰還信号に対し、この帰還信号の通過する
低域フィルタの周波数特性に起因する振幅及び位相に関
する変動分の補償をなす３相ＰＷＭインバータの出力電
圧制御方法に関する。
ける出力電圧帰還信号に対し、この帰還信号の通過する
低域フィルタの周波数特性に起因する振幅及び位相に関
する変動分の補償をなす３相ＰＷＭインバータの出力電
圧制御方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】一般に、インバータ出力電圧の負帰還電
圧制御においては、Ｖ／Ｆ変換手段を介してインバータ
出力周波数指令値より変成した出力電圧指令値と前記出
力電圧の検出値即ち出力電圧帰還値との偏差が適当な時
間推移を経て零となる如く制御される。また、ＰＷＭ制
御される電圧形インバータの出力電圧はパルス状の電圧
波形列をなす。
圧制御においては、Ｖ／Ｆ変換手段を介してインバータ
出力周波数指令値より変成した出力電圧指令値と前記出
力電圧の検出値即ち出力電圧帰還値との偏差が適当な時
間推移を経て零となる如く制御される。また、ＰＷＭ制
御される電圧形インバータの出力電圧はパルス状の電圧
波形列をなす。
【０００３】従って、前記電圧制御において所要の制御
精度を得るためには、前記出力電圧と比較されるべきイ
ンバータ出力電圧の帰還電圧を、前記のパルス状電圧波
形列より抽出した基本波電圧となす必要がある。上記に
従い、従来のこの種ＰＷＭインバータの出力電圧制御に
おいては、前記インバータ出力電圧の検出電圧を，所定
の出力周波数変化域においてそのゲイン低下と位相遅れ
両者の対周波数変動値がそれぞれその所定値以内となる
如く回路構成された低域フィルタに加え、このフィルタ
の出力電圧を以て前記負帰還電圧制御におけるインバー
タ出力電圧の帰還電圧となし、この帰還電圧と前記の出
力電圧指令値との比較演算等を行い所要の出力電圧制御
をなすものであった。
精度を得るためには、前記出力電圧と比較されるべきイ
ンバータ出力電圧の帰還電圧を、前記のパルス状電圧波
形列より抽出した基本波電圧となす必要がある。上記に
従い、従来のこの種ＰＷＭインバータの出力電圧制御に
おいては、前記インバータ出力電圧の検出電圧を，所定
の出力周波数変化域においてそのゲイン低下と位相遅れ
両者の対周波数変動値がそれぞれその所定値以内となる
如く回路構成された低域フィルタに加え、このフィルタ
の出力電圧を以て前記負帰還電圧制御におけるインバー
タ出力電圧の帰還電圧となし、この帰還電圧と前記の出
力電圧指令値との比較演算等を行い所要の出力電圧制御
をなすものであった。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、前記の
如き低域フィルタは、その入力周波数の増大変化に対し
て連続的なゲイン低下と位相遅れの増大とを来す周波数
特性を有し、その過渡的な応答は１次遅れの時間特性を
有するものとなる。従って、前記の如き低域フィルタを
通過したインバータ出力電圧の帰還電圧の振幅はインバ
ータ出力周波数の増大と共に減少するものとなり、前記
帰還電圧の値とその指令値との比較制御の結果として得
られる前記インバータ出力電圧は、その振幅においてイ
ンバータ出力周波数の増大と共にその指令値よりも漸次
大なるものとなり、電圧制御精度の悪化を来していた。
如き低域フィルタは、その入力周波数の増大変化に対し
て連続的なゲイン低下と位相遅れの増大とを来す周波数
特性を有し、その過渡的な応答は１次遅れの時間特性を
有するものとなる。従って、前記の如き低域フィルタを
通過したインバータ出力電圧の帰還電圧の振幅はインバ
ータ出力周波数の増大と共に減少するものとなり、前記
帰還電圧の値とその指令値との比較制御の結果として得
られる前記インバータ出力電圧は、その振幅においてイ
ンバータ出力周波数の増大と共にその指令値よりも漸次
大なるものとなり、電圧制御精度の悪化を来していた。
【０００５】また、前記低域フィルタのゲインと位相と
に関する周波数特性を、インバータ出力周波数の所定変
動範囲内において定値又は略定値に維持するためには、
前記低域フィルタはその回路構成において極めて複雑な
ものとなり、従って高価なものとならざるを得なかっ
た。因みに、図３は前記インバータの出力電圧ＶI と出
力周波数ｆとの関係を示すＶ／Ｆ特性図であり、周波数
ｆr 以下の範囲におけるＶ／Ｆ比一定制御域と、同ｆr
以上の範囲における電圧一定制御域（ＶI ＝ＶIr）とを
対象とし、従来技術による制御結果を特性線Ｌ1 で示
し、望ましい制御結果を特性線Ｌ2 で示すものである。
図示の如く特性線Ｌ1 は特性線Ｌ2 の上方に位置し、従
って、電圧制御精度に関して、特性線Ｌ1 に従う制御は
同Ｌ2 に従う制御に比して悪化する。
に関する周波数特性を、インバータ出力周波数の所定変
動範囲内において定値又は略定値に維持するためには、
前記低域フィルタはその回路構成において極めて複雑な
ものとなり、従って高価なものとならざるを得なかっ
た。因みに、図３は前記インバータの出力電圧ＶI と出
力周波数ｆとの関係を示すＶ／Ｆ特性図であり、周波数
ｆr 以下の範囲におけるＶ／Ｆ比一定制御域と、同ｆr
以上の範囲における電圧一定制御域（ＶI ＝ＶIr）とを
対象とし、従来技術による制御結果を特性線Ｌ1 で示
し、望ましい制御結果を特性線Ｌ2 で示すものである。
図示の如く特性線Ｌ1 は特性線Ｌ2 の上方に位置し、従
って、電圧制御精度に関して、特性線Ｌ1 に従う制御は
同Ｌ2 に従う制御に比して悪化する。
【０００６】上記に鑑みこの発明は、前記の如き３相Ｐ
ＷＭインバータの出力電圧制御系において、低域フィル
タを通過したインバータ出力電圧の帰還信号に対して、
前記低域フィルタの周波数特性に起因する振幅及び位相
両者の補償を行い、その電圧制御精度の向上を可能とす
る電圧制御方法の提供を目的とするものである。
ＷＭインバータの出力電圧制御系において、低域フィル
タを通過したインバータ出力電圧の帰還信号に対して、
前記低域フィルタの周波数特性に起因する振幅及び位相
両者の補償を行い、その電圧制御精度の向上を可能とす
る電圧制御方法の提供を目的とするものである。
【０００７】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、この発明の３相ＰＷＭインバータの出力電圧制御方
法は、 １）請求項１に従い、ＰＷＭ制御される３相電圧形イン
バータに関して負帰還制御されるその出力電圧の制御方
法であって、前記インバータの３相出力電圧の検出信号
を入力とする低域フィルタと、このフィルタの出力する
３相電圧信号を，ｄ軸及びｑ軸の両直交軸より成り前記
インバータ出力電圧の基本波角周波数で回転する直交座
標系の２相電圧信号に変換する３相／２相変換手段と、
この座標変換手段の出力する２相電圧信号それぞれに対
し，入力周波数の増大と共にそのゲインの低下と位相の
遅れ増大とを来す前記フィルタの周波数特性に対応し
て，振幅及び位相両者に関する補償演算をなす電圧補正
演算手段と、前記インバータに対する出力周波数指令信
号を受けてこれに対応する出力電圧指令値を演算すると
共に，この電圧指令値を前記直交座標系の２相電圧指令
信号に換算するＶ／Ｆ変換手段と、このＶ／Ｆ変換手段
による電圧指令信号と前記電圧補正演算手段による出力
電圧帰還信号との前記２相電圧状態での加減演算と共
に，この加減演算結果に対し所定制御特性の付与をなす
電圧調節手段と、この電圧調節手段の出力信号を前記イ
ンバータ出力電圧の属する３相座標系における３相制御
信号に２相／３相変換すると共に，この３相制御信号に
従うＰＷＭ演算をなしてその結果を前記インバータに与
えるＰＷＭ演算手段と、を設け、前記インバータの３相
出力電圧制御系における電圧帰還値の振幅及び位相の補
償と，所定補償後の前記電圧帰還値とその指令値との比
較演算等を前記直交座標系の２相電圧状態において行う
ものとする。
に、この発明の３相ＰＷＭインバータの出力電圧制御方
法は、 １）請求項１に従い、ＰＷＭ制御される３相電圧形イン
バータに関して負帰還制御されるその出力電圧の制御方
法であって、前記インバータの３相出力電圧の検出信号
を入力とする低域フィルタと、このフィルタの出力する
３相電圧信号を，ｄ軸及びｑ軸の両直交軸より成り前記
インバータ出力電圧の基本波角周波数で回転する直交座
標系の２相電圧信号に変換する３相／２相変換手段と、
この座標変換手段の出力する２相電圧信号それぞれに対
し，入力周波数の増大と共にそのゲインの低下と位相の
遅れ増大とを来す前記フィルタの周波数特性に対応し
て，振幅及び位相両者に関する補償演算をなす電圧補正
演算手段と、前記インバータに対する出力周波数指令信
号を受けてこれに対応する出力電圧指令値を演算すると
共に，この電圧指令値を前記直交座標系の２相電圧指令
信号に換算するＶ／Ｆ変換手段と、このＶ／Ｆ変換手段
による電圧指令信号と前記電圧補正演算手段による出力
電圧帰還信号との前記２相電圧状態での加減演算と共
に，この加減演算結果に対し所定制御特性の付与をなす
電圧調節手段と、この電圧調節手段の出力信号を前記イ
ンバータ出力電圧の属する３相座標系における３相制御
信号に２相／３相変換すると共に，この３相制御信号に
従うＰＷＭ演算をなしてその結果を前記インバータに与
えるＰＷＭ演算手段と、を設け、前記インバータの３相
出力電圧制御系における電圧帰還値の振幅及び位相の補
償と，所定補償後の前記電圧帰還値とその指令値との比
較演算等を前記直交座標系の２相電圧状態において行う
ものとする。
【０００８】２）請求項２に従い、請求項１に記載の３
相ＰＷＭインバータの出力電圧制御方法において、前記
インバータの３相出力電圧の検出信号を入力とする低域
フィルタと，このフィルタの出力する３相電圧信号を入
力とする３相／２相変換手段とに代えて、前記インバー
タの３相出力中の何れか２相の出力電圧の検出信号を入
力とする低域フィルタと、このフィルタの出力する２相
分電圧信号より残り１相の出力電圧信号を演算すると共
に，この演算電圧信号を含む３相出力電圧信号より前記
直交座標系の２相電圧信号を変換演算する３相／２相変
換手段と、を設けるものとする。
相ＰＷＭインバータの出力電圧制御方法において、前記
インバータの３相出力電圧の検出信号を入力とする低域
フィルタと，このフィルタの出力する３相電圧信号を入
力とする３相／２相変換手段とに代えて、前記インバー
タの３相出力中の何れか２相の出力電圧の検出信号を入
力とする低域フィルタと、このフィルタの出力する２相
分電圧信号より残り１相の出力電圧信号を演算すると共
に，この演算電圧信号を含む３相出力電圧信号より前記
直交座標系の２相電圧信号を変換演算する３相／２相変
換手段と、を設けるものとする。
【０００９】３）請求項３に従い、請求項１又は請求項
２に記載の３相ＰＷＭインバータの出力電圧制御方法に
おいて、前記低域フィルタを通過した３相電圧信号或い
はその演算値を前記直交座標系のｄ軸及びｑ軸の両成分
に変換して得た２相電圧信号Ｖfd及びＶfq両者に対する
振幅及び位相に関する補償は、その時定数をＴC とする
前記低域フィルタの周波数特性に対応し、Ｋを正の定
数、ωを前記インバータの出力基本波の角周波数とし
て、前記電圧Ｖfdに対してＫωＴC ・Ｖfqを減算し、前
記電圧Ｖfqに対してはＫωＴC ・Ｖfdを加算して行うも
のとする。
２に記載の３相ＰＷＭインバータの出力電圧制御方法に
おいて、前記低域フィルタを通過した３相電圧信号或い
はその演算値を前記直交座標系のｄ軸及びｑ軸の両成分
に変換して得た２相電圧信号Ｖfd及びＶfq両者に対する
振幅及び位相に関する補償は、その時定数をＴC とする
前記低域フィルタの周波数特性に対応し、Ｋを正の定
数、ωを前記インバータの出力基本波の角周波数とし
て、前記電圧Ｖfdに対してＫωＴC ・Ｖfqを減算し、前
記電圧Ｖfqに対してはＫωＴC ・Ｖfdを加算して行うも
のとする。
【００１０】
【作用】この発明は、３相電圧形ＰＷＭインバータの出
力電圧制御における電圧帰還値の形成に関し、低域フィ
ルタを通過させて得たインバータ３相出力電圧中の基本
波成分を、この基本波の角周波数ωで回転する直交座標
軸（ｄ−ｑ軸）から成る回転座標系上の２相電圧成分Ｖ
fdとＶfqとに３相／２相変換し、この両電圧成分に関し
て改めて前記フィルタの周波数特性に起因する所定の振
幅及び位相の補償演算を行い、所定補償演算後の前記２
相電圧成分を以て所要の電圧帰還値となすと共に，この
電圧帰還値とその指令値との比較演算等所要の制御演算
を前記直交座標系の２相電圧状態において行うものであ
る。即ち、 １）請求項１の発明は、インバータ３相出力電圧の検出
信号を入力とする低域フィルタと、このフィルタを通過
した３相電圧信号を前記直交座標系の２相電圧信号に変
換する３相／２相変換手段と、この座標変換手段による
各２相電圧信号に対し前記フィルタの周波数特性に対応
した振幅及び位相両者に関する補償演算をなす電圧補正
演算手段と、前記インバータの出力周波数指令信号より
その出力電圧指令値を換算演算すると共に，この電圧指
令値を前記直交座標系の２相電圧指令信号に換算するＶ
／Ｆ変換手段と、このＶ／Ｆ変換手段による電圧指令信
号と前記電圧補正演算手段による出力電圧帰還信号との
２相電圧状態での加減演算等の所定の制御演算をなす電
圧調節手段と、この電圧調節手段の出力信号を前記イン
バータ出力電圧の属する３相座標系における３相制御信
号に２相／３相変換するＰＷＭ演算手段と、を設け、こ
のＰＷＭ演算手段による前記３相制御信号を以て所要の
インバータ制御信号となすものである。
力電圧制御における電圧帰還値の形成に関し、低域フィ
ルタを通過させて得たインバータ３相出力電圧中の基本
波成分を、この基本波の角周波数ωで回転する直交座標
軸（ｄ−ｑ軸）から成る回転座標系上の２相電圧成分Ｖ
fdとＶfqとに３相／２相変換し、この両電圧成分に関し
て改めて前記フィルタの周波数特性に起因する所定の振
幅及び位相の補償演算を行い、所定補償演算後の前記２
相電圧成分を以て所要の電圧帰還値となすと共に，この
電圧帰還値とその指令値との比較演算等所要の制御演算
を前記直交座標系の２相電圧状態において行うものであ
る。即ち、 １）請求項１の発明は、インバータ３相出力電圧の検出
信号を入力とする低域フィルタと、このフィルタを通過
した３相電圧信号を前記直交座標系の２相電圧信号に変
換する３相／２相変換手段と、この座標変換手段による
各２相電圧信号に対し前記フィルタの周波数特性に対応
した振幅及び位相両者に関する補償演算をなす電圧補正
演算手段と、前記インバータの出力周波数指令信号より
その出力電圧指令値を換算演算すると共に，この電圧指
令値を前記直交座標系の２相電圧指令信号に換算するＶ
／Ｆ変換手段と、このＶ／Ｆ変換手段による電圧指令信
号と前記電圧補正演算手段による出力電圧帰還信号との
２相電圧状態での加減演算等の所定の制御演算をなす電
圧調節手段と、この電圧調節手段の出力信号を前記イン
バータ出力電圧の属する３相座標系における３相制御信
号に２相／３相変換するＰＷＭ演算手段と、を設け、こ
のＰＷＭ演算手段による前記３相制御信号を以て所要の
インバータ制御信号となすものである。
【００１１】２）請求項２の発明は、請求項１記載の３
相ＰＷＭインバータの出力電圧制御方法において、イン
バータ３相出力電圧の検出信号を入力とする低域フィル
タと，このフィルタを通過した３相電圧信号を入力とす
る３相／２相変換手段とに代えて、前記インバータの３
相中の何れか２相の出力電圧の検出信号を入力とする低
域フィルタと、前記２相分の出力電圧より残り１相の出
力電圧を演算すると共に，この１相分演算電圧を含む３
相電圧信号より前記直交座標系の２相電圧信号を変換演
算する３相／２相変換手段とを設けるものである。
相ＰＷＭインバータの出力電圧制御方法において、イン
バータ３相出力電圧の検出信号を入力とする低域フィル
タと，このフィルタを通過した３相電圧信号を入力とす
る３相／２相変換手段とに代えて、前記インバータの３
相中の何れか２相の出力電圧の検出信号を入力とする低
域フィルタと、前記２相分の出力電圧より残り１相の出
力電圧を演算すると共に，この１相分演算電圧を含む３
相電圧信号より前記直交座標系の２相電圧信号を変換演
算する３相／２相変換手段とを設けるものである。
【００１２】３）請求項３の発明は、請求項１又は請求
項２に記載の３相ＰＷＭインバータの出力電圧制御方法
において、前記の如く直交座標系上に３相／２相変換さ
れたインバータ出力電圧の帰還信号Ｖfd及びＶfq両者に
対する振幅及び位相に関する補償は、その時定数をＴC
とする前記低域フィルタの周波数特性に対応し、Ｋを正
の定数、ωを前記インバータの出力基本波の角周波数と
して、前記電圧Ｖfdに対してＫωＴC ・Ｖfqを減算し、
前記電圧Ｖfqに対してはＫωＴC ・Ｖfdを加算して行う
ものである。
項２に記載の３相ＰＷＭインバータの出力電圧制御方法
において、前記の如く直交座標系上に３相／２相変換さ
れたインバータ出力電圧の帰還信号Ｖfd及びＶfq両者に
対する振幅及び位相に関する補償は、その時定数をＴC
とする前記低域フィルタの周波数特性に対応し、Ｋを正
の定数、ωを前記インバータの出力基本波の角周波数と
して、前記電圧Ｖfdに対してＫωＴC ・Ｖfqを減算し、
前記電圧Ｖfqに対してはＫωＴC ・Ｖfdを加算して行う
ものである。
【００１３】因みに、前記電圧Ｖfd及びＶfq両者に対す
る所要の補償制御は下記の各関係式に従って行われるも
のである。なお、以下の諸演算においては、前記Ｖfd，
Ｖfqの両電圧に関し、所要補償前のＶfd1 ，Ｖfq1 と、
所要補償後のＶfd0 ，Ｖfq0 とに区分して表示する。
今、前記インバータの３相出力電圧ＶI をその入力とし
て３相電圧信号ＶF を出力する前記低域フィルタが１次
遅れの時間特性を有するものとし、その時定数をＴC と
すれば、下記の式（１）が成り立つ。
る所要の補償制御は下記の各関係式に従って行われるも
のである。なお、以下の諸演算においては、前記Ｖfd，
Ｖfqの両電圧に関し、所要補償前のＶfd1 ，Ｖfq1 と、
所要補償後のＶfd0 ，Ｖfq0 とに区分して表示する。
今、前記インバータの３相出力電圧ＶI をその入力とし
て３相電圧信号ＶF を出力する前記低域フィルタが１次
遅れの時間特性を有するものとし、その時定数をＴC と
すれば、下記の式（１）が成り立つ。
【００１４】
【数１】
【００１５】ここに、ＶIU，ＶIV，ＶIWはそれぞれ前記
３相電圧ＶI のＵ相，Ｖ相，Ｗ相の電圧成分、また、Ｖ
FU，ＶFV，ＶFWはそれぞれ前記３相信号ＶF のＵ相，Ｖ
相，Ｗ相の電圧成分、ωは前記電圧ＶI の基本波の角周
波数である。なお、前記低域フィルタのゲインは便宜上
１としている。次に、前記３相電圧信号ＶF をその入力
とし、これを、前記角周波数ωで回転する直交座標系の
２相電圧信号Ｖfd1 とＶfq1 とに変換する３相／２相変
換手段における変換式に関し、請求項１による如く、前
記電圧信号ＶF の３相各相信号全てを用いる場合は周知
のものであり、ここでは省略するが、請求項２による如
く、前記電圧信号ＶF の３相中何れか２相の電圧信号、
例えば前記ＶFUとＶFWとを用いる場合は、下記の式
（２）に従うものとなる。
３相電圧ＶI のＵ相，Ｖ相，Ｗ相の電圧成分、また、Ｖ
FU，ＶFV，ＶFWはそれぞれ前記３相信号ＶF のＵ相，Ｖ
相，Ｗ相の電圧成分、ωは前記電圧ＶI の基本波の角周
波数である。なお、前記低域フィルタのゲインは便宜上
１としている。次に、前記３相電圧信号ＶF をその入力
とし、これを、前記角周波数ωで回転する直交座標系の
２相電圧信号Ｖfd1 とＶfq1 とに変換する３相／２相変
換手段における変換式に関し、請求項１による如く、前
記電圧信号ＶF の３相各相信号全てを用いる場合は周知
のものであり、ここでは省略するが、請求項２による如
く、前記電圧信号ＶF の３相中何れか２相の電圧信号、
例えば前記ＶFUとＶFWとを用いる場合は、下記の式
（２）に従うものとなる。
【００１６】
【数２】
【００１７】また、前記インバータの３相出力電圧ＶI
( 各相、ＶIU，ＶIV，ＶIW）が前記低域フィルタにおけ
るゲイン低下と位相遅れの影響を全く受けなかったと仮
定した理想状態における前記直交座標系のｄ軸電圧とｑ
軸電圧とをそれぞれＶfdo とＶfqo とすれば、下記の式
（３）が成り立つ。
( 各相、ＶIU，ＶIV，ＶIW）が前記低域フィルタにおけ
るゲイン低下と位相遅れの影響を全く受けなかったと仮
定した理想状態における前記直交座標系のｄ軸電圧とｑ
軸電圧とをそれぞれＶfdo とＶfqo とすれば、下記の式
（３）が成り立つ。
【００１８】
【数３】
【００１９】今、前記の各ｄ，ｑ両軸電圧成分により前
記直交座標上のベクトル電圧を規定すれば、下記の式
（４）が成り立つ。
記直交座標上のベクトル電圧を規定すれば、下記の式
（４）が成り立つ。
【００２０】
【数４】
【００２１】また、前記の各式（１）〜（４）により、
下記の式（５）が得られる。
下記の式（５）が得られる。
【００２２】
【数５】
【００２３】ここに、前記ベクトル電圧Ｖfoは、前記イ
ンバータの出力電圧帰還信号が前記低域フィルタにおけ
る周波数特性の影響を全く受けなかったと仮定した理想
状態におけるものであり、前記ＰＷＭインバータの出力
電圧制御系における出力電圧帰還信号としての要件を備
えるものとなる。前記の電圧補正演算手段は、下記の各
関係式に従い、前記のベクトル電圧Ｖf1よりベクトル電
圧Ｖfoを演算する如く機能するものである。
ンバータの出力電圧帰還信号が前記低域フィルタにおけ
る周波数特性の影響を全く受けなかったと仮定した理想
状態におけるものであり、前記ＰＷＭインバータの出力
電圧制御系における出力電圧帰還信号としての要件を備
えるものとなる。前記の電圧補正演算手段は、下記の各
関係式に従い、前記のベクトル電圧Ｖf1よりベクトル電
圧Ｖfoを演算する如く機能するものである。
【００２４】今、前記の電圧ＶfoとＶf1との間に下記の
式（６）が成り立つものとする。
式（６）が成り立つものとする。
【００２５】
【数６】
【００２６】ここに、上記電圧ΔＶf は、前記電圧Ｖfo
を得るために前記電圧Ｖf1に加えるべき補償ベクトル電
圧をなすものであり、式（４）〜式（６）とを用いて下
記の式（７）の如く演算される。
を得るために前記電圧Ｖf1に加えるべき補償ベクトル電
圧をなすものであり、式（４）〜式（６）とを用いて下
記の式（７）の如く演算される。
【００２７】
【数７】
【００２８】即ち、前記のｄ軸電圧Ｖfd1 とｑ軸電圧Ｖ
fq1 とに対する所要補償量はそれぞれ−ωＴC ・Ｖfq1
とωＴC ・Ｖfd1 とになる。従って、前記ベクトル電圧
Ｖfoは、前記ベクトル電圧Ｖf1の各軸成分から下記の式
（８）の如く演算される。
fq1 とに対する所要補償量はそれぞれ−ωＴC ・Ｖfq1
とωＴC ・Ｖfd1 とになる。従って、前記ベクトル電圧
Ｖfoは、前記ベクトル電圧Ｖf1の各軸成分から下記の式
（８）の如く演算される。
【００２９】
【数８】
【００３０】即ち、所要補償演算が式（８）を満たす如
く行われる限り、前記低域フィルタにおけるゲイン低下
と位相遅れの影響は完全に除去されることになる。
く行われる限り、前記低域フィルタにおけるゲイン低下
と位相遅れの影響は完全に除去されることになる。
【００３１】
【実施例】以下、この発明の実施例を図１と図２の両ブ
ロック回路図、及び図３のＶ／Ｆ特性図とに従って説明
する。先ず、図１は請求項２に従うこの発明の電圧制御
方法の対象をなす３相電圧形ＰＷＭインバータの電圧制
御系の基本回路構成を示すブロック回路図である。
ロック回路図、及び図３のＶ／Ｆ特性図とに従って説明
する。先ず、図１は請求項２に従うこの発明の電圧制御
方法の対象をなす３相電圧形ＰＷＭインバータの電圧制
御系の基本回路構成を示すブロック回路図である。
【００３２】なお請求項１に対応するブロック回路図
は、図１に示す２相信号入力形の低域フィルタに代え、
これをインバータ出力電圧の３相分検出信号をその入力
となす３相信号入力形としたものであり、その基本動作
は図１の場合と同様であるため、ここにその記載は省略
する。図１において、１１は３相のインバータ（主回路
部）、１２はインバータ１１の負荷をなす交流電動機で
ある。
は、図１に示す２相信号入力形の低域フィルタに代え、
これをインバータ出力電圧の３相分検出信号をその入力
となす３相信号入力形としたものであり、その基本動作
は図１の場合と同様であるため、ここにその記載は省略
する。図１において、１１は３相のインバータ（主回路
部）、１２はインバータ１１の負荷をなす交流電動機で
ある。
【００３３】また、１は低域フィルタであり、その伝達
関数を１／（１＋ｓＴC ) となし、ＰＷＭ制御されてパ
ルス状の電圧波形列をなすインバータ１１のＵ，Ｗ両相
出力電圧の検出電圧ＶIUとＶIWとをその入力とし、両電
圧それぞれの基本波成分ＶFUとＶFWとの通過を図るもの
である。なお、前記ｓはラプラス演算子であり、前記伝
達関数に関しｓをｊωにて置換してその周波数特性を求
めることができる。
関数を１／（１＋ｓＴC ) となし、ＰＷＭ制御されてパ
ルス状の電圧波形列をなすインバータ１１のＵ，Ｗ両相
出力電圧の検出電圧ＶIUとＶIWとをその入力とし、両電
圧それぞれの基本波成分ＶFUとＶFWとの通過を図るもの
である。なお、前記ｓはラプラス演算子であり、前記伝
達関数に関しｓをｊωにて置換してその周波数特性を求
めることができる。
【００３４】また、２はベクトル回転演算回路であり、
低域フィルタ１を通過した前記検出電圧ＶFUとＶFWと
を，前記の演算式（２）に従い，インバータ出力電圧の
基本波角周波数ωで回転する直交座標系における２相電
圧信号Ｖfd1 とＶfq1 とに変換する３相／２相変換手段
をなすものである。また、３は電圧補正演算回路であ
り、ベクトル回転演算回路２によって３相／２相変換さ
れた前記電圧成分Ｖfd1 とＶfq1 とに対し、前記フィル
タ１の周波数特性に対応した振幅及び位相両者に関する
補償演算を前記の演算式（８）に従って行い、所要の２
相電圧信号Ｖfdo ，Ｖfqo を出力するものである。
低域フィルタ１を通過した前記検出電圧ＶFUとＶFWと
を，前記の演算式（２）に従い，インバータ出力電圧の
基本波角周波数ωで回転する直交座標系における２相電
圧信号Ｖfd1 とＶfq1 とに変換する３相／２相変換手段
をなすものである。また、３は電圧補正演算回路であ
り、ベクトル回転演算回路２によって３相／２相変換さ
れた前記電圧成分Ｖfd1 とＶfq1 とに対し、前記フィル
タ１の周波数特性に対応した振幅及び位相両者に関する
補償演算を前記の演算式（８）に従って行い、所要の２
相電圧信号Ｖfdo ，Ｖfqo を出力するものである。
【００３５】即ち、Ｖfdo ＝Ｖfd1 −ωＴC ・Ｖfq1 ，
Ｖfqo ＝Ｖfq1 ＋ωＴC ・Ｖfd1 の両演算を行うもので
ある。また、４は角度演算回路であり、ベクトル回転演
算回路２における３相／２相変換用演算における角度θ
をインバータ角周波数指令値ωS を積分して得るもので
ある。ここに、前記角周波数指令値ωS はωS ＝２πｆ
S の関係により周波数指令値ｆS と等価なものとなる。
Ｖfqo ＝Ｖfq1 ＋ωＴC ・Ｖfd1 の両演算を行うもので
ある。また、４は角度演算回路であり、ベクトル回転演
算回路２における３相／２相変換用演算における角度θ
をインバータ角周波数指令値ωS を積分して得るもので
ある。ここに、前記角周波数指令値ωS はωS ＝２πｆ
S の関係により周波数指令値ｆS と等価なものとなる。
【００３６】また、５はＶ／Ｆ変換回路であり、前記角
周波数指令値ωS を受けこれに対応する出力電圧指令値
を演算すると共に，この電圧指令値を前記直交座標系の
２相電圧指令信号ＶdsとＶqsとに換算演算するものであ
る。また、６は電圧調節回路であり、Ｖ／Ｆ変換回路５
による前記の電圧指令信号（ＶdsとＶqs）と電圧補正演
算回路３による所定補償完了後の出力電圧帰還信号（Ｖ
fdo とＶfqo ）とを受け、これら電圧指令信号と出力電
圧帰還信号との偏差のＫ倍値をこの電圧指令信号に対す
る補正値として加算演算すると共にこの演算結果に対し
て所定の制御演算を行うものである。
周波数指令値ωS を受けこれに対応する出力電圧指令値
を演算すると共に，この電圧指令値を前記直交座標系の
２相電圧指令信号ＶdsとＶqsとに換算演算するものであ
る。また、６は電圧調節回路であり、Ｖ／Ｆ変換回路５
による前記の電圧指令信号（ＶdsとＶqs）と電圧補正演
算回路３による所定補償完了後の出力電圧帰還信号（Ｖ
fdo とＶfqo ）とを受け、これら電圧指令信号と出力電
圧帰還信号との偏差のＫ倍値をこの電圧指令信号に対す
る補正値として加算演算すると共にこの演算結果に対し
て所定の制御演算を行うものである。
【００３７】また、７はＰＷＭ演算回路であり、電圧調
節回路６の出力する２相制御信号を前記インバータ出力
電圧の属する３相座標系における３相制御信号に２相／
３相変換すると共にこの３相制御信号に従うＰＷＭ演算
を行い、この演算結果をインバータ１１に指令するもの
である。次に、図２は、図１における出力電圧帰還信号
の形成系に関し、特に電圧補正演算回路３の詳細を示す
ブロック回路図である。ここに、電圧補正演算回路３は
前記の演算式（８）に従う補正演算を行うものであり、
減算演算器３ａと、加算演算器３ｂと、乗算器３ｃ，３
ｄとから構成される。
節回路６の出力する２相制御信号を前記インバータ出力
電圧の属する３相座標系における３相制御信号に２相／
３相変換すると共にこの３相制御信号に従うＰＷＭ演算
を行い、この演算結果をインバータ１１に指令するもの
である。次に、図２は、図１における出力電圧帰還信号
の形成系に関し、特に電圧補正演算回路３の詳細を示す
ブロック回路図である。ここに、電圧補正演算回路３は
前記の演算式（８）に従う補正演算を行うものであり、
減算演算器３ａと、加算演算器３ｂと、乗算器３ｃ，３
ｄとから構成される。
【００３８】更に、図３は前記インバータの出力電圧Ｖ
I とその出力周波数ｆとの関係を示すＶ／Ｆ特性図であ
り、周波数ｆr 以下の範囲におけるＶ／Ｆ比一定制御域
と、同ｆr 以上の範囲における電圧一定制御域（ＶI ＝
ＶIr) とを対象として、従来技術による制御結果を特性
線Ｌ1 で示し、この発明に従う制御結果を特性線Ｌ2で
示したものである。図示の如く特性線Ｌ2 は特性線Ｌ1
の下方に位置し、電圧制御精度の向上が図られている。
I とその出力周波数ｆとの関係を示すＶ／Ｆ特性図であ
り、周波数ｆr 以下の範囲におけるＶ／Ｆ比一定制御域
と、同ｆr 以上の範囲における電圧一定制御域（ＶI ＝
ＶIr) とを対象として、従来技術による制御結果を特性
線Ｌ1 で示し、この発明に従う制御結果を特性線Ｌ2で
示したものである。図示の如く特性線Ｌ2 は特性線Ｌ1
の下方に位置し、電圧制御精度の向上が図られている。
【００３９】
【発明の効果】この発明によれば、３相電圧形のＰＷＭ
インバータにおける負帰還方式の出力電圧制御方法に関
して、 １）請求項１の発明による如く、インバータ３相出力電
圧の検出信号を入力とする低域フィルタと、このフィル
タ通過後の３相電圧信号をインバータ出力電圧の基本角
周波数で回転する直交座標系の２相電圧信号に変換する
３相／２相変換手段と、この変換手段の出力する２相電
圧信号それぞれに対し，前記フィルタの周波数特性に対
応した振幅及び位相に関する補償演算をなす電圧補正演
算手段と、インバータ出力周波数指令信号を受けこれに
対応する出力電圧指令値の演算とこの電圧指令値を前記
直交座標系の２相電圧指令信号に換算するＶ／Ｆ変換手
段と、この電圧指令信号と前記電圧補正演算手段による
出力電圧帰還信号との２相信号状態での加減演算を行い
その演算結果に対し所定の制御特性を付与する電圧調節
手段と、この電圧調節手段の出力信号を前記インバータ
の出力電圧の属する３相座標系における３相制御信号に
２相／３相変換すると共にこの３相制御信号に従うＰＷ
Ｍ演算を行うＰＷＭ演算手段と、を設け、このＰＷＭ演
算手段の出力信号により前記インバータの出力電圧を制
御することにより、また、 ２）請求項２の発明による如く、請求項１記載の電圧制
御方法において、前記の３相検出信号入力形の低域フィ
ルタと、このフィルタの出力する３相電圧信号入力形の
３相／２相変換手段とに代えて、前記インバータの３相
出力中の何れか２相の出力電圧の検出信号を入力とする
低域フィルタと、このフィルタの出力する２相分電圧信
号より残り１相の出力電圧信号を演算すると共に，この
演算電圧信号を含む３相出力電圧信号より前記直交座標
系の２相電圧信号を変換演算する３相／２相変換手段
と、を設けることにより、また、 ３）請求項３の発明による如く、請求項１又は請求項２
記載の電圧制御方法において、前記インバータ出力電圧
の基本角周波数ωで回転する直交座標系のｄ，ｑ両軸成
分として３相／２相変換された前記インバータ出力電圧
の帰還信号Ｖfd及びＶfq両者に対するゲイン及び位相に
関する所要補償を、その時定数をＴC とする低域フィル
タの周波数特性に対応し、Ｋを正の定数として、前記電
圧Ｖfdに対してＫωＴC ・Ｖfqを減算し、前記電圧Ｖfq
に対してはＫωＴC ・Ｖfdを加算することにより、前記
インバータの３相出力電圧制御系において、出力電圧中
の基本波抽出用の低域フィルタにおいて生じた出力電圧
帰還値の振幅低減及び位相遅れの補償を可変定数Ｋを用
いて所要のレベル迄充分に行うことが可能となり、この
補償のなされた電圧帰還値とその指令値との比較演算等
の結果として、前記インバータの３相出力電圧制御にお
ける電圧制御精度の向上が可能となる。
インバータにおける負帰還方式の出力電圧制御方法に関
して、 １）請求項１の発明による如く、インバータ３相出力電
圧の検出信号を入力とする低域フィルタと、このフィル
タ通過後の３相電圧信号をインバータ出力電圧の基本角
周波数で回転する直交座標系の２相電圧信号に変換する
３相／２相変換手段と、この変換手段の出力する２相電
圧信号それぞれに対し，前記フィルタの周波数特性に対
応した振幅及び位相に関する補償演算をなす電圧補正演
算手段と、インバータ出力周波数指令信号を受けこれに
対応する出力電圧指令値の演算とこの電圧指令値を前記
直交座標系の２相電圧指令信号に換算するＶ／Ｆ変換手
段と、この電圧指令信号と前記電圧補正演算手段による
出力電圧帰還信号との２相信号状態での加減演算を行い
その演算結果に対し所定の制御特性を付与する電圧調節
手段と、この電圧調節手段の出力信号を前記インバータ
の出力電圧の属する３相座標系における３相制御信号に
２相／３相変換すると共にこの３相制御信号に従うＰＷ
Ｍ演算を行うＰＷＭ演算手段と、を設け、このＰＷＭ演
算手段の出力信号により前記インバータの出力電圧を制
御することにより、また、 ２）請求項２の発明による如く、請求項１記載の電圧制
御方法において、前記の３相検出信号入力形の低域フィ
ルタと、このフィルタの出力する３相電圧信号入力形の
３相／２相変換手段とに代えて、前記インバータの３相
出力中の何れか２相の出力電圧の検出信号を入力とする
低域フィルタと、このフィルタの出力する２相分電圧信
号より残り１相の出力電圧信号を演算すると共に，この
演算電圧信号を含む３相出力電圧信号より前記直交座標
系の２相電圧信号を変換演算する３相／２相変換手段
と、を設けることにより、また、 ３）請求項３の発明による如く、請求項１又は請求項２
記載の電圧制御方法において、前記インバータ出力電圧
の基本角周波数ωで回転する直交座標系のｄ，ｑ両軸成
分として３相／２相変換された前記インバータ出力電圧
の帰還信号Ｖfd及びＶfq両者に対するゲイン及び位相に
関する所要補償を、その時定数をＴC とする低域フィル
タの周波数特性に対応し、Ｋを正の定数として、前記電
圧Ｖfdに対してＫωＴC ・Ｖfqを減算し、前記電圧Ｖfq
に対してはＫωＴC ・Ｖfdを加算することにより、前記
インバータの３相出力電圧制御系において、出力電圧中
の基本波抽出用の低域フィルタにおいて生じた出力電圧
帰還値の振幅低減及び位相遅れの補償を可変定数Ｋを用
いて所要のレベル迄充分に行うことが可能となり、この
補償のなされた電圧帰還値とその指令値との比較演算等
の結果として、前記インバータの３相出力電圧制御にお
ける電圧制御精度の向上が可能となる。
【図１】この発明の実施例を示すインバータ電圧制御系
のブロック回路図
のブロック回路図
【図２】図１に対応する出力電圧帰還信号形成系のブロ
ック回路図
ック回路図
【図３】インバータ出力のＶ／Ｆ特性図
【符号の説明】 １ 低域フィルタ ２ ベクトル回転演算回路 ３ 電圧補正演算回路 ４ 角度演算回路 ５ Ｖ／Ｆ変換回路 ６ 電圧調節回路 ７ ＰＷＭ演算回路 １１ （３相）インバータ（主回路部） １２ 交流電動機
Claims (3)
- 【請求項１】ＰＷＭ制御される３相電圧形インバータに
関し負帰還制御されるその出力電圧の制御方法であっ
て、前記インバータの３相出力電圧の検出信号を入力と
する低域フィルタと、このフィルタの出力する３相電圧
信号を，ｄ軸及びｑ軸の両直交軸より成り前記インバー
タ出力電圧の基本波角周波数で回転する直交座標系の２
相電圧信号に変換する３相／２相変換手段と、この座標
変換手段の出力する２相電圧信号それぞれに対し，入力
周波数の増大と共にそのゲインの低下と位相の遅れ増大
とを来す前記フィルタの周波数特性に対応して，振幅及
び位相両者に関する補償演算をなす電圧補正演算手段
と、前記インバータに対する出力周波数指令信号を受け
てこれに対応する出力電圧指令値を演算すると共に，こ
の電圧指令値を前記直交座標系の２相電圧指令信号に換
算するＶ／Ｆ変換手段と、このＶ／Ｆ変換手段による電
圧指令信号と前記電圧補正演算手段による出力電圧帰還
信号との前記２相電圧状態での加減演算と共に，この加
減演算結果に対する所定制御特性の付与をなす電圧調節
手段と、この電圧調節手段の出力信号を前記インバータ
出力電圧の属する３相座標系における３相制御信号に２
相／３相変換すると共に，この３相制御信号に従うＰＷ
Ｍ演算をなしその結果を前記インバータに与えるＰＷＭ
演算手段と、を設け、前記インバータの３相出力電圧制
御系における電圧帰還値の振幅及び位相の補償と，所定
補償後の前記電圧帰還値とその指令値との比較演算等を
前記直交座標系の２相電圧状態において行うことを特徴
とする３相ＰＷＭインバータの出力電圧制御方法。 - 【請求項２】請求項１記載の３相ＰＷＭインバータの出
力電圧制御方法において、前記インバータの３相出力電
圧の検出信号を入力とする低域フィルタと，このフィル
タの出力する３相電圧信号を入力とする３相／２相変換
手段とに代えて、前記インバータの３相出力中の何れか
２相の出力電圧の検出信号を入力とする低域フィルタ
と、このフィルタの出力する２相分電圧信号より残り１
相の出力電圧信号を演算すると共に，この演算電圧信号
を含む３相出力電圧信号より前記直交座標系の２相電圧
信号を変換演算する３相／２相変換手段と、を設けたこ
とを特徴とする３相ＰＷＭインバータの出力電圧制御方
法。 - 【請求項３】請求項１又は請求項２記載の３相ＰＷＭイ
ンバータの出力電圧制御方法において、前記低域フィル
タを通過した３相電圧信号或いはその演算値を前記直交
座標系のｄ軸及びｑ軸の両成分に変換して得た２相電圧
信号Ｖfd及びＶfqの両者に対する振幅及び位相に関する
補償は、その時定数をＴC とする前記低域フィルタの周
波数特性に対応し、Ｋを正の定数、ωを前記インバータ
の出力基本波の角周波数として、前記電圧Ｖfdに対して
ＫωＴC ・Ｖfqを減算し、前記電圧Ｖfqに対してはＫω
ＴC ・Ｖfdを加算して行うことを特徴とする３相ＰＷＭ
インバータの出力電圧制御方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7048128A JPH08251987A (ja) | 1995-03-08 | 1995-03-08 | ３相ｐｗｍインバータの出力電圧制御方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7048128A JPH08251987A (ja) | 1995-03-08 | 1995-03-08 | ３相ｐｗｍインバータの出力電圧制御方法 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08251987A true JPH08251987A (ja) | 1996-09-27 |
Family
ID=12794698
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7048128A Pending JPH08251987A (ja) | 1995-03-08 | 1995-03-08 | ３相ｐｗｍインバータの出力電圧制御方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH08251987A (ja) |
Cited By (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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-
1995
- 1995-03-08 JP JP7048128A patent/JPH08251987A/ja active Pending
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