JP6226833B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

この発明は、コンデンサを介したコンバータとインバータとで構成され交流モータ等を駆動する電力変換装置に係り、特に、交流電源が有するインダクタンス成分ＬとコンデンサＣとで形成されるＬＣ共振現象による過電圧の発生を抑制する技術に関するものである。

この種の電力変換装置の主回路は、交流電源からの交流電圧を直流電圧に変換して平滑用のコンデンサで構成される直流リンク部に供給するコンバータと、直流リンク部の直流電圧を可変電圧可変周波数の交流電圧に変換して交流負荷である交流モータに供給するインバータで構成される。電力変換装置を交流電源に接続すると、交流電源が有するインダクタンス成分Ｌと直流リンク部のコンデンサＣとでＬＣ共振回路が形成される。

三相の交流電圧をダイオードからなるコンバータで整流すると、直流出力側に電源周波数の６倍の周波数の振動が発生することが知られている。このため、上述のＬＣ共振回路の共振周波数が、電源周波数の６倍の周波数に一致すると、電力変換装置内の直流リンク部の電圧が大きく振動する。その結果、主回路部品の破損や交流モータの制御が不安定になる恐れがあった。
特に、平滑用のコンデンサに小容量のものを採用した場合は、このＬＣ共振現象が生じる確率が高くなる。

これに対し、例えば、特許文献１には、この共振現象による過電圧の発生を抑制する技術が紹介されている。即ち、この特許文献１の図１５では、同期モータをベクトル制御で駆動する電力変換装置において、その直流リンク部の電圧の振動を抑制する方法を記載している。
具体的には、直流リンク部の電圧を検出し、この検出電圧の交流成分を抽出し更にこの交流成分にゲインＫを乗算して得られる信号により、ｑ軸電圧指令を補正する。
これにより、直流リンク部の電圧が大きく振動して過電圧を発生することを防ぐことができるとしている。

ＷＯ２０１２／０６０３５７Ａ１号公報（段落００８２〜００８５、図１５）

従来の特許文献１では、ｑ軸電圧指令を補正することで共振による過電圧の発生を抑制するものであるが、前段の電流制御系との関係で課題が生じ得る。即ち、電流制御系からみた場合、共振抑制の制御によって補正される電圧指令は外乱である。電流制御系の制御応答が、共振周波数と比較して高い場合は、共振抑制の制御によって補正される電圧指令を打ち消してしまう動作になり、共振抑制効果が十分得られない。このため、電流制御系の応答を低く設定することが強いられ、交流モータとしての運転領域にも制約を生じ得ることになる。

この発明は、以上のような従来の課題を解決するためになされたもので、電流制御系の応答を高くしても、ＬＣ共振現象による過電圧の発生を確実に防止することができる電力変換装置を得ることを目的とする。

この発明に係る電力変換装置は、交流電源からの交流電圧を直流電圧に変換してコンデンサに供給するコンバータ、コンデンサの直流電圧を交流電圧に変換して交流負荷に供給するインバータ、ｄｑ二軸直交座標上のｄ軸電流指令値とｄ軸電流検出値との偏差が零となるようｄ軸電圧指令値を生成するｄ軸電流制御器、ｄｑ二軸直交座標上のｑ軸電流指令値とｑ軸電流検出値との偏差が零となるようｑ軸電圧指令値を生成するｑ軸電流制御器、およびｄ軸電圧指令値およびｑ軸電圧指令値に基づきインバータを駆動するゲート信号を生成するゲート信号生成部を備えた電力変換装置であって、
コンデンサの電圧を検出する電圧検出部、この電圧検出部で検出した電圧の交流成分を抽出するフィルタ部、このフィルタ部からの出力に第一ゲインを乗算して出力する乗算器、この乗算器の出力をｑ軸電圧補正信号として出力するｑ軸電圧補償部、および乗算器の出力電圧によって流れるｑ軸電流成分を演算しｑ軸電流補正信号として出力するｑ軸電流補償部を備え、
ｑ軸電流制御器は、ｑ軸電流指令値にｑ軸電流補正信号を加算した値とｑ軸電流検出値との偏差が零となるようｑ軸電圧指令値を生成し、ゲート信号生成部は、ｄ軸電圧指令値およびｑ軸電圧指令値にｑ軸電圧補正信号を加算した信号に基づきゲート信号を生成することにより、交流電源が有するインダクタンス成分ＬとコンデンサＣとで形成されるＬＣ共振現象による過電圧の発生を抑制するようにしたものである。

この発明に係る電力変換装置は、以上のように、ｑ軸電圧補償部に加え、乗算器の出力電圧によって流れるｑ軸電流成分を演算しｑ軸電流補正信号として出力するｑ軸電流補償部を備え、ｑ軸電流指令値にｑ軸電流補正信号を加算した値とｑ軸電流検出値との偏差が零となるようｑ軸電圧指令値を生成し、ｄ軸電圧指令値およびｑ軸電圧指令値にｑ軸電圧補正信号を加算した信号に基づき生成したゲート信号によりインバータを制御するようにしたので、電流制御系の応答を上げても、電流による補正と電圧による補正による動作が干渉することなく、確実な共振抑制効果が得られる。

この発明の実施の形態１による電力変換装置の全体構成を示す図である。 図１の制御ユニット７の内部構成を示す図である。 電流制御系の応答速度を変化させた場合のＤＣリンク電圧Ｖｄｃの変化を示す図である。 この発明の実施の形態２による電力変換装置における制御ユニット７の内部構成を示す図である。 交流モータ３の消費電力とＤＣリンク電圧Ｖｄｃとの関係を示す図である。 図４の波高値導出手段１９の動作を説明するための波形図である。 図４のテーブル２０の入出力特性を示す図である。 この発明の実施の形態３による電力変換装置における制御ユニット７の内部構成を示す図である。 電流制御系の応答速度が十分高い場合の動作を説明する図である。 この発明の実施の形態４による電力変換装置における制御ユニット７の内部構成を示す図である。

実施の形態１．
図１は、この発明の実施の形態１による電力変換装置の全体構成を示す図である。電力変換装置の主回路は、三相の交流電源１からの三相交流電圧を直流電圧に変換し、平滑用のコンデンサ６で構成される直流リンク部５に供給するコンバータ２と、直流リンク部５の直流電圧を可変電圧可変周波数の交流電圧に変換して交流負荷である交流モータ３に供給するインバータ４とからなる。
コンバータ２は、その内部の図示を省略しているが、通例、ダイオード素子を三相ブリッジに結線した構成で、インバータ４は、図示の通り、スイッチング素子Ｓとこれに逆並列に接続されたダイオード素子Ｄとを三相ブリッジに結線して構成される。

制御を担う制御ユニット７は、詳しくは後述するが、電圧検出部８で検出した直流リンク部５の、即ち、コンデンサ６のＤＣリンク電圧Ｖｄｃ、速度指令値ω＊および速度検出値ωを入力し、インバータ４の各スイッチング素子Ｓをオンオフ駆動するためのゲート信号Ｇｕ＋、Ｇｕ−、Ｇｖ＋、Ｇｖ−、Ｇｗ＋、Ｇｗ−を生成する。

図１の制御ユニット７の内部構成を示す図２に基づき、以下、この発明の実施の形態１による電力変換装置の制御構成およびその動作について詳細に説明する。
ｄｑ二軸直交座標系で演算するベクトル制御方式を採用し、大きくは、ｑ軸上で実行する速度制御系と、ｄ軸上で実行する励磁制御系と、本願発明の主要部である共振抑制制御ブロック９とから構成される。

先ず、速度制御系では、速度制御器１０は、上位制御系から入力される交流モータ３の速度指令値ω＊と図示しない速度検出部から入力される速度検出値ωとの偏差が零となるよう、ＰＩ制御等でｑ軸電流指令値ｉｑ＊を生成する。位相角導出手段１１は、速度検出値ωを積分することで、二相／三相変換で必要となる位相角θｅを後述するゲート信号生成部１７に送出する。

励磁制御系では、図示しない励磁制御器により、ｄ軸電流指令値ｉｄ＊を生成する。ここでは、ｄ軸電流指令値ｉｄ＊＝０に設定されているものとする。
ｄ軸電流制御器１０Ｄは、ｄ軸電流指令値ｉｄ＊と図示しない電流検出部からのｄ軸電流検出値ｉｄとの偏差が零となるよう、ＰＩ制御等でｄ軸電圧指令値ｖｄ＊を生成する。

次に、共振抑制制御ブロック９について説明する。フィルタ部としてのハイパスフィルタ１２は、電圧検出部８で検出したＤＣリンク電圧Ｖｄｃの交流成分、ここでは、既述したように、交流電源１が有するインダクタンス成分Ｌとコンデンサ６の容量Ｃとで形成されるＬＣ共振現象を想定しているので、その電源周波数の６倍の周波数の共振成分ＶｄｃＡＣを出力する。乗算器１３は、後述する電圧補正信号Ｖｃｍｐ＊の大きさが、共振抑制効果を奏するのに適した値となるよう予め設定する第一ゲインＫ１を共振成分ＶｄｃＡＣに乗算して出力する。

ここでは、ｑ軸電圧補償部を構成する位相進み手段１４は、乗算器１３からの信号を所定の位相だけ進めて電圧補正信号Ｖｃｍｐ＊として出力する。実際の制御動作においては、予め設定された制御周期毎に、電流や電圧等のデータのサンプリングやこれらデータを用いた演算を実行するが、当然ながら、この制御周期に基づき無駄時間が発生する。
この発明では、後述するように、電圧指令値に電圧補正信号を加算することで共振抑制を行うことから、適正な共振抑制の効果を得るためには、上述の無駄時間を補償する位相進み手段１４が必要となるわけである。

制御周期および無駄時間の具体的な一例について、以下に説明する。
共振周波数ＦＬＣは、電源周波数の６倍であるため、例えば、６０Ｈｚ系統においては、ＦＬＣ＝３６０Ｈｚとなる。１制御周期当たりの時間Ｔｃを２５０μｓとすると、１制御周期に相当する、共振周波数における位相角θｃは、（１）式で表される。

θｃ＝３６０Ｈｚ・０．０００２５ｓ・３６０ｄｅｇ＝３２．４ｄｅｇ ・・・（１）

通常、前回のサンプリング値を今回まで保持する、いわゆる０次ホールドを採用するため、この０次ホールド処理で制御周期の０．５倍、更に、演算処理で１制御周期を要するため、合計、制御周期の１．５倍の無駄時間が発生する。
従って、位相進み手段１４としては、
３２．４×１．５＝４８．６ｄｅｇ
の位相進みを実現する伝達機能を備えた回路構成に設計される。

もっとも、高速度の、従って一般に高価となる演算処理装置を装備して、この無駄時間が無視できる程度に制御周期を極短時間の値に設定できれば、ｑ軸電圧補償部を構成する位相進み手段１４で設定する位相を零とする、従って、実質的には、位相進み手段１４を省略することもできる。この場合、ｑ軸電圧補償部は、乗算器１３からの信号をそのまま電圧補正信号Ｖｃｍｐ＊として出力するものとする。

ここで、ｑ軸電圧指令値ｖｑ＊を補正することで、ＤＣリンク電圧Ｖｄｃの共振振動を抑制する原理について説明する。

ｄ軸電圧ｖｄ、ｑ軸電圧ｖｑ、ｄ軸電流ｉｄ、ｑ軸電流ｉｑとすると、インバータの出力電力Ｐは（２）式で表される。

ｖｑ、ｖｑ、ｉｄ、ｉｑが、それぞれΔｖｑ、Δｖｑ、Δｉｄ、Δｉｑだけ変動した場合の電力Ｐの変動をΔＰとすると、（３）式が成立する。

（２）式（３）式から、電力の変動ΔＰは、（４）式で表される。

（４）式右辺の、前段３項に関し、Δｉｄ、Δｖｄはｉｄ、ｖｄと比較して微小であるので、ΔｖｄΔｉｄの項は無視できる。同様に、後段３項に関しては、ΔｖｑΔｉｑの項を無視できる。この結果、電力の変動ΔＰは、（５）式のように簡略化できる。

（５）式に基づき、この発明の実施の形態１による電力変換装置においては、ｉｄ＝０に設定しており、かつ、後述するように、ｑ軸電流を補正することから、ΔｖｑおよびΔｉｑを調整することにより、インバータの出力電力の変動ΔＰを抑制し、即ち、ＬＣ共振現象による過電圧の発生を抑制するものである。
なお、後述する実施の形態３、４では、Δｉｑのみを調整するものである。

この共振を抑制するためには、ＤＣリンク電圧Ｖｄｃが振動した場合、その振動を抑えるため次の操作をすればよい。
ＤＣリンク電圧Ｖｄｃが上昇したら、出力電力を上昇させ、ＤＣリンク電圧Ｖｄｃの上昇を抑える。
即ち、ｑ軸電圧ｖｑが大きくなるように補正する。

また、ＤＣリンク電圧Ｖｄｃが低下したら、出力電力を低下させ、ＤＣリンク電圧Ｖｄｃの低下を抑える。
即ち、ｑ軸電圧ｖｑが小さくなるように補正する。

従って、先の図２で説明した乗算器１３で設定する第一ゲインＫ１は、符号としては正の数値を設定すればよいことがわかる。

次に、ｑ軸電流補正信号ｉｑｃｍｐ＊を生成するｑ軸電流補償部を構成する位相遅れ手段１５およびモータモデル１６について説明する。このｑ軸電流補償部は、先の従来技術の課題として取り上げた、電流制御系の応答が共振抑制動作に影響を与えるという問題を解消するためのものである。

即ち、この問題とは、ｄ軸電流制御器１０Ｄおよびｑ軸電流制御器１０Ｑで構成される電流制御系、ここでは、ｄ軸電流ｉｄ＝０に設定するので、ｑ軸電流制御器１０Ｑの制御応答が関係する。即ち、電流制御系からみた場合、共振抑制の制御によって補正される電圧指令は外乱である。電流制御系の制御応答が、共振周波数と比較して高い場合は、共振抑制の制御によって補正される電圧指令を打ち消してしまう動作になり、共振抑制効果が十分得られない。

図３は、電流制御系の応答を、１００Ｈｚ⇒２００Ｈｚ⇒３００Ｈｚと上げていった場合の、ＤＣリンク電圧Ｖｄｃの波形を示す。

応答が１００Ｈｚ、２００Ｈｚでは、ＤＣリンク電圧Ｖｄｃは抑制できているものの、応答が３００Ｈｚになると、ＤＣリンク電圧Ｖｄｃが大きく振動していることがわかる。
これは、電流制御系の応答が上がると、共振抑制制御の電圧補正動作（３６０Ｈｚ）を打ち消してしまうためである。

そこで、この実施の形態１では、電圧指令の補正による電流の変化分を算出し、この変化分を、フィードフォワードで電流制御系の入力段に加算することで、実質的に、電圧指令の補正による電流の変化分が電流制御系にフィードバックされることを防止するｑ軸電流補償部、即ち、位相遅れ手段１５およびモータモデル１６を備えている。

この内、位相遅れ手段１５は、乗算器１３からの共振成分電圧ＶｄｃＡＣの電圧信号を、制御周期の０．５倍に相当する位相だけ遅らせるものである。

先の図２で説明したように、電圧の補正に関し、制御周期に伴う無駄時間が制御周期の１．５倍になるが、この電流補償は、更に、その電圧によりフィードバックされる電流を対象とするものであるので、その場合の無駄時間は、制御周期の２倍に相当する値となる。言い換えると、ここでは、２制御周期分前の電圧信号に対応する電流を対象として補償動作を行う必要があるため、この電圧信号ＶｄｃＡＣを制御周期の２倍に相当する位相だけ遅らせる必要がある。
もっとも、電圧補正の回路には、無駄時間を補償するため、制御周期の１．５倍に相当する位相だけ進める位相進め手段１４を設けているので、差し引き、位相遅れ手段１５は、上述したとおり、制御周期の０．５倍に相当する位相だけ遅らせるものとすればよい。

従って、無駄時間が無視できる程度に制御周期を極短時間の値に設定し位相進み手段１４を省略する場合は、位相遅れ手段１５は、制御周期の２倍に相当する位相だけ遅らせるものとする必要がある。

モータモデル１６は、制御対象である交流モータ３のモータ定数で構成され、（６）式で計算される。

ここで、Ｒは、固定子抵抗成分、Ｌｑは、ｑ軸インダクタンスである。

ｑ軸電流補償部（位相遅れ手段１５およびモータモデル１６）で生成されたｑ軸電流補正信号ｉｑｃｍｐ＊は、ｑ軸電流指令値ｉｑ＊と加算され、この加算値とｑ軸電流検出値ｉｑとの偏差が零となるようｑ軸電流制御器１０Ｑが動作する。

以上の構成により、電流制御系の応答速度の程度に応じて、電流による補正と電圧による補正による動作が干渉することなく、確実な共振抑制効果が得られる。

以上のように、この発明の実施の形態１による電力変換装置では、電圧補正信号Ｖｃｍｐ＊を生成するｑ軸電圧補償部（位相進み手段１４）およびｑ軸電流補正信号ｉｑｃｍｐ＊を生成するｑ軸電流補償部（位相遅れ手段１５およびモータモデル１６）を備え、ｑ軸電流指令値ｉｑ＊にｑ軸電流補正信号ｉｑｃｍｐ＊を加算した値とｑ軸電流検出値ｉｑとの偏差が零となるようｑ軸電圧指令値ｖｑ＊を生成し、ｄ軸電圧指令値ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令値ｖｑ＊に電圧補正信号Ｖｃｍｐ＊を加算した信号ｖｑ’＊により得られるゲート信号に基づきインバータ４を制御するようにしたので、電流制御系の応答を上げても、電流による補正と電圧による補正による動作が干渉することなく、ＬＣ共振現象による過電圧の発生を確実に抑制することができる。

実施の形態２．
図４は、この発明の実施の形態２による電力変換装置における制御ユニット７の内部構成を示す図である。実施の形態１の図２の場合と異なるのは、共振抑制制御ブロック９内に、共振抑制制御調整部１８を備えた点である。以下、この部分を中心に説明する。

共振抑制制御が必要となる条件は、ＬＣ共振回路の共振周波数が電源周波数の６倍の周波数に一致するのに加え、インバータ４の出力電力が大きいことである。
図５は、共振周波数が電源周波数の６倍の周波数に一致する場合の交流モータ３の消費電力と、ＤＣリンク電圧Ｖｄｃの振動の関係の一例を示している。左側（ａ）が負荷電力の小さい場合、右側（ｂ）が負荷電力の大きい場合の、上段から順次、ＤＣリンク電圧Ｖｄｃ、モータ速度、出力電流を示している。

消費電力が大きいほど、平滑用のコンデンサ６に流入する電流が多くなりＤＣリンク電圧Ｖｄｃの振動が増大してしまう。逆に、交流モータ３の消費電力が少ない場合では、流入電流が小さくなるため、共振周波数が電源周波数の６倍の周波数に一致しても、ＤＣリンク電圧Ｖｄｃの振動は小さくなる。この時は共振抑制制御を実施しなくても、ＤＣリンク電圧Ｖｄｃは大きく振動しない。

一方、共振抑制制御を実施すると、交流モータ３とコンデンサ６との間でエネルギーのやり取りをするため、交流モータ３のトルクリプル増加につながるという不具合がある。
そこで、常に共振抑制の制御を行う先の実施の形態１とは異なり、この実施の形態２では、ＤＣリンク電圧Ｖｄｃに過電圧を発生させる条件に応じて共振抑制制御の強弱を調整する共振抑制制御調整部１８を新たに備えている。

この調整は、共振抑制制御調整部１８内で設定する調整係数Ｎ（０〜１の範囲で設定する）を、乗算器２１により、電圧補正信号Ｖｃｍｐに乗算することにより行う。
即ち、乗算器１３で設定する第一ゲインＫ１を、先の実施の形態１では、固定値としたが、この実施の形態２では、これに調整係数Ｎを乗算することで、実質的に、第一ゲインＫ１を、変化させるものと言える。

以下、この調整係数Ｎの導出方法について説明する。
ＤＣリンク電圧Ｖｄｃの共振成分ＶｄｃＡＣを入力し、波高値導出手段１９を用いて、共振電圧ＶｄｃＡＣの振幅ＶＨを導出する。波高値導出手段１９は、包絡線検波のような動作をし、共振成分ＶｄｃＡＣの振動の大きさを抽出する。
この共振成分の振幅ＶＨの大小で共振抑制の必要性が判断できる。ＶＨが大きいほど、共振抑制が必要であるので、調整係数Ｎを大きくし、ＶＨが小さいほど、共振抑制は不必要であるので、調整係数Ｎを小さくすればよい。テーブル２０を用いて、共振成分の振幅ＶＨから調整係数Ｎを決定する。

波高値導出手段１９は、ＤＣリンク電圧Ｖｄｃの共振成分ＶｄｃＡＣを入力とし、以下の（７）式（８）式に基づき、その振幅ＶＨを出力する。

上式において、ｔは、現在値で、ｔ−１は、１サンプル前の値である。共振成分の絶対値｜ＶｄｃＡＣ｜の現在値が１サンプル前の値と比べて増加した場合（条件（ｉ）の（７）式）は、｜ＶｄｃＡＣ｜の現在値を共振成分の振幅ＶＨとする。
逆に、共振成分の絶対値｜ＶｄｃＡＣ｜の現在値が１サンプル前の値と比べて減少した場合（条件（ｉｉ）の（８）式）は、αを係数とするローパスフィルタを用いてＶＨを決定する。αは、０に近い小数を用いる。

（７）式に示すように、共振成分の振幅ＶＨを増加しやすくすることで、共振成分が急激に増加した場合、振幅ＶＨはこれに即応して上昇する。逆に、共振成分が減少する場合は、（８）式に示すように、振幅ＶＨの追従を遅らせることで、共振抑制制御の急激なオン、オフの切り替わりを連続的に繰り返すことを防止し、共振抑制制御調整の動作が安定化する。

図６は、波高値導出手段１９の動作を説明するもので、上段から順に、ＤＣリンク電圧Ｖｄｃ、共振成分電圧ＶｄｃＡＣ、その絶対値｜ＶｄｃＡＣ｜、共振成分の振幅ＶＨの波形を示す。振幅ＶＨが、｜ＶｄｃＡＣ｜の波高値に沿っていることが確認できる。

テーブル２０は、振幅ＶＨを入力とし、調整係数Ｎを出力する。既述したように、振幅ＶＨが大きいほど共振抑制制御が必要となるので、振幅ＶＨが大きいほど調整係数Ｎが１に近づくように設定する。また、共振抑制制御の強弱の急激な変化を防止するため、ある程度の傾きをもたせる。

図７は、テーブル２０の一例である。ここで、ＶＨ０は共振抑制制御のオン・オフの目安となる値であり、テーブル２０を用いて制御を行うと、ＤＣリンク電圧Ｖｄｃの振動波高値は、概ねＶＨ０付近の値となる。

以上のように、この発明の実施の形態２による電力変換装置では、波高値導出手段１９により、ＤＣリンク電圧Ｖｄｃの共振成分ＶｄｃＡＣの振幅ＶＨを求め、この振幅ＶＨに応じて電圧補正信号Ｖｃｍｐを調整するようにしたので、電流制御系の応答を上げても、電流による補正と電圧による補正による動作が干渉することなく、ＬＣ共振現象による過電圧の発生を確実に抑制することができるとともに、低負荷時の不要な共振抑制制御を低減して、モータトルクリプルの増大を最小限に抑えることができる。

実施の形態３．
図８は、この発明の実施の形態３による電力変換装置における制御ユニット７の内部構成を示す図である。先の実施の形態１の図２と異なる点は、共振抑制制御ブロック９において、電圧補正に係る制御系、即ち、電圧補正信号Ｖｃｍｐ＊を生成する回路を省略している点である。

先の実施の形態１の図３において、電流制御系の応答を変化させた場合のＤＣリンク電圧Ｖｄｃの変化について説明したが、次の図９は、この電流制御系の応答速度を更に高め、共振周波数（本願の例では、３６０Ｈｚ）に比較して十分高い、ここでは、１０００Ｈｚに相当する値にした場合の特性を示す。

図９において、電流制御系、従って、ｑ軸電流制御器１０Ｑの応答速度が十分高いため、電流検出値と電流指令値とが一致、即ち、
ｑ軸電流検出値ｉｑ＝ｑ軸電流指令値ｉｑ＊＋ｑ軸電流補正信号ｉｑｃｍｐ＊
が成立しており、ｑ軸電流補正信号ｉｑｃｍｐ＊がｑ軸電流検出値ｉｑに確実に反映されており、従って、電圧補正を採用しなくても、十分な共振抑制効果が得られることがわかる。事実、ＤＣリンク電圧Ｖｄｃの振動成分も小さい値に抑制されていることがわかる。
以上の検討結果に基づき、この実施の形態３では、図８に示したように、電圧補正に係る制御系を省略し、その分、構成が簡便となる利点がある。
なお、電圧補正に係る制御系を省略するということは、例えば、図２において、位相進み手段１４から出力する電圧補正信号Ｖｃｍｐ＊を零に設定することと等価であることから、この実施の形態３に係る発明も、本願請求項１に記載の発明に属するものと言える。

以上のように、この発明の実施の形態３による電力変換装置では、電流制御系の応答速度が共振周波数に相当する速度に比較して十分高い条件の下で、ｑ軸電流補償部（位相遅れ手段１５およびモータモデル１６）を備え、電圧補正に係る制御系を省略したので、ＬＣ共振現象による過電圧の発生を確実に抑制することができるとともに、電圧補正に係る制御系を省略できるのでその分構成が簡便となる利点がある。

実施の形態４．
図１０は、この発明の実施の形態４による電力変換装置における制御ユニット７の内部構成を示す図である。先の実施の形態３の図８で説明した共振抑制制御ブロック９に、先の実施の形態２の図４で説明した共振抑制制御調整部１８を付加したものである。

各部の構成動作は説明済みであるので、重複の説明は避けるが、この実施の形態４による電力変換装置では、電流制御系の応答速度が共振周波数に相当する速度に比較して十分高い条件の下で、ｑ軸電流補償部（位相遅れ手段１５およびモータモデル１６）、更には、共振抑制制御調整部１８を備え、電圧補正に係る制御系を省略したので、ＬＣ共振現象による過電圧の発生を確実に抑制することができ、電圧補正に係る制御系を省略できるのでその分構成が簡便となる利点があるとともに、低負荷時の不要な共振抑制制御を低減して、モータトルクリプルの増大を最小限に抑えることができる。

なお、本発明は、その発明の範囲内において、各実施の形態を自由に組み合わせたり、各実施の形態を適宜、変形、省略することが可能である。

１ 交流電源、２ コンバータ、３ 交流モータ、４ インバータ、
５ 直流リンク部、６ コンデンサ、７ 制御ユニット、８ 電圧検出部、
９ 共振抑制制御ブロック、１０ 速度制御器、１０Ｄ ｄ軸電流制御器、
１０Ｑ ｑ軸電流制御器、１２ ハイパスフィルタ、１３，２１ 乗算器、
１４ 位相進み手段、１５ 位相遅れ手段、１６ モータモデル、
１７ ゲート信号生成部、１８ 共振抑制制御調整部、１９ 波高値導出手段、
２０ テーブル。

Claims (6)

1. 交流電源からの交流電圧を直流電圧に変換してコンデンサに供給するコンバータ、前記コンデンサの直流電圧を交流電圧に変換して交流負荷に供給するインバータ、ｄｑ二軸直交座標上のｄ軸電流指令値とｄ軸電流検出値との偏差が零となるようｄ軸電圧指令値を生成するｄ軸電流制御器、ｄｑ二軸直交座標上のｑ軸電流指令値とｑ軸電流検出値との偏差が零となるようｑ軸電圧指令値を生成するｑ軸電流制御器、および前記ｄ軸電圧指令値および前記ｑ軸電圧指令値に基づき前記インバータを駆動するゲート信号を生成するゲート信号生成部を備えた電力変換装置であって、
   前記コンデンサの電圧を検出する電圧検出部、この電圧検出部で検出した電圧の交流成分を抽出するフィルタ部、このフィルタ部からの出力に第一ゲインを乗算して出力する乗算器、この乗算器の出力を電圧補正信号として出力するｑ軸電圧補償部、および前記乗算器の出力電圧によって流れるｑ軸電流成分を演算しｑ軸電流補正信号として出力するｑ軸電流補償部を備え、
   前記ｑ軸電流制御器は、前記ｑ軸電流指令値に前記ｑ軸電流補正信号を加算した値と前記ｑ軸電流検出値との偏差が零となるよう前記ｑ軸電圧指令値を生成し、前記ゲート信号生成部は、前記ｄ軸電圧指令値および前記ｑ軸電圧指令値に前記電圧補正信号を加算した信号に基づき前記ゲート信号を生成することにより、前記交流電源が有するインダクタンス成分Ｌと前記コンデンサＣとで形成されるＬＣ共振現象による過電圧の発生を抑制するようにしたことを特徴とする電力変換装置。
2. データのサンプリングと演算を予め設定した制御周期で行う場合、前記制御周期に基づく無駄時間を補償するため、前記ｑ軸電圧補償部は、前記電圧補正信号を前記制御周期の１．５倍に相当する位相だけ進める位相進み手段を備え、前記ｑ軸電流補償部は、前記ｑ軸電流補正信号を前記制御周期の０．５倍に相当する位相だけ遅らせる位相遅れ手段を備えたことを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
3. 前記ｑ軸電流制御器の制御応答速度が前記ＬＣ共振現象の共振周波数に相当する速度に比較して十分高い場合、前記ｑ軸電圧補償部を省略し、前記ゲート信号生成部は、前記ｄ軸電圧指令値および前記ｑ軸電圧指令値に基づき前記ゲート信号を生成するようにしたことを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
4. データのサンプリングと演算を予め設定した制御周期で行う場合、前記制御周期に基づく無駄時間を補償するため、前記ｑ軸電流補償部は、前記ｑ軸電流補正信号を前記制御周期の２倍に相当する位相だけ遅らせる位相遅れ手段を備えたことを特徴とする請求項３記載の電力変換装置。
5. 前記フィルタ部で抽出した前記交流成分の波高値を出力する波高値導出手段を備え、前記第一ゲインを前記波高値に応じて変化させることを特徴とする請求項１から請求項４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
6. 前記交流負荷は交流モータであり、
   前記ｄ軸電流指令値を零に設定するとともに、前記交流モータの速度指令値と速度検出値との偏差が零となるよう前記ｑ軸電流指令値を生成する速度制御器を備えたことを特徴とする請求項１から請求項５のいずれか１項に記載の電力変換装置。

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