JP5915751B2 - マトリクスコンバータ - Google Patents

Description

開示の実施形態は、マトリクスコンバータに関する。

従来、電力変換装置として、交流電源の電力を任意の周波数・電圧の交流電力へ直接変換するマトリクスコンバータが知られている。

かかるマトリクスコンバータは、交流−直流電力変換器と直流−交流電力変換器とを組み合わせた従来の交流−交流電力変換装置に比べ、大きなエネルギーバッファが存在しない。

そのため、入力電圧に歪みがある状態でマトリクスコンバータを動作させると、入力電流や出力電圧に歪みが生じる。かかる入力電圧の歪みに関する課題を解決する技術として、入力電流を歪ませる制御を行うことによって、出力電圧の歪みを低減させる技術が知られている（例えば、特許文献１参照）。

特開２００５−２６９８０５号公報

上記特許文献１に記載の技術は、歪みがある出力電圧が電動機へ供給されると、電動機にトリクルリップルが生じて騒音が発生することを課題として、出力電圧の歪みを低減するものとしている。

しかし、マトリクスコンバータの使用用途として、電動機にトリクルリップルが生じることよりも、入力電流の歪みがあることの方が問題になる用途があり、かかる用途では、出力電圧の歪みを低減するよりも入力電流の歪みを低減する方が有効である場合がある。

実施形態の一態様は、上記に鑑みてなされたものであって、入力電圧の歪みに起因する入力電流の歪みを低減することができるマトリクスコンバータを提供することを目的とする。

実施形態の一態様に係るマトリクスコンバータは、交流電源と交流負荷との間に配置される複数の双方向スイッチと、前記複数の双方向スイッチを制御し、前記交流電源からの入力電力を直接電力変換して前記交流負荷へ出力する制御部とを備える。前記制御部は、出力電圧指令生成部と、補正部と、駆動部とを有する。前記出力電圧指令生成部は、前記交流負荷への出力電圧を規定する出力電圧指令を生成する。前記補正部は、前記交流電源からの入力電流および／または入力電圧の振動成分に基づいて、前記出力電圧指令を補正する。前記駆動部は、前記補正部によって補正された前記出力電圧指令に基づいて前記複数の双方向スイッチを制御する。

実施形態の一態様によれば、入力電圧の歪みに起因する入力電流の歪みを低減することができるマトリクスコンバータを提供することができる。

図１は、第１の実施形態に係るマトリクスコンバータの構成例を示す図である。 図２は、図１に示す双方向スイッチの一例を示す図である。 図３は、第１の実施形態に係るマトリクスコンバータの制御部の構成例を示す図である。 図４は、第２の実施形態に係るマトリクスコンバータの制御部の構成例を示す図である。 図５は、第３の実施形態に係るマトリクスコンバータの制御部の構成例を示す図である。 図６は、第４の実施形態に係るマトリクスコンバータの制御部の構成例を示す図である。 図７は、第５の実施形態に係るマトリクスコンバータの制御部の構成例を示す図である。

以下、添付図面を参照して、本願の開示するマトリクスコンバータの実施形態を詳細に説明する。なお、以下に示す実施形態によりこの発明が限定されるものではない。

（第１の実施形態）
図１は、第１の実施形態に係るマトリクスコンバータの構成例を示す図である。図１に示すように、第１の実施形態に係るマトリクスコンバータ１は、入力端子Ｔｒ、Ｔｓ、Ｔｔおよび出力端子Ｔｕ、Ｔｖ、Ｔｗを備える。入力端子Ｔｒ、Ｔｓ、Ｔｔに３相交流電源２の各相が接続され、出力端子Ｔｕ、Ｔｖ、Ｔｗに交流負荷３の各相が接続される。

マトリクスコンバータ１は、３相交流電源２から入力した交流電力を所定の電圧および周波数の交流電力へ直接変換して交流負荷３へ出力する。３相交流電源２は、例えば、電力系統の電圧を変圧して供給する電源設備や交流発電機であり、交流負荷３は、例えば、交流電動機などである。なお、マトリクスコンバータ１は、３相交流電源２から交流負荷３への電力変換に加え、さらに、交流負荷３側から３相交流電源２側への電力変換を行うこともできる。

マトリクスコンバータ１は、図１に示すように、電力変換部１０と、入力電圧検出部１１と、入力フィルタ１２と、入力電流検出部１３と、出力電流検出部１４と、制御部２０とを備える。

電力変換部１０は、３相交流電源２の各相と交流負荷３の各相とをそれぞれ接続する複数の双方向スイッチＳＷ１〜ＳＷ９を備える。双方向スイッチＳＷ１〜ＳＷ３は、３相交流電源２のＲ相、Ｓ相、Ｔ相と交流負荷３のＵ相とをそれぞれ接続する。双方向スイッチＳＷ４〜ＳＷ６は、３相交流電源２のＲ相、Ｓ相、Ｔ相と交流負荷３のＶ相とをそれぞれ接続する。双方向スイッチＳＷ７〜ＳＷ９は、３相交流電源２のＲ相、Ｓ相、Ｔ相と交流負荷３のＷ相とをそれぞれ接続する。

双方向スイッチＳＷ１〜ＳＷ９は、例えば、図２に示すように、ダイオードＤ１、Ｄ２と、単一方向のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２によって構成することができる。図２は、図１に示す双方向スイッチＳＷ１〜ＳＷ９の一例を示す図である。スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２として、例えば、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）などの半導体スイッチが用いられる。

かかる半導体スイッチのゲートに信号を入力して各半導体スイッチをＯＮ／ＯＦＦすることで、通電方向が制御される。なお、双方向スイッチＳＷ１〜ＳＷ９は、図２に示す構成に限定されるものではなく、例えば、単一方向のスイッチング素子を互いに逆方向に並列接続した構成であってもよい。

入力電圧検出部１１は、３相交流電源２からマトリクスコンバータ１へ入力される電圧（以下、入力電圧と記載する）を検出する。具体的には、入力電圧検出部１１は、３相交流電源２の各相電圧の瞬時値Ｖｒ、Ｖｓ、Ｖｔ（以下、入力電圧値Ｖｒ、Ｖｓ、Ｖｔと記載する）を検出する。なお、入力電圧検出部１１は、図１に示すものに限定されるものではなく、入力相のうち２相分の線間電圧の値を検出し、かかる線間電圧の値に基づいて入力電圧値Ｖｒ、Ｖｓ、Ｖｔを算出する構成とし入力電圧を検出するようにしてもよい。

入力フィルタ１２は、リアクトル部１２ａとキャパシタ部１２ｂを備え、双方向スイッチＳＷ１〜ＳＷ９のスイッチングに起因する高調波を除去する。リアクトル部１２ａは、３相交流電源２のＲ相、Ｓ相、Ｔ相のそれぞれと電力変換部１０との間に設けられる３つのリアクトルを有する。また、キャパシタ部１２ｂは、Ｒ相とＳ相との間、Ｓ相とＴ相との間およびＴ相とＲ相との間にそれぞれ配置される３つのコンデンサを有する。なお、図１に示す例では、キャパシタ部１２ｂは、デルタ結線構成であるが、スター結線構成でもよい。すなわち、キャパシタ部１２ｂは、Ｒ相、Ｓ相およびＴ相と中性点との間にそれぞれコンデンサを接続した構成であってもよい。

入力電流検出部１３は、入力フィルタ１２と電力変換部１０との間に流れる電流を検出する。具体的には、入力電流検出部１３は、３相交流電源２のＲ相、Ｓ相、Ｔ相のそれぞれと電力変換部１０との間に流れる電流の瞬時値Ｉｒ、Ｉｓ、Ｉｔ（以下、入力電流値Ｉｒ、Ｉｓ、Ｉｔと記載する）を検出する。なお、入力電流検出部１３は、例えば、磁電変換素子であるホール素子を利用して電流を検出する電流センサである。

出力電流検出部１４は、電力変換部１０と交流負荷３との間に流れる電流を検出する。具体的には、出力電流検出部１４は、電力変換部１０と交流負荷３のＵ相、Ｖ相、Ｗ相のそれぞれとの間に流れる電流の瞬時値Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗ（以下、出力電流値Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗと記載する）を検出する。なお、出力電流検出部１４は、例えば、磁電変換素子であるホール素子を利用して電流を検出する電流センサである。

制御部２０は、出力電圧指令生成部３１と、補正部３２と、スイッチ駆動部３３と、入力電圧位相検出部２２とを備える。かかる制御部２０は、入力電圧検出部１１、入力電流検出部１３および出力電流検出部１４のそれぞれの検出結果に基づき、駆動信号Ｓ１〜Ｓ９を生成し、電力変換部１０の双方向スイッチＳＷ１〜ＳＷ９を制御する。駆動信号Ｓ１〜Ｓ９は、例えば、ＰＷＭ信号である。

出力電圧指令生成部３１は、交流負荷３への出力電流を規定する出力電流指令Ｉ^*と、出力電流検出部１４によって検出された出力電流値Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗとに基づき、交流負荷３への出力電圧を規定する出力電圧指令Ｖ^*を生成し、補正部３２へ出力する。

補正部３２は、入力電流検出部１３によって検出された入力電流値Ｉｒ、Ｉｓ、Ｉｔに基づいて、入力電流の振動成分を抽出した後、かかる入力電流の振動成分の値に所定の係数を乗算することで出力電力補正値ΔＰ^*を算出する。補正部３２は、かかる出力電力補正値ΔＰ^*を出力電流指令Ｉ^*で除算することによって、電圧補正値ΔＶ^*を算出する。そして、補正部３２は、出力電圧指令生成部３１から出力される出力電圧指令Ｖ^*に電圧補正値ΔＶ^*を加算することで出力電圧指令Ｖ１^*を求める。

補正部３２による補正結果である出力電圧指令Ｖ１^*は、スイッチ駆動部３３へ出力される。出力電圧指令Ｖ１^*は、出力電圧指令Ｖ^*に対して電圧補正値ΔＶ^*が加算されたものであり、入力電圧の振動成分に応じた電圧が重畳された出力電圧が電力変換部１０から出力される。

かかる構成により、本実施形態に係るマトリクスコンバータ１は、入力電圧に歪みがある場合であっても、入力電流の歪みを低減することができる。以下、かかる入力電流歪みの低減についてさらに説明する。

入力電圧の歪みは、入力電圧の基本波成分に振動成分が重畳することで発生する。かかる入力電圧の歪みの原因としては、例えば、３相交流電源２の品質粗悪、または、電源インピーダンスが大きいために生じる５次高調波や７次高調波の重畳などが考えられる。

入力電圧に歪みがある場合であっても、制御部２０は、例えば、ベクトル制御を用いることで、出力電圧および出力電流の波形を正弦波に維持することが可能であり、この場合、出力有効電力Ｐ_ｏは一定である。

マトリクスコンバータ１は、図１に示すように、コンデンサなどの大きなエネルギーバッファがないことから、入出力の有効電力は等しいとみなせる。そして、入力有効電力Ｐ_ｉ、出力有効電力Ｐ_ｏ、入力無効電力Ｑ_ｉおよび出力無効電力Ｑ_ｏは、次式（１）によって表現することができる。

なお、添え字の「ｄ」、「ｑ」は、入力側に関しては、入力電圧の基本波周波数に同期して回転するｄｑ軸直交座標系におけるｄ軸成分とｑ軸成分を表す。さらにこの入力側のｄｑ軸直交座標系においては、入力電圧の基本波に対しては常にＶｄ_ｉ＝０が成り立つものとする。出力側に関しては、制御部２０によって指令され、電力変換部１０から出力される出力電圧の基本波周波数に同期して回転するｄｑ軸直交座標系におけるｄ軸成分とｑ軸成分を表す。また、添え字の「ｉ」は、入力側の変数を表し、添え字の「ｏ」は、出力側の変数を表す。

一般に制御部２０は、入力電圧の基本波に対する力率を指令値に一致するよう制御しており、入力側のｄ軸成分およびｑ軸成分については下記式（２）が成り立つ。これは、入力電圧が歪んでいる場合であっても同様である。

入力電流の振幅値Ｉａは、下記式（３）で求めることができる。出力側は、通常入力電圧の瞬時値検出結果に基づく電圧出力、電流制御機能等により、出力電圧波形、出力電流波形とも高調波の少ない正弦波状に保たれるため、出力有効電力Ｐ_ｏは一定に保たれており、入力有効電力Ｐ_ｉも一定となっている。このとき入力電圧Ｖｑ_ｉに歪みがあれば、入力有効電力Ｐ_ｉを一定に保つために、入力電圧Ｖｑ_ｉの歪みに応じて入力電流が歪む。より具体的には、制御部２０により上記式（２）は成り立つが、入力電流の振幅値Ｉａが一定ではなくなる。

したがって、振動成分を出力電圧に重畳させて出力有効電力Ｐ_ｏを振動させることにより入力有効電力Ｐ_ｉを振動させれば、入力電流の歪みを低減する可能性が生じることがわかる。

そこで、制御部２０は、上述のように、入力電流の振動成分から入力電力の振動成分に応じた電圧補正値ΔＶ^*を求め、かかる電圧補正値ΔＶ^*を加算された出力電圧を電力変換部１０から出力させ、入力電力の振動成分に応じた振動成分を出力電力に加えている。これにより、制御部２０は、出力電圧に歪みを発生させて入力電流の歪みを低減している。

このように、第１の実施形態に係るマトリクスコンバータ１では、入力電圧の振動成分に応じた振動成分を重畳した出力電圧を電力変換部１０から出力させることで、入力電流の歪みを低減するようにしている。

以下、制御部２０の構成について、図面を用いてさらに具体的に説明する。図３は、第１の実施形態に係るマトリクスコンバータ１の制御部２０の構成例を示す図である。なお、以下においては、交流負荷３が交流電動機である場合の例を説明するが、交流負荷３は電動機に限定されるものではない。

図３に示すように、マトリクスコンバータ１の制御部２０は、入力電圧位相検出部２２と、出力周波数指令部２４と、積分器２６と、出力電流指令生成部３０と、出力電圧指令生成部３１と、補正部３２と、スイッチ駆動部３３とを備える。

入力電圧位相検出部２２は、入力電圧検出部１１が検出した入力電圧値Ｖｒ、Ｖｓ、Ｖｔに基づき、入力電圧位相θ_ｉを演算する。かかる入力電圧位相検出部２２は、例えばＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ）を有している。このＰＬＬの内蔵するループゲインを小さくすることにより、入力電圧位相検出部２２が出力する入力電圧位相θ_ｉの、入力電圧変動に対する感度を小さくすることができる。これにより、入力電圧位相検出部が出力する入力電圧位相θ_ｉは、ほぼ入力電圧の基本波の位相に等しくなる。

出力周波数指令部２４は、出力電圧の周波数指令である出力周波数指令を決定する。例えば、交流負荷３が同期電動機の場合、出力周波数指令部２４は、速度指令を周波数換算したものを出力周波数指令とし、交流負荷３が誘導電動機の場合、出力周波数指令部２４は、公知の誘導電動機のベクトル制御則により出力周波数指令を決定する。

積分器２６は、出力周波数指令部２４が出力する出力周波数指令を積分することによって、出力周波数指令を出力位相指令θ^*に変換する。

出力電流指令生成部３０は、ｑ軸電流指令Ｉｑ^*およびｄ軸電流指令Ｉｄ^*を生成する。ｑ軸電流指令Ｉｑ^*は、出力電流指令Ｉ^*のｑ軸成分であり、ｄ軸電流指令Ｉｄ^*は、出力電流指令Ｉ^*のｄ軸成分である。かかる出力電流指令Ｉ^*は、交流負荷３が交流電動機である場合には、例えば、速度指令やトルク指令、さらには励磁指令等に基づいて生成される。

出力電圧指令生成部３１は、出力電流指令生成部３０から出力されるｑ軸電流指令Ｉｑ^*およびｄ軸電流指令Ｉｄ^*に基づき、ｑ軸電圧指令Ｖｑ^*およびｄ軸電圧指令Ｖｄ^*を生成する。ｑ軸電圧指令Ｖｑ^*は、出力電圧指令Ｖ^*のｑ軸成分であり、ｄ軸電圧指令Ｖｄ^*は、出力電圧指令Ｖ^*のｄ軸成分である。

かかる出力電圧指令生成部３１は、３相／２相変換器４１と、ｄｑ座標変換器４２と、ｑ軸電流偏差演算器４３と、ｄ軸電流偏差演算器４４と、ｑ軸電流調整器４５と、ｄ軸電流調整器４６とを備える。

３相／２相変換器４１は、出力電流値Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを固定座標上の直交した２軸のαβ成分へ変換して、α軸方向の電流値Ｉαとβ軸方向の電流値Ｉβとをベクトル成分とする固定座標電流ベクトルＩαβを求める。

ｄｑ座標変換器４２は、積分器２６が出力する出力位相指令θ^*を用いて、上述の出力電圧指令の周波数に同期して回転する２軸直交座標系であるｄ−ｑ座標系のｄｑ成分へ固定座標電流ベクトルＩαβを変換する。これにより、ｄｑ座標変換器４２は、ｑ軸方向の電流値であるｑ軸電流値Ｉｑとｄ軸方向の電流値であるｄ軸電流値Ｉｄとをベクトル成分とする回転座標系電流ベクトルＩｄｑ（Ｉｄ、Ｉｑ）を求める。

ｑ軸電流偏差演算器４３は、ｑ軸電流指令Ｉｑ^*とｑ軸電流値Ｉｑとの偏差であるｑ軸電流偏差を演算してｑ軸電流調整器４５へ出力する。ｑ軸電流調整器４５は、例えば、比例積分制御（以下、ＰＩ制御と記載する）を行うことによって、ｑ軸電流指令Ｉｑ^*とｑ軸電流値Ｉｑとの偏差を零とするようにｑ軸電圧指令Ｖｑ^*を調整し、補正部３２へ出力する。

ｄ軸電流偏差演算器４４は、ｄ軸電流指令Ｉｄ^*とｄ軸電流値Ｉｄとの偏差であるｄ軸電流偏差を演算してｄ軸電流調整器４６へ出力する。ｄ軸電流調整器４６は、例えば、ＰＩ制御を行うことによって、ｄ軸電流指令Ｉｄ^*とｄ軸電流値Ｉｄとの偏差を零とするようにｄ軸電圧指令Ｖｄ^*を調整し、スイッチ駆動部３３へ出力する。

なお、出力電圧指令生成部３１はさらに図示しない非干渉演算器を備えてもよい。この非干渉演算器は、出力周波数指令部２４から出力周波数指令を取得し、ｑ軸電流調整器４５の出力から、出力周波数指令とｄ軸電流指令Ｉｄ^*またはｄ軸電流値Ｉｄとの積に比例する電圧を減算して、ｑ軸電圧指令Ｖｑ^*とする。さらに非干渉演算器は、ｄ軸電流調整器４６の出力に、出力周波数指令とｑ軸電流指令Ｉｑ^*またはｑ軸電流値Ｉｑとの積に比例する電圧を加算して、ｄ軸電圧指令Ｖｄ^*とする。

次に、補正部３２について説明する。補正部３２は、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）５１と、３相／２相変換器５２と、電流振幅検出器５３と、ハイパスフィルタ（ＨＰＦ）５４と、乗算器５５と、除算器５６と、加算器５７とを備える。なお、ＬＰＦ５１、３相／２相変換器５２、電流振幅検出器５３、ＨＰＦ５４および乗算器５５は、第１演算器の一例に相当し、除算器５６は第２演算器の一例に相当する。

ＬＰＦ５１は、入力電流値Ｉｒ、Ｉｓ、Ｉｔから電力変換部１０のスイッチングに伴う高周波成分を除去する。

３相／２相変換器５２は、ＬＰＦ５１によって高周波成分が除去された入力電流値Ｉｒ、Ｉｓ、Ｉｔを固定座標上の直交した２軸のαβ成分へ変換して、α軸方向の電流値Ｉα１とβ軸方向の電流値Ｉβ１とを求める。

電流振幅検出器５３は、電流値Ｉα１と電流値Ｉβ１とから、下記式（４）による演算を行うことにより入力電流の振幅値Ｉａを検出する。

ＨＰＦ５４は、電流振幅検出器５３から出力される入力電流の振幅値Ｉａから入力電流の基本波成分を除去し、入力電流の振動成分ΔＩａを抽出する。乗算器５５は、ＨＰＦ５４によって抽出された入力電流の振動成分ΔＩａに係数Ｋ１を乗算して、出力電力補正値ΔＰを求める。なお、係数Ｋ１は、マトリクスコンバータ１の使用用途や設置環境に応じた値に外部から設定可能であり、例えば、出力電力補正値ΔＰが入力電力の振動成分と略一致するように設定したり、出力電力補正値ΔＰが入力電力の振動成分の所定割合（例えば、５０％）となるように係数Ｋ１を設定することもできる。

ここで、ＬＰＦ５１のカットオフ周波数ｆ_ＬＰＦとＨＰＦ５４のカットオフ周波数ｆ_ＨＰＦは、ｆ_ＬＰＦ＞ｆ_ＨＰＦの関係を満たすように決定される。これにより、ＨＰＦ５４の出力として、電力変換部１０のスイッチングによる高周波成分が除去された、入力電圧の歪みに起因する高周波成分のみを得ることができる。

乗算器５５によって演算された出力電力補正値ΔＰは、除算器５６に入力される。除算器５６は、出力電力補正値ΔＰを、出力電流指令生成部３０から出力されるｑ軸電流指令Ｉｑ^*により除算して、電圧補正値ΔＶ^*（＝ΔＰ／Ｉｑ^*）を算出する。

加算器５７は、出力電圧指令生成部３１から出力されるｑ軸電圧指令Ｖｑ^*に、除算器５６から出力される電圧補正値ΔＶ^*を加算して、ｑ軸電圧指令Ｖｑ１^*を算出する。加算器５７は、ｑ軸電圧指令Ｖｑ１^*をスイッチ駆動部３３へ出力する。

スイッチ駆動部３３は、補正部３２から出力されるｑ軸電圧指令Ｖｑ１^*、および、出力電圧指令生成部３１から出力されるｄ軸電圧指令Ｖｄ^*に基づき、双方向スイッチＳＷ１〜ＳＷ９を駆動する駆動信号Ｓ１〜Ｓ９を生成する。

例えば、スイッチ駆動部３３は、ｑ軸電圧指令Ｖｑ１^*とｄ軸電圧指令Ｖｄ^*とに基づき、例えば、以下の式（５）から出力電圧指令Ｖ１^*および出力電圧位相指令θａ^*を求める。また、スイッチ駆動部３３は、出力電圧位相指令θａ^*に積分器２６の出力である出力位相指令θ^*を加算して、位相θｐを求める。

そして、スイッチ駆動部３３は、出力電圧指令Ｖ１^*と位相θｐとに基づいて、例えば、以下の式（６）から、３相交流電圧指令、すなわち、交流負荷３の各相に対する出力電圧指令Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*を求める。

スイッチ駆動部３３は、出力電圧指令Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*と、入力電圧値Ｖｒ、Ｖｓ、Ｖｔ、入力電圧位相θｉとに基づいて、例えば公知のマトリクスコンバータのパルス幅変調方法により、電力変換部１０の各双方向スイッチＳＷ１〜ＳＷ９を制御する駆動信号Ｓ１〜Ｓ９を生成して出力する。これにより、電力変換部１０から出力電圧指令Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*に応じた３相交流電圧が出力され、さらに入力電流の位相は入力電圧位相θ_ｉに対して一定の位相差を持つように制御され、入力側の力率は一定の値となる。

かかる出力電圧指令Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*は、入力電力の振動成分に応じた出力補正値が加算されていることから、電力変換部１０からの出力電圧には、入力電力の振動成分に応じた振動成分が重畳され、出力有効電力Ｐ_ｏが変動する。

上述したように、入力有効電力Ｐ_ｉと出力有効電力Ｐ_ｏとは等しい（上記式（１）参照）ことから、入力電圧の振動成分に応じた振動成分が出力有効電力Ｐ_ｏに発生した場合、入力有効電力Ｐ_ｉにも同様に振動成分が発生する。この入力有効電力Ｐ_ｉの振動成分は、入力電圧の振動成分に対応するものであるため、入力電流の歪みが低減される。したがって、係数Ｋ１を、出力電力の振動成分が入力電圧の振動成分と略一致するように設定することで、入力電流を略正弦波に保つことが可能である。

（第２の実施形態）
次に、第２の実施形態に係るマトリクスコンバータの制御部について説明する。第１の実施形態に係る制御部２０では、ｑ軸電圧指令Ｖｑ^*に対して電圧補正値ΔＶ^*を加算することとしたが、第２の実施形態に係る制御部では、ｄ軸電圧指令Ｖｄ^*に対して電圧補正値ΔＶ^*を加算する。なお、以下においては、第１の実施形態と異なる部分を主として説明し、共通する部分については同一符号を付し適宜説明を省略する。

図４は、第２の実施形態に係るマトリクスコンバータの制御部の構成例を示す図である。第２の実施形態に係るマトリクスコンバータ１Ａの制御部２０Ａでは、補正部３２Ａによって電圧補正値ΔＶ^*によるｄ軸電圧指令Ｖｄ^*の補正が行われる。

図４に示すように、補正部３２Ａは、ＬＰＦ５１と、３相／２相変換器５２と、電流振幅検出器５３と、ＨＰＦ５４と、乗算器５５と、除算器５６Ａと、加算器５７Ａとを備える。ＬＰＦ５１、３相／２相変換器５２、電流振幅検出器５３、ＨＰＦ５４および乗算器５５は、補正部３２の場合と同様の構成である。

除算器５６Ａは、出力電力補正値ΔＰを、出力電流指令生成部３０から出力されるｄ軸電流指令Ｉｄ^*により除算して、電圧補正値ΔＶ^*（＝ΔＰ／Ｉｄ^*）を算出する。

加算器５７Ａは、出力電圧指令生成部３１から出力されるｄ軸電圧指令Ｖｄ^*に、除算器５６Ａから出力される電圧補正値ΔＶ^*を加算して、ｄ軸電圧指令Ｖｄ１^*を算出する。そして、加算器５７Ａは、ｄ軸電圧指令Ｖｄ１^*をスイッチ駆動部３３へ出力する。スイッチ駆動部３３は、かかるｄ軸電圧指令Ｖｄ１^*およびｑ軸電圧指令Ｖｑ^*に基づいて、駆動信号Ｓ１〜Ｓ９を生成する。

出力電圧のｑ軸成分を補正することに代えて、出力電圧のｄ軸成分を補正することによっても、入力電圧の振動成分に応じた振動成分を出力電圧に重畳することができることはいうまでもない。

したがって、第２の実施形態に係るマトリクスコンバータ１Ａにおいても、第１の実施形態に係るマトリクスコンバータ１と同様に、入力電圧に歪みがある場合であっても、入力電流の歪みを低減することができる。

（第３の実施形態）
次に、第３の実施形態に係るマトリクスコンバータの制御部について説明する。第１および第２の実施形態に係る制御部２０、２０Ａでは、入力電流の振動成分に応じた電圧補正値ΔＶ^*を算出することとしたが、第３の実施形態に係る制御部では、入力電圧の振動成分に応じた電圧補正値を算出する。なお、以下においては、第１および第２の実施形態と異なる部分を主として説明し、共通する部分については同一符号を付し適宜説明を省略する。

図５は、第３の実施形態に係るマトリクスコンバータの制御部の構成例を示す図である。第３の実施形態に係るマトリクスコンバータ１Ｂの制御部２０Ｂでは、補正部３２Ｂによって入力電圧の振動成分に応じた電圧補正値の生成が行われる。

図５に示すように、補正部３２Ｂは、ＬＰＦ５１Ｂと、３相／２相変換器５２Ｂと、電圧振幅検出器５３Ｂと、ＨＰＦ５４Ｂと、乗算器５５Ｂと、除算器５６と、加算器５７と、進相フィルタ５８とを備える。

ＬＰＦ５１Ｂは、入力電圧値Ｖｒ、Ｖｓ、Ｖｔから電力変換部１０のスイッチングに伴う高周波成分を除去する。

３相／２相変換器５２Ｂは、ＬＰＦ５１Ｂによって高周波成分を除去された入力電圧値Ｖｒ、Ｖｓ、Ｖｔを固定座標上の直交した２軸のαβ成分へ変換して、α軸方向の電圧値Ｖαとβ軸方向の電圧値Ｖβとを求める。

電圧振幅検出器５３Ｂは、電圧値Ｖαと電圧値Ｖβとから、下記式（７）による演算を行うことにより入力電圧の振幅値Ｖａを検出する。

ＨＰＦ５４Ｂは、電圧振幅検出器５３Ｂから出力される入力電圧の振幅値Ｖａから入力電圧の基本波成分を除去し、入力電圧の振動成分ΔＶａを抽出する。進相フィルタ５８は、ＨＰＦ５４Ｂによって抽出された入力電圧の振動成分ΔＶａの位相を９０度進ませて乗算器５５Ｂへ出力する。入力電圧の振動成分ΔＶａの位相を９０度進ませることによって、入力電圧の振動成分ΔＶａが入力電流の振動成分に応じた値へ変換される。

乗算器５５Ｂは、進相フィルタ５８によって位相が９０度進んだ入力電圧の振動成分ΔＶａに係数Ｋ２を乗算して、出力電力補正値ΔＰを求める。係数Ｋ２は、例えば、出力電力補正値ΔＰが入力電力の振動成分と略一致するように設定される。なお、係数Ｋ２は、マトリクスコンバータ１Ｂの使用用途や設置環境に応じた値に外部から設定可能であり、出力電力補正値ΔＰが入力電力の振動成分の所定割合（例えば、５０％）となるように係数Ｋ２を設定することもできる。

乗算器５５Ｂによって演算された出力電力補正値ΔＰは、除算器５６に入力される。除算器５６は、出力電力補正値ΔＰを、出力電流指令生成部３０から出力されるｑ軸電流指令Ｉｑ^*により除算して、電圧補正値ΔＶ^*（＝ΔＰ／Ｉｑ^*）を算出する。

加算器５７は、出力電圧指令生成部３１から出力されるｑ軸電圧指令Ｖｑ^*に、除算器５６から出力される電圧補正値ΔＶ^*を加算して、ｑ軸電圧指令Ｖｑ１^*を算出する。加算器５７は、ｑ軸電圧指令Ｖｑ１^*をスイッチ駆動部３３へ出力する。

このように、第３の実施形態に係るマトリクスコンバータ１Ｂでは、入力電圧の振動成分に基づいて出力電力補正値ΔＰを算出し、かかる出力電力補正値ΔＰから電圧補正値ΔＶ^*を算出する。

したがって、第３の実施形態に係るマトリクスコンバータ１Ｂでは、第１の実施形態に係るマトリクスコンバータ１と同様に、入力電圧に歪みがある場合であっても、入力電流の歪みを低減することができる。例えば、係数Ｋ２を、出力電力補正値ΔＰを入力電力の振動成分と略一致するように設定することで、入力電流を略正弦波に保つことが可能である。

なお、上述した構成では、ｑ軸電圧指令Ｖｑ^*に対して電圧補正値ΔＶ^*を加算することとしたが、第２の実施形態に係るマトリクスコンバータ１Ａと同様に、ｄ軸電圧指令Ｖｄ^*に対して電圧補正値ΔＶ^*を加算するようにしてもよい。

（第４の実施形態）
次に、第４の実施形態に係るマトリクスコンバータの制御部について説明する。第１〜第３の実施形態に係る制御部２０、２０Ａ、２０Ｂでは、入力電流または入力電圧の振動成分に応じた電圧補正値ΔＶ^*を算出することとした。一方、第４の実施形態に係る制御部では、入力電流の振動成分および入力電圧の振動成分に応じた電圧補正値ΔＶ^*を算出する。以下においては、第１の実施形態と異なる部分を主として説明し、共通する部分については同一符号を付し適宜説明を省略する。

図６は、第４の実施形態に係るマトリクスコンバータの制御部の構成例を示す図である。第４の実施形態に係るマトリクスコンバータ１Ｃの制御部２０Ｃでは、補正部３２Ｃによって入力電流の振動成分および入力電圧の振動成分に応じた電圧補正値の生成が行われる。

図６に示すように、補正部３２Ｃは、ＬＰＦ５１、５１Ｂと、３相／２相変換器５２、５２Ｂと、電流振幅検出器５３と、電圧振幅検出器５３Ｂと、ＨＰＦ５４、５４Ｂと、乗算器５９、５５Ｃと、除算器５６と、加算器５７とを備える。

補正部３２Ｃでは、ＬＰＦ５１、３相／２相変換器５２、電流振幅検出器５３およびＨＰＦ５４によって入力電流の振幅が抽出され、ＬＰＦ５１Ｂ、３相／２相変換器５２Ｂ、電圧振幅検出器５３ＢおよびＨＰＦ５４Ｂによって入力電圧の振幅が抽出される。なお、ＨＰＦ５４、５４Ｂのカットオフ周波数を互いに同一にすることで補正部３２Ｃでの電圧補正値ΔＶの生成を精度よく行うことができる。

乗算器５９は、ＨＰＦ５４によって抽出された入力電流の振動成分と、ＨＦＰ５４Ｂによって抽出された入力電圧の振動成分とを掛け合わせる。これにより、入力電力の振動成分を抽出することができる。

乗算器５５Ｃは、乗算器５９による乗算結果に係数Ｋ３を乗算する。係数Ｋ３は、マトリクスコンバータ１Ｃの使用用途や設置環境に応じた値に外部から設定可能であり、例えば、出力電力補正値ΔＰを入力電力の振動成分と略一致させる場合には、例えば、係数Ｋ３を「１」に設定する。また、出力電力補正値ΔＰを入力電力の振動成分の所定割合（例えば、５０％）とする場合には、その割合に応じた値を係数Ｋ３に設定する。

除算器５６は、出力電力補正値ΔＰを、出力電流指令生成部３０から出力されるｑ軸電流指令Ｉｑ^*により除算して、電圧補正値ΔＶ^*（＝ΔＰ／Ｉｑ^*）を算出する。加算器５７は、出力電圧指令生成部３１から出力されるｑ軸電圧指令Ｖｑ^*に、除算器５６から出力される電圧補正値ΔＶ^*を加算して、ｑ軸電圧指令Ｖｑ１^*を算出する。加算器５７は、ｑ軸電圧指令Ｖｑ１^*をスイッチ駆動部３３へ出力する。

このように、第４の実施形態に係るマトリクスコンバータ１Ｃでは、入力電流の振動成分および入力電圧の振動成分に応じた出力電力補正値ΔＰを算出し、かかる出力電力補正値ΔＰから電圧補正値ΔＶ^*を算出する。したがって、マトリクスコンバータ１Ｃは、マトリクスコンバータ１、１Ａ、１Ｂと同様に、入力電圧の振動成分に応じた振動成分を出力電圧に重畳することができ、これにより、入力電圧に歪みがある場合であっても、入力電流の歪みを低減することができる。例えば、係数Ｋ３を「１」に設定することで、入力電流を略正弦波に保つことが可能である。

なお、上述した構成では、ｑ軸電圧指令Ｖｑ^*に対して電圧補正値ΔＶ^*を加算することとしたが、第２の実施形態に係るマトリクスコンバータ１Ａと同様に、ｄ軸電圧指令Ｖｄ^*に対して電圧補正値ΔＶ^*を加算するようにしてもよい。

（第５の実施形態）
次に、第５の実施形態に係るマトリクスコンバータの制御部について説明する。第１〜第４の実施形態に係る制御部２０、２０Ａ〜２０Ｃでは、乗算器５５、５５Ｂ、５５Ｃにおいて、係数Ｋ１〜Ｋ３を外部から設定可能とした。一方、第５の実施形態に係る制御部では、入力電流の振動成分の指令値を設定可能としている。なお、以下においては、第１の実施形態と異なる部分を主として説明し、共通する部分については同一符号を付し適宜説明を省略する。

図７は、第５の実施形態に係るマトリクスコンバータの制御部の構成例を示す図である。第５の実施形態に係るマトリクスコンバータ１Ｄの制御部２０Ｄでは、補正部３２Ｄによって乗算器５５Ｄの係数Ｋ４を調整可能としている。

具体的には、補正部３２Ｄは、第１の実施形態に係る補正部３２の構成に加え、絶対値演算器７０と、移動平均演算器７１と、減算器７２と、ＰＩ制御器７３とを備える。絶対値演算器７０は、ＨＰＦ５４によって抽出された入力電流の振動成分ΔＩａの絶対値｜ΔＩａ｜を算出する。移動平均演算器７１は、絶対値演算器７０に演算結果である絶対値｜ΔＩａ｜の移動平均を求める。

減算器７２は、外部から入力される入力電流の振動成分の指令値Ｉａ^*と絶対値｜ΔＩａ｜の移動平均との差分を算出して、ＰＩ制御器７３へ出力する。ＰＩ制御器７３は、例えば、ＰＩ制御を行うことによって、入力電流の振動成分の指令値Ｉａ^*と絶対値｜ΔＩａ｜の移動平均との偏差を零とするように、乗算器５５Ｄの係数Ｋ４を調整する。

乗算器５５Ｄは、乗算器５５に対応する演算器であり、入力電流の振動成分ΔＩａに係数Ｋ４を乗算した結果を出力電力補正値ΔＰとして除算器５６へ出力する。したがって、第５の実施形態に係るマトリクスコンバータ１Ｄでは、入力電流の振動成分ΔＩａを指令値Ｉａ^*に応じた値にすることができ、これにより、入力電流の歪みを低減することができる。

さらなる効果や変形例は、当業者によって容易に導き出すことができる。このため、本発明のより広範な態様は、以上のように表しかつ記述した特定の詳細および代表的な実施形態に限定されるものではない。したがって、添付の特許請求の範囲およびその均等物によって定義される総括的な発明の概念の精神または範囲から逸脱することなく、様々な変更が可能である。

１ １Ａ〜１Ｄ マトリクスコンバータ
２ ３相交流電源
３ 交流負荷
１０ 電力変換部
１１ 入力電圧検出部
１２ 入力フィルタ
１３ 入力電流検出部
１４ 出力電流検出部
２０、２０Ａ〜２０Ｄ 制御部
３０ 出力電流指令生成部
３１ 出力電圧指令生成部
３２、３２Ａ〜３２Ｄ 補正部
３３ スイッチ駆動部
５１、５１Ｂ ＬＰＦ
５２、５２Ｂ ３相／２相変換部
５３ 電流振幅検出器
５３Ｂ 電圧振幅検出器
５４、５４Ｂ ＨＰＦ
５５、５５Ｂ〜５５Ｄ、５９ 乗算器
５６、５６Ａ 除算器
５７、５７Ａ 加算器
５８ 進相フィルタ

Claims (10)

1. 交流電源と交流負荷との間に配置される複数の双方向スイッチと、
   前記複数の双方向スイッチを制御し、前記交流電源からの入力電力を直接電力変換して前記交流負荷へ出力する制御部と、を備え、
   前記制御部は、
   前記交流負荷への出力電圧を規定する出力電圧指令を生成する出力電圧指令生成部と、
   前記交流電源からの入力電流および／または入力電圧の振動成分に基づいて、前記入力電力の振動成分に応じた電圧補正値を算出し、当該電圧補正値に基づいて前記出力電圧指令を補正する補正部と、
   前記補正部によって補正された前記出力電圧指令に基づいて前記複数の双方向スイッチを制御するスイッチ駆動部と、を備える
   ことを特徴とするマトリクスコンバータ。
2. 交流電源と交流負荷との間に配置される複数の双方向スイッチと、
   前記複数の双方向スイッチを制御し、前記交流電源からの入力電力を直接電力変換して前記交流負荷へ出力する制御部と、を備え、
   前記制御部は、
   前記交流負荷への出力電圧を規定する出力電圧指令を生成する出力電圧指令生成部と、
   前記交流電源からの入力電流および／または入力電圧の振動成分に基づいて、前記出力電圧指令を補正する補正部と、
   前記補正部によって補正された前記出力電圧指令に基づいて前記複数の双方向スイッチを制御するスイッチ駆動部と、を備え、
   前記補正部は、
   前記入力電流および／または入力電圧の振動成分に基づき、出力電力補正値を算出する第１演算器と、
   前記出力電力補正値に応じた電圧補正値を算出する第２演算器と、
   前記第２演算器によって生成された前記電圧補正値を前記出力電圧指令に加算することによって、前記出力電圧指令を補正する加算器と、を備える
   ことを特徴とするマトリクスコンバータ。
3. 前記第２演算器は、
   前記第１演算器によって演算された前記出力電力補正値を、前記交流負荷への出力電流を規定する出力電流指令で除算することによって、前記電圧補正値を算出する
   ことを特徴とする請求項２に記載のマトリクスコンバータ。
4. 前記第１演算器は、
   前記入力電流の振動成分に所定の係数を乗算して前記出力電力補正値を算出する
   ことを特徴とする請求項３に記載のマトリクスコンバータ。
5. 前記第１演算器は、
   前記入力電圧の振動成分の位相を進ませ、所定の係数を乗算して前記出力電力補正値を算出する
   ことを特徴とする請求項３に記載のマトリクスコンバータ。
6. 前記第１演算器は、
   前記入力電流の振動成分と前記入力電圧の振動成分とを乗算して前記出力電力補正値を算出する
   ことを特徴とする請求項３に記載のマトリクスコンバータ。
7. 前記第１演算器は、
   前記入力電流の振動成分と前記入力電圧の振動成分との乗算結果に所定の係数を乗算して前記出力電力補正値を算出する
   ことを特徴とする請求項６に記載のマトリクスコンバータ。
8. 前記第１演算器は、
   前記所定の係数を外部から設定可能である
   ことを特徴とする請求項４、５、７のいずれか１項に記載のマトリクスコンバータ。
9. 前記所定の係数を調整する調整部を備える
   ことを特徴とする請求項４、５、７のいずれか１項に記載のマトリクスコンバータ。
10. 前記出力電圧指令生成部は、
    前記出力電圧指令として、前記出力電圧の周波数に同期して回転する２軸直交座標系のｄｑ軸上のｑ軸電圧指令およびｄ軸電圧指令を生成し、
    前記補正部は、
    前記交流電源からの入力電流および／または入力電圧の振動成分に基づいて、前記ｑ軸電圧指令または前記ｄ軸電圧指令を補正する
    ことを特徴とする請求項１〜７のいずれか１項に記載のマトリクスコンバータ。

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