JP4687851B2 - Ｐｗｍサイクロコンバータの入力電流制御方法とｐｗｍサイクロコンバータ装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は，交流電動機を可変速駆動する電力変換装置に関し，特にパルス幅変調（ＰＷＭ）制御方式の電力変換方式に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図１１はＰＷＭサイクロコンバータの従来例のブロックである。ＰＷＭサイクロコンバータは、電力回路と制御系回路と駆動回路によって構成されている。
電力回路は三相交流電源１、入力LCフィルタ２、双方向半導体スイッチ群３、ACモータ４、負荷５を含んで構成されている。入力LCフィルタ２は高周波雑音を除去する。
【０００３】
制御系回路は、Ａ／Ｄ変換器６、位相検出器７、電流制御ブロック１３入力電圧判断器１０、ＰＷＭ電圧制御回路９を備えている。
Ａ／Ｄ変換器６は、入力電圧の瞬時値Eｒ、Es、Etを検出する。位相検出器７は、３相入力電圧のＲ相の位相θiを検出する。入力電圧判断器１０は、入力電圧の瞬時値Eｒ、Es、Etを入力し、瞬時値として線間電圧最大値ΔEmaxと中間値ΔEmidを求め, PWM電圧制御器９へ出力する。
電流制御ブロック１３は、３相正弦波波形発生器１１と電流基準演算器1２とを備えている。３相正弦波形発生器１１は、位相検出器７によって検出されたθiから正弦波の電流指令を発生し、電流基準演算器1２に出力する。電流基準演算器1２は３相正弦波から電流基準波形Irefを出力する。PWM電圧制御器９は、例えばV/F制御から求められた出力電圧指令Vuc、Vvc、Vwcを入力し、PWM制御信号を生成する。駆動回路８はPWM制御信号に基づいて駆動信号を出力して双方向半導体スイッチ群３を動作させ、各相の電流Iu、Iv、IwをACモータ４に流してモータ４によって負荷５を駆動する。
【０００４】
図１１には、双方向半導体スイッチ群３が、模型的に１個のスイッチで表現されている。しかし、双方向半導体スイッチ群の従来例として、一方向だけに電流を流すことができて、かつ各々が独立にオン／オフ制御することができる片方向半導体スイッチを2個組み合わせた構成の双方向半導体スイッチを複数個組み合わせた双方向半導体スイッチ群が使用されている。
【０００５】
このような双方向半導体スイッチ群の接続を制御する制御系回路において、従来は入力側の電流の制御器として次の電流制御ブロック１３が一般的である。
図１２は３相正弦波形発生器11の詳細図である。先ず入力電圧の位相角θiよりR、S、T相に対してそれぞれ１２０ずれた３相基準正弦波sinθi, sin[θi-(2π/3)]、sin[θi-(2π/3)]の値を蓄積したROMテーブルを参照してこれらの値を求め、電流基準演算器１２に送る。電流基準演算器１２では、入力された３相の中で最大値になる相電流（Nmaxと略す）、中間値になる相電流（Nmidと略す）、最小値になる相電流（Nminと略す）、絶対値が最大値になる相の相電流（Nbaseと略す）を判別し、電流基準Irefを次式（１）よりを求め、PWM電圧制御器に出力する。
Nmax がNbaseの場合には Iref =Nmid/Nmin
Nmin がNbaseの場合には Iref =Nmid/Nmax （１）
また、入力電圧判断器１０は、瞬時値で、最大値になる相電圧（Emaxと略す）中間値の相電圧（Emidと略す）、最小値の相電圧（Eminと略す）、絶対値が最大値になる相電圧（Ebaseと略す）を求め、線間電圧最大値ΔEmaxと中間値ΔEmidを次式（２）、（３）によって演算し、その演算結果をPWM電圧制御器９に出力する。
ΔEmax = Emax-Emin (２)
Emax がEbaseの場合には ΔEmid = Emax-Emid （３）
Emin がEbaseの場合には ΔEmid = Emid-Emin （４）
PWM電圧制御器９は、スイッチングパターン作成部とスイッチ信号発生部とを備え、例えばV/F制御から求められた出力電圧指令Vuc、Vvc、Vwcを入力してPWM制御信号を算出する。
スイッチングパターン作成部は、キャリア１周期に出力相電圧指令が最大または最小の出力相と、入力電流指令の絶対値が最小の入力相、中間の入力相、および最大の入力相との間の３個の双方向スイッチをON/OFF する順番および各双方向スイッチをONする時間をこの出力相のスイッチングパターンとして作成して出力し、かつ、キャリア１周期に出力相電圧指令が中間の出力相と、入力電流指令の絶対値が最小の入力相、中間の入力相、および最大の入力相との間の３個の双方向スイッチをON/OFFする順番および各双方向スイッチをONする時間を出力相のスイッチングパターンとして作成する。
スイッチ信号発生部は、入力３相電流指令情報と３相出力電圧情報と前記スイッチングパターンによって、前記９個の双方向スイッチのキャリア一周期のON/OFF信号を発生して出力する。この演算法は、本出願人の出願に係る特願平１１−３４１８０７号公報に記載されている。以下、この公報に記載されている技術を引用技術と記す。
駆動回路８はPWM制御信号に応答して双方向半導体スイッチ３を動作させ、各相の電流Iu、Iv、IwをACモータ４に流して負荷５を駆動する。
【０００６】
図１３は、電流基準演算器１２の入出力波形の１例を示す波形図である。
上の図は、３相交流電流曲線で、下はIref曲線である。Iref曲線は、１と０との間で周期的に変化をしている。その周期は一定値６０°である。このように、３相交流にアンバランスがない場合には、Iref曲線は一定周期で規則正しく変化するけれど、アンバランスがある場合には、この周期が不規則になる（後述の図５参照）。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
上記の従来の方式は入力電圧の位相のみを用いて、各相入力電圧の位相と同じ位相の３相バランス正弦波を３相正弦波形発生器１１で出力して制御する。しかし理想的３相入力電源の場合には各相の振幅が同一の正弦波であるが、一般に、入力電源の各相には振幅アンバランスが存在するので、理想的３相入力電源を仮定して作られた従来の方式の電流基準演算器１２の出力は入力電圧の相アンバランスの存在下では所望の入力電流を得ることが困難になるという問題点がある。
【０００８】
さらに入力電圧値の大きさのみを考慮して入力電圧を３つの制御電圧（Emax, Emid, Emin）に区分し、区分された制御電圧と出力電圧指令を用いて通電スイッチと通電スイッチの通電時間をきめ、出力電圧の制御を行うので、入力電圧のみによって通電スイッチが決定される。従って、様々な入力電流制御方式を実現することが困難になるという問題点がある。本発明はこのような従来の問題点を解決し、様々な高性能入力電流制御方式に対応出来るＰＷＭサイクロコンバータの電流及び電圧制御方式を提供することを目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
前記課題を解決するために、本発明のＰＷＭサイクロコンバータの電流制御方法は、入力交流電圧のアンバランスを、入力交流電圧の逆相成分で表し、この逆相成分を消去するように電流分配率Irefを定めて双方向半導体スイッチ群のスイッチタイミングを制御する。
【００１０】
本発明においては、電流分配率（基準電流値）は、逆相成分について補正された入力３相電流指令によって生成される。
本発明は、補正された入力３相電流指令を生成する方法として２つの方法を提案している。
第１の方法は、入力３相交流電圧を２相交流電圧に変換した後、２相正相電圧成分と２相逆相電圧成分を抽出し、２相正相電圧成分と２相逆相電圧成分から３相正相電流指令と３相逆相電流指令を発生する。そして、この３相正相電流指令と３相逆相電流指令によって、補正された入力３相電流指令を生成する（請求項１、請求項２、請求項３参照）。
第２の方法は、入力３相交流電圧から３相交流電流を算出し、算出された３相交流電流から正相３相交流電流を抽出し、この正相３相交流電流を正相入力３相電流指令とし、算出された３相交流電流から正相入力３相電流指令を減算した結果を逆相入力３相電流指令として、補正された入力３相電流指令を生成する方法である（請求項５参照）。
【００１１】
第１の方法をさらに説明する。この方法は、
入力３相交流電圧と、該３相電圧の第１の相の位相θiを検出し、
前記入力３相交流電圧を３相−２相変換して２相交流電圧を生成し、
前記２相交流電圧から、前記３相電圧の第１の相と同位相で回転する正相２次元座標軸を基準とする２相正相電圧を抽出する軸座標正変換処理を実行し、
軸座標正変換処理によって抽出された２相正相電圧の、前記正相２次元座標軸に対する位相θpに、設定された力率位相ψを加算して、２相正相電流の位相φpを算出し、
前記２相正相電流の位相φpに前記第１の相の位相θiを加算して、前記半導体スイッチ群に入力する電流を指定する入力電流指令の第１の相の正相成分の位相θ1を生成し、
前記２相正相電圧の絶対値に所定の定数を乗算して前記入力電流指令の第１の相の正相成分の振幅Epを定め、
Ep sin θ1を第１の相の正相電流指令I*p1とし、Ep sin[θ1-(2π/3)]およびEp sin[θ1+(2π/3)]をそれぞれ第２の相の正相電流指令I*p2、第３の相の正相電流指令I*p3と定める。
【００１２】
逆相電流指令は次のように生成される。
前記２相交流電圧から、前記３相電圧の第１の相に対して逆相で回転する逆相２次元座標軸を基準とする２相逆相電圧を抽出する軸座標逆変換処理を実行し、
軸座標逆変換処理によって抽出された２相逆相電圧の、前記逆相２次元座標軸に対する位相θnに、前記設定された力率位相ψを加算して、２相逆相電流の位相φnを算出し、
前記２相逆相電流の位相φnに前記第１の相の位相θiを加算して、前記半導体スイッチ群に入力する電流を指定する入力電流指令の第１の相の逆相成分の位相θ2を生成し、
前記２相逆相電圧の絶対値に所定の定数を乗算して前記入力電流指令の逆相成分の振幅Enを定め、
En sin θ2を第１の相の逆相電流指令I*n1とし、En sin[θ2+(2π/3)]およびEn sin[θ2-(2π/3)]をそれぞれ第２の相の逆相電流指令I*n2、第３の相の正相電流指令I*n3と定める。
【００１３】
そして、前記第１の相の正相電流指令I*p1、第２の相の正相電流指令I*p2、第３の相の正相電流指令I*p3から、前記第１の相の逆相電流指令I*n1、第２の相の逆相電流指令I*n2、第３の相の逆相電流指令I*n3を相毎に減算してそれぞれ第１の相、第２の相、第３の相の電流指令I*1、I*2、I*3（補正された入力３相電流指令）を生成する。
【００１４】
次に、第２の方法は次のように説明される。
先ず、３相交流電圧Er,Es,Etを求め, 任意の陽の定数 を乗算することによって３相交流電流Ir,Is,Itを求める。正相分入力電流指令を次式（5）から求める。そして、その正相分入力電流指令を入力電流指令を生成するために用いる。
【００１５】
【数３】
ここでｊは９０度位相進みである。
更に逆相分入力電流指令を次式（６）から求める。
【００１６】
【数４】
入力電流指令として、次式（７）によって前記正相分入力電流指令から前記逆相分入力電流指令を減算して求めた値を用いる。
【００１７】
【数５】
第１の方法においても、第２の方法においても、半導体スイッチ群をＰＷＭスイッチング制御するために必要な電流分配率IrefとΔEmax、ΔEmidは、次のようにして求められる（請求項４、請求項６参照）。
【００１８】
第１の相、第２の相、第３の相の電流指令I*1、I*2、I*3のうち、電流指令値が最大の相、電流指令値が中間値の相、電流指令値が最小の相、および電流指令値の絶対値が最大の相の組合せ毎に、入力交流の１周期の位相を区分し、
前記区分された入力交流の位相領域に対応する入力３相交流電圧の位相領域において、交流電圧値が最大の相、交流電圧値が中間値の相、交流電圧値が最小の相、交流電圧値の絶対値が最大の相を設定しておき、
各相の電流指令値が与えられたとき、それらの電流指令値のうち、中間値の電流指令値Imidに対する最小の電流指令値Iminの比Irefを演算し、かつ、前記与えられた各相の電流指令値のうち、電流指令値が最大の相、電流指令値が中間値の相、電流指令値が最小の相、電流指令値の絶対値が最大の相の組合せに対応する電流指令の位相領域を判定し、
判定された電流指令の位相領域に対応する入力３相電圧の位相領域に設定されている交流電圧値が最大の相、交流電圧値が中間値の相、交流電圧値が最小の相、交流電圧値の絶対値が最大の相に対して、検出された交流電圧値の最大値Emax、中間値Emid、最小値Emin、最大の絶対値Ebaseを割り当て、
割り当てられた電圧値から次式に従ってΔEmax、ΔEmidを演算する。
【００１９】
【数６】
Emax がEbaseの場合には ΔEmid = Emax-Emid
Emin がEbaseの場合には ΔEmid = Emid-Emin （８）
第１の方法を実施するための３相ＰＷＭサイクロコンバータ装置は、複数の双方向半導体スイッチから成る半導体スイッチ群を通って３相電源の電力を負荷に伝達する電力回路と、電源電圧を検出する３相電圧検出部、電源電圧の第１の相の位相θiを検出する位相検出部、前記３相電圧検出部によって検出された３相交流電圧と位相検出部によって検出された位相に基づいて、入力３相電流の絶対値が中間値の相電流値の絶対値に対する、絶対値が最小の相電流値の絶対値の比、すなわち、電流分配率を生成する電流制御部、前記３相電圧検出部によって検出された３相交流電圧を入力して、３相交流電圧の大小を判断し、ΔEmaxとΔEmidとを生成する入力電圧判断部、および、前記電流分配率とΔEmaxおよびΔEmidを入力してＰＷＭスイッチング制御信号を生成するＰＷＭ電圧制御部を有する制御部と、ＰＷＭスイッチング制御信号に応答して前記前記半導体スイッチ群をスイッチング制御する駆動部を有する３相ＰＷＭサイクロコンバータ装置であって、
制御部は、
入力３相交流電圧を３相−２相変換して２相交流電圧を生成する３相−２相変換部と、
前記２相交流電圧から、３相交流電圧の第１の相と同位相で回転する正相２次元座標軸を基準とする２相正相電圧を抽出する軸座標正変換処理を実行し、正相分振幅と、正相２次元座標軸に対する前記２相正相電圧の位相を出力する正相分検出部と、
前記２相交流電圧から、３相交流電圧の第１の相に対して逆相で回転する逆相２次元座標軸を基準とする２相逆相電圧を抽出する軸座標逆変換処理を実行し、逆相分振幅と、逆相２次元座標軸に対する前記２相逆相電圧の位相を出力する逆相分検出部と
を有する。
電流制御部は、入力電流制御部と電流基準演算部を有し、
前記入力電流制御部は、軸座標正変換処理によって抽出された２相正相電圧の、前記正相２次元座標軸に対する位相θpに、設定された力率位相ψを加算して、２相正相電流の位相φpを算出し、前記２相正相電流の位相φpに前記第１の相の位相θiを加算して、前記半導体スイッチ群に入力する電流を指定する入力電流指令の第１の相の正相成分の位相θ1を生成し、前記２相正相電圧の絶対値に所定の定数を乗算して前記入力電流指令の第１の相の正相成分の振幅Epを定め、Ep sin θ1を前記入力電流指令の第１の相の正相電流指令I*p1とし、Ep sin[θ1-(2π/3)]およびEp sin[θ1+(2π/3)]をそれぞれ第２の相の正相電流指令I*p2、第３の相の正相電流指令I*p3と定める。
前記入力電流制御部は、更に、軸座標逆変換処理によって抽出された２相逆相電圧の、前記逆相２次元座標軸に対する位相θnに、前記設定された力率位相ψを加算して、２相逆相電流の位相φnを算出し、前記２相逆相電流の位相φnに前記第１の相の位相θiを加算して、前記半導体スイッチ群に入力する電流を指定する入力電流指令の第１の相の逆相成分の位相θ2を生成し、前記２相逆相電圧の絶対値に所定に定数を乗算して前記入力電流指令の逆相成分の振幅Enを定め、En sin θ2を前記入力電流指令の第１の相の逆相電流指令I*n1とし、En sin[θ2+(2π/3)]およびEn sin[θ2-(2π/3)]をそれぞれ第２の相の逆相電流指令I*n2、第３の相の正相電流指令I*n3と定める。
前記入力電流制御部は、更に、第１の相、第２の相、第３の相の正相電流指令I*p1、I*p2、I*p3から第１の相、第２の相、第３の相の逆相電流指令I*n1、I*n2、I*n3をそれぞれ減算して第１の相、第２の相、第３の相の電流指令I*1、I*2、I*3を生成する。
【００２０】
前記電流基準演算部は、第１の相、第２の相、第３の相の電流指令I*1、I*2、I*3のうち、電流指令値が最大の相、電流指令値が中間値の相、電流指令値が最小の相、および電流指令値の絶対値が最大の相の組合せ毎に、入力交流の１周期の位相を１２の位相領域に区分し、各相の電流指令値が与えられたとき、それらの電流指令値のうち、中間値の電流指令値Imidに対する最小の電流指令値Iminの比Irefを演算し、かつ、前記与えられた各相の電流指令値のうち、電流指令値が最大の相、電流指令値が中間値の相、電流指令値が最小の相、電流指令値の絶対値が最大の相の組合せに対応する電流指令の位相領域を判定して前記入力電圧判断部に出力する。
【００２１】
入力電圧判断部は、前記電流基準演算部から１２の位相領域の区分を入力し、前記区分された入力交流の位相領域に対応する入力３相交流電圧の位相領域において、交流電圧値が最大の相、交流電圧値が中間値の相、交流電圧値が最小の相、交流電圧値の絶対値が最大の相を設定しておき、判定された電流指令の位相領域に対応する入力３相電圧の位相領域に設定されている交流電圧値が最大の相、交流電圧値が中間値の相、交流電圧値が最小の相、交流電圧値の絶対値が最大の相に対して、検出された交流電圧値の最大値Emax、中間値Emid、最小値Emin、最大の絶対値Ebaseを割り当て、割り当てられた電圧値からΔEmax、ΔEmidを演算する。（請求項８参照）
第２の方法を実施するための３相ＰＷＭサイクロコンバータ装置においては、電流制御部は、入力電流制御部と電流基準演算部とを有し、
前記入力電流制御部は、入力３相電圧に定数を乗算して３相交流電流を生成し、前記３相交流電流から、正相３相入力電流指令を抽出し、前記正相３相入力電流指令の２倍から、前記３相交流電流を減算して３相入力電流指令を生成し、
前記電流基準演算部は、第１の相、第２の相、第３の相の電流指令I*1、I*2、I*3のうち、電流指令値が最大の相、電流指令値が中間値の相、電流指令値が最小の相、および電流指令値の絶対値が最大の相の組合せ毎に、入力交流の１周期の位相を１２の位相領域に区分し、各相の電流指令値が与えられたとき、それらの電流指令値のうち、中間値の電流指令値Imidに対する最小の電流指令値Iminの比Irefを演算し、かつ、前記与えられた各相の電流指令値のうち、電流指令値が最大の相、電流指令値が中間値の相、電流指令値が最小の相、電流指令値の絶対値が最大の相の組合せに対応する電流指令の位相領域を判定して前記入力電圧判断部に出力し、
前記入力電圧判断部は、前記電流基準演算部から１２の位相領域の区分を入力し、前記区分された入力交流の位相領域に対応する入力３相交流電圧の各位相領域において、交流電圧値が最大の相、交流電圧値が中間値の相、交流電圧値が最小の相、交流電圧値の絶対値が最大の相を設定しておき、前記判定された電流指令の位相領域に対応する入力３相電圧の位相領域に設定されている、交流電圧値が最大の相、交流電圧値が中間値の相、交流電圧値が最小の相、交流電圧値の絶対値が最大の相に対して、検出された交流電圧値の最大値Emax、中間値Emid、最小値Emin、最大の絶対値Ebaseを割り当て、割り当てられた電圧値からΔEmax、ΔEmidを演算する。
【００２２】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施例を図１に基づいて説明する。
【００２３】
図１は本発明のＰＷＭサイクロコンバータの第１の実施形態のブロックである。ＰＷＭサイクロコンバータは、電力回路と制御系回路と駆動回路によって構成されている。
電力回路は三相交流電源１、入力LCフィルタ２、双方向半導体スイッチ群３、ACモータ４、負荷５を含んで構成されている。入力LCフィルタ２は高周波雑音を除去する。
【００２４】
制御系回路は、Ａ／Ｄ変換器６、位相検出器７、入力電圧判断器１０、ＰＷＭ電圧制御回路９、３相−２相変換部１３、逆相分検出器１４、正相分検出器１５、入力電流制御部１６、電流基準演算部１２を備えている。
【００２５】
Ａ／Ｄ変換器６は、入力電圧の瞬時値Eｒ、Es、Etを検出する。入力電圧判断器１０は、入力電圧の瞬時値Eｒ、Es、Etを入力し、瞬時値として線間電圧最大値ΔEmaxと線間電圧中間値ΔEmidを求め, PWM電圧制御器９へ出力する。
【００２６】
３相-２相変換器13は、A/D変換器６で検出された３相入力電圧の瞬時値Eｒ、Es、Etを変換してEds、Eqsの２相電圧を生成し、得られたEds、Eqsを逆相分検出器１４と正相分検出器１５に出力する。逆相分検出器１４は２相電圧を入力して逆相分電圧の振幅Enm、位相θnを生成し、入力電流制御器16に送る。同じ方法で、正相分検出器１５は、正相分電圧の振幅Epm、位相θpを生成し、入力電流制御器16に送る。入力電流制御器16は正相分電圧および逆相分電圧と、設定された力率指令ψ*とから、アンバランス電圧の影響を相殺し、かつ、入力電流の力率を任意の値に制御することができる入力電流指令I*R、I*S、I*Tを生成して電流基準演算器１２に入力する。
【００２７】
電流基準演算器１２は、I*R、I*S、I*Tから入力電流の基準値（電流分配率）Irefを求める。Irefは、入力３相電流指令I*R、I*S、I*Tの、中間値をもつ相の電流指令値に対する、最小値の相の電流指令値の比である。入力電圧判断器１０は電圧瞬時値の中で線間最大値ΔEmaxと線間中間値ΔEmidとを演算し、PWM電圧制御器９に出力する。
【００２８】
PWM電圧制御器９は、ΔEmax、ΔEmid、およびIrefと、例えば、V/F制御から求められた出力電圧指令Vuc、Vvc、Vwcとを入力して、前記引用技術を適用してスイッチングパターンを作成し、スイッチング信号を発生して、PWM制御信号として駆動回路８に出力する。駆動回路８は双方向半導体スイッチ３を動作させ、各相の電流Iu、Iv、IwをACモータ４に流して負荷５を駆動する。
【００２９】
次に、本発明のＰＷＭサイクロコンバータの 入力電流制御方式について説明する。
まず、３相入力電圧の瞬時値Eｒ、Es、Etを３相-２相変換器13で変換してEds、Eqsの２相電圧を求める。ここで、次式（９）、式（１０）は、３相交流座標系から２相交流座標系への３相−２相変換である。
【００３０】
【数７】
図２は正相分検出器１５のブロック図である。軸座標正変換器１５ａは、２相交流座標系から２相直流座標系（３相交流の回転磁界と同じ角速度で回転する２次元直交座標系）に変換する軸座標正変換を行う。軸座標正変換は、次式（１１）で表される２相交流座標系から２相直流座標系に変換する軸座標正変換行列C２によってEds、EqsからEd1、Eq1へ変換する。θiは、入力３相交流の位相角であり、回転磁界の角速度をωとするとき、θi＝ωｔである。これらを一次遅れフィルタ１５ｂ、１５ｃに通過させることによって、２相直流座標系の正相分Edf1、Eqf1を求めることができる。振幅検出器１５ｄ、位相検出器１５ｅは、Edf1、Eqf1を用いて式（１２）で表される振幅及び位相演算式に従う演算を行い、正相分電圧の振幅及び位相Epm、θpを生成する。
【００３１】
【数８】
一次遅れフィルタ１５ｂ、１５ｃを使用する理由は、もし、入力交流電圧にアンバランスが存在すると、その入力交流電圧を３相−２相変換して得られる２相交流電圧には逆相成分が含まれる。したがって、このような、逆相成分を含んだ２相交流に式（１１）で表される軸座標正変換を施すと、その変換結果には、逆相成分による、角周波数２ωの高周波成分が含まれることになる。１次遅れフィルタ１５ｂ、１５ｃは、この高周波成分を除去する。
【００３２】
入力３相電圧が理想的波形であれば（すなわち、アンバランスが無ければ）、式（１２）のｑ成分Eqf1は０になる。したがって、この場合には、θpは０になる。
【００３３】
図３は逆相分検出器1４のブロック図である。軸座標逆変換器１４ａは、２相交流座標系から２相逆相直流座標系（３相交流の回転磁界と同じ角速度で逆回転する２次元直交座標系）に変換する軸座標逆変換を行う。軸座標逆変換部１４ａは、次式（１３）で表される軸座標逆変換行列C３によってEds、EqsをEd２、Eq２へ変換する。軸座標逆変換された電圧Ed２、Eq２を一次遅れフィルタ１４ｂ、１４ｃに通過させることによって、２相直流座標系の逆相分Edf２、Eqf２を求めることができる。振幅検出器１４ｄ、位相検出器１４ｅは、Edf２、Eqf２を用いて式（１４）で表される振幅及び位相演算式に従う演算を行い、逆相分電圧の振幅及び位相Epm、θnをそれぞれ生成する。
【００３４】
【数９】
３相アンバランス電圧の一般式は、空間ベクトルを記号<>で表して次の空間ベクトル式（1５）で表すことができる。
<ERST> = <Eps> + <Ens> (１５)
式（1５）でにおいて<Eps>、<Ens>はそれぞれ正相分電圧ベクトルと逆相分電圧ベクトルで、これらのベクトルは次式（1６）のように定義される。
【００３５】
【数１０】
式（1６）でEpmは正相分電圧の振幅、Enmは逆相分電圧の振幅、は回転角速度、tは時間、θpおよびθnはそれぞれ遅延角である。
【００３６】
本発明では３相入力電圧のアンバランスに対応するように、３相入力側の電流指令値として、次式（1７）に示されているようなアンバランス電流指令値<I*RST>を用いる。
<I*RST> = <I*ps> + <I*ns> (1７)
式（1６）で<I*ps> および<I*ns>は、それぞれ正相分電流ベクトルと逆相分電流ベクトルであって次式（1８）のように定義される。
【００３７】
【数１１】
上記式（1７）でI*pmは正相分電流指令の振幅、I*nmは逆相分電流指令の振幅、φ*pとφ*nはそれぞれ遅延角である。
さらに、定常状態における有効電力Pの一般式は次式（1９）のようになる。
【００３８】
【数１２】
上記式（１９）の有効電力Pは、次式（２０）のように２つの成分に分けることができる。
P = 一定電力成分+リプル電力成分 （２０）
本実施形態においては定常状態における有効電力を一定に維持させながら力率＝cos(ψ*pf)になるように正相分電流指令の振幅を次式（２１）、遅延角を次式（２２）, 逆相分電流指令の振幅を次式（２３）、遅延角を次式（２４）のように出力する。
【００３９】
【数１３】
上記式(２１),(２３)において、は任意の定数である。
【００４０】
図4は本実施形態の入力電流制御器１６を示すブロック図である。
図１を参照して前記したように、入力電流制御器１６は、設定された力率指令、位相検出器７から出力された入力３相交流の位相θi、正相分電圧および逆相分電圧の振幅Epm、Enm、正相分電圧および逆相分電圧の遅延角θp、θnからアンバランス補正電流指令値
【００４１】
【数１４】
を出力する。
【００４２】
そのために、入力電流制御器１６は、正相処理部と逆相処理部とこれらの処理部の出力を加算する加算部を備えている。正相処理部は、図４中でｐを含む参照番号で表示されたブロックを備えている。逆相処理部は、図４中でｎを含む参照番号で表示されたブロックを備えている。加算部は、図中、Ｒ、Ｓ、Ｔ相に対応する３個の加算器４５Ｒ、４５Ｓ、４５Ｔを有する機能部分である。
【００４３】
正相処理部は、乗算器４２ｐ、加算器４３ｐおよび４４ｐ、３相正弦波発生器４１ｐ、乗算器４４Ｒｐ、４４Ｓｐ、４４Ｔｐを備えている。
乗算器４２ｐは、正相分電圧の振幅Epmを入力して任意の陽な定数1/Kfを乗算し、正相分電流指令の振幅I*pmを出力する。この演算は式（２１）に対応する。
加算器４３ｐは正相分電圧の遅延角θpと力率位相指令ψ*pfとを加算して正相分位相指令φ*p（正相分電流指令の遅延角φ*p）を生成する。この加算は、式（２２）に対応する。加算器４４ｐは、遅延角φ*pに、入力３相交流電圧のＲ相の位相角θi=ωtを加算して正相分位相θ1（Ｒ相３相交流電流指令の位相角）を生成する。
３相正弦波発生器４１ｐは、正相分位相角θ1を変数として振幅１の３相電流指令を生成する。乗算器４４Ｒｐ、４４Ｓｐ、４４Ｔｐは、それぞれ振幅１の３相電流指令に乗算器４２ｐから出力された正相分電流指令の振幅I*pmを乗算してＲ相、Ｓ相、Ｔ相の正相分電流指令I*Rp、I*Sp、I*Tpを生成する。
これらの演算は、式（１８）の左側の式に対応する。
【００４４】
同様に、逆相処理部は、乗算器４２ｎ、加算器４３ｎおよび４４ｎ、乗算器４６、４７、３相正弦波発生器４１ｎ、乗算器４４Ｒｎ、４４Ｓｎ、４４Ｔｎを備えている。
乗算器４２ｎは、正相分電圧の振幅Epmを入力して任意の陽な定数1/Kfを乗算し、逆相分電流指令の振幅I*nmを出力する。この演算は式（２３）に対応する。
加算器４３ｎは逆相分電圧の遅延角θnと力率位相指令ψ*pfとを加算して逆相分位相指令φ*n（逆相分電流指令の遅延角φ*n）を生成する。この加算は、式（２４）に対応する。加算器４４ｎは、逆相分位相指令φ*nに、入力３相交流電圧のＲ相の位相角θi=ωtを加算して逆相分正弦波位相θ2を生成する。乗算器４６、４７は逆相分電流指令の振幅I*nmおよび逆相分位相θ2にそれぞれゲイン−１を乗算する。
３相正弦波発生器４１ｎは、位相角−θ2を変数として振幅１の３相電流指令を生成する。乗算器４４Ｒｎ、４４Ｓｎ、４４Ｔｎは、それぞれ振幅１の３相電流指令に−I*nmを乗算してＲ相、Ｓ相、Ｔ相の逆相分電流指令I*Rn、I*Sn、I*Tnを生成する。
これらの演算は、式（１８）の右側の式に対応する。
最後に、加算器４５Ｒ、４５Ｓ、４５Ｔによって３つの正相分電流指令と３つの逆相分電流指令をそれぞれ加算さｒて入力電流指令（アンバランス補正電流指令）I*R、I*S、I*Tが得られる。この加算は、式（１７）に対応する。
【００４５】
電流基準演算器１２では、入力された３相の電流指令値の中で最大値になる相電流（Imaxと略す）、中間値の相電流（Imidと略す）、最小値の相電流（Iminと略す）、絶対値が最大値になる相電流（Ibaseと略す）を判別し、電流基準Irefを次式（２６）よりを求め、PWM電圧制御器に出力する。
Imax がIbaseの場合には Iref =Imid/Imin
Imin がIbaseの場合には Iref =Imid/Imax (２６)
図５は電流基準演算器１２の入出力波形の一例である。通常のＰＷＭサイクロコンバータでは絶対値が最大値の相を基準電圧として通電させ、他の２相をPWM制御する。電流基準Iref はPWM制御されている２相（Ibase相を除外した２つの相）に流れる電流の比率を意味する。
図５の電流基準波形は、０と１の間において周期的に変動することに関しては図１３の従来技術の場合と同様である。しかし、図１３の場合には、電流基準波形が１定の周期（６０°）で変動しているのに対して、図５の場合には、３相入力電流指令のアンバランスに対応して電流基準波形の周期が変動している点が図１３の場合と異なっている。
ＰＷＭ電圧制御回路９は、図５の電流基準Irefを状態変数の１つとして制御を実行するので、本実施形態のＰＷＭ電圧制御回路は、３相入力電流指令のアンバランスの影響を補償したＰＷＭ制御を実行することができる。
【００４６】
入力電圧判断器１０では電圧瞬時値の中で最大になる相電圧（Emaxと略す）、中間値の相（Emidと略す）、最小値の相（Eminと略す）、絶対値が最大値になる相電圧（Ebaseと略す）を求め、ΔEmaxとΔEmidとを式（２）よりを求め、ＰＷＭ電圧制御器９に出力する。
【００４７】
ＰＷＭ電圧制御器９は、ΔEmaxおよびΔEmidとIrefと、例えばV/F制御から求められた出力電圧指令Vuc、Vvc、Vwcを入力してＰＷＭ制御信号を算出する。
ＰＷＭ電圧制御器９は、キャリアの１周期に出力相電圧指令が最大または最小の出力相と、入力電流指令の絶対値が最小の入力相、中間の入力相、および最大の入力相との間の３個の双方向スイッチをON/OFF する順番および各双方向スイッチをONする時間をこの出力相のスイッチングパターンとして作成して出力し、かつ、キャリア１周期に出力相電圧指令が中間の出力相と、入力電流指令の絶対値が最小の入力相、中間の入力相、および最大の入力相との間の３個の双方向スイッチをON/OFFする順番および各双方向スイッチをONする時間を出力相のスイッチングパターンとして作成する。
ＰＷＭ電圧制御器９は、更に、入力３相電流指令情報と３相出力電圧情報と前記スイッチングパターンによって、９個の双方向スイッチのキャリア１周期のON/OFF 信号、すなわち、ＰＷＭ制御信号を発生して出力する。
駆動回路９はＰＷＭ制御信号に応答して、双方向半導体スイッチ３を動作させ、各相の電流Iu、Iv、IwをACモータ４に流し負荷５を駆動する。
【００４８】
次に、本発明の第２の実施形態を図面に基づいて説明する。
図６は、本実施形態のＰＷＭサイクロコンバータのフロック図である。
本実施形態のサイクロコンバータ電力回路と制御系回路と駆動回路によって構成されている。
電力回路は三相交流電源１、入力LCフィルタ２、双方向半導体スイッチ群３、ACモータ４、負荷５を含んで構成されている。入力LCフィルタ２は高周波雑音を除去する。
【００４９】
制御系回路は、Ａ／Ｄ変換器６、位相検出器７、入力電流制御器１５、電流基準演算部１２、入力電圧判断器１４、ＰＷＭ電圧制御回路９を備えている。
Ａ／Ｄ変換器６は、入力電圧の瞬時値Eｒ、Es、Etを検出する。位相検出器７は、３相入力電圧のＲ相電圧位相θiを検出する。入力電流制御器１５は、設定された力率指令ψpf*と入力電圧の瞬時値Eｒ、Es、Etと、入力電圧位相θiとを入力し、後述する動作によって入力電流の力率を制御し、および入力電圧のアンバランスを補正することができる３相電流指令基準値I*R、I*S、I*Tを生成して電流基準演算器１２に送る。３相電流指令基準値とは、振幅１の３相電流指令ということである。電流基準演算器1２は３相電流指令基準値I*R、I*S、I*Tを入力して電流基準波形IrefをＰＷＭ電圧制御器９に出力する。入力電圧判断器１４は電圧瞬時値Eｒ、Es、Etを入力し、電圧瞬時値Eｒ、Es、Etの中で線間最大値ΔEmaxと線間中間値ΔEmidとを求め、ＰＷＭ電圧制御器９に出力する。ＰＷＭ電圧制御器９は、ΔEmaxおよびΔEmidとIrefと、例えばV/F制御から求められた出力電圧指令Vuc、Vvc、Vwcとを入力してＰＷＭ制御を行うためのＰＷＭ制御信号を生成する。駆動回路８はＰＷＭ制御信号に応答して駆動信号を出力し、双方向半導体スイッチ３を動作させ、各相の電流Iu、Iv、IwをACモータ４に流して負荷５を駆動する。
【００５０】
次に、本発明のＰＷＭサイクロコンバータの 入力電流制御方式について説明する。
まず、３相入力電圧の位相θiと力率指令ψ*pfとを入力電流制御器１５に送る。入力電流制御器１５は、基準値I*R、I*S、I*Tを求める。基準値I*R、I*S、I*Tは制御目的によって決められる。例えば、入力力率を任意の値に設定する時には、次式（２７）に従って基準値I*R、I*S、I*Tを計算する。式（２７）の計算は、図７の回路によって行われる。
【００５１】
【数１５】
図７は本発明の入力電流制御器の第１の実施例のブロック図である。
この実施例は、入力電圧位相θiに力率位相指令ψ*pfを加算して、入力３相電圧から理想正弦波形の３相電流指令を生成する入力電流制御器の実施例である。
【００５２】
本実施例の入力電流制御器１５は、加算器７１および７３、減算器７２、ＲＯＭテーブル７４Ｒ、７４Ｓ、７４Ｔを備えている。加算器７１は力率位相指令ψ*pfを入力電圧位相θiに加算して電流指令位相を求める。減算器７２および加算器７３は、それぞれ電流指令位相θi＋ψ*pfをＲ相の位相としてＳ相およびＴ相電流指令の位相を生成する。ＲＯＭテーブル７４Ｒ、７４Ｓ、７４Ｔは、三角関数テーブルが蓄積されていて３相正弦波形発生器として機能するＲＯＭである。これらのＲＯＭは、それぞれ加算器７１、減算器７２、加算器７３から与えられる位相に対応してＲ相、Ｓ相、Ｔ相の３相電流指令基準値I*R、I*S、I*Tを発生する。
【００５３】
図８は本実施形態の入力電流制御器の第２の実施例のブロック図である。本実施例は、入力３相電圧のアンバランスを補正することを目的として電流制御を行う場合の入力電流制御器のブロックである。
本実施例においては、入力３相電圧に定数を乗算して３相交流電流に変換した後、その正相分を抽出し、３相入力電流指令の正相分から３相交流電流の逆相分を差し引いてアンバランス補正用の電流指令を生成する。
【００５４】
本実施例の入力電流制御器は、乗算器８１Ｒ、８１Ｓ、８１Ｔと、９０度位相変換フィルター８２Ｒ、８２Ｓ、８２Ｔと、減算器８３ａ、８３ｂ、乗算器８４ａ、８４ｂ、８４ｃ、８４ｄ、減算器８５ａ、８５ｂ、乗算器８６ａ、８６ｂ、減算器８７ａ、８７ｂ、および乗加算器８８を備えている。
【００５５】
乗算器８１Ｒ、８１Ｓ、８１Ｔは、Ａ／Ｄ変換器から検出された入力電圧Er,Es,Etに任意の陽の定数Imを乗算して入力３相電流値Ir、Is、Itを生成する。９０度位相変換フィルター８２Ｒ、８２Ｓ、８２Ｔは、それぞれIr、Is、Itを９０度位相変換してIr∠90, Is∠90, It∠90を生成する。ここで、∠90は位相を９０°回転したベクトルを表し、複素表示のｊを乗算することに該当する。
【００５６】
減算器８３ａは、９０度位相変換フィルター８２Ｒの出力から９０度位相変換フィルター８２Ｓの出力を減算する。減算器８３ｂは、９０度位相変換フィルター８２Ｔの出力から９０度位相変換フィルター８２Ｓの出力を減算する。
【００５７】
乗算器８４ｂおよび８４ｃは、それぞれ乗算器８３ａ、８３ｂの出力に［２・３1/2］-1を乗算して出力する。また、乗算器８４ａおよび８４ｄは、それぞれ乗算器８１Ｒ、８１Ｔの出力に１／２を乗算して出力する。
【００５８】
減算器８５ａは、乗算器８４ａの出力から乗算器８４ｃの出力を減算する。減算器８５ｂは、乗算器８４ｄの出力から乗算器８４ｂの出力を減算する。
【００５９】
乗算器８６ａ、８６ｂは、それぞれ減算器８５ａおよび８５ｂの出力に２を乗算してその乗算結果を出力する。減算器８７ａ、８７ｂは、それぞれ乗算器８６ａ、８６ｂの出力からＲ相電流値Ir、Ｔ相電流値Itを減算して、その結果をそれぞれＲ相電流指令I*R、Ｔ相電流指令I*Tとして出力する。乗加算器８８は、減算器８７ａ、８７ｂの出力I*R、I*Tに−１を乗算して、その乗算結果を加算してＳ相電流指令I*Sとして出力する。
【００６０】
図８の減算器８５ａ、８５ｂの出力IrpおよびItpは、次式（２８）で表される。これは、Ｒ相およびＴ相の正相分入力電流指令である。
【００６１】
【数１６】
式（２８）は、式（５）の第１、第３行と等価である。
【００６２】
図８の乗算器８６ａ、８６ｂ、減算器８７ａ、８７ｂ、乗加算器８８による演算によって、Ｒ相およびＴ相の正相分入力電流指令からＲ相およびＴ相入力電流を減算して、入力電流指令I*R、I*S、I*Tとして次式（２９）によって求められる値が得られる。
【００６３】
【数１７】
このようにして、入力電流指令I*R、I*S、I*Tが得られる。
【００６４】
電流基準演算器１２は、入力された３相電流指令の中で最大値になる相電流（Imaxと略す）、中間値の相電流（Imidと略す）、最小値の相電流（Iminと略す）、絶対値が最大値になる相電流（Ibaseと略す）を判別し、電流基準Irefを式（３０）よりを求め、ＰＷＭ電圧制御器に出力する。
Imax がIbaseの場合には Iref =Imid/Imin
Imin がIbaseの場合には Iref =Imid/Imax (３０)
更にImax、Imid、Iminから図９の規則に従って３相電流指令の位相領域Siを出力する。
【００６５】
図９は、相電流がImax、Imid、Imin、Ibaseである相の組と位相領域Siとの対応表である。例えば、図１３においては、３相電流指令はバランスした理想的な形状である。この場合には、電流指令の１周期を３０°ずつ等分すると、各位相領域における各相電流指令の大小関係は定まっている。例えば、図１３の位相区間ｉ（位相角０〜３０°の区間）においては、Imax、Imid、Iminの相は、Ｔ相、Ｒ相、Ｓ相でIbaseの相はＳ相である。また、図１３の位相区間iv（位相角９０〜１２０°の区間）においては、Imax、Imid、Iminの相は、Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相でIbaseの相はＲ相である。
【００６６】
このように、３相電流指令はバランスしているときには、等間隔で区切られた各位相区間で、各相電流指令は、それぞれ固有の大小関係をもつ。しかし、３相電流指令はバランスしていないときには、図５を参照して前記したように、各相電流指令がそれぞれ固有の大小関係をもつ位相区間は、必ずしも等間隔にはならない。しかし、それぞれの位相区間の電流指令が固有の大小関係をもつように、位相区間を区切ることができる。
図９の表は、このように区切られた位相領域Siと、各相電流指令の大小関係との対応を示す表である。したがって、電流基準演算器１２によってImax、Imid、Imin、Ibaseを判別することによって該当する位相領域Siを出力することができる。
次に、入力電圧判断器１４について説明する。
【００６７】
図１０は、各位相領域Siと、入力電圧の最大値Emax、中間値Emid、最小値Emin、絶対値が最大の相の入力電圧の絶対値Ebaseをもつ相との対応を示す表である。入力電圧と電流指令とは、一定の関係（例えば、電流指令の振幅は入力電圧に陽の定数を乗算して求められ、電流指令の位相は、入力電圧の位相に力率位相指令を加算して求められる）にあるので、位相領域Siと入力電圧の大小関係の対応表を予め作成することができる。図１０は、その表である。
【００６８】
入力電圧判断器１４は、３相入力電圧Er,Es,Etと電流基準演算器１２から入力された３相電流指令の領域 Si を用いて、図１０の規則に従ってEmax、Emid、Emin、Ebaseの相をもとめる。さらに電圧瞬時値の中で線間最大値と線間中間値を次式（３０）、（３１）から求め、ＰＷＭ電圧制御器に出力する。
【００６９】
【数１８】
Emax(Si) がEbase(Si)の場合には
Emin(Si) がEbase(Si)の場合には (３１)
ここでEmax(Sj)は３相指令の領域Siによってきまる Emaxに該当する相の入力電圧、Emid(Sj)はEmidに該当する相の入力電圧、Emin(Sj)はEminに該当する相の入力電圧である。
【００７０】
PWM電圧制御器９では出力電圧指令Vuc、Vvc、Vwcと電流基準Irefを使って双方向半導体スイッチ３のPWM制御を行って駆動信号を出力する。例えばV/F制御から求められた出力電圧指令Vuc、Vvc、VwcはPWM電圧制御器９に入力される。駆動回路９は双方向半導体スイッチ３を動作させ、各相の電流Iu、Iv、IwをACモータ４に流して負荷５を駆動する。
【００７１】
【発明の効果】
以上述べたように，本発明によれば，入力電源の相アンバランスが発生する時もその影響を抑制して、入力電流の波形の歪曲なしに制御をすることが出来る。更に、出力電圧の制御時、従来は入力電圧値の大きさのみに通電スイッチが決定されていたので、入力電圧の相アンバランス補正や入力力率制御などの様々な制御方式を実現する時には入力電流制御が困難となる問題点があったが、本発明は入力電流指令を基準として電圧を区分するので、入力電流波形を歪ませることなしに入力電流制御ができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明のＰＷＭサイクロコンバータの第１の実施形態の構成を示すブロック図である。
【図２】図１に示されている正相分検出器14の本発明の一実施例を示す回路図である。
【図３】図１に示されている逆相分検出器15の本発明の一実施例を示す回路図である。
【図４】図１に示されている入力電流制御器16の本発明の一実施例を示す回路図である。
【図５】本発明の図１に示されている電流基準演算器１２の入出力波形の１例を示す波形図である。
【図６】本発明のＰＷＭサイクロコンバータの第２の実施形態の構成を示すブロック図である。
【図７】図６に示されている入力電流制御器1５の本発明の一実施例の構成を示す回路図である。
【図８】図６に示されている入力電流制御器1５の本発明の一実施例の構成を示す回路図である。
【図９】本発明の図６に示されている入力電流制御器1２の中で位相領域Siの具体的な選定方式の１例を示す図である。
【図１０】本発明の図６に示されている電流基準演算器１４の中で電圧区分をする方式の具体的な１例を示す図である。
【図１１】ＰＷＭサイクロコンバータの従来例の構成を示すブロック図である。
【図１２】従来例の図１１に示されている３相正弦波形発生器11の一実施例を示す回路図である。
【図１３】従来例の図１１に示されている電流基準演算器１２の入出力波形の１例を示す波形図である。
【符号の説明】
１ ３相交流電源
２ ３相入力フィルタ
３ 双方向半導体スイッチマトリクス
４ 交流電動機
５ 負荷
６ Ａ／Ｄ変換器
７ 位相検出器
８ 駆動回路
９ ＰＷＭ電圧制御器
１０ 入力電圧判断器
１１ ３相正弦波形発生器
11a ROMテーブル
１２ 電流基準演算器
１３ 電流制御ブロック
１４ 入力電圧判断器
１５ 入力電流制御制御器
４１ｐ，４１ｎ ３相正弦波発生器
４２ｐ，４２ｎ 乗算器
４３ｐ，４３ｎ 加算器
４４ｐ，４４ｎ 加算器
４４Ｒｐ，４４Ｓｐ，４４Ｔｐ 乗算器
４４Ｒｎ，４４Ｓｎ，４４Ｔｎ 乗算器
４５Ｒ，４５Ｓ，４５Ｔ 加算器
４６，４７ 乗算器（ゲイン−１）
７１ 加算器
７２ 減算器
７４Ｒ,７４Ｓ,７４Ｔ ROMテーブル
８１Ｒ,８１Ｓ,８１Ｔ 乗算器
８２Ｒ,８２Ｓ,８２Ｔ ９０度位相変換フィルター
８３ａ，８３ｂ，８５ａ，８５ｂ 減算器
８４ａ，８４ｂ，８４ｃ，８４ｄ 乗算器
８６ａ，８６ｂ 乗算器
８７ａ，８７ｂ 減算器
８８ 乗加算器
【発明の属する技術分野】
本発明は，交流電動機を可変速駆動する電力変換装置に関し，特にパルス幅変調（ＰＷＭ）制御方式の電力変換方式に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図１１はＰＷＭサイクロコンバータの従来例のブロックである。ＰＷＭサイクロコンバータは、電力回路と制御系回路と駆動回路によって構成されている。
電力回路は三相交流電源１、入力LCフィルタ２、双方向半導体スイッチ群３、ACモータ４、負荷５を含んで構成されている。入力LCフィルタ２は高周波雑音を除去する。
【０００３】
制御系回路は、Ａ／Ｄ変換器６、位相検出器７、電流制御ブロック１３入力電圧判断器１０、ＰＷＭ電圧制御回路９を備えている。
Ａ／Ｄ変換器６は、入力電圧の瞬時値Eｒ、Es、Etを検出する。位相検出器７は、３相入力電圧のＲ相の位相θiを検出する。入力電圧判断器１０は、入力電圧の瞬時値Eｒ、Es、Etを入力し、瞬時値として線間電圧最大値ΔEmaxと中間値ΔEmidを求め, PWM電圧制御器９へ出力する。
電流制御ブロック１３は、３相正弦波波形発生器１１と電流基準演算器1２とを備えている。３相正弦波形発生器１１は、位相検出器７によって検出されたθiから正弦波の電流指令を発生し、電流基準演算器1２に出力する。電流基準演算器1２は３相正弦波から電流基準波形Irefを出力する。PWM電圧制御器９は、例えばV/F制御から求められた出力電圧指令Vuc、Vvc、Vwcを入力し、PWM制御信号を生成する。駆動回路８はPWM制御信号に基づいて駆動信号を出力して双方向半導体スイッチ群３を動作させ、各相の電流Iu、Iv、IwをACモータ４に流してモータ４によって負荷５を駆動する。
【０００４】
図１１には、双方向半導体スイッチ群３が、模型的に１個のスイッチで表現されている。しかし、双方向半導体スイッチ群の従来例として、一方向だけに電流を流すことができて、かつ各々が独立にオン／オフ制御することができる片方向半導体スイッチを2個組み合わせた構成の双方向半導体スイッチを複数個組み合わせた双方向半導体スイッチ群が使用されている。
【０００５】
このような双方向半導体スイッチ群の接続を制御する制御系回路において、従来は入力側の電流の制御器として次の電流制御ブロック１３が一般的である。
図１２は３相正弦波形発生器11の詳細図である。先ず入力電圧の位相角θiよりR、S、T相に対してそれぞれ１２０ずれた３相基準正弦波sinθi, sin[θi-(2π/3)]、sin[θi-(2π/3)]の値を蓄積したROMテーブルを参照してこれらの値を求め、電流基準演算器１２に送る。電流基準演算器１２では、入力された３相の中で最大値になる相電流（Nmaxと略す）、中間値になる相電流（Nmidと略す）、最小値になる相電流（Nminと略す）、絶対値が最大値になる相の相電流（Nbaseと略す）を判別し、電流基準Irefを次式（１）よりを求め、PWM電圧制御器に出力する。
Nmax がNbaseの場合には Iref =Nmid/Nmin
Nmin がNbaseの場合には Iref =Nmid/Nmax （１）
また、入力電圧判断器１０は、瞬時値で、最大値になる相電圧（Emaxと略す）中間値の相電圧（Emidと略す）、最小値の相電圧（Eminと略す）、絶対値が最大値になる相電圧（Ebaseと略す）を求め、線間電圧最大値ΔEmaxと中間値ΔEmidを次式（２）、（３）によって演算し、その演算結果をPWM電圧制御器９に出力する。
ΔEmax = Emax-Emin (２)
Emax がEbaseの場合には ΔEmid = Emax-Emid （３）
Emin がEbaseの場合には ΔEmid = Emid-Emin （４）
PWM電圧制御器９は、スイッチングパターン作成部とスイッチ信号発生部とを備え、例えばV/F制御から求められた出力電圧指令Vuc、Vvc、Vwcを入力してPWM制御信号を算出する。
スイッチングパターン作成部は、キャリア１周期に出力相電圧指令が最大または最小の出力相と、入力電流指令の絶対値が最小の入力相、中間の入力相、および最大の入力相との間の３個の双方向スイッチをON/OFF する順番および各双方向スイッチをONする時間をこの出力相のスイッチングパターンとして作成して出力し、かつ、キャリア１周期に出力相電圧指令が中間の出力相と、入力電流指令の絶対値が最小の入力相、中間の入力相、および最大の入力相との間の３個の双方向スイッチをON/OFFする順番および各双方向スイッチをONする時間を出力相のスイッチングパターンとして作成する。
スイッチ信号発生部は、入力３相電流指令情報と３相出力電圧情報と前記スイッチングパターンによって、前記９個の双方向スイッチのキャリア一周期のON/OFF信号を発生して出力する。この演算法は、本出願人の出願に係る特願平１１−３４１８０７号公報に記載されている。以下、この公報に記載されている技術を引用技術と記す。
駆動回路８はPWM制御信号に応答して双方向半導体スイッチ３を動作させ、各相の電流Iu、Iv、IwをACモータ４に流して負荷５を駆動する。
【０００６】
図１３は、電流基準演算器１２の入出力波形の１例を示す波形図である。
上の図は、３相交流電流曲線で、下はIref曲線である。Iref曲線は、１と０との間で周期的に変化をしている。その周期は一定値６０°である。このように、３相交流にアンバランスがない場合には、Iref曲線は一定周期で規則正しく変化するけれど、アンバランスがある場合には、この周期が不規則になる（後述の図５参照）。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
上記の従来の方式は入力電圧の位相のみを用いて、各相入力電圧の位相と同じ位相の３相バランス正弦波を３相正弦波形発生器１１で出力して制御する。しかし理想的３相入力電源の場合には各相の振幅が同一の正弦波であるが、一般に、入力電源の各相には振幅アンバランスが存在するので、理想的３相入力電源を仮定して作られた従来の方式の電流基準演算器１２の出力は入力電圧の相アンバランスの存在下では所望の入力電流を得ることが困難になるという問題点がある。
【０００８】
さらに入力電圧値の大きさのみを考慮して入力電圧を３つの制御電圧（Emax, Emid, Emin）に区分し、区分された制御電圧と出力電圧指令を用いて通電スイッチと通電スイッチの通電時間をきめ、出力電圧の制御を行うので、入力電圧のみによって通電スイッチが決定される。従って、様々な入力電流制御方式を実現することが困難になるという問題点がある。本発明はこのような従来の問題点を解決し、様々な高性能入力電流制御方式に対応出来るＰＷＭサイクロコンバータの電流及び電圧制御方式を提供することを目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
前記課題を解決するために、本発明のＰＷＭサイクロコンバータの電流制御方法は、入力交流電圧のアンバランスを、入力交流電圧の逆相成分で表し、この逆相成分を消去するように電流分配率Irefを定めて双方向半導体スイッチ群のスイッチタイミングを制御する。
【００１０】
本発明においては、電流分配率（基準電流値）は、逆相成分について補正された入力３相電流指令によって生成される。
本発明は、補正された入力３相電流指令を生成する方法として２つの方法を提案している。
第１の方法は、入力３相交流電圧を２相交流電圧に変換した後、２相正相電圧成分と２相逆相電圧成分を抽出し、２相正相電圧成分と２相逆相電圧成分から３相正相電流指令と３相逆相電流指令を発生する。そして、この３相正相電流指令と３相逆相電流指令によって、補正された入力３相電流指令を生成する（請求項１、請求項２、請求項３参照）。
第２の方法は、入力３相交流電圧から３相交流電流を算出し、算出された３相交流電流から正相３相交流電流を抽出し、この正相３相交流電流を正相入力３相電流指令とし、算出された３相交流電流から正相入力３相電流指令を減算した結果を逆相入力３相電流指令として、補正された入力３相電流指令を生成する方法である（請求項５参照）。
【００１１】
第１の方法をさらに説明する。この方法は、
入力３相交流電圧と、該３相電圧の第１の相の位相θiを検出し、
前記入力３相交流電圧を３相−２相変換して２相交流電圧を生成し、
前記２相交流電圧から、前記３相電圧の第１の相と同位相で回転する正相２次元座標軸を基準とする２相正相電圧を抽出する軸座標正変換処理を実行し、
軸座標正変換処理によって抽出された２相正相電圧の、前記正相２次元座標軸に対する位相θpに、設定された力率位相ψを加算して、２相正相電流の位相φpを算出し、
前記２相正相電流の位相φpに前記第１の相の位相θiを加算して、前記半導体スイッチ群に入力する電流を指定する入力電流指令の第１の相の正相成分の位相θ1を生成し、
前記２相正相電圧の絶対値に所定の定数を乗算して前記入力電流指令の第１の相の正相成分の振幅Epを定め、
Ep sin θ1を第１の相の正相電流指令I*p1とし、Ep sin[θ1-(2π/3)]およびEp sin[θ1+(2π/3)]をそれぞれ第２の相の正相電流指令I*p2、第３の相の正相電流指令I*p3と定める。
【００１２】
逆相電流指令は次のように生成される。
前記２相交流電圧から、前記３相電圧の第１の相に対して逆相で回転する逆相２次元座標軸を基準とする２相逆相電圧を抽出する軸座標逆変換処理を実行し、
軸座標逆変換処理によって抽出された２相逆相電圧の、前記逆相２次元座標軸に対する位相θnに、前記設定された力率位相ψを加算して、２相逆相電流の位相φnを算出し、
前記２相逆相電流の位相φnに前記第１の相の位相θiを加算して、前記半導体スイッチ群に入力する電流を指定する入力電流指令の第１の相の逆相成分の位相θ2を生成し、
前記２相逆相電圧の絶対値に所定の定数を乗算して前記入力電流指令の逆相成分の振幅Enを定め、
En sin θ2を第１の相の逆相電流指令I*n1とし、En sin[θ2+(2π/3)]およびEn sin[θ2-(2π/3)]をそれぞれ第２の相の逆相電流指令I*n2、第３の相の正相電流指令I*n3と定める。
【００１３】
そして、前記第１の相の正相電流指令I*p1、第２の相の正相電流指令I*p2、第３の相の正相電流指令I*p3から、前記第１の相の逆相電流指令I*n1、第２の相の逆相電流指令I*n2、第３の相の逆相電流指令I*n3を相毎に減算してそれぞれ第１の相、第２の相、第３の相の電流指令I*1、I*2、I*3（補正された入力３相電流指令）を生成する。
【００１４】
次に、第２の方法は次のように説明される。
先ず、３相交流電圧Er,Es,Etを求め, 任意の陽の定数 を乗算することによって３相交流電流Ir,Is,Itを求める。正相分入力電流指令を次式（5）から求める。そして、その正相分入力電流指令を入力電流指令を生成するために用いる。
【００１５】
【数３】
更に逆相分入力電流指令を次式（６）から求める。
【００１６】
【数４】
【００１７】
【数５】
【００１８】
第１の相、第２の相、第３の相の電流指令I*1、I*2、I*3のうち、電流指令値が最大の相、電流指令値が中間値の相、電流指令値が最小の相、および電流指令値の絶対値が最大の相の組合せ毎に、入力交流の１周期の位相を区分し、
前記区分された入力交流の位相領域に対応する入力３相交流電圧の位相領域において、交流電圧値が最大の相、交流電圧値が中間値の相、交流電圧値が最小の相、交流電圧値の絶対値が最大の相を設定しておき、
各相の電流指令値が与えられたとき、それらの電流指令値のうち、中間値の電流指令値Imidに対する最小の電流指令値Iminの比Irefを演算し、かつ、前記与えられた各相の電流指令値のうち、電流指令値が最大の相、電流指令値が中間値の相、電流指令値が最小の相、電流指令値の絶対値が最大の相の組合せに対応する電流指令の位相領域を判定し、
判定された電流指令の位相領域に対応する入力３相電圧の位相領域に設定されている交流電圧値が最大の相、交流電圧値が中間値の相、交流電圧値が最小の相、交流電圧値の絶対値が最大の相に対して、検出された交流電圧値の最大値Emax、中間値Emid、最小値Emin、最大の絶対値Ebaseを割り当て、
割り当てられた電圧値から次式に従ってΔEmax、ΔEmidを演算する。
【００１９】
【数６】
Emin がEbaseの場合には ΔEmid = Emid-Emin （８）
第１の方法を実施するための３相ＰＷＭサイクロコンバータ装置は、複数の双方向半導体スイッチから成る半導体スイッチ群を通って３相電源の電力を負荷に伝達する電力回路と、電源電圧を検出する３相電圧検出部、電源電圧の第１の相の位相θiを検出する位相検出部、前記３相電圧検出部によって検出された３相交流電圧と位相検出部によって検出された位相に基づいて、入力３相電流の絶対値が中間値の相電流値の絶対値に対する、絶対値が最小の相電流値の絶対値の比、すなわち、電流分配率を生成する電流制御部、前記３相電圧検出部によって検出された３相交流電圧を入力して、３相交流電圧の大小を判断し、ΔEmaxとΔEmidとを生成する入力電圧判断部、および、前記電流分配率とΔEmaxおよびΔEmidを入力してＰＷＭスイッチング制御信号を生成するＰＷＭ電圧制御部を有する制御部と、ＰＷＭスイッチング制御信号に応答して前記前記半導体スイッチ群をスイッチング制御する駆動部を有する３相ＰＷＭサイクロコンバータ装置であって、
制御部は、
入力３相交流電圧を３相−２相変換して２相交流電圧を生成する３相−２相変換部と、
前記２相交流電圧から、３相交流電圧の第１の相と同位相で回転する正相２次元座標軸を基準とする２相正相電圧を抽出する軸座標正変換処理を実行し、正相分振幅と、正相２次元座標軸に対する前記２相正相電圧の位相を出力する正相分検出部と、
前記２相交流電圧から、３相交流電圧の第１の相に対して逆相で回転する逆相２次元座標軸を基準とする２相逆相電圧を抽出する軸座標逆変換処理を実行し、逆相分振幅と、逆相２次元座標軸に対する前記２相逆相電圧の位相を出力する逆相分検出部と
を有する。
電流制御部は、入力電流制御部と電流基準演算部を有し、
前記入力電流制御部は、軸座標正変換処理によって抽出された２相正相電圧の、前記正相２次元座標軸に対する位相θpに、設定された力率位相ψを加算して、２相正相電流の位相φpを算出し、前記２相正相電流の位相φpに前記第１の相の位相θiを加算して、前記半導体スイッチ群に入力する電流を指定する入力電流指令の第１の相の正相成分の位相θ1を生成し、前記２相正相電圧の絶対値に所定の定数を乗算して前記入力電流指令の第１の相の正相成分の振幅Epを定め、Ep sin θ1を前記入力電流指令の第１の相の正相電流指令I*p1とし、Ep sin[θ1-(2π/3)]およびEp sin[θ1+(2π/3)]をそれぞれ第２の相の正相電流指令I*p2、第３の相の正相電流指令I*p3と定める。
前記入力電流制御部は、更に、軸座標逆変換処理によって抽出された２相逆相電圧の、前記逆相２次元座標軸に対する位相θnに、前記設定された力率位相ψを加算して、２相逆相電流の位相φnを算出し、前記２相逆相電流の位相φnに前記第１の相の位相θiを加算して、前記半導体スイッチ群に入力する電流を指定する入力電流指令の第１の相の逆相成分の位相θ2を生成し、前記２相逆相電圧の絶対値に所定に定数を乗算して前記入力電流指令の逆相成分の振幅Enを定め、En sin θ2を前記入力電流指令の第１の相の逆相電流指令I*n1とし、En sin[θ2+(2π/3)]およびEn sin[θ2-(2π/3)]をそれぞれ第２の相の逆相電流指令I*n2、第３の相の正相電流指令I*n3と定める。
前記入力電流制御部は、更に、第１の相、第２の相、第３の相の正相電流指令I*p1、I*p2、I*p3から第１の相、第２の相、第３の相の逆相電流指令I*n1、I*n2、I*n3をそれぞれ減算して第１の相、第２の相、第３の相の電流指令I*1、I*2、I*3を生成する。
【００２０】
前記電流基準演算部は、第１の相、第２の相、第３の相の電流指令I*1、I*2、I*3のうち、電流指令値が最大の相、電流指令値が中間値の相、電流指令値が最小の相、および電流指令値の絶対値が最大の相の組合せ毎に、入力交流の１周期の位相を１２の位相領域に区分し、各相の電流指令値が与えられたとき、それらの電流指令値のうち、中間値の電流指令値Imidに対する最小の電流指令値Iminの比Irefを演算し、かつ、前記与えられた各相の電流指令値のうち、電流指令値が最大の相、電流指令値が中間値の相、電流指令値が最小の相、電流指令値の絶対値が最大の相の組合せに対応する電流指令の位相領域を判定して前記入力電圧判断部に出力する。
【００２１】
入力電圧判断部は、前記電流基準演算部から１２の位相領域の区分を入力し、前記区分された入力交流の位相領域に対応する入力３相交流電圧の位相領域において、交流電圧値が最大の相、交流電圧値が中間値の相、交流電圧値が最小の相、交流電圧値の絶対値が最大の相を設定しておき、判定された電流指令の位相領域に対応する入力３相電圧の位相領域に設定されている交流電圧値が最大の相、交流電圧値が中間値の相、交流電圧値が最小の相、交流電圧値の絶対値が最大の相に対して、検出された交流電圧値の最大値Emax、中間値Emid、最小値Emin、最大の絶対値Ebaseを割り当て、割り当てられた電圧値からΔEmax、ΔEmidを演算する。（請求項８参照）
第２の方法を実施するための３相ＰＷＭサイクロコンバータ装置においては、電流制御部は、入力電流制御部と電流基準演算部とを有し、
前記入力電流制御部は、入力３相電圧に定数を乗算して３相交流電流を生成し、前記３相交流電流から、正相３相入力電流指令を抽出し、前記正相３相入力電流指令の２倍から、前記３相交流電流を減算して３相入力電流指令を生成し、
前記電流基準演算部は、第１の相、第２の相、第３の相の電流指令I*1、I*2、I*3のうち、電流指令値が最大の相、電流指令値が中間値の相、電流指令値が最小の相、および電流指令値の絶対値が最大の相の組合せ毎に、入力交流の１周期の位相を１２の位相領域に区分し、各相の電流指令値が与えられたとき、それらの電流指令値のうち、中間値の電流指令値Imidに対する最小の電流指令値Iminの比Irefを演算し、かつ、前記与えられた各相の電流指令値のうち、電流指令値が最大の相、電流指令値が中間値の相、電流指令値が最小の相、電流指令値の絶対値が最大の相の組合せに対応する電流指令の位相領域を判定して前記入力電圧判断部に出力し、
前記入力電圧判断部は、前記電流基準演算部から１２の位相領域の区分を入力し、前記区分された入力交流の位相領域に対応する入力３相交流電圧の各位相領域において、交流電圧値が最大の相、交流電圧値が中間値の相、交流電圧値が最小の相、交流電圧値の絶対値が最大の相を設定しておき、前記判定された電流指令の位相領域に対応する入力３相電圧の位相領域に設定されている、交流電圧値が最大の相、交流電圧値が中間値の相、交流電圧値が最小の相、交流電圧値の絶対値が最大の相に対して、検出された交流電圧値の最大値Emax、中間値Emid、最小値Emin、最大の絶対値Ebaseを割り当て、割り当てられた電圧値からΔEmax、ΔEmidを演算する。
【００２２】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施例を図１に基づいて説明する。
【００２３】
図１は本発明のＰＷＭサイクロコンバータの第１の実施形態のブロックである。ＰＷＭサイクロコンバータは、電力回路と制御系回路と駆動回路によって構成されている。
電力回路は三相交流電源１、入力LCフィルタ２、双方向半導体スイッチ群３、ACモータ４、負荷５を含んで構成されている。入力LCフィルタ２は高周波雑音を除去する。
【００２４】
制御系回路は、Ａ／Ｄ変換器６、位相検出器７、入力電圧判断器１０、ＰＷＭ電圧制御回路９、３相−２相変換部１３、逆相分検出器１４、正相分検出器１５、入力電流制御部１６、電流基準演算部１２を備えている。
【００２５】
Ａ／Ｄ変換器６は、入力電圧の瞬時値Eｒ、Es、Etを検出する。入力電圧判断器１０は、入力電圧の瞬時値Eｒ、Es、Etを入力し、瞬時値として線間電圧最大値ΔEmaxと線間電圧中間値ΔEmidを求め, PWM電圧制御器９へ出力する。
【００２６】
３相-２相変換器13は、A/D変換器６で検出された３相入力電圧の瞬時値Eｒ、Es、Etを変換してEds、Eqsの２相電圧を生成し、得られたEds、Eqsを逆相分検出器１４と正相分検出器１５に出力する。逆相分検出器１４は２相電圧を入力して逆相分電圧の振幅Enm、位相θnを生成し、入力電流制御器16に送る。同じ方法で、正相分検出器１５は、正相分電圧の振幅Epm、位相θpを生成し、入力電流制御器16に送る。入力電流制御器16は正相分電圧および逆相分電圧と、設定された力率指令ψ*とから、アンバランス電圧の影響を相殺し、かつ、入力電流の力率を任意の値に制御することができる入力電流指令I*R、I*S、I*Tを生成して電流基準演算器１２に入力する。
【００２７】
電流基準演算器１２は、I*R、I*S、I*Tから入力電流の基準値（電流分配率）Irefを求める。Irefは、入力３相電流指令I*R、I*S、I*Tの、中間値をもつ相の電流指令値に対する、最小値の相の電流指令値の比である。入力電圧判断器１０は電圧瞬時値の中で線間最大値ΔEmaxと線間中間値ΔEmidとを演算し、PWM電圧制御器９に出力する。
【００２８】
PWM電圧制御器９は、ΔEmax、ΔEmid、およびIrefと、例えば、V/F制御から求められた出力電圧指令Vuc、Vvc、Vwcとを入力して、前記引用技術を適用してスイッチングパターンを作成し、スイッチング信号を発生して、PWM制御信号として駆動回路８に出力する。駆動回路８は双方向半導体スイッチ３を動作させ、各相の電流Iu、Iv、IwをACモータ４に流して負荷５を駆動する。
【００２９】
次に、本発明のＰＷＭサイクロコンバータの 入力電流制御方式について説明する。
まず、３相入力電圧の瞬時値Eｒ、Es、Etを３相-２相変換器13で変換してEds、Eqsの２相電圧を求める。ここで、次式（９）、式（１０）は、３相交流座標系から２相交流座標系への３相−２相変換である。
【００３０】
【数７】
【００３１】
【数８】
【００３２】
入力３相電圧が理想的波形であれば（すなわち、アンバランスが無ければ）、式（１２）のｑ成分Eqf1は０になる。したがって、この場合には、θpは０になる。
【００３３】
図３は逆相分検出器1４のブロック図である。軸座標逆変換器１４ａは、２相交流座標系から２相逆相直流座標系（３相交流の回転磁界と同じ角速度で逆回転する２次元直交座標系）に変換する軸座標逆変換を行う。軸座標逆変換部１４ａは、次式（１３）で表される軸座標逆変換行列C３によってEds、EqsをEd２、Eq２へ変換する。軸座標逆変換された電圧Ed２、Eq２を一次遅れフィルタ１４ｂ、１４ｃに通過させることによって、２相直流座標系の逆相分Edf２、Eqf２を求めることができる。振幅検出器１４ｄ、位相検出器１４ｅは、Edf２、Eqf２を用いて式（１４）で表される振幅及び位相演算式に従う演算を行い、逆相分電圧の振幅及び位相Epm、θnをそれぞれ生成する。
【００３４】
【数９】
<ERST> = <Eps> + <Ens> (１５)
式（1５）でにおいて<Eps>、<Ens>はそれぞれ正相分電圧ベクトルと逆相分電圧ベクトルで、これらのベクトルは次式（1６）のように定義される。
【００３５】
【数１０】
【００３６】
本発明では３相入力電圧のアンバランスに対応するように、３相入力側の電流指令値として、次式（1７）に示されているようなアンバランス電流指令値<I*RST>を用いる。
<I*RST> = <I*ps> + <I*ns> (1７)
式（1６）で<I*ps> および<I*ns>は、それぞれ正相分電流ベクトルと逆相分電流ベクトルであって次式（1８）のように定義される。
【００３７】
【数１１】
さらに、定常状態における有効電力Pの一般式は次式（1９）のようになる。
【００３８】
【数１２】
P = 一定電力成分+リプル電力成分 （２０）
本実施形態においては定常状態における有効電力を一定に維持させながら力率＝cos(ψ*pf)になるように正相分電流指令の振幅を次式（２１）、遅延角を次式（２２）, 逆相分電流指令の振幅を次式（２３）、遅延角を次式（２４）のように出力する。
【００３９】
【数１３】
【００４０】
図4は本実施形態の入力電流制御器１６を示すブロック図である。
図１を参照して前記したように、入力電流制御器１６は、設定された力率指令、位相検出器７から出力された入力３相交流の位相θi、正相分電圧および逆相分電圧の振幅Epm、Enm、正相分電圧および逆相分電圧の遅延角θp、θnからアンバランス補正電流指令値
【００４１】
【数１４】
【００４２】
そのために、入力電流制御器１６は、正相処理部と逆相処理部とこれらの処理部の出力を加算する加算部を備えている。正相処理部は、図４中でｐを含む参照番号で表示されたブロックを備えている。逆相処理部は、図４中でｎを含む参照番号で表示されたブロックを備えている。加算部は、図中、Ｒ、Ｓ、Ｔ相に対応する３個の加算器４５Ｒ、４５Ｓ、４５Ｔを有する機能部分である。
【００４３】
正相処理部は、乗算器４２ｐ、加算器４３ｐおよび４４ｐ、３相正弦波発生器４１ｐ、乗算器４４Ｒｐ、４４Ｓｐ、４４Ｔｐを備えている。
乗算器４２ｐは、正相分電圧の振幅Epmを入力して任意の陽な定数1/Kfを乗算し、正相分電流指令の振幅I*pmを出力する。この演算は式（２１）に対応する。
加算器４３ｐは正相分電圧の遅延角θpと力率位相指令ψ*pfとを加算して正相分位相指令φ*p（正相分電流指令の遅延角φ*p）を生成する。この加算は、式（２２）に対応する。加算器４４ｐは、遅延角φ*pに、入力３相交流電圧のＲ相の位相角θi=ωtを加算して正相分位相θ1（Ｒ相３相交流電流指令の位相角）を生成する。
３相正弦波発生器４１ｐは、正相分位相角θ1を変数として振幅１の３相電流指令を生成する。乗算器４４Ｒｐ、４４Ｓｐ、４４Ｔｐは、それぞれ振幅１の３相電流指令に乗算器４２ｐから出力された正相分電流指令の振幅I*pmを乗算してＲ相、Ｓ相、Ｔ相の正相分電流指令I*Rp、I*Sp、I*Tpを生成する。
これらの演算は、式（１８）の左側の式に対応する。
【００４４】
同様に、逆相処理部は、乗算器４２ｎ、加算器４３ｎおよび４４ｎ、乗算器４６、４７、３相正弦波発生器４１ｎ、乗算器４４Ｒｎ、４４Ｓｎ、４４Ｔｎを備えている。
乗算器４２ｎは、正相分電圧の振幅Epmを入力して任意の陽な定数1/Kfを乗算し、逆相分電流指令の振幅I*nmを出力する。この演算は式（２３）に対応する。
加算器４３ｎは逆相分電圧の遅延角θnと力率位相指令ψ*pfとを加算して逆相分位相指令φ*n（逆相分電流指令の遅延角φ*n）を生成する。この加算は、式（２４）に対応する。加算器４４ｎは、逆相分位相指令φ*nに、入力３相交流電圧のＲ相の位相角θi=ωtを加算して逆相分正弦波位相θ2を生成する。乗算器４６、４７は逆相分電流指令の振幅I*nmおよび逆相分位相θ2にそれぞれゲイン−１を乗算する。
３相正弦波発生器４１ｎは、位相角−θ2を変数として振幅１の３相電流指令を生成する。乗算器４４Ｒｎ、４４Ｓｎ、４４Ｔｎは、それぞれ振幅１の３相電流指令に−I*nmを乗算してＲ相、Ｓ相、Ｔ相の逆相分電流指令I*Rn、I*Sn、I*Tnを生成する。
これらの演算は、式（１８）の右側の式に対応する。
最後に、加算器４５Ｒ、４５Ｓ、４５Ｔによって３つの正相分電流指令と３つの逆相分電流指令をそれぞれ加算さｒて入力電流指令（アンバランス補正電流指令）I*R、I*S、I*Tが得られる。この加算は、式（１７）に対応する。
【００４５】
電流基準演算器１２では、入力された３相の電流指令値の中で最大値になる相電流（Imaxと略す）、中間値の相電流（Imidと略す）、最小値の相電流（Iminと略す）、絶対値が最大値になる相電流（Ibaseと略す）を判別し、電流基準Irefを次式（２６）よりを求め、PWM電圧制御器に出力する。
Imax がIbaseの場合には Iref =Imid/Imin
Imin がIbaseの場合には Iref =Imid/Imax (２６)
図５は電流基準演算器１２の入出力波形の一例である。通常のＰＷＭサイクロコンバータでは絶対値が最大値の相を基準電圧として通電させ、他の２相をPWM制御する。電流基準Iref はPWM制御されている２相（Ibase相を除外した２つの相）に流れる電流の比率を意味する。
図５の電流基準波形は、０と１の間において周期的に変動することに関しては図１３の従来技術の場合と同様である。しかし、図１３の場合には、電流基準波形が１定の周期（６０°）で変動しているのに対して、図５の場合には、３相入力電流指令のアンバランスに対応して電流基準波形の周期が変動している点が図１３の場合と異なっている。
ＰＷＭ電圧制御回路９は、図５の電流基準Irefを状態変数の１つとして制御を実行するので、本実施形態のＰＷＭ電圧制御回路は、３相入力電流指令のアンバランスの影響を補償したＰＷＭ制御を実行することができる。
【００４６】
入力電圧判断器１０では電圧瞬時値の中で最大になる相電圧（Emaxと略す）、中間値の相（Emidと略す）、最小値の相（Eminと略す）、絶対値が最大値になる相電圧（Ebaseと略す）を求め、ΔEmaxとΔEmidとを式（２）よりを求め、ＰＷＭ電圧制御器９に出力する。
【００４７】
ＰＷＭ電圧制御器９は、ΔEmaxおよびΔEmidとIrefと、例えばV/F制御から求められた出力電圧指令Vuc、Vvc、Vwcを入力してＰＷＭ制御信号を算出する。
ＰＷＭ電圧制御器９は、キャリアの１周期に出力相電圧指令が最大または最小の出力相と、入力電流指令の絶対値が最小の入力相、中間の入力相、および最大の入力相との間の３個の双方向スイッチをON/OFF する順番および各双方向スイッチをONする時間をこの出力相のスイッチングパターンとして作成して出力し、かつ、キャリア１周期に出力相電圧指令が中間の出力相と、入力電流指令の絶対値が最小の入力相、中間の入力相、および最大の入力相との間の３個の双方向スイッチをON/OFFする順番および各双方向スイッチをONする時間を出力相のスイッチングパターンとして作成する。
ＰＷＭ電圧制御器９は、更に、入力３相電流指令情報と３相出力電圧情報と前記スイッチングパターンによって、９個の双方向スイッチのキャリア１周期のON/OFF 信号、すなわち、ＰＷＭ制御信号を発生して出力する。
駆動回路９はＰＷＭ制御信号に応答して、双方向半導体スイッチ３を動作させ、各相の電流Iu、Iv、IwをACモータ４に流し負荷５を駆動する。
【００４８】
次に、本発明の第２の実施形態を図面に基づいて説明する。
図６は、本実施形態のＰＷＭサイクロコンバータのフロック図である。
本実施形態のサイクロコンバータ電力回路と制御系回路と駆動回路によって構成されている。
電力回路は三相交流電源１、入力LCフィルタ２、双方向半導体スイッチ群３、ACモータ４、負荷５を含んで構成されている。入力LCフィルタ２は高周波雑音を除去する。
【００４９】
制御系回路は、Ａ／Ｄ変換器６、位相検出器７、入力電流制御器１５、電流基準演算部１２、入力電圧判断器１４、ＰＷＭ電圧制御回路９を備えている。
Ａ／Ｄ変換器６は、入力電圧の瞬時値Eｒ、Es、Etを検出する。位相検出器７は、３相入力電圧のＲ相電圧位相θiを検出する。入力電流制御器１５は、設定された力率指令ψpf*と入力電圧の瞬時値Eｒ、Es、Etと、入力電圧位相θiとを入力し、後述する動作によって入力電流の力率を制御し、および入力電圧のアンバランスを補正することができる３相電流指令基準値I*R、I*S、I*Tを生成して電流基準演算器１２に送る。３相電流指令基準値とは、振幅１の３相電流指令ということである。電流基準演算器1２は３相電流指令基準値I*R、I*S、I*Tを入力して電流基準波形IrefをＰＷＭ電圧制御器９に出力する。入力電圧判断器１４は電圧瞬時値Eｒ、Es、Etを入力し、電圧瞬時値Eｒ、Es、Etの中で線間最大値ΔEmaxと線間中間値ΔEmidとを求め、ＰＷＭ電圧制御器９に出力する。ＰＷＭ電圧制御器９は、ΔEmaxおよびΔEmidとIrefと、例えばV/F制御から求められた出力電圧指令Vuc、Vvc、Vwcとを入力してＰＷＭ制御を行うためのＰＷＭ制御信号を生成する。駆動回路８はＰＷＭ制御信号に応答して駆動信号を出力し、双方向半導体スイッチ３を動作させ、各相の電流Iu、Iv、IwをACモータ４に流して負荷５を駆動する。
【００５０】
次に、本発明のＰＷＭサイクロコンバータの 入力電流制御方式について説明する。
まず、３相入力電圧の位相θiと力率指令ψ*pfとを入力電流制御器１５に送る。入力電流制御器１５は、基準値I*R、I*S、I*Tを求める。基準値I*R、I*S、I*Tは制御目的によって決められる。例えば、入力力率を任意の値に設定する時には、次式（２７）に従って基準値I*R、I*S、I*Tを計算する。式（２７）の計算は、図７の回路によって行われる。
【００５１】
【数１５】
この実施例は、入力電圧位相θiに力率位相指令ψ*pfを加算して、入力３相電圧から理想正弦波形の３相電流指令を生成する入力電流制御器の実施例である。
【００５２】
本実施例の入力電流制御器１５は、加算器７１および７３、減算器７２、ＲＯＭテーブル７４Ｒ、７４Ｓ、７４Ｔを備えている。加算器７１は力率位相指令ψ*pfを入力電圧位相θiに加算して電流指令位相を求める。減算器７２および加算器７３は、それぞれ電流指令位相θi＋ψ*pfをＲ相の位相としてＳ相およびＴ相電流指令の位相を生成する。ＲＯＭテーブル７４Ｒ、７４Ｓ、７４Ｔは、三角関数テーブルが蓄積されていて３相正弦波形発生器として機能するＲＯＭである。これらのＲＯＭは、それぞれ加算器７１、減算器７２、加算器７３から与えられる位相に対応してＲ相、Ｓ相、Ｔ相の３相電流指令基準値I*R、I*S、I*Tを発生する。
【００５３】
図８は本実施形態の入力電流制御器の第２の実施例のブロック図である。本実施例は、入力３相電圧のアンバランスを補正することを目的として電流制御を行う場合の入力電流制御器のブロックである。
本実施例においては、入力３相電圧に定数を乗算して３相交流電流に変換した後、その正相分を抽出し、３相入力電流指令の正相分から３相交流電流の逆相分を差し引いてアンバランス補正用の電流指令を生成する。
【００５４】
本実施例の入力電流制御器は、乗算器８１Ｒ、８１Ｓ、８１Ｔと、９０度位相変換フィルター８２Ｒ、８２Ｓ、８２Ｔと、減算器８３ａ、８３ｂ、乗算器８４ａ、８４ｂ、８４ｃ、８４ｄ、減算器８５ａ、８５ｂ、乗算器８６ａ、８６ｂ、減算器８７ａ、８７ｂ、および乗加算器８８を備えている。
【００５５】
乗算器８１Ｒ、８１Ｓ、８１Ｔは、Ａ／Ｄ変換器から検出された入力電圧Er,Es,Etに任意の陽の定数Imを乗算して入力３相電流値Ir、Is、Itを生成する。９０度位相変換フィルター８２Ｒ、８２Ｓ、８２Ｔは、それぞれIr、Is、Itを９０度位相変換してIr∠90, Is∠90, It∠90を生成する。ここで、∠90は位相を９０°回転したベクトルを表し、複素表示のｊを乗算することに該当する。
【００５６】
減算器８３ａは、９０度位相変換フィルター８２Ｒの出力から９０度位相変換フィルター８２Ｓの出力を減算する。減算器８３ｂは、９０度位相変換フィルター８２Ｔの出力から９０度位相変換フィルター８２Ｓの出力を減算する。
【００５７】
乗算器８４ｂおよび８４ｃは、それぞれ乗算器８３ａ、８３ｂの出力に［２・３1/2］-1を乗算して出力する。また、乗算器８４ａおよび８４ｄは、それぞれ乗算器８１Ｒ、８１Ｔの出力に１／２を乗算して出力する。
【００５８】
減算器８５ａは、乗算器８４ａの出力から乗算器８４ｃの出力を減算する。減算器８５ｂは、乗算器８４ｄの出力から乗算器８４ｂの出力を減算する。
【００５９】
乗算器８６ａ、８６ｂは、それぞれ減算器８５ａおよび８５ｂの出力に２を乗算してその乗算結果を出力する。減算器８７ａ、８７ｂは、それぞれ乗算器８６ａ、８６ｂの出力からＲ相電流値Ir、Ｔ相電流値Itを減算して、その結果をそれぞれＲ相電流指令I*R、Ｔ相電流指令I*Tとして出力する。乗加算器８８は、減算器８７ａ、８７ｂの出力I*R、I*Tに−１を乗算して、その乗算結果を加算してＳ相電流指令I*Sとして出力する。
【００６０】
図８の減算器８５ａ、８５ｂの出力IrpおよびItpは、次式（２８）で表される。これは、Ｒ相およびＴ相の正相分入力電流指令である。
【００６１】
【数１６】
【００６２】
図８の乗算器８６ａ、８６ｂ、減算器８７ａ、８７ｂ、乗加算器８８による演算によって、Ｒ相およびＴ相の正相分入力電流指令からＲ相およびＴ相入力電流を減算して、入力電流指令I*R、I*S、I*Tとして次式（２９）によって求められる値が得られる。
【００６３】
【数１７】
【００６４】
電流基準演算器１２は、入力された３相電流指令の中で最大値になる相電流（Imaxと略す）、中間値の相電流（Imidと略す）、最小値の相電流（Iminと略す）、絶対値が最大値になる相電流（Ibaseと略す）を判別し、電流基準Irefを式（３０）よりを求め、ＰＷＭ電圧制御器に出力する。
Imax がIbaseの場合には Iref =Imid/Imin
Imin がIbaseの場合には Iref =Imid/Imax (３０)
更にImax、Imid、Iminから図９の規則に従って３相電流指令の位相領域Siを出力する。
【００６５】
図９は、相電流がImax、Imid、Imin、Ibaseである相の組と位相領域Siとの対応表である。例えば、図１３においては、３相電流指令はバランスした理想的な形状である。この場合には、電流指令の１周期を３０°ずつ等分すると、各位相領域における各相電流指令の大小関係は定まっている。例えば、図１３の位相区間ｉ（位相角０〜３０°の区間）においては、Imax、Imid、Iminの相は、Ｔ相、Ｒ相、Ｓ相でIbaseの相はＳ相である。また、図１３の位相区間iv（位相角９０〜１２０°の区間）においては、Imax、Imid、Iminの相は、Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相でIbaseの相はＲ相である。
【００６６】
このように、３相電流指令はバランスしているときには、等間隔で区切られた各位相区間で、各相電流指令は、それぞれ固有の大小関係をもつ。しかし、３相電流指令はバランスしていないときには、図５を参照して前記したように、各相電流指令がそれぞれ固有の大小関係をもつ位相区間は、必ずしも等間隔にはならない。しかし、それぞれの位相区間の電流指令が固有の大小関係をもつように、位相区間を区切ることができる。
図９の表は、このように区切られた位相領域Siと、各相電流指令の大小関係との対応を示す表である。したがって、電流基準演算器１２によってImax、Imid、Imin、Ibaseを判別することによって該当する位相領域Siを出力することができる。
次に、入力電圧判断器１４について説明する。
【００６７】
図１０は、各位相領域Siと、入力電圧の最大値Emax、中間値Emid、最小値Emin、絶対値が最大の相の入力電圧の絶対値Ebaseをもつ相との対応を示す表である。入力電圧と電流指令とは、一定の関係（例えば、電流指令の振幅は入力電圧に陽の定数を乗算して求められ、電流指令の位相は、入力電圧の位相に力率位相指令を加算して求められる）にあるので、位相領域Siと入力電圧の大小関係の対応表を予め作成することができる。図１０は、その表である。
【００６８】
入力電圧判断器１４は、３相入力電圧Er,Es,Etと電流基準演算器１２から入力された３相電流指令の領域 Si を用いて、図１０の規則に従ってEmax、Emid、Emin、Ebaseの相をもとめる。さらに電圧瞬時値の中で線間最大値と線間中間値を次式（３０）、（３１）から求め、ＰＷＭ電圧制御器に出力する。
【００６９】
【数１８】
Emin(Si) がEbase(Si)の場合には (３１)
ここでEmax(Sj)は３相指令の領域Siによってきまる Emaxに該当する相の入力電圧、Emid(Sj)はEmidに該当する相の入力電圧、Emin(Sj)はEminに該当する相の入力電圧である。
【００７０】
PWM電圧制御器９では出力電圧指令Vuc、Vvc、Vwcと電流基準Irefを使って双方向半導体スイッチ３のPWM制御を行って駆動信号を出力する。例えばV/F制御から求められた出力電圧指令Vuc、Vvc、VwcはPWM電圧制御器９に入力される。駆動回路９は双方向半導体スイッチ３を動作させ、各相の電流Iu、Iv、IwをACモータ４に流して負荷５を駆動する。
【００７１】
【発明の効果】
以上述べたように，本発明によれば，入力電源の相アンバランスが発生する時もその影響を抑制して、入力電流の波形の歪曲なしに制御をすることが出来る。更に、出力電圧の制御時、従来は入力電圧値の大きさのみに通電スイッチが決定されていたので、入力電圧の相アンバランス補正や入力力率制御などの様々な制御方式を実現する時には入力電流制御が困難となる問題点があったが、本発明は入力電流指令を基準として電圧を区分するので、入力電流波形を歪ませることなしに入力電流制御ができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明のＰＷＭサイクロコンバータの第１の実施形態の構成を示すブロック図である。
【図２】図１に示されている正相分検出器14の本発明の一実施例を示す回路図である。
【図３】図１に示されている逆相分検出器15の本発明の一実施例を示す回路図である。
【図４】図１に示されている入力電流制御器16の本発明の一実施例を示す回路図である。
【図５】本発明の図１に示されている電流基準演算器１２の入出力波形の１例を示す波形図である。
【図６】本発明のＰＷＭサイクロコンバータの第２の実施形態の構成を示すブロック図である。
【図７】図６に示されている入力電流制御器1５の本発明の一実施例の構成を示す回路図である。
【図８】図６に示されている入力電流制御器1５の本発明の一実施例の構成を示す回路図である。
【図９】本発明の図６に示されている入力電流制御器1２の中で位相領域Siの具体的な選定方式の１例を示す図である。
【図１０】本発明の図６に示されている電流基準演算器１４の中で電圧区分をする方式の具体的な１例を示す図である。
【図１１】ＰＷＭサイクロコンバータの従来例の構成を示すブロック図である。
【図１２】従来例の図１１に示されている３相正弦波形発生器11の一実施例を示す回路図である。
【図１３】従来例の図１１に示されている電流基準演算器１２の入出力波形の１例を示す波形図である。
【符号の説明】
１ ３相交流電源
２ ３相入力フィルタ
３ 双方向半導体スイッチマトリクス
４ 交流電動機
５ 負荷
６ Ａ／Ｄ変換器
７ 位相検出器
８ 駆動回路
９ ＰＷＭ電圧制御器
１０ 入力電圧判断器
１１ ３相正弦波形発生器
11a ROMテーブル
１２ 電流基準演算器
１３ 電流制御ブロック
１４ 入力電圧判断器
１５ 入力電流制御制御器
４１ｐ，４１ｎ ３相正弦波発生器
４２ｐ，４２ｎ 乗算器
４３ｐ，４３ｎ 加算器
４４ｐ，４４ｎ 加算器
４４Ｒｐ，４４Ｓｐ，４４Ｔｐ 乗算器
４４Ｒｎ，４４Ｓｎ，４４Ｔｎ 乗算器
４５Ｒ，４５Ｓ，４５Ｔ 加算器
４６，４７ 乗算器（ゲイン−１）
７１ 加算器
７２ 減算器
７４Ｒ,７４Ｓ,７４Ｔ ROMテーブル
８１Ｒ,８１Ｓ,８１Ｔ 乗算器
８２Ｒ,８２Ｓ,８２Ｔ ９０度位相変換フィルター
８３ａ，８３ｂ，８５ａ，８５ｂ 減算器
８４ａ，８４ｂ，８４ｃ，８４ｄ 乗算器
８６ａ，８６ｂ 乗算器
８７ａ，８７ｂ 減算器
８８ 乗加算器
Claims (11)
- 複数の双方向半導体スイッチから成る半導体スイッチ群をＰＷＭスイッチング制御して３相電源の電力を負荷に伝達する３相ＰＷＭサイクロコンバータの電流制御方法において、
前記電流制御方法は、前記半導体スイッチ群に入力する電流を指定する入力電流指令を生成する電流指令生成手順を有し、前記電流指令生成手順は、正相電流指令生成手順を含み、該正相電流指令生成手順は、
入力３相電圧と、該３相電圧の第１の相の位相θiを検出し、
前記入力３相電圧を３相−２相変換して２相交流電圧を生成し、
前記２相交流電圧から、前記３相電圧の第１の相と同位相で回転する正相２次元座標軸を基準とする２相正相電圧を抽出する軸座標正変換処理を実行し、
軸座標正変換処理によって抽出された２相正相電圧の、前記正相２次元座標軸に対する位相θpに、設定された力率位相ψを加算して、２相正相電流の位相φpを算出し、
前記２相正相電流の位相φpに前記第１の相の位相θiを加算して、前記半導体スイッチ群に入力する電流を指定する入力電流指令の第１の相の正相成分の位相θ1を生成し、
前記２相正相電圧の絶対値に所定の定数を乗算して前記入力電流指令の第１の相の正相成分の振幅Epを定め、
Ep sin θ1を第１の相の正相電流指令I*p1とし、Ep sin[θ1-(2π/3)]およびEp sin[θ1+(2π/3)]をそれぞれ第２の相の正相電流指令I*p2、第３の相の正相電流指令I*p3と定める
手順を含んでいる
ことを特徴とするＰＷＭサイクロコンバータの入力電流制御方法。 - 前記電流指令生成手順は、逆相電流指令生成手順を含み、該逆相電流指令生成手順は、
前記２相交流電圧から、前記３相電圧の第１の相に対して逆相で回転する逆相２次元座標軸を基準とする２相逆相電圧を抽出する軸座標逆変換処理を実行し、
軸座標逆変換処理によって抽出された２相逆相電圧の、前記逆相２次元座標軸に対する位相θnに、前記設定された力率位相ψを加算して、２相逆相電流の位相φnを算出し、
前記２相逆相電流の位相φnに前記第１の相の位相θiを加算して、前記半導体スイッチ群に入力する電流を指定する入力電流指令の第１の相の逆相成分の位相θ2を生成し、
前記２相逆相電圧の絶対値に所定の定数を乗算して前記入力電流指令の逆相成分の振幅Enを定め、
En sin θ2を第１の相の逆相電流指令I*n1とし、En sin[θ2+(2π/3)]およびEn sin[θ2-(2π/3)]をそれぞれ第２の相の逆相電流指令I*n2、第３の相の正相電流指令I*n3と定める
手順を含んでいる、請求項１に記載のＰＷＭサイクロコンバータの入力電流制御方法。 - 前記第１の相の正相電流指令I*p1、第２の相の正相電流指令I*p2、第３の相の正相電流指令I*p3から、前記第１の相の逆相電流指令I*n1、第２の相の逆相電流指令I*n2、第３の相の逆相電流指令I*n3を相毎に減算してそれぞれ第１の相、第２の相、第３の相の電流指令I*1、I*2、I*3を生成する、請求項２に記載のＰＷＭサイクロコンバータの入力電流制御方法。
- 第１の相、第２の相、第３の相の電流指令I*1、I*2、I*3のうち、電流指令値が最大の相、電流指令値が中間値の相、電流指令値が最小の相、および電流指令値の絶対値が最大の相の組合せ毎に、入力交流の１周期の位相を区分し、
前記区分された入力交流の位相領域に対応する入力３相交流電圧の位相領域において、交流電圧値が最大の相、交流電圧値が中間値の相、交流電圧値が最小の相、交流電圧値の絶対値が最大の相を設定しておき、
各相の電流指令値が与えられたとき、それらの電流指令値のうち、中間値の電流指令値Imidに対する最小の電流指令値Iminの比Irefを演算し、かつ、前記与えられた各相の電流指令値のうち、電流指令値が最大の相、電流指令値が中間値の相、電流指令値が最小の相、電流指令値の絶対値が最大の相の組合せに対応する電流指令の位相領域を判定し、
判定された電流指令の位相領域に対応する入力３相電圧の位相領域に設定されている、交流電圧値が最大の相、交流電圧値が中間値の相、交流電圧値が最小の相、交流電圧値の絶対値が最大の相に対して、検出された交流電圧値の最大値Emax、中間値Emid、最小値Emin、最大の絶対値Ebaseを割り当て、
割り当てられた電圧値から次式に従ってΔEmax、ΔEmidを演算し、
比Irefを電流分配率として、電流分配率とΔEmax、ΔEmidに基づいて前記半導体スイッチ群をＰＷＭスイッチング制御する、
請求項３に記載のＰＷＭサイクロコンバータの入力電流制御方法。
Emin がEbaseの場合には ΔEmid = Emid-Emin - 複数の双方向半導体スイッチから成る半導体スイッチ群をＰＷＭスイッチング制御して３相電源の電力を負荷に伝達する３相ＰＷＭサイクロコンバータの電流制御方法において、
前記電流制御方法は、前記半導体スイッチ群に入力する電流を指定する入力電流指令を生成する電流指令生成手順を有し、該電流指令生成手順は、
入力３相電圧に定数を乗算して３相交流電流を生成し、
前記３相交流電流から、正相３相入力電流指令を抽出し、
前記正相３相入力電流指令の２倍から、前記３相交流電流値を減算して３相入力電流指令を生成し、
前記３相入力電流指令を用いて前記半導体スイッチ群のＰＷＭスイッチング制御を実行する、ＰＷＭサイクロコンバータの入力電流制御方法。 - 第１の相、第２の相、第３の相の３相入力電流指令I*1、I*2、I*3のうち、電流指令値が最大の相、電流指令値が中間値の相、電流指令値が最小の相、および電流指令値の絶対値が最大の相の組合せ毎に、入力交流の１周期の位相を区分し、
前記区分された入力交流の位相領域に対応する入力３相交流電圧の位相領域において、交流電圧値が最大の相、交流電圧値が中間値の相、交流電圧値が最小の相、交流電圧値の絶対値が最大の相を設定しておき、
各相の電流指令値が与えられたとき、それらの電流指令値のうち、中間値の電流指令値Imidに対する最小の電流指令値Iminの比Irefを演算し、かつ、前記与えられた各相の電流指令値のうち、電流指令値が最大の相、電流指令値が中間値の相、電流指令値が最小の相、電流指令値の絶対値が最大の相の組合せに対応する電流指令の位相領域を判定し、
判定された電流指令の位相領域に対応する入力３相電圧の位相領域に設定されている交流電圧値が最大の相、交流電圧値が中間値の相、交流電圧値が最小の相、交流電圧値の絶対値が最大の相に対して、検出された交流電圧値の最大値Emax、中間値Emid、最小値Emin、最大の絶対値Ebaseを割り当て、
割り当てられた電圧値から次式に従ってΔEmax、ΔEmidを演算し、
比Irefを電流分配率として、電流分配率とΔEmax、ΔEmidに基づいて前記半導体スイッチ群をＰＷＭスイッチング制御する、
請求項５に記載のＰＷＭサイクロコンバータの入力電流制御方法。
Emin がEbaseの場合には ΔEmid = Emid-Emin - 複数の双方向半導体スイッチから成る半導体スイッチ群をＰＷＭスイッチング制御して３相電源の電力を負荷に伝達する３相ＰＷＭサイクロコンバータの電流制御方法において、
前記電流制御方法は、前記半導体スイッチ群に入力する電流を指定する入力電流指令を生成する電流指令生成手順を有し、前記電流指令生成手順は、
入力３相交流電圧の第１の相の位相を検出し、
入力３相交流電圧の第１の相の位相に力率位相指令を加算して入力３相電流指令の第１の相の位相を生成し、
該入力３相電流指令の第１の相の位相をもつ正弦波を生成し、該正弦波を第１の相の電流指令とし、第１の相の電流指令に対して１２０°ずつ位相を遅らせて３相電流指令を生成する、
手順を含んでいるＰＷＭサイクロコンバータの入力電流制御方法。 - 複数の双方向半導体スイッチから成る半導体スイッチ群を通って３相電源の電力を負荷に伝達する電力回路と、電源電圧を検出する３相電圧検出部、電源電圧の第１の相の位相θiを検出する位相検出部、前記３相電圧検出部によって検出された３相交流電圧と位相検出部によって検出された位相に基づいて、入力３相電流の電流値が中間値の相の相電流値に対する、最小値の相の相電流値の比、すなわち、電流分配率を生成する電流制御部、前記３相電圧検出部によって検出された３相交流電圧を入力して、３相交流電圧の大小を判断し、ΔEmaxとΔEmidとを生成する入力電圧判断部、および、前記電流分配率とΔEmaxおよびΔEmidを入力してＰＷＭスイッチング制御信号を生成するＰＷＭ電圧制御部を有する制御部と、ＰＷＭスイッチング制御信号に応答して前記前記半導体スイッチ群をスイッチングする駆動部を有する３相ＰＷＭサイクロコンバータ装置において、前記制御部は、
入力３相交流電圧を３相−２相変換して２相交流電圧を生成する３相−２相変換部と、
前記２相交流電圧から、３相交流電圧の第１の相と同位相で回転する正相２次元座標軸を基準とする２相正相電圧を抽出する軸座標正変換処理を実行し、正相分振幅と、正相２次元座標軸に対する前記２相正相電圧の位相を出力する正相分検出部と、
前記２相交流電圧から、３相交流電圧の第１の相に対して逆相で回転する逆相２次元座標軸を基準とする２相逆相電圧を抽出する軸座標逆変換処理を実行し、逆相分振幅と、逆相２次元座標軸に対する前記２相逆相電圧の位相を出力する逆相分検出部と
を有し、
前記電流制御部は、入力電流制御部と電流基準演算部を有し、
前記入力電流制御部は、軸座標正変換処理によって抽出された２相正相電圧の、前記正相２次元座標軸に対する位相θpに、設定された力率位相ψを加算して、２相正相電流の位相φpを算出し、前記２相正相電流の位相φpに前記第１の相の位相θiを加算して、前記半導体スイッチ群に入力する電流を指定する入力電流指令の第１の相の正相成分の位相θ1を生成し、前記２相正相電圧の絶対値に所定の定数を乗算して前記入力電流指令の第１の相の正相成分の振幅Epを定め、Ep sin θ1を前記入力電流指令の第１の相の正相電流指令I*p1とし、Ep sin[θ1-(2π/3)]およびEp sin[θ1+(2π/3)]をそれぞれ第２の相の正相電流指令I*p2、第３の相の正相電流指令I*p3と定め、
前記入力電流制御部は、更に、軸座標逆変換処理によって抽出された２相逆相電圧の、前記逆相２次元座標軸に対する位相θnに、前記設定された力率位相ψを加算して、２相逆相電流の位相φnを算出し、前記２相逆相電流の位相φnに前記第１の相の位相θiを加算して、前記半導体スイッチ群に入力する電流を指定する入力電流指令の第１の相の逆相成分の位相θ2を生成し、前記２相逆相電圧の絶対値に所定に定数を乗算して前記入力電流指令の逆相成分の振幅Enを定め、En sin θ2を前記入力電流指令の第１の相の逆相電流指令I*n1とし、En sin[θ2+(2π/3)]およびEn sin[θ2-(2π/3)]をそれぞれ第２の相の逆相電流指令I*n2、第３の相の正相電流指令I*n3と定め、
前記入力電流制御部は、更に、第１の相、第２の相、第３の相の正相電流指令I*p1、I*p2、I*p3から第１の相、第２の相、第３の相の逆相電流指令I*n1、I*n2、I*n3をそれぞれ減算して第１の相、第２の相、第３の相の電流指令I*1、I*2、I*3を生成し、
前記電流基準演算部は、第１の相、第２の相、第３の相の電流指令I*1、I*2、I*3のうち、電流指令値が最大の相、電流指令値が中間値の相、電流指令値が最小の相、および電流指令値の絶対値が最大の相の組合せ毎に、入力交流の１周期の位相を１２の位相領域に区分し、各相の電流指令値が与えられたとき、それらの電流指令値のうち、中間値の電流指令値Imidに対する最小の電流指令値Iminの比Irefを演算し、かつ、前記与えられた各相の電流指令値のうち、電流指令値が最大の相、電流指令値が中間値の相、電流指令値が最小の相、電流指令値の絶対値が最大の相の組合せに対応する電流指令の位相領域を判定して前記入力電圧判断部に出力し、
前記入力電圧判断部は、前記電流基準演算部から１２の位相領域の区分を入力し、前記区分された入力交流の位相領域に対応する入力３相交流電圧の位相領域において、交流電圧値が最大の相、交流電圧値が中間値の相、交流電圧値が最小の相、交流電圧値の絶対値が最大の相を設定しておき、判定された電流指令の位相領域に対応する入力３相電圧の位相領域に設定されている交流電圧値が最大の相、交流電圧値が中間値の相、交流電圧値が最小の相、交流電圧値の絶対値が最大の相に対して、検出された交流電圧値の最大値Emax、中間値Emid、最小値Emin、最大の絶対値Ebaseを割り当て、割り当てられた電圧値からΔEmax、ΔEmidを演算する
ことを特徴とするＰＷＭサイクロコンバータ装置。 - 前記正相分検出部は、２相交流電圧から、３相交流電圧の第１の相と同位相で回転する正相２次元座標軸を基準とする２相正相電圧を抽出する軸座標正変換処理を実行する軸座標正変換部と、軸座標正変換部から出力された２相正相電圧の成分から高周波雑音成分を除去する１次遅れフィルタと、２相正相電圧の絶対値を検出する振幅検出部と、２相正相電圧の、正相２次元座標軸に対する位相を検出する位相検出部を有し、
前記逆相分検出部は、２相交流電圧から、３相交流電圧の第１の相に対して逆位相で回転する逆相２次元座標軸を基準とする２相逆相電圧を抽出する軸座標逆変換処理を実行する軸座標逆変換部と、軸座標逆変換部から出力された２相逆相電圧の成分から高周波雑音成分を除去する１次遅れフィルタと、前記１次遅れフィルタから出力された２相逆相電圧の絶対値を検出する振幅検出部と、２相逆相電圧の、逆相２次元座標軸に対する位相を検出する位相検出部を有する、請求項８に記載のＰＷＭサイクロコンバータ装置。 - 複数の双方向半導体スイッチから成る半導体スイッチ群を通って３相電源の電力を負荷に伝達する電力回路と、電源電圧を検出する３相電圧検出部、電源電圧の第１の相の位相θiを検出する位相検出部、前記３相電圧検出部によって検出された３相交流電圧と位相検出部によって検出された位相に基づいて、入力３相電流の電流値が中間値の相の相電流値に対する、電流値が最小の相の相電流値の比、すなわち、電流分配率を生成する電流制御部、前記３相電圧検出部によって検出された３相交流電圧を入力して、３相交流電圧の大小を判断し、ΔEmaxとΔEmidとを生成する入力電圧判断部、および、前記電流分配率とΔEmaxおよびΔEmidを入力してＰＷＭスイッチング制御信号を生成するＰＷＭ電圧制御部を有する制御部と、ＰＷＭスイッチング制御信号に応答して前記前記半導体スイッチ群をスイッチングする駆動部を有する３相ＰＷＭサイクロコンバータ装置において、
前記電流制御部は、入力電流制御部と電流基準演算部とを有し、
前記入力電流制御部は、入力３相電圧に定数を乗算して３相交流電流を生成し、前記３相交流電流から、正相３相入力電流指令を抽出し、前記正相３相入力電流指令の２倍から、前記３相交流電流を減算して３相入力電流指令を生成し、
前記電流基準演算部は、第１の相、第２の相、第３の相の電流指令I*1、I*2、I*3のうち、電流指令値が最大の相、電流指令値が中間値の相、電流指令値が最小の相、および電流指令値の絶対値が最大の相の組合せ毎に、入力交流の１周期の位相を１２の位相領域に区分し、各相の電流指令値が与えられたとき、それらの電流指令値のうち、中間値の電流指令値Imidに対する最小の電流指令値Iminの比Irefを演算し、かつ、前記与えられた各相の電流指令値のうち、電流指令値が最大の相、電流指令値が中間値の相、電流指令値が最小の相、電流指令値の絶対値が最大の相の組合せに対応する電流指令の位相領域を判定して前記入力電圧判断部に出力し、
前記入力電圧判断部は、前記電流基準演算部から１２の位相領域の区分を入力し、前記区分された入力交流の位相領域に対応する入力３相交流電圧の各位相領域において、交流電圧値が最大の相、交流電圧値が中間値の相、交流電圧値が最小の相、交流電圧値の絶対値が最大の相を設定しておき、前記判定された電流指令の位相領域に対応する入力３相電圧の位相領域に設定されている、交流電圧値が最大の相、交流電圧値が中間値の相、交流電圧値が最小の相、交流電圧値の絶対値が最大の相に対して、検出された交流電圧値の最大値Emax、中間値Emid、最小値Emin、最大の絶対値Ebaseを割り当て、割り当てられた電圧値からΔEmax、ΔEmidを演算する
ことを特徴とするＰＷＭサイクロコンバータ装置。 - 入力電流制御部は、第１、第２、第３の乗算器と、第１、第２、第３の９０度位相変換フィルターと、第１および第２の減算器、第４、第５、第６、第７の乗算器、第３および第４の減算器、第８および第９の乗算器、第５および第６の減算器、および乗加算器を備え、
第１、第２、第３の乗算器は、それぞれ、第１の相、第２の相、第３の相の交流電圧の瞬時値に所定の定数を乗算して交流電流を生成し、
第１、第２、第３の９０度位相変換フィルターは、それぞれ、第１、第２、第３の乗算器から出力された第１の相、第２の相、第３の相の交流電流の位相を９０°変換し、
第１の減算器は、第１の９０度位相変換フィルターの出力から第２の９０度位相変換フィルターの出力を減算し、第２の減算器は、第３の９０度位相変換フィルターの出力から第２の９０度位相変換フィルターの出力を減算し、
第５および第６の乗算器は、それぞれ第１、第２の減算器の出力に［２・３1/2］-1を乗算して出力し、また、第４および第７の乗算器は、それぞれ第１、第３の乗算器の出力に１／２を乗算して出力し、
第３の減算器は、第４の乗算器の出力から第６の乗算器８４ｃの出力を減算し、第４の減算器は、第７の乗算器の出力から第５の乗算器の出力を減算し、
第８、第９の乗算器は、それぞれ第３および第４の減算器の出力に２を乗算してその乗算結果を出力し、第５、第６の減算器は、それぞれ第８および第９の乗算器の出力から第１の相の電流値、第３の相の電流値を減算して、その結果をそれぞれ第１の相の電流指令、第３の相の電流指令として出力し、乗加算器は、第５および第６の減算器の出力に−１を乗算して、その乗算結果を加算して第２の相の電流指令I*Sとして出力する、請求項１０に記載のＰＷＭサイクロコンバータ装置。
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