JP5498664B2 - インバータ制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、回転電気機械を高速で回転させるインバータ制御装置に関し、特にキャリア信号の周波数をインバータの出力の基本波周波数に同期させない非同期式のものに関する。

従来から回転電気機械を高速で回転させるインバータ（以下、高周波インバータと呼ぶ）が知られている。このような高周波インバータの出力電圧及び／又は出力電流（以下、単に出力という場合がある）の周波数は回転電機の回転速度に比例して高くなる。一方、インバータのＰＷＭ信号におけるキャリア信号の周波数は、インバータの出力の歪を低減する観点から、本来、インバータの出力の周波数に対し十分高いことが好ましい。しかしながら、キャリア信号の周波数には、キャリア信号を出力するトランジスタの特性（応答性、スイッチングロス等）や制御用マイクロコンピュータの処理能力に起因する上限が存在する。このため、高周波インバータにおいては、キャリア信号の周波数をインバータの出力の周波数に対して十分高くすることができず、その影響を無視することができないという問題があった。特に、インバータの出力電流において、キャリア信号の周波数成分と基本波の（６ｍ±１）倍の周波数成分とがうなり現象（以下、単にうなり現象という）を生じ、それにより低周波成分の電流歪が生じることによって、トランス、リアクトル、モータ等の鉄心の飽和が引き起こされ、その結果、回転電気機械をインバータで制御できなくなるという問題があった。

一方、キャリア信号の周波数を常にインバータの出力の周波数の整数倍にする同期ＰＷＭ方式のインバータ装置が知られている（例えば、特許文献１参照）。このインバータ装置によれば原理的にうなり現象が生じないため、この問題を根本的に解決することができる。

また、キャリア信号の周波数を変化させるインバータ装置として、耳障りなキャリア音を抑制するために、インバータの出力電圧の１周期内でキャリア信号の周波数を変化させるものが知られている（例えば、特許文献２参照）。
特開平１０−２０１２４６号公開公報 特開平９−４７０２６号公開公報

しかしながら、同期ＰＷＭ方式のインバータ装置では、キャリア信号の周波数がインバータの出力の周波数の整数倍に大きく変化するので、出力フィルタが大型化しやすいという問題があった。

また、上述のキャリア信号を変化させるインバータ装置は、インバータの出力周波数とは無関係にキャリア信号の周波数を変化させるため、高周波用のインバータとして用いた場合にうなり現象の発生を防止することができない。

本発明は上記のような課題を解決するためになされたものであり、出力フィルタを大型化することなくうなり現象を抑制できるインバータ制御装置を提供することを目的とする。

上記課題を解決するために本発明のインバータ制御装置は、ＰＷＭ指令値である変調率値を三角波からなるキャリア信号と比較して前記変調率値に比例する幅のパルスが前記三角波の周期に対応する周期で配列されてなるＰＷＭ信号を生成し、モータの回転速度を制御するインバータのスイッチング素子のスイッチングを前記ＰＷＭ信号によって制御するインバータ制御装置であって、前記インバータの出力の基本波周波数の変化に対し、前記キャリア信号の周波数を、該キャリア信号の周波数が前記インバータの出力の（６ｍ±１）次高調波周波数（ｍは１以上の整数）からうなりを実質的に生じないような周波数差離れて変化させる（前記キャリア信号の周波数を前記インバータの出力の基本波周波数の整数倍とし、且つ両者を同期させた状態で前記ＰＷＭ信号を生成することを除く）よう構成されている。このような構成とすると、インバータの出力の基本波周波数を変化させても、キャリア信号の周波数がインバータの出力の（６ｍ±１）次高調波周波数に所定値より近づかないので、この所定値を適宜選択することにより、うなり現象が発生するのを防止することができる。その結果、高速の領域においてもモータを安定して回転させることができる。しかも、キャリア信号の周波数は、（６ｍ±１）次高調波の周波数に対しうなり現象を生じないような周波数差を確保する範囲で変化するだけであるので、出力フィルタを大型化する必要がない。

前記インバータ制御装置は、前記インバータの出力の周波数に関連する情報（以下、出力周波数関連情報）に基づいて前記キャリア信号を生成するキャリア信号生成部と、外部から入力される前記モータの回転速度指令と前記出力周波数関連情報とに基づいて前記変調率値を演算するＰＷＭ変調率演算部と、前記ＰＷＭ変調率演算部で演算された変調率値を前記キャリア信号生成部で生成された前記キャリア信号と比較して前記ＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部と、を備え、前記キャリア信号生成部は、前記出力関連情報に基づいて、前記インバータの出力の基本波周波数の変化に対し、前記キャリア信号の周波数を、該キャリア信号の周波数が前記インバータの出力の（６ｍ±１）次高調波周波数からうなりを実質的に生じないような周波数差離れて変化させる（前記キャリア信号の周波数を前記インバータの出力の基本波周波数の整数倍とし、且つ両者を同期させた状態で前記ＰＷＭ信号を生成することを除く）よう構成されていてもよい。

前記キャリア信号の周波数は、前記インバータの出力の基本波周波数に対し、インバータの出力の基本波周波数が増大するに連れて、順次、（６ｍ±１）次高調波の周波数を、それぞれ、上回る値から下回る値に切り替えるようにして変化させられてもよい。

前記キャリア信号の周波数は、インバータの出力の基本波周波数に対し、インバータの出力の基本波周波数が減少するに連れて、順次、（６ｍ±１）次高調波の周波数を、それぞれ、下回る値から上回る値に切り替えるようにして変化させられてもよい。

前記インバータ制御装置は、前記キャリア信号の周波数を、ヒステリシスを示すように変化させるよう構成されていてもよい。

本発明は以上に説明したように構成され、出力フィルタを大型化することなくうなり現象を抑制できるインバータ制御装置を提供できるという効果を奏する。

以下、本発明の好ましい実施の形態を、図面を参照しながら説明する。なお、以下では全ての図を通じて同一又は相当する要素には同一の参照符号を付して、その重複する説明を省略する。

（実施の形態１）
図１は本発明の実施の形態１に係るインバータ制御装置の概略の構成を示すブロック図である。

最初に、本実施の形態のインバータ制御装置の制御対象であるインバータについて説明する。インバータには電圧型インバータと電流型インバータとがある。電圧型インバータでは、その出力電圧の波形が、入力されるＰＷＭ信号（正確にはゲート信号）の波形に忠実な波形となり、電流型インバータでは、その出力電流の波形が、入力されるＰＷＭ信号の波形に忠実な波形となる。インバータがいずれのタイプであるかは、インバータ制御装置の構成には本質的に無関係である。従って、以下では、インバータが電圧型である場合を述べるが、以下に述べるインバータ制御装置１は、インバータが電流型である場合にも、実質的にそのまま適用できる。また、インバータの出力波形は、一般には正弦波であるので、以下では正弦波である場合を述べるが、以下に述べるインバータ制御装置１は、インバータの出力波形が他の波形である場合にも、実質的にそのまま適用できる。さらに、以下に述べるインバータ制御装置は、インバータの出力電流を制御するが、インバータの出力電圧を制御してもよい。

また、インバータは一般には３相用として構成されるが、単相又は多相用のインバータは、１相分のインバータの基本的構成を１単位として、これらを入力及び出力に対して並列に１以上備えるようにして構成される。従って、以下に述べるインバータの制御装置１は、３相用のインバータの１相分を制御するものであるが、これを１以上備えることによって単相用又は多相用のインバータの制御装置を容易に構成することができる。

図１に示すように、本実施の形態のインバータ制御装置１は、演算ブロック２と、信号生成ブロック３と、ゲート駆動回路４とを備えている。演算ブロック２は、本実施の形態では、マイクロコンピュータのＣＰＵで構成されている。信号生成ブロック３は、本実施の形態ではＦＰＧＡ(Field Programmable Gate Array)で構成されている。

演算ブロック２は、速度演算部５と変調率演算部１５とを備えている。速度演算部５は速度・角度推定部６で構成されている。変調率演算部１５は、速度制御部１１、電流制御部１２、及びデッドタイム設定部１３を備えており、これらは演算ブロック２をそのＣＰＵが構成する上記マイクロコンピュータのメモリに格納された所定のソフトウェアによって実現されている。なお、デッドタイム設定部１３を信号生成ブロック３に設け、ＰＧＰＡで構成してもよい。

速度・角度推定部６には、このインバータ制御装置１の制御対象であるインバータの出力電流（出力周波数関連情報：以下、単に出力電流という）が入力される。このインバータ及び出力電流については後で詳しく説明する。速度・角度推定部６は、入力される出力電流から、インバータによって速度制御されるモータ（ここでは同期電動機）の回転角度（現在位置：以下、単に角度という場合がある）と回転速度（以下、単に速度という場合がある）とを推定する。以下、この推定した角度及び速度を、それぞれ、推定速度及び推定角度という。

速度制御部１１には、この推定速度が入力されるとともに、外部からモータの回転速度の制御指令としての速度指令が入力される。速度制御部１１は、速度指令に対する推定速度の偏差を加味して速度制御指令を電流指令として電流制御部１２に出力する。本実施の形態ではインバータの出力電流を制御するからである。電流制御部１２には、速度・角度推定部から推定角度が入力されていて、電流制御部１２は、電流指令と推定角度（推定現在位相）とに基づいて変調率（変調率値）を演算してこれを信号生成ブロック３のＰＷＭ信号生成部１０に出力する。

デッドタイム設定部１３には、予めデッドタイムが設定されていて、デッドタイム設定部１３は、このデッドタイムを信号生成ブロック３のＰＷＭ信号生成部１０に出力する。

一方、信号生成ブロック３は、キャリア信号生成部７とＰＷＭ信号生成部１０とを備えている。また、キャリア信号生成部７は、ＰＷＭ周波数設定部８と三角波生成部９とを備えている。

ＰＷＭ周波数設定部８には、速度・角度推定部６から上述の推定速度が入力される。また、ＰＷＭ周波数設定部８にはインバータの出力の基本波の周波数（以下、基本波周波数という）に対するキャリア信号の周波数変化パターンが設定されている（記憶されている）。この周波数変化パターンについては後で詳しく説明する。上述の推定速度は、インバータの出力（ここでは出力電流）の基本波周波数に比例するので、ＰＷＭ周波数設定部８は、この推定速度からインバータの出力の基本波周波数を求めて、この求めたインバータの基本波周波数に対応するキャリア信号の周波数を三角波生成部９に出力する。

三角波生成部９は、キャリア信号である所定の三角波であって入力される周波数を有する三角波を生成し、これをＰＷＭ信号生成部１０に出力する。

ＰＷＭ信号生成部１０は、変調率（変調率値）を三角波と対比してＰＷＭ信号を生成する。この際、ＰＷＭ信号生成部１０は、各相に対応するＰＷＭ信号間において、入力されたデッドタイムを有するようにＰＷＭ信号を生成する。そして、このＰＷＭ信号をゲート信号としてゲート駆動回路３に出力する。

ゲート駆動回路３は、ゲート信号を、当該ゲート信号に忠実な波形を有しかつインバータのスイッチング素子を駆動可能なレベルを有するゲート駆動信号に変換し、これをインバータのスイッチング素子のゲートに入力する。これにより、インバータからＰＷＭ信号に忠実な波形を有する電圧が出力され、インバータの出力電流がＰＷＭ信号に応じたものとなり、ひいては、モータの速度がインバータ制御装置１に入力される速度指令に応じた速度に制御される。

次に、本発明を特徴付けるＰＷＭ周波数設定部８の構成を詳しく説明する。

図２はインバータの出力の基本波周波数の変化に対するキャリア信号の周波数の変化パターンをインバータの出力の（６ｍ±１）次高調波周波数の変化とともに示すグラフであって、（ａ）は比較例におけるキャリア信号の周波数の変化パターンを示すグラフ、（ｂ）は本実施の形態におけるキャリア信号の周波数の変化パターンを示すグラフである。

図２（ａ），（ｂ）において、横軸はインバータの出力の基本波周波数を示し、縦軸は周波数を示す。また、「ｎ次」はインバータの出力のｎ次周波数成分（以下、ｎ次高調波という）の周波数を示す。図２（ａ）に示すように、インバータの出力の（６ｍ±１）次高調波の周波数は、基本波周波数の増大に比例して増大する。そこで、この比較例のように、キャリア信号の周波数をインバータの出力の基本波周波数の変化に対し一定値に維持したまま、インバータの出力の基本波周波数を増大させると、（６ｍ±１）次高調波の周波数が、高次のものから順にキャリア信号の周波数に近づく。そして、その周波数の接近の程度がある範囲（図２（ａ）に破線で丸く囲って示された領域）内になると、うなり現象が生じて従来技術の記載欄で説明したような問題が生じる。

そこで、本発明においては、図２（ｂ）に示すように、インバータの出力の基本波周波数の変化に対し、キャリア信号の周波数がインバータの出力の（６ｍ±１）次高調波の周波数から所定値離れて変化させられる。換言すれば、キャリア信号の周波数がインバータの出力の（６ｍ±１）次高調波の周波数に対し、これを所定値上回る値からこれを所定値下回る値に切り替わるように変化させられる。従って、キャリア信号の周波数は、インバータの出力の基本波周波数の特定の値（点）において不連続に変化する。この所定値はうなり現象が生じないような周波数差とする。図２（ｂ）の例では、キャリア信号の周波数は、インバータの出力の基本波周波数に対して、（６ｍ±１）次高調波の周波数の変化直線と交わらない離散値を取るような変化パターンに設定されている。具体的には、キャリア信号周波数は、以下の条件分岐式で表されるようなパターンに設定されている。

インバータの出力の基本波周波数をＦｘで表しキャリア信号周波数をＦｙで表すと、Ｆｙは以下の条件分岐式で表される。

０≦Ｆｘ＜Ｆｘ１のときＦｙ＝７p.u. ・・・（１）
Ｆｘ１≦Ｆｘ＜Ｆｘ２のときＦｙ＝５p.u. ・・・（２）
Ｆｘ２≦Ｆｘ＜Ｆｘ３のときＦｙ＝６p.u. ・・・（３）
Ｆｘ３≦Ｆｘ＜Ｆｘ４のときＦｙ＝７p.u. ・・・（４）
Ｆｘ４≦Ｆｘ＜Ｆｘ５のときＦｙ＝８p.u. ・・・（５）
Ｆｘ５≦Ｆｘ＜Ｆｘ６のときＦｙ＝７p.u. ・・・（６）
Ｆｘ６≦Ｆｘ＜Ｆｘ７のときＦｙ＝６p.u. ・・・（７）
Ｆｘ７≦Ｆｘ＜Ｆｘ８のときＦｙ＝７p.u. ・・・（８）
Ｆｘ８≦Ｆｘ＜Ｆｘ９のときＦｙ＝６p.u. ・・・（９）
Ｆｘ９≦Ｆｘ＜Ｆｘ１０のときＦｙ＝７p.u. ・・・（１０）
Ｆｘ１０≦Ｆｘ＜Ｆｘ１１のときＦｙ＝６p.u. ・・・（１１）
Ｆｘ１１≦ＦｘのときＦｙ＝７p.u. ・・・（１２）
但し、Ｆｘ１０及びＦｘ１１は図２（ｂ）には示していない。

このようにキャリア信号の周波数変化パターンを設定すると、図２（ｂ）に示すように、キャリア信号の周波数Ｆｙは、インバータの出力の基本波周波数ＦｘがＦｘ１となる点において７p.u.から５p.u.に不連続に変化し、この際に、１９次高調波及び１７次高調波の周波数を上回る値から下回る値に変化する。すなわち、キャリア信号の周波数Ｆｙは、インバータの出力の基本波周波数ＦｘがＦｘ１となる点において７p.u.から５p.u.に切り替わる。しかも、このとき、キャリア信号の周波数Ｆｙは、１９次高調波の周波数及び１７次高調波の周波数とはうなりが生じないような周波数差を有している。例えば、インバータの出力の基本波周波数ＦｘがＦｘ１のとき、キャリア信号の周波数Ｆｙは、１９次高調波の周波数に対し、Ｆｄの周波数差を有している。同様に、キャリア信号の周波数Ｆｙは、１３次高調波の周波数、１１次高調波の周波数、７次高調波の周波数、及び５次高調波の周波数に対しても、インバータの出力の基本波周波数Ｆｘが増大するに連れて、各区間の境界において、順次、これらを、それぞれ、上回る値から下回る値に切り替わる（不連続に変化する）。その際に、キャリア信号の周波数Ｆｙは、１３次高調波の周波数、１１次高調波の周波数、及び７次高調波の周波数とは、うなり現象が生じないような周波数差を有している。また、逆にインバータの出力の基本波周波数Ｆｘが現減少する場合には、その減少に連れて、各区間の境界において、上記とは逆の順序で、これらの高調波の周波数を、それぞれ、下回る値から上回る値に切り替わる。

これにより、インバータの出力の基本波周波数を変化させても、うなり現象が発生するのを防止することができる。その結果、高速の領域においてもモータを安定して回転させることができる。しかも、キャリア信号の周波数は、インバータの出力の基本波周波数の変化に対し、５p.u.から８p.u.までの範囲（（６ｍ±１）次高調波の周波数に対しうなり現象を生じないような周波数差を確保する範囲）で変化するだけであるので、出力フィルタを大型化する必要はない。

次に、インバータの出力の基本波周波数に対するキャリア信号の他の周波数変化パターンを説明する。

図３（ａ），（ｂ）はインバータの出力の基本波周波数の変化に対するキャリア信号の周波数の他の変化パターンをインバータの出力の（６ｍ±１）次高調波周波数の変化とともに示すグラフである。

図３（ａ）に示す周波数変化パターンでは、キャリア信号の周波数Ｆｙは、インバータの出力の基本波周波数Ｆｘが増大するに連れて、順次、これらを、それぞれ、上回る値から下回る値に切り替わる。そして、キャリア信号の周波数は、その不連続点間において、インバータの出力の基本波周波数に対し離散値と連続値とを組み合わせた態様で変化する。

図３（ｂ）に示す周波数変化パターンでは、キャリア信号の周波数Ｆｙは、インバータの出力の基本波周波数Ｆｘが増大するに連れて、順次、これらを、それぞれ、上回る値から下回る値に不連続に切り替わる。そして、キャリア信号の周波数は、その不連続点間において、インバータの出力の基本波周波数に対し連続的に変化する。

以上に、述べたように、本発明においては、キャリア信号の周波数は、インバータの出力の基本波周波数に対し、インバータの出力の基本波周波数が増大するに連れて、順次、（６ｍ±１）次高調波の周波数を、それぞれ、上回る値から下回る値に切り替わり、その切り替わりの際に、キャリア信号の周波数が、各高調波の周波数とうなり現象が生じないような周波数差を有するような態様（パターン）で変化すればよい。不連続点間における変化の態様は任意である。

また、（６ｍ±１）次高調波はその次数が高くなるほど、うなり現象によって及ぼす影響が小さくなるので、次数の高い（６ｍ±１）次高調波は考慮する必要はない。例えば、本実施の形態では、ｍ＝３までの（６ｍ±１）次高調波のみを考慮しているがこれで十分である。

図４はインバータの出力の基本波周波数に対するキャリア信号の周波数変化パターンのヒステリシスを示す図である。

図４に示すように、本実施の形態では、キャリア信号の周波数変化パターンは、上述の不連続な変化点においてヒステリシスを示すように設定されている。具体的には、インバータの出力の基本波周波数が増大する（上昇する）ときは上述の点（図２（ｂ）及び図３（ａ），（ｂ）に示す点）で不連続に変化（減少）し、インバータの出力の基本波周波数が減少する（下降する）ときは上述の点より微小な所定値小さい値の点で不連続に変化（増大）する。これにより、キャリア信号の周波数のチャタリングを防止することができる。もちろん、簡略化する場合には、キャリア信号の周波数変化パターンにこのようなヒステリシス特性を持たせなくても構わない。

次に、以上のように構成されたインバータ制御装置１の動作を説明する。以下では、一般的な動作は簡略化し、本発明と関連する動作を中心に説明する。

図１において、速度・角度推定部６は、入力される出力電流に基づいて推定速度及び推定角度を出力する。速度制御部１１は、外部から入力される速度指令に対する推定速度の偏差を加味して速度制御指令を電流指令として電流制御部１２に出力する。電流制御部１２は、電流指令と推定角度（推定現在位相）とに基づいて変調率（変調率値）を演算してこれをＰＷＭ信号生成部１０に出力する。一方、ＰＷＭ周波数設定部８は、推定速度からインバータの出力の基本波周波数を求めて、これに対応するキャリア信号の周波数を三角波生成部９に出力する。三角波生成部９は、ＰＷＭ周波数設定部８から入力された周波数を有する三角波を生成して、これをＰＷＭ信号生成部１０に出力する。

次に、電流制御部１２、三角波生成部９、及びＰＷＭ信号生成部１０の動作を詳しく説明する。図５は図１のインバータ制御装置の動作を示す波形図である。まず、図５について説明する。図５において、上段の波形図は前半周期用変調率値Ｓｍ１及び後半周期用変調率値Ｓｍ２並びに三角波キャリア信号Ｓｃの波形を示す。この波形図において、横軸は位相を示し、縦軸は変調率及び三角波キャリア信号の出力（以下、三角波出力と略す場合がある）を示す。符号Ｓｍ１及びＳｍ２は、それぞれ、前半周期用変調率値及び後半周期用変調率値を示す。なお、前半周期用変調率値Ｓｍ１と後半周期用変調率値Ｓｍ２の包絡線（図示せず）が変調率（変調率値）を表す。符号６１及び６２は、それぞれ、三角波キャリア信号Ｓｃの谷点及び頂点を示す。なお、本明細書においては、便宜上、三角波キャリア信号Ｓｃの最小値となる点及び最大値となる点をそれぞれ谷点及び頂点と呼ぶ。Ｔは制御周期を示し、Ｔａは前半周期を示し、Ｔｂは後半周期を示す。なお、図５では横軸が位相を示しているので、正確に言えば、Ｔ，Ｔａ，Ｔｂは、それらの周期に相当する位相区間を指し示している。本明細書では、制御周期Ｔは、インバータの出力のサンプリング間隔を意味している。従って、図１において、電流指令は制御周期Ｔ毎に電流制御部１２に入力される。ここでは、三角波キャリア信号Ｓｃの谷点６１から次の谷点６１までの期間が制御周期Ｔとして設定されている。また、三角波キャリア信号Ｓｃの谷点６１から頂点６２までの期間及び頂点６２から次に谷点６１までの期間が、それぞれ前半周期Ｔａ及び後半周期Ｔｂとして設定されている。前半周期Ｔａと後半周期Ｔｂとはその長さが等しい、すなわち、これらの長さは、制御周期Ｔの半分である。中段の波形図は、ＰＷＭ信号（ゲート信号）Ｓｐの波形を示す。この波形図において、横軸は位相を示し、縦軸はＰＷＭ信号の出力（以下、ＰＷＭ出力と略す場合がある）を示す。符号Ｐはパルスを示す。ここでは、ＰＷＭ信号Ｓｐの出力は「０」と「１」との２値を取るものと仮定する。従って、ＰＷＭ信号ＳｐにおいてはパルスＰの値は「１」である。符号ＷはパルスＰの幅を示し、符号Ｗａ及びＷｂはそれぞれ、パルスＰの幅Ｗの、前半周期用変調率値Ｓｍ１に比例する部分及び後半周期用変調率値Ｓｍ２に比例する部分を示す。１つのパルスＰは、前半周期用変調率値Ｓｍ１に対応する幅Ｗａのパルスと後半周期用変調率値Ｓｍ２に対応する幅Ｗｂのパルスとが合わさって構成されている。下段の波形図は中段のＰＷＭ信号に対応するインバータの出力電圧を模式化した波形図である。すなわち、中段のＰＷＭ信号を入力すると、インバータには、入力されたＰＷＭ信号の波形に忠実な波形の、パルス列からなる出力電圧が現れる。下段の波形図は、この出力電圧の各パルスを各々の属する各前半周期Ｔａ又は後半周期Ｔｂ（変調率値を変更する周期）で平均した電圧（以下、変調率値変更周期平均電圧という）を波形図として表して模式化したものである。この波形図において、横軸は位相を示し、縦軸はインバータの変調率値変更周期平均電圧を示す。符号Ｖａは変調率値変更周期平均電圧を示し、符号Ｖａ１は前半周期Ｔａに対応する変調率値変更周期平均電圧を示し、符号Ｖａ２は後半周期Ｔｂに対応する変調率値変更周期平均電圧を示す。

図１及び図５において、電流制御部１２は、入力された電流指令に基づいて、ＰＷＭ指令値である変調率値として、上述の前半周期用変調率値Ｓｍ１と後半周期用変調率値Ｓｍ２とを演算する。また、電流制御部１２は、例えば、図示されない、電流制御系、速度制御系、直流母線電圧制御系などのフィードバック補償器を含んでいる。これらは、離散時間で制御を行う補償器であり、積分補償要素、微分補償要素等を含む。本実施の形態では、ＰＷＭ周波数（キャリア信号の周波数）が変更されると、それに伴って制御周期Ｔが変更される。その方がインバータの制御系が全体として扱いやすいものになるからである。そして、制御周期Ｔの変更に伴って、積分ゲイン及び微分ゲインを制御周期Ｔに応じて（それぞれ制御周期Ｔ及び１／制御周期Ｔに比例して）変更する。比例ゲインは変更しない。これにより、フィードバック系の、連続時間系における積分ゲイン及び微分ゲインを同じものに保つことができる。なお、キャリア信号生成部７において制御周期Ｔが変更される。

一方、三角波生成部９は図５に示すような三角波キャリア信号を生成する。そして、ＰＷＭ信号生成部１０は、図５に示すようなＰＭＷ信号（ゲート信号）を生成してこれをゲート駆動回路４に出力する。これにより、インバータからこのＰＭＷ信号（ゲート信号）に忠実な波形の電圧が出力され、インバータの出力電流がＰＷＭ信号に応じたものとなり、ひいては、モータの速度がインバータ制御装置１に入力される速度指令に応じた速度に制御される。

そして、ＰＷＭ周波数設定部８は、入力される推定速度に基づいて求めたインバータの出力の基本波周波数が特定の値（図２（ｂ）のＦｘ１等）になると、設定されているキャリア信号の周波数変化パターンに従ってキャリア信号の周波数を変更する。この周波数変更点が図５の上段の波形図に例示されている。図５に示すように、キャリア信号の周波数が変更されると、制御周期Ｔが変更される（図５にはキャリア信号の周波数が増大する場合が示されている）とともに、ＰＷＭ信号におけるパルス列の周期がキャリア信号の周波数に比例したものとなる。これにより、インバータの出力電流におけるうなり現象が回避される。

（実施の形態２）
本発明の実施の形態２は、実施の形態１のインバータ制御装置１を電動機の制御システムに適用した例を示す。

図６は本実施の形態に係る電動機制御システムの概略の構成を示す回路図である。図６に示すように、本実施の形態の電動機制御システムは、周知の電動機制御システムにおいて、インバータ制御装置を実施の形態１のインバータ制御装置１で構成したものである。従って、本実施の形態では、インバータ制御装置１と関連する構成を詳細に説明し、その他の周知の構成については概略の説明に止める。

本実施の形態の電動機制御システムは、例えば、同期電動機のベクトル制御システムである。もちろん、他の電動機制御システムであってもよい。従って、モータＭは、ここでは、同期電動機である。この電動機制御システムでは、三相交流電源２１にコンバータ２２が接続されている。コンバータ２２の出力側には平滑コンデンサ等（図示せず）が接続されている。このコンバータ２２の出力側にインバータ２３の入力側が接続されている。インバータ２３は、ここでは、三相の電圧型のインバータである。インバータ２３は、Ｕ相、Ｖ相、及びＷ相の各相毎に、それぞれ、スイッチＳＷｕ、スイッチＳＷｖ、スイッチＳＷｗを有している。スイッチＳＷｕは一対のスイッチング素子５１、５２とこれらに逆並列に接続されたダイオードとで構成されている。スイッチＳＷｖは一対のスイッチング素子５３、５４とこれらに逆並列に接続されたダイオードとで構成されている。スイッチＳＷｗは一対のスイッチング素子５５、５６とこれらに逆並列に接続されたダイオードとで構成されている。スイッチング素子５１〜５６は、ここでは、ＩＧＢＴで構成されている。

このインバータ２３の出力側に三相の正弦波フィルタ２５を介して三相同期電動機Ｍが接続されている。三相の正弦波フィルタ２５は、各相の出力線に介挿されたフィルタリアクトルＬ１〜Ｌ３と各相の出力線間に接続されたフィルタコンデンサＣ１〜Ｃ３とで構成されている。また、この電動機制御システムでは、インバータ２３のＵ相及びＷ相の出力電流（図１の出力電流）が電流センサＣＴ１，ＣＴ２によって検出され、この検出値が三相インバータ制御装置４１に入力される。なお、残りの１相の電流はこれら２相の電流から推定される。この三相インバータ制御装置４１は、各相のインバータ制御装置が実施の形態１のインバータ制御装置１でそれぞれ構成されている。各相のインバータ制御装置は、互いに同期して三角波キャリア信号を発生させるように構成されている。上述の三相の出力電流指令値は各相のインバータ制御装置１にそれぞれ入力される。また、ゲート駆動回路４から出力されるゲート駆動信号がインバータ２３の各相のスイッチＳＷｕ，ＳＷｖ，ＳＷｗの一対のスイッチング素子５１〜５６のゲートに入力される。

このように構成された本実施の形態の電動機制御システムでは、インバータ２３の出力電流が検出され、この検出された電流値に基づいて電流指令が生成され、この電流指令に基づいてインバータ制御装置１が各相のゲート信号を出力する。そして、インバータ２３の各相のスイッチＳＷｕ，ＳＷｖ，ＳＷｗは、このゲート信号に従ってスイッチングして、図５の中段の波形図に示すＰＷＭ信号Ｓｐの波形に中実な波形を有する電圧がインバータ２３の各相において出力される。そして、このインバータ２３の出力電圧が同期電動機Ｍに印加されて、インバータ２３に出力電流（負荷電流）が流れる。この出力電流は、三相の正弦波フィルタ２５によって平滑化されて実質的に正弦波となる。これにより、インバータの出力電流がフィードバック制御され、この制御を通じて、同期電動機Ｍの負荷電流と速度とが制御される。

ここで、本実施の形態では、三相インバータ制御装置４１におけるキャリア信号の周波数が、インバータ２３の出力の基本波周波数に対し、インバータ２３の出力の基本波周波数が増大するに連れて、順次、（６ｍ±１）次高調波の周波数を、それぞれ、上回る値から下回る値に切り替わり、その切り替わりの際に、キャリア信号の周波数が、各高調波の周波数とうなり現象が生じないような周波数差を有するような態様で変化する。これにより、インバータ２３の出力の基本波周波数を変化させても、うなり現象が発生するのを防止することができ、その結果、高速の領域においてもモータＭを安定して回転させることができる。しかも、キャリア信号の周波数は、インバータの出力の基本波周波数の変化に対し、（６ｍ±１）次高調波の周波数に対しうなり現象を生じないような周波数差を確保する範囲で変化するだけであるので、三相の正弦波フィルタ２５を大型化しないで済む。

なお、上述の２台の三相変圧器ＴＲＡ、ＴＲＢの結線に関しては、２台の三相変圧器ＴＲＡ、ＴＲＢの一次巻線をそれぞれスター結線してもよく、また、２台の三相変圧器ＴＲＡ、ＴＲＢの各相毎に互いに直列接続された二次巻き線をデルタ結線してもよい。このように結線しても、上記と同様の効果が得られる。

（実施の形態３）
本発明の実施の形態３は、インバータを並列運転する電動機制御システムを例示したものである。

図７は本実施の形態に係る電動機制御システムの概略の構成を示す回路図である。

図７に示すように、本実施の形態の電動機制御システムでは、三相交流電源２１に対し、２台のコンバータ２２Ａ，２２Ｂが互いに並列に接続され、この２台のコンバータ２２Ａ，２２Ｂに、２台のインバータ２３Ａ，２３Ｂがそれぞれ接続されている。２台のコンバータ２２Ａ，２２Ｂの出力側は相互に結線されている。２台のインバータ２３Ａ，２３Ｂは、それぞれ、実施の形態２のインバータで構成されている。そして、この２台のインバータ２３Ａ，２３Ｂの出力側は、Ｕ相、Ｖ相、及びＷ相の各相について、相間変圧器ＴＲｕ，ＴＲｖ，ＴＲｗによってそれぞれ磁気結合を生じるようにして並列に接続されている。この相間変圧器ＴＲｕ，ＴＲｖ，ＴＲｗによって、２台のインバータ２３Ａ，２３Ｂ間の電流がバランスされる。この相間変圧器ＴＲｕ，ＴＲｖ，ＴＲｗの出力側に三相同期電動機Ｍが接続されている。また、２台のインバータ２３Ａ，２３Ｂの出力側にはフィルタリアクトルＬ１１,Ｌ１２，Ｌ２１，Ｌ２２，Ｌ３１，Ｌ３２とフィルタキャパシタＣ１〜Ｃ３とが適宜配設されていて、これらと相間変圧器ＴＲｕ，ＴＲｖ，ＴＲｗによって正弦波フィルタ４２が構成されている。

２台のインバータ２３Ａ，２３Ｂは、それぞれ、三相インバータ制御装置４１Ａ，４１Ｂによって制御される。これらの三相インバータ制御装置４１Ａ，４１Ｂは、実施の形態２の三相インバータ制御装置４１と実質的に同様に構成されている。

このような本実施の形態によれば、２台のインバータ２３Ａ，２３Ｂで負荷を分担しつつ、うなり現象の発生を防止して高速の領域においてもモータＭを安定して回転させることができる。しかも、正弦波フィルタ４２を大型化しないで済む。

（実施の形態４）
図８は本発明の実施の形態４に係る電動機制御システムの概略の構成を示す回路図である。

図８に示すように、本実施の形態では、実施の形態３の３台の相間変圧器ＴＲｕ，ＴＲｖ，ＴＲｗに代えて、２台の三相変圧器ＴＲＡ、ＴＲＢが用いられている。また、三相のＬＣフィルタに代えてコンデンサＣ１〜Ｃ３で構成されるフィルタが用いられていて、このフィルタと２台の三相変圧器ＴＲＡ、ＴＲＢとで正弦波フィルタ４３が構成されている。その他の点は実施の形態３と同様である。

このような本実施の形態によれば、２台のインバータ２３Ａ，２３Ｂで負荷を分担しつつ、うなり現象の発生を防止して高速の領域においてもモータＭを安定して回転させることができる。しかも、正弦波フィルタ４３を大型化しないで済む。

（実施の形態５）
図９は本発明の実施の形態５に係る電動機制御システムの概略の構成を示す回路図である。

図９に示すように、本実施の形態においては、モータＭに速度・角度センサ（図示せず）が配設されている。この速度・角度センサは、モータＭの回転子の回転角度（回転方向における位置）を検出する位置センサで構成されている（・・・ご確認下さい）。一方、インバータ制御装置３１は、実施の形態１のインバータ制御装置１と基本的構成は同じであるが以下の点で相違している。すなわち、インバータ制御装置３１は、インバータ制御装置１の速度・角度推定部６に代えて速度・角度センサ信号処理部１４を備えており、この速度・角度センサ信号処理部１４に上述の速度・角度センサで検出された回転角度（出力周波数関連情報：速度・角度センサ信号）が入力されている。速度・角度センサ信号処理部１４は、入力される回転角度の変化から回転速度（以下、単に速度という）を求め、この速度と回転角度（以下、単に角度という）とを出力する。速度制御部１１は、この速度・角度センサ信号処理部１４からの速度と速度指令とに基づいて電流指令を生成する。電流制御部１２は、この速度・角度センサ信号処理部１４からの角度と電流指令とに基づいて変調率を演算する。ＰＷＭ周波数設定部８は、速度・角度センサ信号処理部１４から入力される速度からインバータ２３の出力の基本波周波数を求める。これ以外の点は、実施の形態１のインバータ制御装置１と同じである。

このような本実施の形態によっても実施の形態１と同様の効果が得られる。

なお、実施の形態１乃至５では、インバータの出力電流を制御するインバータ制御装置に本発明を適用する形態を説明したが、インバータの出力電圧を制御するインバータ制御装置にも本発明を同様に適用することができる。この場合には、速度制御部１１が速度制御入力を電圧指令として出力し、電流制御部に代わる電圧制御部がこの電圧指令とインバータの出力電圧とに基づいて変調率を演算するように、インバータ制御装置を構成すればよい。

また、実施の形態１乃至４において、インバータの出力電流から推定速度及び推定角度を得てこれを用いる構成に代えて、実施の形態５のように速度・角度センサを設け、これから得られる速度及び角度を用いる構成を採用してもよい。

また、実施の形態１乃至５においては、インバータの出力の周波数に関連する出力周波数関連情報として、インバータの出力電流及びモータＭの回転角度を用いたが、インバータの出力電圧等、これ以外の情報であってもよい。

また、実施の形態１乃至５では、電圧型インバータを用いる電動機制御システムを説明したが、電流型インバータを用いる電動機制御システムにも同様に本発明を適用することができる。

また、実施の形態１乃至５では、本発明を同期電動機の制御システムに適用する場合を説明したが、ブラシレスＤＣモータの制御システム、誘導電動機の制御システム等の他の電動機の制御システムにも同様に本発明を適用することができる。

本発明のインバータ制御装置は、電気回転機械等を駆動するインバータの制御装置として有用である。

本発明の実施の形態１に係るインバータ制御装置の概略の構成を示すブロック図である。 インバータの出力の基本波周波数の変化に対するキャリア信号の周波数の変化パターンをインバータの出力の（６ｍ±１）次高調波周波数の変化とともに示すグラフであって、（ａ）は比較例におけるキャリア信号の周波数の変化パターンを示すグラフ、（ｂ）は本実施の形態におけるキャリア信号の周波数の変化パターンを示すグラフである。 図３（ａ），（ｂ）は、インバータの出力の基本波周波数の変化に対するキャリア信号の他の周波数の変化パターンを示すグラフである。 インバータの出力の基本波周波数に対するキャリア信号の周波数変化パターンのヒステリシスを示す図である。 図１のインバータ制御装置の動作を示す波形図である。 本発明の実施の形態２に係る電動機制御システムの概略の構成を示す回路図である。 本発明の実施の形態３に係る電動機制御システムの概略の構成を示す回路図である。 本発明の実施の形態４に係る電動機制御システムの概略の構成を示す回路図である。 本発明の実施の形態５に係る電動機制御システムの概略の構成を示す回路図である。

符号の説明

１ インバータ制御装置
２ 演算ブロック
３ 信号生成ブロック
４ ゲート駆動回路
５ 速度演算部
６ 速度・角度推定部
７ キャリア信号生成部
８ ＰＷＭ周波数設定部
９ 三角波発生部
１０ ＰＷＭ信号生成部
１１ 速度制御部
１２ 電流制御部
１３ デッドタイム設定部
１４ 速度・角度センサ信号処理部
１５ 変調率演算部
２１ 三相交流電源
２２，２２Ａ，２２Ｂ コンバータ
２３，２３Ａ，２３ｂ インバータ
４１，４１Ａ，４１Ｂ 三相インバータ制御装置
５１〜５６ スイッチング素子
６１ 谷点
６２ 頂点
Ｃ１〜Ｃ３ フィルタキャパシタ
Ｌ１〜Ｌ３，Ｌ１１，Ｌ１２，Ｌ２１，Ｌ２２，Ｌ３１，Ｌ３２ フィルタリアクトル
Ｍ モータ
Ｐ パルス
Ｐａ パルスの前半周期用変調率値に比例する部分
Ｐｂ パルスの後半周期用変調率値に比例する部分
Ｓｃ，Ｓｃ１〜Ｓｃ４ 三角波キャリア信号
Ｓｍ１ 前半周期用変調率値
Ｓｍ２ 後半周期用変調率値
ＳＷｕ，ＳＷｖ，ＳＷｗ スイッチ
Ｔ 制御周期
Ｔａ 前半周期
Ｔｂ 後半周期
ＴＲＡ，ＴＲＢ 三相変圧器
ＴＲｕ，ＴＲｖ，ＴＲｗ 相間変圧器
Ｖａ インバータの変調率値変更周期平均電圧
Ｗ パルスの幅
Ｗａ パルスの幅の前半周期用変調率値に比例する部分
Ｗｂ パルスの後半周期用変調率値に比例する部分

Claims (5)

1. ＰＷＭ指令値である変調率値を三角波からなるキャリア信号と比較して前記変調率値に比例する幅のパルスが前記三角波の周期に対応する周期で配列されてなるＰＷＭ信号を生成し、モータの回転速度を制御するインバータのスイッチング素子のスイッチングを前記ＰＷＭ信号によって制御するインバータ制御装置であって、
   前記インバータの出力の基本波周波数の変化に対し、前記キャリア信号の周波数を、該キャリア信号の周波数が前記インバータの出力の（６ｍ±１）次高調波周波数（ｍは１以上の整数）からうなりを実質的に生じないような周波数差離れて変化させる（前記キャリア信号の周波数を前記インバータの出力の基本波周波数の整数倍とし、且つ両者を同期させた状態で前記ＰＷＭ信号を生成することを除く）よう構成されている、インバータ制御装置。
2. 前記インバータ制御装置は、前記インバータの出力の周波数に関連する情報（以下、出力周波数関連情報）に基づいて前記キャリア信号を生成するキャリア信号生成部と、
   外部から入力される前記モータの回転速度指令と前記出力周波数関連情報とに基づいて前記変調率値を演算するＰＷＭ変調率演算部と、
   前記ＰＷＭ変調率演算部で演算された変調率値を前記キャリア信号生成部で生成された前記キャリア信号と比較して前記ＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部と、を備え、
   前記キャリア信号生成部は、前記出力関連情報に基づいて、前記インバータの出力の基本波周波数の変化に対し、前記キャリア信号の周波数を、該キャリア信号の周波数が前記インバータの出力の（６ｍ±１）次高調波周波数からうなりを実質的に生じないような周波数差離れて変化させる（前記キャリア信号の周波数を前記インバータの出力の基本波周波数の整数倍とし、且つ両者を同期させた状態で前記ＰＷＭ信号を生成することを除く）よう構成されている、請求項１に記載のインバータ制御装置。
3. 前記キャリア信号の周波数は、前記インバータの出力の基本波周波数に対し、インバータの出力の基本波周波数が増大するに連れて、順次、（６ｍ±１）次高調波の周波数を、それぞれ、上回る値から下回る値に切り替えるようにして変化させられる、請求項１に記載のインバータ制御装置。
4. 前記キャリア信号の周波数は、インバータの出力の基本波周波数に対し、インバータの出力の基本波周波数が減少するに連れて、順次、（６ｍ±１）次高調波の周波数を、それぞれ、下回る値から上回る値に切り替えるようにして変化させられる、請求項１に記載のインバータ制御装置。
5. 前記インバータ制御装置は、前記キャリア信号の周波数を、ヒステリシスを示すように変化させるよう構成されている、請求項１に記載のインバータ制御装置。

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