JP4932301B2 - インバータ制御装置及びこれを用いた電動機制御システム - Google Patents

Description

本発明は、インバータ制御装置及びこれを用いた電動機制御システムに関し、特に高速回転でかつ大出力の電動機を駆動し、従って高周波でかつひずみ率の低い出力波形を生成することが要求されるインバータの制御装置及びこれを用いた電動機制御システムに関する。

従来の典型的なインバータ制御装置として、交流電動機を駆動する三相ＰＷＭインバータの制御装置が知られている（例えば、特許文献１参照）。この制御装置では、三相ＰＷＭインバータの３つのスイッチ（一対のスイッチング素子で構成される）のオンオフ信号（ＰＷＭ信号）Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗは、三相の電圧指令に比例する変調率と三角波キャリア信号とを比較することによって得られる。つまり、変調率発生器の変調率Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗとキャリア発生器が出力する三角波Ｃａとを比較器に入力し、比較器においてＶｕ＞ＣａならばＳｕ＝１、Ｖｕ＞ＣａならばＳｕ＝０となるスイッチング信号Ｓｕを出力する。変調率Ｖｖ，Ｖｗについても同様のスイッチング信号Ｓｖ，Ｓｗをそれぞれ出力する。三相ＰＷＭインバータはこれらのスイッチング信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗを入力され、Ｓｕ＝１ならばＵ相のスイッチをインバータの直流電源の正側に接続し、Ｓｕ＝０ならばＵ相のスイッチをインバータの直流電源の負側に接続する。Ｖ相及びＷ相のスイッチも同様に動作する。これにより、三相の電圧指令に比例する三相の電圧がインバータから出力されて交流電動機が駆動される。
特開５−１６８２４４号公報（特に図３）

ところで、上述のＰＷＭ信号を入力されたインバータでは、例えば電圧型インバータの場合、出力電圧はＰＷＭ信号に忠実な波形を有するものとなり、出力電流は誘導性負荷やフィルタ等により平滑化された波形を有するものとなる（電流型インバータではこの逆になる）。この場合、三角波キャリア信号によるＰＷＭ信号は、キャリア信号を構成する三角波の周期でパルスが配列されたパルス列信号のパルス幅を、変調信号に相当する、インバータに対する出力電流指令で変調して生成される信号である。従って、このＰＷＭ信号の復調信号に相当するインバータの出力電流の波形は、その周波数（変調信号の周波数に相当）に比べて、三角波キャリア信号の周波数が高い程、滑らかなものとなり、高調波が少なくなる。また、インバータの出力電流の波形は、三角波キャリア信号の周波数が高い程、誘導性負荷やフィルタ等により平滑化され易くなる。

一方、インバータの用途によっては、高い周波数でかつ大きな出力が要求される場合がある。例えば、回転速度が高くかつ出力が大きい（以下、高速回転でかつ大出力という）電動機を駆動する場合が該当する。また、インバータを構成するスイッチング素子はＰＷＭ信号の１つのパルスで２回スイッチングする（オン及びオフする）ので、三角波キャリア信号の周波数を高くすると、当該スイッチング素子のスイッチング回数が増大してそのスイッチング損失が増大する。このスイッチング損失の増大は、高速回転でかつ大出力の電動機ではその効率を低下させるため好ましくない。従って、このような高速回転でかつ大出力の電動機を駆動するインバータの制御装置では、三角波キャリア信号の周波数をある限度以上に高くすることができない。その結果、インバータの出力の周波数に三角波キャリア信号の周波数が近づいてしまい、インバータの出力における波形歪が大きくなるという問題があった。

本発明はこのような課題を解決するためになされたもので、スイッチング回数を増大することなく、インバータの出力の波形歪を低減することが可能なインバータ制御装置及びこれを用いた電動機制御システムを提供することを目的とする。

上記課題を解決するために、本発明のインバータ制御装置は、ＰＷＭ指令値である変調率値を三角波から成るキャリア信号と比較することによって前記変調率値に比例する幅を有するパルスが前記三角波の周期に対応する周期で配列されてなるＰＷＭ信号を生成し、該ＰＷＭ信号によってインバータのスイッチング素子のスイッチングを制御する、インバータ制御装置において、前記変調率値として前記三角波の正の傾きを有する部分に対応する出力指令値に基づいて第１の変調率値を演算するとともに前記三角波の負の傾きを有する部分に対応する出力指令値に基づいて第２の変調率値を演算し、該第１の変調率値及び第２の変調率値を前記三角波の正の傾きを有する部分及び負の傾きを有する部分とそれぞれ比較することによって、前記第１の変調率値に比例する部分と前記第２の変調率値に比例する部分とからなる幅を有するパルスが前記三角波の周期に対応する周期で配列されてなるＰＷＭ信号を生成するインバータ制御装置であって、
前記三角波の正の傾きを有する部分に対応する出力指令値に基づいて前記第１の変調率値を演算するとともに前記三角波の負の傾きを有する部分に対応する出力指令値に基づいて前記第２の変調率値を演算する変調率値演算手段と、前記三角波から成るキャリア信号を生成するキャリア信号生成手段と、前記第１の変調率値及び第２の変調率値を前記三角波の正の傾きを有する部分及び負の傾きを有する部分とそれぞれ比較することによって前記ＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成手段とを備えており、
前記三角波のある谷点から次の谷点までを１制御周期とし、前記変調率値演算手段は前記制御周期における前記三角波の谷点から頂点までの半周期及び頂点から次の谷点までの半周期に対応させてそれぞれ前記第１の変調率値及び第２の変調率値を演算し、前記ＰＷＭ信号生成手段は前記１制御周期毎に前記ＰＷＭ信号の前記パルスを発生し、
前記変調率値演算手段は、前記制御周期の始点近傍において前記インバータの出力を取得し、該取得した出力に基づいて前記インバータの出力の前記三角波の谷点及び頂点に対応する位相における前記ＰＷＭ指令値をそれぞれ前記第１の変調率値及び第２の変調率値として演算し、
前記インバータ制御装置は、前半周期用レジスタ及び後半周期用レジスタを有する第１及び第２のレジスタセットと、書き込み先切替手段と、読み出し手段とを備えており、
前記変調率値演算手段は、前記演算した前記第１の変調率値及び第２の変調率値を前記第１及び第２のレジスタセットの前半周期用レジスタ及び後半周期用レジスタに書き込むものであり、
前記書き込み先切替手段は、前記三角波の位相に基づいて、１つの前記制御周期で演算された前記第１の変調率値及び第２の変調率値が、第１のレジスタセット及び第２のレジスタセットに交互に書き込まれかつ各レジスタセットにおいてそれぞれ前半周期用レジスタ及び後半周期用レジスタに書き込まれるように、前記第１の変調率値及び第２の変調率値の書き込み先を切り替えるものであり、
前記読み出し手段は、前記三角波の位相に基づいて、１つの前記制御周期で演算された前記第１の変調率値及び第２の変調率値を、前記第１のレジスタセット及び第２のレジスタセットのうちの前記変調率演算による書き込みが行われていない方のレジスタセットの前半周期用レジスタ及び後半周期用レジスタからそれぞれ読み出すものであり、
前記ＰＷＭ信号生成手段は、前記読み出された前記第１の変調率値及び前記第２の変調率値を用いて前記ＰＷＭ信号を生成するものである。

このような構成とすると、キャリア信号を構成する三角波の１周期内で変調率値が２回変更されるので、この変調率値（第１及び第２の変調率値）の変更周期で平均したインバータの出力が小刻みに変化するものとなり、その結果、波形歪が低減される。また、第１の変調率値に比例する部分と第２の変調率値に比例する部分とからなる幅を有するパルスが三角波の周期に対応する周期で配列されてなるＰＷＭ信号を生成するので、ＰＷＭ信号におけるパルスＰの発生周期が、三角波キャリア信号の周期と同じになる。従って、スイッチング回数を増大することなく、インバータの出力における波形歪を低減することができる。

複数の互いに並列に接続された前記インバータに対し、それぞれ、前記ＰＷＭ信号を生成し、各々のＰＷＭ信号によって各々の前記インバータのスイッチング素子のスイッチングを制御し、かつ前記複数のインバータに対応する各々の前記ＰＷＭ信号を生成するために用いる前記三角波の位相を互いに異ならしめてもよい。

このような構成とすると、ＰＷＭ周波数を等価的に高くすることができるので、出力のリプルを低減することができる。

前記インバータ制御装置は前記複数のインバータに対応する各々の前記ＰＷＭ信号を生成するために用いる前記三角波の位相をずらしてもよい。

このような構成とすると、複数のインバータによって多相交流を出力する場合において、当該複数のインバータに対応する各々のＰＷＭ信号を生成するための三角波の位相を適宜ずらすことによって、ＰＷＭ信号を適切に高くすることができる。

前記インバータは正弦波交流電力を出力するものであってもよい。

前記インバータは三相の正弦波交流電力を出力するものであり、前記インバータ制御装置は、各相について前記ＰＷＭ信号を生成し、該ＰＷＭ信号によって前記インバータの各相のスイッチング素子のスイッチングを制御してもよい。

また、本発明の電動機制御システムは、請求項１に記載のインバータ制御装置と、該インバータ制御装置が生成するＰＷＭ信号によってそのスイッチング素子のスイッチングが制御される前記インバータと、該インバータによって駆動される電動機と、を備えたものである。

本発明は以上に説明したように構成され、インバータ制御装置及びこれを用いた電動機制御システムにおいて、スイッチング回数を増大することなく、インバータの出力の波形歪を低減することができるという効果を奏する。

以下、本発明の好ましい実施の形態を、図面を参照しながら説明する。
（実施の形態１）
図１は本発明の実施の形態１に係るインバータ制御装置の概略の構成を示すブロック図である。図２は図１のインバータ制御装置の動作を示す波形図である。

最初に、本実施の形態のインバータ制御装置の制御対象であるインバータについて説明する。インバータには電圧型インバータと電流型インバータとがある。電圧型インバータでは、その出力電圧の波形が、入力されるＰＷＭ信号（正確にはゲート信号）の波形に忠実な波形となり、電流型インバータでは、その出力電流の波形が、入力されるＰＷＭ信号の波形に忠実な波形となる。インバータがいずれのタイプであるかは、インバータ制御装置の構成には本質的に無関係である。従って、以下では、インバータが電圧型である場合を述べるが、以下に述べるインバータ制御装置１は、インバータが電流型である場合にも、実質的にそのまま適用できる。また、インバータの出力波形は、一般には正弦波であるので、以下では正弦波である場合を述べるが、以下に述べるインバータ制御装置１は、インバータの出力波形が他の波形である場合にも、実質的にそのまま適用できる。

図１及び図２において、本実施の形態のインバータ制御装置１は変調率値演算器２を備えている。変調率値演算器２はマイコン等の演算器で構成されていて、インバータ（図１及び図２に不図示）の出力指令値（以下、単に出力指令値という）が入力される。この出力指令値は、インバータの駆動対象の電流を制御する場合は電流値であり、電圧を制御する場合は電圧値である。変調率値演算器２は、入力された出力指令値に基づいて、ＰＷＭ指令値として前半周期用変調率値（第１の変調率値）Ｓｍ１と後半周期用変調率値（第２の変調率値）Ｓｍ２とを演算する。

ここで、まず、図２について説明する。図２において、上段の波形図は変調率（出力指令）Ｓｍ及び三角波キャリア信号Ｓｃの波形を示す。この波形図において、横軸は位相を示し、縦軸は変調率及び三角波キャリア信号の出力（以下、三角波出力と略す場合がある）を示す。符号Ｓｍ１及びＳｍ２は、それぞれ、前半周期用変調率値及び後半周期用変調率値を示す。符号６１及び６２は、それぞれ、三角波キャリア信号Ｓｃの谷点及び頂点を示す。なお、本明細書においては、便宜上、三角波キャリア信号Ｓｃの最小値となる点及び最大値となる点をそれぞれ谷点及び頂点と呼ぶ。Ｔは制御周期を示し、Ｔａは前半周期を示し、Ｔｂは後半周期を示す。なお、図２では横軸が位相を示しているので、正確に言えば、Ｔ，Ｔａ，Ｔｂは、それらの周期に相当する位相区間を指し示している。本明細書では、制御周期Ｔは、インバータの出力のサンプリング間隔を意味している。従って、図１において、出力指令値は制御周期Ｔ毎に変調率値演算器２に入力される。ここでは、三角波キャリア信号Ｓｃの谷点６１から次の谷点６１までの期間が制御周期Ｔとして設定されている。また、三角波キャリア信号Ｓｃの谷点６１から頂点６２までの期間及び頂点６２から次に谷点６１までの期間が、それぞれ前半周期Ｔａ及び後半周期Ｔｂとして設定されている。前半周期Ｔａと後半周期Ｔｂとはその長さが等しい、すなわち、これらの長さは、制御周期Ｔの半分である。中断の波形図は、ＰＷＭ信号Ｓｐの波形を示す。この波形図において、横軸は位相を示し、縦軸はＰＷＭ信号の出力（以下、ＰＷＭ出力と略す場合がある）を示す。符号Ｐはパルスを示す。ここでは、ＰＷＭ信号Ｓｐの出力は「０」と「１」との２値を取るものと仮定する。従って、ＰＷＭ信号ＳｐにおいてはパルスＰの値は「１」である。符号ＷはパルスＰの幅を示し、符号Ｗａ及びＷｂはそれぞれ、パルスＰの幅Ｗの、前半周期用変調率値Ｓｍ１に比例する部分及び後半周期用変調率値Ｓｍ２に比例する部分を示す。下段の波形図は中段のＰＷＭ信号に対応するインバータの出力電圧を模式化した波形図である。すなわち、中段のＰＷＭ信号を入力すると、インバータには、入力されたＰＷＭ信号の波形に忠実な波形の、パルス列からなる出力電圧が現れる。下段の波形図は、この出力電圧の各パルスを各々の属する各前半周期Ｔａ又は後半周期Ｔｂ（変調率値を変更する周期）で平均した電圧（以下、変調率値変更周期平均電圧という）を波形図として表して模式化したものである。この波形図を用いると、後述するように、本発明と従来例との相違を明確に表すことができる。この波形図において、横軸は位相を示し、縦軸はインバータの変調率値変更周期平均電圧を示す。符号Ｖａは変調率値変更周期平均電圧を示し、符号Ｖａ１は前半周期Ｔａに対応する変調率値変更周期平均電圧を示し、符号Ｖａ２は後半周期Ｔｂに対応する変調率値変更周期平均電圧を示す。

次に、変調率値演算器２の説明に戻る。上述のように、本実施の形態では、１制御周期毎に、出力指令値が入力されるので、変調率値演算器２は、まず、入力された出力指令値に基づいて前半周期用変調率値Ｓｍ１を演算する。この演算した前半周期用変調率値Ｓｍ１を、アドレス切替器１６を経由して変調率値記憶器１９に書き込む。次いで、出力指令値とその入力のタイミング（位相）に基づいて、この入力の位相から前半周期Ｔａに相当する位相（制御対象が電動機である場合にはその回転角速度をωとするとωＴａ）だけ遅れた位相における変調率を演算し、これを後半周期用変調率値とする。そして、この演算した後半周期用変調率値Ｓｍ２を、アドレス切替器１６を経由して変調率値記憶器１９に書き込む。

変調率値記憶器１９は、第１の前半周期用レジスタ６と、第１の後半周期用レジスタ７と、第２の前半周期用レジスタ８と、第２の後半周期用レジスタ９とを備えている。そして、第１の前半周期用レジスタ６と第１の後半周期用レジスタ７とが第１のレジスタセット３１を構成し、第２の前半周期用レジスタ８と第２の後半周期用レジスタ９とが第２のレジスタセット３２を構成している。

一方、インバータ制御装置１は三角波発生器１２を備えている。三角波発生器１２は、三角キャリア信号Ｓｃを発生して、これをＰＷＭ信号生成器１１及び変調率値切替信号発生器１３に入力する。変調率値切替信号発生器１３は、入力された三角波キャリア信号の谷点６１と頂点６２とを示す変調率値切替信号を発生して、これをアドレス切替器１６及び変調率値切替器（切替読み出し手段）１０に入力する。

アドレス切替器１６は、前半周期用書き込みアドレス切替器３と後半周期用書き込みアドレス切替器４とを備えていて、前述の前半周期用変調率値Ｓｍ１は前半周期用書き込みアドレス切替器３を経由し、後半周期用変調率値Ｓｍ２は後半周期用書き込みアドレス切替器４を経由する。前半周期用書き込みアドレス切替器３は、変調率値切替信号発生器１３から三角波キャリア信号Ｓｃの谷点６１を示す変調率値切替信号が入力される度に、第１の前半周期用レジスタ６と第２の前半周期用レジスタ８との間で変調率値演算器２で演算された前半周期用変調率値Ｓｍ１の書き込み先を切り替える。また、後半周期用書き込みアドレス切替器４は、変調率値切替信号発生器１３から三角波キャリア信号Ｓｃの谷点６１を示す変調率値切替信号が入力される度に、第１の後半周期用レジスタ７と第２の後半周期用レジスタ９との間で変調率値演算器２で演算された後半周期用変調率値Ｓｍ２の書き込み先を切り替える。また、ここでは、前半周期用書き込みアドレス切替器３が前半周期用変調率値Ｓｍ１の書き込み先を第１の前半周期用レジスタ６に切り替えたとき、前半周期用書き込みアドレス切替器４が後半周期用変調率値Ｓｍ２の書き込み先を第１の後半周期用レジスタ７に切り替える。これにより、変調率値演算器２で演算された前半周期用変調率値Ｓｍ１と後半周期用変調率値Ｓｍ２とは、それぞれ、第１のレジスタセット３１と第２のレジスタセット３２とに１制御周期毎に交互に書き込まれる。この際、前半周期用変調率値Ｓｍ１と後半周期用変調率値Ｓｍ２とは、第１のレジスタセット３１においては第１の前半周期用レジスタ６と第１の後半周期用レジスタ７とにそれぞれ書き込まれ、第２のレジスタセット３２においては第２の前半周期用レジスタ８と第２の後半周期用レジスタ９とにそれぞれ書き込まれる。

変調率値切替器１０は変調率値記憶器１９から前半周期用変調率値Ｓｍ１及び後半周期用変調率値Ｓｍ２を読み出して、これをＰＷＭ信号生成器１１に入力する。具体的には、変調率値切替器１０は、ある制御周期Ｔにおいて、変調率値切替信号発生器１３から三角波キャリア信号Ｓｃの谷点６１を示す変調率値切替信号が入力されると第１の前半周期用レジスタ６から前半周期用変調率値Ｓｍ１を読み出し、その後、三角波キャリア信号Ｓｃの頂点６２を示す変調率値切替信号が入力されると第１の後半周期用レジスタ７から後半周期用変調率値Ｓｍ１を読み出す。そして、次の制御周期Ｔにおいて、三角波キャリア信号Ｓｃの谷点６１を示す変調率値切替信号が入力されると第２の前半周期用レジスタ８から前半周期用変調率値Ｓｍ１を読み出し、その後、三角波キャリア信号Ｓｃの頂点６２を示す変調率値切替信号が入力されると第２の後半周期用レジスタ９から後半周期用変調率値Ｓｍ１を読み出す。そして、この一連の動作を繰り返す。この際、変調率値切替器１０は、第１のレジスタセット３１及び第２のレジスタセット３２のうち、アドレス切替器１６によって書き込み先として選択されていない方のレジスタセットから前半周期用変調率値Ｓｍ１及び後半周期用変調率値Ｓｍ２を読み出す。これにより、前半周期用変調率値Ｓｍ１及び後半周期用変調率値Ｓｍ２が、三角波キャリア信号Ｓｃの谷点６１及び頂点６２にそれぞれ同期して変調率値記憶器１９から逐次読み出されてＰＷＭ信号生成器１１に入力される。

ＰＷＭ信号生成器１１は比較器で構成されていて、このＰＷＭ信号生成器１１には、この前半周期用変調率値Ｓｍ１及び後半周期用変調率値Ｓｍ２の他に、上述のように三角波キャリア信号Ｓｃが入力される。ＰＷＭ信号生成器１１は、順次入力される前半周期用変調率値Ｓｍ１及び後半周期用変調率値Ｓｍ２を三角波キャリア信号Ｓｃと比較してＰＷＭ信号を生成し、これをゲート駆動回路１５に入力する。具体的には、図２に示すように、ＰＷＭ信号生成器１１は、制御周期Ｔの前半周期Ｔａにおいて、三角波キャリア信号Ｓｃの傾きが正の部分（谷点６１から頂点６２までの部分）が前半周期用変調率値Ｓｍ１以下となる期間に渡って「１」を出力する。また、ある制御周期Ｔの後半周期Ｔｂにおいて、三角波キャリア信号Ｓｃの傾きが負の部分（頂点６２から谷点６１までの部分）が後半周期用変調率値Ｓｍ２以下となる期間に渡って「１」を出力する。これにより、ある制御周期Ｔの後半周期Ｔｂにおいて三角波キャリア信号Ｓｃの傾きが負の部分が後半周期用変調率値Ｓｍ２以下となり始める点（位相）から次の制御周期の前半周期Ｔａにおいて三角波キャリア信号Ｓｃの傾きが正の部分が前半周期用変調率値Ｓｍ１を超えはじめる点（位相）までの期間（位相区間）に渡って１つのパルスＰが発生する。このパルスＰは、当該期間（「１」が出力される期間）に等しい幅Ｗを有し、かつ、上記ある制御周期Ｔの後半周期ＴｂにおけるＰＷＭ出力の「１」の部分Ｐｂと上記次の制御周期Ｔの前半周期ＴａにおけるＰＷＭ出力の「１」の部分Ｐａとで構成されている。換言すれば、このパルスＰは、前半周期用変調率値Ｓｍ１に比例する部分Ｗａと後半周期用変調率値Ｓｍ２に比例する部分Ｗｂとからなる幅Ｗを有している。このＰＷＭ信号Ｓｐの効果については後で詳しく説明する。

ゲート駆動回路１５は、入力されるＰＷＭ信号Ｓｐの波形に忠実な波形を有するゲート駆動信号を生成して、これをインバータのスイッチ（一対のスイッチング素子）に出力する。なお、変調率値切替器１０、ＰＷＭ信号生成器１１、三角波発生器１２、変調率値切替信号発生器１３、アドレス切替器１６、及び変調率値記憶器１９は、本実施の形態ではＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）で構成されている。もちろん、これらをマイコンとソフトウエアとで実現してもよい。

次に、以上のように構成されたインバータ制御装置１の動作を説明する。

図１及図２において、インバータ制御装置１では、三角波発生器１２が三角波キャリア信号Ｓｃを発生してこれをＰＭＷ信号生成器１１と変調率値切替信号発生器１３とに入力する。

変調率値切替信号発生器１３は、入力される三角波キャリア信号Ｓｃに基づいて変調率値切替信号を発生して、これをアドレス切替器１６と変調率値切替器１０とに入力する。

一方、変調率値演算器２は、出力指令値を入力されると、この出力指令値に基づいて前半周期用変調率値Ｓｍ１及び第２のＳｍ２を演算して、これらを、アドレス切替器１６を介して変調率値記憶器１９に書き込む。この際、アドレス切替器１６は、変調率値演算器２で演算された前半周期用変調率値Ｓｍ１と後半周期用変調率値Ｓｍ２が、それぞれ、第１のレジスタセット３１と第２のレジスタセット３２とに１制御周期毎に交互に書き込まれるように、これらの書き込み先を選択する。

変調率値切替器１０は、第１のレジスタセット３１及び第２のレジスタセット３２のうち、アドレス切替器１６によって書き込み先として選択されていない方のレジスタセットから前半周期用変調率値Ｓｍ１及び後半周期用変調率値Ｓｍ２を読み出すようにして、前半周期用変調率値Ｓｍ１及び後半周期用変調率値Ｓｍ２を、三角波キャリア信号Ｓｃの谷点６１及び頂点６２にそれぞれ同期して変調率値記憶器１９から逐次読み出し、これらをＰＷＭ信号生成器１１に入力する。

ＰＷＭ信号生成器１１は、この順次入力される前半周期用変調率値Ｓｍ１及び後半周期用変調率値Ｓｍ２を、三角波発生器１２から入力される三角波キャリア信号Ｓｃと比較して、図２の中段の波形図に示すような波形を有するＰＷＭ信号Ｓｐを生成し、これをゲート駆動回路１５に入力する。

ゲート駆動回路１５は、入力されるＰＷＭ信号Ｓｐに従ってその波形に忠実な波形のゲート駆動信号を生成して、これをインバータのスイッチに出力する。

インバータは、ゲート駆動信号に従って、そのスイッチをスイッチングする。これにより、出力指令に応じた電流又は電圧がインバータから出力される。

次に、本実施の形態の効果を比較形態と比較して説明する。

図３は比較形態のインバータ制御装置の動作を示す波形図である。図３において、上段の波形図は変調率Ｓｍ及び三角波キャリア信号Ｓｃの波形を示し、中段の波形図はＰＭＷ信号Ｓｐの波形を示し、下段の波形図はインバータの変調率値変更周期平均電圧Ｖａの波形を示す。

この比較形態は、一般的なＰＷＭ信号発生方法を用いるものであり、特許文献１に記載されたインバータ制御装置もこれと同様のＰＷＭ信号発生方法を用いていると考えられる。

図３に示すように、この比較形態においては、ＰＷＭ信号生成器は、制御周期Ｔにおいて、三角波キャリア信号Ｓｃが変調率値Ｓｍ０以下となる期間に渡って「１」を出力する。これにより、変調率値Ｓｍ０が小さい場合には、制御周期Ｔにおいて「１」が出力される期間に一致する幅Ｗを有するパルスＰが発生し、変調率値Ｓｍ０が大きい場合には、互いに前後する制御周期Ｔに跨って、各制御周期Ｔ内に位置する部分が「１」が出力される期間に対応するような幅Ｗを有するパルスＰが発生する。このＰＭＷ信号Ｓｐをインバータに入力すると、入力されたＰＷＭ信号Ｓｐの波形に忠実な波形の電圧がインバータから出力される。この出力電圧の各パルスＰを変調率値Ｓｍ０が変更される周期である制御周期Ｔで平均すると、図３の下段の波形図に示されるように、この平均電圧Ｖａ０が連なった波形を有する変調率値変更周期平均電圧Ｖａが得られる。この変調率値変更周期平均電圧Ｖａにおいては、三角波キャリア信号Ｓｃの周期に等しい制御周期Ｔで電圧が階段状に変化する。

これに対し、本実施の形態のインバータ制御装置１では、図２の下段の波形図に示すように、変調率値変更周期平均電圧Ｖａの波形は、三角波キャリア信号Ｓｃの周期の半分の周期Ｔａ，Ｔｂで電圧が階段状に変化する。従って、本実施の形態では、変調率値変更周期平均電圧Ｖａが、比較形態と比べて、半分の周期で小刻みに階段状に変化することとなり、その分、インバータから出力される電流の波形歪、すなわち、高調波が低減される。そして、さらに重要なことは、本実施の形態では、三角波キャリア信号Ｓｃの傾きが正の部分と傾きが負の部分とにそれぞれ別個の変調率値Ｓｍ１，Ｓｍ２を用意しかつ対比させてパルスを発生させるので、三角波キャリア信号Ｓｃのある周期における傾きが負の部分がその対応する変調率値Ｓｍ２以下となる期間に対応するパルスと、三角波キャリア信号Ｓｃの次の周期における傾きが正の部分がその対応する変調率値Ｓｍ１以下となる期間に対応するパルスとが繋がって１つのパルスとなる。このため、ＰＷＭ信号ＳｐにおけるパルスＰの発生周期が、三角波キャリア信号Ｓｃの周期と同じであり、従って、比較形態と同じであるという点である。この故に、インバータのスイッチのスイッチング回数が、比較形態に比べて増加しないで済む。その結果、スイッチング回数を増大することなく（従ってスイッチング損失を増大させることなく）、インバータの出力の波形歪を低減することができる。

なお、上記ではインバータが電圧型である場合を述べたが、インバータが電流型である場合にも、上述のインバータ制御装置１を適用することができる。この場合には、インバータの出力電流がＰＷＭ信号Ｓｐの波形に忠実な波形を有するものとなる。そして、その出力電流の各パルスを変調率値の変更周期で平均した電圧が、従来（比較形態）に比べて、半分の周期で小刻みに階段状に変化することとなり、その分、インバータから出力される電圧の波形歪、すなわち、高調波が低減される。

また、上記ではインバータの出力の波形が正弦波である場合を述べたが、インバータの出力波形が滑らかでかつ周期性を有する波形であれば、上述のインバータ制御装置１を適用して同様の効果を得ることができる。
（実施の形態２）
本発明の実施の形態２は、実施の形態１のインバータ制御装置を電動機の制御システムに適用した例を示す。

図４は本実施の形態に係る電動機制御システムの概略の構成を示す回路図である。図４において図１における構成要素と同一又は相当する構成要素には同一符号を付してその説明を省略する。

図４に示すように、本実施の形態の電動機制御システムは、周知の電動機制御システムにおいて、インバータ制御装置を実施の形態１のインバータ制御装置１で構成したものである。従って、本実施の形態では、インバータ制御装置１と関連する構成を詳細に説明し、その他の周知の構成については概略の説明に止める。

本実施の形態の電動機制御システムは、例えば、同期電動機のベクトル制御システムである。もちろん、他の電動機制御システムであってもよい。従って、モータＭは、ここでは、同期電動機である。この電動機制御システムでは、三相交流電源２１にコンバータ２２が接続されている。コンバータ２２の出力側には平滑コンデンサ等（図示せず）が接続されている。このコンバータ２２の出力側にインバータ２３の入力側が接続されている。インバータ２３は、ここでは、三相の電圧型のインバータである。インバータ２３は、Ｕ相、Ｖ相、及びＷ相の各相毎に、それぞれ、スイッチＳＷｕ、スイッチＳＷｖ、スイッチＳＷｗを有している。スイッチＳＷｕは一対のスイッチング素子５１、５２とこれらに逆並列に接続されたダイオードとで構成されている。スイッチＳＷｖは一対のスイッチング素子５３、５４とこれらに逆並列に接続されたダイオードとで構成されている。スイッチＳＷｗは一対のスイッチング素子５５、５６とこれらに逆並列に接続されたダイオードとで構成されている。スイッチング素子５１〜５６は、ここでは、ＩＧＢＴで構成されている。

このインバータ２３の出力側に三相同期電動機Ｍが接続されている。また、この電動機制御システムでは、インバータ２３の各相の出力電流が電流センサ（図示せず）によって検出され、図示されない演算器によって、ｄ−ｑ軸変換されて、この変換後の出力電流値のｄ軸及びｑ軸の目標電流値に対する誤差がそれぞれ電流指令値として演算され、この電流指令値がｄ−ｑ軸逆変換されて三相の出力電流指令値として三相インバータ制御装置４１に入力される。この三相インバータ制御装置４１は、各相のインバータ制御装置が実施の形態１のインバータ制御装置１でそれぞれ構成されている。各相のインバータ制御装置は、互いに同期して三角波キャリア信号を発生させるように構成されている。上述の三相の出力電流指令値は各相のインバータ制御装置１にそれぞれ入力される。従って、図１において、出力指令値として、各相の出力電流指令値が変調率値演算器２に入力される。そして、ゲート駆動回路１５から出力されるゲート駆動信号がインバータ２３の各相のスイッチＳＷｕ，ＳＷｖ，ＳＷｗの一対のスイッチング素子５１〜５６のゲートに入力される。

このように構成された本実施の形態の電動機制御システムでは、インバータ２３の出力電流が検出され、この検出された電流値に基づいてｄ軸及びｑ軸の電流指令値が生成され、このｄ軸及びｑ軸の電流指令値に基づいてインバータ制御装置１が各相のゲート信号を出力する。そして、インバータ２３の各相のスイッチＳＷｕ，ＳＷｖ，ＳＷｗは、このゲート信号に従ってスイッチングして、図２の中段の波形図に示すＰＷＭ信号Ｓｐの波形に中実な波形を有する電圧がインバータ２３の各相において出力される。そして、このインバータ２３の出力電圧が同期電動機Ｍに印加されて、インバータ２３に出力電流（負荷電流）が流れる。この出力電流は、同期電動機Ｍの誘導性負荷によって平滑化されて実質的に正弦波となる。これにより、インバータの出力電流がフィードバック制御され、この制御を通じて、同期電動機Ｍの負荷電流の瞬時値が制御される。

ここで、本実施形態では、インバータ２３の各相の出力電圧が、これを変調率値変更周期平均電圧で表した場合に、図２の下段の波形図に示すように、従来（比較形態）に比べて小刻みに階段状に変化する波形を有するものとなる。このため、従来に比べて、各相の負荷電流の歪が低減され、その結果、同期電動機における発熱が低減される。しかも、インバータ２３に入力されるゲート信号（ＰＷＭ信号）のパルス周期が従来と同じであるので、インバータ２３のスイッチング回数が増大することはない。
（実施の形態３）
図５は本発明の実施の形態３に係る電動機制御システムの概略の構成を示す回路図である。図５において図１４おける構成要素と同一又は相当する構成要素には同一符号を付してその説明を省略する。

図５に示すように、本実施の形態の電動機制御システムは、実施の形態２の電動機制御システムにおいて、インバータ２３の出力側と同期電動機Ｍとの間に、フィルタリアクトルＬ１〜Ｌ３とフィルタキャパシタＣ１〜Ｃ３とからなる三相のＬＣフィルタが挿入されたものである。その他の点は、実施の形態２と同様である。

このように構成された本実施の形態の電動機制御システムでは、三相のＬＣフィルタによって同期電動機Ｍの負荷電流の波形歪が低減されるが、上述のように、インバータ制御装置１から出力されるＰＷＭ信号Ｓｐの効果によって、同期電動機Ｍの負荷電流の波形歪が低減されているので、波形歪を従来と同レベルまで低減するために要求されるＬＣフィルタの波形歪低減能力は低くて済む。従って、その分、ＬＣフィルタを小型化することができる。
（実施の形態４）
本発明の実施の形態４は、インバータを並列運転する電動機制御システムを例示したものである。

図６は本実施の形態に係るインバータ制御装置の概略の構成を示すブロック図である。図７は本実施の形態に係る電動機制御システムの概略の構成を示す回路図である。図８は図７の電動機制御システムの動作を示す波形図である。図９は図８のＡ部に代わる他の波形を示す波形図である。図６において図１における要素と同一又は相当する要素には同一符号を付してその説明を省略する。また、図７において図５における要素と同一又は相当する要素には同一符号を付してその説明を省略する。また、図８及び図９において、図２と同一又は相当する部分には同一符号を付してその説明を省略する。

図７に示すように、本実施の形態の電動機制御システムでは、三相交流電源２１に対し、２台のコンバータ２２Ａ，２２Ｂが互いに並列に接続され、この２台のコンバータ２２Ａ，２２Ｂに、２台のインバータ２３Ａ，２３Ｂがそれぞれ接続されている。２台のコンバータ２２Ａ，２２Ｂの出力側は相互に結線されている。２台のインバータ２３Ａ，２３Ｂは、それぞれ、実施の形態３のインバータで構成されている。そして、この２台のインバータ２３Ａ，２３Ｂの出力側は、Ｕ相、Ｖ相、及びＷ相の各相について、相間変圧器ＴＲｕ，ＴＲｖ，ＴＲｗによってそれぞれ磁気結合を生じるようにして並列に接続されている。この相間変圧器ＴＲｕ，ＴＲｖ，ＴＲｗによって、２台のインバータ２３Ａ，２３Ｂ間の電流がバランスされる。この相間変圧器ＴＲｕ，ＴＲｖ，ＴＲｗの出力側に三相同期電動機Ｍが接続されている。また、２台のインバータ２３Ａ，２３Ｂの出力側にはフィルタリアクトルＬ１1,Ｌ１２，Ｌ２１，Ｌ２２，Ｌ３１，Ｌ３２とフィルタキャパシタＣ１〜Ｃ３とが適宜配設されていて、これらによって三相のＬＣフィルタが構成されている。

２台のインバータ２３Ａ，２３Ｂは、それぞれ、三相インバータ制御装置４１Ａ，４１Ｂによって制御される。これらの三相インバータ制御装置４１Ａ，４１Ｂは、以下に述べる点を除き、実施の形態２の三相インバータ制御装置４１と同様にそれぞれ構成されている。

２台の三相インバータ制御装置４１Ａ，４１Ｂは、互いに１８０度位相が異なる三角波キャリア信号を発生するように構成されている。本実施の形態では、各々の三相インバータ制御装置４１Ａ，４１Ｂの各相のインバータ制御装置は、図６に示すインバータ制御装置１で構成されている。

図６に示すように、本実施の形態に係るインバータ制御装置１は、以下の点を除き、図１のインバータ制御装置１と同じである。すなわち、本実施の形態に係るインバータ制御装置１は、三角波発生器１７と、三角波切替器１８と、三角波切替信号発生器２０とをさらに備えている。三角波発生器１７は、三角波発生器１２が発生する三角波キャリア信号より９０度位相が進んだ三角波キャリア信号を発生する。２つの三角波発生器１２，１７で発生する三角波キャリア信号は三角波切替器１８と変調率値切替信号発生器１３とにそれぞれ入力される。一方、三角波切替信号発生器２０には、変調率値切替器１０からＰＷＭ信号生成器１１に入力される変調率値が入力される。また、図示しないが、この三角波切替信号発生器２０には、他の各相のインバータ制御装置の変調率値切替器からその読み出した変調率値が入力され、かつ、このインバータ制御装置１の変調率値切替器１０から他の各相のインバータ制御装置の三角波切替信号発生器にその読み出した変調率値が入力される。三角波切替信号発生器２０は、他の２相のインバータ制御装置の変調率値切替器から入力される２つの変調率値がともに正の値又は負の値である場合には、三角波切替信号を発生して、これを三角波切替器１８と変調率値信号発生器１３とに入力する。三角波切替器１８は、三角波切替信号が入力されていない時は、三角波発生器１２から入力される三角波キャリア信号をＰＷＭ信号生成器１１に入力し、三角波切替信号が入力されている間は、三角波発生器１７から入力される三角波キャリア信号をＰＷＭ信号生成器１１に入力する。また、変調率値切替信号発生器１３は、三角波切替信号が入力されていない時は、三角波発生器１２から入力される三角波キャリア信号に基づいて変調率値切替信号を発生し、三角波切替信号が入力されている間は、三角波発生器１７から入力される三角波キャリア信号に基づいて変調率値切替信号を発生する。これにより、他の２相のインバータ制御装置の変調率値切替器が読み出した２つの変調率値の一方が正の値であり他方が負の値である場合には、ＰＷＭ信号生成器１１は、三角波発生器１２が発生する通常位相の三角波キャリア信号に基づいてＰＭＷ信号を生成し、それらがともに正の値又は負の値である場合には、ＰＷＭ信号生成器１１は、三角波発生器１７が発生する位相が９０度進んだ三角波キャリア信号に基づいてＰＭＷ信号を生成する。

次に、以上のように構成された電動機制御システムの動作を、図６乃至図９を参照しながら説明する。

以下では交流電動機Ｍに入力される三相電力のＵ相及とＶ相との相間電圧を例にとり説明するが、Ｖ相及とＷ相との相間電圧及びＷ相及とＵ相との相間電圧もこれと同様である。

まず、図９について説明する。図９は、上段から順に、三角波キャリア信号の波形図、インバータ２３ＡのＵ相の出力電圧Ｕ１の波形図、インバータ２３ＢのＵ相の出力電圧Ｕ２の波形図、相間変圧器ＴＲｕの出力電圧Ｕａの波形図、インバータ２３ＡのＶ相の出力電圧Ｖ１の波形図、インバータ２３ＢのＶ相の出力電圧Ｖ２の波形図、相間変圧器ＴＲｖの出力電圧Ｖａの波形図、及びＵ相及とＶ相との相間電圧Ｕ−Ｖの波形図を示している。三角波キャリア信号の波形図を除き、これらの波形図では、見やすくするため、横軸の図示を省略している。

上段の三角波キャリア信号の波形図において、符号Ｓｃ１は三相インバータ制御装置４１Ａの各相のインバータ制御装置１において三角波発生器１２が発生する通常位相の三角波キャリア信号を示し、符号Ｓｃ２は三相インバータ制御装置４１Ｂの各相のインバータ制御装置１において三角波発生器１２が発生する通常位相の三角波キャリア信号を示す。三角波キャリア信号Ｓｃ１と三角波キャリア信号Ｓｃ２とは互いに１８０度位相が異なっている。

符号Ｓｍ１１及びＳｍ２１は、双方の三相インバータ制御装置４１Ａ，４１ＢのＵ相のインバータ制御装置１において変調率値演算器２が演算する前半周期用変調率値及び後半周期用変調率値をそれぞれ示し、符号Ｓｍ１２及びＳｍ２２は、双方の三相インバータ制御装置４１Ａ，４１ＢのＶ相のインバータ制御装置１において変調率値演算器２が演算する前半周期用変調率値及び後半周期用変調率値をそれぞれ示す。符号Ｔ１、Ｔａ１、及びＴｂ１は、三相インバータ制御装置４１Ａの各相のインバータ制御装置１における制御周期、前半周期、及び後半周期をそれぞれ示し、符号２１、Ｔａ２、及びＴｂ２は、三相インバータ制御装置４１Ｂの各相のインバータ制御装置１における制御周期、前半周期、及び後半周期をそれぞれ示す。また、相間変圧器ＴＲｕの出力電圧Ｕａは、（Ｕ１＋Ｕ２）／２であり、相間変圧器ＴＲｖの出力電圧Ｖａは、（Ｖ１＋Ｖ２）／２である。

この電動機制御システムでは、２台の三相インバータ制御装置４１Ａ,４１Ｂは互いに１８０度位相の異なる三角波キャリア信号Ｓｃ１，Ｓｃ２をそれぞれ発生する。そして、図８の最上段の波形図に示すように、三相インバータ制御装置４１ＡのＵ相のインバータ制御装置１は、前半周期用変調率値Ｓｍ１１及び後半周期用変調率値Ｓｍ２１を、順次、三角波キャリア信号Ｓｃ１と比較してＰＷＭ信号を生成する。すると、図８の上から２番目の段の波形図に示すように、このＰＷＭ信号の波形に忠実な波形を有する電圧Ｕ１がインバータ２３ＡのＵ相に出力される。また、図８の最上段の波形図に示すように、三相インバータ制御装置４１ＢのＵ相のインバータ制御装置１は、前半周期用変調率値Ｓｍ１１及び後半周期用変調率値Ｓｍ２１を、順次、三角波キャリア信号Ｓｃ２と比較してＰＷＭ信号を生成する。すると、図８の上から３番目の段の波形図に示すように、このＰＷＭ信号の波形に忠実な波形を有する電圧Ｕ２がインバータ２３ＢのＵ相に出力される。すると、これらの電圧Ｕ１，Ｕ２が相間変圧器ＴＲｕで電流バランスされて、図８の上から４番目の段の波形図に示すような波形を有する電圧Ｕａが相間変圧器ＴＲｕに出力される。一方、三相インバータ制御装置４１ＡのＶ相のインバータ制御装置１は、図８の最上段の波形図に示すように、前半周期用変調率値Ｓｍ１２及び後半周期用変調率値Ｓｍ２２を、順次、三角波キャリア信号Ｓｃ１と比較してＰＷＭ信号を生成する。すると、図８の上から５番目の段の波形図に示すように、このＰＷＭ信号の波形に忠実な波形を有する電圧Ｖ１がインバータ２３ＡのＶ相に出力される。また、三相インバータ制御装置４１ＢのＶ相のインバータ制御装置１は、図８の最上段の波形図に示すように、前半周期用変調率値Ｓｍ１２及び後半周期用変調率値Ｓｍ２２を、順次、三角波キャリア信号Ｓｃ２と比較してＰＷＭ信号を生成する。すると、図８の上から６番目の段の波形図に示すように、このＰＷＭ信号の波形に忠実な波形を有する電圧Ｖ２がインバータ２３ＢのＶ相に出力される。すると、これらの電圧Ｖ１，Ｖ２が相間変圧器ＴＲｖで電流バランスされて、図８の上から７番目の段の波形図に示すような波形を有する電圧Ｖａが相間変圧器ＴＲｖに出力される。これにより、三相同期電動機Ｍに入力される三相電力のＵ相及とＶ相との相間電圧Ｕ−Ｖが、図８の最下段に示すような波形を有するものとなる。

ところで、この相間電圧Ｕ−Ｖは、図８から明らかなように、二点鎖線で示す期間Ａを除く部分では、パルスの発生周期（パルス周期）が、インバータを単独運転する場合に比べて半分（１／２）になっている。しかし、二点鎖線で示す期間Ａでは、２倍になっておらず、インバータを単独運転する場合と同じである。これは、この期間Ａでは、２つの相（ここではＵ相とＶ相）のインバータ制御装置１においてＰＭＷ信号生成に用いられる変調率値（Ｓｍ１１とＳｍ２２との対、及びＳｍ２１とＳｍ１２との対）が、一方が正の値で他方が負の値となっている（この場合Ｗ相における変調率値は負の値である）からである。そこで、本実施の形態では、このような場合には、一方の相（ここではＵ相）のインバータ制御装置１において、三角波切替信号発生器２０が三角波切替信号を発生する（各相のインバータ制御装置１において、三角波キャリア信号を切替可能であるが、実際に三角波キャリア信号を切り替えるのは、このように、一方の相のインバータ制御装置１においてだけである）。すると、図９の上段の波形図に示すように、双方の三相インバータ制御装置４１Ａ，４１ＢのＵ相のインバータ装置１では、通常より９０度位相が進んだ三角波キャリア信号Ｓｃ３，Ｓｃ４にそれぞれ基づいてＰＭＷ信号が生成され、各々のＰＷＭ信号に忠実な波形の電圧Ｕ１，Ｕ２（図９に示さず）がそれぞれインバータ２３Ａ，２３ＢのＵ相に出力される。これにより、相間変圧器ＴＲｕに、図９の中断の波形図に示すような波形の電圧Ｕａが出力され、Ｕ相とＶ相との相間電圧Ｕ−Ｖが図９の下段の波形図のＢに示すような波形を有するものとなる。つまり、図８の期間Ａにおいては、実際には、図９に示すような波形の電圧Ｕ−Ｖが出力される。この図９の電圧Ｕ−Ｖの波形では、パルス周期はインバータを単独運転する場合に比べて半分になっている。従って、本実施の形態では、常に、Ｕ相とＶ相との相間電圧Ｕ−Ｖのパルス周期が、インバータを単独運転する場合に比べて半分になる。換言すれば、ＰＷＭ信号の周波数がインバータを単独運転する場合に比べて等価的に２倍になる。これは、Ｖ相及とＷ相との相間電圧及びＷ相及とＵ相との相間電圧においても同様である。このため、インバータを単独運転する場合に比べてリプル電流を低減することができる。その結果、同期電動機Ｍの発熱をさらに低減することができ、三相ＬＣフィルタをさらに小型化することができる。また、本実施形態では、双方のインバータ２３Ａ，２３Ｂの各相の出力電圧が、これを変調率値変更周期平均電圧で表した場合に従来に比べて小刻みに階段状に変化する波形を有するものとなるので、相間変圧器ＴＲｕ，ＴＲｖ，ＴＲｗの騒音を低減することができる。
（実施の形態５）
図１０は本発明の実施の形態５に係る電動機制御システムの概略の構成を示す回路図である。図１０において図７と同一又は相当する要素には同一の符号を付してその説明を省略する。

図１０に示すように、本実施の形態では、実施の形態４の３台の相間変圧器ＴＲｕ，ＴＲｖ，ＴＲｗに代えて、２台の三相変圧器ＴＲＡ、ＴＲＢが用いられている。また、三相のＬＣフィルタが省略されている。その他の点は実施の形態４と同様である。

具体的には、２台の三相変圧器ＴＲＡ、ＴＲＢでは、その一次巻線がデルタ結線されている。そして、三相変圧器ＴＲＡの一次巻線にインバータ２３Ａの出力側が接続され、三相変圧器ＴＲＢの一次巻線にインバータ２３Ｂの出力側が接続されている。また、三相変圧器ＴＲＡ及び三相変圧器ＴＲＡの二次巻線は各相毎に互いに直列に接続され、このように各相毎に直列接続された２台の三相変圧器ＴＲＡ，ＴＲＢの二次巻線がスター結線されている。そして、このスター結線の各相の出力端子に三相同期電動機Ｍが接続されている。

このように構成された電動機制御システムの動作は、実施の形態４とほぼ同様であるので、その説明を省略する。本実施の形態によれば、実施の形態４と同様に、リプル電流を低減することができ、その結果、同期電動機Ｍの発熱をさらに低減することができる。また、三相ＬＣフィルタが配設される場合には、これをさらに小型化することができる。また、双方のインバータ２３Ａ，２３Ｂの各相の出力電圧が、これを変調率値変更周期平均電圧で表した場合に従来に比べて小刻みに階段状に変化する波形を有するものとなるので、３層変圧器ＴＲＡ，ＴＲＢの騒音を低減することができる。

なお、上述の２台の三相変圧器ＴＲＡ、ＴＲＢの結線に関しては、２台の三相変圧器ＴＲＡ、ＴＲＢの一次巻線をそれぞれスター結線してもよく、また、２台の三相変圧器ＴＲＡ、ＴＲＢの各相毎に互いに直列接続された二次巻き線をデルタ結線してもよい。このように結線しても、上記と同様の効果が得られる。

なお、実施の形態２乃至５では、電圧型インバータを用いる電動機制御システムを説明したが、電流型インバータを用いる電動機制御システムにも同様に本発明を適用することができる。

また、実施の形態２乃至５では、本発明を同期電動機の制御システムに適用する場合を説明したが、ブラシレスＤＣモータの制御システム、誘導電動機の制御システム等の他の電動機の制御システムにも同様に本発明を適用することができる。

本発明のインバータ制御装置は、電動機制御システムに用いられるインバータ制御装置等として有用である。

本発明の電動機制御システムは、電動機の速度制御、トルク制御等を行う機器、車両、設備等の用途において有用である。

本発明の実施の形態１に係るインバータ制御装置の概略の構成を示すブロック図である。 図１のインバータ制御装置の動作を示す波形図である。 比較形態のインバータ制御装置の動作を示す波形図である。 本発明の実施の形態２に係る電動機制御システムの概略の構成を示す回路図である。 本発明の実施の形態３に係る電動機制御システムの概略の構成を示す回路図である。 本発明の実施の形態４に係るインバータ制御装置の概略の構成を示すブロック図である。 本発明の実施の形態４に係る電動機制御システムの概略の構成を示す回路図である。 図７の電動機制御システムの動作を示す波形図である。 図８のＡ部に代わる他の波形を示す波形図である。 本発明の実施の形態５に係る電動機制御システムの概略の構成を示す回路図である。

符号の説明

１ インバータ制御装置
２ 変調率値演算器
３ 前半周期用書き込みアドレス切替器
４ 後半周期用書き込みアドレス切替器
６ 第１の前半周期用レジスタ
７ 第１の後半周期用レジスタ
８ 第２の前半周期用レジスタ
９ 第２の後半周期用レジスタ
１０ 変調率値切替器
１１ ＰＷＭ信号生成器
１２ 三角波発生器
１３ 変調率値切替信号発生器
１４ ＦＧＰＡ
１５ ゲート駆動回路
１６ アドレス切替器
１７ 三角波発生器
１８ 三角波切替器
１９ 変調率値記憶器
２１ 三相交流電源
２２，２２Ａ，２２Ｂ コンバータ
２３，２３Ａ，２３ｂ インバータ
３１ 第１のレジスタセット
３２ 第２のレジスタセット
４１，４１Ａ，４１Ｂ 三相インバータ制御装置
５１〜５６ スイッチング素子
６１ 谷点
６２ 頂点
Ｃ１〜Ｃ３ フィルタキャパシタ
Ｌ１〜Ｌ３，Ｌ１１，Ｌ１２，Ｌ２１，Ｌ２２，Ｌ３１，Ｌ３２ フィルタリアクトル
Ｍ 同期電動機
Ｐ パルス
Ｐａ パルスの前半周期用変調率値に比例する部分
Ｐｂ パルスの後半周期用変調率値に比例する部分
Ｓｃ，Ｓｃ１〜Ｓｃ４ 三角波キャリア信号
Ｓｍ 変調率
Ｓｍ１，Ｓｍ１１，Ｓｍ１２ 前半周期用変調率値
Ｓｍ２，Ｓｍ２１，Ｓｍ２２ 後半周期用変調率値
ＳＷｕ，ＳＷｖ，ＳＷｗ スイッチ
Ｔ 制御周期
Ｔａ 前半周期
Ｔｂ 後半周期
ＴＲＡ，ＴＲＢ 三相変圧器
ＴＲｕ，ＴＲｖ，ＴＲｗ 相間変圧器
Ｖａ インバータの変調率値変更周期平均電圧
Ｗ パルスの幅
Ｗａ パルスの幅の前半周期用変調率値に比例する部分
Ｗｂ パルスの後半周期用変調率値に比例する部分

Claims (6)

1. ＰＷＭ指令値である変調率値を三角波から成るキャリア信号と比較することによって前記変調率値に比例する幅を有するパルスが前記三角波の周期に対応する周期で配列されてなるＰＷＭ信号を生成し、該ＰＷＭ信号によってインバータのスイッチング素子のスイッチングを制御する、インバータ制御装置において、
   前記変調率値として前記三角波の正の傾きを有する部分に対応する出力指令値に基づいて第１の変調率値を演算するとともに前記三角波の負の傾きを有する部分に対応する出力指令値に基づいて第２の変調率値を演算し、該第１の変調率値及び第２の変調率値を前記三角波の正の傾きを有する部分及び負の傾きを有する部分とそれぞれ比較することによって、前記第１の変調率値に比例する部分と前記第２の変調率値に比例する部分とからなる幅を有するパルスが前記三角波の周期に対応する周期で配列されてなるＰＷＭ信号を生成するインバータ制御装置であって、
   前記三角波の正の傾きを有する部分に対応する出力指令値に基づいて前記第１の変調率値を演算するとともに前記三角波の負の傾きを有する部分に対応する出力指令値に基づいて前記第２の変調率値を演算する変調率値演算手段と、前記三角波から成るキャリア信号を生成するキャリア信号生成手段と、前記第１の変調率値及び第２の変調率値を前記三角波の正の傾きを有する部分及び負の傾きを有する部分とそれぞれ比較することによって前記ＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成手段とを備えており、
   前記三角波のある谷点から次の谷点までを１制御周期とし、前記変調率値演算手段は前記制御周期における前記三角波の谷点から頂点までの半周期及び頂点から次の谷点までの半周期に対応させてそれぞれ前記第１の変調率値及び第２の変調率値を演算し、前記ＰＷＭ信号生成手段は前記１制御周期毎に前記ＰＷＭ信号の前記パルスを発生し、
   前記変調率値演算手段は、前記制御周期の始点近傍において前記インバータの出力を取得し、該取得した出力に基づいて前記インバータの出力の前記三角波の谷点及び頂点に対応する位相における前記ＰＷＭ指令値をそれぞれ前記第１の変調率値及び第２の変調率値として演算し、
   前記インバータ制御装置は、前半周期用レジスタ及び後半周期用レジスタを有する第１及び第２のレジスタセットと、書き込み先切替手段と、読み出し手段とを備えており、
   前記変調率値演算手段は、前記演算した前記第１の変調率値及び第２の変調率値を前記第１及び第２のレジスタセットの前半周期用レジスタ及び後半周期用レジスタに書き込むものであり、
   前記書き込み先切替手段は、前記三角波の位相に基づいて、１つの前記制御周期で演算された前記第１の変調率値及び第２の変調率値が、第１のレジスタセット及び第２のレジスタセットに交互に書き込まれかつ各レジスタセットにおいてそれぞれ前半周期用レジスタ及び後半周期用レジスタに書き込まれるように、前記第１の変調率値及び第２の変調率値の書き込み先を切り替えるものであり、
   前記読み出し手段は、前記三角波の位相に基づいて、１つの前記制御周期で演算された前記第１の変調率値及び第２の変調率値を、前記第１のレジスタセット及び第２のレジスタセットのうちの前記変調率演算による書き込みが行われていない方のレジスタセットの前半周期用レジスタ及び後半周期用レジスタからそれぞれ読み出すものであり、
   前記ＰＷＭ信号生成手段は、前記読み出された前記第１の変調率値及び前記第２の変調率値を用いて前記ＰＷＭ信号を生成するものである、インバータ制御装置。
2. 複数の互いに並列に接続された前記インバータに対し、それぞれ、前記ＰＷＭ信号を生成し、各々のＰＷＭ信号によって各々の前記インバータのスイッチング素子のスイッチングを制御し、かつ
   前記複数のインバータに対応する各々の前記ＰＷＭ信号を生成するために用いる前記三角波の位相を互いに異ならしめる、請求項１に記載のインバータ制御装置。
3. 前記複数のインバータに対応する各々の前記ＰＷＭ信号を生成するために用いる前記三角波の位相をずらす、請求項２に記載のインバータ制御装置。
4. 前記インバータは正弦波交流電力を出力するものである、請求項１に記載のインバータ制御装置。
5. 前記インバータは三相の正弦波交流電力を出力するものであり、前記インバータ制御装置は、各相について前記ＰＷＭ信号を生成し、該ＰＷＭ信号によって前記インバータの各相のスイッチング素子のスイッチングを制御する、請求項１に記載のインバータ制御装置。
6. 請求項１に記載のインバータ制御装置と、該インバータ制御装置が生成するＰＷＭ信号によってそのスイッチング素子のスイッチングが制御される前記インバータと、該インバータによって駆動される電動機と、を備えた電動機制御システム。

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