JP3595096B2 - 交流電力供給装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、複数のインバータ（電力変換器）を直列または並列に切り換え接続できる交流電力供給装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来の多重ＰＷＭインバータ装置としては文献（電気学会「半導体電力変換回路」１９８７年オーム社、ｐ１２５図６．３．１８）に示されたものがあった。これは、２つのＰＷＭインバータの出力波形の位相をずらした後に、リアクトルで波形を合成してインバータ出力の高調波を低減するものである。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
従来の多重ＰＷＭインバータ装置は、各ＰＷＭインバータの出力波形の位相をずらした後に、リアクトルで波形を合成方法ではインバータ出力電圧を調整するために変調率を下げるとインバータ出力の高調波成分が増加し、モータの損失が増加するという不具合があった。
【０００４】
また、文献（同、ｐ１０２表６．２．１（ａ）▲７▼）に示されるものでは２つのＰＷＭインバータの位相をずらしてリアクトルで合成し、高調波を減らすものであるが、その結果、１次（基本波）成分も減少するという事態が生じる。
【０００５】
この発明は、上記のような問題点を解消するためになされたもので、インバータをＰＷＭ駆動したときに発生する高調波電圧の影響を抑制することができる交流電力供給装置を得ることを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
請求項１に係る交流電力供給装置は、直流電力を交流電力に変換して負荷に供給する少なくとも２つの電力変換手段と、これら電極変換手段を直流電源正極と直流電源負極との間に直列接続あるいは直流電源に対して並列接続に切り換える直並列接続切換手段と、この直並列接続切換手段により直列あるいは並列に接続された前記複数の電力変換手段の出力を合成して負荷に供給する電力合成手段と、を備え、前記複数の電力変換手段は、一方の直流入力端子が前記直流電源正極に接続された第１の交流電力変換手段と、一方の直流入力端子が前記直流電源負極に接続された第２の交流電力変換手段と、を有し、前記直並列接続切換手段は、前記第１の交流電力変換手段の他方の直流入力端子と前記第２の交流電力変換手段の他方の直流入力端子との間に開閉可能に接続された第１の開閉手段と、前記第１の交流電力変換手段の他方の直流入力端子と前記直流電源負極との間に開閉可能に接続された第２の開閉手段と、前記第２の交流電力変換手段の他方の直流入力端子を前記直流電源正極に開閉可能に接続する第３の開閉手段と、を有し、前記第１の開閉手段が開状態のときに前記第２、第３の開閉手段の開閉動作を繰り返し、前記第１および第２の交流電力変換手段の直流入力電圧を変化させるものである。
【０００８】
請求項２に係る交流電力供給装置は、直流電力を交流電力に変換して負荷に供給する少なくとも２つの電力変換手段と、これら電極変換手段を直流電源正極と直流電源負極との間に直列接続あるいは直流電源に対して並列接続に切り換える直並列接続切換手段と、この直並列接続切換手段により直列あるいは並列に接続された前記複数の電力変換手段の出力を合成して負荷に供給する電力合成手段と、を備え、前記複数の電力変換手段は、一方の直流入力端子が前記直流電源正極に接続された第１の交流電力変換手段と、一方の直流入力端子が前記直流電源負極に接続された第２の交流電力変換手段と、を有し、前記直並列接続切換手段は、前記第１の交流電力変換手段の他方の直流入力端子と前記第２の交流電力変換手段の他方の直流入力端子との間に開閉可能に接続された第１の開閉手段と、前記第１の交流電力変換手段の他方の直流入力端子と直流電源負極との間に開閉可能に接続された第２の開閉手段と、前記第２の交流電力変換手段の他方の直流入力端子と前記直流電源正極を接続する接続手段とを有し、前記第１の開閉手段が開状態のときに前記第２、第３の開閉手段の開閉動作を繰り返し、前記第１および第２の交流電力変換手段の直流入力電圧を変化させるものである。
【０００９】
請求項３に係る交流電力供給装置は、直流電力を交流電力に変換して負荷に供給する少なくとも２つの電力変換手段と、これら電極変換手段を直流電源正極と直流電源負極との間に直列接続あるいは直流電源に対して並列接続に切り換える直並列接続切換手段と、この直並列接続切換手段により直列あるいは並列に接続された前記複数の電力変換手段の出力を合成して負荷に供給する電力合成手段と、を備え、前記複数の電力変換手段は、一方の直流入力端子が前記直流電源正極に接続された第１の交流電力変換手段と、一方の直流入力端子が前記直流電源負極に接続された第２の交流電力変換手段と、を有し、前記直並列接続切換手段は、前記第１の交流電力変換手段の他方の直流入力端子と前記第２の交流電力変換手段の他方の直流入力端子との間に開閉可能に接続された第１の開閉手段と、前記第１の交流電力変換手段の他方の直流入力端子と前記直流電源負極との間に開閉可能に接続された第２の開閉手段と、前記第２の交流電力変換手段の他方の直流入力端子を前記直流電源正極に開閉可能に接続する第３の開閉手段と、を有し、前記第２および第３の開閉手段が開状態のときに前記第１の開閉手段の開閉動作を繰り返し、または前記第１の開閉手段が開状態のときに前記第２および第３の開閉手段の開閉動作を繰り返し、前記第１および第２の交流電力変換手段の直流入力電圧を変化させる
【００１０】
請求項４に係る交流電力供給装置は、直流電力を交流電力に変換して負荷に供給する少なくとも２つの電力変換手段と、これら電極変換手段を直流電源正極と直流電源負極との間に直列接続あるいは直流電源に対して並列接続に切り換える直並列接続切換手段と、この直並列接続切換手段により直列あるいは並列に接続された前記複数の電力変換手段の出力を合成して負荷に供給する電力合成手段と、を備え、前記複数の電力変換手段は、一方の直流入力端子が前記直流電源正極に接続された第１の交流電力変換手段と、一方の直流入力端子が前記直流電源負極に接続された第２の交流電力変換手段と、を有し、前記直並列接続切換手段は、前記第１の交流電力変換手段の他方の直流入力端子と前記第２の交流電力変換手段の他方の直流入力端子との間に開閉可能に接続された第１の開閉手段と、前記第１の交流電力変換手段の他方の直流入力端子と直流電源負極との間に開閉可能に接続された第２の開閉手段と、前記第２の交流電力変換手段の他方の直流入力端子と前記直流電源正極を接続する接続手段とを有し、前記第２および第３の開閉手段が開状態のときに前記第１の開閉手段の開閉動作を繰り返し、または前記第１の開閉手段が開状態のときに前記第２および第３の開閉手段の開閉動作を繰り返し、前記第１および第２の交流電力変換手段の直流入力電圧を変化させる
ものである。
【００１１】
請求項５に係る交流電力供給装置は、請求項１または請求項２において、前記第１および第２の交流電力変換手段への電圧指令が所定の値を超えたときに前記第１および第２の交流電力変換手段を並列駆動させるように、また前記電圧指令が前記所定の値以下になったとき、前記第１および第２の交流電力変換手段を直列駆動させるように切換信号を前記第１、第２および第３の開閉手段に出力する切換信号出力手段と、前記電圧指令が前記所定の値以下になったときに前記第１および第２の交流電力変換手段への電圧指令を元の電圧指令の２倍の値にして出力する電圧指令出力手段と、を備えたものである。
【００１２】
請求項６に係る交流電力供給装置は、請求項１から請求項４までのいずれか１項において、少なくとも前記第１および第２の交流電力変換手段が直列接続または並列接続のいずれかのときに、変調率を固定して前記第１および第２の交流電力変換手段をＰＷＭ駆動させる駆動手段を備えたものである。
【００１３】
請求項７に係る交流電力供給装置は、直流電力を交流電力に変換して負荷に供給する少なくとも２つの電力変換手段と、これら電極変換手段を直流電源正極と直流電源負極との間に直列接続あるいは直流電源に対して並列接続に切り換える直並列接続切換手段と、この直並列接続切換手段により直列あるいは並列に接続された前記複数の電力変換手段の出力を合成して負荷に供給する電力合成手段と、を備え、前記複数の電力変換手段は、一方の直流入力端子が前記直流電源正極に接続された第１の交流電力変換手段と、一方の直流入力端子が前記直流電源負極に接続された第２の交流電力変換手段と、を有し、前記直並列接続切換手段は、前記第１の交流電力変換手段の他方の直流入力端子と前記第２の交流電力変換手段の他方の直流入力端子との間に開閉可能に接続された第１の開閉手段と、前記第１の交流電力変換手段の他方の直流入力端子と前記直流電源負極との間に開閉可能に接続された第２の開閉手段と、前記第２の交流電力変換手段の他方の直流入力端子を前記直流電源正極に開閉可能に接続する第３の開閉手段と、を有し、前記第１および第２の交流電力変換手段への電圧指令が所定の値を超えたときに前記第１および第２の交流電力変換手段を並列駆動させるように、また前記電圧指令が前記所定の値以下になったとき、前記第１および第２の交流電力変換手段を直列駆動させるように切換信号を前記第１、第２および第３の開閉手段に出力する切換信号出力手段と、前記電圧指令が前記所定の値以下になったときに前記第１および第２の交流電力変換手段への電圧指令を元の電圧指令の２倍の値にして出力する電圧指令出力手段と、をさらに備えたものである。
【００１４】
請求項８に係る交流電力供給装置は、直流電力を交流電力に変換して負荷に供給する少なくとも２つの電力変換手段と、これら電極変換手段を直流電源正極と直流電源負極との間に直列接続あるいは直流電源に対して並列接続に切り換える直並列接続切換手段と、この直並列接続切換手段により直列あるいは並列に接続された前記複数の電力変換手段の出力を合成して負荷に供給する電力合成手段と、を備え、前記複数の電力変換手段は、一方の直流入力端子が前記直流電源正極に接続された第１の交流電力変換手段と、一方の直流入力端子が前記直流電源負極に接続された第２の交流電力変換手段と、を有し、前記直並列接続切換手段は、前記第１の交流電力変換手段の他方の直流入力端子と前記第２の交流電力変換手段の他方の直流入力端子との間に開閉可能に接続された第１の開閉手段と、前記第１の交流電力変換手段の他方の直流入力端子と直流電源負極との間に開閉可能に接続された第２の開閉手段と、前記第２の交流電力変換手段の他方の直流入力端子と前記直流電源正極を接続する接続手段とを有し、前記第１および第２の交流電力変換手段への電圧指令が所定の値を超えたときに前記第１および第２の交流電力変換手段を並列駆動させるように、また前記電圧指令が前記所定の値以下になったとき、前記第１および第２の交流電力変換手段を直列駆動させるように切換信号を前記第１、第２および第３の開閉手段に出力する切換信号出力手段と、前記電圧指令が前記所定の値以下になったときに前記第１および第２の交流電力変換手段への電圧指令を元の電圧指令の２倍の値にして出力する電圧指令出力手段と、をさらに備えたものである。
【００２４】
【発明の実施の形態】
実施の形態１．
以下、この発明の実施の形態１を図について説明する。図１は、本実施の形態に係る交流電力供給装置としてのインバータ装置の構成図である。図において、１はバッテリ、２は６個のトランジスタを３相ブリッジ結線して構成した第１の交流電力変換手段としての第１のインバータである。
【００２５】
この第１のインバータ２は、バッテリ１の直流正極入力側２１と第２の開閉スイッチ７を介したバッテリ１の直流負極入力側２２との間に接続された直列接続の一対のトランジスタＱｕ１１−Ｑｕ１２に、直列接続された他の一対のトランジスタＱｖ１１−Ｑｖ１２，トランジスタＱｗ１１−Ｑｗ１２がそれぞれ並列接続されて構成されている。
【００２６】
３は同じく６個のトランジスタを３相ブリッジ結線して構成した第２の交流電力変換手段としての第２のインバータである。この第２のインバータ３は第３の開閉スイッチ８を介したバッテリ１の直流正極入力側３１とバッテリ１の直流負極入力側３２との間に接続された直列接続の一対のトランジスタＱｕ２１−Ｑｕ２２に、直列接続された他の一対のトランジスタＱｖ２１−Ｑｖ２２，Ｑｗ２１−Ｑｗ２２がそれぞれ並列に接続されて構成されている。
【００２７】
第１のインバータ２の直流負極入力側２２には第１の開閉スイッチ６により第２のインバータ３の直流正極入力側３１が接離可能に接続されている。尚、第１の開閉スイッチ６、第２の開閉スイッチ７および第３の開閉スイッチ８により直並列接続切換手段を構成する。３相ブリッジを構成する各トランジスタのコレクタ−エミッタ間には転流用ダイオードＤが逆並列接続されている。
【００２８】
４はＹ−Ｙ結線された２つの一次巻線と１つの二次巻線を備えた電力合成手段としての３相変圧器であり、第１の一次巻線には第１のイバータ２のＵ相出力端子、Ｖ相出力端子、Ｗ相出力端子が第１の入力端４１を介して接続されている。
【００２９】
また、第２の一次巻線には第２のイバータ３のＵ相出力端子、Ｖ相出力端子、Ｗ相出力端子が第２の入力端４２を介して接続されている。また、二次巻線には出力端子４３を介して交流電動機としてのモータ５の３相巻線が接続されている。
【００３０】
次に、本実施の形態の動作について説明する。まず、モータ５の起動時で回転数（周波数）が低い領域では図示しない回転検出手段の検出信号に基づいて第１の開閉スイッチ６が閉、第２，第３の開閉スイッチ７，８が開となり第１のインバータ２と第２のインバータ３が直列接続される。この結果、第１のインバータ２および第２のインバータ３の直流入力電圧はバッテリ１の電圧の１／２の電圧となる。この状態で第１のインバータ２、第２のインバータ３が動作すると各インバータ２，３の出力は３相変圧器４で合成されてモータ５の３相巻線に入力される。
【００３１】
直列接続すると第１のインバータ２および第２のインバータ３の直流入力電圧が１／２になるため、各インバータ２，３の出力電圧も１／２が最大となり、モータ５の回転数が低いときに低い起電力で駆動する。だが、第１のインバータ２および第２のインバータ３の直流入力電圧が低いため各インバータ２，３の変調率は従来の場合の２倍に大きくできる。従って、第１のインバータ２および第２のインバータ３の出力波形に占める高調波電圧の割合が減り、高調波電流による損失を小さくできる効果がある。
【００３２】
次に、モータ５の回転数が上がって行くと、図示しない回転検出手段の検出信号に基づいて第１の開閉スイッチ６を開、第２，第３の開閉スイッチ７，８を閉にして第１のインバータ２と第２のインバータ３を並列接続する。この結果、各インバータ２，３の直流入力電圧はバッテリ１の電圧そのものとなる。従って、従来と同等の電圧が得られ、モータ５の逆起電力が大きい高速回転域でも充分なインバータ出力電圧が得られる。
【００３３】
上記実施の形態では２個のインバータ２，３の出力を３相変圧器４で合成する構成を示したが、２個のインバータの出力を各々別の２個のモータの駆動に用いても良い。
【００３４】
実施の形態２．
以下、この発明の実施の形態２を図を用いて説明する。図２は、本実施の形態に係るインバータ装置の構成図である。尚、図中、図１と同一符号の同一または相当部分を示しその詳細な説明は省略する。本実施の形態におけるインバータ装置は図１に示すインバータ装置より第３の開閉スイッチ８が省略され、カソードが第１のインバータ２の直流正極入力側に、アノードが第２のインバータ３の直流正極入力側に接続さている。この構成において、第２のインバータの直流正極側３１は常時バッテリ１の正極端子に接続されている。
【００３５】
従って、第１の開閉スイッチ６が閉、第２の開閉スイッチ７が開の時の動作は第１のインバータ２と第２のインバータ３が直列接続され、実施の形態１の場合と同様なインバータ制御動作を行う。
【００３６】
今、第２の開閉スイッチ７が閉、第１の開閉スイッチ６が開の状態では、ダイオード９により第２のインバータ３へのバッテリ電圧の印加が阻止されため、第１のインバータ２のみが第２の開閉スイッチ７によりバッテリ１に接続され、第２のインバータ３にはバッテリ１が接続されない状態となる。この状態で第１のインバータ２を動作させると、第１のインバータ２のみでモータ５を駆動することになる。
【００３７】
だが、高速回転時は、高い電圧が要求され、電流は少なくても良いので特にインバータのスイッチング素子の電流容量を大きなものにする必要はない。このようにすることで開閉スイッチを第１，２第の開閉スイッチ６，７の２個で構成できる。また、第２の開閉スイッチ７を開放時に、第２のインバータ３の発生電圧はダイオード９によりバッテリ１に回生することができる。
【００３８】
実施の形態３．
上記実施の形態１、２は第１及び第２のインバータ２，３の出力電圧を３相変圧器４で合成してモータに５に供給したが、本実施の形態は図３の回路図に示すようにモータ５にはＹ結線された第１の３相巻線５１ａ，５１ｂ，５１ｃ、及び同じくＹ結線された第２の３相巻線５２ａ，５２ｂ，５２ｃが同一のスロットに巻回されている。
【００３９】
そして、第１の３相巻線５１ａ，５１ｂ，５１ｃは第１の入力端４１を介して第１のインバータ２の３相出力に接続され、第２の３相巻線５２ａ，５２ｂ，５２ｃは第２の入力端４２を介して第２のインバータ３の３相出力に接続されている。
【００４０】
即ち、第１のインバータ２の３相出力と第２のインバータ３の３相出力をモータ５内部の固定子のスロットで合成するようにしたものであり、その結果、３相変圧器４が不要になる。各３相巻線の例を図４に示す。図は１極あたりのスロット数が１２の場合の全節巻きの例を示している。図において、Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１は第１の３相巻線、Ｕ２，Ｖ２，Ｗ２は第２の３相巻線で、第１の３相巻線と同じスロットに巻かれている。
【００４１】
インバータ装置によるモータ制御動作は実施の形態１と同様に、第１の開閉スイッチ６が閉、第２、第３の開閉スイッチ７，８が開の状態では第１のインバータ２と第２のインバータ３が直列接続された状態となり、第１のインバータ２および第２のインバータ３に印加される直流入力電圧はバッテリ１の電圧の１／２の電圧となる。
【００４２】
この状態で第１のインバータ２、第２のインバータ３が動作すると各インバータ２，３の出力はモータ５内部の第１の３相巻線５１ａ，５１ｂ，５１ｃ、第２の３相巻線５２ａ，５２ｂ，５２ｃで合成されモータ５を駆動する。このとき、各インバータ２，３の直流入力電圧が１／２になっているので各インバータ２，３の出力電圧も１／２が最大となり、モータ５の回転数が低いときは低い起動電圧で駆動するが、印加される直流入力電圧が低いため各インバータ２，３の変調率は従来の場合の２倍大きくできる。
【００４３】
従って、各インバータ２，３の出力電圧形に占める高調波電圧の割合が減り、高調波電流による損失を小さくできる効果がある。また、２個のインバータ２、３の出力電流がモータ５内で合成されるので個々のインバータ２，３のスイッチング素子の電流容量はインバータ装置を１個で構成した場合の１／２でよく、トータルのスイッチング素子の電流容量は同じもので済む。
【００４４】
次に、第１の開閉スイッチ６を開、第２、第３の開閉スイッチ７，８を閉とすると、第１のインバータ２と第２のインバータ３は並列接続され、各インバータ２，３の直流入力電圧はバッテリ１の電圧そのものとなる。従って、第１のインバータ２と第２のインバータ３を直列接続したときの２倍の出力電圧が得られ、モータ５の逆起電力が大きい高速回転域でも充分なインバータ出力電圧が得られる。
【００４５】
また、図５のように第３の開閉スイッチ８を省略して実施の形態２と同様にインバータ装置を構成し、低速時は第１の開閉スイッチ６を閉、第２の開閉スイッチ７を開とし、高速時は第１の開閉スイッチ６を開、第２の開閉スイッチ７を閉としても良い。
【００４６】
この場合、高速時は第１の３相巻線５１ａ，５１ｂ，５１ｃのみに電流を流すため、モータ５の効率が若干低下するが、開閉スイッチを２個で構成できる。また、高速時においては電圧が２倍になるのでインバータ出力電流は１／２でよいため１個のインバータでモータ５を駆動してもインバータのスイッチング素子の電流容量を増やす必要はない。
【００４７】
図６はこの発明に関連するＰＷＭ波形生成の概念を説明するためのブロック図であり、１０１は搬送波としての三角波を発信する三角波発信器、１０２は図示しないインバータの電圧指令に基づく振幅値を有する例えば正弦波からなる３相基準電圧を発生する３相電圧発生器、１０３〜１０５はそれぞれ一方の入力端子に三角波発信器１０１より搬送波としての三角波を入力し、他方の入力端子に３相電圧発生器１０２より発生した３相基準電圧を入力して三角波の振幅と３相基準電圧の振幅とを比較するコンパレータ、１０６は三角波発信器１０１より発生した三角波の論理レベルを反転して出力する反転器である。
【００４８】
１０７から１０９はそれぞれ一方入力端子に三角波発信器１０１より発生して反転器で論理レベルが反転された三角波を入力し、他方の入力端子に３相電圧発生器１０２より発生した３相基準電圧を入力して三角波の振幅と３相基準電圧の振幅とを比較するコンパレータである。
【００４９】
図７（ａ）〜（ｅ）はＰＷＭ波形生成動作を説明するための電圧波形で、１相分の波形のみを示している。同図（ａ）において、３相電圧発生器１０２から３相基準電圧１１１が発生し、三角波発信器１０１から三角波（変調電圧）１１０が出力されてコンパレータ１０３〜１０５に入力されると、各振幅が比較される。
【００５０】
コンパレータ１０３〜１０５では、三角波１１０の振幅が３相基準電圧１１１の振幅より低い期間毎にレベルがＨとなるパルス列１１２がＰＷＭ変調波として同図（ｂ）のように出力される。このパルス列波形を図示しない第１のインバータ２（図１を参照）における上側アームのトランジスタのオン信号に、このパルス波形を反転したものを図示しない第１のインバータ１の下側アームにおけるトランジスタのオン信号にして第１のインバータ２を駆動する。
【００５１】
また、同図（ｂ）において、３相電圧発生器１０２から３相基準電圧１１４が発生し、反転器１０６からは三角波発信器１０１から三角波を反転した三角波（変調電圧）１１３が出力されてコンパレータ１０７〜１０９に入力されると、各振幅が比較される。
【００５２】
コンパレータ１０７〜１０９では、三角波１１３の振幅が３相基準電圧１１４の振幅より低い期間毎にレベルがＨとなるパルス列１１５がＰＷＭ変調波として同図（ｄ）のように出力される。このパルス列波形を図示しない第２のインバータ３（図１を参照）における上側アームのトランジスタのオン信号に、このパルス波形を反転したものを図示しない第２のインバータ３の下側アームにおけるトランジスタオン信号にして第２のインバータ３を駆動する。
【００５３】
このようにして生成された２つのＰＷＭ波形で例えば図３の２つのインバータを駆動すると、その合成された波形は同図（ｅ）におけるパルス波形１１６のようになる。これは、単一のインバータをＰＷＭ駆動したものに対して高調波の周波数が約２倍になる。
【００５４】
その結果、モータ５の高調波に対するリアクタンスも２倍となるので高調波電流が小さくなって高調波電流による銅損が減り、モータ５の効率が向上する。更に、モータ５内部でインバータ出力波形を合成するのでリアクトルなどが不要となる。
【００５５】
上記第１の構成例では、第１及び第２のインバータ２，３を直列／並列切り替えできるインバータ装置の例を示した。だが、２つのインバータ出力を合成するものであるなら、特に２つのインバータを開閉スイッチによって直列／並列切替えする必要はなく、あらかじめ並列または直列に接続された２つのインバータの出力をモータ５で合成してモータ駆動波形を形成しても上述と同様の効果がある。
【００５６】
また、図４に示すように、２つのインバータを直列接続するか、単一のインバータのみを使用するか切り替えられるように構成されたインバータ装置では、単一のインバータのみを使用する場合は従来のものと同じであるが、直列接続した場合に上述したと同様の効果を奏する。
【００５７】
以下、この発明に関連した第２の構成例について、図を用いて説明する。図８は第１の構成例に係るモータの構成図である。尚、図中、図３と同一符号の同一または相当部分を示しその詳細な説明は省略する。この場合、モータ５には第１の３相巻線５１ａ、５１ｂ、５１ｃと、第２の３相巻線５３ａ、５３ｂ、５３ｃが電気角でπ／６空間位相をずらして同一の固定子に巻回されている。巻線の例を図９に示す。図は１極あたりのスロット数１２の全節巻きの例を示している。
【００５８】
図９において、Ｕ，Ｖ，Ｗは第１の巻線、Ｒ，Ｓ，Ｔは第２の巻線に相当する。また、第１のインバータ２と第２のインバータ３は位相がπ／６ずれた３相交流波形を出力する。従って、モータ５は１２相交流電圧で駆動されたものと同様となり、従来例のように単に各インバータ２，３の出力の位相をずらして合成するものに対し、第１および第２の巻線の空間位相もずらすことで基本波の低下を防ぎ、空間高調波を低減すると共に、トルクリップルの抑制、高調波損失を低減できる効果がある。
【００５９】
上記第２の構成例では２つの第１及び第２のインバータ２，３が第１及び第３の開閉スイッチ６，８により直列、並列切り替えできるものの例を示したが、２つのインバータの出力を合成するものなら、特に第１及び第３の開閉スイッチ６，８による直列、並列切替えが必要ない。予め並列または直列に接続された２つのインバータ出力の駆動波形としてモータ５の第１の３相巻線５１ａ，５１ｂ，５１ｃと、第２の３相巻線５３ａ，５３ｂ，５３ｃに出力して合成しても上述したのと同様の効果がある。
【００６０】
以下、この発明に関連した第３の構成例について、図を用いて説明する。図１０は第３の構成例に係るモータの構成図である。尚、図中、図８と同一符号の同一または相当部分を示しその詳細な説明は省略する。この場合、モータ５には、Ｙ結線された第１の３相巻線５１ａ，５１ｂ，５１ｃと第１の３相巻線５１ａ，５１ｂ，５１ｃとは電気角でπ／６空間位相をずらして同一の固定子に巻かれ、Δ結線された第２の３相巻線５４ａ，５４ｂ，５４ｃがある。
【００６１】
巻線の例を図１１に示す。図は１極あたりのスロット数が１２の場合の全節巻きの例を示している。図において、Ｕ，Ｖ，ＷはＹ結線された第１の３相巻線、Ｒ，Ｓ，ＴはΔ結線された第２の３相巻線を示している。すなわち、Ｙ結線とΔ結線により各巻線が巻回される各スロットに印加される電圧の位相をπ／６ずらし、かつ、スロットの配置をπ／６ずらすことで１２相交流電圧を作り３相交流で１２相交流相当の駆動方式を得ている。このようにすることで空間高調波起磁力が小さくなり、モータ５のトルクリップルの抑制、高調波損失の低減に効果がある。
【００６２】
また、Ｙ結線された第１の３相巻線５１ａ，５１ｂ，５１ｃの巻き数と、Δ結線された第２の３相巻線５４ａ，５４ｂ，５４ｃの巻き数比を約１：√３とすることでＹ結線の起電力とΔ結線の起電力のバランスをとることができ、循環電流による損失の増加を低減できる。
【００６３】
また、このようなモータ内における第１の３相巻線５１ａ，５１ｂ，５１ｃと第２の３相巻線５４ａ，５４ｂ，５４ｃにより従来の単一のインバータで空間高調波を低減できる。
【００６４】
以下、この発明に関連した第４の構成例について、図を用いて説明する。図１２は第４の構成例によるモータの構成図である。尚、図中、図１０と同一符号の同一または相当部分を示しその詳細な説明は省略する。この場合、モータ５には第１の３相巻線５１ａ，５１ｂ，５１ｃがＹ結線され、第１の３相巻線５１ａ，５１ｂ，５１ｃとは空間位相を電気角でπ／６ずらして同一のスロットに巻回された第２の３相巻線５４ａ，５４ｂ，５４ｃがΔ結線され、第２の３相巻線５４ａ，５４ｂ，５４ｃの３相端は第１の３相巻線５１ａ，５１ｂ，５１ｃの３相端と共に第１のインバータ２の３相出力に第１の入力端４１を介して接続されている。
【００６５】
更に、モータ５には第１の３相巻線５１ａ，５１ｂ，５１ｃとは空間位相を電気角でπ／１２ずらして同一のスロットに巻回された第３の３相巻線５５ａ，５５ｂ，５５ｃがＹ結線され、第３の３相巻線５５ａ、５５ｂ、５５ｃとは空間位相を電気角でπ／６ずらして同一のスロットに巻回された第４の３相巻線５６ａ，５６ｂ，５６ｃがΔ結線されている。第４の３相巻線５６ａ，５６ｂ，５６ｃの３相端は第３の３相巻線５５ａ，５５ｂ，５５ｃの３相端と共に第２のインバータ３の３相出力端に第２の入力端４１を介して接続されている。
【００６６】
第１ないし第４の３相巻線５１ａ，５１ｂ，５１ｃ、５４ａ，５４ｂ，５４ｃ〜５６ａ，５６ｂ，５６ｃの巻線例を図１３に示す。図は１極あたりのスロット数が１２の場合の全節巻きの例を示している。図において、Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１はＹ結線された第１の３相巻線、Ｒ１，Ｓ１，Ｔ１はΔ結線された第２の３相巻線で第１の３相巻線とは空間位相がπ／６ずらして巻回され、Δ結線の３相端は第１の３相巻線Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１に接続されている。
【００６７】
また、Ｕ２，Ｖ２，Ｗ２はＹ結線された第３の３相巻線で第１の３相巻線とは空間位相がπ／１２ずらして巻かれ、Ｒ２，Ｓ２，Ｔ２はΔ結線された第４の３相巻線で第３の３相巻線とは空間位相がπ／６ずらして巻回され、Δ結線の３相端は第３の３相巻線Ｕ２，Ｖ２，Ｗ２に接続されている。
【００６８】
第１のインバータ２と第２のインバータ３の３相交流出力の位相をπ／１２ずらすことによりモータ５は２４相交流電圧で駆動されることになり、空間高調波の大幅な低減、トルクリップルの抑制が可能となる。
【００６９】
第１のインバータ２と第２のインバータ３は開閉スイッチ６，７，８により直列、並列切替えができるようにしても良い。また、開閉スイッチ８を省略して直列または単独でインバータを使用してもよく、或いは予め直列接続または並列接続に固定してもよい。
【００７０】
或いは、Ｙ結線の巻線５１ａ，５１ｂ，５１ｃ、５５ａ，５５ｂ，５５ｃとΔ結線の巻線５４ａ，５４ｂ，５４ｃ、５６ａ，５６ｂ，５６ｃとの巻き数比を約１：√３とすることで、循環電流による損失を減らせる。
【００７１】
実施の形態４．
以下、この発明の実施の形態４について、図を用いて説明する。図１４は、本実施の形態に係るインバータ装置の構成図である。尚、図中、図１と同一符号の同一または相当部分を示しその詳細な説明は省略する。図１４において、１はバッテリー、２は３相ブリッジ結線された第１のインバータで、直流正極入力側２１がバッテリ１の正極に接続されている。３は同じく３相ブリッジ結線された第２のインバータであり、直流負極入力側３２がバッテリ１の負極に接続されている。
【００７２】
第１のインバータ２の直流負極入力側２２はダイオード６で第２のインバータ３の直流正極入力側３１に接続されると共に、第１のインバータ２の直流負極入力側２２と第２のインバータ３の直流負極入力側３２（バッテリ１の負極）間にはトランジスタ７１のコレクタとエミッタが接続され、さらに第１のインバータ２の直流正極入力側２１（バッテリ１の正極）と第２のインバータ３の直流正極入力側３１間にはトランジスタ８１のコレクタとエミッタが接続されている。
【００７３】
４は２入力１出力の３相変圧器であり、第１の入力端子４１は第１のインバータ２の出力端に、第２の入力端子４２は第２のインバータの出力端に、出力端子４３はモータ５の３相巻線に接続されている。
【００７４】
次に、本実施の形態の動作について説明する。先ず、トランジスタ７１及びトランジスタ８１をオフして第１のインバータ２および第２のインバータ３を直列接続すると、第１のインバータ２及び第２のインバータ３にはバッテリ電圧の１／２の電圧がかかり、第１のインバータ２と第２のインバータ３の出力電圧を低く設定することができる。そのため、高い変調率で所望の電圧が得られ、更に高調波電圧の含有率が減り高調波によるインバータ出力の損失を低減できる。第１のインバータ２、第２のインバータ３の出力は３相変圧器４で合成されモータ５を駆動する。
【００７５】
また、モータ５の回生時の動作を説明する。モータ５が外部から駆動されて発電した場合、３相変圧器４を通って第１のインバータ２、第２のインバータ３の直流入力端に回生電圧が発生する。このとき、第１のインバータ２の回生電圧はトランジスタ７１に並列接続されたダイオード７２を通ってバッテリ１に回生されて充電される。また、第２のインバータ３の回生電圧はトランジスタ８１に並列接続されたダイオード８２を通ってバッテリ１に回生されて充電される。
【００７６】
次に、トランジスタ７１、トランジスタ８１をオンにすると、バッテリ１の電圧は第１のインバータ２、トランジスタ７１を通って、また、第２のインバータ３、トランジスタ８１を通って第１のインバータ２と第２のインバータ３は並列に接続された状態となる。従って、第１のインバータ２、第２のインバータ３の直流入力電圧はいずれもバッテリ１の電圧そのものとなり、各インバータ２，３を直列接続した場合の２倍の電圧が印加される。
【００７７】
また、このときの回生時の動作も同じく、第１のインバータ２の回生電圧はダイオード７２を通ってバッテリ１に回生されて充電される。また、第２のインバータ３の回生電圧はダイオード８２を通ってバッテリ１に回生されて充電される。
【００７８】
このとき、本実施の形態では３相変圧器４を用いて第１のインバータ２及び第２のインバータ３の出力を合成してモータ５を駆動したが、この３相変圧器４を省略して図１５のようにモータ５の内部で第１のインバータ２及び第２のインバータ３の出力を合成しても良い。
【００７９】
また、またインバータ１，２をＰＷＭインバータとした場合、ＰＷＭ信号を生成する際の第１のインバータ２に対する搬送波と第２のインバータ３に対する搬送波の位相をπずらして、各インバータ２，３の出力の位相をπずらしても良い。
【００８０】
また、モータ５の第１の３相巻線と第２の３相巻線の空間位相を電気角でπ／６ずらして、第１のインバータ２と第２のインバータ３の３相出力位相をπ／６ずらして１２相交流電圧を作り３相交流で１２相交流相当でモータ５を駆動をしても良い。
【００８１】
更に、各インバータ２，３の直列接続時、すなわちトランジスタ７１，８１がオフの時、第１のインバータ２、第２のインバータ３をＰＷＭ駆動し、そして各インバータ２，３の並列接続時、すなわちトランジスタ７１，８１がオンのとき、第１のインバータ２、第２のインバータ３を１２０度通電し、且つトランジスタ７１，８１を開閉作動させることで第１のインバータ２、第２のインバータ３の直流入力電圧を調整するＰＡＭ駆動しても良い。
【００８２】
このようにすることで、モータ５の回転周波数領域が低くてモータの起電力が小さい場合は第１および第２のインバータ２，３を直列接続してＰＷＭ駆動することにより、低次の高調波が小さい高効率運転ができる。また、モータ５の起電力が大きくなる周波数の高い領域では第１および第２のインバータ２，３を並列接続することで高い駆動電圧を得ると共に、第１および第２のインバータ２，３のスイッチング周波数を低くできるので第１および第２のインバータ２，３に使用するスイッチング素子は動作速度が遅い低価格のものが使用できる。
【００８３】
また、モータ５の２つの一次巻線の空間位相を電気角でπ／６ずらすと共に、第１および第２のインバータ２，３の３相出力位相をπ／６ずらしておけば、第１および第２のインバータ２，３をＰＡＭ駆動した際、ＰＡＭ駆動によるモータの時間高調波も低減でき、効率の良い運転が出来る。
【００８４】
また、並列接続時にトランジスタ７１，８１を開閉動作させて第１および第２のインバータ２，３の直流入力電圧を制御しつつ第１および第２のインバータ２，３をＰＷＭ駆動しても良い。このように駆動することにより、第１および第２のインバータ２，３の変調率が高い状態でモータ５を駆動できるので高調波の含有率が減り、効率の高いモータ運転を行える。
【００８５】
上記実施の形態では直列、並列切替えスイッチとしてトランジスタを使用した例を示したが、他の半導体スイッチング素子、例えばＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴなどを使用しても良い。
【００８６】
実施の形態５．
以下、この発明の実施の形態５について、図を用いて説明する。図１６は、本実施の形態によるインバータ装置の構成図である。尚、図中、図１５と同一符号の同一または相当部分を示しその詳細な説明は省略する。本実施の形態におけるインバータ装置は図１５に示す実施の形態５におけるダイオード６１にトランジスタ６２を逆方向並列接続したものである。トランジスタ６２は第１及び第２のインバータ２，３を直列接続にて使用する際にオンにする。
【００８７】
モータ５を駆動する場合は先に述べた実施の形態４と動作に変わりはないので必ずしもトランジスタ６２をオンしておく必要はない。モータ５が外部から駆動されて回生動作をするときに、トランジスタ６２がオンしていると、第１のインバータ２と第２のインバータ３の電圧はこのトランジスタ６２を通って直列に接続されバッテリ１を充電するのでモータ５の逆起電力が小さい低速回転時でも回生動作が容易になる。
【００８８】
実施の形態６．
以下、この発明の実施の形態６について、図を用いて説明する。図１７は、本実施の形態に係るインバータ装置の構成図である。尚、図中、図１６と同一符号の同一または相当部分を示しその詳細な説明は省略する。本実施の形態におけるインバータ装置は図１６の実施の形態に対し、ダイオード６１と直列にトランジスタ６３を、また、トランジスタ６２と直列にダイオード６４を追加したものである。
【００８９】
各ダイオード６１，６４と各トランジスタ６２，６３との接続関係としては、第１のインバータ２の直流負極入力側２２にアノードを接続したダイオード６１のカソードは、エミッタが第２のインバータ３の直流正極入力側３１に接続されているトランジスタ６３のコレクタに接続されている。
【００８９】
各ダイオード６１，６４と各トランジスタ６２，６３との接続関係としては、第１のインバータ２の直流負極入力側２２にアノードを接続したダイオード６１のカソードは、エミッタが第２のインバータ３の直流正極入力側３１に接続されているトランジスタ６３のコレクタに接続されている。
【００９０】
また、第１のインバータ２の直流負極入力側２２にカソードを接続したダイオード６４のアノードは、コレクタが第２のインバータ３の直流正極入力側３１に接続されているトランジスタ６４のエミッタに接続されている。
【００９１】
先ず、第１および第２のインバータ２，３の並列駆動時の動作を説明する。トランジスタ６２，６３をオフにし、トランジスタ７１，８１を開閉動作させてインバータ２，３の直流入力電圧を変化させることでインバータ２，３をＰＡＭ制御する。
【００９２】
第１および第２のインバータ２，３の並列駆動時の直列時の動作としては、トランジスタ７１，８１をオフにし、トランジスタ６２，６３をオンにする。トランジスタ６２を開閉動作させることで第１のインバータ２、第２のインバータ３の直流入力電圧を調節できる。また、第１および第２のインバータ２，３はＰＡＭ駆動できるので、第１および２インバータ２，３のスイッチング素子は動作速度が遅い低価格のもので充分に使用に耐える。
【００９３】
また、直列時はトランジスタ６３を開閉動作、並列時はトランジスタ７１，８１を開閉動作させて第１および２のインバータ２，３の直流入力電圧を制御すると共に、第１および２のインバータ２，３をＰＷＭ制御すればＰＷＭ変調率が高い状態で使用できるので高調波含有率が減り、モータ５の効率が向上する。
【００９４】
実施の形態７．
図１８は本実施の形態による第１および第２のインバータ２，３の直列接続／並列接続切替信号および第１および第２のインバータ２，３の電圧指令信号を発する切換信号出力手段としての信号発生回路の構成図である。この信号発生回路は実施の形態１，２，３における第１の開閉スイッチ６及び第２の開閉スイッチ７，８に、或いは実施の形態４，５，６におけるトランジスタ６２，６３，７１，７８に直列接続／並列接続切替信号としてのＨ、Ｌレベル信号を発生する際に用いられる。尚、基準電圧は第１および第２のインバータ２，３が出力し得る最大電圧の１／２の値に設定されている。ここで、電圧指令は所望する正弦波の振幅に相当する直流値である。
【００９５】
図１８において、コンパレータ２０１は＋入力端子にモータの駆動制御に応じた電圧指令を、−入力端子に予め設定した基準電圧を入力する。電圧指令値が基準電圧より高い場合は、各インバータ２，３が並列接続されて各インバータ２，３にバッテリ電圧がそのまま印加されるように、コンパレータ２０１はＨレベルの並列接続切替信号を出力する。また、電圧指令値が基準電圧より低い場合は、各インバータ２，３が直列接続されるように、Ｌレベルの信号を反転器２０２でＨレベルに反転して直列接続切替信号を出力する。
【００９６】
コンパレータ２０１の出力は実施の形態１におけるインバータ装置であれば、第２および第３の開閉スイッチ７，８および反転器２０７を通して第１の開閉スイッチ６に分岐出力される。
【００９７】
コンパレータ２０１からＨレベルの並列接続切替信号がストローブ信号としてアナログバッファ２０３に入力されと、コンパレータ２０１に入力された電圧指令がアナログバッファ２０３を通して第１および第２のインバータ２，３の電圧指令として図６に示される３相電圧発生器１０２に入力される。
尚、図６においては反転器１０６で三角波の電圧を反転しているが、この実施の形態においては必ずしも反転器１０６は必要という訳ではない。
【００９８】
また、電圧指令が基準電圧より低い場合にはコンパレータ２０１からＬレベル信号が負のストローブ信号としてアナログバッファ２０４に入力され、電圧指令出力手段としてのかけ算器２０５で２倍にされた電圧指令がアナログバッファ２０４を通して第１および第２のインバータ２，３の電圧指令として図６に示される３相電圧発生器１０２に入力される。
【００９９】
以上のような回路構成において、電圧指令の値がコンパレータ２０１で基準電圧と比較され、基準電圧より高い場合は第１および第２のインバータ２，３を並列接続するＨレベルの並列接続切替信号が出力される。
【０１００】
この結果、例えばインバータ装置が図１に示す構成であれば、コンパレータ２０１より第２の開閉器スイッチ７と第３の開閉スイッチ８にＨレベルの並列接続切替信号がそれぞれ入力されてるため、第２および第３の開閉スイッチ７，８はオンして第１のインバータ２と第２のインバータ３をバッテリ１に対して並列接続する。
【０１０１】
そして、第１の開閉スイッチ６は反転器２０２でＬレベルに反転され信号が入力されるためオフ状態となる。その結果、第１のインバータ２と第２のインバータ３はオン状態となった第２および第３の開閉スイッチ７，８により並列接続される。コンパレータ２０１に入力された電圧指令は、そのまま第１および第２のインバータの電圧指令値としてアナログバッファ２０３より３相電圧発生器１０２に入力される。
【０１０２】
また、電圧指令値が基準電圧より低い場合は、コンパレータ２０１よりＬレベルの信号が出力される。
【０１０３】
そして、第２及び第３の開閉スイッチ７，８にＬレベルの信号がそれぞれ入力されてるため、第２及び第３の開閉スイッチ７，８はオフ状態となる。また、第１の開閉スイッチ６には反転器２０２でＨレベルに反転された信号が入力されるため、第１の開閉スイッチ６はオン状態となる。その結果、第１のインバータ２と第２のインバータ３はオン状態となった第１の開閉スイッチ６により直列接続される。
【０１０４】
コンパレータ２０１からＬレベルの信号がアナログバッファ２０４のストローブ端子に入力されると、トライステーツバッファ２０４は掛け算器２０５により２倍された電圧指令を第１のインバータ２の電圧指令、第２のインバータ３の電圧指令として３相電圧発生器１０２に出力する。
【０１０５】
即ち、各インバータ２，３が直列接続された場合、各インバータ２，３の直流入力電圧が１／２になるためインバータ２，３の電圧指令値を２倍することで実際に出力される電圧を元の電圧指令値と等しくするものである。このようにすることで、常に必要な電圧がインバータ２，３から得られ、かつ、インバータ２，３の変調率を常に高く保ち高調波を最小限におさえて効率の良いモータ運転を行うことができる。
【０１０６】
実施の形態８．
図１９の（ａ）は、例えば図１６に示すインバータ装置の第１及び第２のインバータを並列接続した場合、或いは第１及び第２のインバータを直列接続した場合に各インバータ２，３に入力する直流入力電圧を調整するのに適したスイッチング制御回路である。
【０１０７】
この回路の構成として、コンパレータ２０１は＋入力端子に入力された電圧指令が−入力端子に予め入力された基準電圧より高くなるとＨレベル信号をトライステーツバファ３０９のストローブ端子に出力する。ここで電圧指令は所望する正弦波電圧の振幅に相当する直流値である。電圧指令が基準電圧より低くなるとＬレベル信号を反転器２０２でＨレベル信号に反転してトライステーツバファ３０１のストローブ端子に出力する。
【０１０８】
トライステーツバファ３０９のストローブ端子にコンパレータ２０１からＨレベル信号が入力されると、前段のコンパレータ３０７で三角波発生器３０６からの三角波と電圧指令と比較結果であるＰＷＭ信号が切換信号としてトライステーツバファ３０９を通してトランジスタ７１、８１のベースに入力される。
【０１０９】
また、トライステーツバファ３１０のストローブ端子に反転器２０２からＨレベル信号が入力されると、前段のコンパレータ３０８で三角波発生器３０６からの三角波と掛け算器２０５で２倍された電圧指令との比較結果であるＰＷＭ信号が切換信号としてトライステーツバファ２０４を通してトランジスタ６２のベースに入力される。
【０１１０】
図１９の（ｂ）は切換え信号により第１および第２のインバータが並列あるいは直列接続されている際に、第１および第２のインバータ２，３にＰＷＭ信号を発生する駆動手段としてのＰＷＭ信号発生回路である。
【０１１１】
この回路の構成として、コンパレータ３０３〜３０５はそれぞれ三角波発生３０１より三角波とこの三角波の振幅と等しい振幅の３相正弦波発生器３０２の出力の正弦波とを比較してＰＷＭ信号を出力する。各コンパレータ３０３〜３０５は出力したＰＷＭ信号を第１のインバータ２と第２のインバータ３の上アームにおけるトランジスタのベースに入力する。また、図示しないが、出力されたＰＷＭ信号は反転器で反転されて第１のインバータ２と第２のインバータ３の下アームにおけるトランジスタのベースに入力される。
【０１１２】
次に、本実施の形態の動作を図１６に示すインバータ装置を例にとって説明する。先ず、インバータ装置の出力電圧を決める電圧指令が基準電圧より高くなると、コンパレータ２０１はＨレベル信号をトライステーツバファ３０９のストローブ端子に入力し、コンパレータ３０７のＰＷＭ信号をトランジスタ８１、７１のベースに入力して開閉動作を行わせながら、第１および第２のインバータ２，３を並列接続する。
【０１１３】
トランジスタ８１、７１はＰＷＭ信号のパルスレイトに応じて開閉動作を繰り返すため、並列接続された第１および第２のインバータ２，３のそれぞに入力されるバッテリ電圧は調整される。この時、第１および第２のインバータ２，３はＰＷＭ信号発生回路からのＰＷＭ信号により制御されているため正弦波ＰＷＭの変調率は常に１になり、高調波が少ない効率の良いモータ運転を行うことができる。
【０１１４】
また、電圧指令が基準電圧より低下すると、コンパレータ２０１からはＬレベル信号が出力される。この信号は反転器２０２でＨレベル信号に反転されてトライステーツバファ３１０のストローブ端子に入力し、コンパレータ３０８のＰＷＭ信号をトランジスタ６１のベースに入力して開閉動作を行わせながら、第１および第２のインバータ２，３を直列接続する。
【０１１５】
トランジスタ６１はＰＷＭ信号のパルスレイトに応じて開閉動作を繰り返すため、直列接続された第１および第２のインバータ２，３のそれぞに入力されるバッテリ電圧の平均値は調整されるため、常に必要な電圧が第１および第２のインバータ２，３から得られる。
【０１１６】
この時、第１および第２のインバータ２，３はＰＷＭ信号発生回路からのＰＷＭ信号により制御されているため正弦波ＰＷＭの変調率は常に１になり、高調波が少なくなって効率の良いモータ運転を行うことができる。
【０１１７】
尚、上記各実施例では第１及び第２のインバータ２，３というように２台のインバータを直並列接続するように第１乃至第３の開閉スイッチ６，７，８或いはトランジスタ６１〜８１を設けた。しかし、直並列接続するインバータの台数は２台に限らず２台以上にしても良く、その際はインバータの増加に伴って開閉スイッチ或いはトランジスタの数を増加させ、複数のインバータを直並列接続させるようにオンオフ動作させる。
【０１１８】
【発明の効果】
この発明によれば、直流電力を交流電力に変換して負荷に供給する少なくとも２つの電力変換手段と、これら電極変換手段を直流電源正極と直流電源負極との間に直列接続あるいは直流電源に対して並列接続に切り換える直並列接続切換手段と、この直並列接続切換手段により直列あるいは並列に接続された前記複数の電力変換手段の出力を合成して負荷に供給する電力合成手段とを備えたので、電力変換手段の出力波形に占める高調波電圧の割合が減り、高調波電流による損失を小さくできるという効果がある。
また、直並列接続切換手段は、一方の直流入力端子が直流電源正極に接続された第１の交流電力変換手段の他方の直流入力端子と一方の直流入力端子が直流電源負極に接続された第２の交流電力変換手段の他方の直流入力端子との間に開閉可能に接続された第１の開閉手段と、前記第１の交流電力変換手段の他方の直流入力端子と直流電源負極との間に開閉可能に接続された第２の開閉手段と、前記第２の交流電力変換手段の他方の直流入力端子を直流電源正極に開閉可能に接続する第３の開閉手段を備えたので、交流電力変換手段の出力波形に占める高調波電圧の割合が減り、高調波電流による損失を小さくできると共に、電動機負荷の場合は逆起電力が大きい高速回転域でも充分な電圧が得られるという効果がある。
さらに、第１の開閉手段が開状態の時に第２、第３の開閉手段の開閉動作を繰り返し、第１および第２の交流電力変換手段の直流入力電圧を変化させるようにしたので、常に必要な電圧が電力変換手段から得られ、且つ、電力変換手段の変調率を常に高く保ち高調波を最小限に抑えて効率の良い運転が行えるという効果がある。
【０１１９】
この発明によれば、直流電力を交流電力に変換して負荷に供給する少なくとも２つの電力変換手段と、これら電極変換手段を直流電源正極と直流電源負極との間に直列接続あるいは直流電源に対して並列接続に切り換える直並列接続切換手段と、この直並列接続切換手段により直列あるいは並列に接続された前記複数の電力変換手段の出力を合成して負荷に供給する電力合成手段とを備えたので、電力変換手段の出力波形に占める高調波電圧の割合が減り、高調波電流による損失を小さくできるという効果がある。
また、直並列接続切換手段は、一方の直流入力端子が直流電源正極に接続された第１の交流電力変換手段の他方の直流入力端子と一方の直流入力端子が直流電源負極に接続された第２の交流電力変換手段の他方の直流入力端子との間に開閉可能に接続された第１の開閉手段と、前記第１の交流電力変換手段の他方の直流入力端子と直流電源負極との間に開閉可能に接続された第２の開閉手段と、記第２の交流電力変換手段の他方の直流入力端子と直流電源正極を接続する接続手段とを備えたので、開閉器の数を低減でき装置の構成を簡易できるという効果がある。
さらに、第１の開閉手段が開状態のときに第２、第３の開閉手段の開閉動作を繰り返し、第１および第２の交流電力変換手段の直流入力電圧を変化させるようにしたので、常に必要な電圧が電力変換手段から得られ、且つ、電力変換手段の変調率を常に高く保ち高調波を最小限に抑えて効率の良い運転が行えるという効果がある。
【０１２０】
この発明によれば、直流電力を交流電力に変換して負荷に供給する少なくとも２つの電力変換手段と、これら電極変換手段を直流電源正極と直流電源負極との間に直列接続あるいは直流電源に対して並列接続に切り換える直並列接続切換手段と、この直並列接続切換手段により直列あるいは並列に接続された前記複数の電力変換手段の出力を合成して負荷に供給する電力合成手段とを備えたので、電力変換手段の出力波形に占める高調波電圧の割合が減り、高調波電流による損失を小さくできるという効果がある。
また、直並列接続切換手段は、一方の直流入力端子が直流電源正極に接続された第１の交流電力変換手段の他方の直流入力端子と一方の直流入力端子が直流電源負極に接続された第２の交流電力変換手段の他方の直流入力端子との間に開閉可能に接続された第１の開閉手段と、前記第１の交流電力変換手段の他方の直流入力端子と直流電源負極との間に開閉可能に接続された第２の開閉手段と、前記第２の交流電力変換手段の他方の直流入力端子を直流電源正極に開閉可能に接続する第３の開閉手段を備えたので、交流電力変換手段の出力波形に占める高調波電圧の割合が減り、高調波電流による損失を小さくできると共に、電動機負荷の場合は逆起電力が大きい高速回転域でも充分な電圧が得られるという効果がある。
さらに、第２および第３の開閉手段が開状態の時に第１の開閉手段の開閉動作を繰り返し、または第１の開閉手段が開状態の時、第２および第３の開閉手段の開閉動作を繰り返し、第１および第２の交流電力変換手段の直流入力電圧を変化させるようにしたので、常に必要な電圧が電力変換手段から得られ、且つ、電力変換手段の変調率を常に高く保ち高調波を最小限に抑えて効率の良い運転が行えるという効果がある。
【０１２１】
この発明によれば、直流電力を交流電力に変換して負荷に供給する少なくとも２つの電力変換手段と、これら電極変換手段を直流電源正極と直流電源負極との間に直列接続あるいは直流電源に対して並列接続に切り換える直並列接続切換手段と、この直並列接続切換手段により直列あるいは並列に接続された前記複数の電力変換手段の出力を合成して負荷に供給する電力合成手段とを備えたので、電力変換手段の出力波形に占める高調波電圧の割合が減り、高調波電流による損失を小さくできるという効果がある。
また、直並列接続切換手段は、一方の直流入力端子が直流電源正極に接続された第１の交流電力変換手段の他方の直流入力端子と一方の直流入力端子が直流電源負極に接続された第２の交流電力変換手段の他方の直流入力端子との間に開閉可能に接続された第１の開閉手段と、前記第１の交流電力変換手段の他方の直流入力端子と直流電源負極との間に開閉可能に接続された第２の開閉手段と、記第２の交流電力変換手段の他方の直流入力端子と直流電源正極を接続する接続手段とを備えたので、開閉器の数を低減でき装置の構成を簡易できるという効果がある。
さらに、第２および第３の開閉手段が開状態の時に第１の開閉手段の開閉動作を繰り返し、または第１の開閉手段が開状態の時、第２および第３の開閉手段の開閉動作を繰り返し、第１および第２の交流電力変換手段の直流入力電圧を変化させるようにしたので、常に必要な電圧が電力変換手段から得られ、且つ、電力変換手段の変調率を常に高く保ち高調波を最小限に抑えて効率の良い運転が行えるという効果がある。
【０１２２】
この発明によれば、第１および第２の電力変換手段への電圧指令が所定の値を超えた時に第１および第２の交流電力変換手段を並列駆動させるように、また電圧指令が所定の値以下になったとき、前記第１および第２の交流電力変換手段を直列駆動させるように切換信号を第１ないし第３の開閉手段に出力する切換信号出力手段と、電圧指令が所定の値以下になった時に前記第１および第２の交流電力変換手段への電圧指令を元の電圧指令の２倍の値にして出力する電圧指令出力手段と備えたので、常に必要な電圧が電力変換手段から得られ、且つ、電力変換手段の変調率を常に高く保ち高調波を最小限に抑えて効率の良い運転が行えるという効果がある。
【０１２３】
この発明によれば、少なくとも第１および第２の交流電力変換手段が直列接続または並列接続いずれかの時、変調率を１に固定して前記第１および第２の交流電力変換手段をＰＷＭ駆動させる駆動手段を備えたので、高調波が少ない効率のよい運転が行えるという効果がある。
【０１２４】
この発明によれば、直流電力を交流電力に変換して負荷に供給する少なくとも２つの電力変換手段と、これら電極変換手段を直流電源正極と直流電源負極との間に直列接続あるいは直流電源に対して並列接続に切り換える直並列接続切換手段と、この直並列接続切換手段により直列あるいは並列に接続された前記複数の電力変換手段の出力を合成して負荷に供給する電力合成手段とを備えたので、電力変換手段の出力波形に占める高調波電圧の割合が減り、高調波電流による損失を小さくできるという効果がある。
また、直並列接続切換手段は、一方の直流入力端子が直流電源正極に接続された第１の交流電力変換手段の他方の直流入力端子と一方の直流入力端子が直流電源負極に接続された第２の交流電力変換手段の他方の直流入力端子との間に開閉可能に接続された第１の開閉手段と、前記第１の交流電力変換手段の他方の直流入力端子と直流電源負極との間に開閉可能に接続された第２の開閉手段と、前記第２の交流電力変換手段の他方の直流入力端子を直流電源正極に開閉可能に接続する第３の開閉手段を備えたので、交流電力変換手段の出力波形に占める高調波電圧の割合が減り、高調波電流による損失を小さくできると共に、電動機負荷の場合は逆起電力が大きい高速回転域でも充分な電圧が得られるという効果がある。
さらに、第１および第２の電力変換手段への電圧指令が所定の値を超えた時に第１および第２の交流電力変換手段を並列駆動させるように、また電圧指令が所定の値以下になったとき、前記第１および第２の交流電力変換手段を直列駆動させるように切換信号を第１ないし第３の開閉手段に出力する切換信号出力手段と、電圧指令が所定の値以下になった時に前記第１および第２の交流電力変換手段への電圧指令を元の電圧指令の２倍の値にして出力する電圧指令出力手段と備えたので、常に必要な電圧が電力変換手段から得られ、且つ、電力変換手段の変調率を常に高く保ち高調波を最小限に抑えて効率の良い運転が行えるという効果がある。
【０１２５】
この発明によれば、直流電力を交流電力に変換して負荷に供給する少なくとも２つの電力変換手段と、これら電極変換手段を直流電源正極と直流電源負極との間に直列接続あるいは直流電源に対して並列接続に切り換える直並列接続切換手段と、この直並列接続切換手段により直列あるいは並列に接続された前記複数の電力変換手段の出力を合成して負荷に供給する電力合成手段とを備えたので、電力変換手段の出力波形に占める高調波電圧の割合が減り、高調波電流による損失を小さくできるという効果がある。
また、直並列接続切換手段は、一方の直流入力端子が直流電源正極に接続された第１の交流電力変換手段の他方の直流入力端子と一方の直流入力端子が直流電源負極に接続された第２の交流電力変換手段の他方の直流入力端子との間に開閉可能に接続された第１の開閉手段と、前記第１の交流電力変換手段の他方の直流入力端子と直流電源負極との間に開閉可能に接続された第２の開閉手段と、記第２の交流電力変換手段の他方の直流入力端子と直流電源正極を接続する接続手段とを備えたので、開閉器の数を低減でき装置の構成を簡易できるという効果がある。
さらに、第１および第２の電力変換手段への電圧指令が所定の値を超えた時に第１および第２の交流電力変換手段を並列駆動させるように、また電圧指令が所定の値以下になったとき、前記第１および第２の交流電力変換手段を直列駆動させるように切換信号を第１ないし第３の開閉手段に出力する切換信号出力手段と、電圧指令が所定の値以下になった時に前記第１および第２の交流電力変換手段への電圧指令を元の電圧指令の２倍の値にして出力する電圧指令出力手段と備えたので、常に必要な電圧が電力変換手段から得られ、且つ、電力変換手段の変調率を常に高く保ち高調波を最小限に抑えて効率の良い運転が行えるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の実施の形態１によるインバータ装置を示す回路図である。
【図２】この発明の実施の形態２によるインバータ装置を示す回路図である。
【図３】この発明の実施の形態３によるモータ装置を示す回路図である。
【図４】この発明の実施の形態３によるモータの巻線を示す巻線図である。
【図５】この発明の実施の形態３によるモータ装置を示す回路図である。
【図６】この発明に関連した第１の構成例を示す部分回路図である。
【図７】この発明に関連した第１の構成例によるＰＷＭ波形の合成を示すタイミング図である。
【図８】この発明に関連した第２の構成例によるモータ装置を示す回路図である。
【図９】この発明に関連した第２の構成例によるモータの巻線を示す巻線図である。
【図１０】この発明に関連した第３の構成例によるモータ装置を示す回路図である。
【図１１】この発明に関連した第３の構成例によるモータの巻線を示す巻線図である。
【図１２】この発明に関連した第４の構成例によるモータ装置を示す回路図である。
【図１３】この発明に関連した第４の構成例によるモータの巻線を示す巻線図である。
【図１４】この発明の実施の形態４によるインバータ装置を示す回路図である。
【図１５】この発明の実施の形態４によるモータ装置を示す回路図である。
【図１６】この発明の実施の形態５によるモータ装置を示す回路図である。
【図１７】この発明の実施の形態６によるモータ装置を示す回路図である。
【図１８】この発明の実施の形態７による直列、並列切替え信号および、第１、第２のインバータの電圧指令を作る回路ブロック図である。
【図１９】この発明の実施の形態８による直列、並列切替え信号および、第１、第２のインバータの電圧指令を作る回路ブロック図である。
【符号の説明】
１ バッテリ、２ 第１のインバータ、３ 第２のインバータ、４ 変圧器、５ モータ、６ 第１の開閉スイッチ、７ 第２の開閉スイッチ、８ 第３の開閉スイッチ、５１ａ〜５１ｃ 第１の３相巻線、５２ａ〜５２ｃ 第２の３相巻線、５３ａ〜５３ｃ 第２の３相巻線、５４ａ〜５４ｃ 第２の３相巻線、５５ａ〜５５ｃ 第３の３相巻線、５６ａ〜５６ｃ 第４の３相巻線、６１ ダイオード、６２ トランジスタ、６３ トランジスタ、６４ ダイオード、７１ トランジスタ、７２ ダイオード、８１ トランジスタ、８２ ダイオード。
【発明の属する技術分野】
この発明は、複数のインバータ（電力変換器）を直列または並列に切り換え接続できる交流電力供給装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来の多重ＰＷＭインバータ装置としては文献（電気学会「半導体電力変換回路」１９８７年オーム社、ｐ１２５図６．３．１８）に示されたものがあった。これは、２つのＰＷＭインバータの出力波形の位相をずらした後に、リアクトルで波形を合成してインバータ出力の高調波を低減するものである。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
従来の多重ＰＷＭインバータ装置は、各ＰＷＭインバータの出力波形の位相をずらした後に、リアクトルで波形を合成方法ではインバータ出力電圧を調整するために変調率を下げるとインバータ出力の高調波成分が増加し、モータの損失が増加するという不具合があった。
【０００４】
また、文献（同、ｐ１０２表６．２．１（ａ）▲７▼）に示されるものでは２つのＰＷＭインバータの位相をずらしてリアクトルで合成し、高調波を減らすものであるが、その結果、１次（基本波）成分も減少するという事態が生じる。
【０００５】
この発明は、上記のような問題点を解消するためになされたもので、インバータをＰＷＭ駆動したときに発生する高調波電圧の影響を抑制することができる交流電力供給装置を得ることを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
請求項１に係る交流電力供給装置は、直流電力を交流電力に変換して負荷に供給する少なくとも２つの電力変換手段と、これら電極変換手段を直流電源正極と直流電源負極との間に直列接続あるいは直流電源に対して並列接続に切り換える直並列接続切換手段と、この直並列接続切換手段により直列あるいは並列に接続された前記複数の電力変換手段の出力を合成して負荷に供給する電力合成手段と、を備え、前記複数の電力変換手段は、一方の直流入力端子が前記直流電源正極に接続された第１の交流電力変換手段と、一方の直流入力端子が前記直流電源負極に接続された第２の交流電力変換手段と、を有し、前記直並列接続切換手段は、前記第１の交流電力変換手段の他方の直流入力端子と前記第２の交流電力変換手段の他方の直流入力端子との間に開閉可能に接続された第１の開閉手段と、前記第１の交流電力変換手段の他方の直流入力端子と前記直流電源負極との間に開閉可能に接続された第２の開閉手段と、前記第２の交流電力変換手段の他方の直流入力端子を前記直流電源正極に開閉可能に接続する第３の開閉手段と、を有し、前記第１の開閉手段が開状態のときに前記第２、第３の開閉手段の開閉動作を繰り返し、前記第１および第２の交流電力変換手段の直流入力電圧を変化させるものである。
【０００８】
請求項２に係る交流電力供給装置は、直流電力を交流電力に変換して負荷に供給する少なくとも２つの電力変換手段と、これら電極変換手段を直流電源正極と直流電源負極との間に直列接続あるいは直流電源に対して並列接続に切り換える直並列接続切換手段と、この直並列接続切換手段により直列あるいは並列に接続された前記複数の電力変換手段の出力を合成して負荷に供給する電力合成手段と、を備え、前記複数の電力変換手段は、一方の直流入力端子が前記直流電源正極に接続された第１の交流電力変換手段と、一方の直流入力端子が前記直流電源負極に接続された第２の交流電力変換手段と、を有し、前記直並列接続切換手段は、前記第１の交流電力変換手段の他方の直流入力端子と前記第２の交流電力変換手段の他方の直流入力端子との間に開閉可能に接続された第１の開閉手段と、前記第１の交流電力変換手段の他方の直流入力端子と直流電源負極との間に開閉可能に接続された第２の開閉手段と、前記第２の交流電力変換手段の他方の直流入力端子と前記直流電源正極を接続する接続手段とを有し、前記第１の開閉手段が開状態のときに前記第２、第３の開閉手段の開閉動作を繰り返し、前記第１および第２の交流電力変換手段の直流入力電圧を変化させるものである。
【０００９】
請求項３に係る交流電力供給装置は、直流電力を交流電力に変換して負荷に供給する少なくとも２つの電力変換手段と、これら電極変換手段を直流電源正極と直流電源負極との間に直列接続あるいは直流電源に対して並列接続に切り換える直並列接続切換手段と、この直並列接続切換手段により直列あるいは並列に接続された前記複数の電力変換手段の出力を合成して負荷に供給する電力合成手段と、を備え、前記複数の電力変換手段は、一方の直流入力端子が前記直流電源正極に接続された第１の交流電力変換手段と、一方の直流入力端子が前記直流電源負極に接続された第２の交流電力変換手段と、を有し、前記直並列接続切換手段は、前記第１の交流電力変換手段の他方の直流入力端子と前記第２の交流電力変換手段の他方の直流入力端子との間に開閉可能に接続された第１の開閉手段と、前記第１の交流電力変換手段の他方の直流入力端子と前記直流電源負極との間に開閉可能に接続された第２の開閉手段と、前記第２の交流電力変換手段の他方の直流入力端子を前記直流電源正極に開閉可能に接続する第３の開閉手段と、を有し、前記第２および第３の開閉手段が開状態のときに前記第１の開閉手段の開閉動作を繰り返し、または前記第１の開閉手段が開状態のときに前記第２および第３の開閉手段の開閉動作を繰り返し、前記第１および第２の交流電力変換手段の直流入力電圧を変化させる
【００１０】
請求項４に係る交流電力供給装置は、直流電力を交流電力に変換して負荷に供給する少なくとも２つの電力変換手段と、これら電極変換手段を直流電源正極と直流電源負極との間に直列接続あるいは直流電源に対して並列接続に切り換える直並列接続切換手段と、この直並列接続切換手段により直列あるいは並列に接続された前記複数の電力変換手段の出力を合成して負荷に供給する電力合成手段と、を備え、前記複数の電力変換手段は、一方の直流入力端子が前記直流電源正極に接続された第１の交流電力変換手段と、一方の直流入力端子が前記直流電源負極に接続された第２の交流電力変換手段と、を有し、前記直並列接続切換手段は、前記第１の交流電力変換手段の他方の直流入力端子と前記第２の交流電力変換手段の他方の直流入力端子との間に開閉可能に接続された第１の開閉手段と、前記第１の交流電力変換手段の他方の直流入力端子と直流電源負極との間に開閉可能に接続された第２の開閉手段と、前記第２の交流電力変換手段の他方の直流入力端子と前記直流電源正極を接続する接続手段とを有し、前記第２および第３の開閉手段が開状態のときに前記第１の開閉手段の開閉動作を繰り返し、または前記第１の開閉手段が開状態のときに前記第２および第３の開閉手段の開閉動作を繰り返し、前記第１および第２の交流電力変換手段の直流入力電圧を変化させる
ものである。
【００１１】
請求項５に係る交流電力供給装置は、請求項１または請求項２において、前記第１および第２の交流電力変換手段への電圧指令が所定の値を超えたときに前記第１および第２の交流電力変換手段を並列駆動させるように、また前記電圧指令が前記所定の値以下になったとき、前記第１および第２の交流電力変換手段を直列駆動させるように切換信号を前記第１、第２および第３の開閉手段に出力する切換信号出力手段と、前記電圧指令が前記所定の値以下になったときに前記第１および第２の交流電力変換手段への電圧指令を元の電圧指令の２倍の値にして出力する電圧指令出力手段と、を備えたものである。
【００１２】
請求項６に係る交流電力供給装置は、請求項１から請求項４までのいずれか１項において、少なくとも前記第１および第２の交流電力変換手段が直列接続または並列接続のいずれかのときに、変調率を固定して前記第１および第２の交流電力変換手段をＰＷＭ駆動させる駆動手段を備えたものである。
【００１３】
請求項７に係る交流電力供給装置は、直流電力を交流電力に変換して負荷に供給する少なくとも２つの電力変換手段と、これら電極変換手段を直流電源正極と直流電源負極との間に直列接続あるいは直流電源に対して並列接続に切り換える直並列接続切換手段と、この直並列接続切換手段により直列あるいは並列に接続された前記複数の電力変換手段の出力を合成して負荷に供給する電力合成手段と、を備え、前記複数の電力変換手段は、一方の直流入力端子が前記直流電源正極に接続された第１の交流電力変換手段と、一方の直流入力端子が前記直流電源負極に接続された第２の交流電力変換手段と、を有し、前記直並列接続切換手段は、前記第１の交流電力変換手段の他方の直流入力端子と前記第２の交流電力変換手段の他方の直流入力端子との間に開閉可能に接続された第１の開閉手段と、前記第１の交流電力変換手段の他方の直流入力端子と前記直流電源負極との間に開閉可能に接続された第２の開閉手段と、前記第２の交流電力変換手段の他方の直流入力端子を前記直流電源正極に開閉可能に接続する第３の開閉手段と、を有し、前記第１および第２の交流電力変換手段への電圧指令が所定の値を超えたときに前記第１および第２の交流電力変換手段を並列駆動させるように、また前記電圧指令が前記所定の値以下になったとき、前記第１および第２の交流電力変換手段を直列駆動させるように切換信号を前記第１、第２および第３の開閉手段に出力する切換信号出力手段と、前記電圧指令が前記所定の値以下になったときに前記第１および第２の交流電力変換手段への電圧指令を元の電圧指令の２倍の値にして出力する電圧指令出力手段と、をさらに備えたものである。
【００１４】
請求項８に係る交流電力供給装置は、直流電力を交流電力に変換して負荷に供給する少なくとも２つの電力変換手段と、これら電極変換手段を直流電源正極と直流電源負極との間に直列接続あるいは直流電源に対して並列接続に切り換える直並列接続切換手段と、この直並列接続切換手段により直列あるいは並列に接続された前記複数の電力変換手段の出力を合成して負荷に供給する電力合成手段と、を備え、前記複数の電力変換手段は、一方の直流入力端子が前記直流電源正極に接続された第１の交流電力変換手段と、一方の直流入力端子が前記直流電源負極に接続された第２の交流電力変換手段と、を有し、前記直並列接続切換手段は、前記第１の交流電力変換手段の他方の直流入力端子と前記第２の交流電力変換手段の他方の直流入力端子との間に開閉可能に接続された第１の開閉手段と、前記第１の交流電力変換手段の他方の直流入力端子と直流電源負極との間に開閉可能に接続された第２の開閉手段と、前記第２の交流電力変換手段の他方の直流入力端子と前記直流電源正極を接続する接続手段とを有し、前記第１および第２の交流電力変換手段への電圧指令が所定の値を超えたときに前記第１および第２の交流電力変換手段を並列駆動させるように、また前記電圧指令が前記所定の値以下になったとき、前記第１および第２の交流電力変換手段を直列駆動させるように切換信号を前記第１、第２および第３の開閉手段に出力する切換信号出力手段と、前記電圧指令が前記所定の値以下になったときに前記第１および第２の交流電力変換手段への電圧指令を元の電圧指令の２倍の値にして出力する電圧指令出力手段と、をさらに備えたものである。
【００２４】
【発明の実施の形態】
実施の形態１．
以下、この発明の実施の形態１を図について説明する。図１は、本実施の形態に係る交流電力供給装置としてのインバータ装置の構成図である。図において、１はバッテリ、２は６個のトランジスタを３相ブリッジ結線して構成した第１の交流電力変換手段としての第１のインバータである。
【００２５】
この第１のインバータ２は、バッテリ１の直流正極入力側２１と第２の開閉スイッチ７を介したバッテリ１の直流負極入力側２２との間に接続された直列接続の一対のトランジスタＱｕ１１−Ｑｕ１２に、直列接続された他の一対のトランジスタＱｖ１１−Ｑｖ１２，トランジスタＱｗ１１−Ｑｗ１２がそれぞれ並列接続されて構成されている。
【００２６】
３は同じく６個のトランジスタを３相ブリッジ結線して構成した第２の交流電力変換手段としての第２のインバータである。この第２のインバータ３は第３の開閉スイッチ８を介したバッテリ１の直流正極入力側３１とバッテリ１の直流負極入力側３２との間に接続された直列接続の一対のトランジスタＱｕ２１−Ｑｕ２２に、直列接続された他の一対のトランジスタＱｖ２１−Ｑｖ２２，Ｑｗ２１−Ｑｗ２２がそれぞれ並列に接続されて構成されている。
【００２７】
第１のインバータ２の直流負極入力側２２には第１の開閉スイッチ６により第２のインバータ３の直流正極入力側３１が接離可能に接続されている。尚、第１の開閉スイッチ６、第２の開閉スイッチ７および第３の開閉スイッチ８により直並列接続切換手段を構成する。３相ブリッジを構成する各トランジスタのコレクタ−エミッタ間には転流用ダイオードＤが逆並列接続されている。
【００２８】
４はＹ−Ｙ結線された２つの一次巻線と１つの二次巻線を備えた電力合成手段としての３相変圧器であり、第１の一次巻線には第１のイバータ２のＵ相出力端子、Ｖ相出力端子、Ｗ相出力端子が第１の入力端４１を介して接続されている。
【００２９】
また、第２の一次巻線には第２のイバータ３のＵ相出力端子、Ｖ相出力端子、Ｗ相出力端子が第２の入力端４２を介して接続されている。また、二次巻線には出力端子４３を介して交流電動機としてのモータ５の３相巻線が接続されている。
【００３０】
次に、本実施の形態の動作について説明する。まず、モータ５の起動時で回転数（周波数）が低い領域では図示しない回転検出手段の検出信号に基づいて第１の開閉スイッチ６が閉、第２，第３の開閉スイッチ７，８が開となり第１のインバータ２と第２のインバータ３が直列接続される。この結果、第１のインバータ２および第２のインバータ３の直流入力電圧はバッテリ１の電圧の１／２の電圧となる。この状態で第１のインバータ２、第２のインバータ３が動作すると各インバータ２，３の出力は３相変圧器４で合成されてモータ５の３相巻線に入力される。
【００３１】
直列接続すると第１のインバータ２および第２のインバータ３の直流入力電圧が１／２になるため、各インバータ２，３の出力電圧も１／２が最大となり、モータ５の回転数が低いときに低い起電力で駆動する。だが、第１のインバータ２および第２のインバータ３の直流入力電圧が低いため各インバータ２，３の変調率は従来の場合の２倍に大きくできる。従って、第１のインバータ２および第２のインバータ３の出力波形に占める高調波電圧の割合が減り、高調波電流による損失を小さくできる効果がある。
【００３２】
次に、モータ５の回転数が上がって行くと、図示しない回転検出手段の検出信号に基づいて第１の開閉スイッチ６を開、第２，第３の開閉スイッチ７，８を閉にして第１のインバータ２と第２のインバータ３を並列接続する。この結果、各インバータ２，３の直流入力電圧はバッテリ１の電圧そのものとなる。従って、従来と同等の電圧が得られ、モータ５の逆起電力が大きい高速回転域でも充分なインバータ出力電圧が得られる。
【００３３】
上記実施の形態では２個のインバータ２，３の出力を３相変圧器４で合成する構成を示したが、２個のインバータの出力を各々別の２個のモータの駆動に用いても良い。
【００３４】
実施の形態２．
以下、この発明の実施の形態２を図を用いて説明する。図２は、本実施の形態に係るインバータ装置の構成図である。尚、図中、図１と同一符号の同一または相当部分を示しその詳細な説明は省略する。本実施の形態におけるインバータ装置は図１に示すインバータ装置より第３の開閉スイッチ８が省略され、カソードが第１のインバータ２の直流正極入力側に、アノードが第２のインバータ３の直流正極入力側に接続さている。この構成において、第２のインバータの直流正極側３１は常時バッテリ１の正極端子に接続されている。
【００３５】
従って、第１の開閉スイッチ６が閉、第２の開閉スイッチ７が開の時の動作は第１のインバータ２と第２のインバータ３が直列接続され、実施の形態１の場合と同様なインバータ制御動作を行う。
【００３６】
今、第２の開閉スイッチ７が閉、第１の開閉スイッチ６が開の状態では、ダイオード９により第２のインバータ３へのバッテリ電圧の印加が阻止されため、第１のインバータ２のみが第２の開閉スイッチ７によりバッテリ１に接続され、第２のインバータ３にはバッテリ１が接続されない状態となる。この状態で第１のインバータ２を動作させると、第１のインバータ２のみでモータ５を駆動することになる。
【００３７】
だが、高速回転時は、高い電圧が要求され、電流は少なくても良いので特にインバータのスイッチング素子の電流容量を大きなものにする必要はない。このようにすることで開閉スイッチを第１，２第の開閉スイッチ６，７の２個で構成できる。また、第２の開閉スイッチ７を開放時に、第２のインバータ３の発生電圧はダイオード９によりバッテリ１に回生することができる。
【００３８】
実施の形態３．
上記実施の形態１、２は第１及び第２のインバータ２，３の出力電圧を３相変圧器４で合成してモータに５に供給したが、本実施の形態は図３の回路図に示すようにモータ５にはＹ結線された第１の３相巻線５１ａ，５１ｂ，５１ｃ、及び同じくＹ結線された第２の３相巻線５２ａ，５２ｂ，５２ｃが同一のスロットに巻回されている。
【００３９】
そして、第１の３相巻線５１ａ，５１ｂ，５１ｃは第１の入力端４１を介して第１のインバータ２の３相出力に接続され、第２の３相巻線５２ａ，５２ｂ，５２ｃは第２の入力端４２を介して第２のインバータ３の３相出力に接続されている。
【００４０】
即ち、第１のインバータ２の３相出力と第２のインバータ３の３相出力をモータ５内部の固定子のスロットで合成するようにしたものであり、その結果、３相変圧器４が不要になる。各３相巻線の例を図４に示す。図は１極あたりのスロット数が１２の場合の全節巻きの例を示している。図において、Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１は第１の３相巻線、Ｕ２，Ｖ２，Ｗ２は第２の３相巻線で、第１の３相巻線と同じスロットに巻かれている。
【００４１】
インバータ装置によるモータ制御動作は実施の形態１と同様に、第１の開閉スイッチ６が閉、第２、第３の開閉スイッチ７，８が開の状態では第１のインバータ２と第２のインバータ３が直列接続された状態となり、第１のインバータ２および第２のインバータ３に印加される直流入力電圧はバッテリ１の電圧の１／２の電圧となる。
【００４２】
この状態で第１のインバータ２、第２のインバータ３が動作すると各インバータ２，３の出力はモータ５内部の第１の３相巻線５１ａ，５１ｂ，５１ｃ、第２の３相巻線５２ａ，５２ｂ，５２ｃで合成されモータ５を駆動する。このとき、各インバータ２，３の直流入力電圧が１／２になっているので各インバータ２，３の出力電圧も１／２が最大となり、モータ５の回転数が低いときは低い起動電圧で駆動するが、印加される直流入力電圧が低いため各インバータ２，３の変調率は従来の場合の２倍大きくできる。
【００４３】
従って、各インバータ２，３の出力電圧形に占める高調波電圧の割合が減り、高調波電流による損失を小さくできる効果がある。また、２個のインバータ２、３の出力電流がモータ５内で合成されるので個々のインバータ２，３のスイッチング素子の電流容量はインバータ装置を１個で構成した場合の１／２でよく、トータルのスイッチング素子の電流容量は同じもので済む。
【００４４】
次に、第１の開閉スイッチ６を開、第２、第３の開閉スイッチ７，８を閉とすると、第１のインバータ２と第２のインバータ３は並列接続され、各インバータ２，３の直流入力電圧はバッテリ１の電圧そのものとなる。従って、第１のインバータ２と第２のインバータ３を直列接続したときの２倍の出力電圧が得られ、モータ５の逆起電力が大きい高速回転域でも充分なインバータ出力電圧が得られる。
【００４５】
また、図５のように第３の開閉スイッチ８を省略して実施の形態２と同様にインバータ装置を構成し、低速時は第１の開閉スイッチ６を閉、第２の開閉スイッチ７を開とし、高速時は第１の開閉スイッチ６を開、第２の開閉スイッチ７を閉としても良い。
【００４６】
この場合、高速時は第１の３相巻線５１ａ，５１ｂ，５１ｃのみに電流を流すため、モータ５の効率が若干低下するが、開閉スイッチを２個で構成できる。また、高速時においては電圧が２倍になるのでインバータ出力電流は１／２でよいため１個のインバータでモータ５を駆動してもインバータのスイッチング素子の電流容量を増やす必要はない。
【００４７】
図６はこの発明に関連するＰＷＭ波形生成の概念を説明するためのブロック図であり、１０１は搬送波としての三角波を発信する三角波発信器、１０２は図示しないインバータの電圧指令に基づく振幅値を有する例えば正弦波からなる３相基準電圧を発生する３相電圧発生器、１０３〜１０５はそれぞれ一方の入力端子に三角波発信器１０１より搬送波としての三角波を入力し、他方の入力端子に３相電圧発生器１０２より発生した３相基準電圧を入力して三角波の振幅と３相基準電圧の振幅とを比較するコンパレータ、１０６は三角波発信器１０１より発生した三角波の論理レベルを反転して出力する反転器である。
【００４８】
１０７から１０９はそれぞれ一方入力端子に三角波発信器１０１より発生して反転器で論理レベルが反転された三角波を入力し、他方の入力端子に３相電圧発生器１０２より発生した３相基準電圧を入力して三角波の振幅と３相基準電圧の振幅とを比較するコンパレータである。
【００４９】
図７（ａ）〜（ｅ）はＰＷＭ波形生成動作を説明するための電圧波形で、１相分の波形のみを示している。同図（ａ）において、３相電圧発生器１０２から３相基準電圧１１１が発生し、三角波発信器１０１から三角波（変調電圧）１１０が出力されてコンパレータ１０３〜１０５に入力されると、各振幅が比較される。
【００５０】
コンパレータ１０３〜１０５では、三角波１１０の振幅が３相基準電圧１１１の振幅より低い期間毎にレベルがＨとなるパルス列１１２がＰＷＭ変調波として同図（ｂ）のように出力される。このパルス列波形を図示しない第１のインバータ２（図１を参照）における上側アームのトランジスタのオン信号に、このパルス波形を反転したものを図示しない第１のインバータ１の下側アームにおけるトランジスタのオン信号にして第１のインバータ２を駆動する。
【００５１】
また、同図（ｂ）において、３相電圧発生器１０２から３相基準電圧１１４が発生し、反転器１０６からは三角波発信器１０１から三角波を反転した三角波（変調電圧）１１３が出力されてコンパレータ１０７〜１０９に入力されると、各振幅が比較される。
【００５２】
コンパレータ１０７〜１０９では、三角波１１３の振幅が３相基準電圧１１４の振幅より低い期間毎にレベルがＨとなるパルス列１１５がＰＷＭ変調波として同図（ｄ）のように出力される。このパルス列波形を図示しない第２のインバータ３（図１を参照）における上側アームのトランジスタのオン信号に、このパルス波形を反転したものを図示しない第２のインバータ３の下側アームにおけるトランジスタオン信号にして第２のインバータ３を駆動する。
【００５３】
このようにして生成された２つのＰＷＭ波形で例えば図３の２つのインバータを駆動すると、その合成された波形は同図（ｅ）におけるパルス波形１１６のようになる。これは、単一のインバータをＰＷＭ駆動したものに対して高調波の周波数が約２倍になる。
【００５４】
その結果、モータ５の高調波に対するリアクタンスも２倍となるので高調波電流が小さくなって高調波電流による銅損が減り、モータ５の効率が向上する。更に、モータ５内部でインバータ出力波形を合成するのでリアクトルなどが不要となる。
【００５５】
上記第１の構成例では、第１及び第２のインバータ２，３を直列／並列切り替えできるインバータ装置の例を示した。だが、２つのインバータ出力を合成するものであるなら、特に２つのインバータを開閉スイッチによって直列／並列切替えする必要はなく、あらかじめ並列または直列に接続された２つのインバータの出力をモータ５で合成してモータ駆動波形を形成しても上述と同様の効果がある。
【００５６】
また、図４に示すように、２つのインバータを直列接続するか、単一のインバータのみを使用するか切り替えられるように構成されたインバータ装置では、単一のインバータのみを使用する場合は従来のものと同じであるが、直列接続した場合に上述したと同様の効果を奏する。
【００５７】
以下、この発明に関連した第２の構成例について、図を用いて説明する。図８は第１の構成例に係るモータの構成図である。尚、図中、図３と同一符号の同一または相当部分を示しその詳細な説明は省略する。この場合、モータ５には第１の３相巻線５１ａ、５１ｂ、５１ｃと、第２の３相巻線５３ａ、５３ｂ、５３ｃが電気角でπ／６空間位相をずらして同一の固定子に巻回されている。巻線の例を図９に示す。図は１極あたりのスロット数１２の全節巻きの例を示している。
【００５８】
図９において、Ｕ，Ｖ，Ｗは第１の巻線、Ｒ，Ｓ，Ｔは第２の巻線に相当する。また、第１のインバータ２と第２のインバータ３は位相がπ／６ずれた３相交流波形を出力する。従って、モータ５は１２相交流電圧で駆動されたものと同様となり、従来例のように単に各インバータ２，３の出力の位相をずらして合成するものに対し、第１および第２の巻線の空間位相もずらすことで基本波の低下を防ぎ、空間高調波を低減すると共に、トルクリップルの抑制、高調波損失を低減できる効果がある。
【００５９】
上記第２の構成例では２つの第１及び第２のインバータ２，３が第１及び第３の開閉スイッチ６，８により直列、並列切り替えできるものの例を示したが、２つのインバータの出力を合成するものなら、特に第１及び第３の開閉スイッチ６，８による直列、並列切替えが必要ない。予め並列または直列に接続された２つのインバータ出力の駆動波形としてモータ５の第１の３相巻線５１ａ，５１ｂ，５１ｃと、第２の３相巻線５３ａ，５３ｂ，５３ｃに出力して合成しても上述したのと同様の効果がある。
【００６０】
以下、この発明に関連した第３の構成例について、図を用いて説明する。図１０は第３の構成例に係るモータの構成図である。尚、図中、図８と同一符号の同一または相当部分を示しその詳細な説明は省略する。この場合、モータ５には、Ｙ結線された第１の３相巻線５１ａ，５１ｂ，５１ｃと第１の３相巻線５１ａ，５１ｂ，５１ｃとは電気角でπ／６空間位相をずらして同一の固定子に巻かれ、Δ結線された第２の３相巻線５４ａ，５４ｂ，５４ｃがある。
【００６１】
巻線の例を図１１に示す。図は１極あたりのスロット数が１２の場合の全節巻きの例を示している。図において、Ｕ，Ｖ，ＷはＹ結線された第１の３相巻線、Ｒ，Ｓ，ＴはΔ結線された第２の３相巻線を示している。すなわち、Ｙ結線とΔ結線により各巻線が巻回される各スロットに印加される電圧の位相をπ／６ずらし、かつ、スロットの配置をπ／６ずらすことで１２相交流電圧を作り３相交流で１２相交流相当の駆動方式を得ている。このようにすることで空間高調波起磁力が小さくなり、モータ５のトルクリップルの抑制、高調波損失の低減に効果がある。
【００６２】
また、Ｙ結線された第１の３相巻線５１ａ，５１ｂ，５１ｃの巻き数と、Δ結線された第２の３相巻線５４ａ，５４ｂ，５４ｃの巻き数比を約１：√３とすることでＹ結線の起電力とΔ結線の起電力のバランスをとることができ、循環電流による損失の増加を低減できる。
【００６３】
また、このようなモータ内における第１の３相巻線５１ａ，５１ｂ，５１ｃと第２の３相巻線５４ａ，５４ｂ，５４ｃにより従来の単一のインバータで空間高調波を低減できる。
【００６４】
以下、この発明に関連した第４の構成例について、図を用いて説明する。図１２は第４の構成例によるモータの構成図である。尚、図中、図１０と同一符号の同一または相当部分を示しその詳細な説明は省略する。この場合、モータ５には第１の３相巻線５１ａ，５１ｂ，５１ｃがＹ結線され、第１の３相巻線５１ａ，５１ｂ，５１ｃとは空間位相を電気角でπ／６ずらして同一のスロットに巻回された第２の３相巻線５４ａ，５４ｂ，５４ｃがΔ結線され、第２の３相巻線５４ａ，５４ｂ，５４ｃの３相端は第１の３相巻線５１ａ，５１ｂ，５１ｃの３相端と共に第１のインバータ２の３相出力に第１の入力端４１を介して接続されている。
【００６５】
更に、モータ５には第１の３相巻線５１ａ，５１ｂ，５１ｃとは空間位相を電気角でπ／１２ずらして同一のスロットに巻回された第３の３相巻線５５ａ，５５ｂ，５５ｃがＹ結線され、第３の３相巻線５５ａ、５５ｂ、５５ｃとは空間位相を電気角でπ／６ずらして同一のスロットに巻回された第４の３相巻線５６ａ，５６ｂ，５６ｃがΔ結線されている。第４の３相巻線５６ａ，５６ｂ，５６ｃの３相端は第３の３相巻線５５ａ，５５ｂ，５５ｃの３相端と共に第２のインバータ３の３相出力端に第２の入力端４１を介して接続されている。
【００６６】
第１ないし第４の３相巻線５１ａ，５１ｂ，５１ｃ、５４ａ，５４ｂ，５４ｃ〜５６ａ，５６ｂ，５６ｃの巻線例を図１３に示す。図は１極あたりのスロット数が１２の場合の全節巻きの例を示している。図において、Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１はＹ結線された第１の３相巻線、Ｒ１，Ｓ１，Ｔ１はΔ結線された第２の３相巻線で第１の３相巻線とは空間位相がπ／６ずらして巻回され、Δ結線の３相端は第１の３相巻線Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１に接続されている。
【００６７】
また、Ｕ２，Ｖ２，Ｗ２はＹ結線された第３の３相巻線で第１の３相巻線とは空間位相がπ／１２ずらして巻かれ、Ｒ２，Ｓ２，Ｔ２はΔ結線された第４の３相巻線で第３の３相巻線とは空間位相がπ／６ずらして巻回され、Δ結線の３相端は第３の３相巻線Ｕ２，Ｖ２，Ｗ２に接続されている。
【００６８】
第１のインバータ２と第２のインバータ３の３相交流出力の位相をπ／１２ずらすことによりモータ５は２４相交流電圧で駆動されることになり、空間高調波の大幅な低減、トルクリップルの抑制が可能となる。
【００６９】
第１のインバータ２と第２のインバータ３は開閉スイッチ６，７，８により直列、並列切替えができるようにしても良い。また、開閉スイッチ８を省略して直列または単独でインバータを使用してもよく、或いは予め直列接続または並列接続に固定してもよい。
【００７０】
或いは、Ｙ結線の巻線５１ａ，５１ｂ，５１ｃ、５５ａ，５５ｂ，５５ｃとΔ結線の巻線５４ａ，５４ｂ，５４ｃ、５６ａ，５６ｂ，５６ｃとの巻き数比を約１：√３とすることで、循環電流による損失を減らせる。
【００７１】
実施の形態４．
以下、この発明の実施の形態４について、図を用いて説明する。図１４は、本実施の形態に係るインバータ装置の構成図である。尚、図中、図１と同一符号の同一または相当部分を示しその詳細な説明は省略する。図１４において、１はバッテリー、２は３相ブリッジ結線された第１のインバータで、直流正極入力側２１がバッテリ１の正極に接続されている。３は同じく３相ブリッジ結線された第２のインバータであり、直流負極入力側３２がバッテリ１の負極に接続されている。
【００７２】
第１のインバータ２の直流負極入力側２２はダイオード６で第２のインバータ３の直流正極入力側３１に接続されると共に、第１のインバータ２の直流負極入力側２２と第２のインバータ３の直流負極入力側３２（バッテリ１の負極）間にはトランジスタ７１のコレクタとエミッタが接続され、さらに第１のインバータ２の直流正極入力側２１（バッテリ１の正極）と第２のインバータ３の直流正極入力側３１間にはトランジスタ８１のコレクタとエミッタが接続されている。
【００７３】
４は２入力１出力の３相変圧器であり、第１の入力端子４１は第１のインバータ２の出力端に、第２の入力端子４２は第２のインバータの出力端に、出力端子４３はモータ５の３相巻線に接続されている。
【００７４】
次に、本実施の形態の動作について説明する。先ず、トランジスタ７１及びトランジスタ８１をオフして第１のインバータ２および第２のインバータ３を直列接続すると、第１のインバータ２及び第２のインバータ３にはバッテリ電圧の１／２の電圧がかかり、第１のインバータ２と第２のインバータ３の出力電圧を低く設定することができる。そのため、高い変調率で所望の電圧が得られ、更に高調波電圧の含有率が減り高調波によるインバータ出力の損失を低減できる。第１のインバータ２、第２のインバータ３の出力は３相変圧器４で合成されモータ５を駆動する。
【００７５】
また、モータ５の回生時の動作を説明する。モータ５が外部から駆動されて発電した場合、３相変圧器４を通って第１のインバータ２、第２のインバータ３の直流入力端に回生電圧が発生する。このとき、第１のインバータ２の回生電圧はトランジスタ７１に並列接続されたダイオード７２を通ってバッテリ１に回生されて充電される。また、第２のインバータ３の回生電圧はトランジスタ８１に並列接続されたダイオード８２を通ってバッテリ１に回生されて充電される。
【００７６】
次に、トランジスタ７１、トランジスタ８１をオンにすると、バッテリ１の電圧は第１のインバータ２、トランジスタ７１を通って、また、第２のインバータ３、トランジスタ８１を通って第１のインバータ２と第２のインバータ３は並列に接続された状態となる。従って、第１のインバータ２、第２のインバータ３の直流入力電圧はいずれもバッテリ１の電圧そのものとなり、各インバータ２，３を直列接続した場合の２倍の電圧が印加される。
【００７７】
また、このときの回生時の動作も同じく、第１のインバータ２の回生電圧はダイオード７２を通ってバッテリ１に回生されて充電される。また、第２のインバータ３の回生電圧はダイオード８２を通ってバッテリ１に回生されて充電される。
【００７８】
このとき、本実施の形態では３相変圧器４を用いて第１のインバータ２及び第２のインバータ３の出力を合成してモータ５を駆動したが、この３相変圧器４を省略して図１５のようにモータ５の内部で第１のインバータ２及び第２のインバータ３の出力を合成しても良い。
【００７９】
また、またインバータ１，２をＰＷＭインバータとした場合、ＰＷＭ信号を生成する際の第１のインバータ２に対する搬送波と第２のインバータ３に対する搬送波の位相をπずらして、各インバータ２，３の出力の位相をπずらしても良い。
【００８０】
また、モータ５の第１の３相巻線と第２の３相巻線の空間位相を電気角でπ／６ずらして、第１のインバータ２と第２のインバータ３の３相出力位相をπ／６ずらして１２相交流電圧を作り３相交流で１２相交流相当でモータ５を駆動をしても良い。
【００８１】
更に、各インバータ２，３の直列接続時、すなわちトランジスタ７１，８１がオフの時、第１のインバータ２、第２のインバータ３をＰＷＭ駆動し、そして各インバータ２，３の並列接続時、すなわちトランジスタ７１，８１がオンのとき、第１のインバータ２、第２のインバータ３を１２０度通電し、且つトランジスタ７１，８１を開閉作動させることで第１のインバータ２、第２のインバータ３の直流入力電圧を調整するＰＡＭ駆動しても良い。
【００８２】
このようにすることで、モータ５の回転周波数領域が低くてモータの起電力が小さい場合は第１および第２のインバータ２，３を直列接続してＰＷＭ駆動することにより、低次の高調波が小さい高効率運転ができる。また、モータ５の起電力が大きくなる周波数の高い領域では第１および第２のインバータ２，３を並列接続することで高い駆動電圧を得ると共に、第１および第２のインバータ２，３のスイッチング周波数を低くできるので第１および第２のインバータ２，３に使用するスイッチング素子は動作速度が遅い低価格のものが使用できる。
【００８３】
また、モータ５の２つの一次巻線の空間位相を電気角でπ／６ずらすと共に、第１および第２のインバータ２，３の３相出力位相をπ／６ずらしておけば、第１および第２のインバータ２，３をＰＡＭ駆動した際、ＰＡＭ駆動によるモータの時間高調波も低減でき、効率の良い運転が出来る。
【００８４】
また、並列接続時にトランジスタ７１，８１を開閉動作させて第１および第２のインバータ２，３の直流入力電圧を制御しつつ第１および第２のインバータ２，３をＰＷＭ駆動しても良い。このように駆動することにより、第１および第２のインバータ２，３の変調率が高い状態でモータ５を駆動できるので高調波の含有率が減り、効率の高いモータ運転を行える。
【００８５】
上記実施の形態では直列、並列切替えスイッチとしてトランジスタを使用した例を示したが、他の半導体スイッチング素子、例えばＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴなどを使用しても良い。
【００８６】
実施の形態５．
以下、この発明の実施の形態５について、図を用いて説明する。図１６は、本実施の形態によるインバータ装置の構成図である。尚、図中、図１５と同一符号の同一または相当部分を示しその詳細な説明は省略する。本実施の形態におけるインバータ装置は図１５に示す実施の形態５におけるダイオード６１にトランジスタ６２を逆方向並列接続したものである。トランジスタ６２は第１及び第２のインバータ２，３を直列接続にて使用する際にオンにする。
【００８７】
モータ５を駆動する場合は先に述べた実施の形態４と動作に変わりはないので必ずしもトランジスタ６２をオンしておく必要はない。モータ５が外部から駆動されて回生動作をするときに、トランジスタ６２がオンしていると、第１のインバータ２と第２のインバータ３の電圧はこのトランジスタ６２を通って直列に接続されバッテリ１を充電するのでモータ５の逆起電力が小さい低速回転時でも回生動作が容易になる。
【００８８】
実施の形態６．
以下、この発明の実施の形態６について、図を用いて説明する。図１７は、本実施の形態に係るインバータ装置の構成図である。尚、図中、図１６と同一符号の同一または相当部分を示しその詳細な説明は省略する。本実施の形態におけるインバータ装置は図１６の実施の形態に対し、ダイオード６１と直列にトランジスタ６３を、また、トランジスタ６２と直列にダイオード６４を追加したものである。
【００８９】
各ダイオード６１，６４と各トランジスタ６２，６３との接続関係としては、第１のインバータ２の直流負極入力側２２にアノードを接続したダイオード６１のカソードは、エミッタが第２のインバータ３の直流正極入力側３１に接続されているトランジスタ６３のコレクタに接続されている。
【００８９】
各ダイオード６１，６４と各トランジスタ６２，６３との接続関係としては、第１のインバータ２の直流負極入力側２２にアノードを接続したダイオード６１のカソードは、エミッタが第２のインバータ３の直流正極入力側３１に接続されているトランジスタ６３のコレクタに接続されている。
【００９０】
また、第１のインバータ２の直流負極入力側２２にカソードを接続したダイオード６４のアノードは、コレクタが第２のインバータ３の直流正極入力側３１に接続されているトランジスタ６４のエミッタに接続されている。
【００９１】
先ず、第１および第２のインバータ２，３の並列駆動時の動作を説明する。トランジスタ６２，６３をオフにし、トランジスタ７１，８１を開閉動作させてインバータ２，３の直流入力電圧を変化させることでインバータ２，３をＰＡＭ制御する。
【００９２】
第１および第２のインバータ２，３の並列駆動時の直列時の動作としては、トランジスタ７１，８１をオフにし、トランジスタ６２，６３をオンにする。トランジスタ６２を開閉動作させることで第１のインバータ２、第２のインバータ３の直流入力電圧を調節できる。また、第１および第２のインバータ２，３はＰＡＭ駆動できるので、第１および２インバータ２，３のスイッチング素子は動作速度が遅い低価格のもので充分に使用に耐える。
【００９３】
また、直列時はトランジスタ６３を開閉動作、並列時はトランジスタ７１，８１を開閉動作させて第１および２のインバータ２，３の直流入力電圧を制御すると共に、第１および２のインバータ２，３をＰＷＭ制御すればＰＷＭ変調率が高い状態で使用できるので高調波含有率が減り、モータ５の効率が向上する。
【００９４】
実施の形態７．
図１８は本実施の形態による第１および第２のインバータ２，３の直列接続／並列接続切替信号および第１および第２のインバータ２，３の電圧指令信号を発する切換信号出力手段としての信号発生回路の構成図である。この信号発生回路は実施の形態１，２，３における第１の開閉スイッチ６及び第２の開閉スイッチ７，８に、或いは実施の形態４，５，６におけるトランジスタ６２，６３，７１，７８に直列接続／並列接続切替信号としてのＨ、Ｌレベル信号を発生する際に用いられる。尚、基準電圧は第１および第２のインバータ２，３が出力し得る最大電圧の１／２の値に設定されている。ここで、電圧指令は所望する正弦波の振幅に相当する直流値である。
【００９５】
図１８において、コンパレータ２０１は＋入力端子にモータの駆動制御に応じた電圧指令を、−入力端子に予め設定した基準電圧を入力する。電圧指令値が基準電圧より高い場合は、各インバータ２，３が並列接続されて各インバータ２，３にバッテリ電圧がそのまま印加されるように、コンパレータ２０１はＨレベルの並列接続切替信号を出力する。また、電圧指令値が基準電圧より低い場合は、各インバータ２，３が直列接続されるように、Ｌレベルの信号を反転器２０２でＨレベルに反転して直列接続切替信号を出力する。
【００９６】
コンパレータ２０１の出力は実施の形態１におけるインバータ装置であれば、第２および第３の開閉スイッチ７，８および反転器２０７を通して第１の開閉スイッチ６に分岐出力される。
【００９７】
コンパレータ２０１からＨレベルの並列接続切替信号がストローブ信号としてアナログバッファ２０３に入力されと、コンパレータ２０１に入力された電圧指令がアナログバッファ２０３を通して第１および第２のインバータ２，３の電圧指令として図６に示される３相電圧発生器１０２に入力される。
尚、図６においては反転器１０６で三角波の電圧を反転しているが、この実施の形態においては必ずしも反転器１０６は必要という訳ではない。
【００９８】
また、電圧指令が基準電圧より低い場合にはコンパレータ２０１からＬレベル信号が負のストローブ信号としてアナログバッファ２０４に入力され、電圧指令出力手段としてのかけ算器２０５で２倍にされた電圧指令がアナログバッファ２０４を通して第１および第２のインバータ２，３の電圧指令として図６に示される３相電圧発生器１０２に入力される。
【００９９】
以上のような回路構成において、電圧指令の値がコンパレータ２０１で基準電圧と比較され、基準電圧より高い場合は第１および第２のインバータ２，３を並列接続するＨレベルの並列接続切替信号が出力される。
【０１００】
この結果、例えばインバータ装置が図１に示す構成であれば、コンパレータ２０１より第２の開閉器スイッチ７と第３の開閉スイッチ８にＨレベルの並列接続切替信号がそれぞれ入力されてるため、第２および第３の開閉スイッチ７，８はオンして第１のインバータ２と第２のインバータ３をバッテリ１に対して並列接続する。
【０１０１】
そして、第１の開閉スイッチ６は反転器２０２でＬレベルに反転され信号が入力されるためオフ状態となる。その結果、第１のインバータ２と第２のインバータ３はオン状態となった第２および第３の開閉スイッチ７，８により並列接続される。コンパレータ２０１に入力された電圧指令は、そのまま第１および第２のインバータの電圧指令値としてアナログバッファ２０３より３相電圧発生器１０２に入力される。
【０１０２】
また、電圧指令値が基準電圧より低い場合は、コンパレータ２０１よりＬレベルの信号が出力される。
【０１０３】
そして、第２及び第３の開閉スイッチ７，８にＬレベルの信号がそれぞれ入力されてるため、第２及び第３の開閉スイッチ７，８はオフ状態となる。また、第１の開閉スイッチ６には反転器２０２でＨレベルに反転された信号が入力されるため、第１の開閉スイッチ６はオン状態となる。その結果、第１のインバータ２と第２のインバータ３はオン状態となった第１の開閉スイッチ６により直列接続される。
【０１０４】
コンパレータ２０１からＬレベルの信号がアナログバッファ２０４のストローブ端子に入力されると、トライステーツバッファ２０４は掛け算器２０５により２倍された電圧指令を第１のインバータ２の電圧指令、第２のインバータ３の電圧指令として３相電圧発生器１０２に出力する。
【０１０５】
即ち、各インバータ２，３が直列接続された場合、各インバータ２，３の直流入力電圧が１／２になるためインバータ２，３の電圧指令値を２倍することで実際に出力される電圧を元の電圧指令値と等しくするものである。このようにすることで、常に必要な電圧がインバータ２，３から得られ、かつ、インバータ２，３の変調率を常に高く保ち高調波を最小限におさえて効率の良いモータ運転を行うことができる。
【０１０６】
実施の形態８．
図１９の（ａ）は、例えば図１６に示すインバータ装置の第１及び第２のインバータを並列接続した場合、或いは第１及び第２のインバータを直列接続した場合に各インバータ２，３に入力する直流入力電圧を調整するのに適したスイッチング制御回路である。
【０１０７】
この回路の構成として、コンパレータ２０１は＋入力端子に入力された電圧指令が−入力端子に予め入力された基準電圧より高くなるとＨレベル信号をトライステーツバファ３０９のストローブ端子に出力する。ここで電圧指令は所望する正弦波電圧の振幅に相当する直流値である。電圧指令が基準電圧より低くなるとＬレベル信号を反転器２０２でＨレベル信号に反転してトライステーツバファ３０１のストローブ端子に出力する。
【０１０８】
トライステーツバファ３０９のストローブ端子にコンパレータ２０１からＨレベル信号が入力されると、前段のコンパレータ３０７で三角波発生器３０６からの三角波と電圧指令と比較結果であるＰＷＭ信号が切換信号としてトライステーツバファ３０９を通してトランジスタ７１、８１のベースに入力される。
【０１０９】
また、トライステーツバファ３１０のストローブ端子に反転器２０２からＨレベル信号が入力されると、前段のコンパレータ３０８で三角波発生器３０６からの三角波と掛け算器２０５で２倍された電圧指令との比較結果であるＰＷＭ信号が切換信号としてトライステーツバファ２０４を通してトランジスタ６２のベースに入力される。
【０１１０】
図１９の（ｂ）は切換え信号により第１および第２のインバータが並列あるいは直列接続されている際に、第１および第２のインバータ２，３にＰＷＭ信号を発生する駆動手段としてのＰＷＭ信号発生回路である。
【０１１１】
この回路の構成として、コンパレータ３０３〜３０５はそれぞれ三角波発生３０１より三角波とこの三角波の振幅と等しい振幅の３相正弦波発生器３０２の出力の正弦波とを比較してＰＷＭ信号を出力する。各コンパレータ３０３〜３０５は出力したＰＷＭ信号を第１のインバータ２と第２のインバータ３の上アームにおけるトランジスタのベースに入力する。また、図示しないが、出力されたＰＷＭ信号は反転器で反転されて第１のインバータ２と第２のインバータ３の下アームにおけるトランジスタのベースに入力される。
【０１１２】
次に、本実施の形態の動作を図１６に示すインバータ装置を例にとって説明する。先ず、インバータ装置の出力電圧を決める電圧指令が基準電圧より高くなると、コンパレータ２０１はＨレベル信号をトライステーツバファ３０９のストローブ端子に入力し、コンパレータ３０７のＰＷＭ信号をトランジスタ８１、７１のベースに入力して開閉動作を行わせながら、第１および第２のインバータ２，３を並列接続する。
【０１１３】
トランジスタ８１、７１はＰＷＭ信号のパルスレイトに応じて開閉動作を繰り返すため、並列接続された第１および第２のインバータ２，３のそれぞに入力されるバッテリ電圧は調整される。この時、第１および第２のインバータ２，３はＰＷＭ信号発生回路からのＰＷＭ信号により制御されているため正弦波ＰＷＭの変調率は常に１になり、高調波が少ない効率の良いモータ運転を行うことができる。
【０１１４】
また、電圧指令が基準電圧より低下すると、コンパレータ２０１からはＬレベル信号が出力される。この信号は反転器２０２でＨレベル信号に反転されてトライステーツバファ３１０のストローブ端子に入力し、コンパレータ３０８のＰＷＭ信号をトランジスタ６１のベースに入力して開閉動作を行わせながら、第１および第２のインバータ２，３を直列接続する。
【０１１５】
トランジスタ６１はＰＷＭ信号のパルスレイトに応じて開閉動作を繰り返すため、直列接続された第１および第２のインバータ２，３のそれぞに入力されるバッテリ電圧の平均値は調整されるため、常に必要な電圧が第１および第２のインバータ２，３から得られる。
【０１１６】
この時、第１および第２のインバータ２，３はＰＷＭ信号発生回路からのＰＷＭ信号により制御されているため正弦波ＰＷＭの変調率は常に１になり、高調波が少なくなって効率の良いモータ運転を行うことができる。
【０１１７】
尚、上記各実施例では第１及び第２のインバータ２，３というように２台のインバータを直並列接続するように第１乃至第３の開閉スイッチ６，７，８或いはトランジスタ６１〜８１を設けた。しかし、直並列接続するインバータの台数は２台に限らず２台以上にしても良く、その際はインバータの増加に伴って開閉スイッチ或いはトランジスタの数を増加させ、複数のインバータを直並列接続させるようにオンオフ動作させる。
【０１１８】
【発明の効果】
この発明によれば、直流電力を交流電力に変換して負荷に供給する少なくとも２つの電力変換手段と、これら電極変換手段を直流電源正極と直流電源負極との間に直列接続あるいは直流電源に対して並列接続に切り換える直並列接続切換手段と、この直並列接続切換手段により直列あるいは並列に接続された前記複数の電力変換手段の出力を合成して負荷に供給する電力合成手段とを備えたので、電力変換手段の出力波形に占める高調波電圧の割合が減り、高調波電流による損失を小さくできるという効果がある。
また、直並列接続切換手段は、一方の直流入力端子が直流電源正極に接続された第１の交流電力変換手段の他方の直流入力端子と一方の直流入力端子が直流電源負極に接続された第２の交流電力変換手段の他方の直流入力端子との間に開閉可能に接続された第１の開閉手段と、前記第１の交流電力変換手段の他方の直流入力端子と直流電源負極との間に開閉可能に接続された第２の開閉手段と、前記第２の交流電力変換手段の他方の直流入力端子を直流電源正極に開閉可能に接続する第３の開閉手段を備えたので、交流電力変換手段の出力波形に占める高調波電圧の割合が減り、高調波電流による損失を小さくできると共に、電動機負荷の場合は逆起電力が大きい高速回転域でも充分な電圧が得られるという効果がある。
さらに、第１の開閉手段が開状態の時に第２、第３の開閉手段の開閉動作を繰り返し、第１および第２の交流電力変換手段の直流入力電圧を変化させるようにしたので、常に必要な電圧が電力変換手段から得られ、且つ、電力変換手段の変調率を常に高く保ち高調波を最小限に抑えて効率の良い運転が行えるという効果がある。
【０１１９】
この発明によれば、直流電力を交流電力に変換して負荷に供給する少なくとも２つの電力変換手段と、これら電極変換手段を直流電源正極と直流電源負極との間に直列接続あるいは直流電源に対して並列接続に切り換える直並列接続切換手段と、この直並列接続切換手段により直列あるいは並列に接続された前記複数の電力変換手段の出力を合成して負荷に供給する電力合成手段とを備えたので、電力変換手段の出力波形に占める高調波電圧の割合が減り、高調波電流による損失を小さくできるという効果がある。
また、直並列接続切換手段は、一方の直流入力端子が直流電源正極に接続された第１の交流電力変換手段の他方の直流入力端子と一方の直流入力端子が直流電源負極に接続された第２の交流電力変換手段の他方の直流入力端子との間に開閉可能に接続された第１の開閉手段と、前記第１の交流電力変換手段の他方の直流入力端子と直流電源負極との間に開閉可能に接続された第２の開閉手段と、記第２の交流電力変換手段の他方の直流入力端子と直流電源正極を接続する接続手段とを備えたので、開閉器の数を低減でき装置の構成を簡易できるという効果がある。
さらに、第１の開閉手段が開状態のときに第２、第３の開閉手段の開閉動作を繰り返し、第１および第２の交流電力変換手段の直流入力電圧を変化させるようにしたので、常に必要な電圧が電力変換手段から得られ、且つ、電力変換手段の変調率を常に高く保ち高調波を最小限に抑えて効率の良い運転が行えるという効果がある。
【０１２０】
この発明によれば、直流電力を交流電力に変換して負荷に供給する少なくとも２つの電力変換手段と、これら電極変換手段を直流電源正極と直流電源負極との間に直列接続あるいは直流電源に対して並列接続に切り換える直並列接続切換手段と、この直並列接続切換手段により直列あるいは並列に接続された前記複数の電力変換手段の出力を合成して負荷に供給する電力合成手段とを備えたので、電力変換手段の出力波形に占める高調波電圧の割合が減り、高調波電流による損失を小さくできるという効果がある。
また、直並列接続切換手段は、一方の直流入力端子が直流電源正極に接続された第１の交流電力変換手段の他方の直流入力端子と一方の直流入力端子が直流電源負極に接続された第２の交流電力変換手段の他方の直流入力端子との間に開閉可能に接続された第１の開閉手段と、前記第１の交流電力変換手段の他方の直流入力端子と直流電源負極との間に開閉可能に接続された第２の開閉手段と、前記第２の交流電力変換手段の他方の直流入力端子を直流電源正極に開閉可能に接続する第３の開閉手段を備えたので、交流電力変換手段の出力波形に占める高調波電圧の割合が減り、高調波電流による損失を小さくできると共に、電動機負荷の場合は逆起電力が大きい高速回転域でも充分な電圧が得られるという効果がある。
さらに、第２および第３の開閉手段が開状態の時に第１の開閉手段の開閉動作を繰り返し、または第１の開閉手段が開状態の時、第２および第３の開閉手段の開閉動作を繰り返し、第１および第２の交流電力変換手段の直流入力電圧を変化させるようにしたので、常に必要な電圧が電力変換手段から得られ、且つ、電力変換手段の変調率を常に高く保ち高調波を最小限に抑えて効率の良い運転が行えるという効果がある。
【０１２１】
この発明によれば、直流電力を交流電力に変換して負荷に供給する少なくとも２つの電力変換手段と、これら電極変換手段を直流電源正極と直流電源負極との間に直列接続あるいは直流電源に対して並列接続に切り換える直並列接続切換手段と、この直並列接続切換手段により直列あるいは並列に接続された前記複数の電力変換手段の出力を合成して負荷に供給する電力合成手段とを備えたので、電力変換手段の出力波形に占める高調波電圧の割合が減り、高調波電流による損失を小さくできるという効果がある。
また、直並列接続切換手段は、一方の直流入力端子が直流電源正極に接続された第１の交流電力変換手段の他方の直流入力端子と一方の直流入力端子が直流電源負極に接続された第２の交流電力変換手段の他方の直流入力端子との間に開閉可能に接続された第１の開閉手段と、前記第１の交流電力変換手段の他方の直流入力端子と直流電源負極との間に開閉可能に接続された第２の開閉手段と、記第２の交流電力変換手段の他方の直流入力端子と直流電源正極を接続する接続手段とを備えたので、開閉器の数を低減でき装置の構成を簡易できるという効果がある。
さらに、第２および第３の開閉手段が開状態の時に第１の開閉手段の開閉動作を繰り返し、または第１の開閉手段が開状態の時、第２および第３の開閉手段の開閉動作を繰り返し、第１および第２の交流電力変換手段の直流入力電圧を変化させるようにしたので、常に必要な電圧が電力変換手段から得られ、且つ、電力変換手段の変調率を常に高く保ち高調波を最小限に抑えて効率の良い運転が行えるという効果がある。
【０１２２】
この発明によれば、第１および第２の電力変換手段への電圧指令が所定の値を超えた時に第１および第２の交流電力変換手段を並列駆動させるように、また電圧指令が所定の値以下になったとき、前記第１および第２の交流電力変換手段を直列駆動させるように切換信号を第１ないし第３の開閉手段に出力する切換信号出力手段と、電圧指令が所定の値以下になった時に前記第１および第２の交流電力変換手段への電圧指令を元の電圧指令の２倍の値にして出力する電圧指令出力手段と備えたので、常に必要な電圧が電力変換手段から得られ、且つ、電力変換手段の変調率を常に高く保ち高調波を最小限に抑えて効率の良い運転が行えるという効果がある。
【０１２３】
この発明によれば、少なくとも第１および第２の交流電力変換手段が直列接続または並列接続いずれかの時、変調率を１に固定して前記第１および第２の交流電力変換手段をＰＷＭ駆動させる駆動手段を備えたので、高調波が少ない効率のよい運転が行えるという効果がある。
【０１２４】
この発明によれば、直流電力を交流電力に変換して負荷に供給する少なくとも２つの電力変換手段と、これら電極変換手段を直流電源正極と直流電源負極との間に直列接続あるいは直流電源に対して並列接続に切り換える直並列接続切換手段と、この直並列接続切換手段により直列あるいは並列に接続された前記複数の電力変換手段の出力を合成して負荷に供給する電力合成手段とを備えたので、電力変換手段の出力波形に占める高調波電圧の割合が減り、高調波電流による損失を小さくできるという効果がある。
また、直並列接続切換手段は、一方の直流入力端子が直流電源正極に接続された第１の交流電力変換手段の他方の直流入力端子と一方の直流入力端子が直流電源負極に接続された第２の交流電力変換手段の他方の直流入力端子との間に開閉可能に接続された第１の開閉手段と、前記第１の交流電力変換手段の他方の直流入力端子と直流電源負極との間に開閉可能に接続された第２の開閉手段と、前記第２の交流電力変換手段の他方の直流入力端子を直流電源正極に開閉可能に接続する第３の開閉手段を備えたので、交流電力変換手段の出力波形に占める高調波電圧の割合が減り、高調波電流による損失を小さくできると共に、電動機負荷の場合は逆起電力が大きい高速回転域でも充分な電圧が得られるという効果がある。
さらに、第１および第２の電力変換手段への電圧指令が所定の値を超えた時に第１および第２の交流電力変換手段を並列駆動させるように、また電圧指令が所定の値以下になったとき、前記第１および第２の交流電力変換手段を直列駆動させるように切換信号を第１ないし第３の開閉手段に出力する切換信号出力手段と、電圧指令が所定の値以下になった時に前記第１および第２の交流電力変換手段への電圧指令を元の電圧指令の２倍の値にして出力する電圧指令出力手段と備えたので、常に必要な電圧が電力変換手段から得られ、且つ、電力変換手段の変調率を常に高く保ち高調波を最小限に抑えて効率の良い運転が行えるという効果がある。
【０１２５】
この発明によれば、直流電力を交流電力に変換して負荷に供給する少なくとも２つの電力変換手段と、これら電極変換手段を直流電源正極と直流電源負極との間に直列接続あるいは直流電源に対して並列接続に切り換える直並列接続切換手段と、この直並列接続切換手段により直列あるいは並列に接続された前記複数の電力変換手段の出力を合成して負荷に供給する電力合成手段とを備えたので、電力変換手段の出力波形に占める高調波電圧の割合が減り、高調波電流による損失を小さくできるという効果がある。
また、直並列接続切換手段は、一方の直流入力端子が直流電源正極に接続された第１の交流電力変換手段の他方の直流入力端子と一方の直流入力端子が直流電源負極に接続された第２の交流電力変換手段の他方の直流入力端子との間に開閉可能に接続された第１の開閉手段と、前記第１の交流電力変換手段の他方の直流入力端子と直流電源負極との間に開閉可能に接続された第２の開閉手段と、記第２の交流電力変換手段の他方の直流入力端子と直流電源正極を接続する接続手段とを備えたので、開閉器の数を低減でき装置の構成を簡易できるという効果がある。
さらに、第１および第２の電力変換手段への電圧指令が所定の値を超えた時に第１および第２の交流電力変換手段を並列駆動させるように、また電圧指令が所定の値以下になったとき、前記第１および第２の交流電力変換手段を直列駆動させるように切換信号を第１ないし第３の開閉手段に出力する切換信号出力手段と、電圧指令が所定の値以下になった時に前記第１および第２の交流電力変換手段への電圧指令を元の電圧指令の２倍の値にして出力する電圧指令出力手段と備えたので、常に必要な電圧が電力変換手段から得られ、且つ、電力変換手段の変調率を常に高く保ち高調波を最小限に抑えて効率の良い運転が行えるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の実施の形態１によるインバータ装置を示す回路図である。
【図２】この発明の実施の形態２によるインバータ装置を示す回路図である。
【図３】この発明の実施の形態３によるモータ装置を示す回路図である。
【図４】この発明の実施の形態３によるモータの巻線を示す巻線図である。
【図５】この発明の実施の形態３によるモータ装置を示す回路図である。
【図６】この発明に関連した第１の構成例を示す部分回路図である。
【図７】この発明に関連した第１の構成例によるＰＷＭ波形の合成を示すタイミング図である。
【図８】この発明に関連した第２の構成例によるモータ装置を示す回路図である。
【図９】この発明に関連した第２の構成例によるモータの巻線を示す巻線図である。
【図１０】この発明に関連した第３の構成例によるモータ装置を示す回路図である。
【図１１】この発明に関連した第３の構成例によるモータの巻線を示す巻線図である。
【図１２】この発明に関連した第４の構成例によるモータ装置を示す回路図である。
【図１３】この発明に関連した第４の構成例によるモータの巻線を示す巻線図である。
【図１４】この発明の実施の形態４によるインバータ装置を示す回路図である。
【図１５】この発明の実施の形態４によるモータ装置を示す回路図である。
【図１６】この発明の実施の形態５によるモータ装置を示す回路図である。
【図１７】この発明の実施の形態６によるモータ装置を示す回路図である。
【図１８】この発明の実施の形態７による直列、並列切替え信号および、第１、第２のインバータの電圧指令を作る回路ブロック図である。
【図１９】この発明の実施の形態８による直列、並列切替え信号および、第１、第２のインバータの電圧指令を作る回路ブロック図である。
【符号の説明】
１ バッテリ、２ 第１のインバータ、３ 第２のインバータ、４ 変圧器、５ モータ、６ 第１の開閉スイッチ、７ 第２の開閉スイッチ、８ 第３の開閉スイッチ、５１ａ〜５１ｃ 第１の３相巻線、５２ａ〜５２ｃ 第２の３相巻線、５３ａ〜５３ｃ 第２の３相巻線、５４ａ〜５４ｃ 第２の３相巻線、５５ａ〜５５ｃ 第３の３相巻線、５６ａ〜５６ｃ 第４の３相巻線、６１ ダイオード、６２ トランジスタ、６３ トランジスタ、６４ ダイオード、７１ トランジスタ、７２ ダイオード、８１ トランジスタ、８２ ダイオード。
Claims (8)
- 直流電力を交流電力に変換して負荷に供給する少なくとも２つの電力変換手段と、
これら電極変換手段を直流電源正極と直流電源負極との間に直列接続あるいは直流電源に対して並列接続に切り換える直並列接続切換手段と、
この直並列接続切換手段により直列あるいは並列に接続された前記複数の電力変換手段の出力を合成して負荷に供給する電力合成手段と、を備え、
前記複数の電力変換手段は、
一方の直流入力端子が前記直流電源正極に接続された第１の交流電力変換手段と、
一方の直流入力端子が前記直流電源負極に接続された第２の交流電力変換手段と、を有し、
前記直並列接続切換手段は、
前記第１の交流電力変換手段の他方の直流入力端子と前記第２の交流電力変換手段の他方の直流入力端子との間に開閉可能に接続された第１の開閉手段と、
前記第１の交流電力変換手段の他方の直流入力端子と前記直流電源負極との間に開閉可能に接続された第２の開閉手段と、
前記第２の交流電力変換手段の他方の直流入力端子を前記直流電源正極に開閉可能に接続する第３の開閉手段と、を有し、
前記第１の開閉手段が開状態のときに前記第２、第３の開閉手段の開閉動作を繰り返し、前記第１および第２の交流電力変換手段の直流入力電圧を変化させることを特徴とする交流電力供給装置。 - 直流電力を交流電力に変換して負荷に供給する少なくとも２つの電力変換手段と、
これら電極変換手段を直流電源正極と直流電源負極との間に直列接続あるいは直流電源に対して並列接続に切り換える直並列接続切換手段と、
この直並列接続切換手段により直列あるいは並列に接続された前記複数の電力変換手段の出力を合成して負荷に供給する電力合成手段と、を備え、
前記複数の電力変換手段は、
一方の直流入力端子が前記直流電源正極に接続された第１の交流電力変換手段と、
一方の直流入力端子が前記直流電源負極に接続された第２の交流電力変換手段と、を有し、
前記直並列接続切換手段は、
前記第１の交流電力変換手段の他方の直流入力端子と前記第２の交流電力変換手段の他方の直流入力端子との間に開閉可能に接続された第１の開閉手段と、
前記第１の交流電力変換手段の他方の直流入力端子と直流電源負極との間に開閉可能に接続された第２の開閉手段と、
前記第２の交流電力変換手段の他方の直流入力端子と前記直流電源正極を接続する接続手段とを有し、
前記第１の開閉手段が開状態のときに前記第２、第３の開閉手段の開閉動作を繰り返し、前記第１および第２の交流電力変換手段の直流入力電圧を変化させることを特徴とする交流電力供給装置。 - 直流電力を交流電力に変換して負荷に供給する少なくとも２つの電力変換手段と、
これら電極変換手段を直流電源正極と直流電源負極との間に直列接続あるいは直流電源に対して並列接続に切り換える直並列接続切換手段と、
この直並列接続切換手段により直列あるいは並列に接続された前記複数の電力変換手段の出力を合成して負荷に供給する電力合成手段と、を備え、
前記複数の電力変換手段は、
一方の直流入力端子が前記直流電源正極に接続された第１の交流電力変換手段と、
一方の直流入力端子が前記直流電源負極に接続された第２の交流電力変換手段と、を有 し、
前記直並列接続切換手段は、
前記第１の交流電力変換手段の他方の直流入力端子と前記第２の交流電力変換手段の他方の直流入力端子との間に開閉可能に接続された第１の開閉手段と、
前記第１の交流電力変換手段の他方の直流入力端子と前記直流電源負極との間に開閉可能に接続された第２の開閉手段と、
前記第２の交流電力変換手段の他方の直流入力端子を前記直流電源正極に開閉可能に接続する第３の開閉手段と、を有し、
前記第２および第３の開閉手段が開状態のときに前記第１の開閉手段の開閉動作を繰り返し、または前記第１の開閉手段が開状態のときに前記第２および第３の開閉手段の開閉動作を繰り返し、前記第１および第２の交流電力変換手段の直流入力電圧を変化させることを特徴とする交流電力供給装置。 - 直流電力を交流電力に変換して負荷に供給する少なくとも２つの電力変換手段と、
これら電極変換手段を直流電源正極と直流電源負極との間に直列接続あるいは直流電源に対して並列接続に切り換える直並列接続切換手段と、
この直並列接続切換手段により直列あるいは並列に接続された前記複数の電力変換手段の出力を合成して負荷に供給する電力合成手段と、を備え、
前記複数の電力変換手段は、
一方の直流入力端子が前記直流電源正極に接続された第１の交流電力変換手段と、
一方の直流入力端子が前記直流電源負極に接続された第２の交流電力変換手段と、を有し、
前記直並列接続切換手段は、
前記第１の交流電力変換手段の他方の直流入力端子と前記第２の交流電力変換手段の他方の直流入力端子との間に開閉可能に接続された第１の開閉手段と、
前記第１の交流電力変換手段の他方の直流入力端子と直流電源負極との間に開閉可能に接続された第２の開閉手段と、
前記第２の交流電力変換手段の他方の直流入力端子と前記直流電源正極を接続する接続手段とを有し、
前記第２および第３の開閉手段が開状態のときに前記第１の開閉手段の開閉動作を繰り返し、または前記第１の開閉手段が開状態のときに前記第２および第３の開閉手段の開閉動作を繰り返し、前記第１および第２の交流電力変換手段の直流入力電圧を変化させることを特徴とする交流電力供給装置。 - 前記第１および第２の交流電力変換手段への電圧指令が所定の値を超えたときに前記第１および第２の交流電力変換手段を並列駆動させるように、また前記電圧指令が前記所定の値以下になったとき、前記第１および第２の交流電力変換手段を直列駆動させるように切換信号を前記第１、第２および第３の開閉手段に出力する切換信号出力手段と、
前記電圧指令が前記所定の値以下になったときに前記第１および第２の交流電力変換手段への電圧指令を元の電圧指令の２倍の値にして出力する電圧指令出力手段と、を備えたことを特徴とする請求項１または請求項２に記載の交流電力供給装置。 - 少なくとも前記第１および第２の交流電力変換手段が直列接続または並列接続のいずれかのときに、変調率を固定して前記第１および第２の交流電力変換手段をＰＷＭ駆動させる駆動手段を備えたことを特徴とする請求項１から請求項４までのいずれか１項に記載の交流電力供給装置。
- 直流電力を交流電力に変換して負荷に供給する少なくとも２つの電力変換手段と、
これら電極変換手段を直流電源正極と直流電源負極との間に直列接続あるいは直流電源に対して並列接続に切り換える直並列接続切換手段と、
この直並列接続切換手段により直列あるいは並列に接続された前記複数の電力変換手段 の出力を合成して負荷に供給する電力合成手段と、を備え、
前記複数の電力変換手段は、
一方の直流入力端子が前記直流電源正極に接続された第１の交流電力変換手段と、
一方の直流入力端子が前記直流電源負極に接続された第２の交流電力変換手段と、を有し、
前記直並列接続切換手段は、
前記第１の交流電力変換手段の他方の直流入力端子と前記第２の交流電力変換手段の他方の直流入力端子との間に開閉可能に接続された第１の開閉手段と、
前記第１の交流電力変換手段の他方の直流入力端子と前記直流電源負極との間に開閉可能に接続された第２の開閉手段と、
前記第２の交流電力変換手段の他方の直流入力端子を前記直流電源正極に開閉可能に接続する第３の開閉手段と、を有し、
前記第１および第２の交流電力変換手段への電圧指令が所定の値を超えたときに前記第１および第２の交流電力変換手段を並列駆動させるように、また前記電圧指令が前記所定の値以下になったとき、前記第１および第２の交流電力変換手段を直列駆動させるように切換信号を前記第１、第２および第３の開閉手段に出力する切換信号出力手段と、
前記電圧指令が前記所定の値以下になったときに前記第１および第２の交流電力変換手段への電圧指令を元の電圧指令の２倍の値にして出力する電圧指令出力手段と、をさらに備えたことを特徴とする交流電力供給装置。 - 直流電力を交流電力に変換して負荷に供給する少なくとも２つの電力変換手段と、
これら電極変換手段を直流電源正極と直流電源負極との間に直列接続あるいは直流電源に対して並列接続に切り換える直並列接続切換手段と、
この直並列接続切換手段により直列あるいは並列に接続された前記複数の電力変換手段の出力を合成して負荷に供給する電力合成手段と、を備え、
前記複数の電力変換手段は、
一方の直流入力端子が前記直流電源正極に接続された第１の交流電力変換手段と、
一方の直流入力端子が前記直流電源負極に接続された第２の交流電力変換手段と、を有し、
前記直並列接続切換手段は、
前記第１の交流電力変換手段の他方の直流入力端子と前記第２の交流電力変換手段の他方の直流入力端子との間に開閉可能に接続された第１の開閉手段と、
前記第１の交流電力変換手段の他方の直流入力端子と直流電源負極との間に開閉可能に接続された第２の開閉手段と、
前記第２の交流電力変換手段の他方の直流入力端子と前記直流電源正極を接続する接続手段とを有し、
前記第１および第２の交流電力変換手段への電圧指令が所定の値を超えたときに前記第１および第２の交流電力変換手段を並列駆動させるように、また前記電圧指令が前記所定の値以下になったとき、前記第１および第２の交流電力変換手段を直列駆動させるように切換信号を前記第１、第２および第３の開閉手段に出力する切換信号出力手段と、
前記電圧指令が前記所定の値以下になったときに前記第１および第２の交流電力変換手段への電圧指令を元の電圧指令の２倍の値にして出力する電圧指令出力手段と、をさらに備えたことを特徴とする交流電力供給装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2548197A JP3595096B2 (ja) | 1997-02-07 | 1997-02-07 | 交流電力供給装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2548197A JP3595096B2 (ja) | 1997-02-07 | 1997-02-07 | 交流電力供給装置 |
Related Child Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2004134222A Division JP3802035B2 (ja) | 2004-04-28 | 2004-04-28 | 交流電動機 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10225181A JPH10225181A (ja) | 1998-08-21 |
| JP3595096B2 true JP3595096B2 (ja) | 2004-12-02 |
Family
ID=12167252
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2548197A Expired - Lifetime JP3595096B2 (ja) | 1997-02-07 | 1997-02-07 | 交流電力供給装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3595096B2 (ja) |
Families Citing this family (22)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| AUPS143902A0 (en) * | 2002-03-28 | 2002-05-09 | Curtin University Of Technology | Power conversion system and method of converting power |
| JP2004236424A (ja) | 2003-01-30 | 2004-08-19 | Toyota Motor Corp | 動力出力装置、モータ駆動方法およびモータの駆動制御をコンピュータに実行させるためのプログラムを記録したコンピュータ読取り可能な記録媒体 |
| JP2005051838A (ja) * | 2003-07-29 | 2005-02-24 | Toyota Industries Corp | インバータ装置及びリップル電流の低減方法 |
| JP4498827B2 (ja) * | 2004-06-03 | 2010-07-07 | トヨタ自動車株式会社 | 電力変換装置およびそれを備えた車両 |
| JP4932301B2 (ja) * | 2006-03-28 | 2012-05-16 | 川崎重工業株式会社 | インバータ制御装置及びこれを用いた電動機制御システム |
| JP5391541B2 (ja) * | 2006-11-22 | 2014-01-15 | 日産自動車株式会社 | 電力変換装置及び方法並びに多相交流モータシステム |
| JP5106888B2 (ja) * | 2007-03-09 | 2012-12-26 | 株式会社日本自動車部品総合研究所 | 車両用交流モータ装置 |
| JP4649490B2 (ja) * | 2008-03-28 | 2011-03-09 | 技嘉科技股▲ふん▼有限公司 | メインボード用電力管理方法及びシステム |
| JP5510703B2 (ja) | 2009-08-21 | 2014-06-04 | 株式会社デンソー | 回転電機及びその制御システム |
| JP5445036B2 (ja) * | 2009-11-04 | 2014-03-19 | 富士電機株式会社 | 電力変換装置 |
| WO2012105266A1 (ja) * | 2011-02-03 | 2012-08-09 | パナソニック株式会社 | モータ駆動装置 |
| JP5562361B2 (ja) * | 2012-01-26 | 2014-07-30 | 三菱電機株式会社 | 交流回転機の制御装置、及びその制御装置を備えた電動パワーステアリング装置 |
| JP5733326B2 (ja) * | 2013-02-21 | 2015-06-10 | 株式会社安川電機 | 電流形インバータ装置 |
| DE102014203550A1 (de) * | 2014-02-27 | 2015-08-27 | Robert Bosch Gmbh | Elektrisches Antriebssystem |
| DE102014203563A1 (de) * | 2014-02-27 | 2015-08-27 | Robert Bosch Gmbh | Elektrisches Antriebssystem |
| DE102014223224A1 (de) * | 2014-11-13 | 2015-08-27 | Schaeffler Technologies AG & Co. KG | Antriebseinrichtung und Verfahren zum Betrieb einer Antriebseinrichtung |
| JP6526505B2 (ja) * | 2015-07-06 | 2019-06-05 | 東芝インフラシステムズ株式会社 | 電力変換装置 |
| DE102015216007A1 (de) * | 2015-08-21 | 2017-02-23 | Lenze Drives Gmbh | Antriebssystem |
| JP2019013059A (ja) * | 2017-06-29 | 2019-01-24 | 富士電機株式会社 | 多巻線交流電動機駆動装置 |
| KR102516063B1 (ko) | 2017-10-10 | 2023-03-30 | 존슨 컨트롤스 테크놀러지 컴퍼니 | 이중-공급 가변속 드라이브를 위한 시스템 및 방법 |
| WO2019163097A1 (ja) * | 2018-02-23 | 2019-08-29 | 三菱電機株式会社 | 回転電機の制御方法、回転電機の制御装置、及び駆動システム |
| JP2021090274A (ja) * | 2019-12-04 | 2021-06-10 | 東芝三菱電機産業システム株式会社 | 多相電動機駆動装置 |
-
1997
- 1997-02-07 JP JP2548197A patent/JP3595096B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH10225181A (ja) | 1998-08-21 |
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Legal Events
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|---|---|---|---|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20040309 |
|
| A521 | Written amendment |
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|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
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| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
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|
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Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080910 Year of fee payment: 4 |
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| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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|
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|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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|
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|
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