WO2018092315A1 - 電力変換装置およびこれを用いた電動機駆動装置 - Google Patents

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航平 恩田
竹島　由浩
達也 北村
岩蕗　寛康
秀之 早乙女
貴哉 武藤
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三菱電機株式会社
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Definitions

  • the present invention relates to a power converter that converts electric power from a DC power source into AC and supplies power to an electric motor such as a motor generator, and an electric motor drive device using the power converter.
  • An electric motor driving device for driving a motor generator used in a hybrid vehicle or the like converts electric power from a DC power source into AC and supplies electric power to the electric motor.
  • this power conversion device it is possible to cope with a high speed by using a semiconductor switching element such as a MOSFET (metal oxide silicon field effect transistor).
  • MOSFET metal oxide silicon field effect transistor
  • JP 2000-262066 A paragraphs [0007], [0008], [0014] and FIG. 7)
  • the present invention has been made to solve the above-described problem, and an object thereof is to provide a power converter that realizes downsizing and loss reduction of an LC resonance circuit to be added, and a motor drive device using the power converter. To do.
  • the power conversion device includes an inverter circuit that converts power from a DC power source into single-phase or multi-phase AC power, a first switching unit connected between the DC power source and the inverter circuit, and an inverter circuit A control unit that is connected between the input terminals and includes a resonance circuit that connects the capacitor, the reactor, and the second switching unit, an inverter circuit, a first switching unit, and a control unit that controls the second switching unit.
  • An electric motor drive device includes a DC power supply, an inverter circuit that converts electric power from the DC power supply to single-phase or multiphase AC power, and a first switching unit connected between the DC power supply and the inverter circuit.
  • a resonance circuit connected between the input terminals of the inverter circuit and connecting the capacitor, the reactor, and the second switching unit, an inverter circuit, a first switching unit, and a control unit for controlling the second switching unit.
  • the control unit of the power conversion device controls the first switching unit to be turned off and the second switching unit to be turned on.
  • the other arm In which it controls the inverter circuit to transition to a mode of reflux current, and provide a period for turning on simultaneously the arm and the lower arm on all phases of the inverter circuit.
  • the control unit controls either the upper arm or the lower arm of the inverter circuit during the resonance operation period in which the first switching unit is turned off and the second switching unit is turned on.
  • the inverter circuit is controlled so as to transition from the mode in which current flows back to the arm to the mode in which current is returned to the other arm, and a period in which the upper and lower arms of all phases of the inverter circuit are simultaneously turned on is provided. is there. For this reason, size reduction and loss reduction of the LC resonance circuit to be added can be realized.
  • the control unit controls either the upper arm or the lower arm of the inverter circuit during the resonance operation period in which the first switching unit is controlled to be turned off and the second switching unit is controlled to be turned on.
  • the inverter circuit is controlled so as to transition from the mode in which current flows back to the arm to the mode in which current is returned to the other arm, and a period in which the upper and lower arms of all phases of the inverter circuit are simultaneously turned on is provided. is there. For this reason, size reduction and loss reduction of the LC resonance circuit to be added can be realized.
  • Embodiment 1 is a resonant circuit in which a first switching unit connected between a DC power supply and an inverter circuit, and a capacitor, a reactor, and a second switching unit connected in series between input terminals of the inverter circuit. And a control unit that controls the inverter circuit, the first switching unit, and the second switching unit, and the control unit controls the first switching unit to be turned off and the second switching unit to be turned on.
  • the inverter circuit In the operation period, the inverter circuit is controlled so as to transit from the mode in which current is returned to one of the upper arm and the lower arm of the inverter circuit to the mode in which current is returned to the other arm, and all the inverter circuits are Power converter that provides a period for turning on the upper arm and lower arm of the same phase simultaneously, and using this power converter It relates to an electric motor drive device.
  • FIG. 1 is a configuration diagram of the power conversion device and the motor drive device, and an internal block diagram of a control unit according to the power conversion device 2 is a time chart for explaining operations
  • FIG. 3 is a partially enlarged view of the time chart for explaining operations
  • FIG. 5 is a diagram explaining soft switching operations
  • FIG. 5 is a schematic diagram for explaining soft switching operations. 6. Description will be made based on FIG. 7, which is an operation explanatory diagram of a comparative example, and FIG. 8, which is a time chart for explaining soft switching operation for one phase of the inverter.
  • the electric motor drive device system includes an electric motor drive device 1000 and an electric motor 130.
  • the electric motor drive device 1000 includes a power conversion device 100 and an electricity storage device 120 that is a DC power source.
  • the power conversion device 100 includes a soft switching circuit 10, an inverter circuit 20, and a control unit 30.
  • the electric motor 130 is not part of the electric motor driving device 1000, but is closely related to the operation of the electric motor driving device. For this reason, the electric motor 130 will be described as a part of the electric motor driving device without particular distinction.
  • the electric motor drive device 1000 controls the electric motor 130.
  • the electric motor driving device 1000 uses the power conversion device 100 to supply electric power supplied from the power storage device 120 such as a lithium ion battery, a nickel metal hydride battery, or a capacitor that is a DC power source. It converts into alternating current and drives the electric motor 130 which is a motor with the converted electric power.
  • the power storage device 120 such as a lithium ion battery, a nickel metal hydride battery, or a capacitor that is a DC power source. It converts into alternating current and drives the electric motor 130 which is a motor with the converted electric power.
  • the power conversion apparatus 100 includes an inverter circuit 20 that supplies power to an electric motor 130 that is a motor serving as a load, a soft switching circuit 10 that is connected between the inverter circuit 20 and the power storage device 120, a soft switching circuit 10, and an inverter circuit.
  • the control part 30 which controls 20 is provided.
  • the main circuit positive potential portion 17 of the inverter circuit 20 is connected to the positive terminal of the power storage device 120 via the soft switching circuit 10
  • the main circuit reference potential portion 18 is connected to the negative terminal of the power storage device 120 via the soft switching circuit 10. It is connected to the.
  • the electric motor drive device 1000 of Embodiment 1 can also be applied when the electric motor 130 operates as a generator.
  • the electric motor 130 operating as a generator converts the motive power into alternating current power
  • the power conversion apparatus 100 converts the alternating current power into direct current power and supplies the power to the power storage device 120. That is, the electric motor drive device 1000 of the first embodiment can realize a small and low loss electric motor drive device regardless of the direction of the power transmitted by the power conversion device 100.
  • the soft switching circuit 10 includes a first switching unit 11 and a resonance circuit 12.
  • the resonance circuit 12 is a series circuit including a capacitor 13, a reactor 14, and a second switching unit 15.
  • the first switching unit 11 is connected to the positive terminal of the electricity storage device 120.
  • the first embodiment shows an example in which the drain terminal of the switching element 11a and the cathode terminal of the antiparallel diode 11b are connected.
  • the other end of the first switching unit 11 (the source terminal of the switching element 11 a and the anode terminal of the antiparallel diode 11 b) is connected to the main circuit positive potential unit 17.
  • the main circuit positive potential portion 17 and one end of the capacitor 13 are connected.
  • the other end of the capacitor 13 is connected to one end of the reactor 14.
  • the other end of the reactor 14 is connected to the drain terminal of the switching element 15a constituting the second switching unit 15 and the cathode terminal of the antiparallel diode 15b.
  • the source terminal of the switching element 15 a and the anode terminal of the antiparallel diode 15 b are connected to the main circuit reference potential unit 18. That is, the resonance circuit 12, which is a series circuit of the capacitor 13, the reactor 14, and the second switching unit 15, is connected between the main circuit positive potential unit 17 and the main circuit reference potential unit 18 between the input terminals of the inverter circuit 10. Has been.
  • the switching element In the first embodiment, it is assumed that a MOSFET is used as the switching element.
  • the anti-parallel diode can be substituted by a parasitic diode of the switching element.
  • an IGBT insulated gate bipolar transistor
  • the switching element is not limited to a silicon single element semiconductor, and a compound semiconductor to which silicon carbide, gallium nitride, or the like is applied can also be applied.
  • the inverter circuit 20 is a three-phase inverter to which PWM (Pulse Width Modulation) control is applied. Two inverters are connected in series to form an arm, and each arm is connected in parallel.
  • inverter switching units 21, 22, 23, 24, 25, and 26 constitute each arm, and each inverter switching unit includes a switching element and an antiparallel diode.
  • the inverter switching unit 21 includes a switching element 21a and an antiparallel diode 21b.
  • the drain terminal of the switching element 21a is connected to the main circuit positive potential section 17, and the source terminal of the switching element 21a is connected in series with the drain terminal of the switching element 22a.
  • a source terminal of the switching element 22 a is connected to the main circuit reference potential unit 18.
  • the drain terminals of the switching element 23a and the switching element 25a are connected to the main circuit positive potential portion 17, and the source terminals are connected in series with the drain terminals of the switching element 24a and the switching element 26a, respectively.
  • the source terminals of the switching element 24 a and the switching element 26 a are connected to the main circuit reference potential unit 18.
  • the arm composed of the switching element 21a and the switching element 22a is the U phase
  • the arm composed of the switching element 23a and the switching element 24a is the V phase
  • the arm composed of the switching element 25a and the switching element 26a is the W phase. Described as phase.
  • a connection point between the switching element 21 a and the switching element 22 a is connected to a U-phase terminal 130 a of the electric motor 130.
  • a connection point between the switching element 23 a and the switching element 24 a is connected to the V-phase terminal 130 b of the electric motor 130.
  • a connection point between the switching element 25 a and the switching element 26 a is connected to a W-phase terminal 130 c of the electric motor 130.
  • the control unit 30 includes a reference signal generation circuit 40, a sawtooth carrier generation circuit 50, a control signal generation circuit 60, and a gate drive circuit unit 70.
  • the reference signal generation circuit 40 includes a sine wave signal generation source 41 and phase shifters 42a and 42b.
  • the control signal generating circuit 60 includes comparators 61a to 61e, inverting circuits 62a to 62d, fixed delay circuits 63a to 63c, an adding circuit 64, and a dead time generating circuit 65.
  • the gate drive circuit unit 70 includes gate drive circuits 70a to 70h.
  • the gate control signal 30a of the control unit 30 is connected to the gate terminal of the switching element 11a.
  • the gate control signal 30b is connected to the gate terminal of the switching element 15a.
  • the gate control signals 30c to 30h are connected to the respective gate terminals of the switching elements 21a to 26a.
  • the control signal given to the gate terminal of the switching element is given on the basis of each source terminal, and actually there is a connection wiring with each source terminal, but for the sake of simplification, it is shown in FIG. Omitted.
  • the motor 130 can be applied to all AC motors including motor generators.
  • the inverter circuit 20 is not limited to a three-phase inverter, and may be a single-phase inverter, a two-phase inverter, or a multiphase inverter having four or more phases.
  • FIG. 2 is an internal block diagram of the control unit 30 and illustrates a method for generating the gate control signals 30c to 30h of the switching elements 21a to 26a.
  • PWM control of an inverter is realized using a carrier signal and a reference signal.
  • the carrier signal of the first embodiment shows an example in which the sawtooth carrier signal 50a is generated by the sawtooth carrier generation circuit 50.
  • the reference signal is generated as a sine wave by a sine wave signal generation source 41 in the reference signal generation circuit 40.
  • the phase shifters 42a and 42b Based on this reference signal, the phase shifters 42a and 42b generate signals with + 2 / 3 ⁇ and + 4 / 3 ⁇ phase shifted.
  • the sine wave reference signals 40a, 40b, and 40c correspond to the U phase, the V phase, and the W phase, respectively.
  • the sawtooth carrier signal 50a and the sine wave reference signals 40a to 40c are compared and determined by the comparators 61a to 61c, respectively, and control signals for the upper and lower arms of each phase are generated.
  • the gate control signal 30c of the U-phase upper arm switching element 21a is generated by amplifying the output of the comparator 61a by the gate drive circuit 70c.
  • the gate control signal 30d of the U-phase lower arm switching element 22a is logically inverted from the output of the comparator 61a by the inverting circuit 62a, and a delay of a predetermined time is added to this signal by the fixed delay circuit 63a. Generated by amplification at 70d.
  • gate control signals 30c to 30h shown in FIG. 3 to be described later are generated.
  • the predetermined time delayed by the fixed delay circuits 63a to 63c is determined from the time constants of the capacitor 13 and the reactor 14.
  • the gate control signals 30a and 30b of the switching elements 11a and 15a of the soft switching circuit 10 generate the reference signals Vref1 and Vref2 and the sawtooth carrier signal 50a based on the comparison determination result with the comparators 61d and 61e, respectively.
  • the comparator 61d determines whether the sawtooth carrier signal 50a is greater than the positive reference signal Vref1.
  • the comparator 61e determines whether the sawtooth carrier signal 50a is smaller than the negative reference signal Vref2.
  • the outputs of the comparator 61d and the comparator 61e are added by the adding circuit 64.
  • the output of the adder circuit 64 is in the H state before and after the point where the value of the sawtooth carrier signal 50a is reset (the point at which the differential value becomes discontinuous).
  • the gate control signal 30a is generated by amplifying the output of the adder circuit 64 by the gate drive circuit 70a.
  • the output of the adder circuit 64 is logically inverted by the inverting circuit 62d, and a dead time is added by the dead time generating circuit 65 so that the switching elements 11a and 15a are not turned on simultaneously.
  • the output signal of the dead time generation circuit 65 is amplified by the gate drive circuit 70b to generate the gate control signal 30b.
  • the dead time generation circuit 65 is provided in order to minimize the current flowing through the reactor 14 of the soft switching circuit 10 and suppress excessive loss.
  • the reactor 14 between the switching elements 11a and 15a suppresses a rapid current increase, a configuration in which the dead time generation circuit 65 is omitted is also possible.
  • the gate drive circuits 70a to 70h of the gate drive circuit unit 70 are provided with an insulation interface and an insulation power source because the source potentials of the switching elements to be driven are different.
  • FIG. 3 is a time chart for explaining the operation of the soft switching circuit according to the first embodiment, and schematically shows signal waveforms.
  • reference numerals 40a to 40b denote sine wave reference signals corresponding to the U phase, the V phase, and the W phase.
  • 30a and 30b are gate control signals of the switching elements 11a and 15a.
  • 30c to 30h are gate control signals for the switching elements 21a to 26a of the upper and lower arms.
  • Ir is a current flowing through the reactor 14, and Vbus is a voltage of the main circuit positive potential unit 17.
  • R represents reset.
  • the switching element 11a of the soft switching circuit is kept on and the switching element 15a is kept off. Therefore, soft switching operation is not performed at this time.
  • the fixed delay circuits 63a to 63c ensure a dead time (hereinafter referred to as a positive dead time) for a predetermined period.
  • the circuit operation during the rising period of the sawtooth carrier signal 50a is the same as the conventional general three-phase inverter control.
  • the resonance circuit operation period Pr is generated by adding the period in which the sawtooth carrier signal 50a is larger than the positive reference signal Vref1 and the period smaller than the negative reference signal Vref2 by the adding circuit 64. .
  • a period in which the resonance current Ir flows through the reactor 14 and the capacitor 13 and the reactor 14 perform resonance operation causes the voltage Vbus of the main circuit positive potential portion 17 to decrease to zero voltage.
  • FIG. 4 is an enlarged view of the range A indicated by the one-dot oblique line with the resonance circuit operation period Pr shown in FIG. 3 as the center.
  • 5A and 5B show current paths of the inverter circuit 20 before and after the resonance circuit operation period Pr shown in FIG.
  • the fixed delay circuits 63a to 63c provide a period (hereinafter referred to as negative dead time) in which the upper and lower arm switching elements (for example, 21a and 22a) of the inverter circuit 10 are simultaneously turned on in the resonance circuit operation period Pr.
  • negative dead time the current flowing through the resonance reactor 14 can be significantly reduced when a soft switching operation is realized.
  • FIG. 6 is a schematic diagram for explaining the soft switching operation.
  • FIG. 6 is a schematic diagram explaining the soft switching operation in an easy-to-understand manner, and the reference numerals are omitted.
  • 6A corresponds to FIG. 5A
  • FIG. 6D corresponds to FIG. 5B.
  • FIG. 6A shows a state before collective switching, that is, a state of the lower arm reflux mode, in which the lower arm switching elements 22a, 24a, and 26a are turned on (the upper arm switching elements 21a, 23a, and 25a are turned off). . Furthermore, the switching element 11a of the first switching unit 11 is in an on state. The lower arm return current flow is shown by a solid line.
  • FIG. 6B shows a state at the start of the resonance operation. The lower arm switching elements 22a, 24a, and 26a are on. The switching element 11a of the first switching unit 11 is turned off, and the switching element 15a of the second switching unit 15 is turned on. At this time, the current flowing through the resonance circuit 12 flows counterclockwise. A counterclockwise current flow through the resonance circuit 12 is indicated by a dotted line.
  • FIG. 6C shows a state during a resonance operation operation (negative dead time) period.
  • the upper arm switching elements 21a, 23a, and 25a are turned on, and all the upper and lower arm switching elements are turned on.
  • the switching element 15a of the second switching unit 15 is on.
  • FIG. 6D shows the state after collective switching, that is, the state of the upper arm reflux mode, in which the upper arm switching elements 21a, 23a, and 25a are on (the lower arm switching elements 22a, 24a, and 26a are off). State).
  • the switching element 11a of the first switching unit 11 is in an on state.
  • the current flow of the upper arm reflux is shown by a solid line.
  • FIG. 7 is a diagram illustrating a current path of the inverter circuit when a general positive dead time period is provided when transitioning from FIG. 5A to FIG. 5B.
  • the resonance current Ir does not satisfy the load current, the regenerative current flows into the power storage device 120 during the positive dead time period.
  • the antiparallel diode 11b of the soft switching circuit 10 since the antiparallel diode 11b of the soft switching circuit 10 is turned on, the voltage Vbus of the main circuit positive potential portion 17 rises to the input voltage Vin or higher, and the soft switching operation of the switching element of the inverter circuit 10 is not realized. For this reason, when a general positive dead time period is provided, in order to realize a soft switching operation, it is necessary to configure the resonance circuit to have a current capacity (for example, several hundreds A) corresponding to the load current. For this reason, the capacitor 13, the reactor 14, and the switching element 15a are inevitably increased in size.
  • the resonance current Ir is a current (for example, several A) for charging / discharging the parasitic capacitance of the inverter switching units 21 to 26 of the inverter circuit 20 and the parasitic capacitance of the first switching unit 11 of the soft switching circuit 10.
  • the first embodiment can significantly reduce the size of the soft switching circuit 10.
  • FIG. 8 is a diagram schematically showing a soft switching waveform in the resonance circuit operation period Pr of FIG. 4 using the U phase as an example.
  • 30c and 30d are gate control signals for the switching elements 21a and 22a of the upper and lower arms of the U phase.
  • 30a and 30b are gate control signals of the switching elements 11a and 15a.
  • Ir is a current flowing through the reactor 14, and Vbus is a voltage of the main circuit positive potential unit 17.
  • Ia (broken line) is a current flowing through the anti-parallel diode 21b of the U-phase upper arm
  • Vka (solid line) is a voltage between terminals of the anti-parallel diode 21b of the U-phase upper arm
  • Id (broken line) is a current flowing through the switching element 22a of the U-phase lower arm
  • Vds (solid line) is a voltage between the source and drain of the switching element 22a of the U-phase lower arm.
  • “HS” indicates hard switching
  • SS” indicates soft switching.
  • the switching element 22a of the U-phase lower arm transitions from on to off.
  • the antiparallel diode 21b of the U-phase upper arm transitions from OFF to ON, and all the current Ia flows to the antiparallel diode 21b.
  • the transition from ON to OFF of the switching element 22a of the U-phase lower arm corresponds to a change from ON to OFF of 30d (the gate control signal of the U-phase lower arm switching element 22a). Since this soft switching is a switching in which the voltage Vbus of the main circuit positive potential portion 17 is in a zero voltage state, zero voltage switching in which no switching loss occurs can be realized.
  • Hard switching is switching when a general positive dead time period is provided, and specifically, switching from OFF to ON of the switching element 22a of the U-phase lower arm.
  • the change in the current (Ia) flowing through the anti-parallel diode 21b of the U-phase upper arm and the voltage (Vka) between the terminals of the anti-parallel diode 21b of the U-phase upper arm is caused by the switching element 22a of the U-phase lower arm being turned off. It shows that the anti-parallel diode 21b of the U-phase upper arm transitions from on to off as it transitions to on.
  • the transition from the lower arm return to the upper arm return can be made smoothly, so that the peak value of the current flowing through the resonance circuit 12 is the current flowing through the upper or lower arm of the inverter circuit 20. It becomes smaller than the current value in the reflux mode in which the air is circulated. Further, since the switching element 11a of the soft switching circuit 10 performs zero current switching, no switching loss occurs. Further, the current flowing through the switching element 15a of the soft switching circuit 10 is small, and the switching loss is negligible compared to the loss of the inverter circuit 20.
  • the inverter operation at the time of resetting the sawtooth carrier signal is soft-switched, and the switching loss generated in the soft switching circuit 10 can be suppressed.
  • Switching of the inverter that occurs when the sawtooth carrier signal is reset is 1 ⁇ 2 of the total number of times. Therefore, in the first embodiment, the switching loss of the inverter circuit 20 can be reduced to 1 ⁇ 2.
  • the loss generated in the soft switching circuit 10 is mainly the conduction loss of the switching element 11a. This conduction loss can be further reduced by parallelizing the switching element 11a.
  • an operation mode for changing the inverter from the upper arm return mode to the lower arm return mode is provided by adopting the carrier signal having the reset shape, and switching of the soft switching circuit is performed at this timing.
  • the element 11a is turned off and the switching element 15a is turned on. Further, by providing a negative dead time period for controlling the upper and lower arms of the inverter, the regenerative operation is prevented for the power storage device 120 and soft switching is realized with a small resonance current.
  • the carrier signal applied in the first embodiment is not limited to the sawtooth shape, and can be applied to all carrier signals that provide an operation mode in which the upper arm reflux transitions to the lower arm reflux.
  • a fixed dead time is given as a means for giving a positive dead time to switching during a period when the sawtooth carrier signal rises and for giving a negative dead time to switching at the time of resetting the sawtooth carrier signal.
  • the configuration using the delay circuits 63a to 63c is illustrated. However, it is not limited to this. Furthermore, in the first embodiment, the case of transition from the upper arm reflux to the lower arm reflux is illustrated, but the transition from the lower arm reflux to the upper arm reflux is performed by switching the + input and the ⁇ input of the comparators 61a to 61c. May be.
  • a DC power source obtained by converting AC power into DC by an inverter.
  • it may be a solar power generation device, a fuel cell, or a generator capable of direct current output.
  • the soft switching (negative dead time) of power conversion apparatus 100 has been described with an example of a direction in which current flows from power storage device 120 to electric motor 130.
  • the soft switching (negative dead time) of the power conversion apparatus 100 can be similarly applied even in the direction in which a current flows from the electric motor 130 serving as the generator to the power storage device 120. That is, regardless of the direction of the current flowing through the power conversion device 100, by applying soft switching (negative dead time), a power conversion device that realizes downsizing and loss reduction of the LC resonance circuit to be added, and the same are used.
  • the electric motor drive device can be configured.
  • the resonance circuit 12 is configured by connecting the capacitor 13, the reactor 14, and the second switching unit in series.
  • the present invention is not limited to this configuration.
  • the power conversion device includes the first switching unit connected between the DC power supply and the inverter circuit, the capacitor, the reactor, and the first connected between the input terminals of the inverter circuit. And a control unit for controlling the resonance circuit, the inverter circuit, the first switching unit, and the second switching unit connected in series with the two switching units, and the control unit controls the first switching unit to be turned off.
  • the resonance operation period in which the second switching unit is controlled to be turned on the inverter is changed so as to transit from the mode in which the current is returned to one of the upper arm and the lower arm of the inverter circuit to the mode in which the current is returned to the other arm.
  • a period for controlling the circuit and simultaneously turning on the upper and lower arms of all phases of the inverter circuit. Ri and electric motor drive device is obtained by using the power conversion apparatus. Therefore, it is possible to reduce the size and loss of the added LC resonance circuit.
  • FIG. The power conversion device according to the second embodiment is a configuration in which the delay time of the gate control signals of the switching elements of the upper arm and the lower arm of the inverter circuit is changed according to the operation state of each phase in the power conversion device according to the first embodiment. It is what.
  • FIG. 9 is an internal block diagram of the control unit, focusing on differences from the first embodiment.
  • the same or corresponding parts as those in FIG. 2 of the first embodiment are denoted by the same reference numerals.
  • the power conversion device 200, the control unit 230, and the control signal generation circuit 260 are used.
  • control signal generation circuit 260 the fixed delay circuits 63a to 63c of the control signal generation circuit 260 of the first embodiment are variable delay circuits 263a to 263c, and further, a U-phase element current detection circuit 266a, a V-phase element current detection circuit 266b, A W-phase element current detection circuit 266c is added.
  • variable delay circuits 263a to 263c vary the delay time according to the outputs of the element current detection circuits 266a to 266c of the respective phases.
  • a predetermined delay time set in advance is given, whereas in the second embodiment, the delay time can be optimized according to the operating state of each phase.
  • the dead time can be minimized, there is an effect that a decrease in power conversion efficiency due to the addition of the dead time can be suppressed.
  • the input signals of the element current detection circuits 266a to 266c for each phase measured values of the current flowing through the switching elements of the upper arm or the lower arm of each phase or the currents of the respective phases that drive the motor 130 are used. it can.
  • the configuration using the phase element current detection circuits 266a to 266c is exemplified as a method for detecting the operation state of each phase.
  • a method for detecting the element voltage of each phase may be used.
  • the measured value of the voltage between the drain and source of the switching element of the upper arm or the lower arm of each phase can be used as the input signal of the element voltage detection circuit of each phase.
  • the power conversion device of the second embodiment changes the delay time of the gate control signals of the switching elements of the upper arm and the lower arm of the power conversion device of the first embodiment in accordance with the operation state of each phase. It is set as the structure which carries out. Therefore, the power conversion device according to the second embodiment and the electric motor drive device using the same can achieve downsizing and loss reduction of the LC resonance circuit added as in the first embodiment. Furthermore, there is an effect of suppressing a decrease in power conversion efficiency due to the addition of dead time.
  • Embodiment 3 FIG.
  • the power conversion device according to the third embodiment has a configuration in which the first switching unit of the soft switching circuit of the power conversion device according to the first embodiment is connected to the reference potential side of the power storage device, that is, the ground side.
  • FIG. 10 is a configuration diagram of the power conversion device and the electric motor drive device, focusing on differences from the first embodiment. 10, the same or corresponding parts as those in FIG. 2 of the first embodiment are denoted by the same reference numerals. In addition, in order to distinguish from embodiment, it is set as the electric motor drive device 3000, the power converter device 300, the soft switching circuit 310, and the 1st switching part 311.
  • the difference in configuration between the soft switching circuit 310 and the soft switching circuit 10 according to the first embodiment is the position of the first switching unit.
  • the first switching unit 311 is connected to the reference potential side of the power storage device 120, that is, the ground side, and the source terminal of the switching element 311a of the first switching unit 11 is connected to the main circuit reference potential. Connected to the unit 18.
  • the source terminal of the switching element 11a of the first switching unit has the same potential as the main circuit reference potential unit 18. For this reason, the insulation interface and insulation power supply of the gate drive circuit of the switching element 11a of the first switching unit can be omitted, and the entire apparatus can be reduced in size.
  • the power conversion device according to the third embodiment is configured to connect the first switching unit of the soft switching circuit of the power conversion device according to the first embodiment to the reference potential side of the power storage device, that is, the ground side. Is. Therefore, the power conversion device according to the third embodiment and the electric motor drive device using the same can achieve downsizing and loss reduction of the LC resonance circuit added as in the first embodiment. Furthermore, the insulation interface and the insulation power supply of the gate drive circuit of the switching element of the first switching unit can be omitted, and there is an effect that the entire device can be reduced in size.
  • Embodiment 4 FIG.
  • the power conversion device and motor drive device according to the fourth embodiment are configured such that the inverter circuit and the motor of the power conversion device and motor drive device according to the first embodiment have a two-group configuration of an X group and a Y group.
  • FIG. 11 is a block diagram showing the configuration of the power conversion device and the motor drive device
  • FIG. 12 is an internal block diagram of the control unit of the power conversion device, for the power conversion device and the motor drive device of the fourth embodiment.
  • the same or equivalent parts as those in FIGS. 1 and 2 of the first embodiment are denoted by the same reference numerals.
  • it is set as the electric motor drive device 4000, the power converter device 400, the inverter circuits 420X and 420Y, the control part 430, the reference signal generation circuit 440, and the control signal generation circuit 460.
  • the gate drive circuit portion is omitted for the sake of simplicity.
  • the electric motor drive device 4000 converts electric power supplied from the power storage device 120 into alternating current by the power conversion device 400, and drives the two electric motors 130X and 130Y that are motors with the converted electric power.
  • the power conversion apparatus 400 includes inverter circuits 420X and 420Y that supply power to the two electric motors 130X and 130Y that are loads, and the soft switching circuit 10 that is connected between the inverter circuits 420X and 420Y and the power storage device 120, A control unit 430 for controlling the soft switching circuit 10 and the inverter circuits 420X and 420Y is provided.
  • the two electric motors 130X and 130Y and the two inverter circuits 420X and 420Y will be referred to as an X group and a Y group as appropriate.
  • the control unit 430 includes a reference signal generation circuit 440, a sawtooth carrier generation circuit 50, a control signal generation circuit 460, and a gate drive circuit unit (not shown).
  • phase shifters 443a to 443c for the inverter circuit 420Y are added to the reference signal generation circuit 40 of the first embodiment.
  • the sine wave reference signals 40aY, 40bY, and 40cY for the inverter circuit 420Y correspond to the U phase, the V phase, and the W phase of the inverter circuit 420Y (that is, the electric motor 130Y), respectively.
  • the phase is shifted by ⁇ by the phase shifter 443a.
  • the phases of the sine wave reference signals 40aY, 40bY, and 40cY are shifted by ⁇ with respect to the sine wave reference signals 40aX, 40bX, and 40cX for the inverter circuit 420X (that is, the electric motor 130X).
  • the control signal generation circuit 460 has a configuration corresponding to the two inverter circuits 420X and 420Y with respect to the control signal generation circuit 60 of the first embodiment. Each configuration and operation is the same as in the first embodiment. That is, the control signal generation circuit 460 includes comparators 61aX to 61cX, inverting circuits 62aX to 62cX, and fixed delay circuits 63aX to 63cX corresponding to the inverter circuit 420X.
  • the control signal generation circuit 460 includes comparators 61aY to 61cY, inverting circuits 62aY to 62cY, and fixed delay circuits 63aY to 63cY corresponding to the inverter circuit 420Y.
  • the sine wave reference signals of the phases of the two groups of inverter circuits are given in different phases, so that the storage device 120 Generally, the generated ripple current is dispersed.
  • the phase difference is ⁇ .
  • the sawtooth carrier signal 50a uses the same signal in the X group and the Y group. By using the same carrier signal, the X group and the Y group are simultaneously switched when the sawtooth carrier signal is reset. Therefore, the gate control signal of the soft switching circuit can be generated as in FIG. That is, an increase in operating frequency of the soft switching circuit can be suppressed, and an increase in control load can be suppressed.
  • Embodiment 4 since the inverter circuits 420X and 420Y and the motors 130X and 130Y have a two-group configuration, the total output torque of the motor can be improved. In addition, by designing the one motor to be driven mainly and the other motor to be mainly generated, both the drive and power generation functions can be optimally realized.
  • the present invention can be similarly applied to a three-group configuration or a multi-group configuration having more than that.
  • the power conversion device and the motor drive device of the fourth embodiment are the two-group configuration of the X group and the Y group in the inverter circuit and the motor of the power conversion device and the motor drive device of the first embodiment. It is. Therefore, the power conversion device of the fourth embodiment and the electric motor drive device using the same can realize the downsizing and loss reduction of the LC resonance circuit to be added as in the first embodiment. Furthermore, it is possible to improve the total output torque of the electric motor and optimize both the driving and power generation functions.
  • Embodiment 5 The power conversion device and motor drive device of the fifth embodiment are configured to provide a phase difference ⁇ to the sawtooth carrier signals of the two groups of inverter circuits with respect to the power conversion device and motor drive device of the fourth embodiment. It is.
  • FIG. 13 is an internal block diagram of the power conversion device, focusing on differences from the fourth embodiment.
  • the same or corresponding parts as those in FIG. 12 of the fourth embodiment are denoted by the same reference numerals.
  • it is set as the power converter device 500, the control part 530, and the control signal generation circuit 560.
  • the gate drive circuit portion is omitted for the sake of simplicity.
  • the overall configuration of the electric motor drive device and power conversion device 500 of the fifth embodiment is the same as that of the electric motor drive device 4000 and power conversion device 400 of the fourth embodiment. That is, the electric motor drive device converts electric power supplied from the power storage device into alternating current by the power conversion device 500, and drives the two electric motors that are motors with the converted electric power.
  • a difference from the control unit 430 in the fourth embodiment is a control signal generation circuit 560.
  • a phase shifter 565 and an addition circuit 566 are added to the control signal generation circuit 460 of the fourth embodiment.
  • the phase shifter 565 shifts the phase ⁇ of the sawtooth carrier signal 50a generated by the sawtooth carrier generation circuit 50 and uses it as a carrier signal (50aX) for the X group.
  • the adder circuit 566 adds the sawtooth carrier signal 50a (50aY) and the X group carrier signal (50aX) shifted in phase by ⁇ and inputs the output to the comparators 61d and 61e.
  • FIG. 13 although it is the same signal as the sawtooth carrier signal 50a, it is described as 50aY in order to clarify the correspondence with 50aX.
  • phase difference ⁇ is given for the purpose of distributing ripple current and noise generated in the electricity storage device 120.
  • the carrier signals 50aX and 50aY are added by the adder circuit 566 and input to the comparators 61d and 61e. For this reason, the operating frequency of the soft switching circuit is double that of the fourth embodiment, and the loss of the soft switching circuit is also doubled.
  • the loss of the soft switching circuit becomes a problem, and it is considered necessary to take measures such as providing a soft switching circuit for each of the inverter circuits X and Y.
  • the same soft switching circuit can be applied to the inverter circuits X group and Y group that switch at different timings by reducing the resonance current of the soft switching circuit.
  • the inverter circuit and the electric motor have a two-group configuration.
  • the sine wave reference signal and the sawtooth carrier signal of each group are also used for a three-group configuration or a multi-group configuration having more than three groups. By applying a phase difference, it can be easily applied.
  • the power conversion device and motor drive device of the fifth embodiment are different from the power conversion device and motor drive device of the fourth embodiment in the phase difference ⁇ in the sawtooth carrier signals of the two groups of inverter circuits. It is set as the structure which provides. Therefore, the power conversion device of the fifth embodiment and the electric motor drive device using the same can realize the downsizing and loss reduction of the LC resonance circuit to be added as in the first embodiment. Furthermore, it is possible to improve the total output torque of the electric motor and to optimize both the drive and power generation functions, and to distribute the ripple current and noise generated in the power storage device.
  • the present invention can realize downsizing and loss reduction of an LC resonance circuit necessary for soft switching operation, a power conversion device that converts power from a DC power source into AC and supplies power to the motor, and an electric motor using the same Widely applicable to drive devices.

Abstract

電力変換装置（１００）は、直流電源（１２０）とインバータ回路（２０）との間に接続された第１スイッチング部（１１）と、インバータ回路（２０）の入力に接続された、コンデンサ（１３）とリアクトル（１４）と第２スイッチング部（１５）とを接続した共振回路（１２）と、制御部（３０）とを備え、制御部（３０）は、第１スイッチング部（１１）をオフに制御すると共に第２スイッチング部（１５）をオンに制御する共振動作期間において、インバータ回路（２０）の上アームまたは下アームのどちらか一方のアームに電流を還流するモードから他方のアームに電流を還流するモードに遷移するようにインバータ回路（２０）を制御し、かつインバータ回路（２０）のすべての相の上アームおよび下アームを同時にオンする期間を設ける。

Description

電力変換装置およびこれを用いた電動機駆動装置
　この発明は、直流電源からの電力を交流に変換してモータジェネレータなどの電動機に電力供給を行う電力変換装置及びこの電力変換装置を用いた電動機駆動装置に関するものである。
　ハイブリッド自動車などに用いられるモータジェネレータを駆動する電動機駆動装置は、直流電源からの電力を交流に変換して電動機に電力供給を行う。この電力変換装置では、ＭＯＳＦＥＴ（ｍｅｔａｌ　ｏｘｉｄｅ　ｓｉｌｉｃｏｎ　ｆｉｅｌｄ　ｅｆｆｅｃｔ　ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）などの半導体スイッチング素子を用いることで、高速化への対応を可能にしている。半導体スイッチング素子を用いた場合、高速化によるスイッチング周波数の増加に伴ってスイッチング損失が増大し、電力変換装置の効率を低下させてしまう。
　この問題を解決するため、直流電源とインバータ回路との間に追加回路を設け、インバータ主回路素子がターンオンする時のスイッチング損失を抑制するソフトスイッチング機能を有する電動機駆動装置が提案されている（例えば、特許文献１）。
特開２０００－２６２０６６号公報（段落［０００７］、［０００８］、［００１４］および図７）
　しかし、特許文献１開示発明では、ソフトスイッチング動作期間中はインバータ回路が直流電源から切断されるため、モータ電流相当の大電流をＬＣ共振回路に流す必要があり、追加するＬＣ共振回路の大型化や損失増加による電力変換装置の効率低下の問題がある。
　この発明は、上記の問題を解決するためになされたものであり、追加するＬＣ共振回路の小型化および損失低減を実現した電力変換装置及びこれを用いた電動機駆動装置を提供することを目的とする。
　この発明に係る電力変換装置は、直流電源からの電力を単相または多相交流電力に変換するインバータ回路と、直流電源とインバータ回路との間に接続された第１スイッチング部と、インバータ回路の入力端子間に接続された、コンデンサとリアクトルと第２スイッチング部とを接続した共振回路と、インバータ回路と、第１スイッチング部と、第２スイッチング部とを制御する制御部とを備え、制御部は、第１スイッチング部をオフに制御すると共に第２スイッチング部をオンに制御する共振動作期間において、インバータ回路の上アームまたは下アームのどちらか一方のアームに電流を還流するモードから他方のアームに電流を還流するモードに遷移するようにインバータ回路を制御し、かつインバータ回路のすべての相の上アームおよび下アームを同時にオンする期間を設けるものである。
　この発明に係る電動機駆動装置は、直流電源と、直流電源からの電力を単相または多相交流電力に変換するインバータ回路と、直流電源とインバータ回路との間に接続された第１スイッチング部と、インバータ回路の入力端子間に接続された、コンデンサとリアクトルと第２スイッチング部とを接続した共振回路と、インバータ回路と、第１スイッチング部と、第２スイッチング部とを制御する制御部とを備える電力変換装置とを有し、インバータ回路は電動機に接続された電動機駆動装置において、電力変換装置の制御部は、第１スイッチング部をオフに制御すると共に第２スイッチング部をオンに制御する共振動作期間において、インバータ回路の上アームまたは下アームのどちらか一方のアームに電流を還流するモードから他方のアームに電流を還流するモードに遷移するようにインバータ回路を制御し、かつインバータ回路のすべての相の上アームおよび下アームを同時にオンする期間を設けるものである。
　この発明に係る電力変換装置は、制御部において、第１スイッチング部をオフに制御すると共に第２スイッチング部をオンに制御する共振動作期間において、インバータ回路の上アームまたは下アームのどちらか一方のアームに電流を還流するモードから他方のアームに電流を還流するモードに遷移するようにインバータ回路を制御し、かつインバータ回路のすべての相の上アームおよび下アームを同時にオンする期間を設けるものである。このため、追加するＬＣ共振回路の小型化および損失低減を実現することができる。
　この発明に係る電動機駆動装置は、制御部において、第１スイッチング部をオフに制御すると共に第２スイッチング部をオンに制御する共振動作期間において、インバータ回路の上アームまたは下アームのどちらか一方のアームに電流を還流するモードから他方のアームに電流を還流するモードに遷移するようにインバータ回路を制御し、かつインバータ回路のすべての相の上アームおよび下アームを同時にオンする期間を設けるものである。このため、追加するＬＣ共振回路の小型化および損失低減を実現することができる。
この発明の実施の形態１の電力変換装置および電動機駆動装置の構成図である。 この発明の実施の形態１の電力変換装置に係る制御部の内部ブロック図である。 この発明の実施の形態１の電力変換装置に係る動作説明用タイムチャートである。 この発明の実施の形態１の電力変換装置に係る動作説明用タイムチャートの一部拡大図である。 この発明の実施の形態１の電力変換装置に係るソフトスイッチング動作説明図である。 この発明の実施の形態１の電力変換装置に係るソフトスイッチング動作説明用模式図である。 この発明の実施の形態１の電力変換装置に係る比較例の動作説明図である。 この発明の実施の形態１の電力変換装置に係るソフトスイッチング動作説明用タイムチャートである。 この発明の実施の形態２の電力変換装置に係る制御部の内部ブロック図である。 この発明の実施の形態３の電力変換装置および電動機駆動装置の構成図である。 この発明の実施の形態４の電力変換装置および電動機駆動装置の構成を示すブロック図である。 この発明の実施の形態４の電力変換装置に係る制御部の内部ブロック図である。 この発明の実施の形態５の電力変換装置に係る制御部の内部ブロック図である。
実施の形態１．
　実施の形態１は、直流電源とインバータ回路との間に接続された第１スイッチング部と、インバータ回路の入力端子間に接続された、コンデンサとリアクトルと第２スイッチング部とを直列接続した共振回路と、インバータ回路と、第１スイッチング部と、第２スイッチング部とを制御する制御部とを備え、制御部は、第１スイッチング部をオフに制御すると共に第２スイッチング部をオンに制御する共振動作期間において、インバータ回路の上アームまたは下アームのどちらか一方のアームに電流を還流するモードから他方のアームに電流を還流するモードに遷移するようにインバータ回路を制御し、かつインバータ回路のすべての相の上アームおよび下アームを同時にオンする期間を設ける電力変換装置、およびこの電力変換装置を用いた電動機駆動装置に関するものである。
　以下、本願発明の実施の形態１に係る電力変換装置および電動機駆動装置の構成および動作について、電力変換装置および電動機駆動装置の構成図である図１、電力変換装置に係る制御部の内部ブロック図である図２、動作説明用タイムチャートである図３、動作説明用タイムチャートの一部拡大図である図４、ソフトスイッチング動作説明図である図５、ソフトスイッチング動作説明用模式図である図６、比較例の動作説明図である図７、およびインバータ１相分のソフトスイッチング動作説明用タイムチャートである図８に基づいて説明する。
　まず、実施の形態１の電力変換装置および電動機駆動装置の全体構成を図１に基づいて説明する。
　電動機駆動装置システムは、電動機駆動装置１０００と電動機１３０から構成される。電動機駆動装置１０００は、電力変換装置１００と、直流電源である蓄電デバイス１２０とから構成される。そして、電力変換装置１００は、ソフトスイッチング回路１０と、インバータ回路２０と、制御部３０とを備える。
　なお、図１では、電動機１３０は、電動機駆動装置１０００の一部としていないが、電動機駆動装置の動作上密接に関連している。このため、特に区別せずに、電動機１３０を電動機駆動装置の一部として説明する。
　次に、電動機駆動装置１０００および電力変換装置１００の全体的機能について、図１に基づいて説明する。
　本実施の形態の電動機駆動装置１０００は、電動機１３０を制御するものである。電動機１３０が負荷を駆動するモータとして動作する場合は、電動機駆動装置１０００は、直流電源であるリチウムイオンバッテリやニッケル水素バッテリあるいはコンデンサなどの蓄電デバイス１２０から供給される電力を、電力変換装置１００で交流に変換し、変換された電力でモータである電動機１３０を駆動する。
　電力変換装置１００は、負荷となるモータである電動機１３０に電力を供給するインバータ回路２０と、インバータ回路２０と蓄電デバイス１２０の間に接続されたソフトスイッチング回路１０と、ソフトスイッチング回路１０およびインバータ回路２０を制御する制御部３０を備えている。インバータ回路２０の主回路正電位部１７は、ソフトスイッチング回路１０を介して蓄電デバイス１２０のプラス端子に接続され、主回路基準電位部１８は、ソフトスイッチング回路１０を介して蓄電デバイス１２０のマイナス端子に接続されている。
　一方、実施の形態１の電動機駆動装置１０００は、電動機１３０が発電機として動作する場合にも適用することができる。この場合は、発電機として動作する電動機１３０は動力を交流電力に変換し、電力変換装置１００はこの交流電力を直流電力に変換して蓄電デバイス１２０に電力を供給する。
　すなわち、実施の形態１の電動機駆動装置１０００は、電力変換装置１００が伝送する電力の方向に関わらず、小型で低損失な電動機駆動装置を実現することができる。
　次に、電力変換装置１００の各部の回路構成について、図１、図２に基づいて説明する。まず、ソフトスイッチング回路１０について説明する。
　ソフトスイッチング回路１０は、第１スイッチング部１１と共振回路１２とから構成される。共振回路１２は、コンデンサ１３と、リアクトル１４と、第２スイッチング部１５とから成る直列回路である。
　ソフトスイッチング回路１０は、蓄電デバイス１２０の正極端子に第１スイッチング部１１が接続されている。本実施の形態１ではスイッチング素子１１ａのドレイン端子および逆並列ダイオード１１ｂのカソード端子を接続する例を示している。
　第１スイッチング部１１の他端（スイッチング素子１１ａのソース端子および逆並列ダイオード１１ｂのアノード端子）は、主回路正電位部１７に接続されている。主回路正電位部１７とコンデンサ１３の一端が接続されている。コンデンサ１３の他端はリアクトル１４の一端と接続されている。リアクトル１４の他端には、第２スイッチング部１５を構成するスイッチング素子１５ａのドレイン端子および逆並列ダイオード１５ｂのカソード端子が接続されている。
　一方、スイッチング素子１５ａのソース端子および逆並列ダイオード１５ｂのアノード端子は、主回路基準電位部１８に接続されている。
　すなわち、インバータ回路１０の入力端子間である主回路正電位部１７と主回路基準電位部１８との間に、コンデンサ１３、リアクトル１４、第２スイッチング部１５の直列回路である共振回路１２が接続されている。
　なお、本実施の形態１では、スイッチング素子として、ＭＯＳＦＥＴを使用することを想定している。本実施の形態１では、第１スイッチング部および第２スイッチング部がスイッチング素子と逆並列ダイオードで構成される例を示したが、逆並列ダイオードはスイッチング素子の寄生ダイオードで代用することができる。
　また、ＭＯＳＦＥＴの代わりにＩＧＢＴ（ｉｎｓｕｌａｔｅｄ　ｇａｔｅ　ｂｉｐｏｌａｒ　ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）やその他のスイッチング素子を適用してもよい。また、そのスイッチング素子は、シリコン単元素半導体に限られるものではなく、シリコンカーバイドや窒化ガリウム等を適用した化合物半導体も適用できる。
　次に、インバータ回路２０について説明する。
　インバータ回路２０は、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ　Ｗｉｄｔｈ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御が適用された３相インバータであり、２つのスイッチング素子を直列に接続してアームを構成し、各アームを３並列に接続したものである。
　図１において、インバータスイッチング部２１、２２、２３、２４、２５、および２６が各アームを構成し、各インバータスイッチング部は、スイッチング素子と逆並列ダイオードとから成る。例えば、インバータスイッチング部２１は、スイッチング素子２１ａと逆並列ダイオード２１ｂとから成る。
　スイッチング素子２１ａのドレイン端子は主回路正電位部１７に接続され、スイッチング素子２１ａのソース端子はスイッチング素子２２ａのドレイン端子と直列に接続されている。スイッチング素子２２ａのソース端子は主回路基準電位部１８に接続されている。同様に、スイッチング素子２３ａおよびスイッチング素子２５ａのドレイン端子は、主回路正電位部１７に接続され、ソース端子はそれぞれスイッチング素子２４ａおよびスイッチング素子２６ａのドレイン端子と直列に接続されている。スイッチング素子２４ａおよびスイッチング素子２６ａのソース端子は主回路基準電位部１８に接続されている。
　本実施の形態１では、スイッチング素子２１ａとスイッチング素子２２ａとから成るアームをＵ相、スイッチング素子２３ａとスイッチング素子２４ａとから成るアームをＶ相、スイッチング素子２５ａとスイッチング素子２６ａとから成るアームをＷ相と記載する。
　スイッチング素子２１ａとスイッチング素子２２ａとの接続点は、電動機１３０のＵ相端子１３０ａに接続されている。スイッチング素子２３ａとスイッチング素子２４ａとの接続点は、電動機１３０のＶ相端子１３０ｂに接続されている。スイッチング素子２５ａとスイッチング素子２６ａの接続点は、電動機１３０のＷ相端子１３０ｃに接続されている。
　次に、制御部３０について説明する。
　制御部３０は、基準信号生成回路４０と、鋸波キャリア生成回路５０と、制御信号生成回路６０とゲート駆動回路部７０とを備える。
　基準信号生成回路４０は、正弦波信号発生源４１と位相シフタ４２ａ、４２ｂとを備える。制御信号生成回路６０は、比較器６１ａ～６１ｅと、反転回路６２ａ～６２ｄと、固定遅延回路６３ａ～６３ｃと、加算回路６４と、デッドタイム生成回路６５とを備える。ゲート駆動回路部７０は、ゲート駆動回路７０ａ～７０ｈを備える。
　ここで、制御部３０と、ソフトスイッチング回路１０、インバータ回路２０、および電動機１３０との信号のインターフェイスを説明する。
　制御部３０のゲート制御信号３０ａは、スイッチング素子１１ａのゲート端子に接続されている。ゲート制御信号３０ｂはスイッチング素子１５ａのゲート端子に接続されている。また、ゲート制御信号３０ｃ～３０ｈは、スイッチング素子２１ａ～２６ａのそれぞれのゲート端子に接続されている。
　ここで、スイッチング素子のゲート端子に与える制御信号は、各ソース端子を基準として与えるものであり、実際には各ソース端子との接続配線が存在するが、簡略化のために図１では図示を省略している。
　電動機１３０としては、モータジェネレータをはじめとして、交流電動機全般に適用できる。また、インバータ回路２０は、３相インバータに限られるものではなく、単相インバータや２相インバータ、また４相以上の多相インバータであってもよい。
　次に、制御部３０の制御および回路動作について説明する。図２は制御部３０の内部ブロック図であり、スイッチング素子２１ａ～２６ａの各ゲート制御信号３０ｃ～３０ｈの生成方法を説明するものである。
　一般に、インバータのＰＷＭ制御は、キャリア信号と基準信号を用いて実現されることが知られている。本実施の形態１のキャリア信号は、鋸波キャリア生成回路５０によって鋸波キャリア信号５０ａが生成される例を示している。
　一方、基準信号は、基準信号生成回路４０内の正弦波信号発生源４１で正弦波が生成される。この基準信号に基づいて、位相シフタ４２ａ、４２ｂにより＋２／３πおよび＋４／３π位相をシフトした信号が生成される。本実施の形態１では、正弦波基準信号４０ａ、４０ｂ、４０ｃはそれぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相に対応する。
　鋸波キャリア信号５０ａと正弦波基準信号４０ａ～４０ｃは、比較器６１ａ～６１ｃでそれぞれ比較判定され、各相の上、下アームの制御信号が生成される。例えば、Ｕ相の上アームスイッチング素子２１ａのゲート制御信号３０ｃは、比較器６１ａの出力をゲート駆動回路７０ｃで増幅して生成される。
　一方、Ｕ相の下アームスイッチング素子２２ａのゲート制御信号３０ｄは、比較器６１ａの出力を反転回路６２ａで論理反転され、この信号に固定遅延回路６３ａで所定時間の遅延を付加し、ゲート駆動回路７０ｄで増幅して生成される。
　その結果、後で説明する図３のゲート制御信号３０ｃ～３０ｈが生成される。
　なお、固定遅延回路６３ａ～６３ｃで遅延させる所定時間は、コンデンサ１３とリアクトル１４の時定数から決定する。
　一方、ソフトスイッチング回路１０のスイッチング素子１１ａおよび１５ａのゲート制御信号３０ａおよび３０ｂは、それぞれ基準信号Ｖｒｅｆ１およびＶｒｅｆ２と鋸波キャリア信号５０ａを比較器６１ｄおよび６１ｅとの比較判定結果に基づいて生成する。
　具体的には、比較器６１ｄは、鋸波キャリア信号５０ａが正の基準信号Ｖｒｅｆ１より大きい状態を判定する。一方、比較器６１ｅは鋸波キャリア信号５０ａが負の基準信号Ｖｒｅｆ２より小さい状態を判定する。比較器６１ｄおよび比較器６１ｅの出力は加算回路６４で加算される。この結果、鋸波キャリア信号５０ａの値がリセットする点（微分値が不連続になる点）の前後の期間で加算回路６４の出力はＨ状態になる。加算回路６４の出力をゲート駆動回路７０ａで増幅してゲート制御信号３０ａが生成される。
　また、加算回路６４の出力を反転回路６２ｄで論理反転し、デッドタイム生成回路６５でスイッチング素子１１ａと１５ａが同時にオンしないようにデッドタイムを付加する。　このデッドタイム生成回路６５の出力信号を、ゲート駆動回路７０ｂで増幅してゲート制御信号３０ｂを生成する。
　本実施の形態１では、ソフトスイッチング回路１０のリアクトル１４に流す電流を最小にして余剰な損失を抑制するためにデッドタイム生成回路６５を設けている。しかし、スイッチング素子１１ａと１５ａの間にあるリアクトル１４が急激な電流増加を抑制するため、デッドタイム生成回路６５を省略する構成も可能である。
　なお、ゲート駆動回路部７０のゲート駆動回路７０ａ～７０ｈは、それぞれが駆動するスイッチング素子のソース電位が異なるため、絶縁インターフェイスおよび絶縁電源を備えている。
　次に、本実施の形態１の電力変換装置１００の特徴であるソフトスイッチング回路の動作を図３に基づいて説明する。
　図３は、本実施の形態１におけるソフトスイッチング回路の動作説明用のタイムチャートであり、信号波形を模式的に示している。
　なお、図３において、４０ａ～４０ｂはＵ相、Ｖ相、Ｗ相に対応する正弦波基準信号である。３０ａ、３０ｂは、スイッチング素子１１ａおよび１５ａのゲート制御信号である。３０ｃ～３０ｈは、上、下アームのスイッチング素子２１ａ～２６ａのゲート制御信号である。Ｉｒはリアクトル１４を流れる電流、Ｖｂｕｓは主回路正電位部１７の電圧である。Ｒはリセットを表す。
　図３に示す通り、鋸波キャリア信号５０ａの立ち上がり期間におけるスイッチング素子２１ａ～２６ａのスイッチングに対しては、ソフトスイッチング回路のスイッチング素子１１ａはオン状態、スイッチング素子１５ａはオフ状態を保持している。従って、この時は、ソフトスイッチング動作はしない。
　また、上、下アームスイッチング素子（例えば２１ａと２２ａ）の短絡を防止するために、固定遅延回路６３ａ～６３ｃで所定期間のデッドタイム（以下、正デッドタイム）が確保される。この鋸波キャリア信号５０ａの立ち上がり期間の回路動作は、従来の一般的な３相インバータ制御と同じである。
　一方、鋸波キャリア信号５０ａを採用したことにより、鋸波のリセット時にスイッチング素子２１ａ～２６ａの全てがスイッチング動作するが、その前後の期間（図３中の共振回路動作期間Ｐｒ）にソフトスイッチング回路１０のスイッチング素子１１ａをオフかつスイッチング素子１５ａをオンにする。
　上記に説明した通り、この共振回路動作期間Ｐｒは、鋸波キャリア信号５０ａが正の基準信号Ｖｒｅｆ１より大きい期間と負の基準信号Ｖｒｅｆ２より小さい期間を加算回路６４で加算することで生成している。
　この共振回路動作期間Ｐｒに、リアクトル１４に共振電流Ｉｒが流れ、コンデンサ１３とリアクトル１４が共振動作することで主回路正電位部１７の電圧Ｖｂｕｓが零電圧に低下する期間が現れる。この期間にインバータ回路１０のスイッチング素子２１ａ～２６ａをスイッチングすることで、３相一括の零電圧スイッチングを実現できる。
　次に、本実施の形態１のソフトスイッチング回路１０の特徴とその効果を図４～図８に基づいて説明する。
　図４は、図３に図示した共振回路動作期間Ｐｒを中心に、一点斜線で示した範囲Ａを分かり易く拡大したものである。また、図４に図示した共振回路動作期間Ｐｒの前および後の期間におけるインバータ回路２０の電流経路を図５（ａ）および図５（ｂ）にそれぞれ示している。
　本実施の形態１の鋸波のようなリセット形状（信号の符号が即座に反転する形状）を有するキャリア信号を採用することにより、キャリア信号がリセットする際に下アーム還流モード（図５（ａ））から上アーム還流モード（図５（ｂ））に遷移するように制御することができる。
　さらに、固定遅延回路６３ａ～６３ｃにより、共振回路動作期間Ｐｒにおいてインバータ回路１０の上、下アームスイッチング素子（例えば２１ａと２２ａ）が同時オンする期間（以下、負デッドタイム）を設ける。この負デッドタイムを設けることで、ソフトスイッチング動作を実現するとき、共振用リアクトル１４に流れる電流を大幅に削減できる。
　図５（ａ）から図５（ｂ）への環流電流の遷移を、ソフトスイッチング動作説明用模式図である図６で説明する。図６は、ソフトスイッチング動作を分かり易く説明する模式図であり、符番号は省略している。
　図６（ａ）は、図５（ａ）に対応し、図６（ｄ）は、図５（ｂ）に対応する。
　図６（ａ）は一括スイッチング前の状態、すなわち下アーム還流モードの状態であり、下アームスイッチング素子２２ａ、２４ａ、２６ａがオン状態（上アームスイッチング素子２１ａ、２３ａ、２５ａがオフ状態）である。さらに、第１スイッチング部１１のスイッチング素子１１ａがオン状態である。この下アーム還流の電流の流れを実線で示している。
　図６（ｂ）は、共振動作開始時の状態を表している。下アームスイッチング素子２２ａ、２４ａ、２６ａがオン状態である。第１スイッチング部１１のスイッチング素子１１ａはオフ状態となり、第２スイッチング部１５のスイッチング素子１５ａはオン状態となっている。そして、このとき、共振回路１２を流れる電流は、反時計回りで流れている。共振回路１２を流れる反時計回りの電流の流れを、点線で示している。
　次に、図６（ｃ）は、共振動作動作（負デッドタイム）期間中の状態を表している。上アームスイッチング素子２１ａ、２３ａ、２５ａがオン状態となり、上、下アームのスイッチング素子のすべてオン状態となっている。第２スイッチング部１５のスイッチング素子１５ａはオン状態である。そして、このとき、共振回路１２を流れる電流は、時計回りで流れている。この共振回路１２を流れる時計回りの電流の流れを、点線で示している。
　次に、図６（ｄ）は、一括スイッチング後の状態、すなわち上アーム還流モードの状態であり、上アームスイッチング素子２１ａ、２３ａ、２５ａがオン状態（下アームスイッチング素子２２ａ、２４ａ、２６ａはオフ状態）である。さらに、第１スイッチング部１１のスイッチング素子１１ａがオン状態である。この上アーム還流の電流の流れを実線で示している。
　ここで、ソフトスイッチング動作を実現するとき、負デッドタイムを設けることで、共振用リアクトル１４に流れる電流を大幅に削減できる理由を比較例である図７を用いて説明する。
　図７は、図５（ａ）から図５（ｂ）に遷移する際に、一般的な正デッドタイム期間を設けた場合のインバータ回路の電流経路を示す図である。
　この場合は、共振電流Ｉｒが負荷電流に満たなければ、正デッドタイム期間中に蓄電デバイス１２０へ回生電流が流入する。従って、ソフトスイッチング回路１０の逆並列ダイオード１１ｂがオンするため、主回路正電位部１７の電圧Ｖｂｕｓが入力電圧Ｖｉｎ以上に上昇し、インバータ回路１０のスイッチング素子のソフトスイッチング動作が実現しない。
　このため、一般的な正デッドタイム期間を設けた場合には、ソフトスイッチング動作を実現するために、共振回路を負荷電流相当の電流容量（例えば数１００Ａ）を有する構成にする必要がある。このため、コンデンサ１３、リアクトル１４、およびスイッチング素子１５ａの大型化が避けられない。
　一方、本実施の形態１の特徴である負デッドタイムを適用した場合は、下アームを還流していた電流が上アームに滑らかに遷移することができるため、共振電流Ｉｒを大幅に低減することができる。
　具体的には、共振電流Ｉｒは、インバータ回路２０のインバータスイッチング部２１～２６の寄生容量およびソフトスイッチング回路１０の第１スイッチング部１１の寄生容量を充放電するための電流（例えば数Ａ）に過ぎず、本実施の形態１によってソフトスイッチング回路１０の大幅な小型化が実現できる。
　さらに、本実施の形態１の特徴であるソフトスイッチング回路１０の動作を図８に基づいて、図１も参照して説明する。
　図８はＵ相を例として、図４の共振回路動作期間Ｐｒにおけるソフトスイッチング波形を模式的に示した図である。
　図８において、３０ｃ、３０ｄは、Ｕ相の上、下アームのスイッチング素子２１ａ、２２ａのゲート制御信号である。３０ａ、３０ｂは、スイッチング素子１１ａおよび１５ａのゲート制御信号である。Ｉｒはリアクトル１４を流れる電流、Ｖｂｕｓは主回路正電位部１７の電圧である。
　Ｉａ（破線）は、Ｕ相上アームの逆並列ダイオード２１ｂを流れる電流であり、Ｖｋａ（実線）は、Ｕ相上アームの逆並列ダイオード２１ｂの端子間電圧である。Ｉｄ（破線）は、Ｕ相下アームのスイッチング素子２２ａを流れる電流であり、Ｖｄｓ（実線）は、Ｕ相下アームのスイッチング素子２２ａのソースードレイン間の電圧である。
　また、「ＨＳ」はハードスイッチングを示し、「ＳＳ」はソフトスイッチングを示す。
　この共振回路動作期間Ｐｒにおいて、Ｕ相下アームのスイッチング素子２２ａはオンからオフに遷移する。これに伴い、Ｕ相上アームの逆並列ダイオード２１ｂはオフからオンに遷移し、電流Ｉａはすべて逆並列ダイオード２１ｂに流れるようになる。
　図８において、Ｕ相下アームのスイッチング素子２２ａのオン→オフの遷移は、３０ｄ（Ｕ相下アームスイッチング素子２２ａのゲート制御信号）のオン→オフの変化に対応する。
　このソフトスイッチングは、主回路正電位部１７の電圧Ｖｂｕｓが零電圧の状態のスイッチングであるため、スイッチング損失が発生しない零電圧スイッチングを実現できる。
　なお、ハードスイッチング（ＨＳ）は、一般的な正デッドタイム期間を設けた場合のスイッチングであり、具体的には、Ｕ相下アームのスイッチング素子２２ａのオフ→オンへのスイッチングである。ここで、Ｕ相上アームの逆並列ダイオード２１ｂを流れる電流（Ｉａ）およびＵ相上アームの逆並列ダイオード２１ｂの端子間電圧（Ｖｋａ）の変化は、Ｕ相下アームのスイッチング素子２２ａがオフからオンに遷移することに伴い、Ｕ相上アームの逆並列ダイオード２１ｂがオンからオフに遷移することを表している。
　さらに、負デッドタイムを設けたことにより、下アーム還流から上アーム還流に滑らかに遷移することができるため、共振回路１２に流れる電流のピーク値は、インバータ回路２０の上アームまたは下アームに電流を環流する還流モードでの電流値よりも小さくなる。さらに、ソフトスイッチング回路１０のスイッチング素子１１ａは、零電流スイッチングするため、スイッチング損失は発生しない。
　また、ソフトスイッチング回路１０のスイッチング素子１５ａに流れる電流は小さく、そのスイッチング損失はインバータ回路２０の損失に比べて無視できる。
　このように、本実施の形態１は、鋸波キャリア信号のリセット時のインバータ動作をソフトスイッチング化し、ソフトスイッチング回路１０で発生するスイッチング損失を抑制することができる。鋸波キャリア信号のリセット時に発生するインバータのスイッチングは総回数の１／２である。従って、本実施の形態１ではインバータ回路２０のスイッチング損失を１／２に低減できる。
　一方で、ソフトスイッチング回路１０で発生する損失は主としてスイッチング素子１１ａの導通損失であるが、この導通損失はスイッチング素子１１ａを並列化することでさらに低減できる。
　以上のように、本実施の形態１では、リセット形状を有するキャリア信号を採用することでインバータを上アーム還流モードから下アーム還流モードに遷移する動作モードを設け、このタイミングでソフトスイッチング回路のスイッチング素子１１ａをオフかつスイッチング素子１５ａをオンさせる。さらに、インバータの上、下アームの制御に負デッドタイム期間を設けることで蓄電デバイス１２０へ回生動作を防止し、小さな共振電流でソフトスイッチングを実現するものである。
　従って、本実施の形態１で適用するキャリア信号は鋸波形状に限られるものではなく、上アーム還流から下アーム還流に遷移する動作モードを提供するキャリア信号全般に適用できる。
　また、本実施の形態１では、鋸波キャリア信号が立ち上がる期間中のスイッチングに対して正デッドタイムを与え、かつ鋸波キャリア信号のリセット時のスイッチングに対して負デッドタイムを与える手段として、固定遅延回路６３ａ～６３ｃを用いた構成を例示した。しかし、これに限られるものではない。さらに、本実施の形態１では、上アーム還流から下アーム還流に遷移する場合を例示したが、比較器６１ａ～６１ｃの＋入力と－入力を入れ替えることで下アーム還流から上アーム還流に遷移させてもよい。
　なお、本実施の形態１では、直流電源として、蓄電デバイスを想定して説明した。しかし、交流電力をインバータで直流に変換した直流電源であってもよい。また、太陽光発電装置、燃料電池、直流出力可能な発電機であってもよい。
　また、本実施の形態１では、電力変換装置１００のソフトスイッチング（負デッドタイム）の適用を、蓄電デバイス１２０から電動機１３０に電流が流れる方向の例で説明した。しかし、電力変換装置１００のソフトスイッチング（負デッドタイム）は、発電機としての電動機１３０から蓄電デバイス１２０に電流が流れる方向の場合でも、同様に適用できる。
　すなわち、電力変換装置１００を流れる電流の方向に関わらずに、ソフトスイッチング（負デッドタイム）を適用することで、追加するＬＣ共振回路の小型化および損失低減を実現した電力変換装置及びこれを用いた電動機駆動装置を構成できる。
　なお、実施の形態１では、共振回路１２をコンデンサ１３とリアクトル１４と第２スイッチング部とを直列接続して構成したが、この構成に限定されない。
　以上説明したように、実施の形態１の電力変換装置は、直流電源とインバータ回路との間に接続された第１スイッチング部と、インバータ回路の入力端子間に接続された、コンデンサとリアクトルと第２スイッチング部とを直列接続した共振回路と、インバータ回路と、第１スイッチング部と、第２スイッチング部とを制御する制御部とを備え、制御部は、第１スイッチング部をオフに制御すると共に第２スイッチング部をオンに制御する共振動作期間において、インバータ回路の上アームまたは下アームのどちらか一方のアームに電流を還流するモードから他方のアームに電流を還流するモードに遷移するようにインバータ回路を制御し、かつインバータ回路のすべての相の上アームおよび下アームを同時にオンする期間を設けるものであり、また電動機駆動装置はこの電力変換装置を用いたものである。したがって、追加するＬＣ共振回路の小型化および損失低減を実現できる。
実施の形態２．
　実施の形態２の電力変換装置は、実施の形態１の電力変換装置において、インバータ回路の上アームと下アームのスイッチング素子のゲート制御信号の遅延時間を各相の動作状況に応じて変更する構成としたものである。
　以下、実施の形態２の電力変換装置について、制御部の内部ブロック図である図９に基づいて、実施の形態１との差異を中心に説明する。図９において、実施の形態１の図２と同一あるいは相当部分は、同一の符号を付している。
　なお、実施の形態と区別するため、電力変換装置２００、制御部２３０、および制御信号生成回路２６０としている。
　まず、電力変換装置１００の制御部２３０の構成を図９に基づいて説明する。
　実施の形態２の制御部２３０と実施の形態１の制御部３０との構成の違いは、制御信号生成回路２６０である。制御信号生成回路２６０において、実施の形態１の制御信号生成回路２６０の固定遅延回路６３ａ～６３ｃを可変遅延回路２６３ａ～２６３ｃとし、さらにＵ相素子電流検出回路２６６ａ、Ｖ相素子電流検出回路２６６ｂ、Ｗ相素子電流検出回路２６６ｃを追加している。
　図２に示した実施の形態１における制御信号の生成方法と比べて、図９では可変遅延回路２６３ａ～２６３ｃが各相の素子電流検出回路２６６ａ～２６６ｃの出力に応じて遅延時間を可変させる。これにより、実施の形態１では予め定めた所定の遅延時間を与えるに対して、本実施の形態２では各相の動作状態に応じて遅延時間を最適化することができる。
　その結果、デッドタイムを最小化することができるため、デッドタイム追加による電力変換効率の低下を抑制できる効果がある。
　なお、各相の素子電流検出回路２６６ａ～２６６ｃの入力信号としては、各相の上アームまたは下アームのスイッチング素子を流れる電流、あるいは電動機１３０を駆動する各相の電流の測定値を用いることができる。
　本実施の形態２では、各相の動作状態を検出する方法として各相素子電流検出回路２６６ａ～２６６ｃを用いる構成を例示したが、各相の素子電圧を検出する方法であってもよい。この場合、各相の素子電圧検出回路の入力信号としては、各相の上アームまたは下アームのスイッチング素子のドレイン－ソース間の電圧の測定値を用いることができる。
　本実施の形態２において、制御信号生成回路２６０以外の構成および動作は、実施の形態１と同様であるため、その説明は省略する。
　以上説明したように、実施の形態２の電力変換装置は、実施の形態１の電力変換装置の上アームと下アームのスイッチング素子のゲート制御信号の遅延時間を各相の動作状況に応じて変更する構成としたものである。したがって、実施の形態２の電力変換装置およびこれを用いた電動機駆動装置は、実施の形態１と同様に追加するＬＣ共振回路の小型化および損失低減を実現できる。さらに、デッドタイム追加による電力変換効率の低下を抑制できる効果がある。
実施の形態３．
　実施の形態３の電力変換装置は、実施の形態１の電力変換装置のソフトスイッチング回路の第１スイッチング部を蓄電デバイスの基準電位側、すなわちグランド側に接続する構成としたものである。
　以下、実施の形態３の電力変換装置および電動機駆動装置について、電力変換装置および電動機駆動装置の構成図である図１０に基づいて、実施の形態１との差異を中心に説明する。図１０において、実施の形態１の図２と同一あるいは相当部分は、同一の符号を付している。
　なお、実施の形態と区別するため、電動機駆動装置３０００、電力変換装置３００、ソフトスイッチング回路３１０、および第１スイッチング部３１１としている。
　まず、電力変換装置３００のソフトスイッチング回路３１０の構成を図１０に基づいて説明する。
　実施の形態３の電力変換装置３００では、ソフトスイッチング回路３１０と実施の形態１のソフトスイッチング回路１０との構成の違いは、第１スイッチング部の位置である。
　実施の形態３のソフトスイッチング回路３１０においては、第１スイッチング部３１１を蓄電デバイス１２０の基準電位側、すなわちグランド側に接続し、第１スイッチング部１１のスイッチング素子３１１ａのソース端子を主回路基準電位部１８に接続している。
　第１スイッチング部３１１を蓄電デバイス１２０の基準電位側に接続したため、第１スイッチング部のスイッチング素子１１ａのソース端子が主回路基準電位部１８と同電位になる。このため、第１スイッチング部のスイッチング素子１１ａのゲート駆動回路の絶縁インターフェイスおよび絶縁電源を省略でき、装置全体の小型化を図ることができる。
　本実施の形態３において、ソフトスイッチング回路３１０の第１スイッチング部３１１の位置以外の構成および動作は、実施の形態１と同様であるため、その説明は省略する。
　以上説明したように、実施の形態３の電力変換装置は、実施の形態１の電力変換装置のソフトスイッチング回路の第１スイッチング部を蓄電デバイスの基準電位側、すなわちグランド側に接続する構成としたものである。したがって、実施の形態３の電力変換装置およびこれを用いた電動機駆動装置は、実施の形態１と同様に追加するＬＣ共振回路の小型化および損失低減を実現できる。さらに、第１スイッチング部のスイッチング素子のゲート駆動回路の絶縁インターフェイスおよび絶縁電源を省略でき、装置全体の小型化を図ることができる効果がある。
実施の形態４．
　実施の形態４の電力変換装置および電動機駆動装置は、実施の形態１の電力変換装置および電動機駆動装置のインバータ回路および電動機をＸ群とＹ群の２群構成としたものである。
　以下、実施の形態４の電力変換装置および電動機駆動装置について、電力変換装置および電動機駆動装置の構成を示すブロック図である図１１、および電力変換装置の制御部の内部ブロック図である図１２に基づいて、実施の形態１との差異を中心に説明する。図１１、１２において、実施の形態１の図１、２と同一あるいは相当部分は、同一の符号を付している。
　なお、実施の形態１と区別するため、電動機駆動装置４０００、電力変換装置４００、インバータ回路４２０Ｘ、４２０Ｙ、制御部４３０、基準信号生成回路４４０、および制御信号生成回路４６０としている。
　なお、図１２において、図面を簡素化するため、ゲート駆動回路部を省略している。
　まず、実施の形態４の電動機駆動装置４０００および電力変換装置４００の全体構成を図１１に基づいて説明する。
　電動機駆動装置４０００は、蓄電デバイス１２０から供給される電力を、電力変換装置４００で交流に変換し、変換された電力でモータである２台の電動機１３０Ｘ、１３０Ｙを駆動する。
　電力変換装置４００は、負荷である２台の電動機１３０Ｘ、１３０Ｙにそれぞれ電力を供給するインバータ回路４２０Ｘ、４２０Ｙと、インバータ回路４２０Ｘ、４２０Ｙと蓄電デバイス１２０の間に接続されたソフトスイッチング回路１０と、ソフトスイッチング回路１０およびインバータ回路４２０Ｘ、４２０Ｙを制御する制御部４３０を備えている。以下、適宜、２台の電動機１３０Ｘ、１３０Ｙおよび２台のインバータ回路４２０Ｘ、４２０ＹをＸ群、Ｙ群と記載する。
　ソフトスイッチング回路１０とインバータ回路４２０Ｘ、４２０Ｙのそれぞれ構成、動作は、実施の形態１と同じであるため、説明は省略する。
　次に制御部４３０について説明する。
　制御部４３０は、基準信号生成回路４４０と、鋸波キャリア生成回路５０と、制御信号生成回路４６０とゲート駆動回路部（図示なし）とを備える。
　基準信号生成回路４４０では、実施の形態１の基準信号生成回路４０に対して、インバータ回路４２０Ｙ用に位相シフタ４４３ａ～４４３ｃが追加されている。
　インバータ回路４２０Ｙ用の正弦波基準信号４０ａＹ、４０ｂＹ、４０ｃＹはそれぞれインバータ回路４２０Ｙ（すなわち、電動機１３０Ｙ）のＵ相、Ｖ相、Ｗ相に対応する。　正弦波信号発生源４１で生成する基準信号に対して、位相シフタ４４３ａで位相をθシフトしている。このため、この正弦波基準信号４０ａＹ、４０ｂＹ、４０ｃＹは、インバータ回路４２０Ｘ（すなわち、電動機１３０Ｘ）用の正弦波基準信号４０ａＸ、４０ｂＸ、４０ｃＸに対して、位相がθシフトしている。
　制御信号生成回路４６０では、実施の形態１の制御信号生成回路６０に対して、２台のインバータ回路４２０Ｘ、４２０Ｙに対応する構成となっている。それぞれの構成、動作は、実施の形態１と同じである。
　すなわち、制御信号生成回路４６０では、インバータ回路４２０Ｘに対応する、比較器６１ａＸ～６１ｃＸと、反転回路６２ａＸ～６２ｃＸと、固定遅延回路６３ａＸ～６３ｃＸとを備える。
　また、制御信号生成回路４６０では、インバータ回路４２０Ｙに対応する、比較器６１ａＹ～６１ｃＹと、反転回路６２ａＹ～６２ｃＹと、固定遅延回路６３ａＹ～６３ｃＹとを備える。
　２群の電動機（１３０Ｘ、１３０Ｙ）を２群のインバータ回路（４２０Ｘ、４２０Ｙ）で駆動する場合、２群のインバータ回路の各相の正弦波基準信号を異なる位相で与えることで、蓄電デバイス１２０に発生するリップル電流を分散化することが一般的である。本実施の形態４では、その位相差をθとしている。
　一方で、鋸波キャリア信号５０ａは、Ｘ群とＹ群で同一の信号を用いている。同一のキャリア信号を用いることで、鋸波キャリア信号のリセット時にＸ群とＹ群が同時にスイッチングするため、ソフトスイッチング回路のゲート制御信号は図２と同様に生成することができる。
　すなわち、ソフトスイッチング回路の動作周波数の増加を抑制し、制御負荷の増加を抑制することができる。
　実施の形態４では、インバータ回路４２０Ｘ、４２０Ｙおよび電動機１３０Ｘ、１３０Ｙが、２群構成になっているため、電動機の総出力トルクを向上できる。また、一方の電動機は駆動を主体とし、他方の電動機は発電を主体とするように設計することで、駆動と発電の両機能をそれぞれ最適に実現することができる。
　本実施の形態４では、インバータ回路および電動機が２群構成の例を示したが、３群構成あるいはそれ以上の多群構成に対しても、同様に適用することができる。
　以上説明したように、実施の形態４の電力変換装置および電動機駆動装置は、実施の形態１の電力変換装置および電動機駆動装置のインバータ回路および電動機をＸ群とＹ群の２群構成としたものである。したがって、実施の形態４の電力変換装置およびこれを用いた電動機駆動装置は、実施の形態１と同様に追加するＬＣ共振回路の小型化および損失低減を実現できる。さらに、電動機の総出力トルクの向上、および駆動と発電の両機能の最適化を実現することができる。
実施の形態５．
　実施の形態５の電力変換装置および電動機駆動装置は、実施の形態４の電力変換装置および電動機駆動装置に対して、２群のインバータ回路の鋸波キャリア信号に位相差φを設ける構成としたものである。
　以下、実施の形態５の電力変換装置および電動機駆動装置について、電力変換装置の内部ブロック図である図１３に基づいて、実施の形態４との差異を中心に説明する。図１３において、実施の形態４の図１２と同一あるいは相当部分は、同一の符号を付している。
　なお、実施の形態４と区別するため、電力変換装置５００、制御部５３０、および制御信号生成回路５６０としている。
　なお、図１３において、図面を簡素化するため、ゲート駆動回路部を省略している。
　まず、実施の形態５の電動機駆動装置および電力変換装置５００の全体構成は、実施の形態４の電動機駆動装置４０００および電力変換装置４００と同じである。
　すなわち、電動機駆動装置は、蓄電デバイスから供給される電力を、電力変換装置５００で交流に変換し、変換された電力でモータである２台の電動機を駆動する。
　次に制御部５３０について説明する。
　実施の形態４の制御部４３０との違いは、制御信号生成回路５６０である。まず、構成の違いを説明する。
　制御信号生成回路５６０では、実施の形態４の制御信号生成回路４６０に対して、位相シフタ５６５と加算回路５６６が追加されている。
　位相シフタ５６５によって、鋸波キャリア生成回路５０が生成する鋸波キャリア信号５０ａに対して、位相φシフトさせて、Ｘ群用のキャリア信号（５０ａＸ）として用いている。
　また、加算回路５６６では、鋸波キャリア信号５０ａ（５０ａＹ）と位相φシフトさせたＸ群用のキャリア信号（５０ａＸ）を加算し、その出力を比較器６１ｄ、６１ｅに入力している。
　なお、図１３では、鋸波キャリア信号５０ａと同じ信号であるが、５０ａＸとの対応を明確にするため、５０ａＹと記載している。
　次に、電力変換装置５００の動作について、実施の形態４の電力変換装置４００との差異を中心に説明する。
　位相差φは、蓄電デバイス１２０に発生するリップル電流、およびノイズを分散化する目的で与えられる。この場合、インバータ回路Ｘ群とＹ群のキャリア信号５０ａＸおよび５０ａＹのリセットタイミングがずれるため、両方のリセットタイミングでソフトスイッチング回路を動作させる必要がある。
　そこで、本実施の形態５では、キャリア信号５０ａＸと５０ａＹを加算回路５６６で加算し、比較器６１ｄおよび６１ｅに入力する構成としている。このため、ソフトスイッチング回路の動作周波数は実施の形態４の２倍となり、ソフトスイッチング回路の損失も２倍になる。
　従来方式では、ソフトスイッチング回路の損失が問題となり、例えばインバータ回路Ｘ群とＹ群でそれぞれ個別にソフトスイッチング回路を設けるなどの対策が必要と考えられる。
　一方、本実施の形態５の電動機駆動装置では、ソフトスイッチング回路の共振電流を低減したことにより、異なるタイミングでスイッチングするインバータ回路Ｘ群とＹ群に同一のソフトスイッチング回路を適用することができる。
　本実施の形態５の制御部５３０の制御信号生成回路５６０以外の構成および動作は、実施の形態４と同様であるため、その説明は省略する。
　本実施の形態５では、インバータ回路および電動機が２群構成の例を示したが、３群構成あるいはそれ以上の多群構成に対しても、各群の正弦波基準信号および鋸波キャリア信号に位相差を与えることで、容易に適用することができる。
　以上説明したように、実施の形態５の電力変換装置および電動機駆動装置は、実施の形態４の電力変換装置および電動機駆動装置に対して、２群のインバータ回路の鋸波キャリア信号に位相差φを設ける構成としたものである。したがって、実施の形態５の電力変換装置およびこれを用いた電動機駆動装置は、実施の形態１と同様に追加するＬＣ共振回路の小型化および損失低減を実現できる。さらに、電動機の総出力トルクの向上、および駆動と発電の両機能の最適化を実現することができるとともに、蓄電デバイスに発生するリップル電流およびノイズを分散できる。
　なお、本発明は、その発明の範囲内において、各実施の形態を自由に組み合わせたり、実施の形態を適宜、変形、省略したりすることが可能である。
　この発明は、ソフトスイッチング動作に必要なＬＣ共振回路の小型化および損失低減を実現できるため、直流電源からの電力を交流に変換して電動機に電力供給を行う電力変換装置及びこれを用いた電動機駆動装置に広く適用できる。

Claims (15)

  1. 直流電源からの電力を単相または多相交流電力に変換するインバータ回路と、
    前記直流電源と前記インバータ回路との間に接続された第１スイッチング部と、
    前記インバータ回路の入力端子間に接続された、コンデンサとリアクトルと第２スイッチング部とを接続した共振回路と、
    前記インバータ回路と、前記第１スイッチング部と、前記第２スイッチング部とを制御する制御部とを備え、
    前記制御部は、前記第１スイッチング部をオフに制御すると共に前記第２スイッチング部をオンに制御する共振動作期間において、前記インバータ回路の上アームまたは下アームのどちらか一方のアームに電流を還流するモードから他方のアームに電流を還流するモードに遷移するように前記インバータ回路を制御し、かつ前記インバータ回路のすべての相の前記上アームおよび前記下アームを同時にオンする期間を設ける電力変換装置。
  2. 前記共振回路に流れる電流のピーク値は、前記インバータ回路が前記上アームまたは前記下アームに電流を環流する還流モードでの電流値よりも小さい請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 前記制御部は、鋸波キャリア信号を用いたＰＷＭ変調によって、前記インバータ回路を制御する請求項１または請求項２に記載の電力変換装置。
  4. 前記制御部は、前記上アームおよび前記下アームを同時にオンする期間があらかじめ決められた所定の時間になるように制御する請求項１から請求項３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  5. 前記制御部は、前記インバータ回路を構成するスイッチング素子の電流値または電圧値に基づいて、前記上アームおよび前記下アームを同時にオンする期間を制御する請求項１から請求項３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  6. 前記第１スイッチング部は、前記直流電源の基準電位側に接続されている請求項１から請求項５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  7. 直流電源と、
    前記直流電源からの電力を単相または多相交流電力に変換するインバータ回路と、前記直流電源と前記インバータ回路との間に接続された第１スイッチング部と、前記インバータ回路の入力端子間に接続された、コンデンサとリアクトルと第２スイッチング部とを接続した共振回路と、前記インバータ回路と、前記第１スイッチング部と、前記第２スイッチング部とを制御する制御部とを備える電力変換装置とを有し、
    前記インバータ回路は電動機に接続された電動機駆動装置において、
    前記電力変換装置の前記制御部は、前記第１スイッチング部をオフに制御すると共に前記第２スイッチング部をオンに制御する共振動作期間において、前記インバータ回路の上アームまたは下アームのどちらか一方のアームに電流を還流するモードから他方のアームに電流を還流するモードに遷移するように前記インバータ回路を制御し、かつ前記インバータ回路のすべての相の前記上アームおよび前記下アームを同時にオンする期間を設ける電動機駆動装置。
  8. 前記共振回路に流れる電流のピーク値は、前記インバータ回路が前記上アームまたは前記下アームに電流を環流する還流モードでの電流値よりも小さい請求項７に記載の電動機駆動装置。
  9. 前記制御部は、鋸波キャリア信号を用いたＰＷＭ変調によって、前記インバータ回路を制御する請求項７または請求項８に記載の電動機駆動装置。
  10. 前記制御部は、前記上アームおよび前記下アームを同時にオンする期間があらかじめ決められた所定の時間になるように制御する請求項７から請求項９のいずれか１項に記載の電動機駆動装置。
  11. 前記制御部は、前記インバータ回路を構成するスイッチング素子の電流値または電圧値に基づいて、前記上アームおよび前記下アームを同時にオンする期間を制御する請求項７から請求項９のいずれか１項に記載の電動機駆動装置。
  12. 前記第１スイッチング部は、前記直流電源の基準電位側に接続されている請求項７から請求項１１のいずれか１項に記載の電動機駆動装置。
  13. 前記電動機は、電力を発電し、前記電力変換装置はこの発電した電力を前記直流電源に回生する請求項７から請求項１２のいずれか１項に記載の電動機駆動装置。
  14. 前記電動機および前記インバータ回路が複数対で構成され、前記制御部は複数の前記インバータ回路を同一位相のキャリア信号で制御する請求項７から請求項１３のいずれか１項に記載の電動機駆動装置。
  15. 前記電動機および前記インバータ回路が複数対で構成され、前記制御部は複数の前記インバータ回路を異なる位相のキャリア信号で制御する請求項７から請求項１３のいずれか１項に記載の電動機駆動装置。
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