CN110063009A - 电力变换装置以及使用该装置的电动机驱动装置 - Google Patents

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Abstract

电力变换装置(100)具备：第1开关部(11)，连接于直流电源(120)与逆变器电路(20)之间；谐振电路(12)，与逆变器电路(20)的输入连接，是将电容器(13)、电抗器(14)和第2开关部(15)连接而成的；以及控制部(30)，控制部(30)在将第1开关部(11)控制为截止并且将第2开关部(15)控制为导通的谐振动作期间中，控制逆变器电路(20)以使得从电流在逆变器电路(20)的上支路或下支路的某一方的支路回流的模式转变为电流在另一方的支路回流的模式，并且设置使逆变器电路(20)的所有相的上支路及下支路同时导通的期间。

Description

电力变换装置以及使用该装置的电动机驱动装置
技术领域
本发明涉及将来自直流电源的电力变换为交流而对电动发电机(motorgenerator)等电动机进行电力供给的电力变换装置以及使用该电力变换装置的电动机驱动装置。
背景技术
驱动在混合动力车等中使用的电动发电机的电动机驱动装置将来自直流电源的电力变换为交流而对电动机进行电力供给。在该电力变换装置中，通过使用MOSFET(metaloxide silicon field effect transistor，金属氧化物硅场效应晶体管)等半导体开关元件，能够应对于高速化。在使用半导体开关元件的情况下，随着高速化所致的开关频率的增加而开关损耗增大，使电力变换装置的效率降低。
为了解决该问题，提出了如下的电动机驱动装置：在直流电源与逆变器电路之间设置追加电路，具有抑制逆变器主电路元件接通时的开关损耗的软开关功能(例如专利文献1)。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2000-262066号公报(段落[0007]、[0008]、[0014]以及图7)
发明内容
发明所要解决的技术问题
但是，在专利文献1公开发明中，在软开关动作期间中，逆变器电路被从直流电源切断，所以需要使与马达电流相当的大电流流过LC谐振电路，存在追加的LC谐振电路的大型化、损耗增加导致的电力变换装置的效率降低的问题。
本发明是为了解决上述问题而完成的，其目的在于提供一种实现了追加的LC谐振电路的小型化以及损耗降低的电力变换装置以及使用该装置的电动机驱动装置。
解决技术问题的技术方案
本发明的电力变换装置，具备：逆变器电路，将来自直流电源的电力变换为单相或多相交流电力；第1开关部，连接于直流电源与逆变器电路之间；谐振电路，连接于逆变器电路的输入端子之间，是将电容器、电抗器和第2开关部连接而成的；以及控制部，控制逆变器电路、第1开关部和第2开关部，控制部在将第1开关部控制为截止并且将第2开关部控制为导通的谐振动作期间中，控制逆变器电路以使得从电流在逆变器电路的上支路或下支路的某一方的支路回流的模式转变为电流在另一方的支路回流的模式，并且设置使逆变器电路的所有相的上支路及下支路同时导通的期间。
本发明的电动机驱动装置，具有：直流电源；以及电力变换装置，该电力变换装置具备：逆变器电路，将来自直流电源的电力变换为单相或多相交流电力；第1开关部，连接于直流电源与逆变器电路之间；谐振电路，连接于逆变器电路的输入端子之间，是将电容器、电抗器和第2开关部连接而成的；以及控制部，控制逆变器电路、第1开关部和第2开关部，逆变器电路与电动机连接，其中，电力变换装置的控制部在将第1开关部控制为截止并且将第2开关部控制为导通的谐振动作期间中，控制逆变器电路以使得从电流在逆变器电路的上支路或下支路的某一方的支路回流的模式转变为电流在另一方的支路回流的模式，并且设置使逆变器电路的所有相的上支路及下支路同时导通的期间。
技术效果
本发明的电力变换装置在控制部中，在将第1开关部控制为截止并且将第2开关部控制为导通的谐振动作期间中，控制逆变器电路以使得从电流在逆变器电路的上支路或下支路的某一方的支路回流的模式转变为电流在另一方的支路回流的模式，并且设置使逆变器电路的所有相的上支路及下支路同时导通的期间。因此，能够实现追加的LC谐振电路的小型化以及损耗降低。
本发明的电动机驱动装置在控制部中，在将第1开关部控制为截止并且将第2开关部控制为导通的谐振动作期间中，控制逆变器电路以使得从电流在逆变器电路的上支路或下支路的某一方的支路回流的模式转变为电流在另一方的支路回流的模式，并且设置使逆变器电路的所有相的上支路及下支路同时导通的期间。因此，能够实现追加的LC谐振电路的小型化以及损耗降低。
附图说明
图1是本发明的实施方式1的电力变换装置以及电动机驱动装置的结构图。
图2是本发明的实施方式1的电力变换装置的控制部的内部框图。
图3是本发明的实施方式1的电力变换装置的动作说明用时序图。
图4是本发明的实施方式1的电力变换装置的动作说明用时序图的部分放大图。
图5是本发明的实施方式1的电力变换装置的软开关动作说明图。
图6是本发明的实施方式1的电力变换装置的软开关动作说明用示意图。
图7是本发明的实施方式1的电力变换装置的比较例的动作说明图。
图8是本发明的实施方式1的电力变换装置的软开关动作说明用时序图。
图9是本发明的实施方式2的电力变换装置的控制部的内部框图。
图10是本发明的实施方式3的电力变换装置以及电动机驱动装置的结构图。
图11是示出本发明的实施方式4的电力变换装置以及电动机驱动装置的结构的框图。
图12是本发明的实施方式4的电力变换装置的控制部的内部框图。
图13是本发明的实施方式5的电力变换装置的控制部的内部框图。
具体实施方式
实施方式1.
实施方式1涉及电力变换装置以及使用该电力变换装置的电动机驱动装置，该电力变换装置具备：第1开关部，连接于直流电源与逆变器电路之间；谐振电路，连接于逆变器电路的输入端子之间，将电容器、电抗器和第2开关部串联连接而成；以及控制部，控制逆变器电路、第1开关部和第2开关部，控制部在将第1开关部控制为截止并且将第2开关部控制为导通的谐振动作期间中，控制逆变器电路以使得从电流在逆变器电路的上支路或下支路的某一方的支路回流的模式转变为电流在另一方的支路回流的模式，并且设置使逆变器电路的所有相的上支路及下支路同时导通的期间。
以下，根据电力变换装置以及电动机驱动装置的结构图即图1、电力变换装置的控制部的内部框图即图2、动作说明用时序图即图3、动作说明用时序图的部分放大图即图4、软开关动作说明图即图5、软开关动作说明用示意图即图6、比较例的动作说明图即图7以及逆变器的1相的软开关动作说明用时序图即图8，说明本申请发明的实施方式1的电力变换装置以及电动机驱动装置的结构以及动作。
首先，根据图1，说明实施方式1的电力变换装置以及电动机驱动装置的整体结构。
电动机驱动装置系统包括电动机驱动装置1000和电动机130。电动机驱动装置1000包括电力变换装置100和作为直流电源的蓄电设备120。并且，电力变换装置100具备软开关电路10、逆变器电路20以及控制部30。
此外，在图1中，电动机130不作为电动机驱动装置1000的一部分，但在动作上与电动机驱动装置密切关联。因此，不作特别区分，而将电动机130作为电动机驱动装置的一部分而进行说明。
接下来，根据图1，对电动机驱动装置1000以及电力变换装置100的整体上的功能进行说明。
本实施方式的电动机驱动装置1000控制电动机130。在电动机130作为驱动负载的马达动作的情况下，电动机驱动装置1000用电力变换装置100将从作为直流电源的锂离子电池、镍氢电池或电容器等蓄电设备120供给的电力变换为交流，用变换的电力驱动作为马达的电动机130。
电力变换装置100具备：逆变器电路20，对作为负载的马达即电动机130供给电力；软开关电路10，连接于逆变器电路20与蓄电设备120之间；以及控制部30，控制软开关电路10及逆变器电路20。逆变器电路20的主电路正电位部17经由软开关电路10与蓄电设备120的正端子连接，主电路基准电位部18经由软开关电路10与蓄电设备120的负端子连接。
另一方面，实施方式1的电动机驱动装置1000还能够应用于电动机130作为发电机工作的情况。在该情况下，作为发电机工作的电动机130将动力变换为交流电力，电力变换装置100将该交流电力变换为直流电力而对蓄电设备120供给电力。
即，实施方式1的电动机驱动装置1000不论电力变换装置100传送的电力的方向如何，都能够实现小型且低损耗的电动机驱动装置。
接下来，根据图1、图2，对电力变换装置100的各部的电路结构进行说明。首先，对软开关电路10进行说明。
软开关电路10包括第1开关部11和谐振电路12。谐振电路12是包括电容器13、电抗器14以及第2开关部15的串联电路。
在软开关电路10中，第1开关部11与蓄电设备120的正极端子连接。在本实施方式1中，示出了连接开关元件11a的漏极端子以及逆并联二极管11b的阴极端子的例子。
第1开关部11的另一端(开关元件11a的源极端子以及逆并联二极管11b的阳极端子)与主电路正电位部17连接。主电路正电位部17与电容器13的一端连接。电容器13的另一端与电抗器14的一端连接。构成第2开关部15的开关元件15a的漏极端子以及逆并联二极管15b的阴极端子与电抗器14的另一端连接。
另一方面，开关元件15a的源极端子以及逆并联二极管15b的阳极端子与主电路基准电位部18连接。
即，在逆变器电路10的输入端子间、即主电路正电位部17与主电路基准电位部18之间，连接有作为电容器13、电抗器14、第2开关部15的串联电路的谐振电路12。
此外，在本实施方式1中，设想使用MOSFET作为开关元件。在本实施方式1中，示出了第1开关部以及第2开关部由开关元件和逆并联二极管构成的例子，但逆并联二极管能够用开关元件的寄生二极管来代替。
另外，也可以不应用MOSFET而应用IGBT(insulated gate bipolar transistor，绝缘栅双极型晶体管)或其它开关元件。另外，该开关元件不限于硅单质元素半导体，应用了碳化硅、氮化镓等的化合物半导体也能够应用。
接下来，对逆变器电路20进行说明。
逆变器电路20是应用PWM(Pulse Width Modulation，脉冲宽度调制)控制的3相逆变器，是串联连接2个开关元件而构成支路、并联连接3个支路而成的。
在图1中，逆变器开关部21、22、23、24、25以及26构成各支路，各逆变器开关部包括开关元件和逆并联二极管。例如，逆变器开关部21包括开关元件21a和逆并联二极管21b。
开关元件21a的漏极端子与主电路正电位部17连接，开关元件21a的源极端子与开关元件22a的漏极端子串联连接。开关元件22a的源极端子与主电路基准电位部18连接。同样地，开关元件23a以及开关元件25a的漏极端子与主电路正电位部17连接，源极端子分别与开关元件24a以及开关元件26a的漏极端子串联连接。开关元件24a以及开关元件26a的源极端子与主电路基准电位部18连接。
在本实施方式1中，将包括开关元件21a和开关元件22a的支路记载为U相，将包括开关元件23a和开关元件24a的支路记载为V相，将包括开关元件25a和开关元件26a的支路记载为W相。
开关元件21a和开关元件22a的连接点与电动机130的U相端子130a连接。开关元件23a和开关元件24a的连接点与电动机130的V相端子130b连接。开关元件25a和开关元件26a的连接点与电动机130的W相端子130c连接。
接下来，对控制部30进行说明。
控制部30具备基准信号生成电路40、锯齿波载波生成电路50、控制信号生成电路60以及栅极驱动电路部70。
基准信号生成电路40具备正弦波信号发生源41和移相器42a、42b。控制信号生成电路60具备比较器61a～61e、反相电路62a～62d、固定延迟电路63a～63c、加法电路64以及空载时间生成电路65。栅极驱动电路部70具备栅极驱动电路70a～70h。
在此，对控制部30与软开关电路10、逆变器电路20以及电动机130的信号的接口进行说明。
控制部30的栅极控制信号30a与开关元件11a的栅极端子连接。栅极控制信号30b与开关元件15a的栅极端子连接。另外，栅极控制信号30c～30h与开关元件21a～26a各自的栅极端子连接。
在此，对开关元件的栅极端子提供的控制信号是将各源极端子作为基准来提供的信号，虽然实际上存在与各源极端子的连接布线，但为了简化，在图1中省略了图示。
作为电动机130，能够应用包括电动发电机的所有交流电动机。另外，逆变器电路20不限于3相逆变器，也可以是单相逆变器、2相逆变器、以及4相以上的多相逆变器。
接下来，对控制部30的控制以及电路动作进行说明。图2是控制部30的内部框图，是说明开关元件21a～26a的各栅极控制信号30c～30h的生成方法的图。
通常，已知逆变器的PWM控制是使用载波信号和基准信号来实现的。关于本实施方式1的载波信号，示出由锯齿波载波生成电路50生成锯齿波载波信号50a的例子。
另一方面，关于基准信号，由在基准信号生成电路40内的正弦波信号发生源41生成正弦波。根据该基准信号，由移相器42a、42b生成使相位偏移了+2/3π及+4/3π的信号。在本实施方式1中，正弦波基准信号40a、40b、40c分别对应于U相、V相、W相。
由比较器61a～61c分别对锯齿波载波信号50a和正弦波基准信号40a～40c进行比较判定，生成各相的上、下支路的控制信号。例如，用栅极驱动电路70c放大比较器61a的输出，生成U相的上支路开关元件21a的栅极控制信号30c。
另一方面，由反相电路62a对比较器61a的输出进行逻辑反相，由固定延迟电路63a对该信号附加预定时间的延迟，并由栅极驱动电路70d放大，而生成U相的下支路开关元件22a的栅极控制信号30d。
其结果是，生成了在后说明的图3的栅极控制信号30c～30h。
此外，由固定延迟电路63a～63c延迟的预定时间根据电容器13和电抗器14的时间常数来决定。
另一方面，根据由比较器61d以及61e分别对基准信号Vref1及Vref2与锯齿波载波信号50a的比较判定结果，生成软开关电路10的开关元件11a及15a的栅极控制信号30a及30b。
具体而言，比较器61d判定锯齿波载波信号50a大于正的基准信号Vref1的状态。另一方面，比较器61e判定锯齿波载波信号50a小于负的基准信号Vref2的状态。由加法电路64对比较器61d以及比较器61e的输出进行加法运算。其结果是，在锯齿波载波信号50a的值复位的点(微分值变得不连续的点)前后的期间，加法电路64的输出变为H(高)状态。由栅极驱动电路70a对加法电路64的输出进行放大，而生成栅极控制信号30a。
另外，由反相电路62d对加法电路64的输出进行逻辑反相，由空载时间生成电路65附加空载时间，以避免开关元件11a和15a同时导通。由栅极驱动电路70b对该空载时间生成电路65的输出信号进行放大，而生成栅极控制信号30b。
在本实施方式1中，为了使在软开关电路10的电抗器14流过的电流最小而抑制残余损耗，设置空载时间生成电路65。但是，由于位于开关元件11a与15a之间的电抗器14抑制急剧的电流增加，所以还也能够是省略了空载时间生成电路65的结构。
此外，栅极驱动电路部70的栅极驱动电路70a～70h由于各自驱动的开关元件的源极电位不同，所以具备绝缘接口以及绝缘电源。
接下来，根据图3，说明作为本实施方式1的电力变换装置100的特征的软开关电路的动作。
图3是本实施方式1的软开关电路的动作说明用的时序图，示意性地示出信号波形。
此外，在图3中，40a～40b是对应于U相、V相、W相的正弦波基准信号。30a、30b是开关元件11a及15a的栅极控制信号。30c～30h是上、下支路的开关元件21a～26a的栅极控制信号。Ir是在电抗器14流过的电流，Vbus是主电路正电位部17的电压。R表示复位。
如图3所示，关于锯齿波载波信号50a的上升期间中的开关元件21a～26a的开关，软开关电路的开关元件11a保持导通状态，开关元件15a保持截止状态。因此，此时不进行软开关动作。
另外，为了防止上、下支路开关元件(例如21a和22a)的短路，由固定延迟电路63a～63c确保了预定期间的空载时间(以下为正空载时间)。该锯齿波载波信号50a的上升期间的电路动作与现有通常的3相逆变器控制相同。
另一方面，通过采用锯齿波载波信号50a，在锯齿波复位时，开关元件21a～26a全部进行开关动作，而在其前后的期间(图3中的谐振电路动作期间Pr)，使软开关电路10的开关元件11a截止并且使开关元件15a导通。
如上述说明的，通过由加法电路64对锯齿波载波信号50a大于正的基准信号Vref1的期间和小于负的基准信号Vref2的期间进行加法运算，生成该谐振电路动作期间Pr。
在该谐振电路动作期间Pr，在电抗器14流过谐振电流Ir，电容器13和电抗器14进行谐振动作，从而出现主电路正电位部17的电压Vbus降至零电压的期间。通过在该期间对逆变器电路10的开关元件21a～26a进行开关，能够一并实现3相的零电压开关。
接下来，根据图4～图8，说明本实施方式1的软开关电路10的特征和其效果。
图4是以图3图示的谐振电路动作期间Pr为中心，将用单点斜线表示的范围A易于理解地放大的图。另外，图5(a)及图5(b)中分别示出图4图示的谐振电路动作期间Pr之前及之后的期间中逆变器电路20的电流路径。
通过采用具有如本实施方式1的锯齿波的复位形状(信号的符号当即反相的形状)的载波信号，能够控制为在载波信号复位时从下支路回流模式(图5(a))转变到上支路回流模式(图5(b))。
进而，通过固定延迟电路63a～63c，在谐振电路动作期间Pr中设置逆变器电路10的上、下支路开关元件(例如21a和22a)同时导通的期间(以下为负空载时间)。通过设置该负空载时间，能够在实现软开关动作时大幅削减在谐振用电抗器14流过的电流。
用软开关动作说明用示意图即图6来说明从图5(a)到图5(b)的回流电流的转变。图6是易于理解地说明软开关动作的示意图，附图标记省略。
图6(a)与图5(a)对应，图6(d)与图5(b)对应。
图6(a)是一并开关前的状态、即下支路回流模式的状态，下支路开关元件22a、24a、26a为导通状态(上支路开关元件21a、23a、25a为截止状态)。进而，第1开关部11的开关元件11a为导通状态。用实线表示该下支路回流的电流的流动。
图6(b)示出谐振动作开始时的状态。下支路开关元件22a、24a、26a为导通状态。第1开关部11的开关元件11a为截止状态，第2开关部15的开关元件15a为导通状态。并且，此时在谐振电路12流过的电流逆时针地流过。用虚线表示在谐振电路12流过的逆时针的电流的流动。
接下来，图6(c)示出谐振动作(负空载时间)期间中的状态。上支路开关元件21a、23a、25a为导通状态，上、下支路的开关元件全部为导通状态。第2开关部15的开关元件15a为导通状态。并且，此时在谐振电路12流过的电流顺时针地流动。用虚线表示在该谐振电路12流过的顺时针的电流的流动。
接下来，图6(d)是一并开关后的状态、即上支路回流模式的状态，上支路开关元件21a、23a、25a为导通状态(下支路开关元件22a、24a、26a为截止状态)。进而，第1开关部11的开关元件11a为导通状态。用实线表示该上支路回流的电流的流动。
在此，使用作为比较例的图7，说明在实现软开关动作时，通过设置负空载时间而能够大幅削减在谐振用电抗器14流过的电流的理由。
图7是示出在从图5(a)转变到图5(b)时，设置一般的正空载时间期间的情况的逆变器电路的电流路径的图。
在该情况下，如果谐振电流Ir未达到负载电流，则在正空载时间期间中，再生电流流入到蓄电设备120。因此，软开关电路10的逆并联二极管11b导通，所以主电路正电位部17的电压Vbus上升到输入电压Vin以上，未实现逆变器电路10的开关元件的软开关动作。
因此，在设置有通常的正空载时间期间的情况下，为了实现软开关动作，需要将谐振电路设为具有与负载电流相当的电流容量(例如几百安培)的结构。因此，无法避免电容器13、电抗器14以及开关元件15a的大型化。
另一方面，在应用作为本实施方式1的特征的负空载时间的情况下，由于在下支路回流的电流能够平顺地转变到上支路，所以能够大幅降低谐振电流Ir。
具体而言，谐振电流Ir只不过是用于对逆变器电路20的逆变器开关部21～26的寄生电容以及软开关电路10的第1开关部11的寄生电容进行充放电的电流(例如数A)，能够通过本实施方式1实现软开关电路10的大幅的小型化。
进而，根据图8，还参照图1，说明作为本实施方式1的特征的软开关电路10的动作。
图8是以U相为例，示意地示出图4的谐振电路动作期间Pr中的软开关波形的图。
在图8中，30c、30d是U相的上、下支路的开关元件21a、22a的栅极控制信号。30a、30b是开关元件11a及15a的栅极控制信号。Ir是在电抗器14流过的电流，Vbus是主电路正电位部17的电压。
Ia(虚线)是在U相上支路的逆并联二极管21b中流过的电流，Vka(实线)是U相上支路的逆并联二极管21b的端子间电压。Id(虚线)是在U相下支路的开关元件22a中流过的电流，Vds(实线)是U相下支路的开关元件22a的源极-漏极之间的电压。
另外，“HS”表示硬开关，“SS”表示软开关。
在该谐振电路动作期间Pr中，U相下支路的开关元件22a从导通转变为截止。与其相伴地，U相上支路的逆并联二极管21b从截止转变为导通，电流Ia全部在逆并联二极管21b流过。
在图8中，U相下支路的开关元件22a从导通→截止的转变与30d(U相下支路开关元件22a的栅极控制信号)的ON→OFF的变化对应。
由于该软开关是主电路正电位部17的电压Vbus为零电压的状态的开关，所以能够实现不发生开关损耗的零电压开关。
此外，硬开关(HS)是设置有通常的正空载时间期间时的开关，具体而言是U相下支路的开关元件22a从截止→导通的开关。在此，在U相上支路的逆并联二极管21b流过的电流(Ia)以及U相上支路的逆并联二极管21b的端子间电压(Vka)的变化表示随着U相下支路的开关元件22a从截止转变为导通，U相上支路的逆并联二极管21b从导通转变为截止。
进而，由于通过设置负空载时间，能够从下支路回流平顺地转变为上支路回流，所以在谐振电路12流过的电流的峰值小于电流在逆变器电路20的上支路或下支路回流的回流模式下的电流值。进而，软开关电路10的开关元件11a由于进行零电流开关，所以不发生开关损耗。
另外，在软开关电路10的开关元件15a流过的电流小，其开关损耗相比于逆变器电路20的损耗可忽略。
这样，在本实施方式1中，能够使锯齿波载波信号的复位时的逆变器动作以软开关的方式进行，抑制在软开关电路10发生的开关损耗。在锯齿波载波信号的复位时发生的逆变器的开关是总次数的1/2。因此，在本实施方式1中，能够将逆变器电路20的开关损耗降低为1/2。
另一方面，在软开关电路10中发生的损耗主要是开关元件11a的导通损耗，但通过并联连接开关元件11a而能够进一步降低该导通损耗。
如以上所述，在本实施方式1中，通过采用具有复位形状的载波信号而设置将逆变器从上支路回流模式转变为下支路回流模式的动作模式，在该定时使软开关电路的开关元件11a截止并且使开关元件15a导通。进而，通过在逆变器的上、下支路的控制中设置负空载时间期间而防止向蓄电设备120的再生动作，用小的谐振电流实现了软开关。
由此，在本实施方式1中应用的载波信号不限于锯齿波形状，而能够应用于提供从上支路回流转变为下支路回流的工作模式的所有载波信号。
另外，在本实施方式1中，作为对锯齿波载波信号上升的期间中的开关提供正空载时间、并且对锯齿波载波信号的复位时的开关提供负空载时间的单元，例示了使用固定延迟电路63a～63c的结构。但是，不限于此。进而，在本实施方式1中，例示了从上支路回流转变为下支路回流的情况，但也可以通过改换比较器61a～61c的+输入和－输入而使得从下支路回流转变为上支路回流。
此外，在本实施方式1中，作为直流电源，设想蓄电设备来进行了说明。但是，也可以是用逆变器将交流电力变换为直流的直流电源。另外，也可以是太阳能发电装置、燃料电池、能够直流输出的发电机。
另外，在本实施方式1中，以电流从蓄电设备120流入到电动机130的方向的例子，说明了电力变换装置100的软开关(负空载时间)的应用。但是，电力变换装置100的软开关(负空载时间)在电流从作为发电机的电动机130流入到蓄电设备120的方向的情况下也同样能够应用。
即，不论在电力变换装置100流过的电流的方向如何，通过应用软开关(负空载时间)，都能够构成实现追加的LC谐振电路的小型化以及损耗降低的电力变换装置以及使用该装置的电动机驱动装置。
此外，在实施方式1中，将电容器13、电抗器14以及第2开关部串联连接而构成谐振电路12，但不限定于该结构。
如以上说明的，实施方式1的电力变换装置具备：第1开关部，连接于直流电源与逆变器电路之间；谐振电路，连接于逆变器电路的输入端子之间，是将电容器、电抗器和第2开关部串联连接而成的；以及控制部，控制逆变器电路、第1开关部和第2开关部，控制部在将第1开关部控制为截止并且将第2开关部控制为导通的谐振动作期间中，控制逆变器电路以使得从电流在逆变器电路的上支路或下支路的某一方的支路回流的模式转变为电流在另一方的支路回流的模式，并且设置使逆变器电路的所有相的上支路及下支路同时导通的期间，并且电动机驱动装置是使用该电力变换装置的装置。因此，能够实现追加的LC谐振电路的小型化以及损耗降低。
实施方式2.
实施方式2的电力变换装置被设为在实施方式1的电力变换装置中，根据各相的工作状况而改变逆变器电路的上支路和下支路的开关元件的栅极控制信号的延迟时间的结构。
以下，根据控制部的内部框图即图9，以与实施方式1的差异为中心，对实施方式2的电力变换装置进行说明。在图9中，与实施方式1的图2相同或相当的部分附加相同的附图标记。
此外，为了区分实施方式，设为电力变换装置200、控制部230以及控制信号生成电路260。
首先，根据图9，说明电力变换装置100的控制部230的结构。
实施方式2的控制部230和实施方式1的控制部30的结构的差异在于控制信号生成电路260。在控制信号生成电路260中，将实施方式1的控制信号生成电路260的固定延迟电路63a～63c变为可变延迟电路263a～263c，进而追加了U相元件电流检测电路266a、V相元件电流检测电路266b、W相元件电流检测电路266c。
相比于图2所示的实施方式1的控制信号的生成方法，在图9中，可变延迟电路263a～263c根据各相的元件电流检测电路266a～266c的输出而使延迟时间可变。由此，相对于在实施方式1中提供预先决定的预定延迟时间，在本实施方式2中能够根据各相的工作状态而使延迟时间最优化。
其结果是，能够使空载时间最小化，所以具有能够抑制空载时间追加所致的电力变换效率的降低的效果。
此外，作为各相的元件电流检测电路266a～266c的输入信号，能够使用在各相的上支路或下支路的开关元件流过的电流、或驱动电动机130的各相的电流的测定值。
在本实施方式2中，作为检测各相的动作状态的方法，例示了使用各相元件电流检测电路266a～266c的结构，但也可以是检测各相的元件电压的方法。在该情况下，作为各相的元件电压检测电路的输入信号，能够使用各相的上支路或下支路的开关元件的漏极-源极间的电压的测定值。
在本实施方式2中，控制信号生成电路260以外的结构以及动作与实施方式1相同，所以省略其说明。
如以上说明的，实施方式2的电力变换装置成为如下结构：根据各相的工作状况而改变实施方式1的电力变换装置的上支路和下支路的开关元件的栅极控制信号的延迟时间。因此，实施方式2的电力变换装置以及使用该装置的电动机驱动装置能够与实施方式1同样地实现追加的LC谐振电路的小型化以及损耗降低。进而，具有能够抑制空载时间追加所致的电力变换效率的降低的效果。
实施方式3.
实施方式3的电力变换装置成为如下结构：将实施方式1的电力变换装置的软开关电路的第1开关部与蓄电设备的基准电位侧、即接地侧连接。
以下，根据作为电力变换装置以及电动机驱动装置的结构图的图10，以与实施方式1的差异为中心，对实施方式3的电力变换装置以及电动机驱动装置进行说明。在图10中，与实施方式1的图2相同或相当的部分附加相同的附图标记。
此外，为了区分实施方式，设为电动机驱动装置3000、电力变换装置300、软开关电路310以及第1开关部311。
首先，根据图10，对电力变换装置300的软开关电路310的结构进行说明。
在实施方式3的电力变换装置300中，软开关电路310和实施方式1的软开关电路10的结构的差异在于第1开关部的位置。
在实施方式3的软开关电路310中，将第1开关部311与蓄电设备120的基准电位侧、即接地侧连接，将第1开关部11的开关元件311a的源极端子与主电路基准电位部18连接。
由于将第1开关部311与蓄电设备120的基准电位侧连接，所以第1开关部的开关元件11a的源极端子变为与主电路基准电位部18相同的电位。因此，能够省略第1开关部的开关元件11a的栅极驱动电路的绝缘接口以及绝缘电源，能够实现装置整体的小型化。
在本实施方式3中，软开关电路310的第1开关部311的位置以外的结构以及动作与实施方式1相同，所以省略其说明。
如以上说明，实施方式3的电力变换装置成为如下结构：将实施方式1的电力变换装置的软开关电路的第1开关部与蓄电设备的基准电位侧、即接地侧连接。因此，实施方式3的电力变换装置以及使用该装置的电动机驱动装置与实施方式1同样地能够实现追加的LC谐振电路的小型化以及损耗降低。进而，具有如下效果：能够省略第1开关部的开关元件的栅极驱动电路的绝缘接口以及绝缘电源，能够实现装置整体的小型化。
实施方式4.
实施方式4的电力变换装置以及电动机驱动装置是使实施方式1的电力变换装置以及电动机驱动装置的逆变器电路以及电动机成为X组和Y组这2组结构的例子。
以下，根据作为示出电力变换装置以及电动机驱动装置的结构的框图的图11以及作为电力变换装置的控制部的内部框图的图12，以与实施方式1的差异为中心，说明实施方式4的电力变换装置以及电动机驱动装置。在图11、12中，与实施方式1的图1、2相同或相当的部分附加相同的附图标记。
此外，为了与实施方式1区分，设为电动机驱动装置4000、电力变换装置400、逆变器电路420X、420Y、控制部430、基准信号生成电路440以及控制信号生成电路460。
此外，在图12中，为了简化附图，省略了栅极驱动电路部。
首先，根据图11，说明实施方式4的电动机驱动装置4000以及电力变换装置400的整体结构。
电动机驱动装置4000用电力变换装置400将从蓄电设备120供给的电力变换为交流，用变换的电力驱动作为马达的两台电动机130X、130Y。
电力变换装置400具备：逆变器电路420X、420Y，分别对作为负载的两台电动机130X、130Y供给电力；软开关电路10，连接于逆变器电路420X、420Y与蓄电设备120之间；以及控制部430，控制软开关电路10及逆变器电路420X、420Y。以下，适当地将两台电动机130X、130Y以及两台逆变器电路420X、420Y记载为X组、Y组。
软开关电路10和逆变器电路420X、420Y各自的结构、动作与实施方式1相同，所以说明省略。
接下来，对控制部430进行说明。
控制部430具备基准信号生成电路440、锯齿波载波生成电路50、控制信号生成电路460以及栅极驱动电路部(未图示)。
在基准信号生成电路440中，相对于实施方式1的基准信号生成电路40，追加了移相器443a～443c用于逆变器电路420Y。
逆变器电路420Y用的正弦波基准信号40aY、40bY、40cY分别对应于逆变器电路420Y(即电动机130Y)的U相、V相、W相。相对于由正弦波信号发生源41生成的基准信号，由移相器443a使相位偏移了θ。因此，该正弦波基准信号40aY、40bY、40cY相对于逆变器电路420X(即电动机130X)用的正弦波基准信号40aX、40bX、40cX，相位偏移了θ。
在控制信号生成电路460中，相对于实施方式1的控制信号生成电路60，成为与两台逆变器电路420X、420Y对应的结构。各自的结构、动作与实施方式1相同。
即，在控制信号生成电路460中，具备与逆变器电路420X对应的、比较器61aX～61cX、反相电路62aX～62cX以及固定延迟电路63aX～63cX。
另外，在控制信号生成电路460中，具备与逆变器电路420Y对应的、比较器61aY～61cY、反相电路62aY～62cY以及固定延迟电路63aY～63cY。
在用两组逆变器电路(420X、420Y)驱动两组电动机(130X、130Y)的情况下，通常通过以不同的相位提供两组逆变器电路的各相的正弦波基准信号，从而使在蓄电设备120发生的脉动电流分散化。在本实施方式4中，将其相位差设为θ。
另一方面，关于锯齿波载波信号50a，在X组和Y组中使用相同的信号。由于通过使用相同的载波信号，在锯齿波载波信号复位时X组和Y组同时进行开关，所以能够与图2同样地生成软开关电路的栅极控制信号。
即，能够抑制软开关电路的动作频率的增加，抑制控制负载的增加。
在实施方式4中，由于逆变器电路420X、420Y以及电动机130X、130Y成为两组结构，所以能够提高电动机的总输出转矩。另外，通过设计为一方的电动机以驱动为主，另一方的电动机以发电为主，能够分别最优地实现驱动和发电这两个功能。
在本实施方式4中，示出逆变器电路以及电动机为两组结构的例子，但对于三组结构或其以上的多组结构，也能够同样地应用。
如以上说明，实施方式4的电力变换装置以及电动机驱动装置是使实施方式1的电力变换装置、电动机驱动装置的逆变器电路以及电动机成为X组和Y组这两组结构的例子。因此，实施方式4的电力变换装置以及使用该装置的电动机驱动装置能够与实施方式1同样地实现追加的LC谐振电路的小型化以及损耗降低。进而，能够实现电动机的总输出转矩的提高以及驱动和发电这两个功能的最优化。
实施方式5.
实施方式5的电力变换装置以及电动机驱动装置成为如下结构：关于实施方式4的电力变换装置以及电动机驱动装置，对两组逆变器电路的锯齿波载波信号设置相位差
以下，根据作为电力变换装置的内部框图的图13，以与实施方式4的差异为中心，对实施方式5的电力变换装置以及电动机驱动装置进行说明。在图13中，与实施方式4的图12相同或相当的部分附加相同的附图标记。
此外，为了与实施方式4区分，设为电力变换装置500、控制部530以及控制信号生成电路560。
此外，在图13中，为了简化附图，省略了栅极驱动电路部。
首先，实施方式5的电动机驱动装置以及电力变换装置500的整体结构与实施方式4的电动机驱动装置4000以及电力变换装置400相同。
即，电动机驱动装置用电力变换装置500将从蓄电设备供给的电力变换为交流，用变换的电力驱动作为马达的两台电动机。
接下来，对控制部530进行说明。
与实施方式4的控制部430的差异在于控制信号生成电路560。首先，说明结构的差异。
在控制信号生成电路560中，相对于实施方式4的控制信号生成电路460，追加了移相器565和加法电路566。
通过移相器565，使相位相对于锯齿波载波生成电路50生成的锯齿波载波信号50a而偏移了用作X组用的载波信号(50aX)。
另外，在加法电路566中，对锯齿波载波信号50a(50aY)和使相位偏移了的X组用的载波信号(50aX)进行加法运算，将其输出输入到比较器61d、61e。
此外，在图13中，虽然是与锯齿波载波信号50a相同的信号，但为了使与50aX的对应变得明确，记载为50aY。
接下来，以与实施方式4的电力变换装置400的差异为中心，对电力变换装置500的动作进行说明。
以使在蓄电设备120发生的脉动电流以及噪声分散化为目的，提供相位差在该情况下，由于逆变器电路X组和Y组的载波信号50aX及50aY的复位定时偏离，所以需要使软开关电路在两方的复位定时进行动作。
因此，在本实施方式5中，成为如下的结构：用加法电路566对载波信号50aX和50aY进行加法运算，并输入到比较器61d及61e。因此，软开关电路的工作频率变为实施方式4的2倍，软开关电路的损耗也变为2倍。
在现有方式中，软开关电路的损耗成为问题，一般认为需要在例如逆变器电路X组和Y组中分别单独地设置软开关电路等对策。
另一方面，在本实施方式5的电动机驱动装置中，通过降低软开关电路的谐振电流，能够对在不同的定时进行开关的逆变器电路X组和Y组应用相同的软开关电路。
本实施方式5的控制部530的控制信号生成电路560以外的结构以及动作与实施方式4相同，所以省略其说明。
在本实施方式5中，示出逆变器电路以及电动机为两组结构的例子，但针对三组结构或其以上的多组结构，通过对各组的正弦波基准信号以及锯齿波载波信号提供相位差，也能够容易地应用。
如以上说明的，实施方式5的电力变换装置以及电动机驱动装置成为如下结构：相对于实施方式4的电力变换装置以及电动机驱动装置，在两组逆变器电路的锯齿波载波信号中设置相位差因此，实施方式5的电力变换装置以及使用该装置的电动机驱动装置能够与实施方式1同样地实现追加的LC谐振电路的小型化以及损耗降低。进而，能够实现电动机的总输出转矩的提高以及驱动和发电这两个功能的最优化，并且能够分散在蓄电设备发生的脉动电流以及噪声。
此外，本发明能够在该发明的范围内自由组合各实施方式，或对实施方式适当进行变形、省略。
产业上的可利用性
本发明能够实现软开关动作所需的LC谐振电路的小型化以及损耗降低，所以能够广泛应用于将来自直流电源的电力变换为交流而对电动机进行电力供给的电力变换装置以及使用该装置的电动机驱动装置。

Claims (15)

1.一种电力变换装置，具备：
逆变器电路，将来自直流电源的电力变换为单相或多相交流电力；
第1开关部，连接于所述直流电源与所述逆变器电路之间；
谐振电路，连接于所述逆变器电路的输入端子之间，是将电容器、电抗器和第2开关部连接而成的；以及
控制部，控制所述逆变器电路、所述第1开关部和所述第2开关部，
所述控制部在将所述第1开关部控制为截止并且将所述第2开关部控制为导通的谐振动作期间中，控制所述逆变器电路以使得从电流在所述逆变器电路的上支路或下支路的某一方的支路回流的模式转变为电流在另一方的支路回流的模式，并且设置使所述逆变器电路的所有相的所述上支路以及所述下支路同时导通的期间。
2.根据权利要求1所述的电力变换装置，其中，
在所述谐振电路流过的电流的峰值小于所述逆变器电路使电流在所述上支路或所述下支路回流的回流模式下的电流值。
3.根据权利要求1或2所述的电力变换装置，其中，
所述控制部通过使用锯齿波载波信号的PWM调制，控制所述逆变器电路。
4.根据权利要求1至3中的任意一项所述的电力变换装置，其中，
所述控制部进行控制以使所述上支路以及所述下支路同时导通的期间为预先决定的预定时间。
5.根据权利要求1至3中的任意一项所述的电力变换装置，其中，
所述控制部根据构成所述逆变器电路的开关元件的电流值或电压值，控制使所述上支路以及所述下支路同时导通的期间。
6.根据权利要求1至5中的任意一项所述的电力变换装置，其中，
所述第1开关部与所述直流电源的基准电位侧连接。
7.一种电动机驱动装置，具有：
直流电源；以及
电力变换装置，
该电力变换装置具备：
逆变器电路，将来自所述直流电源的电力变换为单相或多相交流电力；
第1开关部，连接于所述直流电源与所述逆变器电路之间；
谐振电路，连接于所述逆变器电路的输入端子之间，是将电容器、电抗器和第2开关部连接而成的；以及
控制部，控制所述逆变器电路、所述第1开关部和所述第2开关部，
所述逆变器电路与电动机连接，其中，
所述电力变换装置的所述控制部在将所述第1开关部控制为截止并且将所述第2开关部控制为导通的谐振动作期间中，控制所述逆变器电路以使得从电流在所述逆变器电路的上支路或下支路的某一方的支路回流的模式转变为电流在另一方的支路回流的模式，并且设置使所述逆变器电路的所有相的所述上支路以及所述下支路同时导通的期间。
8.根据权利要求7所述的电动机驱动装置，其中，
在所述谐振电路流过的电流的峰值小于所述逆变器电路使电流在所述上支路或所述下支路回流的回流模式下的电流值。
9.根据权利要求7或8所述的电动机驱动装置，其中，
所述控制部通过使用锯齿波载波信号的PWM调制，控制所述逆变器电路。
10.根据权利要求7至9中的任意一项所述的电动机驱动装置，其中，
所述控制部进行控制以使所述上支路以及所述下支路同时导通的期间为预先决定的预定时间。
11.根据权利要求7至9中的任意一项所述的电动机驱动装置，其中，
所述控制部根据构成所述逆变器电路的开关元件的电流值或电压值，控制使所述上支路以及所述下支路同时导通的期间。
12.根据权利要求7至11中的任意一项所述的电动机驱动装置，其中，
所述第1开关部与所述直流电源的基准电位侧连接。
13.根据权利要求7至12中的任意一项所述的电动机驱动装置，其中，
所述电动机产生电力，所述电力变换装置向所述直流电源再生该产生的电力。
14.根据权利要求7至13中的任意一项所述的电动机驱动装置，其中，
包括多个所述电动机及所述逆变器电路的对，所述控制部用相同相位的载波信号控制多个所述逆变器电路。
15.根据权利要求7至13中的任意一项所述的电动机驱动装置，其中，
包括多个所述电动机及所述逆变器电路的对，所述控制部用不同相位的载波信号控制多个所述逆变器电路。
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