JP2005051838A

JP2005051838A - インバータ装置及びリップル電流の低減方法

Info

Publication number: JP2005051838A
Application number: JP2003203361A
Authority: JP
Inventors: Shigeki Ikeda; 成喜池田; Tsugunori Sakata; 世紀坂田; Satoshi Watanabe; 智渡邊; Masanori Tsuzuki; 正憲都築
Original assignee: Toyota Industries Corp
Current assignee: Toyota Industries Corp
Priority date: 2003-07-29
Filing date: 2003-07-29
Publication date: 2005-02-24

Abstract

【課題】リップル電流を低減することが可能なインバータ装置及びリップル電流の低減方法を提供することを目的とする。
【解決手段】まず、各相に所望な交流電流を発生させるための各指令値と交流電流の回転角度との対応関係を格納したデータテーブルから各相の指令値を読み込む。次に、３相の中から固定される相を検出する。次に、２つの基準三角波を読み込む。次に、読み込んだ２つの基準三角波とその２つの基準三角波に対応した２つの指令値とを検出した固定相に基づいてそれぞれ対応させ、その２つの基準三角波と２つの指令値とをそれぞれ比較する。そして、比較結果に基づいて２相の制御信号をそれぞれ生成すると共に、固定相に対応する制御信号を生成する。
【選択図】図４

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、直流電流を３相交流電流に変換するインバータ装置及びそのインバータ装置に発生するリップル電流の低減方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
直流電源からの直流電流を３相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）の交流電流に変換させるインバータ装置として、例えば、複数のスイッチング素子からなるブリッジ回路及びコンデンサが直流電源に並列に接続されるものがある。そして、このようなインバータ装置は、制御回路から出力される制御信号に従って複数のスイッチング素子のそれぞれをオン、オフ制御することにより、直流電源からの直流電流を互いに位相が異なる３相の交流電流に変換する。なお、上記コンデンサは、インバータ装置の入力電流を平滑化させる。
【０００３】
一般に、直流電流を複数相の交流電流に変換するインバータ装置は、その複数相の交流電流により、例えば、電気自動車や洗濯機などに備えられるモータを駆動させる。（例えば、特許文献１〜３参照）
ここで、図６は、Ｕ相、Ｖ相、及びＷ相の各相の上下アームの２つのスイッチング素子のうちのどちらか一方のスイッチング素子にそれぞれ入力される制御信号の波形を示す図である。なお、各相におけるもう一方のスイッチング素子には、図６に示す各相の制御信号がそれぞれ反転された制御信号が入力される。
【０００４】
図６に示す各相の制御信号は、ＰＷＭ（ＰｕｌｓｅＷｉｄｔｈＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ）により生成されるものであって、１つの基準三角波と各相にそれぞれ対応する指令値とが比較され、その比較結果に基づいて生成されるものである。そして、各相の制御信号のそれぞれのオン期間は、各相にそれぞれ対応する指令値に基づいて可変される。このように、ＰＷＭにより各相の制御信号を生成するインバータ装置は、各相の制御信号のそれぞれのオン期間の長さを各相の指令値に応じて可変させ、各相のスイッチング素子に流れる電流を調整している。これより、インバータ装置は、各相に互いに位相の異なる交流電流を発生させる。
【０００５】
【特許文献１】
特開２０００−３２４８５３号（第７〜９頁、第６図）
【０００６】
【特許文献２】
特開平７−２３１６５１号（第３〜５頁、第１図）
【０００７】
【特許文献３】
特開平９−２４８３９４号（第２〜３頁、第４図）
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上述のようなインバータ装置は、１つの基準三角波で各相の制御信号をそれぞれ生成しているため、図６に示すように、各相のそれぞれのスイッチング素子のオン期間がある一定の制御周期内において重なる部分が生じてしまう。各スイッチング素子がオンしている期間は、モータなどの負荷に入力するための電流がインバータ装置に流れ、特にオン期間が重なる部分では、インバータ装置に流れる電流は大きくなる。
【０００９】
そして、３相全てがオンするときに対して、１相又は２相がオンしたとき、相対的にリップル電流が大きくなる。
そして、上述のようなインバータ装置では、３相全ての制御信号のオン期間が重なるときがあり、そのときに大きなリップル電流が発生してしまう。そして、この大きなリップル電流に伴い、直流電源に並列に接続されるコンデンサに充電される電流及びコンデンサから放電される電流も大きくなる。そのため、このコンデンサの容量をある程度大きくする必要がある。そして、コンデンサの容量を大きくすることに伴ってコンデンサ自体も大きなものとなり、その結果、インバータ装置も大きくなるという問題がある。また、３相全ての制御信号のオン期間が重なるとき発生する大きなリップル電流によるコンデンサの寿命の低下も懸念される。
【００１０】
そこで、本発明では、リップル電流を低減することが可能なインバータ装置及びリップル電流の低減方法を提供することを目的とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
上記の課題を解決するために本発明では、以下のような構成を採用した。
すなわち、本発明のインバータ装置は、複数のスイッチング素子からなるブリッジ回路とコンデンサとを直流電源に並列接続し、制御回路から出力される制御信号に従って前記複数のスイッチング素子のそれぞれをオン、オフ制御することにより、前記直流電源からの直流電流を互いに位相が異なる３相の交流電流に変換するインバータ装置であって、前記制御回路は、前記３相のうち、１相のスイッチング素子が順次オン又はオフに保たれる２相変調方式により前記制御信号を出力すると共に、前記３相のうち、スイッチング素子がオン又はオフに保たれる１相以外の２相のスイッチング素子のオン期間を互いにずらすように前記制御信号を出力することを特徴とする。
【００１２】
これより、本発明のインバータ装置は、３相のうち、スイッチング素子がオン又はオフに保たれる１相以外の２相のスイッチング素子のそれぞれのオン期間が重ならないようにすることができるので、インバータ装置に発生するリップル電流を、１つの基準信号で各相の制御信号を生成するインバータ装置で発生するリップル電流に比べて小さくすることができる。
【００１３】
また、本発明のインバータ装置は、２相変調方式を導入した構成において、スイッチング素子のオン期間をずらしているので、電力変換効率を向上させつつ、リップル電流を小さくすることができる。なお、一般に、２相変調方式は、３相の内の１相の上下の一方だけを１２０度区間全ＯＮするものであるが、本発明のインバータ装置では、３相の内の１相の上下の一方を６０度区間全ＯＮ、他方を６０度区間全ＯＦＦする２相変調方式を採用している。そして、本発明のインバータ装置は、この３相の内の１相の上下の一方を６０度区間全ＯＮ、他方を６０度区間全ＯＦＦする２相変調方式が有効である。但し、本発明のインバータ装置は、上述の３相の内の１相の上下の一方だけを１２０度区間全ＯＮする２相変調方式を否定するものではない。
【００１４】
また、上記インバータ装置の制御回路は、互いに所定の位相差をもつ２つの基準信号と該２つの基準信号にそれぞれ対応する指令値とに基づいて、前記３相のうち、スイッチング素子がオン又はオフに保たれる１相以外の２相のスイッチング素子のオン、オフを制御する前記制御信号を生成し出力するように構成してもよい。
【００１５】
このように、２つの基準信号とその２つの基準信号にそれぞれ対応する指令値とに基づいて制御信号を生成しているので、その２つの基準信号の互いの位相をずらすことにより、容易に、３相のうち、スイッチング素子がオン又はオフに保たれる１相以外の２相のスイッチング素子のオン期間を互いにずらすことができる。
【００１６】
なお、本発明のインバータ装置は、３相をそれぞれ３つの基準信号に割付けるのではなく、３相を２つの基準信号に割付けるものである。
また、本発明の範囲は、３相交流電流インバータ装置におけるリップル電流の低減方法にまで及ぶ。
【００１７】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図面を用いて説明する。
図１は、本発明の実施形態のインバータ装置を示す図である。
図１に示すインバータ装置１０は、直流電源１１に並列接続されるコンデンサ１２と、コンデンサ１２と並列接続されると共に６つのスイッチング素子１３〜１８がブリッジ接続され３相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）に互いに位相の異なる交流電流を生成するブリッジ回路１９と、スイッチング素子１３〜１８のオン、オフを制御する制御信号を生成する制御回路２０とを備えて構成される。
【００１８】
なお、スイッチング素子１３〜１８とそれぞれ並列に接続されるダイオード２１は、負荷２２から回生される電流などを通すために設けられている。また、コンデンサ１２は、インバータ装置１０の入力電流を平滑化させる。また、スイッチング素子１３〜１８は、例えば、ＦＥＴ（Ｆｉｅｌｄ−ＥｆｆｅｃｔＴｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、ＩＧＢＴ（ＩｎｓｕｌａｔｅｄＧａｔｅＢｉｐｏｌａｒＴｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、バイポーラトランジスタなどが考えられる。
【００１９】
上記インバータ装置１０は、制御回路２０で生成される制御信号に従って、各スイッチング素子１３〜１８がオン、オフ制御され、直流電源１１からの直流電流を３相交流電流に変換し、モータなどの負荷２２に３相交流電流を供給している。例えば、インバータ装置１０は、コンプレッサなどに備えられるモータを駆動させるように構成してもよい。
【００２０】
次に、各相のスイッチング素子のオン、オフの制御方法について説明する。
各相のスイッチング素子のオン、オフの制御方法には、３相のそれぞれのスイッチング素子をオン、オフ制御することにより直流電流を３相交流電流に変換する３相変調方式と、３相のうちの１相のスイッチング素子を順次オン又はオフに保ち残りの２相のそれぞれのスイッチング素子をオン、オフ制御することにより直流電流を３相交流電流に変換する２相変調方式とがある。
【００２１】
本実施形態のインバータ装置１０では、この２相変調方式を採用する。すなわち、インバータ装置１０は、３相のうち、スイッチング素子が順次オン又はオフに保たれる１相以外の２相のスイッチング素子に対して、ＰＷＭにより生成される制御信号を出力し、直流電流を３相交流電流に変換する。なお、インバータ装置１０は、２相変調方式の中でも、特に、３相の内の１相の上下の一方を６０度区間全ＯＮ、他方を６０度区間全ＯＦＦする２相変調方式（図２（ａ）参照）が有効である。
【００２２】
図２（ａ）は、２相変調方式に基づいて各相に発生される交流電流に対応する指令値の一例をグラフ化したものである。なお、縦軸は指令値（電圧値）を、横軸は交流電流の回転角度を示す。また、Ｕ相の指令値を示す波形は実線、Ｖ相の指令値を示す波形は一点鎖線、Ｗ相の指令値を示す波形は二点鎖線で示す。
【００２３】
図２（ａ）に示すように、各相の指令値を示す波形は、互いに１２０度ずつ位相がずれている。また、各相の指令値は、ある周期で一定期間、所定値に（例えば、１又は−１）に固定される。例えば、図２（ａ）に示すように、まず、Ｗ相の指令値が一定期間「−１」に固定され、次に、Ｕ相の指令値が一定期間「１」に固定され、次に、Ｖ相の指令値が一定期間「−１」に固定され、というように各相の指令値がある周期で一定期間「１」又は「−１」に固定される。
【００２４】
次に、図２（ｂ）は、図２（ａ）に示す各相の指令値と交流電流の回転角度との対応関係を格納したデータテーブルの一例を示す図である。
図２（ｂ）に示すように、データテーブル２３は、１０度ずつ増えていく交流電流の回転角度と各相の指令値とが対応している。なお、このデータテーブル２３は、例えば、制御回路２０が備える記録手段に記録されるようにしてもよい。
【００２５】
次に、図２（ｃ）は、各相の指令値と基準三角波１と各相のスイッチング素子に入力される制御信号との関係を示す図である。なお、図２（ｃ）に示すドライブ信号１、２、及び３は、各相の上アームのスイッチング素子１３、１５、及び１７にそれぞれ入力される制御信号を示す。また、各相の下アームのスイッチング素子１４、１６、及び１８には、それぞれドライブ信号１、２、及び３の反転信号が入力される。また、Ｕ相の指令値及びＵ相のドライブ信号１は実線、Ｖ相の指令値及びＶ相のドライブ信号２は一点鎖線、Ｗ相の指令値及びＷ相のドライブ信号３は二点鎖線で示す。また、基準三角波１の周波数は、図２（ａ）に示す各相の指令値の波形の周波数に比べて十分高い。
【００２６】
制御回路２０は、基準三角波１と各相の指令値とを比較し、その比較結果に基づいてドライブ信号１〜３を生成している。
例えば、図２（ｃ）に示すように、制御回路２０は、基準三角波１がＵ相の指令値よりも大きいとき、ドライブ信号１をハイレベルとすると共に、基準三角波１がＶ相の指令値よりも大きいとき、ドライブ信号２をハイレベルとする。また、制御回路２０は、基準三角波１がＵ相の指令値よりも小さいとき、ドライブ信号１をローレベルとすると共に、基準三角波１がＶ相の指令値よりも小さいとき、ドライブ信号２をローレベルとする。そして、このドライブ信号１及び２が例えばＵ相のスイッチング素子１３及びＶ相のスイッチング素子１５に入力され、それぞれのスイッチング素子がオン、オフ制御される。
【００２７】
そして、Ｕ相及びＶ相のそれぞれのスイッチング素子がオン、オフ制御されているとき、Ｗ相の指令値は、所定値に固定され、Ｗ相のスイッチング素子１７はオンに、スイッチング素子１８はオフに保たれる。
このように、３相のうち２相のスイッチング素子がオン、オフ制御されているとき、残りの１相のスイッチング素子がオン又はオフに保たれるので、常に、１相分のスイッチング素子のスイッチング損失をなくすことができる。これより、２相変調方式のインバータ装置１０は、３相変調方式のインバータ装置に比べて、直流電流を３相交流電流に変換する際の電力変換効率を向上させることができる。
【００２８】
そして、本実施形態のインバータ装置１０は、２相変調方式により各相のスイッチング素子のオン、オフを制御することに加えて、３相のうち、スイッチング素子が順次オン又はオフに保たれる１相以外の２相のそれぞれのスイッチング素子のオン期間をずらすように制御信号を生成する。
【００２９】
図３は、各相の指令値と、２つの基準三角波１及び２と、各相のスイッチング素子に入力される制御信号との関係を示す図である。なお、図３に示すドライブ信号４、５、及び６は、各相の上アームのスイッチング素子１３、１５、及び１７にそれぞれ入力される制御信号を示す。また、各相の下アームのスイッチング素子１４、１６、及び１８には、それぞれドライブ信号４、５、及び６の反転信号が入力される。また、Ｕ相の指令値及びＵ相のドライブ信号４は実線、Ｖ相の指令値及びＶ相のドライブ信号５は一点鎖線、Ｗ相の指令値及びＷ相のドライブ信号６は二点鎖線で示す。また、基準三角波１及び２の周波数は、図２（ａ）に示す各相の指令値を示す波形の周波数に比べて十分高い。
【００３０】
例えば、図３に示すように、制御回路２０は、Ｗ相の指令値が一定期間、所定値（例えば、図２に示すように−１）に固定されている場合、その期間、常にハイレベルのドライブ信号６をＷ相のスイッチング素子１７に出力する。また、Ｗ相の指令値が所定値に固定されている期間、制御回路２０は、基準三角波１とＵ相の指令値とを比較し、基準三角波１がＵ相の指令値よりも大きいときハイレベルのドライブ信号４をＵ相のスイッチング素子１３に出力する。また、Ｗ相の指令値が所定値に固定されている期間、制御回路２０は、基準三角波２とＶ相の指令値とを比較し、基準三角波２がＶ相の指令値よりも大きいときハイレベルのドライブ信号５をＶ相のスイッチング素子１５に出力する。
【００３１】
また、図３に示すように、基準三角波１及び２は、同じ周波数で互いに位相が１８０度ずらされて生成されている。このように、基準三角波１及び２の互いの位相を１８０度ずらすことにより、Ｕ相のドライブ信号４とＶ相のドライブ信号５との互いの位相も１８０度ずらすことができる。これより、ドライブ信号４のオン期間とドライブ信号５のオン期間とが重ならないようにすることができるので、図２（ｃ）に示すように、３相すべてのドライブ信号１〜３のオン期間が重なっているときよりリップル電流を小さくすることができる。なお、基準三角波１及び２の互いの位相のずれは、スイッチング素子がオン又はオフに固定されない２相のスイッチング素子のそれぞれのオン期間が重ならなければ１８０度に限定されない。
【００３２】
図４は、スイッチング素子がオン又はオフに固定される１相以外の２相のスイッチング素子のそれぞれのオン期間をずらすときの制御回路２０の動作を説明するためのフローチャートである。なお、制御回路２０は、図４に示すフローを所定のタイミング間隔で繰り返し実行する。そして、そのタイミング間隔は、できるだけ短いことが望ましい。また、３相の内オン又はオフに固定されない１相以外の２相の各制御信号は、互いに１８０度の位相がずれた２つの基準三角波を使用して生成する以外に、一方の制御信号を、他方の制御信号と位相が１８０度分ずれるように時間的に遅延させてから各相のスイッチング素子に与えるようにしてもよい。例えば、図２（ｃ）に示すドライブ信号１をＵ相のスイッチング素子に与え、ドライブ信号２を、ドライブ信号１に対して位相が１８０度ずれるように時間的に遅延させてからＶ相のスイッチング素子に与えるようにしてもよい。
【００３３】
まず、ステップＳ１において、制御回路２０は、各相に所望な交流電流を発生させるための各指令値と交流電流の回転角度との対応関係を格納したデータテーブル（例えば、図２（ｂ）に示すデータテーブル２３）から各相の指令値を読み込む。なお、データテーブル２３を用いて各相の制御信号を生成する方法以外に、３相の各ＰＷＭでそれぞれの最適値を単位時間毎に繰り返し計算し各相の制御信号を生成するようにしてもよい。
【００３４】
次に、ステップＳ２において、制御回路２０は、３相の中から固定される相を検出する。
次に、ステップＳ３において、制御回路２０は、２つの基準三角波を読み込む。
【００３５】
次に、ステップＳ４において、制御回路２０は、ステップＳ３で読み込んだ２つの基準三角波とその２つの基準三角波に対応した２つの指令値とをステップＳ２で検出した固定相に基づいてそれぞれ対応させ、その２つの基準三角波と２つの指令値とをそれぞれ比較する。
【００３６】
そして、ステップＳ５において、制御回路２０は、ステップＳ４の比較結果に基づいて２相の制御信号をそれぞれ生成すると共に、固定相に対応する制御信号を生成する。なお、この３相の制御信号は、例えば、図３に示すように、２つの基準三角波１及び２と各相の指令値とに基づいて生成される。例えば、Ｗ相が固定相となる場合は、基準三角波１とＵ相の指令値とが比較されドライブ信号１が生成され、基準三角波２とＶ相の指令値とが比較されドライブ信号２が生成され、ハイレベルに保たれたドライブ信号３が生成される。
【００３７】
図５（ａ）は、スイッチング素子がオン又はオフに保たれる１相以外の２相のそれぞれのスイッチング素子のオン期間をずらすときのインバータ装置１０の入力電流をグラフ化したものを示す図である。
また、図５（ｂ）は、スイッチング素子がオン又はオフに保たれる１相以外の２相のそれぞれのスイッチング素子のオン期間をずらさないときのインバータ装置１０の入力電流をグラフ化したものを示す図である。
【００３８】
また、図５（ｃ）は、図５（ａ）に示す入力電流のグラフと図５（ｂ）に示す入力電流のグラフとを同時に示したときのグラフを示す図である。なお、図５（ａ）に示す入力電流を実線で示し、図５（ｂ）に示す入力電流を破線で示す。また、図５（ａ）〜（ｃ）の各グラフの縦軸は電流を、横軸は時間を示す。また、このグラフの入力電流のピーク値は、各相のスイッチング素子がオン、オフする際に生じるリップル電流のピーク値に対応する。
【００３９】
図５（ａ）〜（ｃ）に示すように、スイッチング素子がオン又はオフに保たれる１相以外の２相のそれぞれのスイッチング素子のオン期間をずらすと、オン期間をずらさないときに比べて、インバータ装置１０の入力電流のピーク値が一部の期間小さくなる。これは、スイッチング素子のオン期間をずらすことによりインバータ装置１０の入力電流が時間的に分散されるためである。これより、オン期間をずらしたときの入力電流のピーク値は、オン期間をずらさないときの入力電流のピーク値と比べて一部の期間小さくなる。そして、この入力電流のピーク値を全体的に見ると、オン期間をずらしたときの入力電流のピーク値は、オン期間をずらさないときの入力電流のピーク値よりも小さくなるので、その分リップル電流も低減されていることがわかる。
【００４０】
このように、本実施形態のインバータ装置１０は、３相のうち、スイッチング素子がオン又はオフに保たれる１相以外の２相毎に基準三角波１及び２を生成し、その基準三角波１及び２の位相を互いにずらすことで、３相のうち、スイッチング素子がオン又はオフに保たれる１相以外の２相のスイッチング素子のそれぞれのオン期間をずらすことができる。
【００４１】
これより、本実施形態のインバータ装置１０は、その２相のスイッチング素子のそれぞれのオン期間が重ならないようにすることができるので、１つの基準信号で各相の制御信号を生成するインバータ装置よりもリップル電流を小さくすることができる。そして、リップル電流が小さくなる分、コンデンサ１２に充電される電流及びコンデンサ１２から放電される電流も小さくすることができるので、コンデンサ１２を小型化することができると共に、コンデンサ１２の寿命の低下を抑えることができる。
【００４２】
また、本実施形態のインバータ装置１０は、２相変調方式を導入した構成において、スイッチング素子のオン期間をずらしているので、電力変換効率を向上させつつ、リップル電流を小さくすることができる。
【００４３】
【発明の効果】
以上、本発明によれば、３相のうちの２相のスイッチング素子のそれぞれのオン期間が重ならないようにすることができるので、１つの基準信号で各相の制御信号を生成するインバータ装置に比べてリップル電流を小さくすることができる。
【００４４】
また、本発明によれば、２相変調方式を導入した構成において、スイッチング素子のオン期間をずらしているので、電力変換効率を向上させつつ、リップル電流を小さくすることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施形態のインバータ装置を示す図である。
【図２】２相変調方式を説明するための図である。
【図３】制御信号の位相のずらし方を説明する図である。
【図４】制御回路の動作を説明するためのフローチャートである。
【図５】インバータ装置の入力電流を示す図である。
【図６】従来の制御信号を示す図である。
【符号の説明】
１０インバータ装置
１１直流電源
１２コンデンサ
１３〜１８スイッチング素子
１９ブリッジ回路
２０制御回路
２１ダイオード
２２負荷
２３データテーブル

Claims

複数のスイッチング素子からなるブリッジ回路とコンデンサとを直流電源に並列接続し、制御回路から出力される制御信号に従って前記複数のスイッチング素子のそれぞれをオン、オフ制御することにより、前記直流電源からの直流電流を互いに位相が異なる３相の交流電流に変換するインバータ装置であって、
前記制御回路は、前記３相のうち、１相のスイッチング素子が順次オン又はオフに保たれる２相変調方式により前記制御信号を出力すると共に、前記３相のうち、スイッチング素子がオン又はオフに保たれる１相以外の２相のスイッチング素子のオン期間を互いにずらすように前記制御信号を出力することを特徴とするインバータ装置。
請求項１に記載のインバータ装置であって、
前記制御回路は、互いに所定の位相差をもつ２つの基準信号と該２つの基準信号にそれぞれ対応する指令値とに基づいて、前記３相のうち、スイッチング素子がオン又はオフに保たれる１相以外の２相のスイッチング素子のオン、オフを制御する前記制御信号を生成し出力することを特徴とするインバータ装置。
複数のスイッチング素子からなるブリッジ回路とコンデンサとを直流電源に並列接続し、制御回路から出力される制御信号に従って前記複数のスイッチング素子のそれぞれをオン、オフ制御することにより、前記直流電源からの直流電流を互いに位相が異なる３相の交流電流に変換するインバータ装置において前記複数のスイッチング素子がそれぞれオン、オフするときに発生するリップル電流の低減方法であって、
前記３相のうち、１相のスイッチング素子が順次オン又はオフに保たれる２相変調方式により前記制御信号を生成すると共に、前記３相のうち、順次オン又はオフに保たれる１相以外の２相のスイッチング素子のオン期間を互いにずらすように前記制御信号を生成することを特徴とするリップル電流の低減方法。
請求項３に記載のリップル電流の低減方法であって、
互いに所定の位相差をもつ２つの基準信号と該２つの基準信号にそれぞれ対応する指令値とに基づいて、前記３相のうち、スイッチング素子がオン又はオフに保たれる１相以外の２相のスイッチング素子のオン、オフを制御する前記制御信号を生成することを特徴とするリップル電流の低減方法。