JP2014515593A

JP2014515593A - 多相機械を駆動制御する方法

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Publication number: JP2014515593A
Application number: JP2014513100A
Authority: JP
Inventors: メーリンガーパウル; マジーニファビオ
Original assignee: Robert Bosch GmbH
Current assignee: Robert Bosch GmbH
Priority date: 2011-05-30
Filing date: 2012-05-11
Publication date: 2014-06-30
Anticipated expiration: 2032-05-11
Also published as: US20140191698A1; WO2012163651A1; DE102011076676A1; JP5916847B2; CN103563233A; US9608555B2

Abstract

本発明は、多相機械を駆動制御する方法に関しており、この多相機械は、中間回路コンデンサを備えた中間回路と、相巻線と、相毎の１つのハイサイドスイッチと、１つのローサイドスイッチとを有している。個々の相に対応付けられる上記のスイッチには、制御ユニットによって制御信号が加えられる。この制御ユニットにより、連続する駆動制御サイクルにおいてスイッチ用のパルス状の制御信号を供給し、上記の中間回路電流が低減されるように、上記の制御信号のパルス幅およびパルス開始点を駆動制御サイクル内でそれぞれ変化させる。

Description

本発明は、多相機械を駆動制御する方法に関する。

従来の技術
電気回転磁界駆動器は公知である。ここではDE 10 2008 042 352 A1に示されているような相異なる変調形式が使用され、例えば正弦波変調またはブロック変調ないしはブロック整流が使用される。

さらにいわゆるスタート−ストップ−システムが公知である。これらは、例えば信号機における停車時に内燃機関を停止および再始動するために使用される。このようなスタート−ストップ−システムは、各車両の燃焼消費および排ガス放出を低減するために使用される。慣用のスタータをベースにしたスタート−ストップ−システムが存在し、ここではスタータは、電子制御装置によって駆動制御され、歯車によってはずみ車のスプロケットに咬合する。さらにベルトドライブを備えたスタータジェネレータも公知であり、このスタータジェネレータは、付加的な電子制御装置を有するクロポールジェネレータに基づいて動作する。

車両の制動時に高いエネルギを回生できるようにするためには、パワーの大きなシステムが必要である。電流を制限するため、クロック方式が使用され、これらのクロック方式では、容量の大きな中間回路コンデンサを有する中間回路が必要である。この中間回路の設計は、パワーエレクトロニクスの所要スペースに決定的な影響を与えることが多い。

発明の開示
これに対して請求項１に記載した特徴的構成を有する方法では、公知の駆動制御方法に比べ、発生する中間回路電流を約４０％まで低減できるという利点を有する。この利点は、中間回路コンデンサを備えた中間回路と、相毎に１つのハイサイドスイッチと、１つのローサイドスイッチと、１つの相巻線とを有する多相機械を駆動制御する方法によって得られ、ここで個々の相に対応付けられたスイッチには制御ユニットによって制御信号が加えられ、この制御ユニットにより、連続する駆動制御サイクルにおいて上記のスイッチ用のパルス状の制御信号が供給される。ここで上記の中間回路電流が低減されるように、この制御信号のパルス幅およびパルス開始点を１つの駆動制御サイクル内でそれぞれ変化させる。

これは有利には、上記の制御ユニットにより、個々の相に対応付けられるスイッチをフラットトップ方式にしたがって駆動制御し、また連続するフラットトップ窓において上記のスイッチ用の制御信号を互いに相対的にずらすことによって行われる。このことそのものは、有利には、複数の正の相電流の重なり合いが低減され、および／または正および負の相電流が、互いに少なくとも部分的に補償するように行われる。制御信号をこのようにずらすことにより、駆動制御パターンが形成され、この駆動制御パターンに基づいて電流の分配が拡げられて、これにより、中間回路電流のＲＭＳ値が低減され、ひいては上記の中間回路コンデンサの熱負荷が低減されるようにする。

以下では本発明を図面に基づいて詳しく説明する。

Ｂ１０ブリッジを有する５角形配線の５相機械を説明するための図である。公知の中央揃え式駆動制御パターンと、その際に発生する電流とを説明するための線図である。図２に示した線図の部分拡大図である。５相の正弦波システムを説明するための線図である。本発明による駆動制御パターンおよびこの際に発生する中間回路電流を説明するための線図である。図４に示した５相正弦波システムにおけるフラットトップフェーズ内での電圧の大きさを詳しく考察するための線図である。本発明の発展形態による駆動制御パターンおよびこの際に発生する中間回路電流を説明するための線図である。

本発明は、多相機械を駆動制御する方法に関しており、この多相機械は、中間回路コンデンサを備えた中間回路と、相毎に１つのハイサイドスイッチと、１つのローサイドスイッチと、１つの相巻線とを有しており、個々の相に対応付けられているスイッチには、制御ユニットによって制御信号が加えられる。この方法は、機械の所定の相数に限定されることはないが、以下では５相の機械に基づいて詳しく説明する。

図１には、Ｂ１０ブリッジを有する５角形配線の５相機械を説明する図が示されている。５角形配線とは、回路の全部で５つの相巻線が電気的に互いに接続され、これによって回路図の形状が５角形の星形を成しているようにした配線タイプのことである。

図示の機械は、全部で５つの相端子Ａ１，Ａ２，Ａ３，Ａ４，Ａ５を有しており、また全部で５つの相巻線１，２，３，４，５を有している。ここでこれらの相巻線の各々は、上記の複数の相端子のうちの２つの相端子の間に接続されている。さらに、図示の機械は、相端子に接続されているパワー電子装置ＬＥおよびバッテリＢを有する。バッテリＢは、正極Ｂ＋および負極Ｂ−を有する。バッテリＢとパワー電子装置ＬＥとの間には、中間回路コンデンサＣ＿ＺＫを含む中間回路ＺＫが設けられている。

パワー電子装置ＬＥには、５つの分岐路Ｐｈ１，Ｐｈ２，Ｐｈ３，Ｐｈ４およびＰｈ５が含まれており、これらの分岐路の各分岐路は、２つのスイッチからなる直列回路を有しており、これらのスイッチの各々には１つのダイオードが逆並列に接続されている。この装置は、慣用の電界効果トランジスタをスイッチとして使用する際に得られる。なぜならばこれらの電界効果トランジスタには、逆並列ダイオードが含まれているからである。しかしながら基本的には、例えばＩＧＢＴのような別のスイッチ素子を使用することも可能である。

スイッチＨＳ１およびＬＳ１を含むパワー電子装置ＬＥの分岐路Ｐｈ１は、２つのスイッチＨＳ１とＬＳ１との間の接続点において、この機械の固定子の相端子Ａ１に接続されている。分岐路Ｐｈ１のスイッチＨＳ１はハイサイドスイッチである。スイッチＨＳ１とは逆並列に１つのダイオードが接続されている。この分岐路Ｐｈ１のスイッチＬＳ１は、ローサイドスイッチである。このスイッチＬＳ１とは逆並列に１つのダイオードが接続されている。スイッチＨＳ１およびＬＳ１は、制御ユニットＳから制御信号Ｓ１およびＳ２によって駆動制御される。

スイッチＨＳ２およびＬＳ２を含むパワー電子装置ＬＥの分岐路Ｐｈ２は、２つのスイッチＨＳ２とＬＳ２との間の接続点において、この機械の固定子の相端子Ａ２に接続されている。分岐路Ｐｈ２のスイッチＨＳ２はハイサイドスイッチである。スイッチＨＳ２とは逆並列に１つのダイオードが接続されている。この分岐路Ｐｈ２のスイッチＬＳ２は、ローサイドスイッチである。このスイッチＬＳ２とは逆並列に１つのダイオードが接続されている。スイッチＨＳ２およびＬＳ２は、制御ユニットＳから制御信号Ｓ３およびＳ４によって駆動制御される。

スイッチＨＳ３およびＬＳ３を含むパワー電子装置ＬＥの分岐路Ｐｈ３は、２つのスイッチＨＳ３とＬＳ３との間の接続点において、この機械の固定子の相端子Ａ３に接続されている。分岐路Ｐｈ３のスイッチＨＳ３はハイサイドスイッチである。スイッチＨＳ３とは逆並列に１つのダイオードが接続されている。この分岐路Ｐｈ３のスイッチＬＳ３は、ローサイドスイッチである。このスイッチＬＳ３とは逆並列に１つのダイオードが接続されている。スイッチＨＳ３およびＬＳ３は、制御ユニットＳから制御信号Ｓ５およびＳ６によって駆動制御される。

スイッチＨＳ４およびＬＳ４を含むパワー電子装置ＬＥの分岐路Ｐｈ４は、２つのスイッチＨＳ４とＬＳ４との間の接続点において、この機械の固定子の相端子Ａ４に接続されている。分岐路Ｐｈ４のスイッチＨＳ４はハイサイドスイッチである。スイッチＨＳ４とは逆並列に１つのダイオードが接続されている。この分岐路Ｐｈ４のスイッチＬＳ４は、ローサイドスイッチである。このスイッチＬＳ４とは逆並列に１つのダイオードが接続されている。スイッチＨＳ４およびＬＳ４は、制御ユニットＳから制御信号Ｓ７およびＳ８によって駆動制御される。

スイッチＨＳ５およびＬＳ５を含むパワー電子装置ＬＥの分岐路Ｐｈ５は、２つのスイッチＨＳ５とＬＳ５との間の接続点において、この機械の固定子の相端子Ａ５に接続されている。分岐路Ｐｈ５のスイッチＨＳ５はハイサイドスイッチである。スイッチＨＳ５とは逆並列に１つのダイオードが接続されている。この分岐路Ｐｈ５のスイッチＬＳ５は、ローサイドスイッチである。このスイッチＬＳ５とは逆並列に１つのダイオードが接続されている。スイッチＨＳ５およびＬＳ５は、制御ユニットＳから制御信号Ｓ９およびＳ１０によって駆動制御される。

図１に示した機械の動作時には、任意の各時点につぎの関係式が成り立つ。すなわち、
Ｉ＿ＺＫ＝Ｉ＿Ｂａ−Ｉ＿Ｇｅｎ
である。

ただしジェネレータ電流Ｉ＿Ｇｅｎは、上記のパワー電子装置のスイッチの位置に依存して、各時点にハイサイドスイッチがスイッチオンされている相に対し、相電流Ｉ＿１〜Ｉ＿５を重畳することによって得られる。

いわゆる中央揃え式駆動制御は公知である。この駆動制御では電流通流に対する時間領域は短い時間領域に集中している。このような中央揃え式駆動制御用の駆動制御パターンおよびこの際に発生する電流は、図２に示した線図に説明されている。

ここで図２ａにはスイッチ用の駆動制御信号が、図２ｂには中間回路電流Ｉ＿ＺＫが、図２ｃにはバッテリの正極に印加される電圧Ｖ＿Ｂ＋が、図２ｄにはバッテリ電流Ｉ＿Ｂａｔが、また図２ｅには相電流Ｉ＿Ｘ〜Ｉ＿Ｙが示されている。

殊に図２ａからわかるのは、中央揃え式駆動制御において駆動制御パルスのパルス中央部が時間的に一致することであり、このことは図２ａにおいて垂直方向の破線によって示されている通りである。さらに図２ａからわかるのは、駆動制御パルスのエッジが時間的に互いにずれており、かつ、制限された時間領域内にあることである。「フライホイールＬＳ」というテキストによって示されているのは、この時間区間においてすべてのローサイドスイッチがスイッチオン制御されていることである。「フライホイールＨＳ」というテキストによって示されているのは、この時間区間においてすべてのハイサイドスイッチがスイッチオン制御されていることである。「駆動」というテキストによって表されているのは、この狭い時間窓内においてスイッチ位置により、上記の電気機械が外部電圧に接続されることである。これにより、固定子巻線において電流変化が発生する。駆動制御パルスが１６Ｖの電圧レベルにある場合、対応する各ハイサイドスイッチがスイッチオン制御される。駆動制御パルスが０Ｖの電圧レベルにある場合、対応する各ローサイドスイッチがスイッチオン制御される。

図２ｂからわかるのは、中間回路電流Ｉ＿ＺＫが、上記の駆動制御パルスのエッジの時間領域において大きく変化することである。このことについてはさらに図３に基づいて詳しく説明する。

図２ｃからわかるのは、バッテリ電圧Ｖ＿Ｂ＋が、上記の駆動制御パルスのエッジの時間領域において大きく変化することである。

図２ｄにはバッテリ電流Ｉ＿Ｂａｔが、または図２ｅには相電流Ｉ＿Ｘ〜Ｉ＿Ｙが示されており、これら相電流は、対応する各ハイサイドスイッチの位置に依存して、中間回路電流に対して寄与するかまたはこれに寄与しない。

図３には、図２に示した線図の部分拡大図が示されている。ここでも図３ａにはスイッチに対する駆動制御信号が、図３ｂには中間回路電流Ｉ＿Ｚｋが、図３ｃにはバッテリの正極に印加される電圧Ｖ＿Ｂ＋が、図３ｄにはバッテリ電流Ｉ＿Ｂａｔが、また図３ｅには相電流Ｉ＿Ｘ〜Ｉ＿Ｙが示されている。

図３ｂからわかるのは、中間回路電流Ｉ＿ＺＫが、バッテリ電流Ｉ＿Ｂａｔと、１つまたは複数の都度アクティブな相電流とを重畳することによって形成され、また相端子Ｘ，ＵおよびＷに対応するハイサイドスイッチをスイッチオン制御した場合に大きな中間回路電流が流れることである。ここでこの大きな中間回路電流は、この実施例では、約−４２０Ａであり、これに対してバッテリ電流は８０Ａであり、上記の実効相電流は約２００Ａである。

上記のすべてによれば、図２および３から明らかになるのは、上記の中間回路において公知の中央揃え式駆動制御を使用した際には、個々のスイッチングイベントに時間的に相関する電流跳躍が設定されることである。図２に示したフリーホイール時間中、すなわち、すべてのハイサイドないしはローサイドスイッチが閉じられている場合、Ｉ＿Ｇｅｎ＝０になる。この結果、中間回路電流に対してＩ＿ＺＫ＝Ｉ＿Ｂａｔが成り立つ。このフェーズでは、中間回路コンデンサが再充電される。この駆動制御フェーズでは上記の複数の電流が合計される。

中間回路コンデンサの損失出力の観察には、ＲＭＳ電流が決定的な影響を及ぼす。ここでつぎの関係式

が成り立つ。

固有損失を無視した場合、上記のコンデンサ電流の算術平均は０になる。上記の電流が大きく加算される場合、すなわち電流経過が「ピーク」形になる場合、上記のＲＭＳ値は大きく増大する。ＲＭＳ値がこのように大きく増大することにより、上記の中間回路コンデンサの熱負荷は大きくなる。中央揃え式駆動制御を使用した際に発生するこのような大きな熱負荷は、本発明による方法によって回避される。

本発明による方法では、上記の電流分配は、新たな駆動制御パターンによって拡がり、ひいては中間回路電流のＲＭＳ値および中間回路コンデンサの熱負荷が低減される。

図４ａには、本発明において使用されているような５相の正弦波システムを説明するための線図が示されており、この線図では図２および３に示した線図に比べて相の順序が変更されている。ここでは横軸に沿って角度が単位πで、また縦軸に沿って上記のスイッチの駆動制御用の目標電圧設定値がプロットされている。対応する相電流はＵ，Ｖ，Ｗ，ＸおよびＹで示されている。上側の境界値はＧ＿ｏで、また下側の境界値はＧ＿ｕで示されている。これらの境界値は、図４ａにおいて破線で示されている。上記の上側の境界値Ｇ＿ｏは、最大の正の目標電圧値よりもわずかに低く、他方の境界値Ｇ＿ｕは、最小の負の目標電圧値よりもわずかに高い。

上記の境界値は、つぎのようにして求められる。すなわち、
Ｇ＿ｏ＝Ｕ＿目標＿振幅＊cos（３６０°／(４＊ＰＺ)）
Ｇ＿ｕ＝−Ｇ＿ｏ
であり、ここでＰＺは、上記の機械の相数である。

本発明では、制御装置により、連続する駆動制御サイクルにおいて上記のスイッチ用にパルス形状の制御信号を供給し、ここでそのパルス幅およびパルス開始点は、上記の中間回路電流が低減されるように駆動制御サイクル内でそれぞれ変化させる。

これは、例えばフラップトップ方式で行われる。この方法では、以下で説明するように所定のスイッチを連続してスイッチオンする。

図４ａには、角度区間ないしはフラットトップ窓α１，…，α１０がマーキングされており、これらの角度区間ないしはフラットトップ窓では、１つの電流フェーズに対応付けられる目標電圧値が上側の境界値Ｇ＿ｏよりも大きいかまたは下側の境界値Ｇ＿ｕよりも小さいという意味において、電圧設定値が存在する。１つの電流フェーズに対応付けられる目標電圧値が、上側の境界値Ｇ＿ｏよりも大きい場合、対応する角度区間において、対応するハイサイドスイッチがスイッチオン制御される。これに対して１つの電流フェースに対応付けられる目標電圧値が下側の境界値Ｇ＿ｕよりも小さい場合、対応する角度区間において、対応するローサイドスイッチがスイッチオン制御される。これについては、以下図４ｂに基づいて説明する。

図４ｂは、正弦波三角形比較（Sinus-Dreickes-Vergleich）による正弦波整流電気機械用の駆動制御パターンの形成を説明している。フラットトップ窓切換の各時点に切り換えられるオフセット係数を三角関数に加えることにより、関与する１０個のスイッチが自動的に循環式にスイッチオン制御される。これらの正弦波状の信号は、目標電圧設定値に相応する。

図４ａおよび４ｂからわかるのは、
− 角度区間α１では、相Ｘのハイサイドスイッチがスイッチオン制御される、
− 角度区間α２では、相Ｖのローサイドスイッチがスイッチオン制御される、
− 角度区間α３では、相Ｗのハイサイドスイッチがスイッチオン制御される、
− 角度区間α４では、相Ｕのローサイドスイッチがスイッチオン制御される、
− 角度区間α５では、相Ｙのハイサイドスイッチがスイッチオン制御される、
− 角度区間α６では、相Ｘのローサイドスイッチがスイッチオン制御される、
− 角度区間α７では、相Ｖのハイサイドスイッチがスイッチオン制御される、
− 角度区間α８では、相Ｗのローサイドスイッチがスイッチオン制御される、
− 角度区間α９では、相Ｕのハイサイドスイッチがスイッチオン制御される、
− 角度区間α１０では、相Ｙのローサイドスイッチがスイッチオン制御されることである。

電流および電圧の位相をずらした場合に有効になり得るのは、角度区間α１〜α１０を右または左にずらすことであり、この場合には１８°の最大のシフトが可能であり、一般的には３６０°／（４×相数）の最大のシフトが可能である。

各角度区間では、都度スイッチオン制御されるスイッチに対応する相電流を無視すれば、上記の中間回路電流を低減するために別のすべての相電流を使用することができる。これは、上記の制御ユニットが、適当な駆動制御パターンにより、上記の別の相電流を互いに相対的にずらして、結果的に得られる中間回路電流が低減されるようにすることによって行われる。これは、上記の別の相電流をずらして、正の相電流の重なりが小さくなるようにすることによって行うことができ、および／または、上記の別の相電流をずらして、正および負の相電流が互いに少なくとも部分的に補償されるようにすることによって行うことができる。

図５には本発明による駆動制御パターンおよびこの際に発生する中間回路電流を説明する線図が示されている。図５ａには駆動制御パターンが、図５ｂにはこの際に発生する中間回路電流が示されている。図５ａからわかるのは、対応する各スイッチに対する、上記の相に対応付けられる駆動制御パルスが、互いに時間的に分離していることである。すなわち、互いに重なり合っていないことである。図５ｂからわかるのは、図５ａの各スイッチ過程により、相応する補償電流が中間回路に流れることである。中間回路電流の絶対値は、図２ｂに示した中間回路電流に比べて約３０％低減されており、ひいては格段に低減されている。このように低減されるのは、相電流を系統的に重なり合わせることより、中間回路電流がもはや過度には増大しないためである。

別の最適化ステップではさらに、図５ｂに示した中間回路電流の正の方向に経過する電流ピークを消去することができる。このことを図６に基づいて説明する。この図では、図４に示した５相の正弦波系において、フラットトップフェーズ内における電圧の大きさを詳細に考察するための線図が示されている。図６に示した線図でも正弦波状駆動制御に対し、横軸に沿って角度がπで、また縦軸に沿って目標値設定値Ｕ＿Ｓｏｌｌがプロットされている。相電流はここでもＵ，Ｖ，Ｗ，ＸおよびＹで示されている。上側の境界値はＧ＿ｏで、下側の境界値はＧ＿ｕで示されている。これらの境界値は、図６において破線で示されている。図６に示した角度領域は、０と０．２πとの間にあり、図４ａに示した角度領域α１にほぼ相当する。この領域α１では、相Ｘのハイサイドスイッチがスイッチオンされているため、使用したフラットトップ方式に起因して、いずれのクロックタイミングからも除外されている。別の相電流、すなわち相Ｕ，Ｖ，ＷおよびＹに対応する相電流は、この角度区間において中間回路電流を低減するために使用されている。中間回路電流をこのように低減するために試みられるのは、中間回路電流がつねにその零位線の近くで動く状態を導入することである。このような関連において殊に障害となるのは、上記のバッテリ電流を加算する電流成分である。

例えば図６からわかるのは、相ＵおよびＶに対応する相電流によって１つずつの正の電流寄与が生じることであり、ここでこの電流寄与は、中間回路電流の不所望の増加に加わった場合に発生し得る。

相ＵおよびＶに対応する相電流の不所望の重なり合いは、駆動制御期間内に対応する駆動制御パルスを適当にずらすことによって回避される。このシフトは、駆動制御期間内の正弦波整流の作用を制限することなく任意に行うことができる。この結果、２つのスイッチが目下のフラットトップ窓においてスイッチオンされない相の駆動制御を互いにずらして、複数の正の相電流の重なりが回避されるかまたは複数の負の相電流の重なりも回避され、および／または、正および負の相電流が少なくとも部分的に互いに補償されるようにする場合に、上記の実効中間回路電流をさらに低減することができる。

したがって図６からわかるのは、角度位置Ｐｈｉ＝０において、電流の大きさがつぎの瞬時値になることである。すなわち、
Ｉ＿Ｖ＝０Ａ
Ｉ＿Ｘ＝９．５１Ａ
Ｉ＿Ｕ＝５．８８Ａ
Ｉ＿Ｗ＝−５．８８Ａ
Ｉ＿Ｙ＝−９．５１Ａ
である。

相ＷおよびＵを同時に駆動制御することにより、対応する相電流Ｉ＿ＷおよびＩ＿Ｕは互いに消滅する。さらにこの角度位置において相電流Ｉ＿ＸおよびＩ＿Ｙも消滅するため、ジェネレータ電流Ｉ＿Ｇｅｎ（図１を参照されたい）は全体として０Ａになり、中間回路電流の望ましくない増加にはならないのである。

さらに図６からわかるのは、角度位置Ｐｈｉ＝０．１において電流の大きさのつぎの瞬時値になることである。すなわち、
Ｉ＿Ｕ＝３．０９Ａ
Ｉ＿Ｘ＝１０Ａ
Ｉ＿Ｖ＝３．０９Ａ
Ｉ＿Ｗ＝−８．０９Ａ
Ｉ＿Ｙ＝−８．０９Ａ
である。

図７には、上で説明した本発明の発展形態による駆動制御パターンを説明する線図が示されており、この発展形態によれば、正および負の複数の相電流が重なり合って、上記の中間回路電流が低減される。またこの図にはこの際に発生する中間回路電流を説明する線図が示されている。図７ａには駆動制御パターンが、また図７ｂにはその際に発生する中間回路電流が示されている。図５ｂと比較してわかるのは、中間回路電流の正のピークがもはや存在しないことである。図２ｂと比較してわかるのは、中間回路電流の最大振幅が低減され、中間回路電流の分配が拡がっていることである。

図５および７では、図示される各角度位置が異なって選択されているため、直接互いに比較することはできない。しかしながら図５ｂに示したような中間回路電流の正のピークを回避するという望ましい効果は、図７において正しく示されている。

本発明によれば、上で述べたことのすべてにより、５相の機械において４０％までのオーダで実効中間回路電流を低減する、多相機械を駆動制御する方法が得られる。

Claims

中間回路コンデンサを備えた中間回路と、相巻線と、相毎の１つのハイサイドスイッチおよび１つのローサイドスイッチとを有する多相機械を駆動制御する方法であって、
個々の相に対応付けられた前記スイッチには、制御ユニットによって制御信号が加えられる方法において、
前記制御ユニット（Ｓ）により、連続する駆動制御サイクルにおいて前記スイッチ（ＨＳ１〜ＨＳ５，ＬＳ１〜ＬＳ５）用のパルス状の制御信号（Ｓ１〜Ｓ１０）を供給し、
前記中間回路電流が低減されるように、前記制御信号のパルス幅およびパルス開始点を１つの駆動制御サイクル内でそれぞれ変化させる、
ことを特徴とする方法。
請求項１に記載の方法において、
前記制御ユニットにより、前記個々の相に対応する前記スイッチ（ＨＳ１〜ＨＳ５，ＬＳ１〜ＬＳ５）をフラットトップ方式にしたがって駆動制御し、連続するフラットトップ窓において前記スイッチに対する制御信号を互いに相対的にずらす、
ことを特徴とする方法。
請求項１または２に記載の方法において、
前記制御ユニット（Ｓ）により、前記中間回路における複数の正の相電流または複数の負の相電流の重なり合いが回避されるように前記スイッチ（ＨＳ１〜ＨＳ５，ＬＳ１〜ＬＳ５）に対する前記制御信号を互いにずらす、
ことを特徴とする方法。
請求項１から３までのいずれか１項に記載の方法において、
前記制御ユニット（Ｓ）により、前記中間回路における正の相電流および負の相電流が互いに少なくとも部分的に補償されるように前記スイッチ（ＨＳ１〜ＨＳ５，ＬＳ１〜ＬＳ５）に対する前記制御信号をずらす、
ことを特徴とする方法。
請求項２から４までのいずれか１項に記載の方法において、
前記フラットトップ窓の個数は、前記機械の相数の２倍に等しく、
連続するフラットトップ窓がそれぞれハイサイドとローサイドとの間で交替し、
フラットトップ窓が、それぞれ対応する電圧設定値の正または負の最大値の領域内にそれぞれあるようにする、
ことを特徴とする方法。
請求項２から４までのいずれか１項に記載の方法において、
前記フラットトップ窓の個数は、前記機械の相数に等しく、
前記フラットトップ窓は、ハイサイドまたはローサイドだけに関連し、
１つのフラットトップ窓は、それぞれ対応する電圧設定値の正または負の最大値の領域内にそれぞれあるようにする、
ことを特徴とする方法。
請求項５または６に記載の方法において、
前記制御ユニットより、前記個々の電流フェーズに対応するハイサイドスイッチおよびローサイドスイッチ（ＨＳ１〜ＨＳ５，ＬＳ１〜ＬＳ５）を連続してスイッチオンし、
対応する電圧目標値が、上側の境界値（Ｇ＿ｏ）よりも大きい場合には１つの電流フェーズに対応する１つのハイサイドスイッチをスイッチオン制御し、
対応する電圧目標値が、下側の境界値（Ｇ＿ｕ）よりも小さい場合には１つの電流フェーズに対応する１つのローサイドスイッチをスイッチオン制御する、
ことを特徴とする方法。
請求項２から７までのいずれか１項に記載の方法において、
目下スイッチオンされていない相に対応する相の制御信号を時間的にずらすことにより、前記中間回路電流を低減する、
ことを特徴とする方法。