JP2014528229A - 多相機械を制御する方法 - Google Patents

Abstract

本発明は、バッテリーと接続される多相機械を制御する方法であって、前記多相機械が、中間回路コンデンサを備えた中間回路と、相巻線と、相ごとに設けられるハイサイドスイッチおよびローサイドスイッチとを有している前記方法に関わる。個々の相に割り当てられているスイッチは相電流によって設定され、各制御サイクルの各時点で少なくとも１つの相電流が流され、各制御サイクルに対し、パルス化された固定制御パターンが設けられ、該固定制御パターンにおいては、前記相に割り当てられている前記制御信号の制御幅が一定であり、発生する中間回路電流が最小になるように前記個々の相に割り当てられている前記制御パルスは設定されている。【選択図】 図７

Description

本発明は、多相機械を制御する方法に関するものである。

回転磁界式電気駆動は公知である。この場合、種々の変調タイプのものが使用される。回転磁界式駆動において非常に広く普及しているのは、パルス幅変調（ＰＷＭ）を使用することである。この種の回転磁界式駆動における制御は、その都度の諸要求に依存して以下の方式に従って行われ、すなわち、
−正弦状電流制御を使用する方式（正弦整流）、
−ブロック状電流制御を使用する方式（ブロック通電）、
−ブロック状電圧を使用する方式（ブロック電圧による制御）、
−ゼロ電圧重畳型正弦状電圧制御を使用する方式、
に従って行われる。

基本的には、上記の技術は任意の相数を備えた電気機械で使用することができる。実際には、３相の電気機械が最も頻繁に使用される。しかしながら、他の相数を備えた電気機械、たとえば単相、２相、４相、５相、６相、７相または９相の電気機械も存在する。

さらに、いわゆるスタート・ストップシステムがすでに公知である。これは、燃料消費量および排ガス放出量を低減する目的で内燃エンジンの停止および再始動を行うために用いられる。

本出願人が開発したスタート・ストップシステムは、通常のスタータをベースにして作動する。この場合、それぞれのスタータは電子制御器によって制御され、ピニオンによってフライホイールに設けたリングギヤに係合する。

さらに、クロウポールジェネレータをベースにしたベルトドライブ式スタータダイナモ（ＲＳＧ）を補助的な電子制御器でもって実現することがすでに提案された。この種のスタータダイナモでは、たとえばＰＷＭのようなクロックパルス方法を適用することなく、相を電子半導体スイッチを介してダイレクトにバッテリーと接続させることが多い。

制動時に比較的高いエネルギーを回復させることができるようにするためには、比較的高電圧のシステムが必要である。比較的高電圧の場合、機械内の電流を所定の最大値に制限するには、内燃エンジンを始動させるためにコンバータ内で供給電圧をクロッキングすることが必要である。クロッキングされるコンバータは、入力電流内の交流成分を平滑化するために、高容量のコンデンサを備えた中間回路を要求する。最終段では、中間回路のサイズがそれぞれの最終段のための需要スペースを決定することが多い。

１４Ｖよりも大きな電圧、たとえば４２Ｖの電圧を備えた車両に対しては、ブーストチョッパーを使用することがすでに知られている。これにより、４２Ｖの開放電圧に到達する前にすでに発電機の電流送出を可能にすることができる。

特許文献１から、電圧変換器を付設した発電機を制御する装置および方法が知られており、この場合電圧変換器はブーストチョッパーとして作動する。前記制御は、回転数範囲または電圧範囲として定義されている少なくとも２つの部分範囲で異なる態様で行われる。第１のカスケード制御装置は、ブーストチョッパーとして作動する電圧変換器を制御するために用いられる。第２の制御装置は、発電機の励磁巻線を流れる励磁電流のための制御器として用いられる。両制御装置は互いに接続しており、情報を交換する。

ブーストチョッパーのためのカスケード制御は、通常、制御比率を連続的に大きくするようにした中央ＰＷＭコントロール（センターアラインドコントロール）により実現される。制御比率のこの変動には高い中間回路電流が伴う。

独国特許出願公開第１９９０３４２６Ａ１号明細書

特に自動車分野での適用のためには、高い中間回路電流が存在するのが問題である。というのは、中間回路コンデンサは高い周囲温度に曝されており、この高い周囲温度と中間回路電流とが中間回路コンデンサの寿命を決定するからである。中間回路電流を低減させれば、小容量の中間回路コンデンサを使用する可能性が開け、これはコスト上有利になる。更なる利点は、中間回路コンデンサの内部損失電力を低減させることによって最大許容周囲温度を高めることができる点にある。

請求項１に記載の構成要件を備えた方法には、発生する中間回路電流が最小化されているという利点がある。特にブーストチョッパー作動における発電機に対する制御方法を提供するが、機械のモータ作動にも利用可能である。請求項１に記載の構成要件を備えた方法の場合、バッテリーと接続され、中間回路コンデンサを備えた中間回路と相ごとに設けられるハイサイドスイッチおよびローサイドスイッチとを有している多相機械の制御が行われる。この場合、個々の相に割り当てられているスイッチを制御ユニットによって制御信号で作用させ、制御ユニットは、中間回路電流を低減させるために、個々の相に割り当てられているスイッチに対し制御信号を次のように提供し、すなわち正弦状相電流が設定されるように、各制御サイクルの各時点で少なくとも１つの相電流が流れているように、各制御サイクルに対し、パルス化された固定制御パターンが設けられ、該固定制御パターンにおいて、相に割り当てられている制御信号の制御幅が一定であるように、提供する。

次に、本発明を図面を用いて詳細に説明する。

バッテリーに接続されているＢ１０ブリッジによるペンタグラム結線方式の５相機を説明する概略図である。 公知のセンターアラインドコントロールパターンとその際に生じる電流とを説明するグラフである。 図２に示したグラフの一部分の拡大図である。 ５相正弦システムを説明するグラフである。 改善された第１の制御パターンとその際に生じる中間回路電流とを説明するグラフである。 改善された第２の制御パターンとその際に生じる中間回路電流とを説明するグラフである。 本発明の第１実施形態による制御パターンを示す図である。 本発明の第２実施形態による制御パターンを示す図である。 本発明の第３実施形態による制御パターンを示す図である。 制御時間に依存している中間回路電流とバッテリー電流と相電流との推移を示すグラフである。 発電機回転数に依存している中間回路電流とバッテリー電流と相電流との推移を示すグラフである。 公知のセンターアラインドコントロールを使用した際の回転数起動時の中間回路電流を説明するグラフである。 本発明による制御パターンを使用した際の回転数起動時の中間回路電流を説明するグラフである。

本発明は、バッテリーと接続される多相機械の制御方法であって、多相機械が、中間回路コンデンサを備えた中間回路と、相ごとに設けられるハイサイドスイッチおよびローサイドスイッチとを有し、個々の相に関連付けられるスイッチに制御ユニットによって制御信号を作用させるようにした前記制御方法に関わる。この方法は機械の特定の相数に関連するものではないが、以下では５相機に関して詳細に説明する。

図１は、Ｂ１０ブリッジによるペンタグラム結線方式の５相機を説明するための概略図である。ペンタグラム結線方式とは、回路図の形状が五芒星形を生じさせるように回路の全部で５つの相巻線が互いに結線されているようなタイプの結線方式である。

図示した機械は、全部で５つの相接続部Ａ１、Ａ２、Ａ３、Ａ４、Ａ５と、全部で５つの相巻線１、２、３、４、５とを有し、これら相巻線のそれぞれは前記相接続部のうちの２つの相接続部の間に接続されている。図示した機械は、さらに、相接続部と接続されているパワーエレクトロニクスＬＥと、バッテリーＢとを有している。バッテリーＢはプラス極Ｂ＋とマイナス極Ｂ−とを有している。バッテリーＢとパワーエレクトロニクスＬＥとの間には、中間回路コンデンサＣ＿ＺＫを含んでいる中間回路ＺＫがある。

パワーエレクトロニクスＬＥは５つの分岐部Ｐｈ１、Ｐｈ２、Ｐｈ３、Ｐｈ４、Ｐｈ５を有し、これら分岐部のそれぞれは２つのスイッチの直列回路を有し、これらスイッチのそれぞれにはダイオードが逆並列接続されている。このような配置構成は、スイッチとして従来式の電界効果トランジスタを使用する際に得られる。というのは、電界効果トランジスタはインバースダイオードを含んでいるからである。しかし基本的には、他のスイッチ素子、たとえばＩＧＢＴを使用してもよい。

スイッチＨＳ１とＬＳ１とを含んでいるパワーエレクトロニクスＬＥの分岐部Ｐｈ１は、両スイッチＨＳ１とＬＳ１との間の接続点で機械のステータの相接続部Ａ１と接続されている。分岐部Ｐｈ１のスイッチＨＳ１はハイサイドスイッチである。スイッチＨＳ１に対して逆並列にダイオードが接続されている。分岐部Ｐｈ１のスイッチＬＳ１はローサイドスイッチである。スイッチＬＳ１に対し逆並列にダイオードが接続されている。スイッチＨＳ１とＬＳ１は制御ユニットＳにより制御信号Ｓ１とＳ２で制御される。

スイッチＨＳ２とＬＳ２を含んでいるパワーエレクトロニクスＬＥの分岐部Ｐｈ２は、両スイッチＨＳ２とＬＳ２の間の接続点で機械のステータの相接続部Ａ２と接続されている。分岐部Ｐｈ２のスイッチＨＳ２はハイサイドスイッチである。スイッチＨＳ２に対し逆並列にダイオードが接続されている。分岐部Ｐｈ２のスイッチＬＳ２はローサイドスイッチである。スイッチＬＳ２に対し逆並列にダイオードが接続されている。スイッチＨＳ２とＬＳ２は制御ユニットＳにより制御信号Ｓ３とＳ４で制御される。

スイッチＨＳ３とＬＳ３を含んでいるパワーエレクトロニクスＬＥの分岐部Ｐｈ３は、両スイッチＨＳ３とＬＳ３の間の接続点で機械のステータの相接続部Ａ３と接続されている。分岐部Ｐｈ３のスイッチＨＳ３はハイサイドスイッチである。スイッチＨＳ３に対し逆並列にダイオードが接続されている。分岐部Ｐｈ３のスイッチＬＳ３はローサイドスイッチである。スイッチＬＳ３に対し逆並列にダイオードが接続されている。スイッチＨＳ３とＬＳ３は制御ユニットＳにより制御信号Ｓ５とＳ６で制御される。

スイッチＨＳ４とＬＳ４を含んでいるパワーエレクトロニクスＬＥの分岐部Ｐｈ４は、スイッチＨＳ４とＬＳ４の間の接続点で機械のステータの相接続部Ａ４と接続されている。分岐部Ｐｈ４のスイッチＨＳ４はハイサイドスイッチである。スイッチＨＳ４に対し逆並列にダイオードが接続されている。分岐部Ｐｈ４のスイッチＬＳ４はローサイドスイッチである。スイッチＬＳ４に対し逆並列にダイオードが接続されている。スイッチＨＳ４とＬＳ４は制御ユニットＳにより制御信号Ｓ７とＳ８で制御される。

スイッチＨＳ５とＬＳ５を含んでいるパワーエレクトロニクスＬＥの分岐部Ｐｈ５は、両スイッチＨＳ５とＬＳ５の間の接続点で機械のステータの相接続部Ａ５と接続されている。分岐部Ｐｈ５のスイッチＨＳ５はハイサイドスイッチである。スイッチＨＳ５に対し逆並列にダイオードが接続されている。分岐部Ｐｈ５のスイッチＬＳ５はローサイドスイッチである。スイッチＬＳ５に対し逆並列にダイオードが接続されている。スイッチＨＳ５とＬＳ５は制御ユニットＳにより制御信号Ｓ９とＳ１０で制御される。

図１に図示した機械の作動時には、どの任意の時点に対しても以下の式が適用される。
Ｉ＿ＺＫ＝Ｉ＿Ｂａｔ−Ｉ＿Ｇｅｎ

この場合、生成電流Ｉ＿Ｇｅｎは、パワーエレクトロニクスのスイッチの位置に依存して、それぞれの時点でハイサイドスイッチが通電されているような位相に対する相電流Ｉ＿１ないしＩ＿５の重畳から得られる。

すでに、センターアラインドコントロールは知られている。このセンターアラインドコントロールでは、電流の時間範囲は小さな時間範囲に集中している。この種のセンターアラインドコントロールの制御パターンとその際に生じる電流とを図２に示したグラフで説明する。なお、図２では、相に割り当てられるスイッチに対する制御パルスはＵ、Ｖ、Ｗ、Ｘ、Ｙで示され、相電流はＩ＿Ｕ、Ｉ＿Ｖ、Ｉ＿Ｗ、Ｉ＿Ｘ、Ｉ＿Ｙで示されている。

この場合、図２のａにはスイッチのための制御信号が図示され、図２のｂには中間回路電流Ｉ＿ＺＫが図示され、図２のｃにはバッテリーのプラス極に印加される電圧Ｖ＿Ｂ＋が図示され、図２のｄにはバッテリー電流Ｉ＿Ｂａｔが図示され、図２のｅには相電流Ｉ＿ＸないしＩ＿Ｙが図示されている。

図２のａから特に明らかなように、センターアラインドコントロールの場合、図２のａで垂直の破線で示唆したように、個々の制御パルスのパルス中心は時間的に一致している。さらに、図２のａから明らかなように、個々の制御パルスのエッジは時間的に互いに異なっており、制限時間範囲内にある。「フリーランＬＳ」（Ｆｒｅｉｌａｕｆ ＬＳ）という記載は、この時間インターバル内ですべてのローサイドスイッチが完全制御されていることを意味している。「フリーランＨＳ」（Ｆｒｅｉｌａｕｆ ＨＳ）という記載は、この時間インターバル内ですべてのハイサイドスイッチが完全制御されていることを意味している。「ドライブ」（Ａｎｔｒｉｅｂ）という記載で、この狭いタイムウィンドウ内でスイッチ位置によって電気機械が外部電圧に接続されることを表現している。これによってステータ巻線内に電流変化が生じる。１つの制御パルスが電圧レベル１６Ｖにあれば、それぞれ付属のハイサイドスイッチが完全制御されている。１つの制御パルスが電圧レベル０Ｖにあれば、それぞれ付属のローサイドスイッチが完全制御されている。

図２のｂからわかるように、中間回路電流Ｉ＿ＺＫは制御パルスのエッジの時間範囲内で強い変化に曝されている。この点に関しては図３を用いてさらに詳細に説明する。

図２のｃから明らかなように、バッテリー電圧Ｖ＿Ｂ＋も制御パルスのエッジの時間範囲内で強い変化に曝されている。

図２のｄはバッテリー電流Ｉ＿Ｂａｔを示し、図２のｅは、それぞれ付属のハイサイドスイッチの位置に依存して中間回路電流に対し寄与するまたは寄与しない相電流Ｉ＿ＸないしＩ＿Ｙを示している。

図３は図２に示したグラフの一部分の拡大図である。この場合、同様に、図３のａにはスイッチのための制御信号が図示され、図３のｂには中間回路電流Ｉ＿Ｚｋが図示され、図３のｃにはバッテリーのプラス極に印加される電圧Ｖ＿Ｂ＋が図示され、図３のｄにはバッテリー電流Ｉ＿Ｂａｔが図示され、図３のｅには相電流Ｉ＿ＸないしＩ＿Ｙが図示されている。

図３のｂから明らかなように、中間回路電流Ｉ＿ＺＫはバッテリー電流Ｉ＿Ｂａｔとその都度アクティブな相電流との重畳から形成され、相接続部Ｘ、Ｕ、Ｗに属しているハイサイドスイッチの完全制御の場合には高い中間電流が流れ、この高い中間電流は本実施形態ではほぼ−４２０Ａであり、これに対しバッテリー電流はほぼ８０Ａ、実効相電流はほぼ２００Ａである。

とりわけ図２および図３から明らかなように、中間回路内に公知のセンターアラインドコントロールを使用する場合、個々のスイッチングと時間的に相関関係にある電流跳躍が発生する。図２に図示したようなフリーランの間、すなわちすべてのハイサイドスイッチまたはローサイドスイッチが閉じている場合、Ｉ＿Ｇｅｎ＝０である。その結果、中間回路電流に対してはＩ＿ＺＫ＝Ｉ＿Ｂａｔが適用される。この段階で中間回路コンデンサがリチャージされる。制御段階で電流が累積する。

中間回路コンデンサのパワーロスを考察するには、実効電流が重要である。以下の式が適用される。

コンデンサ電流の算術平均値は、内部ロスを無視した場合ほぼ０である。実効値は、複数の電流が強く加算されると、すなわち電流推移が「ピーク」になると、強く上昇する。実効値の個の強い上昇のために、中間回路コンデンサの熱負荷は高い。センターアラインドコントロールの際に発生するこの種の高い熱負荷は、本発明による方法の場合回避される。

本出願前の時点でまだ公開されていない本出願人のＤＥ１０２０１１０７６６７６では、新規な制御パターンによって電流分布を幅方向に引き伸ばすことで、中間回路電流の実効値と中間回路コンデンサの熱負荷とを低減させることがすでに提案された。

図４のａは、前記ＤＥ１０２０１１０７６６７６で使用されているような５相正弦システムを説明するためのグラフであり、このグラフでは、図２および図３に示したグラフに比較して相順が変化している。なお、横軸に沿って角度がΠ単位でプロットされ、縦軸に沿って目標電圧設定値がプロットされている。付属の相電流はＵ、Ｖ、Ｗ、Ｘ、Ｙで示されている。上限値はＧ＿ｏで示され、下限値はＧ＿ｕで示されている。これらの限界値を図４のａでは破線で示した。上限値Ｇ＿ｏは正の最大目標電圧値よりもわずかに小さい。他の限界値Ｇ＿ｕは負の最小電圧値よりもわずかに大きい。

上記限界値は次のようにして求められる。

Ｇ＿ｏ＝Ｕ＿Ｓｏｌｌ＿ａｍｐｌｉｔｕｄｅ^＊ｃｏｓ（３６０゜／（４^＊ＰＺ））
Ｇ＿ｕ＝−Ｇ＿ｏ

ここでＰＺは機械の相数である。

前記ＤＥ１０２０１１０７６６７６によれば、制御ユニットは連続する制御サイクルでパルス状制御信号をスイッチに対し提供し、そのパルス幅とパルススタートとは、中間回路電流が減少するように１つの制御サイクル内でそれぞれ変化させられている。

これはたとえばフラットトップ方式に従って行われる。この方式では、以下に説明するように、特定のスイッチの連続導通が行われる。

図４のａには、角度インターバルまたはフラットトップウィンドウα１，…，α１０が記入され、この角度インターバルまたはフラットトップウィンドウ内には、電流相に割り当てられる目標電圧値が上限値Ｇ＿ｏよりも大きいか、或いは、下限値Ｇ＿ｕよりも小さくあるために、電圧設定値が存在している。１つの電流相に割り当てられる目標電圧値が上限値Ｇ＿ｏよりも大きければ、付属の角度インターバル内で付属のハイサイドスイッチが完全制御される。これに対し、１つの電流相に割り当てられる目標電圧値が下限値Ｇ＿ｕよりも小さければ、付属の角度インターバル内で付属のローサイドスイッチが完全制御される。この点に関して図４のｂを用いて以下に説明する。

図４のｂは、正弦整流される電気機械のための制御パターンを正弦・三角形比較により生成させる態様を説明する図である。フラットトップウィンドウ切換えの時点でそれぞれ切換えられるオフセットファクタで三角形機能に作用させることにより、関与する１０個のスイッチの回転完全制御が自動的に生じる。正弦状信号は目標電圧設定値に対応している。

図４のａと図４のｂとから以下の点が明らかである。

−角度インターバルα１で位相Ｘのハイサイドスイッチが導通状態にある。
−角度インターバルα２で位相Ｖのローサイドスイッチが導通状態にある。
−角度インターバルα３で位相Ｗのハイサイドスイッチが導通状態にある。
−角度インターバルα４で位相Ｕのローサイドスイッチが導通状態にある。
−角度インターバルα５で位相Ｙのハイサイドスイッチが導通状態にある。
−角度インターバルα６で位相Ｘのローサイドスイッチが導通状態にある。
−角度インターバルα７で位相Ｖのハイサイドスイッチが導通状態にある。
−角度インターバルα８で位相Ｗのローサイドスイッチが導通状態にある。
−角度インターバルα９で位相Ｕのハイサイドスイッチが導通状態にある。
−角度インターバルα１０で位相Ｙのローサイドスイッチが導通状態にある。

電流および電圧の位相ずれの場合には、角度インターバルα１−α１０を右側または左側へシフトさせるのが有意義であり、この場合本実施形態では、１８゜の最大シフトが可能であり、一般的には３６０゜／（４^＊相数）のシフトが可能である。

上記角度インターバルのいずれにおいても、その都度完全制御されているスイッチに属する相電流を除けば、他のすべての相電流が中間回路電流を低減させるために使用される。これは、制御ユニットが適当な制御パターンによって前記他の相電流を互いに相対的にシフトさせて、合成中間回路電流が低減されることによって可能になる。これを達成できるようにするため、前記他の相電流のシフトを、正の相電流のオーバーラップが減るように行い、および／または、前記他の相電流のシフトを、正の相電流と負の相電流とが少なくとも部分的に相殺し合うように行う。

図５は、前記ＤＥ１０２０１１０７６６７６に記載されている発明による制御パターンと、その際に発生する中間回路電流とを説明するためのグラフである。なお、図５のａには制御パターンが示され、図５のｂにはその際に発生する中間回路電流が示されている。図５のａから明らかなように、相に割り当てられている、それぞれ付属のスイッチ用の制御パターンは、時間的に互いに切り離されており、すなわち互いに重畳していない。図５のｂから明らかなように、図５のａによる各切換え過程により、対応する補償電流が中間回路内に流れる。中間回路電流の絶対値は、図２のｂに示した中間回路電流よりも約３０％減少しており、よって著しく減少している。この減少は、複数の相電流の系統的重畳により、中間回路電流が異常に高くならないからである。

さらに、更なる最適化ステップで、図５のｂに示した中間回路電流の、正方向に延びる電流ピークを、低減させることができる。中間回路電流をこのようにさらに低減させるという目的のため、中間回路電流が常にゼロライン付近で変動するという状態を生じさせるよう試みる。この関連で特に厄介なのは、バッテリー電流を増加させる電流成分である。

この望ましくない相電流の重畳を回避するため、１つの制御サイクル内に付属の制御パルスを適当にシフトさせる。このシフトは、１つの制御サイクル内での正弦整流の作用を制限することなく任意に行うことができる。その結果、２つのスイッチが現在のフラットトップウィンドウ内で導通されていないような相を互いに相対的にシフトするように制御して、正の相電流または負の相電流のオーバーラップが回避されるようにすれば、および／または、正の相電流と負の相電流とが少なくとも部分的に相互に相殺するようにすれば、実効中間回路電流をさらに低減させることができる。

図６は、前述の更なる構成による制御パターン、すなわち正の相電流と負の相電流との重畳を、中間回路電流が低減するように行う制御パターンと、その際に発生する中間回路電流および付属の瞬間的な電流値とを説明するグラフである。なお、図６のａには制御パターンが示され、図６のｂには付属の瞬間的な電流値が示されている。

前記ＤＥ１０２０１１０７６６７６の対象である前述の制御パターンを用いて、従来のセンターアラインドコントロールに比べて中間回路電流を４０％以下まで低減させることができる。この場合、正弦状の目標電流設定値または目標電圧設定値を使用する。

本発明は、中間回路電流をさらに低減しようとするものである。この目的のため、最後に挙げたシステムにおいて制御時間またはバッテリー電流を変化させ、その結果前述の例において理想的なケースでは相ＸとＹに対する制御パルスが正確に同じ高さで互いに隣接し合うまで、パルスパターンのパルスを互いに移動させる。その結果生じるパルスパターンと付属の中間回路電流とを、本発明の第１実施形態によるパルスパターンを示している図７に図示した。

図６と図７とを比較すると明らかであるように、図６の制御のケースでは、相電流が等しい場合、ほぼ１００Ａの実効中間回路電流が発生し、他方図７の制御のケースでは、ほぼ４０Ａの実効中間回路電流が発生する。パルスパターンは常にフリーラン段階を保証するため、たとえば中間回路電流を最小にしたブーストチョッパー作動が可能である。

１つのパルスパターンを生成させるには、以下の２つの自由度がある。
−それぞれの制御パルスのスタート点
−制御継続時間のオフセット、すなわち個々のパルスの時間差が一定になるまで、制御パルスは常に同じ電流作用を獲得する。

図７のパルスパターンの特徴は、位相ＵとＷのための制御パルスが位相Ｙのための制御パルスの「下」にあること、位相Ｘのための制御パルスが位相Ｙのための制御パルスに対し正確に同じ高さで接続していることである。位相Ｖは連続的に完全制御されている。それぞれ１８゜ごとにパルス配置を変化させる。本例では、位相ＵとＷのための制御パルスは１８゜後には位相Ｘのための制御パルスの「下」に配置させる。その後、図７の場合と同様に制御パルスを対応的に変化させてローサイドフラットトップへの切換えを行う。

その結果、機械作動時には、現在のパルスパターンが１８゜に対応する時間の間一定に保持される。図７のパルスパターンは、５相システムの場合、以下の式が適用される電流状態を生じさせる。

Ｉ＿ｅｆｆ，Ｐｈａｓｅ≒Ｉ＿Ｂａｔ

図８は、本発明の第２実施形態として、同様に中間回路電流を低減させる択一的な制御パターンを示している。図７のパルスパターンと異なるのは、ここでは実効相電流およびバッテリー電流がほぼ３：４の比率にあることである。この種のパルスパターンは、ブーストチョッパー作動において比較的低いバッテリー電流を要求する場合に有利である。この第２実施形態の場合、フラットトップ方式は適用しない。というのは、ここでは１つの制御サイクル内において５つの相すべてが切換えられるからである。このケースでは、相Ｖのための制御ウィンドウは正確に相Ｘおよび相Ｙのための制御パルスのエッジ上にある。

図９は、本発明の第３実施形態として、合成中間回路電流が低減されている、３相機用制御パターンを示している。この制御パターンも、１つの制御サイクル内で時間的隙間が生じないこと、または、各制御サイクル内で常に相電流が導通されていること、所定の正弦相電流の総計がバッテリー電流に等しいこと、制御サイクルが継続している間は、変化させない固定の制御パターンを使用することを特徴としている。

図１０は、制御時間に依存した中間回路電流とバッテリー電流と相電流との推移を示すグラフである。なお、図１０のａには、公知のセンターアラインドコントロールのケースで発生するような前記電流が示され、図１０のｂには、図７の制御パターンのケースで生じるような前記電流が示されている。両ケースにおいて、中間回路電流の高さが制御幅に依存していることは明らかである。図１０のｂから明らかなように、最小中間回路電流は制御時間が０．６のときであり、このケースでは、センターアラインドコントロールに比べて中間回路電流の半減を達成できる。

図１１は、エンジンスタートのケースにおいて、発電機回転数ｎ_ＲＳＧに依存した中間回路電流とバッテリー電流と相電流との推移がプロットされているグラフである。なお、図１１のａには、公知のセンターアラインドコントロールのケースで発生するような前記電流が示され、図１１のｂには、図７の制御パターンのケースで生じるような前記電流が示されている。ここでは、制御幅を適当に制御または調整することにより、相電流はスタート過程全体の間一定の値に設定される。このグラフからも、本発明による制御を使用すると、中間回路電流がかなり低減されていることがわかる。

図１２は、公知のセンターアラインドコントロールのケースにおける、電気機械の回転数起動シミュレーションを説明する図であり、この場合この回転数起動は０ｒｐｍから１０００ｒｐｍまで０．３秒で直線的に行われる。このケースにおいて、平均値がほぼ１６４Ａであるような実効中間回路電流が生じることが明らかである。

図１３は、本発明による制御方法のケースでの、電気機械の回転数起動シミュレーションを説明する図であり、ここでも回転数起動は０ｒｐｍから１０００ｒｐｍまで０．３秒で直線的に行われる。本発明による制御パターンを使用すると、平均値がほぼ９４Ａであるような、すなわちかなり低減された実効中間回路電流が生じることが明らかである。

相数が５よりも大きな電気機械に対しては、中間回路電流を低減させる本発明によるパルスパターンの数量は多くなる。これらのパルスパターンは前段階で求められて、それぞれのシステムのシーケンシャルコントロール部に固定してバックアップされる。

発電機電流の調整は、個々のパルスパターンを用いたステップ、機械の励磁電流、整流角、バッテリー内の中間バッファリングを用いてより高い時間領域でパルス化したバッテリー電流、または、これら手段の組み合わせを介して行う。

本発明による多相機械を制御する方法は、有利には、特にブーストチョッパー作動において実効中間回路電流を低減させるために適しているが、機械のモータ作動にも使用することができる。複数の相に割り当てられる複数のスイッチの切換えパルスの簡単な算出を、実際の回転数に関係なく且つ実際の相位置に関係なく行うことができる。本発明による方法は任意の相数を備えた機械で使用できるが、特に３よりも大きな相数の機械で使用できる。

Ｃ＿ＺＫ 中間回路コンデンサ
Ｉ＿１ないしＩ＿５ 相電流
Ｉ＿相 相電流
Ｉ＿Ｂａｔ バッテリー電流
Ｉ＿ＺＫ 中間回路電流
ｎ_ＲＳＧ 発電機回転数
Ｕ、Ｖ、Ｗ、Ｘ、Ｙ 相

Claims (10)

1. バッテリーと接続される多相機械を制御する方法であって、前記多相機械が、中間回路コンデンサを備えた中間回路と、相巻線と、相ごとに設けられるハイサイドスイッチおよびローサイドスイッチとを有し、個々の相に割り当てられているスイッチを制御ユニットによって制御信号で作用させるようにした前記方法において、前記制御ユニットが、前記個々の相に割り当てられている前記スイッチに対し前記制御信号を次のように提供すること、すなわち、
   −正弦状相電流が設定されるように、
   −各制御サイクルの各時点で少なくとも１つの相電流が流れているように、
   −各制御サイクルに対し、パルス化された固定制御パターンが設けられ、該固定制御パターンにおいては、前記相に割り当てられている前記制御信号の制御幅が一定であるように、
   −発生する中間回路電流が最小になるように前記個々の相に割り当てられている前記制御パルスが設定されているように、
   提供することを特徴とする方法。
2. 最小中間回路電流を発生させるため、制御インターバル内での制御パルスの位置を変化させることを特徴とする、請求項１に記載の方法。
3. 最小中間回路電流を発生させるため、目標電圧の振幅を変化させることを特徴とする、請求項１または２に記載の方法。
4. 最小中間回路電流を発生させるため、制御継続時間のオフセットによって前記個々の制御パルスの幅を変化させることを特徴とする、上記請求項のいずれか一つに記載の方法。
5. ＰＺを前記多相機械の相の数量としたとき、１つの制御サイクルが３６０゜／（２・ＰＺ）の角度範囲に相当していることを特徴とする、上記請求項のいずれか一つに記載の方法。
6. １つの制御サイクル内でフラットトップ方式を使用することを特徴とする、上記請求項のいずれか一つに記載の方法。
7. ３６０゜／（２・ＰＺ）の角度範囲内に整数の数量のパルスパターンが設けられるように、前記相に割り当てられている前記スイッチの制御周波数をトラッキングすることを特徴とする、上記請求項のいずれか一つに記載の方法。
8. 正弦整流とブロック整流との間に移行部があるように、前記個々の相に割り当てられている前記制御パルスの幅が設定されていることを特徴とする、上記請求項のいずれか一つに記載の方法。
9. 前記個々の相に割り当てられている前記制御信号の制御幅を、その都度の現時点での電圧位相線に基づいて検出することを特徴とする、上記請求項のいずれか一つに記載の方法。
10. 発電機電流の調整を、前記パルスパターンを用いたステップ、前記多相機械の励磁電流、整流角、前記バッテリー内の中間バッファリングを用いてより高い時間領域でパルス化したバッテリー電流、または、これら手段の組み合わせを介して行うことを特徴とする、上記請求項のいずれか一つに記載の方法。

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