JPH10257776A

JPH10257776A - Ｐｗｍ制御装置

Info

Publication number: JPH10257776A
Application number: JP9074562A
Authority: JP
Inventors: Yoshinao Iwaji; 善尚岩路; Toshiaki Okuyama; 俊昭奥山
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1997-03-11
Filing date: 1997-03-11
Publication date: 1998-09-25
Anticipated expiration: 2017-03-11
Also published as: JP3337119B2

Abstract

(57)【要約】【課題】インバータ等の電力変換器のＰＷＭ制御装置
に関し、キャリア周波数が指令値の周波数の数倍程度で
ある場合にも、ビート現象を抑制し、かつ、高速応答が
可能なＰＷＭ制御を実現することにある。【解決手段】ある特定の微小周期Ｔｃを最小単位とし
て、交流量の指令値に対してパルスの立ち上がり時刻あ
るいは立ち下がり時刻の少なくとも一方を決定し、ＰＷ
Ｍ波形を出力するＰＷＭ発生器３において、微小期間Ｔ
ｃ内においては前記交流指令値が一定値になるように、
指令機補償器２４によって指令値を直流量から交流量に
変換する時の変換位相φを前もって補償し、期間Ｔｃの
間だけ変換位相を一定値φ’に固定する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、インバータ等の電
力変換器をＰＷＭ（パルス幅変調）制御するＰＷＭ制御
装置に係り、特に、スイッチング周波数の低い場合にお
いて、ビート現象を抑制し、かつ、高応答な制御システ
ムを実現する技術に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来から使用されているＰＷＭ制御方式
の代表例としては、三角波キャリアと指令値とを比較
し、ＰＷＭパルスを作成する三角波比較法がある。現在
では、この技術をディジタル化し、一定周期（キャリア
波の周期に相当）毎に指令値に相当するパルス幅を演算
し、ビットのオン・オフによりＰＷＭ制御を行ってい
る。これらのＰＷＭ方式には、大別して非同期ＰＷＭ制
御と同期ＰＷＭ制御の２つがある。キャリア周波数が指
令値の周波数（本発明では、ＰＷＭ変調される指令値
は、正弦波等の周期関数である。）に比べて十分高い場
合には、キャリア周波数を一定値に固定する非同期ＰＷ
Ｍ制御が用いられる。これは、汎用インバータ、圧延機
駆動インバータ、ＦＡ用サーボ等に採用されている。キ
ャリア周波数と指令値の周波数が比較的接近している場
合には、キャリア周波数が常に指令値の周波数の整数倍
になるように同期を取るＰＷＭ方式（同期ＰＷＭ制御）
が用いられる。この場合、指令値の周波数の変化に従っ
て、キャリア周波数とそれらの比率（整数比）を変化さ
せなければならない。これは、電気車や無効電力補償装
置等、大容量の電力変換器に使用されている。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】非同期ＰＷＭ制御は、
キャリア周波数が指令値の周波数に対して十分高い周波
数である場合に用いられ、キャリア周波数と指令値の周
波数の比は、１５〜２０倍以上必要であると言われてい
る。これ以下の比率では、低次高調波の増加、ビート現
象の発生等の問題が生じ、著しく性能が劣化する。この
状態で電動機を駆動すると、大きなトルク脈動が発生す
る。よって、指令値の周波数に対してキャリア周波数を
十分高く設定すれば、これらの問題は生じないが、スイ
ッチング損失が増大し、効率が劣化する等、別の問題が
生じてくる。また、大容量の電力変換器では、使用する
半導体素子に限界があり、物理的にキャリア周波数を高
くすることができない。同期ＰＷＭ制御の場合、低いキ
ャリア周波数であっても、高調波はある程度抑制され、
ビート現象は完全に抑制できる。しかし、指令値の周波
数に依存して、キャリア周波数とパルス数（キャリア周
波数と指令値周波数の比率）を切り替えなければならな
いため、制御回路が複雑になる、パルス数の切り替えに
伴う脈動（切り替えショック）が発生する、等が問題と
して残る。さらに、同期ＰＷＭ制御で電動機を駆動する
場合には、瞬時トルクの制御が難しくなり、システムの
高応答は望めなくなる。電動機を開ループで駆動するよ
うなシステムであれば問題ないが、圧延機駆動のように
閉ループ制御により瞬時トルクを制御する必要のあるシ
ステムに対しては、適用は難しい。仮にそのようなシス
テムに適用すれば、応答は非常に遅くなり、制御性能が
劣化する。また、文献（参考文献：「Ｈ８年電気学会産
業応用部門全国大会、講演論文集、Ｎｏ．９６、ｐ．
ｐ．２７７−２８０）において、非同期ＰＷＭでありな
がら、ビート現象を抑制する方式が提案されている。し
かし、この文献の方式では、ビート現象を抑制するため
の補償アルゴリズムが複雑であり（三角関数による座標
変換を２回、掛け算、割り算を数回必要）、補償演算に
時間を費やしてしまう欠点がある。

【０００４】本発明の課題は、非同期ＰＷＭ制御によっ
て生じるビート現象を簡単な補償アルゴリズムを用いて
抑制するとともに、それによって電動機の制御性能を劣
化することはなく、高速応答が可能なＰＷＭ制御装置を
提供することにある。

【０００５】

【課題を解決するための手段】上記課題は、ＰＷＭ制御
においては、ある特定の微小周期Ｔｃを最小単位とし
て、指令値に対してパルスの立ち上がり時刻あるいは立
ち下がり時刻の少なくとも一方を決定し、ＰＷＭ波形を
出力するので、この微小周期Ｔｃ内の期間において前記
指令値が一定値になるように、指令値を直流量から交流
量に変換する際の変換位相φを前もって補償し、この微
小周期Ｔｃの期間だけ変換位相角を一定φ’に固定する
ことにより、解決される。

【０００６】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施形態を図面を
用いて説明する。図１は、本発明の一実施形態を示すＰ
ＷＭ制御装置であり、ＰＷＭインバータによって三相誘
導電動機を駆動する誘導電動機の速度制御システムを示
す。図１において、１は誘導電動機５の回転速度を制御
する速度制御器、２は誘導電動機の電流を制御する電流
制御器、３は電流制御器２の出力に基いてＰＷＭ波形を
発生するＰＷＭ発生器、４は誘導電動機５を駆動するイ
ンバータ、６は誘導電動機５の電流を検出する電流検出
器、７は誘導電動機の回転速度を検出する速度検出器で
ある。電流制御器２は、実際の電流検出値ｉｕ、ｉｖ、
ｉｗをｄｑ座標軸に変換する座標変換器２１、座標変換
の変換位相φを演算する積分器２２、ｄｑ座標軸上の電
圧指令ｖｄ*、ｖｑ*を出力するＰＩ制御器２３、本発明
の特徴である指令値補償器２４からなる。また、ＰＷＭ
発生器３は、三角波発生器３２において三角波キャリア
ｅｔ（ｔ）を発生する三角波発生器３２、この値と三相
交流電圧指令ｖｕ、ｖｖ、ｖｗを比較し、ＰＷＭ波形を
発生する比較器３１からなる。

【０００７】次に、図１の動作の概要を説明する。誘導
電動機５の速度指令ωｒ*を速度制御器１に入力する
と、速度検出器７によって検出された実際の速度ωｒを
読み込み、電流指令ｉｄ*、ｉｑ*と、誘導電動機５の一
次角周波数ω１を演算する。ｉｄ*、ｉｑ*は、誘導電動
機５のｄｑ座標軸（回転座標軸）上の電流指令値であ
り、それぞれ励磁電流成分、トルク電流成分を表わす。
一方、実際の電流検出値ｉｕ、ｉｖ、ｉｗと変換位相φ
を入力して座標変換器２１からｉｄ、ｉｑを出力する。
ｉｄ*、ｉｑ*とｉｄ、ｉｑの偏差に基いてＰＩ制御器２
３により比例積分演算を行い、ｄｑ座標軸上の電圧指令
ｖｄ*、ｖｑ*を出力する。また、一次角周波数ω１を積
分器２２を介して変換位相φを出力する。指令値補償器
２４ではｄｑ軸上の電圧指令ｖｄ*、ｖｑ*を三相交流電
圧指令ｖｕ、ｖｖ、ｖｗに変換すると同時に、一次角周
波数ω１、変換位相φ、三角波発生器３２の出力に基づ
いてこれらの指令値に対して補償をかける。ｖｕ、ｖ
ｖ、ｖｗと三角波発生器３２の三角波キャリアｅｔ
（ｔ）値を比較器３１で比較し、ＰＷＭ波形ｐｕ、ｐ
ｖ、ｐｗを発生する。ＰＷＭ波形は、インバータ４の
ｕ、ｖ、ｗ各相のスイッチング素子を駆動し、誘導電動
機５に電圧指令ｖｕ、ｖｖ、ｖｗに応じた電圧を印加す
る。この結果、誘導電動機は、速度指令ωｒ*の回転速
度で駆動される。

【０００８】次に、図２を用いて、本実施形態のハード
構成を説明する。図２は、図１のブロック構成図を実際
に構成する部品に置き換えたものである。図２の部品番
号は図１のブロック番号に対応する。１は速度制御を行
うマイクロプロセッサ（以下、マイコン１という。）で
ある。ここでは、速度指令ωｒ*と実速度ωｒを読み込
み、ｉｄ*、ｉｑ*とω１の演算を行う。２は電流制御を
行うマイコン（以下、マイコン２という。）である。こ
こでは、ＰＷＭ発生器３からのｉｎｔ信号（割り込み信
号）を受けて、電流制御の演算処理を行う。メモリに書
き込まれたプログラムに従い、ＰＩ制御と指令値補償を
行う（マイコンの性能によっては、マイコン１の機能の
一部あるいは全部をマイコン２に組み込むことも可能で
ある。）。３はＰＷＭ発生器であり、ゲートアレイで構
成する。

【０００９】ＰＷＭ発生器３の動作波形を図３に示す。
ここでは、Ｔｓを周期とする割り込み信号（ｉｎｔ信号
（図３（ａ）））と指令値補償を行うためのＮｓ信号
（図３（ｂ））を発生し、マイコン２に出力する。ｉｎ
ｔ信号は、図３に示すように三角波キャリアに同期して
出力される。このｉｎｔ信号を受けて、マイコン２で
は、電流制御の演算処理を行い、電圧指令をＰＷＭ発生
器３に出力する。この電圧指令の転送のタイミングは、
次のｉｎｔ信号に合わせているため、電圧指令値ｖｕ、
ｖｖ、ｖｗが新たに書き換えられるのにＴｓの時間を要
する（演算遅れがＴｓである）。本実施形態では、Ｔｓ
の周期を三角波キャリアの半周期Ｔｃ（三角波キャリア
の正のピークから負のピーク、あるいは、負のピークか
ら正のピークまでの期間と定義）に対して、Ｔｓ＝Ｔｃ
／４としている。図３（ｂ）のＮｓ信号は、マイコン２
において演算処理を行う際に、現在の三角波キャリアの
位置を知るための信号である。このＮｓ信号を用いて、
指令値補償を行う（詳細は後述する。）。マイコン２よ
り出力された電圧指令ｖ（ｔ）*は、ＰＷＭ発生器３の
内部で発生される三角波キャリアｅｔ（ｔ）と比較され
（図３（ｃ））、ＰＷＭパルス（同図（ｄ））が出力さ
れる。ＰＷＭパルスｐｕ、ｐｖ、ｐｗは、インバータの
ゲートドライブ回路４２に送られ（図２）、インバータ
主回路４１のＧＴＯ素子を駆動する。インバータ主回路
４１は、図２のようにＧＴＯ素子を用いた三相フルブリ
ッジにより構成され、誘導電動機５を駆動する。誘導電
動機５には、電流を検出するための電流検出器６（電流
センサとＡＤ変換器により構成）と、回転速度を検出す
るための速度検出器７（エンコーダとカウンタにより構
成）が接続されている。

【００１０】次に、マイコン１ならびにマイコン２の演
算処理内容を説明する。マイコン１では、誘導電動機５
の速度制御の演算処理を行う。図４に速度制御のブロッ
ク構成図を示す。１１は誘導電動機の速度指令ωｒ*を
発生する速度指令値発生器、１２はωｒ*と実際の誘導
電動機の回転速度ωｒの偏差に基づいて電動機のトルク
電流指令ｉｑ*を演算するＰＩ制御器、１３は誘導電動
機のすべり周波数ωｓ*を演算するすべり周波数演算
器、１４は誘導電動機の励磁電流指令ｉｄ*を発生する
励磁電流指令発生器である。図５に、速度制御ブロック
の演算処理のフローチャートを示す。ωｒ*とωｒを読
み込み、比例積分演算によりｉｑ*を演算する。得られ
たｉｑ*を用いて、次式に従って誘導電動機のすべり周
波数ωｓ*を演算する。

【数１】次に、速度の検出値ωｒとωｓ*を加算し、誘導電動機
の一次角周波数ω１を計算する。以上がマイコン１の動
作である。基本的には、誘導電動機のベクトル制御の速
度制御とω１演算を行っている。

【００１１】次に、マイコン２の動作を説明する。図６
に電流制御の演算処理のフローチャートを示す。まず、
初期設定としてカウンタＮの値を零にする。このカウン
タは、演算処理を一度行う度にインクリメントされ、ｉ
ｎｔ信号入力時の時刻ｔを演算するのに用いられる。時
刻ｔは、後述する指令値補償において使用される。カウ
ンタの初期化の後、ＰＷＭ発生器３からのｉｎｔ信号
（割り込み信号）の発生を待つ。ｉｎｔ信号が発生した
後、ｉｎｔ信号の発生時刻ｔを計算する。その後、マイ
コン１より電流指令ｉｄ*、ｉｑ*とω１を読み込み、ω
１を積分して座標変換位相φを計算する。続いて、電流
検出値ｉｕ、ｉｖ、ｉｗを読み込み、それらをｄｑ座標
軸上の電流検出値ｉｄ、ｉｑに座標変換する。この時の
変換式は次式となる。

【数２】ｉｄ*、ｉｑ*ならびにｉｄ、ｉｑに基いて、ＰＩ制御に
より電圧指令ｖｄ*、ｖｑ*を演算する。ｖｄ*、ｖｑ*
は、指令値補償のルーチンに送られ、三相交流電圧指令
に変換されると同時に補償処理が行われる。補償後の電
圧指令値ｖｕ、ｖｖ、ｖｗを新たな電圧指令値として、
ＰＷＭ発生器（ゲートアレイ）３に転送する。最後にカ
ウンタ値Ｎをインクリメントし、電流制御の演算処理が
終了する。

【００１２】次に、指令値補償の内容を説明する。ま
ず、図７を用いて指令値補償のない場合の問題点につい
て説明する。ＰＷＭとは、図３（ｃ）、（ｄ）のよう
に、三角波キャリアｅｔ（ｔ）のＴｃ期間を最小単位と
して、電圧指令ｖ（ｔ）*の高さをパルスの幅に変換す
るものである。ｖ（ｔ）*の高さを正確にパルス幅に変
換するには、Ｔｃ期間において、ｖ（ｔ）*が一定でな
ければならない。ｖ（ｔ）*がＴｃ期間内で大きく変化
すると、三角波キャリアｅｔ（ｔ）がどのようなタイミ
ング（位相）でｖ（ｔ）*と交差するかによって、出力
されるパルス幅が変化してしまい、誤差が発生する。す
なわち、三角波キャリアｅｔ（ｔ）の周波数ｆｃと、電
圧指令ｖ（ｔ）*の周波数ｆ１の関係は、Ｔｃ期間内で
ｖ（ｔ）*を一定とみなすためには、ｆｃ≫ｆ１である
必要がある。図７（ａ）は、ｆｃに対して比較的ｆ１が
高く、Ｔｃ期間において、ｖ（ｔ）*が大きく変化して
いる例である。このような場合、出力されるＰＷＭパル
ス幅は、三角波キャリアｅｔ（ｔ）と、電圧指令値ｖ
（ｔ）との位相関係に強く依存して変化し、非同期形の
ＰＷＭ（ｆｃ／ｆ１が３の倍数で、かつ奇数でない場
合）では、これが原因となり、ビート電流が発生する
（参考文献：「Ｈ８年電気学会産業応用部門全国大会、
講演論文集」、Ｎｏ．９６、ｐ．ｐ．２７７−２８
０）。ビート成分は、誘導電動機を駆動した時のトルク
脈動の原因となるので問題である。

【００１３】次に、ビートを抑制する従来方法とその問
題点について述べる。前述したように、ビート発生の原
因は、Ｔｃ期間内で電圧指令ｖ（ｔ）*が大きく変化す
ることによる。よって、Ｔｃ期間内で電圧指令ｖ（ｔ）
*が一定となれば、ビートは大幅に抑制される。最も簡
単に電圧指令ｖ（ｔ）*をＴｃ期間内で一定にするに
は、電流制御の演算周期ＴｓをＴｃに等しくすればよ
い。ビートの抑制を目的にした訳ではないが、Ｔｃ＝Ｔ
ｓとする公知例は、多数存在する（例えば、「特開平３
−６０３８１号公報」等）。しかし、Ｔｃ＝Ｔｓとした
場合には、次のような問題が生じる。インバータに使用
されるスイッチング素子が本実施形態のようにＧＴＯで
ある場合、スイッチング周波数（＝キャリア周波数）を
高くすることはできないため、Ｔｃの方を短くすること
は不可能である。よって、Ｔｃ＝Ｔｓとするには、電流
制御の演算周期Ｔｓの方を長くしてＴｃに等しくする必
要がある。しかしながら、この場合は、電流制御の制御
演算遅れが大きな問題となる。例えば、キャリア周波数
ｆｃ＝５００Ｈｚ（Ｔｃ（＝Ｔｓ）＝１ｍｓ）とし、電
流応答を１０００ｒａｄ／ｓ（応答時間が１ｍｓ）に設
定したとする。電流指令ｉｄ*、ｉｑ*が変化してから、
電圧指令ｖ（ｔ）*が書き替わるまで、１制御周期（１
ｍｓ）を必要とするので、結局、無駄時間だけで１ｍｓ
の遅れとなる。この後、電流は１ｍｓをかけて応答する
ので、トータルとして２ｍｓの応答となり、大幅に応答
性能が低下してしまう。設定応答（制御ゲイン）を大き
くして、無理に応答を高くしようとすると、今度はオー
バーシュートを引き起こし、ＧＴＯ素子を過電流により
破壊する恐れが出てくる。よって、電流の速い応答を実
現するには、Ｔｓは短いほどよい。また、負荷の短絡や
ＧＴＯ素子の破壊等の異常時においても、Ｔｓは短いほ
ど速い対応が可能であり、被害を最小限に抑えることが
できるというメリットもある。以上の説明で明らかなよ
うに、電流の高応答を実現する上では、電流制御の演算
周期Ｔｓは短い方がよく、ビート成分を抑制するために
は、電圧指令値ｖ（ｔ）*はＴｃ期間内で一定値となる
のが望ましい。前述した文献（参考文献：「Ｈ８年電気
学会産業応用部門全国大会、講演論文集」、Ｎｏ．９
６、ｐ．ｐ．２７７−２８０）において、これらの問題
点を解決する補償方法が記されているが、座標変換を２
回行う必要があり、また、除算を行う必要があるため、
マイコンでの処理時間が問題になる。

【００１４】本発明は、マイコンの演算時間を殆ど増加
することなく、ビートを抑制し、高速応答のＰＷＭ制御
装置を実現するとともに、高い電流応答の誘導電動機制
御システムを実現する。図８ならびに図９を用いて、本
発明の特徴である指令値補償器２４の動作について説明
する。２４２はｄｑ座標軸上の指令値ｖｄ*、ｖｑ*と座
標変換位相φ’を用いて三相交流指令ｖｕ、ｖｖ、ｖｗ
に変換する座標変換器である。座標変換器２４２におい
ては、次式の演算が行われる。

【数３】２４１は位相角φ、一次角周波数ω１に基いて座標変換
に用いる位相φ’を計算する変換位相演算器である。従
来の座標変換器では、現時点での位相であるφに基いて
（数３）の演算を行い、ｖｕ、ｖｖ、ｖｗを求めてい
る。その結果、図７（ａ）のｖ（ｔ）のように、Ｔｃ期
間内でｖ（ｔ）*が変化し、ビートが発生する。ビート
を抑制するには、図７（ｂ）のように、座標変換後の交
流指令値をＴｃ期間内で一定に保てばよい。それには、
座標変換に用いる位相φをＴｃ期間内で一定値に固定す
ればよい。すなわち、φの値をＴｃ期間を代表する値
φ’に固定し、時間的に変化しないようにする。ただ
し、ｖｄ*、ｖｑ*の変化ならびにω１の過渡変化には、
Ｔｓの周期で対応できるようにしておけば、応答の遅れ
が生じることはない。

【００１５】図９は、図７（ａ）の一つのＴｃ期間を拡
大した図である。現時刻をｔ、その時の位相をφとす
る。Ｔｃ期間の開始時刻ｔ０と、終了時刻ｔ１に対応す
る位相をφ０、φ１とすると、

【数４】となる。Ｔｃ期間を代表する位相角としては、位相の進
みや遅れを生じさせないことを考えれば、Ｔｃの中心に
相当する位相とするのが望ましい。すなわち、

【数５】となる。φ’は、ｔ＜ｔ０＋Ｔｃ／２であれば、未来の
位相角であり、また、ｔ＞ｔ０＋Ｔｃ／２であれば過去
の位相角となる。しかし、何れの場合も、現時点でのφ
ならびにω１に基いて（数５）に従ってφ’の計算を行
う。例えば、φ’が過去の値であるからといって、メモ
リー内に過去のφ’を記憶しておくようなことはしな
い。あくまでも、現時点でのφ、ω１に基いて推定計算
するため、ω１の急変等の過渡時においても、高速応答
が可能になる。

【００１６】図１０に、本実施形態の図８に対応する指
令値補償のフローチャートを示す。Ｎｓ信号（図３
（ｂ））の値と現在の時刻ｔ（図６）の値から、Ｔｃ期
間の初期値ｔ０のみを演算する。Ｎｓ＝３の場合は、演
算遅れが１サンプル（Ｔｓ）あることを考慮すると、ｔ
０は次のＴｃ期間の開始時刻が基準となる。ｔ０を求め
た後、（数５）に従ってφ’を計算し、その後φ’の位
相で（数３）によりｖｄ*、ｖｑ*を三相交流指令ｖｕ、
ｖｖ、ｖｗに座標変換する。本実施形態による指令値補
償を行うと、座標変換は従来通りの１回で済み、変換位
相φ’の演算が増えるのみである。このため、マイコン
の演算処理時間を増加することなく、ビート成分の抑制
が可能となる。

【００１７】本実施形態では、座標変換位相φ’をＴｃ
期間の中間における位相角（φ’＝φ０＋ω１Ｔｃ／
２）としたが、例えば、制御系全体に遅れ、あるいは進
みが存在し、それらを補償したい場合には、φ’＝φ
０、あるいはφ’＝φ１のように任意の位相に固定する
ことも可能である。ビート抑制のみを考えた場合、Ｔｃ
期間の座標変換位相を固定することが重要なポイントで
あるため、その意味においてはφ’は任意の値でよい。
また、本実施形態では、Ｔｃ／Ｔｓ＝４の場合の例を説
明したが、Ｔｃ＞Ｔｓであれば、全く同様の原理に基い
て適用可能である。例えば、制御回路にアナログ演算器
を用いた場合、Ｔｓはほぼ零とみなすことができる。こ
の場合、Ｔｃ／Ｔｓ＝∞となるが、Ｔｃ期間の中間に相
当する位相φ’は、Ｔｓに無関係に定義できるので、こ
のφ’を用いて座標変換を行うことにより、全く同様の
効果が得られる。

【００１８】次に、Ｔｃ期間の定義と、本発明の補償方
法の関係について簡単に説明する。図１１（ａ）は、本
発明による補償を行う前の三角波キャリアと指令値ｖ*
の波形を示したもの（図７（ａ）と全く同じもの）であ
る。Ｔｃ期間の定義を、パルスの立ち上がりあるいは立
ち下がり時刻の一方を決める周期とすると、これまで本
発明として説明してきた通りに、図１１（ｂ）のような
補償波形ｖが得られる。この図では、点Ｐ１、Ｐ３、Ｐ
５においてパルスが立ち上がり、点Ｐ２、Ｐ４において
パルスが立ち下がるように動作する。Ｔｃ期間は、三角
波キャリアの半周期（三角波のピークから次のピークま
での期間）に相当する。次に、Ｔｃ期間の定義を、パル
スの立ち上がりと立ち下がり時刻の両方を決定する期間
とすると、Ｔｃ期間は、図１１（ｃ）のようになる。こ
の場合は、Ｔｃ期間を三角波キャリアの正のピークから
次の正のピークまで（一周期）と定義したことになる。
このＴｃ期間を補償期間として本発明を適用すると、補
償後の指令値は同図のｖのようになる。指令値を一定に
するという意味においては、図１１（ｃ）の場合でも目
的は達成されているため、ビートの抑制効果は維持さ
れ、前述の場合と同様の効果が得られる。しかし、図１
１（ｂ）のｖと、同図（ｃ）のｖを比較すると、ｖに含
まれる高調波に大きな差が生じている。図１１（ｃ）の
ｖに含まれる高調波成分は、同図（ｂ）に比べ多いた
め、結果的にはＰＷＭパルス波に高調波成分が多く含ま
れることになる。この条件で電動機を駆動した場合、ビ
ートによるトルク脈動は抑制されるが、それに代って、
低次高調波によるトルク脈動が増加することになる。同
様に、図１１（ｄ）のようにＴｃ期間を定義しても、ビ
ートに関しては、ある程度の抑制効果が得られるが、低
次高調波はやはり増加する。ＰＷＭ制御の基本的な考え
方（指令値の大きさを幅に変換するという考え方）か
ら、ＰＷＭの基本単位は図１１（ａ）（ｂ）のＴｃ期間
であると、みなすことができる。よって、この単位で本
発明による図１１（ｂ）のように補償を行うのが、ビー
ト抑制、低次高調波抑制の意味において、最も効果的で
ある。しかし、ビートの抑制のみを考えた場合には、図
１１（ｃ）、（ｄ）のようなＴｃ期間の取り方でも効果
が得られる。

【００１９】以上、本発明の実施形態について説明し
た。本実施形態では、インバータ４がフルブリッジの２
レベルインバータであったが、本発明の特徴である指令
値補償は、３レベルインバータあるいはＰＷＭ制御され
る電流形インバータ等のタイプのインバータに対しても
適用可能である。また、その他のＰＷＭ制御方式（例え
ば、空間ベクトル法等）に対しても、Ｔｃ期間に相当す
るＰＷＭパルスを作成する最小単位毎に、本発明の補償
をかけることにより、全く同様の効果が得られる。ま
た、本発明の実施形態として、誘導電動機のベクトル制
御を用いた速度制御系について述べたが、本発明は、誘
導電動機に加える電圧の指令値補償方法に特徴があるた
め、例えば、Ｖ／Ｆ制御や、センサレスベクトル制御な
どによる速度制御系に対しても適用可能である。また、
誘導電動機に限らず、同期電動機においても全く問題な
く適用可能である。以上、本発明の実施形態として、誘
導機駆動インバータシステムについて述べたが、インバ
ータと交流電動機を使用するシステムとしては、電気自
動車、電気車、圧延機駆動用インバータ、エレベータ等
があり、同様に本発明の適用が可能である。

【００２０】

【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
キャリア周波数が指令値の周波数の数倍程度の条件で、
かつ、非同期ＰＷＭでインバータ等の電力変換器を制御
した場合においても、ビート現象を抑制でき、かつ、高
速応答が可能なＰＷＭ制御を行うことができる。また、
非同期ＰＷＭ制御によって生じるビート現象を抑制し、
高速応答が可能なＰＷＭ制御を行うことによって、電動
機の制御性能を劣化することなく、高応答な電動機制御
システムを実現することができる。また、本発明による
指令値補償を行うと、座標変換は従来通りの１回で済
み、変換位相φ’の演算が増えるのみであるので、マイ
コンの演算処理時間を増加することなく、ビート成分の
抑制が可能となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施形態を示すＰＷＭ制御装置

【図２】本発明によるＰＷＭ制御装置のハード構成

【図３】本発明によるＰＷＭ発生器の動作波形の説明図

【図４】本発明による速度制御のブロック構成図

【図５】本発明による速度制御のフローチャート

【図６】本発明による電流制御のフローチャート

【図７】本発明ならび従来方式における三角波キャリア
と電圧指令値の波形図

【図８】本発明による電圧指令補償器のブロック構成図

【図９】本発明に係わる三角波キャリア、電圧指令値の
波形図

【図１０】本発明による指令値補償のフローチャート

【図１１】本発明における三角波キャリアと電圧指令値
の波形図

【符号の説明】

１…速度制御器（マイコン１）、２…電流制御器（マイ
コン２）、３…ＰＷＭ発生器、４…インバータ、５…誘
導電動機、６…電流検出器、７…速度検出器、２１…座
標変換器、２２…積分器、２３…ＰＩ制御器、２４…指
令値補償器、３１…比較器、３２…三角波発生器、２４
１…変換位相演算器、２４２…座標逆変換器

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】交流電力を入力あるいは出力する電力変
換器と、制御演算周期をＴｓとし、該周期Ｔｓ毎に前記
電力変換器に対する指令値を直流量で与える指令値発生
器と、前記直流量の指令値を交流量の指令値に座標変換
する座標変換器と、該座標変換器に対して交流の変換位
相φを与える位相発生器と、前記交流量の指令値に基い
て前記周期Ｔｓよりも長い周期である周期Ｔｃ毎に、パ
ルスの立ち上がり時刻あるいは立ち下がり時刻の少なく
とも一方を決定し、ＰＷＭ（パルス幅変調）波形を発生
するＰＷＭ発生器と、該ＰＷＭ波形により前記電力変換
器を制御するＰＷＭ制御装置であって、前記位相発生器
の出力する変換位相φに対して、前記期間Ｔｃ内におい
て変換位相φが一定値の位相φ’になるように補償する
変換位相演算器を備えることを特徴としたＰＷＭ制御装
置。
【請求項２】交流電力を入力あるいは出力する電力変
換器と、制御演算周期をＴｓとし、該周期Ｔｓ毎に前記
電力変換器に対する指令値を直流量で与える指令値発生
器と、前記直流量の指令値を交流量の指令値に座標変換
する座標変換器と、該座標変換器に対して交流の変換位
相φを与える位相発生器と、前記交流量の指令値と前記
周期Ｔｓよりも長い周期である周期Ｔｃを半周期とする
三角波キャリアとを比較して、ＰＷＭ（パルス幅変調）
波形を発生するＰＷＭ発生器と、該ＰＷＭ波形により前
記電力変換器を制御するＰＷＭ制御装置であって、前記
位相発生器の出力する変換位相φに対して、前記期間Ｔ
ｃ内において変換位相φが一定値の位相φ’になるよう
に補償する変換位相演算器を備えることを特徴としたＰ
ＷＭ制御装置。
【請求項３】請求項１または請求項２において、前記
変換位相演算器は、前記一定値の位相φ’が前記期間Ｔ
ｃの中間時刻に相当する位相φになるように演算を行う
ことを特徴としたＰＷＭ制御装置。
【請求項４】請求項１から請求項３のいずれかにおい
て、前記変換位相演算器は、現時刻ｔにおける前記位相
φの値と、前記交流指令の角周波数ω１に基いて、前記
期間Ｔｃの中間時刻に相当する一定値の位相φ’を推定
演算することを特徴としたＰＷＭ制御装置。
【請求項５】インバータに接続された交流電動機と、
該交流電動機の回転速度を検出する速度検出器と、該速
度検出器により検出された回転速度と、前記交流電動機
の速度指令とを比較し、前記交流電動機の電流指令を演
算する速度制御器と、前記交流電動機の電動機電流を検
出する電流検出器と、該電流検出器によって検出された
電流値を直流量に変換する座標変換器と、該直流量に変
換された電流値と前記電流指令値とを比較し、前記交流
電動機に加える電圧指令を直流量として演算する指令値
発生器とを有し、該直流量の指令値に基いて前記インバ
ータをＰＷＭ制御する交流電動機駆動システムにおい
て、前記インバータをＰＷＭ制御するに当って、請求項
１から請求項４のいずれかに記載したＰＷＭ制御装置を
用いることを特徴としたＰＷＭ制御装置。