JP4539192B2 - 交流電動機の制御装置 - Google Patents

Description

本発明は交流電動機の制御装置に関し、特に矩形波電圧駆動でインバータを制御する制御装置に関する。

従来における交流電動機の制御装置としては下記特許文献１に記載のものがある。
このような交流電動機の制御方法で、電動機に電流を供給するインバータを制御する方式として、ＰＷＭ電圧駆動方式では出力電圧が制限を受ける動作領域等において用いられる矩形波電圧駆動方式がある。特許文献１に記載の矩形波電圧駆動方式においては、一定間隔のクロックで動作するタイマカウンタを使用し、カウント値が目標値に達する毎に電圧スイッチングパターン（以下、電圧ＳＷパターンと略記）を切り替えて出力している。電圧ＳＷパターンの開始から終わりまでの位相差目標値は、電圧ＳＷパターン一区間の開始から終わりまでの理想的な基準位相差を求め、目標トルクと推定トルクの偏差に基づく位相誤差により基準位相差を補正して求めている。そしてカウンタ目標値は、位相差目標値を時間換算した値に従って決めており、電気角θを求める位置検出器を不要としている。

特開２００２−３５９９９６号公報

上記のように、従来例においては、位相差基準値をトルク偏差に基づく位相誤差で補正することによって位相差目標値を算出するという構成になっていたため、トルク推定を行わず、レゾルバ等の位置検出器の検出量に基づいて位相差目標値を決めるような制御を行う場合には、位置検出器の検出誤差によって電圧ＳＷタイミングにズレが生じ、電流にオフセットが発生する場合がある、という問題があった。
本発明は上記の問題を解決するためになされたものであり、矩形波電圧駆動制御において、位置検出器の検出誤差に起因する電圧ＳＷタイミングのズレを減少させ、電流のオフセットを抑制した交流電動機の制御装置を提供することを目的とする。

上記の目的を達成するため、本発明においては、位置検出器で検出した電気角θを用いて電気角速度ωを算出し、一つの電圧ＳＷパターンの開始から終わりまでの基準位相差を電気角速度ωで除算することにより基準位相差時間ｔ’に換算し、次回の制御演算時の電圧ＳＷパターン切り替えの電気角目標値θsw^＊と次回の制御演算時における電気角予測値θnextとの位相誤差（θsw^＊−θnext）を電気角速度ωで除算することにより位相誤差時間△ｔに換算し、この位相誤差時間に０より大で１以下の範囲の係数Ｋを乗じた値で前記基準位相差時間を補正し、補正後の値に応じてキャリア周期を設定するように構成している。

係数Ｋの値を適宜設定することにより、位置検出器の誤差が電圧ＳＷパターン切り替えタイミングの誤差として現われる量を少なく出来るので、位置検出器の誤差による電圧ＳＷパターンの切り替えタイミングのズレを減少させ、電流のオフセットを抑制できる、という効果がある。

図１は、この発明を適用する交流電動機の制御装置の構成を示す一実施例のブロック図である。
図１において、電圧位相生成手段１では、外部から入力されるトルク指令値Ｔ^＊および現在の回転速度ωを指標としてテーブル参照により求めた電圧位相目標値α^＊を出力する。具体的には、例えば制御の対象となる電動機の評価試験等において、トルク指令値Ｔ^＊と回転速度ωとに対する電圧位相目標値α^＊の値をテーブルデータとして求めておくことにより、そのときのトルク指令値Ｔ^＊と回転速度ωに対応した電圧位相目標値α^＊の値をテーブル参照によって求めることができる。

制御手段２は、矩形波制御手段２−１とＰＷＭ制御手段２−２からなる。本発明は矩形波電圧駆動に関するものなので、以下、矩形波制御手段２−１について主として説明し、ＰＷＭ制御手段２−２については必要のある個所のみを説明する。

矩形波制御手段２−１は、電圧位相生成手段１から出力された電圧位相目標値α^＊と、位置検出器６（例えばレゾルバ）で検出された電動機５の電気角θと、電気角θを入力とする速度演算手段７で求めた電気角速度ω（回転速度）とを入力し、オン／オフ信号の駆動信号Ｐを演算して出力する（詳細後述）。この駆動信号Ｐでインバータ３を制御し、インバータ３から振幅が電源電圧Ｖdcか０（または＋Ｖdc／２か−Ｖdc／２）の３相の矩形波電圧Ｖu、Ｖv、、Ｖwを出力し、それによって３相の電動機５を駆動する。

上記の電圧位相生成手段１および制御手段２はコンピュータ等で構成され、所定周期で繰り返し演算を行って駆動信号Ｐを演算する。
上記の駆動信号Ｐはオン／オフ信号であり、インバータ３の出力は駆動信号Ｐに同期して出力される。つまり、駆動信号Ｐのオン／オフの切り替わるタイミングがそのまま矩形波電圧の切り替わるタイミングとなる（厳密にはオンとオフが逆になることもある）。そして矩形波電圧駆動では、印加する電圧振幅は電源電圧Ｖdcか０（＋Ｖdc／２か−Ｖdc／２）であって振幅を制御できないので、電圧位相を電圧位相目標値α^＊に追従させるように制御することにより、与えられたトルク指令値Ｔ^＊を実現するように電動機５のトルク制御を行う。つまりトルクと電圧位相には相関があるので、電圧位相を制御することによってトルクを制御することが出来る。この電圧位相を制御するには後述する電圧ＳＷパターンを切り替えることによって行う。

なお、制御手段２におけるＰＷＭ制御手段２−２は、ＰＷＭ電圧駆動を行う領域では、電流センサ４で検出した検出電流Ｉu、Ｉvを用いて一般的なトルク制御演算を行い、インバータ３をＰＷＭ信号で制御し、電動機５の各相に与える電圧値を変えてトルク制御を行う。上記のＰＷＭ制御における一般的なトルク制御演算とは、例えば、入力したトルク指令値と電動機５の回転角度とに基づいてｄ軸電流指令値とｑ軸電流指令値を算出し、ｄ軸電流指令値と実際のｄ軸電流値との偏差に基づき比例積分演算を行ってｄ軸電圧指令値を演算し、同様にｑ軸電流指令値と実際のｑ軸電流値との偏差に基づいてｑ軸電圧指令値を演算する。なお、実際のｄ軸電流値とｑ軸電流値は、検出電流Ｉu、Ｉv（ＩwはＩuとＩvから算出可能）から３相２相変換を行って求める。そしてｄ軸電圧指令値とｑ軸電圧指令値を２相３相変換し、３相電圧指令値を演算する。この３相電圧指令値からＰＷＭ信号のデューティ指令値を演算し、このデューティ指令値と所定のキャリア信号（三角波や鋸歯状波など）とを比較することにより、駆動信号Ｐを求めるものである。

本発明で用いる矩形波電圧駆動を行う場合には、上記キャリア信号と比較するデューティ指令値のデューティ比を０［％］か１００［％］のどちらかにセットすることにより矩形波（Ｖdcか０の２値）の駆動信号Ｐを生成することが出来る。なお、一般に、矩形波電圧駆動は、高電圧が必要な弱め界磁領域で用いられ、その他の領域ではＰＷＭ制御が用いられる。

また、矩形波制御手段２−１において、電圧位相を電圧位相目標値α^＊に追従させるように制御するには、電圧ＳＷパターン（詳細後述）を電圧位相目標値α^＊に応じて決まるタイミングで切り替えることによって行う。
電圧ＳＷパターンやキャリア周期の設定はキャリア信号の三角波や鋸歯状波の谷で有効になり、同時に制御演算を開始するための割り込みが発生する。そして電圧ＳＷパターン切り替えタイミングが適切になるように、キャリア周期を変更して矩形波のパターン（電圧ＳＷパターン）が切り替わるタイミングを調整している。つまり、矩形波を作るためのキャリア信号（例えば三角波）の周期を、電圧ＳＷパターンの切り替わり時点とキャリア信号の谷（割り込み演算開始時）とが一致するように制御することにより、電圧位相を電圧位相目標値α^＊に追従させるように制御している。

（実施例）
以下、実施例におけるキャリア周期の設定方法について詳細に説明する。
図２は、キャリア周期の設定方法を示す信号波形図である。
図２においては、キャリア信号（三角波）の谷（時点ｔ_０やｔ_１）において制御演算の割り込みが行われると共に、電圧ＳＷパターンが切り替えられている。電圧ＳＷパターンは、Ｕ、Ｖ、Ｗの三相各相に与える電圧のパターン、つまり三相の何れを“１”つまりＶdcにし、何れを“０”にするかのパターンであり、例えば時点ｔ_０〜ｔ_１においては「Ｖｕ＝１（Ｖdc）、Ｖｖ＝０、Ｖｗ＝０」になっている。

時点ｔ_０で行われる制御演算１では、次の電圧ＳＷパターン一区間のキャリア周期Ｔnextを、制御演算１開始時の電気角θと電気角速度ω、現在のキャリア周期Ｔnowを用いて、以下のように算出する。

まず、（数１）に示すように、一つの電圧ＳＷパターンの、開始から終わりまでの基準位相差π／３［ｒａｄ］を電気角速度ωで除算することにより時間ｔ’（基準位相差時間）に換算する。
ｔ’＝π／３ω …（数１）
次に、（数２）式に示すように、次の電圧ＳＷパターン切り替え時の電気角予測値θnextを算出する。
θnext＝θ＋ωＴnow …（数２）
なお、現在のキャリア周期Ｔnowは一つ前の制御演算において算出された次の電気角予測値θnextに相当する。

次回の電圧ＳＷパターン切り替えの電気角目標値θsw^＊は、電気角θと、電圧位相目標値α^＊と、電動機に入力すべき電圧のＳＷパターンとの関係を示す図３に基づき、θsw0^＊〜θsw5^＊の内からθnextと最も近い電気角を選択し、また、現在の回転方向から次の電圧ＳＷパターン切り替え以降に出力する電圧ＳＷパターンを判定する。例えば、図３において、θnextが（２π／３)−α^＊に最も近い値であった場合は、次回の電圧ＳＷパターン切り替えの電気角目標値θsw^＊としてθsw2^＊を選択し、次回の電圧ＳＷパターンは「Ｖu＝−Ｖdc／２、Ｖv＝−Ｖdc／２、Ｖw＝＋Ｖdc／２」のパターンとなる。

なお、図３においては、各電圧ＳＷパターンが０を中心とした＋Ｖdc／２と−Ｖdc／２の２値の矩形波なっている。これは電動機の３相巻線をＹ接続した場合には、電源電圧Ｖdc端子と接地端子との間に、Ｕ、Ｖ、Ｗの３相のうちの何れか２相の巻線が直列に接続された回路が接続されることになるので、中性点を０とすれば、Ｖdc端子側に接続された相に＋Ｖdc／２、接地端子側に接続された相に−Ｖdc／２が印加されたものと表示することが出来ることによる。したがって前記図２に示したように、＋Ｖdc／２を“１”（Ｖdc）、−Ｖdc／２を“０”で表してもよい。

上記のように、次の電圧ＳＷパターン切り替えの電気角目標値θsw^＊を、θsw0^＊〜θsw5^＊から電気角予測値θnextが最も近いものを選択して求め、θnextとθsw^＊の差分を位相誤差とし、下記（数３）式に示すように、上記位相誤差（θsw^＊−θnext）を電気角速度ωで除算することにより時間△ｔ（位相誤差時間）に換算する。
△ｔ＝（θsw^＊−θnext）／ω …（数３）
次に、下記（数４）式、（数５）式に示すように、前記の基準位相差π／３を時間に換算したｔ’を、上記の△ｔに係数Ｋ（０より大で１以下の範囲の値）を乗じた値で補正して時間ｔとし、これを次回のキャリア周期Ｔnextとする。
ｔ＝ｔ’＋Ｋ・△ｔ …（数４）
Ｔnext＝ｔ …（数５）
また、次回の電圧ＳＷパターンは、次の電圧ＳＷパターン切り替えの電気角目標値θsw^＊と回転方向から、図３に基づいて選択する。

上記のように位相誤差（θsw^＊−θnext）を時間に換算した△ｔだけ補正してやれば、次回の電圧ＳＷパターン切り替えタイミングをキャリア信号の谷に一致させるように制御することが出来る。したがって上記（数４）式の係数Ｋは、原理的にはＫ＝１にすればよい。しかし、上記のように位相誤差時間△ｔはレゾルバ等の位置検出器で検出した電気角θに基づいており、かつ前記のように位置検出器の検出値には誤差が含まれている。そのため△ｔも位置検出器の誤差を含んだ値であり、Ｋ＝１として一度に△ｔ分の補正を行うと、かえって電圧ＳＷパターン切り替えタイミングがずれてしまうおそれがある。そのため、係数Ｋの値を０より大で１以下（実際上は１より小）の範囲でなるべく小さな値（例えば０.１）に設定し、複数回の演算で順次、位相誤差を補正した方が制御成績が向上する。

以下、上記の問題について説明する。
図４は、位置検出器の誤差とそれによる電圧ＳＷパターンのずれの一例を示した図であり、（ａ）は位置検出器の誤差特性を示す図、（ｂ）は基準となる目標電圧波形図、（ｃ）はＫ＝１の場合の実電圧波形図、（ｄ）はＫ＝０.１の場合の実電圧波形図である。

図４（ａ）に示すように、位置検出器（例えばレゾルバ）では、破線１で示した実際の電気角θに対して、実線２で示した検出電気角は電気角周期とほぼ同じ周期の正弦波状の誤差を有している。
位置検出器で検出した電気角θがこのような誤差を含む場合には、図４（ｂ）の目標電圧波形３に示すように、電気角が０［ｒａｄ］とπ［ｒａｄ］の時に電圧ＳＷパターンを切り替えるように制御したい場合に、前記の係数をＫ＝１として一度に△ｔ分の補正を行うと、位置検出器の検出誤差△θ_１、△θ_２の分がそのまま切り替えタイミングの誤差として現われるので、図４（ｃ）の実電圧波形４に示すように、検出誤差△θ_１、△θ_２だけ電圧ＳＷパターン切替え電気角がずれてしまう。

これに対して、Ｋ＝０.１とした場合には、検出誤差△θ_１、△θ_２の１／１０だけ電圧ＳＷパターン切替え電気角がずれるので、図４（ｄ）の実電圧波形５に示すように、検出誤差△θ_１、△θ_２による電圧ＳＷパターン切替え電気角のずれは小さくなる。

図４（ｃ）、（ｄ）に示すように、電圧ＳＷパターンにおける電圧のＯＮ区間とＯＦＦ区間の長さの不平衡が大きいほど、電流オフセットが大きくなるので、Ｋをできるだけ小さくすることで、電圧のＯＮの区間とＯＦＦの区間の長さの不平衡を抑制し、電流オフセットを減少させることができる。ただし、係数Ｋを小さくすると、電圧ＳＷパターン切替え電気角のずれを補正するまでの演算回数は大きくなる。例えばＫ＝０.１とした場合、定常状態であれば１回の制御演算で補正できるずれは１／１０なので、全部のずれを補正するのに１０回の制御演算が必要である。したがって位置検出器の検出誤差との均衡を考慮して０＜Ｋ≦１の範囲で最適な値（例えば０.１程度）に設定する。なお、Ｋの値を小さくした場合には、急加減速時のような過渡状態においては十分な補正を行うことは困難であるが、急加減速時においては電圧ＳＷパターン切替え電気角のずれが生じるのは或る程度やむを得ないので、定常状態における制御の安定性との兼ね合いで定める。

本発明を適用する交流電動機の制御装置の構成を示す一実施例のブロック図。 実施例１におけるキャリア周期の設定方法を説明するための信号波形図。 電動機に入力すべき電圧のＳＷパターンを示す図。 位置検出器の誤差とそれによる電圧ＳＷパターンのずれの一例を示した図。

符号の説明

１…電圧位相生成手段 ２…制御手段
２−１…矩形波制御手段 ２−２…ＰＷＭ制御手段
３…インバータ ４…電流センサ
５…電動機 ６…位置検出器
７…速度演算手段

Claims (1)

1. インバータの電圧スイッチングパターンを切り替えて電動機巻線の各相に電圧を印加する矩形波電圧駆動を行う交流電動機の制御装置において、
   外部から与えられたトルク指令値と現在の回転速度とに応じた電圧位相目標値を出力する電圧位相生成手段と、
   電動機の電気角を検出する位置検出器と、
   前記電圧位相目標値と、前記電動機の電気角と、前記電動機の電気角速度から前記電動機を駆動する矩形波の駆動信号を演算する矩形波制御手段と、
   前記矩形波の駆動信号に応じた矩形波電圧を前記電動機巻線の各相に印加して前記電動機を駆動するインバータと、を備え、
   前記矩形波制御手段は、キャリア信号の谷の位置毎に制御演算を開始するための割り込みを繰り返し発生すると共に前記電圧スイッチングパターンの設定と前記キャリア信号のキャリア周期の設定とを行い、
   かつ、前記位置検出器で検出した電気角から電気角速度を算出し、一つのインバータの電圧スイッチングパターンの開始から終わりまでの基準位相差を電気角速度で除算することにより基準位相差時間に換算し、次回の制御演算時の電圧スイッチングパターン切り替えの電気角目標値と次回の制御演算時における電気角予測値との位相誤差を電気角速度で除算することにより位相誤差時間に換算し、この位相誤差時間に０より大で１以下の範囲の係数を乗じた値で前記基準位相差時間を補正し、補正後の値に応じて次回のキャリア周期を設定するように構成したことを特徴とする交流電動機の制御装置。

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