WO2023037589A1 - インバータ制御装置 - Google Patents

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WO2023037589A1
WO2023037589A1 PCT/JP2022/009262 JP2022009262W WO2023037589A1 WO 2023037589 A1 WO2023037589 A1 WO 2023037589A1 JP 2022009262 W JP2022009262 W JP 2022009262W WO 2023037589 A1 WO2023037589 A1 WO 2023037589A1
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WO
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motor
pwm pulse
pulse signal
rotational position
timing
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PCT/JP2022/009262
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English (en)
French (fr)
Inventor
卓弥 根本
俊幸 安島
Original Assignee
日立Astemo株式会社
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Publication date
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/539—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters with automatic control of output wave form or frequency
    • H02M7/5395—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters with automatic control of output wave form or frequency by pulse-width modulation
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
    • H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters
    • H02P27/08—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation
    • H02P27/085—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation wherein the PWM mode is adapted on the running conditions of the motor, e.g. the switching frequency

Definitions

  • the present invention relates to an inverter control device.
  • Inverter control devices that control the driving of inverters by PWM (Pulse Width Modulation) control to drive motors are widely used.
  • PWM Pulse Width Modulation
  • the output voltage command of the inverter is operated in an overmodulation mode (overmodulation region) in which the maximum output level (sine wave) of the inverter is exceeded, and the output voltage is further increased. Therefore, there is known a technique of operating in a one-pulse mode (one-pulse region) in which PWM pulse trains are connected to form one pulse.
  • Patent Document 1 The technique of Patent Document 1 is known for reducing the current ripple in the overmodulation region.
  • a voltage adjustment pulse is generated at a timing corresponding to a predetermined harmonic order on the upper side of the trapezoidal wave by arithmetic processing using a microcomputer.
  • An inverter device is described that varies the pulse width of a PWM pulse by generating it.
  • an object of the present invention to provide an inverter control device capable of achieving both low noise/low vibration and high rotation of a motor.
  • An inverter control device includes a PWM pulse generation unit that generates a PWM pulse signal for controlling an inverter that outputs an alternating current to a motor at each predetermined control cycle, and the PWM pulse generation unit: and a pulse edge correction unit that corrects the PWM pulse signal by correcting the timing of the pulse edge of the generated PWM pulse signal for each control cycle, wherein the pulse edge correction unit is configured to correct the pulse edge of the motor.
  • the PWM pulse signal is corrected to advance the pulse edge timing, and when the angular acceleration of the motor has a negative value, the pulse edge timing is delayed. Correct the PWM pulse signal.
  • An inverter control device includes a PWM pulse generation unit for generating a PWM pulse signal for controlling an inverter that outputs an alternating current to a motor at each predetermined control cycle; and a rotational position correction unit that corrects the rotational position of the motor detected by the rotational position detection unit based on the angular acceleration of the motor, wherein the PWM pulse generation unit comprises: The PWM pulse signal is generated based on the rotational position of the motor corrected by the rotational position correction unit.
  • an inverter control device capable of achieving both low noise/low vibration and high speed rotation of a motor.
  • FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of a motor drive system having an inverter control device according to a first embodiment of the present invention
  • FIG. FIG. 4 is a diagram showing the relationship between a control period and PWM pulse generation timing
  • FIG. 4 is an explanatory diagram of the principle of error generation in the rotational position of a motor
  • FIG. 4 is a diagram showing how the waveform of a PWM pulse signal changes before and after correction
  • 4 is a flowchart of PWM pulse signal correction processing according to the first embodiment of the present invention.
  • 9 is a flowchart of PWM pulse signal correction processing according to the second embodiment of the present invention.
  • FIG. 11 is a flowchart of PWM pulse signal correction processing according to the third embodiment of the present invention.
  • FIG. 11 is a flowchart of PWM pulse signal correction processing according to the fourth embodiment of the present invention.
  • FIG. 11 The block diagram which shows the structure of the motor drive system which has the inverter control apparatus which concerns on the 5th Embodiment of this invention.
  • FIG. 11 is a flowchart of motor rotation position correction processing according to a fifth embodiment of the present invention.
  • the present invention is an inverter control device that controls an inverter by PWM control, and when performing PWM pulse control according to a modulation method (sine wave modulation, two-phase modulation, trapezoidal wave modulation, etc.), the future of the motor
  • the present invention provides an inverter control device that achieves both low noise/low vibration and high rotational speed of a motor by correcting PWM pulse edges based on phase estimation results.
  • FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of a motor drive system 1 having an inverter control device 100 according to the first embodiment of the invention.
  • a motor drive system 1 is connected to a battery 2 and has an inverter 10 , an inverter control device 100 and a motor 3 .
  • the battery 2 is a DC voltage source for the inverter 10 .
  • the DC voltage DCV of the battery 2 is converted by the inverter 10 into a three-phase AC voltage of variable voltage and variable frequency, and applied to the motor 3 .
  • the motor 3 is a synchronous motor that is rotationally driven by the supply of a three-phase AC voltage.
  • a rotational position sensor 4 is attached to the motor 3 in order to control the phase of the three-phase AC voltage applied to the motor 3 from the inverter 10 in accordance with the phase of the induced voltage of the motor 3 .
  • the rotational position sensor 4 for example, a resolver or the like composed of an iron core and windings can be used.
  • the rotational position sensor 4 may be configured using a GMR sensor or Hall element.
  • Inverter control device 100 includes functional blocks of current control section 110, modulated wave calculation section 120, current detection section 130, rotational position detection section 140, PWM pulse generation section 150, pulse edge correction section 160, and drive signal generation section 170. have.
  • the inverter control device 100 is configured by, for example, a microcomputer, and can realize these functional blocks by executing a predetermined program in the microcomputer. Alternatively, some or all of these functional blocks may be implemented using hardware circuits such as logic ICs and FPGAs.
  • the rotational position detector 140 detects the rotational position ⁇ p of the rotor in the motor 3 based on the output signal of the rotational position sensor 4 .
  • the current detection unit 130 acquires three-phase current detection values (Iu, Iv, Iw) flowing through the motor 3 from the current sensor Ict, and detects these currents based on the rotational position ⁇ p detected by the rotational position detection unit 140.
  • dq-axis current detection values (Id, Iq) are obtained by converting the values into 3-phase/2-phase.
  • the inverter control device 100 has a current control function for controlling the output of the motor 3.
  • the current control unit 110 adjusts the current detection values (Id, Iq) detected by the current detection unit 130 so that the current command values (Id*, Iq*) input from a higher-level controller (not shown) match. , to output voltage commands (Vd*, Vq*).
  • Modulated wave calculator 120 uses rotational position ⁇ p to convert the voltage commands (Vd*, Vq*) obtained by current controller 110 into two-phase/three-phase voltage commands Vu*, Vv *, Vw* (U-phase voltage command value Vu*, V-phase voltage command value Vv* and W-phase voltage command value Vw*) are calculated. Then, the modulated signal Dv representing the obtained three-phase voltage commands Vu*, Vv*, Vw* is output to the PWM pulse generator 150 . At this time, by selecting a modulation method other than sine wave modulation, the three-phase voltage commands Vu*, Vv* and Vw* may be generated.
  • modulated wave calculation unit 120 calculates modulation factor MF of the output voltage of inverter 10 based on the DC voltage DCV of battery 2 and the voltage commands (Vd*, Vq*) obtained by current control unit 110. , may be output to the PWM pulse generator 150 in place of the modulated signal Dv. Furthermore, both modulation signal Dv and modulation factor MF may be calculated and output to PWM pulse generation section 150 . That is, modulated wave computing section 120 can compute at least one of modulated signal Dv and modulation factor MF and output it to PWM pulse generating section 150 .
  • PWM pulse generator 150 performs three-phase pulse width modulation (PWM) based on modulated signal Dv or modulation factor MF obtained by modulated wave calculator 120, and generates a PWM pulse signal for controlling inverter 10.
  • PWM pulse signal P is obtained by comparing the carrier wave periodically changing at the carrier frequency fc and the modulation signal Dv, and determining the position (phase) of each pulse edge by a well-known method based on the comparison result. can be generated.
  • the carrier frequency fc may be constant, or may be varied according to the rotation speed (number of rotations) of the motor 3 .
  • the PWM pulse signal P may be generated by directly calculating the position of each pulse edge based on the modulation factor MF without using the carrier wave or the modulation signal Dv.
  • the PWM pulse signal P may be generated by another method. In any method, if the PWM pulse signal P for controlling the inverter 10 can be generated in accordance with the voltage command (Vd*, Vq*) at each predetermined control period, the PWM pulse generator 150 , the PWM pulse signal P can be generated by any method.
  • the pulse edge correction section 160 corrects the PWM pulse signal P generated by the PWM pulse generation section 150 and outputs the corrected PWM pulse signal Pr to the drive signal generation section 170 .
  • the pulse edge correction unit 160 corrects the timing of each pulse edge in the PWM pulse signal P based on the carrier frequency fc and the rotational position ⁇ p for each control cycle in which the PWM pulse generation unit 150 generates the PWM pulse signal P. , the PWM pulse signal P is corrected.
  • the details of the correction method of the PWM pulse signal P by the pulse edge correction unit 160 will be described later.
  • the drive signal generator 170 converts the PWM pulse signal Pr corrected by the pulse edge corrector 160 into a drive signal DR, and outputs the drive signal DR to the inverter 10 .
  • Inverter 10 has a plurality of semiconductor switch elements corresponding to each phase of the three-phase AC voltage, and each semiconductor switch element is on/off controlled by drive signal DR. Thus, the output voltage of inverter 10 is adjusted according to the control of inverter control device 100 .
  • the configuration example of the motor drive system 1 in the case of controlling the current of the motor 3 in accordance with the current command from the host controller has been described above with reference to FIG. is applicable.
  • the motor rotational speed ⁇ r is calculated from the time change of the rotational position ⁇ p, and a voltage command or current command is created so as to match the speed command from the host controller.
  • current commands (Id*, Iq*) are created using a relational expression or map between motor currents (Id, Iq) and motor torque.
  • the PWM pulse generator 150 generates the PWM pulse signal P for each predetermined control period. At this time, considering the delay time from when the current detection values (Iu, Iv, Iw) are acquired by the current detection unit 130 until each semiconductor switch element of the inverter 10 is driven according to the PWM pulse signal P, , determine the position (phase) of each pulse edge in the PWM pulse signal P.
  • FIG. 2 is a diagram showing the relationship between the control cycle and PWM pulse generation timing.
  • (a) represents the counter value of the PWM timer
  • (b) represents interrupt processing performed in the inverter control device 100
  • (c) shows an example of the PWM pulse signal.
  • the counter value of the PWM timer shown in FIG. 2(a) corresponds to the carrier wave used in PWM control.
  • the period of this carrier wave (carrier period Tc) is obtained from the reciprocal of the carrier frequency fc, and is synchronized with the period of interrupt processing, that is, the control period in which the PWM pulse signal P is generated.
  • the counter value 200 of the PWM timer shown in FIG. 2(a) increases at a constant rate from 0 to the maximum value MaxCount, and is reset to 0 every carrier cycle Tc. Interrupt processing is performed with the timing of this reset as the start timing 210 .
  • the sampling process 220, the motor control arithmetic process 230, and the microcomputer register storage process 240 are sequentially executed within the period of the carrier period Tc.
  • the output signals of the current sensor Ict and the rotational position sensor 4 are sampled by the current detection unit 130 and the rotational position detection unit 140, respectively, and the current detection values (Iu, Iv, Iw) and the rotational position ⁇ p are detected.
  • the motor control arithmetic processing 230 the current detection values (Iu, Iv, Iw) and the rotational position ⁇ p detected in the sampling processing 220 are used to generate A PWM pulse signal P is obtained.
  • the timer value corresponding to the phase of each pulse edge in the PWM pulse signal P obtained in the motor control arithmetic processing 230 is stored in a register in the microcomputer, and the PWM timer is set.
  • a pulse waveform 250 for the period of the next carrier period Tc is set and the PWM pulse signal P is generated as shown in FIG. 2(b).
  • the microcomputer register storage processing 240 must be completed by the start timing 210 of the next interrupt processing. Therefore, the total time of the sampling process 220, the motor control calculation process 230, and the microcomputer register storage process 240 must be shorter than the carrier period Tc. Generally, the processing time of the sampling processing 220 and the microcomputer register storage processing 240 is much shorter than the processing time of the motor control arithmetic processing 230. governed by quantity.
  • the pulse edge correction unit 160 corrects the PWM pulse signal P, thereby reducing the amount of calculation of the motor control calculation processing 230 compared to the technique of Patent Document 1.
  • the processing time of the motor control arithmetic processing 230 can be shortened, so that the carrier cycle Tc can be shortened, and the rotation speed of the motor 3 can be increased.
  • the estimation error of the rotational position ⁇ p in the PWM pulse signal P will be explained.
  • the timer value corresponding to the phase of each pulse edge is set.
  • a delay equal to or longer than the carrier period Tc occurs until the pulse waveform 250 is output. Therefore, in the PWM pulse generator 150, the phase of each pulse edge is calculated in consideration of this delay time in the motor control arithmetic processing 230, and the PWM pulse signal P is generated.
  • the PWM pulse generator 150 generates a PWM pulse for a period from the start of the sampling process 220 at the start timing 210 to the middle position of the next control period, that is, a period 1.5 times the carrier period Tc. It is set as a delay time related to signal P generation. Then, the amount of change in the rotational position ⁇ p during this delay time is obtained from the product of the motor rotational speed ⁇ r and the delay time (1.5Tc). As described above, the motor rotation speed ⁇ r can be calculated from the time change of the rotation position ⁇ p. The amount of change in the rotational position ⁇ p thus obtained is added to the rotational position ⁇ p detected at the start timing 210 to calculate the phase of each pulse edge.
  • the method of generating the PWM pulse signal P in the PWM pulse generator 150 as described above does not change the motor rotation speed ⁇ r at the time when the PWM pulse signal P is output.
  • An error occurs in the value from the value estimated at the start timing 210 . Therefore, an error occurs in the amount of change in the rotational position ⁇ p, and the phase of each pulse edge shifts, making it impossible to accurately set the pulse width of the PWM pulse signal P according to the rotational state of the motor 3 . This point will be specifically described below with reference to FIG.
  • FIG. 3 is an explanatory diagram of the error generation principle at the rotational position ⁇ p of the motor 3.
  • FIG. 3 the vertical axis indicates the rotational position ⁇ p, and the horizontal axis indicates time. Points Sa1, Sa2, and Sa3 shown on the horizontal axis represent sampling timings of the rotational position ⁇ p.
  • the rotational position ⁇ p changes, for example, as shown by the solid line graph 310 in FIG. 3 .
  • the motor rotation speed ⁇ r is calculated based on the rotation position ⁇ p detected at each of the sampling timings Sa1 and Sa2.
  • estimated values of rotational position ⁇ p such as line segments 311 and 312 indicated by dashed lines are obtained.
  • the estimated values of the rotational position ⁇ p indicated by the line segments 311 and 312 deviate from the true value of the rotational position ⁇ p indicated by the graph 310 as the elapsed time from the sampling timings Sa1 and Sa2 increases.
  • the estimated value of the rotational position ⁇ p during this delay time is The error Er1 from the true value is represented by the difference between the line segment 311 and the graph 310 at timing Ta1.
  • the error Er2 between the estimated value and the true value of the rotational position ⁇ p during the delay time from the sampling timing Sa2 to the output of the PWM pulse signal P is represented by the difference between the line segment 312 and the graph 310 at the timing Ta2.
  • the PWM pulse generation unit 150 detects the rotation position ⁇ p during the delay time from the detection of the rotation position ⁇ p to the output of the PWM pulse signal P without considering the change in the motor rotation speed ⁇ r. By obtaining the amount of change, the rotational position ⁇ p is estimated. Therefore, when the motor rotation speed ⁇ r is changing, an error may occur in the estimation result of the rotation position ⁇ p. This estimation error of the rotational position ⁇ p results in a deviation of the pulse edge of the PWM pulse signal P and causes a control error of the inverter 10 .
  • the pulse edge correction unit 160 corrects the PWM pulse signal P so as to eliminate the estimation error of the rotational position ⁇ p in the PWM pulse signal P generated by the PWM pulse generation unit 150.
  • the angular acceleration of the motor 3 at each sampling timing is obtained from the detection result of the past rotational position ⁇ p, and the timing of each pulse edge of the PWM pulse signal P is adjusted for each control cycle according to the value of the angular acceleration. corrected to That is, if the angular acceleration is a positive value, the timing of each pulse edge is advanced by the amount corresponding to the value, and conversely if the angular acceleration is a negative value, the correction is made by the amount corresponding to the value. Correct the timing of each pulse edge to be delayed. As a result, the estimated error of the rotational position ⁇ p in the PWM pulse signal P is eliminated in the corrected PWM pulse signal Pr.
  • FIG. 4 shows how the waveform of the PWM pulse signal changes before and after the correction by the pulse edge correction section 160.
  • FIG. 4 shows a trapezoidal modulated wave as an example of the modulated wave signal, (b) shows the PWM pulse signal P before correction, and (c) shows the PWM pulse signal Pr after correction. .
  • the modulated wave calculator 120 generates a trapezoidal modulated wave 410 shown in FIG. Assume that the motor rotation speed ⁇ r is increasing when the pulse waveform 420 shown is generated. In this case, the modulated wave suitable for the rotating state of the motor 3 diverges from the generated trapezoidal modulated wave 410, like the ideal modulated wave 411 indicated by the dashed line in FIG. 4(a). As a result, voltage errors as shown in FIG. 4A occur between the trapezoidal modulated wave 410 and the ideal modulated wave 411 at the sampling timings Sa2 and Sa3.
  • the pulse edge correction unit 160 corrects the PWM pulse signal P generated by the PWM pulse generation unit 150 in each of the control period from the sampling timing Sa1 to the sampling timing Sa2 and the control period from the sampling timing Sa2 to the sampling timing Sa3. For this, the correction as described above is performed. As a result, the position (phase) of each pulse edge of the pulse waveform 420 shown in FIG. is generated. As a result, the corrected PWM pulse signal Pr can be output to the drive signal generator 170 with the pulse waveform 430 corresponding to the ideal modulated wave 411 .
  • FIG. 4 illustrates an example of PWM pulse signal correction when the motor rotation speed ⁇ r is increasing, but when the motor rotation speed ⁇ r is decreasing, each of the pulse waveforms 420 is corrected.
  • the PWM pulse signal can be corrected by moving the position (phase) of the pulse edge to the right in the drawing.
  • the pulse edge correction unit 160 corrects the PWM pulse signal, thereby preventing a discrepancy between the assumed value and the true value of the rotational position ⁇ p when the motor 3 accelerates or decelerates. can be prevented.
  • low-order harmonics can be reduced, so that both low noise and low vibration of the motor and high speed rotation can be achieved.
  • the reduction of the low-order harmonics referred to here includes the reduction of the amplitude as well as the movement to the high-order side.
  • the zero cross point of the fundamental wave of the inverter output current by the corrected PWM pulse signal coincides with the zero cross point of the ideal modulated wave 411, or there is a difference between them. It is desirable to determine the amount of timing correction for each pulse edge such that the is as small as possible.
  • FIG. 5 is a flowchart of PWM pulse signal correction processing according to the first embodiment of the present invention.
  • the pulse edge correction unit 160 executes the processing shown in the flowchart of FIG. PWM pulse signal Pr is output to drive signal generator 170 .
  • step S10 the pulse edge correction section 160 acquires the rotational position ⁇ p and the carrier frequency fc.
  • the rotational position ⁇ p and the carrier frequency fc used when the PWM pulse generator 150 generates the PWM pulse signal P are obtained.
  • step S20 the pulse edge correction unit 160 calculates the angular acceleration a of the motor 3 based on the rotational position ⁇ p and carrier frequency fc obtained in step S10.
  • the carrier period Tc is calculated from the reciprocal of the carrier frequency fc
  • the difference between the current rotational position ⁇ p and the previous rotational position ⁇ p is calculated, and based on these, the change in the rotational position ⁇ p during the carrier period Tc.
  • the motor rotation speed ⁇ r is calculated.
  • the angular acceleration a can be calculated. .
  • the angular acceleration a may be calculated in consideration of changes in the motor rotation speed ⁇ r during a certain period in the past. In addition to this, if the angular acceleration a of the motor 3 can be calculated, it is possible to perform the processing of step S20 by any method.
  • step S30 the pulse edge correction unit 160 receives the pre-correction PWM pulse signal P generated by the PWM pulse generation unit 150.
  • the phase of each pulse edge obtained by the PWM pulse generator 150 in the latest interrupt processing, that is, the PWM pulse signal P generated for the next control cycle is input from the PWM pulse generator 150 .
  • step S40 the pulse edge correction unit 160 generates the corrected PWM pulse signal Pr as a drive signal from the time when the rotational position detection unit 140 samples the rotational position ⁇ p acquired in step S10 from the output signal of the rotational position sensor 4. Elapsed time until output to unit 170 is calculated.
  • the carrier period Tc is calculated from the reciprocal of the carrier frequency fc obtained in step S10, and a period of 1.5 times the carrier period Tc is calculated from the sampling point of the rotational position ⁇ p after correction. It is calculated as the elapsed time until the output of the PWM pulse signal Pr.
  • step S50 the pulse edge correction unit 160 calculates the phase error amount of the motor 3 based on the angular acceleration a calculated in step S20 and the elapsed time calculated in step S40.
  • the pulse edge correction unit 160 calculates the phase error amount of the motor 3 occurring from the sampling point of the rotational position ⁇ p to the output of the corrected PWM pulse signal Pr.
  • step S60 the pulse edge correction unit 160 calculates the timing correction amount of each pulse edge in the uncorrected PWM pulse signal P input in step S30 based on the phase error amount of the motor 3 calculated in step S50.
  • the timing correction amount corresponding to the phase error amount calculated in step S50 is obtained by referring to map information stored in advance, for example.
  • a timing correction amount corresponding to the phase error amount may be obtained using a predetermined arithmetic expression. Any method other than this can be used to obtain the timing correction amount corresponding to the phase error amount.
  • the pulse edge correction unit 160 of the present embodiment obtains the elapsed time from the sampling point of the rotational position ⁇ p to the output of the corrected PWM pulse signal Pr and the angular acceleration a of the motor 3 by the processing of steps S50 and S60 described above. and the timing correction amount of each pulse edge in the PWM pulse signal P can be calculated.
  • step S70 the pulse edge correction unit 160 determines whether the value of the angular acceleration a calculated in step S20 is 0 or more. As a result, if the value of the angular acceleration a is 0 or more, that is, if it is a positive value, the process proceeds to step S80, and if it is less than 0, that is, if it is a negative value, then the process proceeds to step S90.
  • step S80 the pulse edge correction unit 160 corrects the timing of each pulse edge in the uncorrected PWM pulse signal P input in step S30 in the decreasing direction by the amount of timing correction obtained in step S60. As a result, the PWM pulse signal P is corrected so as to advance the timing of each pulse edge.
  • step S90 the pulse edge correction unit 160 corrects the timing of each pulse edge in the uncorrected PWM pulse signal P input in step S30 in the increasing direction by the amount of timing correction obtained in step S60. Thereby, the PWM pulse signal P is corrected so as to delay the timing of each pulse edge.
  • step S100 the pulse edge correction unit 160 outputs the corrected PWM pulse signal Pr.
  • the PWM pulse signal P in which the timing of each pulse edge has been corrected in the decreasing direction or the increasing direction by the processing in step S80 or S90 is output to the drive signal generation unit 170 as the corrected PWM pulse signal Pr.
  • step S100 After completing the processing of step S100, the PWM pulse signal correction processing shown in the flowchart of FIG.
  • the pulse edge correction unit 160 resumes the process shown in the flowchart of FIG. 5 from step S10 and repeats the PWM pulse signal correction process.
  • FIG. 6 is a flowchart of PWM pulse signal correction processing according to the second embodiment of the present invention.
  • the pulse edge correction unit 160 executes the processing shown in the flowchart of FIG. PWM pulse signal Pr is output to drive signal generator 170 .
  • step S35 the pulse edge correction unit 160 extracts the timing of each pulse edge in the pre-correction PWM pulse signal P input in step S30.
  • the timing of each pulse edge can be extracted.
  • step S40A the pulse edge correction unit 160 detects each pulse edge in the PWM pulse signal P before correction from the time when the rotational position detection unit 140 samples the rotational position ⁇ p acquired in step S10 from the output signal of the rotational position sensor 4.
  • Calculate the elapsed time to Here, for example, the difference between the rotational position ⁇ p acquired in step S10 and the phase of each pulse edge extracted in step S35 is calculated, and the difference is divided by the motor rotational speed ⁇ r, thereby sampling the rotational position ⁇ p. Calculate the elapsed time from the time point to each pulse edge.
  • step S50A the pulse edge correction unit 160 calculates the motor acceleration for each pulse edge in the PWM pulse signal P before correction based on the angular acceleration a calculated in step S20 and the elapsed time of each pulse edge calculated in step S40A. Calculate the phase error amount of 3.
  • the pulse edge correction unit 160 calculates the motor acceleration for each pulse edge in the PWM pulse signal P before correction based on the angular acceleration a calculated in step S20 and the elapsed time of each pulse edge calculated in step S40A.
  • step S60A the pulse edge correction unit 160 corrects the timing of each pulse edge in the uncorrected PWM pulse signal P input in step S30, based on the phase error amount of the motor 3 with respect to each pulse edge calculated in step S50A. to calculate 5 described in the first embodiment, the timing correction amount corresponding to the phase error amount calculated in step S50A is obtained by referring to, for example, pre-stored map information. Ask for each. Alternatively, the timing correction amount corresponding to the phase error amount may be obtained for each pulse edge using a predetermined arithmetic expression. Any method other than this can be used to obtain the timing correction amount of each pulse edge corresponding to the phase error amount.
  • the pulse edge correction unit 160 of the present embodiment can calculate the timing correction amount for each pulse edge of the PWM pulse signal P during a predetermined control period by the processing of steps S50A and S60A described above.
  • step S70 the pulse edge correction unit 160 determines whether the value of the angular acceleration a calculated in step S20 is 0 or more. As a result, if the value of the angular acceleration a is 0 or more, that is, if it is a positive value, the process proceeds to step S80A, and if it is less than 0, that is, if it is a negative value, then the process proceeds to step S90A.
  • step S80A the pulse edge correction unit 160 individually decreases the timing of each pulse edge in the pre-correction PWM pulse signal P input in step S30 by the timing correction amount obtained in step S60A. to correct. As a result, the PWM pulse signal P is corrected so as to advance the timing of each pulse edge.
  • step S90A the pulse edge correction unit 160 individually increases the timing of each pulse edge in the uncorrected PWM pulse signal P input in step S30 by the timing correction amount obtained in step S60A. to correct. Thereby, the PWM pulse signal P is corrected so as to delay the timing of each pulse edge.
  • the phase error amount calculated in step S50A has a smaller value for a pulse edge that is earlier in the control cycle, ie, closer to the sampling timing. Therefore, in steps S80A and S90A, the timing correction amount for the first pulse edge in the control cycle may be set to 0, and the timing of the second and subsequent pulse edges may be corrected.
  • FIG. 7 is a flowchart of PWM pulse signal correction processing according to the third embodiment of the present invention.
  • the pulse edge correction unit 160 executes the processing shown in the flowchart of FIG. PWM pulse signal Pr is output to drive signal generator 170 .
  • step S25 the pulse edge correction unit 160 determines whether or not the absolute value of the angular acceleration a calculated in step S20 is equal to or greater than a predetermined threshold value Th.
  • a predetermined threshold value Th the process proceeds to step S30, and the PWM pulse signal P is corrected by executing the processes after step S30.
  • the PWM pulse signal correction process shown in the flowchart of FIG. 7 ends. In this case, the PWM pulse signal P is not corrected, and the PWM pulse signal P generated by the PWM pulse generator 150 is directly output to the drive signal generator 170 .
  • FIG. 8 is a block diagram showing the configuration of a motor drive system 1A having an inverter control device 100A according to the fourth embodiment of the invention.
  • the motor drive system 1A and the inverter control device 100A have the same configurations as the motor drive system 1 and the inverter control device 100 of FIG. 1 described in the first embodiment, respectively.
  • the difference is that the vehicle speed signal Vs, the torque request ⁇ *, and the driving load prediction amount Ls are input to the pulse edge correction unit 160 from the higher-level controller.
  • the motor drive system 1A of this embodiment is mounted on an electric vehicle that travels by driving the motor 3.
  • a vehicle speed signal Vs represents the running speed of the electric vehicle.
  • a torque request ⁇ * represents a torque request value for the motor 3 .
  • Torque request ⁇ * may be calculated from current command values (Id*, Iq*) input to current control unit 110 .
  • the predicted drive load amount Ls represents the predicted amount of the drive load of the motor 3 .
  • the host controller acquires, for example, a travel plan including gradient information and acceleration/deceleration information on the road on which the electric vehicle is scheduled to travel, and obtains the driving load prediction amount Ls based on this travel plan.
  • FIG. 9 is a flowchart of PWM pulse signal correction processing according to the fourth embodiment of the present invention.
  • the pulse edge correction unit 160 executes the processing shown in the flowchart of FIG. PWM pulse signal Pr is output to drive signal generator 170 .
  • step S45 the pulse edge correction unit 160 acquires the vehicle speed signal Vs, the torque request ⁇ *, and the driving load prediction amount Ls from a higher-level controller (not shown).
  • step S50B the pulse edge correction unit 160 obtains the angular acceleration a calculated in step S20, the elapsed time calculated in step S40, the vehicle speed signal Vs obtained in step S45, the torque request ⁇ *, and the drive load.
  • a phase error amount of the motor 3 is calculated based on the predicted amount Ls.
  • the pulse edge correction unit 160 obtains the angular acceleration a changes within the elapsed time calculated in step S40.
  • the amount of phase error of the motor 3 generated from the sampling time of the rotational position ⁇ p to the output of the corrected PWM pulse signal Pr is calculated. can do.
  • step S50B it is not always necessary to use all of the vehicle speed signal Vs, the torque request ⁇ *, and the drive load prediction amount Ls. By using at least one of these, it is sufficient if the trend of change in the angular acceleration a can be predicted.
  • the pulse edge correction unit 160 of the present embodiment performs the processing of step S50B described above and the processing of step S60 described above.
  • a timing correction amount for each pulse edge in the PWM pulse signal P is calculated based on at least one of a torque request ⁇ * for the motor 3 and a drive load prediction amount Ls representing a drive load prediction amount of the motor 3. be able to.
  • FIG. 10 is a block diagram showing the configuration of a motor drive system 1B having an inverter control device 100B according to the fifth embodiment of the invention.
  • the motor drive system 1B and the inverter control device 100B have the same configurations as the motor drive system 1 and the inverter control device 100 of FIG. 1 described in the first embodiment.
  • the difference is that a rotational position corrector 180 is provided instead of the corrector 160 .
  • the rotational position corrector 180 corrects the rotational position ⁇ p of the motor 3 detected by the rotational position detector 140 based on the angular acceleration of the motor 3 . Then, the corrected rotational position ⁇ pr is output to PWM pulse generator 150 .
  • the PWM pulse generator 150 generates the PWM pulse signal P using the post-correction rotational position ⁇ pr instead of the pre-correction rotational position ⁇ p. As a result, the PWM pulse signal P in which the estimation error of the rotational position ⁇ p is eliminated can be generated.
  • FIG. 11 is a flowchart of the motor rotational position correction process according to the fifth embodiment of the present invention.
  • the rotational position correction unit 180 executes the processing shown in the flowchart of FIG.
  • the rotational position ⁇ pr is output to PWM pulse generator 150 .
  • step S60C the rotational position correction unit 180 calculates a correction amount for the uncorrected rotational position ⁇ p acquired in step S10 based on the phase error amount of the motor 3 calculated in step S50.
  • the correction amount of the rotational position ⁇ p is obtained by, for example, inverting the sign of the phase error amount.
  • the correction amount of the rotational position ⁇ p corresponding to the phase error amount may be obtained using predetermined map information or an arithmetic expression. Any method other than this can be used to obtain the correction amount of the rotational position ⁇ p corresponding to the phase error amount.
  • step S100C the rotational position correction unit 180 outputs the corrected rotational position ⁇ pr.
  • a value obtained by adding the correction amount obtained in step S60C to the uncorrected rotational position ⁇ p obtained in step S10 is output to the PWM pulse generator 150 as the corrected rotational position ⁇ pr.
  • step S100C After completing the process of step S100C, the process of correcting the motor rotational position shown in the flowchart of FIG. 11 ends, and waits until a predetermined control period elapses.
  • the rotational position correction unit 180 restarts the processing shown in the flowchart of FIG. 11 from step S10 to repeat the motor rotational position correction processing.
  • the PWM pulse signal P is corrected by the pulse edge correction unit 160, or the rotational position ⁇ p of the motor 3 is corrected by the rotational position correction unit 180.
  • the phase of the fundamental wave component of the voltage actually output from the inverter 10 to the motor 3 is corrected so as to match the actual phase of the motor 3 .
  • the voltage error can be reduced when the carrier frequency fc is relatively insufficient with respect to the fundamental frequency of the output voltage of the inverter 10, so that the carrier frequency fc can be further lowered, and the switching loss of the inverter 10 can be reduced.
  • the generation processing of the PWM pulse signal can be performed with lighter arithmetic processing than the conventional technology such as Patent Document 1, it is possible to set the carrier frequency fc higher, which has been a bottleneck in the processing load. As a result, it becomes possible to output a PWM pulse signal with a reduced voltage error compared to the conventional art.
  • the inverter control device 100 includes a PWM pulse generator 150 that generates a PWM pulse signal P for controlling the inverter 10 that outputs alternating current to the motor 3 at each predetermined control cycle, and a PWM pulse generator 150 that generates A pulse edge correction unit 160 that corrects the PWM pulse signal P by correcting the timing of the pulse edge of the generated PWM pulse signal P for each control cycle.
  • the pulse edge correction unit 160 corrects the PWM pulse signal P so as to advance the timing of the pulse edge (step S80). If the angular acceleration a is a negative value (step S70: No), the PWM pulse signal P is corrected so as to delay the pulse edge timing (step S90).
  • the PWM pulse signal P can be corrected so as to suppress the estimation error of the rotational position ⁇ p when generating the PWM pulse signal P.
  • the rotation speed ⁇ r of the motor 3 fluctuates greatly, low-order harmonics can be reduced. Therefore, it is possible to provide the inverter control device 100 capable of achieving both low noise/low vibration and high rotational speed of the motor 3 .
  • the pulse edge correction unit 160 calculates the elapsed time from the detection of the rotational position ⁇ p of the motor 3 to the output of the PWM pulse signal P (step S40). Based on a, the timing correction amount of the pulse edge is calculated (steps S50, S60), and the PWM pulse signal P is corrected based on the calculated timing correction amount (steps S70, S80). Since it did in this way, the timing of the pulse edge in the PWM pulse signal P can be corrected correctly.
  • the pulse edge correction section 160 calculates the timing correction amount for each pulse edge of the PWM pulse signal P during the control period (step S60A). Since this is done, the timing of each pulse edge in the PWM pulse signal P can be corrected individually and accurately.
  • the pulse edge correction unit 160 may correct the timing of the second and subsequent pulse edges by setting the timing correction amount for the first pulse edge in the control period to 0. . By doing so, the timing of each pulse edge in the PWM pulse signal P can be corrected individually and accurately while reducing the computational load of the inverter control device 100 .
  • the pulse edge correction unit 160 corrects the PWM pulse signal P when the absolute value of the angular acceleration a of the motor 3 is less than the predetermined threshold value (step S25: No). do not With this configuration, when the estimation error of the rotational position ⁇ p is small, the correction of the PWM pulse signal P can be omitted, and the computational load of the inverter control device 100 can be reduced.
  • the pulse edge correction unit 160 calculates the elapsed time from the detection of the rotational position ⁇ p of the motor 3 to the output of the PWM pulse signal P (step S40). At least one of time and the angular acceleration a of the motor 3, a vehicle speed signal Vs representing the running speed of the vehicle driven by the motor 3, a torque request ⁇ * for the motor 3, and a predicted amount Ls of the drive load of the motor 3. Then, the pulse edge timing correction amount is calculated based on (steps S50B, S60), and the PWM pulse signal P is corrected based on the calculated timing correction amount (steps S70, S80). By doing so, the timing of the pulse edge in the PWM pulse signal P can be corrected more accurately in consideration of the changing tendency of the angular acceleration a.
  • the inverter control device 100B includes a PWM pulse generation unit 150 that generates a PWM pulse signal P for controlling the inverter 10 that outputs alternating current to the motor 3 at each predetermined control cycle. , a rotational position detector 140 for detecting the rotational position ⁇ p of the motor 3, and a rotational position corrector 180 for correcting the rotational position ⁇ p of the motor 3 detected by the rotational position detector 140 based on the angular acceleration a of the motor 3. and The PWM pulse generator 150 generates a PWM pulse signal P based on the rotational position ⁇ pr of the motor 3 corrected by the rotational position corrector 180 .
  • the PWM pulse signal P can be generated using the corrected rotational position ⁇ pr in which the estimation error of the rotational position ⁇ p is suppressed.
  • Low-order harmonics can be reduced even when the rotation speed ⁇ r of the motor 3 fluctuates greatly. Therefore, it is possible to provide the inverter control device 100 capable of achieving both low noise/low vibration and high rotational speed of the motor 3 .
  • the inverter control device alone has been described.
  • the present invention can also be applied to drive systems.

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Abstract

インバータ制御装置は、モータに交流電流を出力するインバータを制御するためのＰＷＭパルス信号を所定の制御周期ごとに生成するＰＷＭパルス生成部と、前記ＰＷＭパルス生成部により生成された前記ＰＷＭパルス信号のパルスエッジのタイミングを前記制御周期ごとに補正することで、前記ＰＷＭパルス信号の補正を行うパルスエッジ補正部と、を備え、前記パルスエッジ補正部は、前記モータの角加速度が正の値の場合は、前記パルスエッジのタイミングを早めるように前記ＰＷＭパルス信号を補正し、前記モータの角加速度が負の値の場合は、前記パルスエッジのタイミングを遅らせるように前記ＰＷＭパルス信号を補正する。

Description

インバータ制御装置
　本発明は、インバータ制御装置に関する。
　ＰＷＭ（パルス幅変調）制御によりインバータの駆動を制御してモータを回転駆動させるインバータ制御装置が広く利用されている。こうしたインバータ制御装置において、モータの高回転化のため、インバータの出力電圧指令がインバータの最大出力レベル（正弦波）を上回る過変調モード（過変調領域）で動作させるとともに、さらに出力電圧を大きくするため、ＰＷＭパルス列が繋がって１つのパルスになる１パルスモード（１パルス領域）で動作させる技術が知られている。
　インバータ制御装置を過変調領域から１パルス領域まで動作させると、インバータの出力において電圧誤差が発生し、インバータの出力電流に含まれる直流成分やリプル成分が増大するため、モータの出力トルク変動や騒音・振動が発生する。そのため、過変調領域から１パルス領域に移行する領域の電圧誤差を抑制し、電流の直流成分やリプル成分を低減する技術が求められている。
　過変調領域の電流リプルの低減に関して、特許文献１の技術が知られている。特許文献１には、過変調領域において台形波を用いた台形波変調を行う際に、マイコンを用いた演算処理により、台形波の上辺において所定の高調波次数に応じたタイミングで電圧調整パルスを生成することで、ＰＷＭパルスのパルス幅を変化させるインバータ装置が記載されている。
日本国特開２０１８－１３３９３５号公報
　マイコンの演算処理によりＰＷＭパルスを生成する場合、ＰＷＭに用いられるキャリア波の１周期中に演算処理を完了させる必要がある。特許文献１の技術では、演算処理が複雑で時間がかかることから、キャリア波の１周期中に演算処理を完了させるためには、キャリア波の周波数をあまり高く設定することができない。その結果、モータ回転数に制限が生じてしまい、モータの高回転化が難しいという課題があった。
　本発明は、上記の課題に鑑みて、モータの低騒音・低振動化と高回転化を両立可能なインバータ制御装置の提供を目的とする。
　本発明の第１の態様によるインバータ制御装置は、モータに交流電流を出力するインバータを制御するためのＰＷＭパルス信号を所定の制御周期ごとに生成するＰＷＭパルス生成部と、前記ＰＷＭパルス生成部により生成された前記ＰＷＭパルス信号のパルスエッジのタイミングを前記制御周期ごとに補正することで、前記ＰＷＭパルス信号の補正を行うパルスエッジ補正部と、を備え、前記パルスエッジ補正部は、前記モータの角加速度が正の値の場合は、前記パルスエッジのタイミングを早めるように前記ＰＷＭパルス信号を補正し、前記モータの角加速度が負の値の場合は、前記パルスエッジのタイミングを遅らせるように前記ＰＷＭパルス信号を補正する。
　本発明の第２の態様によるインバータ制御装置は、モータに交流電流を出力するインバータを制御するためのＰＷＭパルス信号を所定の制御周期ごとに生成するＰＷＭパルス生成部と、前記モータの回転位置を検出する回転位置検出部と、前記回転位置検出部により検出された前記モータの回転位置を、前記モータの角加速度に基づいて補正する回転位置補正部と、を備え、前記ＰＷＭパルス生成部は、前記回転位置補正部により補正された前記モータの回転位置に基づいて、前記ＰＷＭパルス信号を生成する。
　本発明によれば、モータの低騒音・低振動化と高回転化を両立可能なインバータ制御装置を提供することができる。
本発明の第１の実施形態に係るインバータ制御装置を有するモータ駆動システムの構成を示すブロック図。 制御周期とＰＷＭパルスの生成タイミングの関係を示す図。 モータの回転位置における誤差発生原理の説明図。 補正前後でのＰＷＭパルス信号の波形変化の様子を示す図。 本発明の第１の実施形態に係るＰＷＭパルス信号の補正処理のフローチャート。 本発明の第２の実施形態に係るＰＷＭパルス信号の補正処理のフローチャート。 本発明の第３の実施形態に係るＰＷＭパルス信号の補正処理のフローチャート。 本発明の第４の実施形態に係るインバータ制御装置を有するモータ駆動システムの構成を示すブロック図。 本発明の第４の実施形態に係るＰＷＭパルス信号の補正処理のフローチャート。 本発明の第５の実施形態に係るインバータ制御装置を有するモータ駆動システムの構成を示すブロック図。 本発明の第５の実施形態に係るモータ回転位置の補正処理のフローチャート。
　本発明は、ＰＷＭ制御でインバータの制御を行うインバータ制御装置であって、変調方式（正弦波変調、二相変調、台形波変調など）に応じたＰＷＭパルス制御を行う際に、モータの将来の位相の推測結果によってＰＷＭパルスエッジの補正を実施することで、モータの低騒音・低振動化と高回転化を両立させるインバータ制御装置を提供するものである。以下、本発明の一実施形態について図面を用いて説明する。
（第１の実施形態）
　図１は、本発明の第１の実施形態に係るインバータ制御装置１００を有するモータ駆動システム１の構成を示すブロック図である。モータ駆動システム１は、バッテリ２と接続されており、インバータ１０、インバータ制御装置１００およびモータ３を有している。
　バッテリ２は、インバータ１０の直流電圧源である。バッテリ２の直流電圧ＤＣＶは、インバータ１０によって可変電圧、可変周波数の３相交流電圧に変換され、モータ３に印加される。
　モータ３は、３相交流電圧の供給により回転駆動される同期モータである。モータ３には、インバータ１０からモータ３に印加される３相交流電圧の位相をモータ３の誘起電圧の位相に合わせて制御するために、回転位置センサ４が取り付けられている。ここで、回転位置センサ４には、例えば鉄心と巻線とから構成されるレゾルバなどを用いることができる。あるいは、ＧＭＲセンサやホール素子を用いて回転位置センサ４を構成してもよい。
　インバータ制御装置１００は、電流制御部１１０、変調波演算部１２０、電流検出部１３０、回転位置検出部１４０、ＰＷＭパルス生成部１５０、パルスエッジ補正部１６０およびドライブ信号生成部１７０の各機能ブロックを有する。インバータ制御装置１００は、例えばマイクロコンピュータにより構成され、マイクロコンピュータにおいて所定のプログラムを実行することにより、これらの機能ブロックを実現することができる。あるいは、これらの機能ブロックの一部または全部をロジックＩＣやＦＰＧＡ等のハードウェア回路を用いて実現してもよい。
　回転位置検出部１４０は、回転位置センサ４の出力信号に基づいて、モータ３におけるロータの回転位置θｐを検出する。
　電流検出部１３０は、モータ３に流れる３相の電流検出値（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）を電流センサＩｃｔから取得し、回転位置検出部１４０で検出された回転位置θｐに基づいてこれらの電流検出値を３相／２相変換することで、ｄｑ軸の電流検出値（Ｉｄ，Ｉｑ）を求める。
　インバータ制御装置１００は、モータ３の出力を制御するための電流制御機能を有している。電流制御部１１０は、電流検出部１３０により検出された電流検出値（Ｉｄ，Ｉｑ）と、不図示の上位制御器から入力された電流指令値（Ｉｄ＊，Ｉｑ＊）とが一致するように、電圧指令（Ｖｄ＊，Ｖｑ＊）を出力する。
　変調波演算部１２０は、回転位置θｐを用いて、電流制御部１１０で求められた電圧指令（Ｖｄ＊，Ｖｑ＊）を２相／３相変換することにより、三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊（Ｕ相電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖ相電圧指令値Ｖｖ＊およびＷ相電圧指令値Ｖｗ＊）を演算する。そして、求められた三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を表す変調信号ＤｖをＰＷＭパルス生成部１５０へ出力する。なお、このとき正弦波変調以外の変調方式を選択することにより、例えば台形波や、正弦波に所定次数の高調波を重畳させた波形など、正弦波以外の波形で三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を生成してもよい。
　あるいは、変調波演算部１２０は、バッテリ２の直流電圧ＤＣＶと、電流制御部１１０で求められた電圧指令（Ｖｄ＊，Ｖｑ＊）とに基づき、インバータ１０の出力電圧の変調率ＭＦを演算し、変調信号Ｄｖに替えてＰＷＭパルス生成部１５０へ出力してもよい。さらに、変調信号Ｄｖと変調率ＭＦの両方を演算してＰＷＭパルス生成部１５０へ出力してもよい。すなわち、変調波演算部１２０は、変調信号Ｄｖおよび変調率ＭＦの少なくとも一方を演算し、ＰＷＭパルス生成部１５０へ出力することができる。
　ＰＷＭパルス生成部１５０は、変調波演算部１２０で求められた変調信号Ｄｖまたは変調率ＭＦに基づいて、三相のパルス幅変調（ＰＷＭ）を実施し、インバータ１０を制御するためのＰＷＭパルス信号Ｐを生成する。例えば、キャリア周波数ｆｃで周期的に変化するキャリア波と変調信号Ｄｖを比較し、その比較結果に基づいて周知の手法により各パルスエッジの位置（位相）を決定することにより、ＰＷＭパルス信号Ｐを生成することができる。この場合、キャリア周波数ｆｃは一定としてもよいし、モータ３の回転速度（回転数）に応じて変化させてもよい。または、キャリア波や変調信号Ｄｖを用いずに、変調率ＭＦに基づいて各パルスエッジの位置を演算により直接求めることにより、ＰＷＭパルス信号Ｐを生成してもよい。あるいは、さらに別の方法によりＰＷＭパルス信号Ｐを生成してもよい。いずれの方法であっても、インバータ１０を制御するためのＰＷＭパルス信号Ｐを電圧指令（Ｖｄ＊，Ｖｑ＊）に応じて所定の制御周期ごとに生成することができれば、ＰＷＭパルス生成部１５０では、任意の方法でＰＷＭパルス信号Ｐを生成することができる。
　パルスエッジ補正部１６０は、ＰＷＭパルス生成部１５０により生成されたＰＷＭパルス信号Ｐの補正を行い、補正後のＰＷＭパルス信号Ｐｒをドライブ信号生成部１７０へ出力する。パルスエッジ補正部１６０は、キャリア周波数ｆｃと回転位置θｐに基づき、ＰＷＭパルス信号Ｐにおける各パルスエッジのタイミングを、ＰＷＭパルス生成部１５０がＰＷＭパルス信号Ｐの生成を行う制御周期ごとに補正することで、ＰＷＭパルス信号Ｐの補正を行う。なお、パルスエッジ補正部１６０によるＰＷＭパルス信号Ｐの補正方法の詳細については後述する。
　ドライブ信号生成部１７０は、パルスエッジ補正部１６０による補正後のＰＷＭパルス信号Ｐｒをドライブ信号ＤＲに変換し、インバータ１０に出力する。インバータ１０は、３相交流電圧の各相に対応して複数の半導体スイッチ素子を有しており、各半導体スイッチ素子はドライブ信号ＤＲによりオン／オフ制御される。これにより、インバータ制御装置１００の制御に応じてインバータ１０の出力電圧が調整される。
　なお上記では、上位制御器からの電流指令に応じてモータ３の電流を制御する場合のモータ駆動システム１の構成例を図１により説明したが、他の制御方法を採用する場合でも、図１の構成を適用可能である。例えば、モータ３の回転速度を制御する場合には、モータ回転速度ωｒを回転位置θｐの時間変化により演算し、上位制御器からの速度指令と一致するように、電圧指令あるいは電流指令を作成する。また、モータ３の出力トルクを制御する場合には、モータ電流（Ｉｄ，Ｉｑ）とモータトルクの関係式あるいはマップを用いて、電流指令（Ｉｄ＊、Ｉｑ＊）を作成する。
　次に、ＰＷＭパルス信号Ｐの生成時における遅れ時間について説明する。前述のように、ＰＷＭパルス生成部１５０では、所定の制御周期ごとにＰＷＭパルス信号Ｐを生成する。このとき、電流検出部１３０で電流検出値（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）が取得されてから、ＰＷＭパルス信号Ｐに応じてインバータ１０の各半導体スイッチ素子が駆動されるまでの遅れ時間を考慮して、ＰＷＭパルス信号Ｐにおける各パルスエッジの位置（位相）を決定している。
　図２は、制御周期とＰＷＭパルスの生成タイミングの関係を示す図である。図２において、（ａ）はＰＷＭタイマのカウンタ値を表し、（ｂ）はインバータ制御装置１００において行われる割込処理を表し、（ｃ）はＰＷＭパルス信号の例を示している。なお、図２（ａ）に示すＰＷＭタイマのカウンタ値は、ＰＷＭ制御で用いられるキャリア波に相当するものである。このキャリア波の周期（キャリア周期Ｔｃ）は、キャリア周波数ｆｃの逆数から求められ、割込処理の周期、すなわちＰＷＭパルス信号Ｐが生成される制御周期と同期している。
　図２（ａ）に示すＰＷＭタイマのカウンタ値２００は、０から最大値MaxCountまで一定の割合で増加し、キャリア周期Ｔｃごとに０にリセットされる。このリセットのタイミングを開始タイミング２１０として、割込処理が行われる。
　図２（ｂ）に示す割込処理では、キャリア周期Ｔｃの期間内に、サンプリング処理２２０、モータ制御演算処理２３０、マイコンレジスタ格納処理２４０の各処理が順次実行される。サンプリング処理２２０では、電流検出部１３０や回転位置検出部１４０により、電流センサＩｃｔや回転位置センサ４の出力信号をそれぞれサンプリングし、電流検出値（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）や回転位置θｐを検出する。モータ制御演算処理２３０では、サンプリング処理２２０で検出された電流検出値（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）や回転位置θｐを用いて、電流制御部１１０、変調波演算部１２０およびＰＷＭパルス生成部１５０により、ＰＷＭパルス信号Ｐを求める。マイコンレジスタ格納処理２４０では、モータ制御演算処理２３０で求められたＰＷＭパルス信号Ｐにおける各パルスエッジの位相に対応するタイマ値をマイコン内のレジスタに格納し、ＰＷＭタイマをセットする。これらの処理が実行されることにより、図２（ｂ）に示すように、次のキャリア周期Ｔｃの期間におけるパルス波形２５０が設定され、ＰＷＭパルス信号Ｐが生成される。
　ここで、マイコンレジスタ格納処理２４０は、次回の割込処理の開始タイミング２１０までに完了させる必要がある。そのため、サンプリング処理２２０、モータ制御演算処理２３０、マイコンレジスタ格納処理２４０の各処理の合計時間は、キャリア周期Ｔｃよりも短くなければならない。一般的に、サンプリング処理２２０やマイコンレジスタ格納処理２４０の処理時間は、モータ制御演算処理２３０の処理時間に比べて格段に短いことから、これらの処理の合計時間は、モータ制御演算処理２３０の演算量に支配される。
　本発明では、パルスエッジ補正部１６０によりＰＷＭパルス信号Ｐの補正を行うことで、特許文献１の技術と比べて、モータ制御演算処理２３０の演算量を低減する。これにより、モータ制御演算処理２３０の処理時間を短縮できるため、キャリア周期Ｔｃを短くすることが可能となり、モータ３の高回転化を図ることができる。
　続いて、ＰＷＭパルス信号Ｐにおける回転位置θｐの推測誤差について説明する。図２で説明したように、ＰＷＭパルス信号Ｐでは、開始タイミング２１０において電流検出値（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）や回転位置θｐが検出されてから、各パルスエッジの位相に対応するタイマ値がセットされてパルス波形２５０が出力されるまでの間に、キャリア周期Ｔｃ以上の遅延が生じる。そのため、ＰＷＭパルス生成部１５０では、モータ制御演算処理２３０において、この遅延時間を考慮して各パルスエッジの位相を計算し、ＰＷＭパルス信号Ｐを生成している。
　具体的には、ＰＷＭパルス生成部１５０は、開始タイミング２１０でサンプリング処理２２０を開始してから次の制御周期の中間位置までの期間、すなわちキャリア周期Ｔｃの１．５倍の期間を、ＰＷＭパルス信号Ｐの生成に係る遅延時間として設定する。そして、この遅延時間中の回転位置θｐの変化量を、モータ回転速度ωｒと遅延時間（１．５Ｔｃ）の積により求める。なお、前述のようにモータ回転速度ωｒは、回転位置θｐの時間変化により演算することができる。こうして求められた回転位置θｐの変化量を、開始タイミング２１０において検出された回転位置θｐに加えて、各パルスエッジの位相を計算するようにしている。
　しかしながら、モータ回転速度ωｒが変化している場合には、上記のようなＰＷＭパルス生成部１５０におけるＰＷＭパルス信号Ｐの生成方法では、ＰＷＭパルス信号Ｐが出力される時点でのモータ回転速度ωｒの値において、開始タイミング２１０で推測した値からの誤差が発生する。したがって、回転位置θｐの変化量にも誤差が生じてしまい、各パルスエッジの位相にずれが生じることで、ＰＷＭパルス信号Ｐにおいてモータ３の回転状態に応じたパルス幅を正確に設定できなくなる。この点について、以下に図３を参照して具体的に説明する。
　図３は、モータ３の回転位置θｐにおける誤差発生原理の説明図である。図３では、縦軸に回転位置θｐを示し、横軸に時間を示している。また、横軸上に示したＳａ１，Ｓａ２，Ｓａ３の各点は、回転位置θｐのサンプリングタイミングを表している。
　モータ回転速度ωｒが上昇している場合、回転位置θｐは、例えば図３において実線で示したグラフ３１０のように変化する。一方、ＰＷＭパルス生成部１５０において、サンプリングタイミングＳａ１，Ｓａ２でそれぞれ検出された回転位置θｐに基づいてモータ回転速度ωｒを算出し、その算出値から回転位置θｐの変化量を求めて各検出値に加えると、破線で示した線分３１１，３１２のような回転位置θｐの推測値がそれぞれ求められる。この線分３１１，３１２で示される回転位置θｐの推測値は、グラフ３１０で示される回転位置θｐの真値に対して、サンプリングタイミングＳａ１，Ｓａ２からの経過時間が長くなるほど乖離が大きくなる。
　ここで、サンプリングタイミングＳａ１からＰＷＭパルス信号Ｐが出力されるまでの遅延時間が、前述のようにキャリア周期Ｔｃの１．５倍であるとすると、この遅延時間中の回転位置θｐの推測値と真値との誤差Ｅｒ１は、タイミングＴａ１における線分３１１とグラフ３１０の差分で表される。同様に、サンプリングタイミングＳａ２からＰＷＭパルス信号Ｐが出力されるまでの遅延時間中の回転位置θｐの推測値と真値との誤差Ｅｒ２は、タイミングＴａ２における線分３１２とグラフ３１０の差分で表される。
　以上説明したように、ＰＷＭパルス生成部１５０では、モータ回転速度ωｒの変化を考慮せずに、回転位置θｐの検出時点からＰＷＭパルス信号Ｐが出力されるまでの遅延時間中の回転位置θｐの変化量を求めることで、回転位置θｐが推測される。そのため、モータ回転速度ωｒが変化している場合には、回転位置θｐの推測結果に誤差が発生することがある。この回転位置θｐの推測誤差は、ＰＷＭパルス信号Ｐのパルスエッジのずれとなってインバータ１０の制御誤差の原因となる。
　そこで本実施形態では、パルスエッジ補正部１６０において、ＰＷＭパルス生成部１５０が生成したＰＷＭパルス信号Ｐにおける回転位置θｐの推測誤差が解消されるように、ＰＷＭパルス信号Ｐの補正を行うようにしている。具体的には、過去の回転位置θｐの検出結果から、各サンプリングタイミングにおけるモータ３の角加速度を求め、その角加速度の値に応じて、ＰＷＭパルス信号Ｐの各パルスエッジのタイミングを制御周期ごとに補正する。すなわち、角加速度が正の値の場合は、その値に応じた分だけ各パルスエッジのタイミングを早めるように補正し、反対に角加速度が負の値の場合は、その値に応じた分だけ各パルスエッジのタイミングを遅らせるように補正する。これにより、補正後のＰＷＭパルス信号Ｐｒでは、ＰＷＭパルス信号Ｐにおける回転位置θｐの推測誤差が解消されるようにする。
　図４は、パルスエッジ補正部１６０による補正前後でのＰＷＭパルス信号の波形変化の様子を示している。図４において、（ａ）は変調波信号の一例である台形変調波を示し、（ｂ）は補正前のＰＷＭパルス信号Ｐを示し、（ｃ）は補正後のＰＷＭパルス信号Ｐｒを示している。
　例えば、変調波演算部１２０により図４（ａ）に示す台形変調波４１０が生成され、この台形変調波４１０に対して、ＰＷＭパルス生成部１５０により、ＰＷＭパルス信号Ｐとして図４（ｂ）に示すパルス波形４２０が生成されたときに、モータ回転速度ωｒが上昇しているとする。この場合、モータ３の回転状態に対して適切な変調波は、図４（ａ）において破線で示す理想変調波４１１のように、生成された台形変調波４１０から乖離する。その結果、サンプリングタイミングＳａ２，Ｓａ３において、台形変調波４１０と理想変調波４１１の間に、図４（ａ）で示すような電圧誤差がそれぞれ生じてしまう。これは、台形変調波４１０に応じて生成されたパルス波形４２０では、インバータ１０の各半導体スイッチ素子を理想変調波４１１に応じた適切なタイミングでオン／オフ制御することができずに、インバータ１０からモータ３へ回転状態に応じた電流を出力できなくなってしまうことを意味する。
　パルスエッジ補正部１６０は、サンプリングタイミングＳａ１からサンプリングタイミングＳａ２までの制御期間と、サンプリングタイミングＳａ２からサンプリングタイミングＳａ３までの制御期間とのそれぞれにおいて、ＰＷＭパルス生成部１５０により生成されたＰＷＭパルス信号Ｐに対して、前述のような補正を行う。これにより、図４（ｂ）に示すパルス波形４２０の各パルスエッジの位置（位相）が図の左方向に移動され、補正後のＰＷＭパルス信号Ｐｒとして、図４（ｃ）に示すパルス波形４３０が生成される。その結果、理想変調波４１１に対応するパルス波形４３０で補正後のＰＷＭパルス信号Ｐｒをドライブ信号生成部１７０へ出力することができる。
　なお、図４ではモータ回転速度ωｒが上昇している場合のＰＷＭパルス信号の補正例を説明したが、モータ回転速度ωｒが低下している場合は、上記とは反対に、パルス波形４２０の各パルスエッジの位置（位相）を図の右方向に移動することで、ＰＷＭパルス信号の補正を行うことができる。これにより、モータ３の角加速度が正の値の場合は、各パルスエッジタイミングを早めるように補正し、モータ３の角加速度が負の値の場合は、各パルスエッジタイミングを遅らせるように補正することが可能となる。
　以上説明したように、パルスエッジ補正部１６０は、ＰＷＭパルス信号の補正処理を行うことにより、モータ３の加速時や減速時に、回転位置θｐの見なし値と真値の間にズレが発生するのを防ぐことができる。これにより、モータ回転速度ωｒが大きく変動している場合であっても、低次高調波を低減することができるため、モータの低騒音・低振動化と高回転化を両立することができる。ここでいう低次高調波の低減には、振幅低減と共に高次側へ移動させることも含まれる。
　なお、パルスエッジ補正部１６０が行うＰＷＭパルス信号の補正処理では、補正後のＰＷＭパルス信号によるインバータ出力電流の基本波のゼロクロス点が、理想変調波４１１のゼロクロス点と一致するか、あるいはその差が可能な限り小さくなるように、各パルスエッジのタイミング補正量を定めることが望ましい。
　図５は、本発明の第１の実施形態に係るＰＷＭパルス信号の補正処理のフローチャートである。本実施形態において、パルスエッジ補正部１６０は、キャリア周期Ｔｃに応じた所定の制御周期ごとに図５のフローチャートに示す処理を実行することで、ＰＷＭパルス信号の補正処理を実施し、補正後のＰＷＭパルス信号Ｐｒをドライブ信号生成部１７０へ出力する。
　ステップＳ１０において、パルスエッジ補正部１６０は、回転位置θｐとキャリア周波数ｆｃを取得する。ここでは、ＰＷＭパルス生成部１５０がＰＷＭパルス信号Ｐを生成する際に用いた回転位置θｐとキャリア周波数ｆｃをそれぞれ取得する。
　ステップＳ２０において、パルスエッジ補正部１６０は、ステップＳ１０で取得した回転位置θｐとキャリア周波数ｆｃに基づいて、モータ３の角加速度ａを算出する。ここでは、例えばキャリア周波数ｆｃの逆数からキャリア周期Ｔｃを算出するとともに、今回の回転位置θｐと前回の回転位置θｐの差分を算出し、これらに基づいてキャリア周期Ｔｃの間における回転位置θｐの変化量を求めることにより、モータ回転速度ωｒを算出する。そして、今回のモータ回転速度ωｒの算出値と、前回のモータ回転速度ωｒの算出値との差分を算出し、この差分をキャリア周期Ｔｃで除算することにより、角加速度ａを算出することができる。このとき、過去の複数のモータ回転速度ωｒの算出値を用いることで、過去の一定期間におけるモータ回転速度ωｒの変化を考慮して角加速度ａを算出してもよい。これ以外にも、モータ３の角加速度ａを算出することができれば、任意の手法によりステップＳ２０の処理を行うことが可能である。
　ステップＳ３０において、パルスエッジ補正部１６０は、ＰＷＭパルス生成部１５０により生成された補正前のＰＷＭパルス信号Ｐを入力する。ここでは、ＰＷＭパルス生成部１５０が直近の割込処理で求めた各パルスエッジの位相、すなわち次回の制御周期に対して生成したＰＷＭパルス信号Ｐを、ＰＷＭパルス生成部１５０から入力する。
　ステップＳ４０において、パルスエッジ補正部１６０は、ステップＳ１０で取得した回転位置θｐを回転位置検出部１４０が回転位置センサ４の出力信号からサンプリングした時点から、補正後のＰＷＭパルス信号Ｐｒがドライブ信号生成部１７０へ出力されるまでの経過時間を算出する。ここでは、例えば前述したように、ステップＳ１０で取得したキャリア周波数ｆｃの逆数からキャリア周期Ｔｃを算出し、このキャリア周期Ｔｃの１．５倍の期間を、回転位置θｐのサンプリング時点から補正後のＰＷＭパルス信号Ｐｒの出力までの経過時間として算出する。
　ステップＳ５０において、パルスエッジ補正部１６０は、ステップＳ２０で算出した角加速度ａと、ステップＳ４０で算出した経過時間とに基づいて、モータ３の位相誤差量を計算する。ここでは、例えば角加速度ａを経過時間について２回積分することで、回転位置θｐのサンプリング時点から補正後のＰＷＭパルス信号Ｐｒの出力までに生じるモータ３の位相誤差量を計算することができる。
　ステップＳ６０において、パルスエッジ補正部１６０は、ステップＳ５０で算出したモータ３の位相誤差量に基づいて、ステップＳ３０で入力した補正前のＰＷＭパルス信号Ｐにおける各パルスエッジのタイミング補正量を計算する。ここでは、例えば予め記憶されたマップ情報を参照することにより、ステップＳ５０で算出した位相誤差量に対応するタイミング補正量を求める。あるいは、所定の演算式を用いて、位相誤差量に対応するタイミングの補正量を求めてもよい。これ以外にも任意の手法を用いて、位相誤差量に対応するタイミング補正量を求めることができる。
　本実施形態のパルスエッジ補正部１６０は、以上説明したステップＳ５０およびＳ６０の処理により、回転位置θｐのサンプリング時点から補正後のＰＷＭパルス信号Ｐｒの出力までの経過時間と、モータ３の角加速度ａとに基づいて、ＰＷＭパルス信号Ｐにおける各パルスエッジのタイミング補正量を計算することができる。
　ステップＳ７０において、パルスエッジ補正部１６０は、ステップＳ２０で算出した角加速度ａの値が０以上であるか否かを判定する。その結果、角加速度ａの値が０以上である場合、すなわち正の値である場合はステップＳ８０に進み、０未満である場合、すなわち負の値である場合はステップＳ９０に進む。
　ステップＳ８０において、パルスエッジ補正部１６０は、ステップＳ３０で入力した補正前のＰＷＭパルス信号Ｐにおける各パルスエッジのタイミングを、ステップＳ６０で求めたタイミング補正量の分だけ減少方向に補正する。これにより、各パルスエッジのタイミングを早めるように、ＰＷＭパルス信号Ｐが補正される。
　ステップＳ９０において、パルスエッジ補正部１６０は、ステップＳ３０で入力した補正前のＰＷＭパルス信号Ｐにおける各パルスエッジのタイミングを、ステップＳ６０で求めたタイミング補正量の分だけ増加方向に補正する。これにより、各パルスエッジのタイミングを遅らせるように、ＰＷＭパルス信号Ｐが補正される。
　ステップＳ８０またはＳ９０を実行した後、ステップＳ１００において、パルスエッジ補正部１６０は、補正後のＰＷＭパルス信号Ｐｒを出力する。ここでは、ステップＳ８０またはＳ９０の処理によって各パルスエッジのタイミングが減少方向または増加方向に補正されたＰＷＭパルス信号Ｐを、補正後のＰＷＭパルス信号Ｐｒとしてドライブ信号生成部１７０へ出力する。
　ステップＳ１００の処理を終えたら、図５のフローチャートに示すＰＷＭパルス信号の補正処理を終了し、所定の制御周期が経過するまで待機する。所定の制御周期が経過して次の制御タイミングになると、パルスエッジ補正部１６０は、図５のフローチャートに示す処理をステップＳ１０から再開してＰＷＭパルス信号の補正処理を繰り返す。
（第２の実施形態）
　次に、本発明の第２の実施形態について説明する。本実施形態では、ＰＷＭパルス信号Ｐの各パルスエッジのタイミングを個別に補正する例を説明する。なお、本実施形態におけるインバータ制御装置やモータ駆動システムの構成は、第１の実施形態で説明した図１と同様である。したがって以下では、図１の構成を用いて本実施形態の説明を行うものとする。
　図６は、本発明の第２の実施形態に係るＰＷＭパルス信号の補正処理のフローチャートである。本実施形態において、パルスエッジ補正部１６０は、キャリア周期Ｔｃに応じた所定の制御周期ごとに図６のフローチャートに示す処理を実行することで、ＰＷＭパルス信号の補正処理を実施し、補正後のＰＷＭパルス信号Ｐｒをドライブ信号生成部１７０へ出力する。
　なお、図６のフローチャートにおいて、第１の実施形態で説明した図５のフローチャートと同一の処理を行う部分については、同一のステップ番号としている。以下では、この図５と同一ステップ番号の処理については、特に必要ない限り説明を省略する。
　ステップＳ３５において、パルスエッジ補正部１６０は、ステップＳ３０で入力した補正前のＰＷＭパルス信号Ｐにおける各パルスエッジのタイミングを抽出する。ここでは、ＰＷＭパルス信号Ｐに含まれる１制御周期内での各パルスエッジの位相を取得することで、各パルスエッジのタイミングを抽出することができる。
　ステップＳ４０Ａにおいて、パルスエッジ補正部１６０は、ステップＳ１０で取得した回転位置θｐを回転位置検出部１４０が回転位置センサ４の出力信号からサンプリングした時点から、補正前のＰＷＭパルス信号Ｐにおける各パルスエッジまでの経過時間を算出する。ここでは、例えばステップＳ１０で取得した回転位置θｐと、ステップＳ３５で抽出した各パルスエッジの位相との差分をそれぞれ算出し、この差分をモータ回転速度ωｒで除算することにより、回転位置θｐのサンプリング時点から各パルスエッジまでの経過時間を算出する。
　ステップＳ５０Ａにおいて、パルスエッジ補正部１６０は、ステップＳ２０で算出した角加速度ａと、ステップＳ４０Ａで算出した各パルスエッジの経過時間とに基づいて、補正前のＰＷＭパルス信号Ｐにおける各パルスエッジに対するモータ３の位相誤差量を計算する。ここでは、例えばパルスエッジごとに角加速度ａをその経過時間について２回積分することで、回転位置θｐのサンプリング時点から各パルスエッジまでの間に生じるモータ３の位相誤差量を計算することができる。
　ステップＳ６０Ａにおいて、パルスエッジ補正部１６０は、ステップＳ５０Ａで算出した各パルスエッジに対するモータ３の位相誤差量に基づいて、ステップＳ３０で入力した補正前のＰＷＭパルス信号Ｐにおける各パルスエッジのタイミング補正量を計算する。ここでは、第１の実施形態で説明した図５のステップＳ６０と同様に、例えば予め記憶されたマップ情報を参照することにより、ステップＳ５０Ａで算出した位相誤差量に対応するタイミング補正量をパルスエッジごとに求める。あるいは、所定の演算式を用いて、位相誤差量に対応するタイミングの補正量をパルスエッジごとに求めてもよい。これ以外にも任意の手法を用いて、位相誤差量に対応する各パルスエッジのタイミング補正量を求めることができる。
　本実施形態のパルスエッジ補正部１６０は、以上説明したステップＳ５０ＡおよびＳ６０Ａの処理により、所定の制御周期中におけるＰＷＭパルス信号Ｐの各パルスエッジについて、タイミング補正量をそれぞれ計算することができる。
　ステップＳ７０において、パルスエッジ補正部１６０は、ステップＳ２０で算出した角加速度ａの値が０以上であるか否かを判定する。その結果、角加速度ａの値が０以上である場合、すなわち正の値である場合はステップＳ８０Ａに進み、０未満である場合、すなわち負の値である場合はステップＳ９０Ａに進む。
　ステップＳ８０Ａにおいて、パルスエッジ補正部１６０は、ステップＳ３０で入力した補正前のＰＷＭパルス信号Ｐにおける各パルスエッジに対して個別に、そのタイミングをステップＳ６０Ａで求めたタイミング補正量の分だけ減少方向に補正する。これにより、各パルスエッジのタイミングを早めるように、ＰＷＭパルス信号Ｐが補正される。
　ステップＳ９０Ａにおいて、パルスエッジ補正部１６０は、ステップＳ３０で入力した補正前のＰＷＭパルス信号Ｐにおける各パルスエッジに対して個別に、そのタイミングをステップＳ６０Ａで求めたタイミング補正量の分だけ増加方向に補正する。これにより、各パルスエッジのタイミングを遅らせるように、ＰＷＭパルス信号Ｐが補正される。
　なお、ステップＳ５０Ａで計算される位相誤差量は、制御周期中での順番が早い、すなわちサンプリングタイミングに近い位置のパルスエッジほど、その値が小さくなる。したがって、ステップＳ８０Ａ，Ｓ９０Ａでは、制御周期中における１番目のパルスエッジに対するタイミング補正量を０として、２番目以降のパルスエッジのタイミングを補正するようにしてもよい。
（第３の実施形態）
　次に、本発明の第３の実施形態について説明する。本実施形態では、モータ３の角加速度の絶対値が小さく、そのため回転位置θｐの推測誤差が小さい場合は、ＰＷＭパルス信号Ｐの補正を省略する例を説明する。なお、本実施形態におけるインバータ制御装置やモータ駆動システムの構成も、第１の実施形態で説明した図１と同様である。したがって以下では、図１の構成を用いて本実施形態の説明を行うものとする。
　図７は、本発明の第３の実施形態に係るＰＷＭパルス信号の補正処理のフローチャートである。本実施形態において、パルスエッジ補正部１６０は、キャリア周期Ｔｃに応じた所定の制御周期ごとに図７のフローチャートに示す処理を実行することで、ＰＷＭパルス信号の補正処理を実施し、補正後のＰＷＭパルス信号Ｐｒをドライブ信号生成部１７０へ出力する。
　なお、図７のフローチャートにおいて、第１の実施形態で説明した図５のフローチャートと同一の処理を行う部分については、同一のステップ番号としている。以下では、この図５と同一ステップ番号の処理については、特に必要ない限り説明を省略する。
　ステップＳ２５において、パルスエッジ補正部１６０は、ステップＳ２０で算出した角加速度ａの絶対値が所定のしきい値Ｔｈ以上であるか否かを判定する。その結果、角加速度ａの絶対値がしきい値Ｔｈ以上である場合はステップＳ３０に進み、ステップＳ３０以降の処理を実行することでＰＷＭパルス信号Ｐの補正を行う。一方、角加速度ａの絶対値がしきい値Ｔｈ未満である場合は、図７のフローチャートに示すＰＷＭパルス信号の補正処理を終了する。この場合、ＰＷＭパルス信号Ｐの補正は行われず、ＰＷＭパルス生成部１５０により生成されたＰＷＭパルス信号Ｐがそのままドライブ信号生成部１７０へ出力される。
（第４の実施形態）
　次に、本発明の第４の実施形態について説明する。本実施形態では、回転位置θｐのサンプリングタイミング以降におけるモータ３の回転状態の変化を予測し、その予測結果を反映してＰＷＭパルス信号Ｐの補正を行う例を説明する。
　図８は、本発明の第４の実施形態に係るインバータ制御装置１００Ａを有するモータ駆動システム１Ａの構成を示すブロック図である。モータ駆動システム１Ａおよびインバータ制御装置１００Ａは、第１の実施形態で説明した図１のモータ駆動システム１、インバータ制御装置１００とそれぞれ同様の構成を有しており、インバータ制御装置１００Ａにおいて、不図示の上位制御器からパルスエッジ補正部１６０に、車速信号Ｖｓ、トルク要求τ＊および駆動負荷予測量Ｌｓが入力される点が異なっている。
　本実施形態のモータ駆動システム１Ａは、モータ３の駆動により走行する電動車両に搭載されている。車速信号Ｖｓは、この電動車両の走行速度を表している。トルク要求τ＊は、モータ３に対するトルクの要求値を表している。なお、電流制御部１１０に入力される電流指令値（Ｉｄ＊，Ｉｑ＊）からトルク要求τ＊を算出してもよい。駆動負荷予測量Ｌｓは、モータ３の駆動負荷の予測量を表している。上位制御器では、例えば電動車両がこれから走行する予定の道路における勾配情報や加減速情報を含む走行計画を取得し、この走行計画に基づいて駆動負荷予測量Ｌｓを求めることができる。
　図９は、本発明の第４の実施形態に係るＰＷＭパルス信号の補正処理のフローチャートである。本実施形態において、パルスエッジ補正部１６０は、キャリア周期Ｔｃに応じた所定の制御周期ごとに図９のフローチャートに示す処理を実行することで、ＰＷＭパルス信号の補正処理を実施し、補正後のＰＷＭパルス信号Ｐｒをドライブ信号生成部１７０へ出力する。
　なお、図９のフローチャートにおいて、第１の実施形態で説明した図５のフローチャートと同一の処理を行う部分については、同一のステップ番号としている。以下では、この図５と同一ステップ番号の処理については、特に必要ない限り説明を省略する。
　ステップＳ４５において、パルスエッジ補正部１６０は、不図示の上位制御器から車速信号Ｖｓ、トルク要求τ＊および駆動負荷予測量Ｌｓを取得する。
　ステップＳ５０Ｂにおいて、パルスエッジ補正部１６０は、ステップＳ２０で算出した角加速度ａと、ステップＳ４０で算出した経過時間とに加えて、さらにステップＳ４５で取得した車速信号Ｖｓ、トルク要求τ＊および駆動負荷予測量Ｌｓに基づき、モータ３の位相誤差量を計算する。ここでは、例えば車速信号Ｖｓ、トルク要求τ＊および駆動負荷予測量Ｌｓの値から、ステップＳ４０で算出した経過時間内で角加速度ａがどのように変動するかを予測する。そして、各時点での角加速度ａの予測値を経過時間について２回積分することで、回転位置θｐのサンプリング時点から補正後のＰＷＭパルス信号Ｐｒの出力までに生じるモータ３の位相誤差量を計算することができる。
　なお、ステップＳ５０Ｂでは、必ずしも車速信号Ｖｓ、トルク要求τ＊および駆動負荷予測量Ｌｓの全てを用いる必要はない。これらの少なくともいずれか一つを用いることにより、角加速度ａの変化傾向を予測できればよい。
　本実施形態のパルスエッジ補正部１６０は、以上説明したステップＳ５０Ｂの処理と、前述のステップＳ６０の処理とが行われる。これにより、回転位置θｐのサンプリング時点から補正後のＰＷＭパルス信号Ｐｒの出力までの経過時間およびモータ３の角加速度ａと、モータ３の駆動により走行する電動車両の走行速度を表す車速信号Ｖｓ、モータ３に対するトルク要求τ＊、およびモータ３の駆動負荷の予測量を表す駆動負荷予測量Ｌｓの少なくともいずれか一つと、に基づいて、ＰＷＭパルス信号Ｐにおける各パルスエッジのタイミング補正量を計算することができる。
（第５の実施形態）
　次に、本発明の第５の実施形態について説明する。本実施形態では、ＰＷＭパルス信号Ｐの補正を行う代わりに、ＰＷＭパルス信号Ｐの生成に用いる回転位置θｐを補正する例を説明する。
　図１０は、本発明の第５の実施形態に係るインバータ制御装置１００Ｂを有するモータ駆動システム１Ｂの構成を示すブロック図である。モータ駆動システム１Ｂおよびインバータ制御装置１００Ｂは、第１の実施形態で説明した図１のモータ駆動システム１、インバータ制御装置１００とそれぞれ同様の構成を有しており、インバータ制御装置１００Ｂにおいて、パルスエッジ補正部１６０に替えて回転位置補正部１８０が設けられている点が異なっている。
　回転位置補正部１８０は、回転位置検出部１４０により検出されたモータ３の回転位置θｐを、モータ３の角加速度に基づいて補正する。そして、補正後の回転位置θｐｒをＰＷＭパルス生成部１５０へ出力する。本実施形態において、ＰＷＭパルス生成部１５０は、この補正後の回転位置θｐｒを補正前の回転位置θｐの代わりに用いて、ＰＷＭパルス信号Ｐを生成する。これにより、回転位置θｐの推測誤差が解消されたＰＷＭパルス信号Ｐを生成できるようにしている。
　図１１は、本発明の第５の実施形態に係るモータ回転位置の補正処理のフローチャートである。本実施形態において、回転位置補正部１８０は、キャリア周期Ｔｃに応じた所定の制御周期ごとに図１１のフローチャートに示す処理を実行することで、モータ回転位置の補正処理を実施し、補正後の回転位置θｐｒをＰＷＭパルス生成部１５０へ出力する。
　なお、図１１のフローチャートにおいて、第１の実施形態で説明した図５のフローチャートと同一の処理を行う部分については、同一のステップ番号としている。以下では、この図５と同一ステップ番号の処理については、特に必要ない限り説明を省略する。
　ステップＳ６０Ｃにおいて、回転位置補正部１８０は、ステップＳ５０で算出したモータ３の位相誤差量に基づいて、ステップＳ１０で取得した補正前の回転位置θｐに対する補正量を計算する。ここでは、例えば位相誤差量の符号を反転させることにより、回転位置θｐの補正量を求める。あるいは、所定のマップ情報や演算式を用いて、位相誤差量に対応する回転位置θｐの補正量を求めてもよい。これ以外にも任意の手法を用いて、位相誤差量に対応する回転位置θｐの補正量を求めることができる。
　ステップＳ１００Ｃにおいて、回転位置補正部１８０は、補正後の回転位置θｐｒを出力する。ここでは、例えばステップＳ１０で取得した補正前の回転位置θｐに、ステップＳ６０Ｃで求めた補正量を加算した値を、補正後の回転位置θｐｒとしてＰＷＭパルス生成部１５０へ出力する。
　ステップＳ１００Ｃの処理を終えたら、図１１のフローチャートに示すモータ回転位置の補正処理を終了し、所定の制御周期が経過するまで待機する。所定の制御周期が経過して次の制御タイミングになると、回転位置補正部１８０は、図１１のフローチャートに示す処理をステップＳ１０から再開してモータ回転位置の補正処理を繰り返す。
　以上説明したように、本発明の実施形態では、パルスエッジ補正部１６０によりＰＷＭパルス信号Ｐが補正されるか、または、回転位置補正部１８０によりモータ３の回転位置θｐが補正されることで、インバータ１０からモータ３へ実際に出力される電圧の基本波成分の位相が、実際のモータ３の位相に合うように補正される。これにより、キャリア周波数ｆｃがインバータ１０の出力電圧の基本波周波数に対して相対的に不足した場合の電圧誤差を低減できることから、キャリア周波数ｆｃをより低下させることが可能となり、インバータ１０のスイッチング損失の低減に寄与する。さらに、特許文献１のような従来技術よりもＰＷＭパルス信号の生成処理が軽量な演算処理で済むことから、処理負荷がボトルネックとなっていたキャリア周波数ｆｃをより高く設定することが可能となり、その結果、従来よりも電圧誤差を低減したＰＷＭパルス信号を出力できるようになる。
　以上説明した本発明によるインバータ制御装置によれば、以下のような作用効果を奏する。
（１）インバータ制御装置１００は、モータ３に交流電流を出力するインバータ１０を制御するためのＰＷＭパルス信号Ｐを所定の制御周期ごとに生成するＰＷＭパルス生成部１５０と、ＰＷＭパルス生成部１５０により生成されたＰＷＭパルス信号Ｐのパルスエッジのタイミングを制御周期ごとに補正することで、ＰＷＭパルス信号Ｐの補正を行うパルスエッジ補正部１６０とを備える。パルスエッジ補正部１６０は、モータ３の角加速度ａが正の値の場合（ステップＳ７０：Ｙｅｓ）は、パルスエッジのタイミングを早めるようにＰＷＭパルス信号Ｐを補正し（ステップＳ８０）、モータ３の角加速度ａが負の値の場合（ステップＳ７０：Ｎｏ）は、パルスエッジのタイミングを遅らせるようにＰＷＭパルス信号Ｐを補正する（ステップＳ９０）。このようにしたので、モータ３の加速時や減速時においても、ＰＷＭパルス信号Ｐを生成する際の回転位置θｐの推測誤差が抑制されるようにＰＷＭパルス信号Ｐを補正することができ、その結果、モータ３の回転速度ωｒが大きく変動している場合であっても低次高調波を低減することができる。したがって、モータ３の低騒音・低振動化と高回転化を両立可能なインバータ制御装置１００を提供することができる。
（２）パルスエッジ補正部１６０は、モータ３の回転位置θｐの検出時点からＰＷＭパルス信号Ｐが出力されるまでの経過時間を計算し（ステップＳ４０）、計算した経過時間およびモータ３の角加速度ａに基づいて、パルスエッジのタイミング補正量を計算し（ステップＳ５０，Ｓ６０）、計算したタイミング補正量に基づいて、ＰＷＭパルス信号Ｐを補正する（ステップＳ７０，Ｓ８０）。このようにしたので、ＰＷＭパルス信号Ｐにおけるパルスエッジのタイミングを正確に補正することができる。
（３）第２の実施形態において、パルスエッジ補正部１６０は、制御周期中におけるＰＷＭパルス信号Ｐの各パルスエッジについて、タイミング補正量をそれぞれ計算する（ステップＳ６０Ａ）。このようにしたので、ＰＷＭパルス信号Ｐにおける各パルスエッジのタイミングを個別に正確に補正することができる。
（４）また、第２の実施形態において、パルスエッジ補正部１６０は、制御周期中における１番目のパルスエッジに対するタイミング補正量を０として、２番目以降のパルスエッジのタイミングを補正してもよい。このようにすれば、インバータ制御装置１００の演算負荷を軽減しつつ、ＰＷＭパルス信号Ｐにおける各パルスエッジのタイミングを個別に正確に補正することができる。
（５）第３の実施形態において、パルスエッジ補正部１６０は、モータ３の角加速度ａの絶対値が所定のしきい値未満である場合（ステップＳ２５：Ｎｏ）は、ＰＷＭパルス信号Ｐの補正を行わない。このようにしたので、回転位置θｐの推測誤差が小さい場合は、ＰＷＭパルス信号Ｐの補正を省略して、インバータ制御装置１００の演算負荷を軽減することができる。
（６）第４の実施形態において、パルスエッジ補正部１６０は、モータ３の回転位置θｐの検出時点からＰＷＭパルス信号Ｐが出力されるまでの経過時間を計算し（ステップＳ４０）、計算した経過時間およびモータ３の角加速度ａと、モータ３の駆動により走行する車両の走行速度を表す車速信号Ｖｓ、モータ３に対するトルク要求τ＊、およびモータ３の駆動負荷の予測量Ｌｓの少なくともいずれか一つと、に基づいて、パルスエッジのタイミング補正量を計算し（ステップＳ５０Ｂ，Ｓ６０）、計算したタイミング補正量に基づいて、ＰＷＭパルス信号Ｐを補正する（ステップＳ７０，Ｓ８０）。このようにしたので、角加速度ａの変化傾向を考慮して、ＰＷＭパルス信号Ｐにおけるパルスエッジのタイミングをより一層正確に補正することができる。
（７）第５の実施形態に係るインバータ制御装置１００Ｂは、モータ３に交流電流を出力するインバータ１０を制御するためのＰＷＭパルス信号Ｐを所定の制御周期ごとに生成するＰＷＭパルス生成部１５０と、モータ３の回転位置θｐを検出する回転位置検出部１４０と、回転位置検出部１４０により検出されたモータ３の回転位置θｐを、モータ３の角加速度ａに基づいて補正する回転位置補正部１８０とを備える。ＰＷＭパルス生成部１５０は、回転位置補正部１８０により補正されたモータ３の回転位置θｐｒに基づいて、ＰＷＭパルス信号Ｐを生成する。このようにしたので、モータ３の加速時や減速時においても、回転位置θｐの推測誤差が抑制された補正後の回転位置θｐｒを用いてＰＷＭパルス信号Ｐを生成することができ、その結果、モータ３の回転速度ωｒが大きく変動している場合であっても低次高調波を低減することができる。したがって、モータ３の低騒音・低振動化と高回転化を両立可能なインバータ制御装置１００を提供することができる。
　上述の実施形態では、インバータ制御装置単体について説明したが、当該上述の機能を有していれば、インバータ制御装置とインバータとが一体化したインバータ装置や、インバータ装置とモータとが一体化したモータ駆動システムにも本発明を適用できる。
　なお、本発明は、上述の実施の形態に限定されるものではなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で種々の変更が可能である。
１，１Ａ，１Ｂ…モータ駆動システム
２…バッテリ
３…モータ
４…回転位置センサ
１０…インバータ
１００，１００Ａ，１００Ｂ…インバータ制御装置
１１０…電流制御部
１２０…変調波演算部
１３０…電流検出部
１４０…回転位置検出部
１５０…ＰＷＭパルス生成部
１６０…パルスエッジ補正部
１７０…ドライブ信号生成部
１８０…回転位置補正部

Claims (7)

  1. 　モータに交流電流を出力するインバータを制御するためのＰＷＭパルス信号を所定の制御周期ごとに生成するＰＷＭパルス生成部と、
    　前記ＰＷＭパルス生成部により生成された前記ＰＷＭパルス信号のパルスエッジのタイミングを前記制御周期ごとに補正することで、前記ＰＷＭパルス信号の補正を行うパルスエッジ補正部と、を備え、
    　前記パルスエッジ補正部は、前記モータの角加速度が正の値の場合は、前記パルスエッジのタイミングを早めるように前記ＰＷＭパルス信号を補正し、前記モータの角加速度が負の値の場合は、前記パルスエッジのタイミングを遅らせるように前記ＰＷＭパルス信号を補正するインバータ制御装置。
  2. 　請求項１に記載のインバータ制御装置において、
    　前記パルスエッジ補正部は、
    　前記モータの回転位置の検出時点から前記ＰＷＭパルス信号が出力されるまでの経過時間を計算し、
    　前記経過時間および前記モータの角加速度に基づいて、前記パルスエッジのタイミング補正量を計算し、
    　前記タイミング補正量に基づいて、前記ＰＷＭパルス信号を補正するインバータ制御装置。
  3. 　請求項２に記載のインバータ制御装置において、
    　前記パルスエッジ補正部は、前記制御周期中における前記ＰＷＭパルス信号の各パルスエッジについて、前記タイミング補正量をそれぞれ計算するインバータ制御装置。
  4. 　請求項３に記載のインバータ制御装置において、
    　前記パルスエッジ補正部は、前記制御周期中における１番目の前記パルスエッジに対する前記タイミング補正量を０として、２番目以降の前記パルスエッジのタイミングを補正するインバータ制御装置。
  5. 　請求項１に記載のインバータ制御装置において、
    　前記パルスエッジ補正部は、前記モータの角加速度の絶対値が所定のしきい値未満である場合は、前記ＰＷＭパルス信号の補正を行わないインバータ制御装置。
  6. 　請求項１に記載のインバータ制御装置において、
    　前記パルスエッジ補正部は、
    　前記モータの回転位置の検出時点から前記ＰＷＭパルス信号が出力されるまでの経過時間を計算し、
    　前記経過時間および前記モータの角加速度と、前記モータの駆動により走行する車両の走行速度、前記モータに対するトルク要求、および前記モータの駆動負荷の予測量の少なくともいずれか一つと、に基づいて、前記パルスエッジのタイミング補正量を計算し、
    　前記タイミング補正量に基づいて、前記ＰＷＭパルス信号を補正するインバータ制御装置。
  7. 　モータに交流電流を出力するインバータを制御するためのＰＷＭパルス信号を所定の制御周期ごとに生成するＰＷＭパルス生成部と、
    　前記モータの回転位置を検出する回転位置検出部と、
    　前記回転位置検出部により検出された前記モータの回転位置を、前記モータの角加速度に基づいて補正する回転位置補正部と、を備え、
    　前記ＰＷＭパルス生成部は、前記回転位置補正部により補正された前記モータの回転位置に基づいて、前記ＰＷＭパルス信号を生成するインバータ制御装置。
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