JP7245739B2 - 誘導電動機の駆動装置、駆動方法、および電気車 - Google Patents

Description

本発明は、誘導電動機の駆動装置、駆動方法、および電気車に関する。

例えば特許文献１には、フリーラン状態にある交流電動機の回転方向および速度を、残留磁束による誘起電圧によって交流電動機を流れる電流をゼロに制御する電圧指令から推定する方法が開示されている。また、電圧指令の振幅が予め定めた閾値未満の場合には、電流をゼロにする制御を停止し、直流電圧を印加することによって交流電動機を流れる電流の周波数から交流電動機の回転方向および速度を推定する。

特許４４０７１５１号公報

しかしながら、上述の従来技術では、交流電動機を流れる三相交流電流をゼロに制御することで速度推定を行うため、制御系の高応答化が必要となるという問題がある。また、直流電圧印加によって交流電動機を流れる電流の周波数から速度を推定する際には、交流電動機の低速域では速度推定に多大な時間を要するという問題がある。

本発明の目的は、上述の点を考慮してなされたものであり、交流電動機である誘導電動機の回転方向および速度を、制御系の高応答化を不要としつつ、回転速度に依らずに短時間で推定し得るようにすることを１つの目的とする。

かかる課題を解決するため本発明においては、１つの目的を達成する一手段として、誘導電動機の駆動装置は、誘導電動機を駆動する電力変換装置と、前記電力変換装置を制御する制御装置とを有し、前記制御装置は、前記電力変換装置の再起動後に前記誘導電動機へ電力を出力する際、前記誘導電動機のモータ端子を短絡して検出した短絡電流検出値に基づいて、前記誘導電動機へ交流電圧を印加する交流電圧印加モードおよび直流電圧を印加する直流電圧印加モードの何れの制御モードへ移行するかを切り替えることを特徴とする。

本発明によれば、例えば、制御系の高応答化を不要としつつ、回転速度に依らずに短時間で誘導電動機の回転方向および速度を推定することができる。

実施形態１のドライブシステムの全体構成例を示す機能ブロック図。 実施形態１の誘導電動機の速度推定処理例を示すフローチャート。 実施形態１の直流電圧演算部の構成例を示す機能ブロック図。 実施形態１の交流電圧演算部の構成例を示す機能ブロック図。 実施形態１の短絡電流周波数演算部の構成例を示す機能ブロック図。 実施形態１の交流電圧演算部を含むコントローラによる交流電圧演算処理例を示すフローチャート。 短絡電流の振幅判定後、直流電圧印加を選択する場合の速度推定波形の一例を示す図。 短絡電流の振幅判定後、交流電圧印加を選択する場合の速度推定波形の一例を示す図。 実施形態２の交流電圧演算部の構成例を示す機能ブロック図。 短絡時のベクトル図。 実施形態２の位相調整後のベクトル図。 実施形態３の交流電圧演算部の構成例を示す機能ブロック図。 実施形態３の位相調整後のベクトル図。 実施形態３の速度推定波形の一例を示す図。 実施形態４のドライブシステムの構成例を示す機能ブロック図。 実施形態４の交流電圧演算部の構成例を示す機能ブロック図。 実施形態５の電気車の一例を示す模式図。

以下、図面を参照して本発明の実施形態について説明する。なお、以下の説明において、同一または類似の要素および処理には、原則として同一の符号を付している。また、同一の機能および処理について、重複説明を省略する。なお、以下に説明する構成および処理はあくまで一例に過ぎず、本発明にかかる実施様態が、以下の具体的様態に限定されることを意図する趣旨ではない。また、各実施形態および変形例は、本発明の技術思想の範囲内および整合する範囲内でその一部または全部を組合せることができる。

以下の実施形態の説明に先立ち、従来技術とその課題について説明する。電気車では、停車状態からインバータを起動して加速した後、インバータを停止して惰性で走行する惰行状態に移り、惰行状態から再度インバータを起動して加速または減速する場合がある。

惰行状態ではインバータは停止しているため、インバータから誘導電動機に電圧は印加されないが、原理上、インバータを停止しても磁束はすぐには消えずに残る。このようにインバータが停止している状態で回転子内部に残る磁束を残留磁束と呼ぶ。残留磁束が存在する場合、残留磁束と回転速度の積に比例した誘起電圧が発生する。

インバータを停止した状態では、残留磁束のエネルギーは誘導電動機の抵抗によって消費され、誘導電動機の抵抗値およびインダクタンス値で決まる時定数にしたがって減衰する。

一方で近年は省エネルギー意識の高まりから、誘導電動機は低すべりに設計されるため、抵抗が小さい。よって残留磁束が減衰する時定数は長くなる傾向にある。その結果、停止状態または惰行状態からインバータが再起動する時に残留磁束が消えずに残りやすくなり、この残留磁束による誘起電圧が外乱となり、速度推定に失敗してしまうことが懸念される。

以上のことから、残留磁束量によらず誘導電動機の速度を推定できることが望ましい。残留磁束考慮した速度推定方法について、上述の特許文献１のような提案がなされているが、制御系の高応答化が必要であったり、交流電動機の低速域では速度推定に多大な時間を要したりするといった課題がある。以下の実施形態では、この課題を解決する手段の一例を示す。

［実施形態１］
先ず実施形態１の構成要素について説明する。図１は、実施形態１のドライブシステム１Ｓの全体構成例を示す機能ブロック図である。本実施形態のドライブシステム１Ｓは、誘導電動機１、相電流検出回路２、インバータ３、およびコントローラ４を有する。

相電流検出回路２は、ホールＣＴ（Current Transformer）等から構成され、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の三相交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを検出している。ただし、相電流検出回路２によって必ずしも３相全ての電流を検出する必要はなく、いずれかの２相を検出し、３相電流が平衡状態であると仮定して他の１相を演算により求める構成でも良い。

インバータ３は、直流電圧電源５、ゲート・ドライバ６、およびＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）Ｑ１～Ｑ６とダイオードＤ１～Ｄ６の複数のスイッチング素子から構成される。なお、本実施形態の効果は、半導体スイッチング素子の種類によって限定されるものではない。

コントローラ４は、三相交流電流をαβ座標系の電流に変換するαβ座標変換部７、αβ座標系の電流からｄｑ座標系の電流に変換するｄｑ座標変換部８、αβ座標系の電流を用いてインバータ短絡時の電流を演算する短絡電流演算部９、交流電流指令を出力する交流電流指令演算部１０、および交流電流指令とｄｑ座標系の電流から交流電圧指令を演算する交流電圧演算部１１を有する。

また、コントローラ４は、直流電流指令を出力する直流電流指令演算部１２、直流電流指令から直流電圧指令を演算する直流電圧演算部１３、短絡電流を用いて交流電圧指令または直流電圧指令を選択する電圧モード切替部１４、および電圧モード切替部１４が出力する電圧指令からＰＷＭ信号を生成しゲート・ドライバ６へ出力するＰＷＭ信号生成部１５を有する。

次に図１と図２を参照しつつ、本実施形態におけるコントローラ４の動作を説明する。
図２は、実施形態１の誘導電動機１のコントローラ４が実行する速度推定処理例を示すフローチャートである。

先ずステップＳ１１では、コントローラ４は、停止状態または惰行状態から誘導電動機１を再起動する際、短絡開始時点から予め定めた所定短絡期間にわたり、誘導電動機１のモータ端子の短絡を継続する。例えば、この所定短絡期間は、誘導電動機１の漏れインダクタンスＬσを一次換算抵抗Ｒσで除算して得られる一次換算時定数Ｔσ以上の期間である。この時、コントローラ４は、インバータ３の上下アームどちらかを短絡させる信号を出力する。短絡中は、電圧モード切替部１４の出力である三相交流電圧指令Ｖｕ^＊、Ｖｖ^＊、Ｖｗ^＊はゼロである。

次にステップＳ１２では、コントローラ４は、短絡開始時点から所定短絡期間が経過した時点で短絡電流Ｉ１の振幅|Ｉ１|が短絡電流振幅閾値Ｔｈ未満か否かを判定する。この時、短絡電流演算部９は、下記式（１）を用いて短絡電流Ｉ１の振幅|Ｉ１|を演算する。

コントローラ４は、短絡電流Ｉ１の振幅|Ｉ１|が短絡電流振幅閾値Ｔｈ未満の場合（ステップＳ１２ＹＥＳ）にステップＳ１３（直流印加モード）へ処理を移し、振幅|Ｉ１|が短絡電流振幅閾値以上の場合（ステップＳ１２ＮＯ）にステップＳ１４（交流印加モード）へ処理を移す。直流電圧印加モードおよび交流電圧印加モードのどちらのモードに移行するかは電圧モード切替部１４が切り替える。

ステップＳ１３では、コントローラ４は、直流電圧印加モードへ移行し、移行時点から予め定めた直流電圧印加期間にわたって、直流電圧を誘導電動機１に印加する。例えば、この直流電圧印加期間は、後退時の最高回転子周波数の半周期と同じ期間である。コントローラ４は、この直流電圧印加期間が経過した後に、ステップＳ１４へ処理を移す。

ステップＳ１４では、コントローラ４は、交流電圧印加モードへ移行し、予め定めた交流電圧印加期間（速度推定期間）、誘導電動機１の速度推定を行う。例えば、この速度推定期間は、電流制御応答時定数以上の期間である。コントローラ４は、この速度推定期間が経過した時点で、速度推定を終了する。

以下、各機能ブロックの詳細について説明する。

図３を参照して直流電圧演算部１３について説明する。図３は、実施形態１の直流電圧演算部１３の構成例を示す機能ブロック図である。直流電圧演算部１３は、ＬＰＦ（Low-Pass Filter）１６、電圧指令演算部１７、およびｄｑ座標逆変換部１８を有する。ＬＰＦ１６は、直流電流指令演算部１２から出力されたｄ軸電流指令Ｉｄ^＊をもとにｄ軸磁束指令Φ_２ｄ ^＊を演算する。電圧指令演算部１７は、ｄ軸電圧指令Ｖｄ^＊とｑ軸電圧指令Ｖｑ^＊を下記式（２）および式（３）によって計算する。

ただし、上記式（２）および式（３）において、Ｒ１^＊は一次抵抗設定値、Ｉｑ^＊はq軸電流指令、ω１はインバータ周波数、Ｌσ^＊は制御側漏れインダクタンス、Ｍ^＊は制御側相互インダクタンス、Ｌ２^＊は制御側二次インダクタンス、Ｔ２^＊は制御側の二次時定数である。直流電圧演算部１３がｄ軸方向に直流電圧を印加するためにω１＝０、Ｉｑ^＊＝０となるため、電圧指令演算部１７から出力されるｄ軸電圧指令Ｖｄ^＊とｑ軸電圧指令Ｖｑ^＊は、下記式（４）および式（５）のようになる。

ｄｑ座標逆変換部１８は、電圧指令演算部１７から出力されたｄ軸電圧指令Ｖｄ^＊とｑ軸電圧指令Ｖｑ^＊を三相座標変換することでＵ相電圧指令Ｖｕ^＊、Ｖ相電圧指令Ｖｖ^＊、Ｗ相電圧指令Ｖｗ^＊を生成し出力する。

図４を参照して交流電圧演算部１１について説明する。図４は、実施形態１の交流電圧演算部１１の構成例を示す機能ブロック図である。交流電圧演算部１１は、ＬＰＦ１６ｂ、電圧指令演算部１７ｂ、ｄｑ座標逆変換部１８ｂ、速度推定部１９、速度推定初期値切替部２０、速度推定初期値演算部２１、および短絡電流周波数演算部２２を有する。

以下、速度推定部１９、速度推定初期値切替部２０、速度推定初期値演算部２１、および短絡電流周波数演算部２２の詳細について説明する。なお、ＬＰＦ１６ｂ、電圧指令演算部１７ｂ、ｄｑ座標逆変換部１８ｂは、それぞれＬＰＦ１６、電圧指令演算部１７、およびｄｑ座標逆変換部１８と同一構成であるため、説明を省略する。

速度推定部１９は、下記式（６）および式（７）によって算出した速度推定値を出力する。誘導電動機の電圧方程式より、ｑ軸電流検出値Ｉｑとｑ軸電流指令値Ｉｑ^＊に関して以下の式で表される。

ただし、上記式（６）および式（７）において、ωｒは回転子速度、ωｒ＾は速度推定値、Ｒσ^＊は一次換算抵抗設定値、ｓはラプラス演算子である。ここで、誘導電動機１の定数とコントローラ４の定数が一致しているとし、ｄ軸電流検出値Ｉｄ、ｄ軸磁束Φ_２ｄ、およびｑ軸磁束指令Φ２ｑ^＊のそれぞれが各指令値に一致していると仮定すると、下記式（８）のようになる。

上記式（８）より、Ｉｑ^＊－Ｉｑ＝０ならばωｒ－ωｒ＾＝０⇔ωｒ＾＝ωｒとなり、ｑ軸電流検出値Ｉｑがｑ軸電流指令値Ｉｑ^＊に収束した時点で速度推定も完了する。ただし、上記式（８）において、ωａｃｒは電流制御応答角周波数である。

電圧指令演算部１７ｂは、上記式（８）で求めた速度推定値ωｒ＾を上記式（２）および式（３）のω１へ代入し、ｄ軸電圧指令Ｖｄ^＊とｑ軸電圧指令Ｖｑ^＊を計算する。

速度推定初期値演算部２１は、短絡電流Ｉ１の振幅|Ｉ１|が短絡電流振幅閾値Ｔｈ未満であり、直流電圧演算部１３が誘導電動機１に直流電圧を印加する時に動作する。速度推定初期値演算部２１は、ｑ軸電流検出値Ｉｑ＞０なら誘導電動機１の回転方向は後退、Ｉｑ≦０なら前進と判断する。

以下、ｑ軸電流の極性から回転方向が判別できる原理について説明する。ｑ軸電流と回転方向の関係は以下のようになる。

ただし、上記式（９）において、Ｉｄはｄ軸電流検出値、Ｍは相互インダクタンス、Ｌ２は二次インダクタンス、Ｔ２は二次時定数である。直流電圧演算部１３は、ｄ軸の正方向に電圧を印加する。ゆえに、ｄ軸電流検出値Ｉｄは正であるから、ωrとＩｑの符号は逆になる。よって、ｑ軸電流検出値Ｉｑの正負から誘導電動機１の回転方向を判別することができる。

速度推定初期値演算部２１は、判別された誘導電動機１の回転方向に応じた速度推定の初期値ω_{ｉｎｉ＿Ｉｑ}を出力する。例えば、速度推定の初期値ω_{ｉｎｉ＿Ｉｑ}は、前進と判別された場合には前進方向の最高速度あるいは最高速度の二分の一の速度、後退と判別された場合には後退方向の最高速度あるいは最高速度の二分の一の速度が設定される。また、速度推定初期値演算部２１は、電圧モード切替部１４が、交流電圧演算部１１が出力するＵ相電圧指令Ｖｕ^＊、Ｖ相電圧指令Ｖｖ^＊、Ｗ相電圧指令Ｖｗ^＊を選択するタイミング（以下、交流電圧印加開始タイミングと呼ぶ）で初期値ω_{ｉｎｉ＿Ｉｑ}を出力し、それ以外のタイミングでは０を出力する。

図５を参照して短絡電流周波数演算部２２について説明する。図５は、実施形態１の短絡電流周波数演算部２２の構成例を示す機能ブロック図である。短絡電流周波数演算部２２は、逆正接演算部２４、ＰＩ制御器２５、および積分器２６を有する。逆正接演算部２４は、αβ座標系の電流Ｉα、Ｉβの逆正接ａｒｃｔａｎ（Ｉβ／Ｉα）を計算することで短絡電流の位相θｉを求めることができる。このθｉと制御側のｄ軸位相θｄｃを一致させるようにＰＩ制御器２５にてＰＩ制御を行う。ＰＩ制御はＰＬＬ制御(Phase Locked Loop制御)と呼ばれるものであり、ＰＩ制御の出力を速度推定値ω_ＰＬＬ＾として用いることができる。

速度推定初期値切替部２０は、短絡電流周波数演算部２２が演算した速度推定初期値ω_ＰＬＬ＾、または速度推定初期値演算部２１が演算した速度推定初期値ω_{ｉｎｉ＿Ｉｑ}を入力とする。速度推定初期値切替部２０は、この入力を、短絡電流Ｉ１の振幅|Ｉ１|が予め定めた閾値Ｔｈ以上か否かで切り替えを行う。振幅|Ｉ１|が閾値Ｔｈ以上の場合、短絡電流周波数演算部２２が演算した速度推定初期値ω_ＰＬＬ＾を入力として選択し、閾値Ｔｈ未満であれば速度推定初期値演算部２１が演算した速度推定初期値ω_{ｉｎｉ＿Ｉｑ}を入力として選択する。これにより、残留磁束量に応じた速度推定初期値を、速度推定部１９における上記式（８）の積分の初期値に設定できる。

図１に説明を戻す。短絡電流演算部９は、上記式（１）を用いて短絡電流Ｉ１の振幅|Ｉ１|を演算する。

電圧モード切替部１４は、交流電圧演算部１１が演算した電圧指令、または直流電圧演算部１３が演算した電圧指令を入力とする。電圧モード切替部１４は、短絡電流Ｉ１の振幅|Ｉ１|が予め定めた閾値以上か否かで切り替えを行う。振幅|Ｉ１|が閾値Ｔｈ以上であれば交流電圧演算部１１が演算した電圧指令を入力として選択し、閾値Ｔｈ未満の場合には直流電圧演算部１３が演算した電圧指令を入力として選択する。なお、電圧モード切替部１４は、直流電圧演算部１３が演算した電圧指令を選択した場合、直流電圧印加期間が経過した後に交流電圧演算部１１が演算した電圧指令を選択する。

以上が実施形態１の構成要素に関する説明である。

図６を参照して、実施形態１の交流電圧演算部１１を含むコントローラ４による誘導電動機１の速度推定処理について説明する。図６は、実施形態１の交流電圧演算部１１を含むコントローラ４による誘導電動機１の速度推定処理例を示すフローチャートである。

先ずステップＳ２１では、コントローラ４は、誘導電動機１のモータ端子を短絡する。ステップＳ２１の処理は、図２のステップＳ１１と同一処理である。次にステップＳ２２では、短絡電流周波数演算部２２は、速度推定値ω_ＰＬＬ＾を演算し出力する。

次にステップＳ２３では、コントローラ４は、直流印加モードへ移行するか否かを判定する。ステップＳ２３の処理は、図２のステップＳ１２と同一処理である。コントローラ４は、直流印加モードへ移行する場合（ステップＳ２３ＹＥＳ）にステップＳ２４へ処理を移す。一方、コントローラ４は、交流印加モードへ移行する場合（ステップＳ２３ＮＯ）にステップＳ２６へ処理を移す。

ステップＳ２４では、コントローラ４は、直流電圧印加モードへ移行し、誘導電動機１へ直流を印加する。ステップＳ２４の処理は、図２のステップＳ１３と同一処理である。次にステップＳ２５では、速度推定初期値演算部２１は、速度推定の初期値ω_{ｉｎｉ＿Ｉｑ}を計算し出力する。

ステップＳ２３ＮＯまたはステップＳ２５に続くステップＳ２６では、速度推定初期値切替部２０は、短絡電流Ｉ１の振幅|Ｉ１|が短絡電流振幅閾値Ｔｈ以上か否かを判定する。速度推定初期値切替部２０は、短絡電流Ｉ１の振幅|Ｉ１|が短絡電流振幅閾値Ｔｈ以上の場合（ステップＳ２６ＹＥＳ）に短絡電流周波数演算部２２が計算した速度推定値ω_ＰＬＬ＾を上記式（８）の積分の初期値へセットする（ステップＳ２７）。一方、速度推定初期値切替部２０は、短絡電流Ｉ１の振幅|Ｉ１|が短絡電流振幅閾値Ｔｈ未満の場合（ステップＳ２６ＮＯ）に速度推定初期値演算部２１が計算した速度推定の初期値ω_{ｉｎｉ＿Ｉｑ}を上記式（８）の積分の初期値へセットする（ステップＳ２８）。

ステップＳ２７またはステップＳ２８に続きステップＳ２９では、コントローラ４は、交流電圧印加モードへ移行して誘導電動機１へ交流を印加し、速度推定部１９による速度推定を行う。ステップＳ２９の処理は、図２のステップＳ１４と同一処理である。

次に図７を参照して、図２のステップＳ１２および図６のステップＳ２３の短絡電流Ｉ１の振幅|Ｉ１|の閾値判定の結果、直流電圧印加モードへ移行する場合の短絡電流Ｉ１、三相交流電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ、ｑ軸電流検出値Ｉｑ、速度推定値ωｒ＾の波形を説明する。図７は、短絡電流の振幅判定後、直流電圧印加を選択する場合の速度推定波形の一例を示す図である。

図７（ａ）に示すように、インバータ再起動のタイミングｔ１１からの短絡期間Ｔ１１が終了する振幅|Ｉ１|判定のタイミングｔ１２の時点で振幅|Ｉ１|が閾値Ｔｈ未満（|Ｉ１|＜Ｔｈ）であるため、タイミングｔ１２～ｔ１３の直流電圧印加期間Ｔ１２において誘導電動機１に直流電圧が印加される。具体的には、図７（ｂ）に示すように、例えば、誘導電動機１のＵ相には正の電圧、Ｖ相およびＷ相には同一の負の電圧が印加される。

これにより、図７（ｃ）に示すように、直流電圧印加期間Ｔ１２において、誘導電動機１にｑ軸電流検出値Ｉｑが流れる。そして、図７（ｄ）に示すように、直流電圧印加期間Ｔ１２が終了し交流電圧印加期間（速度推定期間）Ｔ１３が開始する直流電圧印加終了のタイミングｔ１３において、速度推定初期値演算部２１により、誘導電動機１のｑ軸電流検出値Ｉｑの正負つまり回転方向に応じた速度推定の初期値ω_{ｉｎｉ＿Ｉｑ}が得られる（図７の符号Ｐ１参照）。

よって、誘導電動機１の回転方向に応じた速度推定の初期値ω_{ｉｎｉ＿Ｉｑ}が設定された状態で交流電圧印加による速度推定に移行するため、タイミングｔ１３～ｔ１４の交流電圧印加期間（速度推定期間）Ｔ１３をより短期間として速度推定が可能である。

次に図８を参照して、図２のステップＳ１２で短絡電流Ｉ１の振幅|Ｉ１|の閾値判定の結果、交流電圧印加モードへ移行する場合の短絡電流Ｉ１、三相交流電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ、ｑ軸電流検出値Ｉｑ、速度推定値ωｒ＾の波形を説明する。図８は、短絡電流の振幅判定後、交流電圧印加を選択する場合の速度推定波形の一例を示す図である。

図８（ａ）に示すように、インバータ再起動のタイミングｔ２１からの短絡期間Ｔ２１が終了する振幅|Ｉ１|判定のタイミングｔ２２の時点で振幅|Ｉ１|が閾値Ｔｈ以上（|Ｉ１|≧Ｔｈ）であるため、図８（ｂ）に示すようにタイミングｔ２２～ｔ２３の交流電圧印加期間（速度推定期間）Ｔ２２において誘導電動機１に交流電圧が印加される。

この時、電圧モード切替部１４は、交流電圧演算部１１が出力するＵ相電圧指令Ｖｕ^＊、Ｖ相電圧指令Ｖｖ^＊、Ｗ相電圧指令Ｖｗ^＊を選択し、短絡電流周波数演算部２２の出力である速度推定初期値ω_ＰＬＬ＾を速度推定部１９の初期値ω_ｉｎｉとして用いる（図８（ｃ）参照）。ω_ＰＬＬ＾≒ωｒであり、速度推定初期値ω_ＰＬＬ＾を速度推定部１９の初期値ω_ｉｎｉとして用いることで、速度真値の概算値を得た状態で速度推定を開始でき、速度推定の精度を向上できる。また、短絡が終了した時点で短絡電流Ｉ１の振幅|Ｉ１|が閾値Ｔｈ以上である。よって、ω_ｉｎｉ＝ω_ＰＬＬ＾≒ωｒと設定された状態で交流電圧印加による速度推定に移行するため、より短期間での速度推定が可能である。

本実施形態においては、残留磁束がある場合には短絡電流周波数演算部２２によって短絡電流の周波数を演算し、速度推定初期値を設定できる。これにより速度推定初期値と速度真値の差が小さくなる。この場合にはモータ端子を短絡するのみなので、コントローラ４の高応答化は不要である。加えて、短絡状態から交流電圧印加に切り替える際、速度推定初期値と速度真値の差が小さい状態で、交流電圧印加による速度推定を開始できるため、交流電圧演算部１１の高応答化も不要である。

一方で、残留磁束がゼロの場合には直流電圧演算部１３によって直流電圧が誘導電動機１に印加される。この時、直流電圧の印加によって流れるｑ軸電流検出値の正負から回転方向を判別し、回転方向に応じた速度推定初期値を得た状態で交流電圧印加による速度推定を開始できる。その結果、回転速度によらず速やかに速度推定が可能となる。したがって、本実施形態によれば、コントローラ４の高応答化が不要となり短期間で速度推定が可能となるという効果を奏する。

［実施形態２］
以下図９～図１１を参照して実施形態２について説明する。

図９は、実施形態２の交流電圧演算部１１Ｂの構成例を示す機能ブロック図である。交流電圧演算部１１Ｂは、実施形態２のドライブシステム２Ｓにおいて実施形態１の交流電圧演算部１１に代わる構成であり、交流電圧演算部１１の構成要素に加えて、第一位相調整部２３をさらに有する。

図９に示すように、第一位相調整部２３は入力を短絡電流周波数演算部２２による速度推定値ω_ＰＬＬ＾とし、出力を補償量θｃｍｐ－１とする。第一位相調整部２３は、交流電圧印加開始タイミング（図７のタイミングｔ１３および図８のタイミングｔ２２）で速度推定値ω_ＰＬＬ＾に応じた補償量θｃｍｐ－１を出力し、それ以外のタイミングでは０を出力する。第一位相調整部２３によって演算された補償量θｃｍｐ－１はｄｑ座標逆変換部１８ｂとｄｑ座標変換部８に入力され、それぞれの現在位相にθｃｍｐ－１が加算される。

次に位相調整を実施しない場合の課題について説明する。図１０は短絡時のベクトル図であり、図１１は実施形態２の位相調整後のベクトル図である。短絡時において残留磁束Φ１方向に制御側のｄ軸(以下、ｄｃ軸と呼ぶ)を取ると、誘導電動機の電圧方程式より、下記式（１０）および式（１１）が成り立つ。

ただし、短絡中であることから、Ｖｄｑ＝０である。また、Ｆ（ｓ）＝Ｒ_σ＋Ｌ_σsであり、Φ_２ｄ≧０である。ここで、短絡電流Ｉ１と残留磁束Φ１間の位相差をΔθと定義すると、位相差Δθは下記式（１２）で表される。

今、残留磁束Φ１方向にｄｃ軸を取っているため、|Δθ|＞９０ｄｅｇとなる条件はＩｄ＜０である。よって、上記式（１０）より、ωｒ＞Ｆ（ｓ）／（ω１ＬσＴ_２）＝（Ｒσ＋Ｌσs）／（ω１ＬσＴ_２）となる時には|Δθ|＞９０ｄｅｇとなり、図１０に示すように、ｄｃ軸の負の方向に対して残留磁束Φ１のΦ_２ｄ成分が存在することになる。これにより、Φ_２ｄの立ち上がりが遅くなり、速度推定に時間を要する。

そこで本実施形態では、第一位相調整部２３によってΦ_２ｄ＞０となるように位相を調整し、速度推定時間を短縮する。第一位相調整部２３がｄｑ座標逆変換部１８ｂとｄｑ座標変換部８の現在位相に補償量θｃｍｐ－１＝Δθを加算することで、ｄｃ軸が回転し、図１１に示すようにｄｃ軸と残留磁束Φ１の方向は一致する。また、補償量θｃｍｐ－１の値についてはΔθと回転速度の関係を予め求めておき、テーブル化すればよい。なお、補償量θｃｍｐ－１は必ずしもΔθに一致させる必要はなく、例えば、上記式（１２）の近似値でもよい。

以上が実施形態２に関する説明である。本実施形態によれば第一位相調整部２３がΔθを調整し、位相調整後にΦ_２ｄ＞０となることで速度推定期間を短縮できるという効果を奏する。

［実施形態３］
以下図１２～図１４を参照して実施形態３について説明する。

図１２は、実施形態３の交流電圧演算部１１Ｃの構成例を示す機能ブロック図である。交流電圧演算部１１Ｃは、実施形態３のドライブシステム３Ｓにおいて実施形態１の交流電圧演算部１１に代わる構成であり、交流電圧演算部１１の構成要素に加えて、第二位相調整部２７と、ｄ軸磁束の磁束量を推定するｄ軸磁束演算部２８をさらに有する。

第二位相調整部２７は、短絡電流周波数演算部２２による速度推定値ω_ＰＬＬ＾を入力とし、補償量θｃｍｐ－２を出力とする。第二位相調整部２７は、交流電圧印加開始タイミングで速度推定値ω_ＰＬＬ＾に応じた補償量θｃｍｐ－２を出力し、それ以外のタイミングでは０を出力する。また、この時の補償量θｃｍｐ－２は、位相調整後のｄ軸電流検出値Ｉｄと相互インダクタンスＭの積と、交流電圧印加開始タイミングでの残留磁束Φ１のΦ_２ｄ成分とが等しくなるように、速度に応じて設定される。

ｄ軸磁束演算部２８は、ｄｑ座標変換部８から得られるｄ軸電流検出値Ｉｄと相互インダクタンスＭを乗算することでｄ軸磁束推定値Φ_２ｄ＾を演算する。また、このｄ軸磁束推定値Φ_２ｄ＾の値は交流電圧演算部１１ＣのＬＰＦ１６ｂ内の積分器の初期値に設定される。なお、ＬＰＦ１６ｂ内の積分器の初期値は、Φ_２ｄ ^＊の初期値Φ_{２ｄ＊＿ｉｎｉ}である。

図１３は、実施形態３の位相調整後のベクトル図である。図１３では、第二位相調整部２７による位相調整後のｄ軸電流検出値ＩｄがＭ・Ｉｄ＝Φ_２ｄを成立させるように補償量θｃｍｐ－２が設定された際のベクトル図である。

次に、磁束指令の初期値設定を実施しない場合の課題について説明する。Φ_２ｄ＝Φ_２ｄ ^＊が上記式（８）の前提条件であるが、残留磁束が存在する場合にはΦ_２ｄ≠Φ_２ｄ ^＊となり、上記式（８）が成立しない。上記式（８）においてΦ_２ｄ≠Φ_２ｄ ^＊という条件では、Ｉｑ^＊－Ｉｑ＝０となっても、ωｒΦ_２ｄ－ωｒ＾Φ_２ｄ ^＊＝０⇔ωｒ＾＝Φ_２ｄ／（Φ_２ｄ ^＊）ωｒとなり、速度推定値に誤差が残る。

ここで、αを実数としてΦ_２ｄ＝αΦ_２ｄ ^＊とするとωｒΦ_２ｄ－ωｒ＾Φ_２ｄ ^＊＝０⇔（αωｒ－ωｒ＾）Φ_２ｄ ^＊＝０となる。Φ_２ｄ ^＊≠０とするとαωｒ－ωｒ＾＝０となる。Φ_２ｄがΦ_２ｄ ^＊に収束すると仮定するとαは１に収束し、ωｒ＾＝ωｒとなるが、Φ２ｄがΦ２ｄ^＊に収束するまで時間を要する。

これらより、Φ_２ｄ=Φ_２ｄ ^＊が成立していればＩｑがＩｑ^＊に収束した時点で速度推定は完了するが、Φ_２ｄ≠Φ_２ｄ ^＊の場合ＩｑがＩｑ^＊に収束しても、さらにΦ_２ｄがΦ_２ｄ ^＊に収束するまで待たなければならない。ゆえにΦ_２ｄ≠Φ_２ｄ ^＊の場合、速度推定値が真値に収束するまで時間を要する。

そこで本実施形態では、ｄ軸磁束演算部２８によってΦ_２ｄ ^＊ _＿ｉｎｉの設定を行う。第二位相調整部２７の位相調整により、交流電圧印加開始タイミングでＭ・Ｉｄ＝Φ_２ｄとなる。また、ｄ軸磁束演算部２８ではＭ・Ｉｄ＝Φ_２ｄ＾が成立する。Φ_２ｄ＾はＬＰＦ１６ｂ内の積分器の初期値に設定されるため、Φ_２ｄ＾＝Φ_２ｄ ^＊ _＿ｉｎｉとなる。したがってＭ・Ｉｄ＾＝Φ_２ｄ ^＊ _＿ｉｎｉ⇔Φ_２ｄ＝Φ_２ｄ ^＊ _＿ｉｎｉとなる。

図１４は、実施形態３の速度推定波形の一例を示す図である。図１４を参照して、交流電圧印加モードへ移行する際に位相調整を行う場合のｄ軸電流検出値Ｉｄ、ｄ軸磁束Φ２ｄ、三相交流電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ、速度推定値ωｒ＾の波形を説明する。ｄ軸電流検出値Ｉｄの波形、ｄ軸磁束Φ２ｄの波形において横軸方向の破線は指令値を示し、実線は検出値を示す。

インバータ再起動のタイミングｔ３１から位相調整のタイミングｔ３２までの短絡期間Ｔ３１が終了し、第二位相調整部２７が補償量θｃｍｐ－２を出力することでｄｃ軸が回転する。これによりＩｄの値が変化する（図１４（ａ）の符号Ｐ３１参照）。このとき図１３に示すようにＭ・Ｉｄ＝Φ_２ｄとなるため、ｄ軸磁束演算部２８によってｄ軸電流から推定されたｄ軸磁束推定値Φ_２ｄ＾を交流電圧演算部１１のＬＰＦ１６ｂ内の積分器の初期値に設定することで、図１４（ｂ）の符号Ｐ３２で示すように、交流電圧印加による速度推定開始時のΦ_２ｄとΦ_２ｄ ^＊を一致させ、交流電圧の振幅を調整することができる。

以上が実施形態３に関する説明である。本実施形態によれば、残留磁束の大きさに応じたｄ軸磁束指令の初期値を設定することができ、速度推定時間が短くなるという効果を奏する。

［実施形態４］
実施形態４の構成要素について説明する。本実施形態は、図１５に示すように、実施形態４のドライブシステム４Ｓにおいて実施形態１の構成要素に加えて誘導電動機１の速度を検出する速度検出手段２９をさらに備える。図１５は、実施形態４のドライブシステムの構成例を示す機能ブロック図である。

また、本実施形態では、図１６に示す交流電圧演算部１１Ｄは、ドライブシステム４Ｓにおいて実施形態１の交流電圧演算部１１に代わる構成であり、交流電圧演算部１１の構成要素に加えて、回転方向判別部３０と乗算器３１とをさらに備える。図１６は、実施形態４の交流電圧演算部の構成例を示す機能ブロック図である。本実施形態では、速度検出手段２９から得られる速度検出値に応じて誘導電動機１への交流電圧の印加開始時の振幅を調整する。

速度検出手段２９は、レゾルバ等であり、誘導電動機１の速度の絶対値｜ωｒ｜を検出し、交流電圧演算部１１Ｄ内の乗算器３１へ入力する。

回転方向判別部３０は、速度推定初期値切替部２０の出力であるω_ｉｎｉの正負から誘導電動機１の回転方向を判別し、回転方向情報Ｒｄを出力する。ω_ｉｎｉが正の場合にはＲｄ＝１とし、ω_ｉｎｉが負の場合にはＲｄ＝－１とする。

乗算器３１は、速度検出手段２９によって得られる｜ωｒ｜と回転方向判別部３０の出力であるＲｄとを乗算し、速度推定部１９へ出力する。

本実施形態を実施しない場合の課題について説明する。本実施形態を実施しない場合、ω_ｉｎｉは速度推定初期値演算部２１の出力であるω_{ｉｎｉ＿Ｉｑ}または短絡電流周波数演算部２２の出力であるω_ＰＬＬ＾になる。ω_{ｉｎｉ＿Ｉｑ}は、前進・後退それぞれに対して予め一つの値が設定されるため、ωｒがその値以外では速度推定開始時にトルクショックが発生する。またω_ＰＬＬ＾はωｒの概算値となるため、その速度差によって速度推定開始時にトルクショックが発生する。

一方で本実施形態では、速度検出手段２９が検出する｜ωｒ｜に対し、回転方向に応じた符号を付与することで、回転方向が分かるようになり、回転速度の真値を上記式（８）の積分器の初期値に設定できる。これにより速度推定開始時の速度推定誤差をゼロとすることができ、速度推定期間のトルクショックを低減できるという効果を奏する。

［実施形態５］
以下、上述の実施形態１～４の誘導電動機１およびコントローラ４、４Ｂ、４Ｃ、４Ｄを含むドライブシステム１Ｓ、２Ｓ、３Ｓ、４Ｓは、例えば、電気鉄道車両や電気自動車等の電気車、産業機械等の駆動装置等に適用して好適なものである。本実施形態では、上述の実施形態１～４のドライブシステム１Ｓ～４Ｓを適用した電気車１００について説明する。図１７は、実施形態５の電気車１００の一例を示す模式図である。

電気車１００のドライブシステム１Ｓ～４Ｓには、架線１０３から集電装置１０１を介して電力が供給され、ドライブシステム１Ｓ～４Ｓによって、レール２００上で車輪１０２を回転させる誘導電動機１が駆動される。

低すべりな誘導電動機１は、残留磁束が残りやすく、この残留磁束と回転速度に比例して発生する誘起電圧の外乱により速度推定に失敗する可能性がある。よって、低すべりな誘導電動機１を電気車１００に適用する際には、速度推定の失敗によるトルクショックの発生により乗り心地が悪化する可能性がある。そこで、実施形態１～４のコントローラ４～４Ｄを含む何れかのドライブシステム１Ｓ～４Ｓを電気車１００に適用することで、残留磁束量によらず、短期間での速度推定が可能であり、かつ制御系の高応答化が不要な電気車１００を実現できる。

なお、本発明は上記した実施形態に限定されるものではなく、様々な変形例を含む。例えば、上記した実施形態は本発明を分かりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、ある実施形態の構成の一部を他の実施形態の構成に置き換えることが可能であり、また、ある実施形態の構成に他の実施形態の構成を加えることも可能である。また、各実施形態の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置換・統合・分散をすることが可能である。また実施形態で示した各処理は、処理効率または実装効率に基づいて適宜分散または統合してもよい。

１Ｓ，２Ｓ，３Ｓ，４Ｓ：ドライブシステム、１：誘導電動機、３：インバータ、４，４Ｂ，４Ｃ，４Ｄ：コントローラ、６：ゲート・ドライバ、７：αβ座標変換部、８：ｄｑ座標変換部、９：短絡電流演算部、１０：交流電流指令演算部、１１，１１Ｂ，１１Ｃ，１１Ｄ：交流電圧演算部、１２：直流電流指令演算部、１３：直流電圧演算部、１４：電圧モード切替部、１５：ＰＷＭ信号生成部、１００：電気車

Claims (11)

1. 誘導電動機を駆動する電力変換装置と、前記電力変換装置を制御する制御装置とを有し、
   前記制御装置は、
   前記電力変換装置の再起動後に前記誘導電動機へ電力を出力する際、前記誘導電動機のモータ端子を短絡して検出した短絡電流検出値に基づいて、前記誘導電動機へ交流電圧を印加する交流電圧印加モードおよび直流電圧を印加する直流電圧印加モードの何れの制御モードへ移行するかを切り替え、
   前記交流電圧印加モードにおける前記誘導電動機への交流電圧の印加開始時において、前記誘導電動機の相互インダクタンスと前記短絡電流検出値のｄ軸成分との積により得られる磁束推定値と、前記誘導電動機の残留磁束の制御軸のｄｃ軸成分と、が一致するように該残留磁束の位相を調整する
   ことを特徴とする誘導電動機の駆動装置。
2. 前記制御装置は、
   前記短絡電流検出値の振幅が、所定閾値未満の場合に前記直流電圧印加モードへ移行するよう切り替え、前記所定閾値以上の場合に前記交流電圧印加モードへ移行するよう切り替える
   ことを特徴とする請求項１に記載の誘導電動機の駆動装置。
3. 前記制御装置は、
   前記直流電圧印加モードへ移行後、直流電圧印加期間にわたって直流電圧を前記誘導電動機に印加し、前記直流電圧印加期間の終了後、前記交流電圧印加モードへ移行するよう切り替え、
   前記交流電圧印加モードへ移行後、速度推定期間にわたって前記誘導電動機の速度推定を行う
   ことを特徴とする請求項１または２に記載の誘導電動機の駆動装置。
4. 前記制御装置は、
   前記直流電圧印加モードから前記交流電圧印加モードへ移行する際、前記誘導電動機を流れるｑ軸電流から前記誘導電動機が前進および後退の何れの回転方向であるかを判定し、判定した回転方向に応じて前記交流電圧印加モードにおける前記誘導電動機の速度推定の初期値を設定する
   ことを特徴とする請求項３に記載の誘導電動機の駆動装置。
5. 前記制御装置は、
   前記誘導電動機の速度に応じて前記誘導電動機の残留磁束の位相を調整する
   ことを特徴とする請求項１～４の何れか１項に記載の誘導電動機の駆動装置。
6. 前記制御装置は、
   前記交流電圧印加モードにおける前記誘導電動機への交流電圧の印加開始時において、前記誘導電動機の残留磁束の制御軸のｄｃ軸方向の成分が正となるように該残留磁束の位相を調整する
   ことを特徴とする請求項５に記載の誘導電動機の駆動装置。
7. 前記制御装置は、
   前記磁束推定値を、前記交流電圧印加モードにおける前記誘導電動機の磁束指令の初期値に設定することで前記誘導電動機への交流電圧の印加開始時の振幅を調整する
   ことを特徴とする請求項１に記載の誘導電動機の駆動装置。
8. 前記制御装置は、
   前記誘導電動機の速度を検出する速度検出手段から得られる速度検出値に応じて前記誘導電動機への交流電圧の印加開始時の振幅を調整する
   ことを特徴とする請求項１～７の何れか１項に記載の誘導電動機の駆動装置。
9. 前記制御装置は、
   前記誘導電動機の回転方向を推定し、
   推定した前記回転方向と前記速度検出手段から得られる速度検出値の振幅とに基づく回転速度を、前記誘導電動機への交流電圧の印加開始時の速度推定の初期値に設定する
   ことを特徴とする請求項８に記載の誘導電動機の駆動装置。
10. 誘導電動機の駆動方法であって、
    前記誘導電動機の駆動装置は、
    前記誘導電動機を駆動する電力変換装置と、前記電力変換装置を制御する制御装置とを有し、
    前記制御装置が、
    前記電力変換装置の再起動後に前記誘導電動機へ電力を出力する際、前記誘導電動機のモータ端子を短絡して検出した短絡電流検出値に基づいて、前記誘導電動機へ交流電圧を印加する交流電圧印加モードおよび直流電圧を印加する直流電圧印加モードの何れの制御モードへ移行するかを切り替え、
    前記交流電圧印加モードにおける前記誘導電動機への交流電圧の印加開始時において、前記誘導電動機の相互インダクタンスと前記短絡電流検出値のｄ軸成分との積により得られる磁束推定値と、前記誘導電動機の残留磁束の制御軸のｄｃ軸成分と、が一致するように該残留磁束の位相を調整する
    ことを特徴とする誘導電動機の駆動方法。
11. 請求項１～９の何れか１項に記載の誘導電動機の駆動装置を備えた電気車。

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