JP5186352B2 - 電動機の磁極位置推定装置 - Google Patents

Description

本発明は、電動機の磁極位置推定装置に関する。

従来、例えばｄｑ座標系に対して位相差を有するγδ座標系でのγ軸電流およびδ軸電流とモータのモデルに基づいて算出した各軸電流との電流偏差から、モータの回転速度を推定する装置が知られている（例えば、特許文献１参照）。
特開平０８−３０８２８６号公報

ところで、上記従来技術に係る装置においては、モータの電圧方程式をオイラー近似を用いて離散化して得たモデルにより各軸電流を算出していることから、例えば制御周期がモータの電気的時定数に近い値となる場合などにおいては、離散化誤差が増大し、磁極位置の推定精度が低下してしまうという問題が生じる。
本発明は上記事情に鑑みてなされたもので、演算負荷の増大を抑制しつつ、磁極位置の推定精度の低下を防止することが可能な電動機の磁極位置推定装置を提供することを目的とする。

上記課題を解決して係る目的を達成するために、本発明の第１態様に係る電動機の磁極位置推定装置は、パルス幅変調信号により３相交流の電動機（例えば、実施の形態でのモータ１１）への通電を順次転流させるインバータ（例えば、実施の形態でのインバータ１３）と、前記パルス幅変調信号を搬送波信号により生成するパルス幅変調信号生成手段（例えば、実施の形態でのＰＷＭ信号生成部２５）と、ｄｑ座標系に対して位相差を有するγδ座標系を設定し、前記電動機に通電される電流に応じた実電流（例えば、実施の形態でのγ軸電流Ｉγ及びδ軸電流Ｉδ）と前記電動機の所定モデルの電圧方程式に応じたモデル電流（例えば、実施の形態でのγ軸モデル電流ＩγＭ及びδ軸モデル電流ＩδＭ）との電流偏差に基づき前記位相差を算出する位相差算出手段（例えば、実施の形態での磁極位置誤差推定部４６）と、前記位相差算出手段により算出された前記位相差に基づき前記電動機の磁極位置を演算する磁極位置演算手段（例えば、実施の形態での回転速度−磁極位置演算部４７）とを備え、前記位相差算出手段は、前記所定モデルの電圧方程式に応じたモデル電流を、前記電動機のステータコイルのγδ座標系での指令電圧と前記ステータコイルに流れる前記γδ座標系での電流との関係を、ロータ位置の実際値と推定値との差である位置推定誤差を用いて表した電圧方程式から、前記磁極位置および回転速度に係る項を除いた連続時間モデル式を０次ホールドにて離散化して得た、離散時間状態方程式である前記所定モデルの電圧方程式に、指令電圧に前記ロータ位置の推定値に基づく所定電圧を適用して算出した電流値とする。

さらに、本発明の第２態様に係る電動機の磁極位置推定装置では、前記位相差算出手段は、前記所定モデルの電圧方程式を下記数式（１）に示すように記述しており、下記数式（１）は、任意の自然数ｎと、制御サイクルｎでの前記γδ座標系での前記モデル電流であるγ軸モデル電流ＩγＭ[ｎ] およびδ軸モデル電流ＩδＭ[ｎ]と、制御サイクル（ｎ−１）での前記γδ座標系での前記実電流であるγ軸電流Ｉγ[ｎ−１] およびδ軸電流Ｉδ[ｎ−１]と、制御サイクル（ｎ−１）での前記γδ座標系でのγ軸電圧Ｖγ[ｎ−１]およびδ軸電圧Ｖδ[ｎ−１]と、巻線抵抗Ｒと、ｄ軸インダクタンスＬｄと、制御周期Ｔｓとからなる。

本発明の第１態様に係る電動機の磁極位置推定装置によれば、γδ座標系での電動機の電圧方程式から磁極位置および回転速度に係る項を除いて得た式を連続時間モデル式（つまり、連続時間での電圧方程式）とし、この連続時間モデル式を０次ホールドにて離散化して得た離散時間状態方程式を、電動機の所定モデルの電圧方程式とする。これにより、例えば連続時間モデル式をオイラー近似などの各種の近似法により離散化する場合に比べて、磁極位置の推定精度の低下を防止することができ、例えば制御周期がモータの電気的時定数に近い値となる場合などであっても、磁極位置を精度良く推定することができる。

本発明の第２態様に係る電動機の磁極位置推定装置によれば、電動機の電気的回路定数（例えば、巻線抵抗Ｒおよびｄ軸インダクタンスＬｄ）と制御周期Ｔｓとは既知であるから、上記数式（１）において底がネイピア数ｅである指数関数の項を予め算出しておくことができる。これにより、制御サイクル毎の位相差の算出負荷が増大することを防止しつつ、位相差の算出精度を向上させることができる。

以下、本発明の電動機の磁極位置推定装置の実施形態について添付図面を参照しながら説明する。
この実施形態による電動機の磁極位置推定装置１０（以下、単に、磁極位置推定装置１０と呼ぶ）は、例えば３相交流のブラシレスＤＣモータ１１（以下、単に、モータ１１と呼ぶ）の磁極位置（つまり、所定の基準回転位置からの回転子の磁極の回転角度）を推定し、このモータ１１は、界磁に利用する永久磁石を有する回転子（図示略）と、この回転子を回転させる回転磁界を発生する固定子（図示略）とを備えて構成されている。
磁極位置推定装置１０は、例えば図１に示すように、バッテリ１２を直流電源とするインバータ１３と、モータ制御装置１４とを備えて構成されている。

この３相（例えば、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の３相）交流のモータ１１の駆動はモータ制御装置１４から出力される制御指令を受けてインバータ１３によりおこなわれる。
インバータ１３は、スイッチング素子（例えば、ＭＯＳＦＥＴ：Metal Oxide Semi-conductor Field Effect Transistor）を複数用いてブリッジ接続してなるブリッジ回路１３ａと平滑コンデンサＣとを具備し、このブリッジ回路１３ａがパルス幅変調（ＰＷＭ）された信号によって駆動される。

このブリッジ回路１３ａでは、例えば各相毎に対をなすハイ側およびロー側Ｕ相トランジスタＵＨ，ＵＬと、ハイ側およびロー側Ｖ相トランジスタＶＨ，ＶＬと、ハイ側およびロー側Ｗ相トランジスタＷＨ，ＷＬとがブリッジ接続されている。そして、各トランジスタＵＨ，ＶＨ，ＷＨはドレインがバッテリ１２の正極側端子に接続されてハイサイドアームを構成し、各トランジスタＵＬ，ＶＬ，ＷＬはソースがバッテリ１２の接地された負極側端子に接続されてローサイドアームを構成している。そして、各相毎に、ハイサイドアームの各トランジスタＵＨ，ＶＨ，ＷＨのソースはローサイドアームの各トランジスタＵＬ，ＶＬ，ＷＬのドレインに接続され、各トランジスタＵＨ，ＵＬ，ＶＨ，ＶＬ，ＷＨ，ＷＬのドレイン−ソース間には、ソースからドレインに向けて順方向となるようにして、各ダイオードＤＵＨ，ＤＵＬ，ＤＶＨ，ＤＶＬ，ＤＷＨ，ＤＷＬが接続されている。

インバータ１３は、例えばモータ１１の駆動時等においてモータ制御装置１４から出力されて各トランジスタＵＨ，ＶＨ，ＷＨ，ＵＬ，ＶＬ，ＷＬのゲートに入力されるスイッチング指令であるゲート信号（つまり、ＰＷＭ信号）に基づき、各相毎に対をなす各トランジスタのオン（導通）／オフ（遮断）状態を切り替えることによって、バッテリ１２から供給される直流電力を３相交流電力に変換し、３相のステータ巻線への通電を順次転流させることで、各相のステータ巻線に交流のＵ相電流ＩｕおよびＶ相電流ＩｖおよびＷ相電流Ｉｗを通電する。

モータ制御装置１４は、後述するように、回転直交座標をなすγ−δ座標上で電流のフィードバック制御（ベクトル制御）を行うものであり、指令γ軸電流Ｉγｃ及び指令δ軸電流Ｉδｃを演算し、指令γ軸電流Ｉγｃ及び指令δ軸電流Ｉδｃに基づいて各相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを算出し、各相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに応じてインバータ１３に対するゲート信号であるＰＷＭ信号を出力する。そして、実際にインバータ１３からモータ１１に供給される各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗをγ−δ座標上に変換して得たγ軸電流Ｉγ及びδ軸電流Ｉδと、指令γ軸電流Ｉγｃ及び指令δ軸電流Ｉδｃとの各偏差がゼロとなるように制御をおこなう。

モータ制御装置１４は、例えば相電流センサＩ／Ｆ（インターフェース）２１と、制御装置２２と、ＰＷＭ信号生成部２３とを備えて構成されている。
相電流センサＩ／Ｆ（インターフェース）２１は、インバータ１３のブリッジ回路１３ａとモータ１１との間において、３相の各相電流のうち少なくとも何れか２相の各相電流（例えば、Ｕ相電流およびＶ相電流）を検出する各相電流センサ３２に接続され、各相電流センサ３２から出力される検出信号を制御装置２２に出力する。

制御装置２２は、例えば図２に示すように、実際のモータ１１が有する回転直交座標のｄ−ｑ軸に対して、実際の回転角と推定または指定した回転角との差である位相差Δθｅおよび回転速度ωｅを有する回転直交座標のγ−δ軸を設定し、このγ−δ座標上で電流のフィードバック制御（ベクトル制御）をおこなう。
制御装置２２は、指令γ軸電流Ｉγｃ及び指令δ軸電流Ｉδｃを生成し、指令γ軸電流Ｉγｃ及び指令δ軸電流Ｉδｃに基づいて各相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを算出し、ＰＷＭ信号生成部２３に出力する。
また、制御装置２２は、各相電流センサ３２から出力される検出信号に応じた各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗをγδ座標上に変換して得たγ軸電流Ｉγ及びδ軸電流Ｉδと、指令γ軸電流Ｉγｃ及び指令δ軸電流Ｉδｃとの各偏差がゼロとなるように電流のフィードバック制御（ベクトル制御）をおこなう。
なお、この制御装置２２の動作の詳細は後述する。

ＰＷＭ信号生成部２３は、正弦波状の電流を３相のステータ巻線に通電するために、各相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗと、三角波などのキャリア信号とを比較して、インバータ１３の各トランジスタＵＨ，ＶＨ，ＷＨ，ＵＬ，ＶＬ，ＷＬをオン／オフ駆動させるゲート信号（つまり、ＰＷＭ信号）を生成する。そして、インバータ１３において３相の各相毎に対をなす各トランジスタのオン（導通）／オフ（遮断）状態を切り替えることによって、バッテリ１２から供給される直流電力を３相交流電力に変換し、３相のモータ１１の各ステータ巻線への通電を順次転流させることで、各ステータ巻線に交流のＵ相電流ＩｕおよびＶ相電流ＩｖおよびＷ相電流Ｉｗを通電する。

制御装置２２は、例えば図３に示すように、速度制御部４１と、指令電流生成部４２と、電流制御部４３と、γδ−３相変換部４４と、３相−γδ変換部４５と、磁極位置誤差推定部４６と、回転速度−磁極位置演算部４７と、電気角−機械角変換部４８とを備えて構成されている。

速度制御部４１は、外部から入力される回転速度指令値ωｒｃに基づき、例えば電気角−機械角変換部４８から出力される回転速度ωｒ（機械角）に応じたクローズループ制御により、トルク指令Ｔｃを演算する。そして、トルク指令Ｔｃを出力する。
なお、制御装置２２は、この速度制御部４１の代わりにトルク制御部を備え、トルク制御を実行してもよい。

指令電流生成部４２は、速度制御部４１から出力されるトルク指令Ｔｃに基づき、指令δ軸電流Ｉδｃおよび指令γ軸電流Ｉγｃを演算して出力する。

電流制御部４３は、指令電流生成部４２から出力される指令γ軸電流Ｉγｃと３相−γδ変換部４５から出力されるγ軸電流Ｉγとの偏差ΔＩγを算出し、指令電流生成部４２から出力される指令δ軸電流Ｉδｃと３相−γδ変換部４５から出力されるδ軸電流Ｉδとの偏差ΔＩδを算出する。そして、例えばＰＩ（比例・積分）動作などにより、偏差ΔＩγを制御増幅してγ軸電圧指令値Ｖγを算出し、偏差ΔＩδを制御増幅してδ軸電圧指令値Ｖδを算出する。そして、γ軸電圧指令値Ｖγおよびδ軸電圧指令値Ｖδを出力する。

γδ−３相変換部４４は、回転速度−磁極位置演算部４７から出力されるモータ１１の磁極位置推定値θｅにより、γ−δ座標上でのγ軸電圧指令値Ｖγおよびδ軸電圧指令値Ｖδを、静止座標である３相交流座標上での電圧指令値であるＵ相電圧指令ＶｕおよびＶ相電圧指令ＶｖおよびＷ相電圧指令Ｖｗに変換する。
３相−γδ変換部４５は、相電流センサＩ／Ｆ（インターフェース）２１から出力される各相電流Ｉｕ，Ｉｖの検出信号に基づき、同一タイミングでの各相電流の電流値の総和はゼロであることを用いて、２相の相電流（例えば、各相電流Ｉｕ，Ｉｖ）の電流値から、他の１相の相電流（例えば、Ｗ相電流Ｉｗ）の電流値を算出する。そして、回転速度−磁極位置演算部４７から出力されるモータ１１の磁極位置推定値θｅにより、各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを、γ−δ座標上でのγ軸電流Ｉγ及びδ軸電流Ｉδに変換する。

磁極位置誤差推定部４６は、例えば、電流制御部４３から出力されるγ軸電圧指令値Ｖγ及びδ軸電圧指令値Ｖδと、３相−γδ変換部４５から出力されるγ軸電流Ｉγ及びδ軸電流Ｉδとに基づき、モータ１１の回転時にモータ１１が発生する誘起電圧が回転速度によって変化することを利用して位相差Δθｅを推定する。

磁極位置誤差推定部４６は、例えば図４に示すように、モータモデル電流演算部５１と、γ軸電流偏差算出部５２ａおよびδ軸電流偏差算出部５２ｂと、磁極位置誤差演算部５３とを備えて構成されている。

モータモデル電流演算部５１は、電流制御部４３から出力されるγ軸電圧指令値Ｖγ及びδ軸電圧指令値Ｖδを用いて、モータ１１の所定モデルの電圧方程式によりγ軸モデル電流ＩγＭ及びδ軸モデル電流ＩδＭを算出し、各モデル電流ＩγＭ，ＩδＭを出力する。
先ず、以下に、モータ１１の所定モデルの電圧方程式について説明する。
γδ座標系でのモータ１１の電圧方程式（つまり、連続時間での電圧方程式）は、例えば、γ軸電圧指令値Ｖγ及びδ軸電圧指令値Ｖδと、巻線抵抗Ｒと、微分演算子ｐと、ｄ軸インダクタンスＬｄおよびｑ軸インダクタンスＬｑと、位相差Δθｅと、回転速度推定値ωｅと、ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑと、永久磁石の磁束成分（誘起電圧定数）φとにより、例えば下記数式（２）に示すように記述される。

上記数式（２）において、磁極位置および回転速度に係る項を外乱として削除すると、モータ１１の簡易的な電圧方程式は、下記数式（３）に示すように記述される。

ところで、一般的な連続時間系システムの状態方程式は、微分演算子ｐと、状態量ｘ（ｔ）と、操作量ｕ（ｔ）と、各係数Ａｃ，Ｂｃとにより、下記数式（４）に示すように記述される。

上記数式（４）において、サンプリング時間をキャリア信号の１周期Ｔｓとし、０次ホールドつまり操作量ｕ（ｔ）が時刻ｔから時刻（ｔ＋Ｔｓ）の期間中で一定であると仮定して離散化をおこなうと、任意の自然数ｉと、時刻ｔ＝（ｉ×Ｔｓ）における状態量ｘ（ｔ）＝ｘ（ｉ×Ｔｓ）（以下、単に、ｘ（ｉ）と記述する）と、時刻ｔ＝（（ｉ＋１）×Ｔｓ）における状態量ｘ（ｔ）＝ｘ（（ｉ＋１）×Ｔｓ）（以下、単に、ｘ（ｉ＋１）と記述する）とにより、例えば下記数式（５）に示すように記述される差分方程式が得られる。

上記数式（３）と上記数式（４）とを対応させると、上記数式（５）に示す係数Ａｄは、例えば下記数式（６）に示すように記述され、上記数式（５）に示す係数Ｂｄは、例えば下記数式（７）に示すように記述される。

上記数式（５）〜（７）により、連続時間での簡易的な電圧方程式である上記数式（３）に対して、任意の自然数ｎにより、例えば下記数式（８）に示すように記述される離散時間状態方程式が得られる。なお、下記数式（８）において、任意の自然数ｎは、例えば任意の制御周期でのキャリア信号の山側のキャリア頂点に対応するインデックスである。

モータモデル電流演算部５１は、電流制御部４３から出力されるγ軸電圧指令値Ｖγ及びδ軸電圧指令値Ｖδの（ｎ−１）番目の値つまりγ軸電圧指令値Ｖγ[ｎ−１]及びδ軸電圧指令値Ｖδ[ｎ−１]と、３相−γδ変換部４５から出力されるγ軸電流Ｉγ及びδ軸電流Ｉδの（ｎ−１）番目の値つまりγ軸電流Ｉγ[ｎ−１]及びδ軸電流Ｉδ[ｎ−１]とを用いて、下記数式（９）に示すモータ１１の所定モデルの電圧方程式により、（ｎ）番目でのγ軸モデル電流ＩγＭ[ｎ]及びδ軸モデル電流ＩδＭ[ｎ]を算出し、各モデル電流ＩγＭ[ｎ]，ＩδＭ[ｎ]を出力する。

γ軸電流偏差算出部５２ａおよびδ軸電流偏差算出部５２ｂは、例えば下記数式（１０）に示すように、同一タイミング、例えばキャリア信号の山側のキャリア頂点の（ｎ）番目で、３相−γδ変換部４５から出力されるγ軸電流Ｉγ[ｎ]及びδ軸電流Ｉδ[ｎ]と、モータモデル電流演算部５１から出力される各モデル電流ＩγＭ[ｎ]，ＩδＭ[ｎ]との各電流偏差ΔＩγＭ[ｎ]，ΔＩδＭ[ｎ]を算出し、各電流偏差ΔＩγＭ[ｎ]，ΔＩδＭ[ｎ]を出力する。

磁極位置誤差演算部５３は、例えば、γ軸電流偏差算出部５２ａおよびδ軸電流偏差算出部５２ｂから出力される（ｎ）番目での各電流偏差ΔＩγＭ[ｎ]，ΔＩδＭ[ｎ]と、（ｎ−１）番目での回転速度推定値ωｅ[ｎ−１]と、３相−γδ変換部４５から出力される（ｎ−１）番目でのγ軸電流Ｉγ[ｎ−１]及びδ軸電流Ｉδ[ｎ−１]と、予め既知とされるモータ１１の電気的回路定数（つまり、巻線抵抗Ｒおよび各インダクタンスＬｄ，Ｌｑおよびキャリア信号の１周期Ｔｓ）とを、所定の数式に適用することにより、（ｎ）番目での位相差Δθｅを算出する。そして、位相差Δθｅを出力する。
なお、位相差Δθｅを算出する際の所定の数式は、上記数式（２）に示すモータ１１の電圧方程式を離散化して得た離散時間状態方程式と、上記数式（９）に示すモータ１１の所定モデルの電圧方程式、つまりモータ１１の簡易的な電圧方程式を離散化して得た離散時間状態方程式とに基づき算出される。

回転速度−磁極位置演算部４７は、磁極位置誤差推定部４６から出力される位相差Δθｅに基づき、ＰＬＬ（Phase-locked loop）による位相同期処理をおこなう。

位相同期部５６は、位相同期処理として、例えばＰＩ（比例・積分）動作を実行し、例えば下記数式（１１）に示すように記述される伝達関数Ｇｅ（ｓ）に基づき、比例ゲインＫｐおよび積分ゲインＫｉにより、例えば下記数式（１２）に示すようにして、位相差Δθｅから回転速度推定値ωｅを演算する。そして、回転速度推定値ωｅを出力する。

積分演算部５７は、例えば下記数式（１３）に示すように、位相同期部５６から出力される回転速度推定値ωｅを積分して磁極位置推定値θｅを演算する。そして、磁極位置推定値θｅを出力する。

なお、回転速度−磁極位置演算部４７は、ＰＩ動作に限定されず、例えば図６および下記数式（１４）に示す第１変形例のように、位相差Δθｅを入力値とする同一次元オブザーバによる追従演算処理を実行して、回転速度推定値ωｅ及び磁極位置推定値θｅを演算してもよい。

電気角−機械角変換部４８は、モータ１１の極対数ｑに応じて、回転速度−磁極位置演算部４７から出力される回転速度推定値ωｅを回転速度ωｒ（機械角）に変換し、回転速度ωｒ（機械角）を出力する。

上述したように、本実施形態による電動機の磁極位置推定装置１０によれば、上記数式（９）に示す離散時間状態方程式をモータ１１の所定モデルの電圧方程式とすることで、例えばモータ１１の所定の連続時間モデル（つまり、連続時間での電圧方程式）をオイラー近似などの各種の近似法により離散化する場合に比べて、例えば制御周期がモータ１１の電気的時定数に近い値となる場合などであっても、磁極位置推定値θｅの推定精度の低下を防止することができる。しかも、モータ１１の電気的回路定数（例えば、巻線抵抗Ｒおよびｄ軸インダクタンスＬｄ）と制御周期Ｔｓとは既知であるから、上記数式（９）において底がネイピア数ｅである指数関数の項を予め算出しておくことができる。これにより、制御サイクル毎の位相差Δθｅの算出負荷が増大することを防止しつつ、位相差Δθｅの算出精度を向上させることができる。

なお、上述した実施の形態において、磁極位置誤差推定部４６は、モータ１１の回転時にモータ１１が発生する誘起電圧が回転速度によって変化することを利用して位相差Δθｅを推定するとしたが、これに限定されず、例えば電流制御部４３から出力されるγ軸電圧指令値Ｖγ及びδ軸電圧指令値Ｖδに高調波電圧を印加し、インダクタンスが磁極位置により変化することを利用して位相差Δθｅを推定してもよい。
この上述した実施の形態の第２変形例に係る磁極位置推定装置１０の制御装置２２は、例えば図７に示すように、速度制御部４１と、指令電流生成部４２と、電流制御部４３と、γδ−３相変換部４４と、３相−γδ変換部４５と、磁極位置誤差推定部４６と、回転速度−磁極位置演算部４７と、電気角−機械角変換部４８と、検出用電圧印加部４９とを備えて構成されている。
つまり、この第２変形例に係る磁極位置推定装置１０と、上述した実施の形態に係る磁極位置推定装置１０との間で、装置の構成上で異なる点は、第２変形例に係る磁極位置推定装置１０において検出用電圧印加部４９が追加されている点である。

この第２変形例では、電流制御部４３は、指令電流生成部４２から出力される指令γ軸電流Ｉγｃと３相−γδ変換部４５から出力されるγ軸電流Ｉγとの偏差ΔＩγを算出し、指令電流生成部４２から出力される指令δ軸電流Ｉδｃと３相−γδ変換部４５から出力されるδ軸電流Ｉδとの偏差ΔＩδを算出する。そして、例えばＰＩ（比例・積分）動作などにより、偏差ΔＩγを制御増幅してγ軸電圧指令値Ｖγｃを算出し、偏差ΔＩδを制御増幅してδ軸電圧指令値Ｖδｃを算出する。そして、γ軸電圧指令値Ｖγｃおよびδ軸電圧指令値Ｖδｃを出力する。

検出用電圧印加部４９は、電流制御部４３から出力されるγ軸電圧指令値Ｖγｃおよびδ軸電圧指令値Ｖδｃに重畳される高調波電圧として、例えば所定周波数のパルス電圧などからなるγ軸検出用電圧Ｖｈγおよびδ軸検出用電圧Ｖｈδを出力する。
そして、電流制御部４３から出力される各γ軸電圧指令値Ｖγｃおよびδ軸電圧指令値Ｖδｃと、検出用電圧印加部４９から出力される各γ軸検出用電圧Ｖｈγおよびδ軸検出用電圧Ｖｈδとは加算され、各γ軸電圧指令値Ｖγ（＝Ｖγｃ＋Ｖｈγ）およびδ軸電圧指令値Ｖδ（＝Ｖδｃ＋Ｖｈδ）として、γδ−３相変換部４４および磁極位置誤差推定部４６に入力される。

磁極位置誤差推定部４６のモータモデル電流演算部５１は、γ軸電圧指令値Ｖγ及びδ軸電圧指令値Ｖδを用いて、上記数式（９）に示すモータ１１の所定モデルの電圧方程式によりγ軸モデル電流ＩγＭ及びδ軸モデル電流ＩδＭを算出し、各モデル電流ＩγＭ，ＩδＭを出力する。
つまり、この第２変形例において、ｄｑ座標系でのモータ１１の電圧方程式を、磁極位置に係る拡張誘起電圧Ｅｅｘを用いて記述すると、例えば下記数式（１５）に示すように記述される。
下記数式（１５）において、ｄ軸をγ軸に置換し、ｑ軸をδ軸に置換し、磁極位置および回転速度に係る項を外乱として削除すると、モータ１１の簡易的な電圧方程式は、上述した実施の形態と同様に、上記数式（３）に示すように記述される。これにより、この変形例でのモータ１１の所定モデルの電圧方程式は、上述した実施の形態と同様に、上記数式（９）に示すように記述される離散時間状態方程式となる。

そして、磁極位置誤差推定部４６の磁極位置誤差演算部５３は、下記数式（１６）に示すγδ座標系でのモータ１１の電圧方程式を、離散化して得た離散時間状態方程式と、上記数式（９）に示すモータ１１の所定モデルの電圧方程式、つまりモータ１１の簡易的な電圧方程式を離散化して得た離散時間状態方程式とに基づき、位相差Δθｅを算出する。

なお、上述した実施の形態においては、各相電流センサ３２の代わりに、インバータ１３のブリッジ回路１３ａとバッテリ１２の負極側端子あるいは正極側端子との間においてインバータ１３のブリッジ回路１３ａの直流側電流Ｉｄｃを検出する直流側電流センサを設けてもよい。この第３変形例では、直流側電流センサから出力される検出信号と、ＰＷＭ信号生成部２３からインバータ１３に入力されるゲート信号とに基づき各相電流を推定し、各相電流の推定値を３相−γδ変換部４５に入力する。なお、この場合、上記数式（８）に示す電圧方程式は、各相電流の推定値が有するタイミングと同一のタイミングで同期化されていればよい。

本発明の実施形態に係る電動機の磁極位置推定装置の構成図である。 本発明の実施形態に係る回転直交座標のγ−δ軸およびｄ−ｑ軸の一例を示す図である。 本発明の実施形態に係る電動機の磁極位置推定装置の構成図である。 図４に示す磁極位置誤差推定部の構成図である。 図４に示す回転速度−磁極位置演算部の構成図である。 本発明の実施形態の第１変形例に係る回転速度−磁極位置演算部の構成図である。 本発明の実施形態の第２変形例に係る電動機の磁極位置推定装置の構成図である。 図７に示す磁極位置誤差推定部の構成図である。

符号の説明

１０ 電動機の磁極位置推定装置
１１ モータ
１３ インバータ
２３ 制御装置
２４ ＰＷＭ信号生成部（パルス幅変調信号生成手段）
４６ 磁極位置誤差推定部（位相差算出手段）
４７ 回転速度−磁極位置演算部（磁極位置演算手段）

Claims (2)

1. パルス幅変調信号により３相交流の電動機への通電を順次転流させるインバータと、前記パルス幅変調信号を搬送波信号により生成するパルス幅変調信号生成手段と、
   ｄｑ座標系に対して位相差を有するγδ座標系を設定し、前記電動機に通電される電流に応じた実電流と前記電動機の所定モデルの電圧方程式に応じたモデル電流との電流偏差に基づき前記位相差を算出する位相差算出手段と、前記位相差算出手段により算出された前記位相差に基づき前記電動機の磁極位置を演算する磁極位置演算手段と
   を備え、
   前記位相差算出手段は、前記所定モデルの電圧方程式に応じたモデル電流を、前記電動機のステータコイルのγδ座標系での指令電圧と前記ステータコイルに流れる前記γδ座標系での電流との関係を、ロータ位置の実際値と推定値との差である位置推定誤差を用いて表した電圧方程式から、前記磁極位置および回転速度に係る項を除いた連続時間モデル式を０次ホールドにて離散化して得た、離散時間状態方程式である前記所定モデルの電圧方程式に、指令電圧に前記ロータ位置の推定値に基づく所定電圧を適用して算出した電流値とすることを特徴とする電動機の磁極位置推定装置。
2. 前記位相差算出手段は、前記所定モデルの電圧方程式を下記数式（１）に示すように記述しており、
   下記数式（１）は、任意の自然数ｎと、制御サイクルｎでの前記γδ座標系での前記モデル電流であるγ軸モデル電流ＩγＭ[ｎ] およびδ軸モデル電流ＩδＭ[ｎ]と、制御サイクル（ｎ−１）での前記γδ座標系での前記実電流であるγ軸電流Ｉγ[ｎ−１] およびδ軸電流Ｉδ[ｎ−１]と、制御サイクル（ｎ−１）での前記γδ座標系でのγ軸電圧Ｖγ[ｎ−１]およびδ軸電圧Ｖδ[ｎ−１]と、巻線抵抗Ｒと、ｄ軸インダクタンスＬｄと、制御周期Ｔｓとからなることを特徴とする請求項１に記載の電動機の磁極位置推定装置。
   

   

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