JPH11299297A - 永久磁石同期電動機の制御装置 - Google Patents
永久磁石同期電動機の制御装置Info
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- JPH11299297A JPH11299297A JP10104318A JP10431898A JPH11299297A JP H11299297 A JPH11299297 A JP H11299297A JP 10104318 A JP10104318 A JP 10104318A JP 10431898 A JP10431898 A JP 10431898A JP H11299297 A JPH11299297 A JP H11299297A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 トルク精度を損なうことなく弱め磁束電流を
低減し、インバータや電動機の損失，機器の電流定格値
を下げる。 【解決手段】 コンバータ１，インバータ２を介して駆
動される永久磁石電動機（ＰＭ）４を制御装置７にて弱
め磁束制御するときは、トルク演算器７１２にて演算さ
れるトルク推定値を、その指令値とともに負荷角調節器
７１０に入力して負荷角指令値δ2 を求め、これとＰＭ
４の電圧の大きさ指令値Ｖとから、インバータ２で出力
するためのゲートパルス信号をＰＷＭ演算器７０６で生
成することにより、トルク精度を低下させることなく弱
め磁束電流を低減させる。
低減し、インバータや電動機の損失，機器の電流定格値
を下げる。 【解決手段】 コンバータ１，インバータ２を介して駆
動される永久磁石電動機（ＰＭ）４を制御装置７にて弱
め磁束制御するときは、トルク演算器７１２にて演算さ
れるトルク推定値を、その指令値とともに負荷角調節器
７１０に入力して負荷角指令値δ2 を求め、これとＰＭ
４の電圧の大きさ指令値Ｖとから、インバータ２で出力
するためのゲートパルス信号をＰＷＭ演算器７０６で生
成することにより、トルク精度を低下させることなく弱
め磁束電流を低減させる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、永久磁石同期電
動機の制御装置、特に永久磁石同期電動機の弱め磁束運
転制御に関する。
動機の制御装置、特に永久磁石同期電動機の弱め磁束運
転制御に関する。
【０００２】
【従来の技術】図７に永久磁石同期電動機制御装置の従
来例を示す。この回路は、コンバータ１、インバータ
２、電流検出器（電流センサ）３、永久磁石同期電動機
（ＰＭ）４、これにつながる磁極位置センサ５、速度セ
ンサ６、およびトルク指令を受けてインバータ２にゲー
トパルス信号を与える制御装置７等より構成される。
来例を示す。この回路は、コンバータ１、インバータ
２、電流検出器（電流センサ）３、永久磁石同期電動機
（ＰＭ）４、これにつながる磁極位置センサ５、速度セ
ンサ６、およびトルク指令を受けてインバータ２にゲー
トパルス信号を与える制御装置７等より構成される。
【０００３】上記制御装置７は以下のように構成され
る。ここでは、回転子上の永久磁石がつくり出す磁束と
同期して回転する回転座標系で、磁束方向をｄ軸とし、
それに直交する方向をｑ軸とするｄｑ座標を考え、永久
磁石同期電動機の電流検出値ＩV ，ＩW をｄｑ座標電流
検出値Ｉd ，Ｉq に変換する３相／２相（３／２）変換
器７０１、トルク指令値とコンバータの出力電圧値，速
度センサの検出値ωに応じてｄ軸電流指令値，ｑ軸電流
指令値を演算する電流指令演算器７０２、ｄ軸，ｑ軸電
流検出値をｄ軸，ｑ軸電流指令値に追従させる電流調節
器７０３、ｄｑ座標上の２相電圧指令値Ｖd * ，Ｖq *
を大きさ｜Ｖ1 ｜，ｄ軸を基準とする角度δ1 での極座
標形式で表現される電圧指令ベクトルに変換する極座標
変換器７０４、位置センサの検出器θと電圧指令ベクト
ルの角度δ1 を加える加算器７０５、電圧指令ベクトル
と同じ電圧をインバータで出力するための、ゲートパル
ス信号を演算するＰＷＭ演算器７０６等から構成され
る。
る。ここでは、回転子上の永久磁石がつくり出す磁束と
同期して回転する回転座標系で、磁束方向をｄ軸とし、
それに直交する方向をｑ軸とするｄｑ座標を考え、永久
磁石同期電動機の電流検出値ＩV ，ＩW をｄｑ座標電流
検出値Ｉd ，Ｉq に変換する３相／２相（３／２）変換
器７０１、トルク指令値とコンバータの出力電圧値，速
度センサの検出値ωに応じてｄ軸電流指令値，ｑ軸電流
指令値を演算する電流指令演算器７０２、ｄ軸，ｑ軸電
流検出値をｄ軸，ｑ軸電流指令値に追従させる電流調節
器７０３、ｄｑ座標上の２相電圧指令値Ｖd * ，Ｖq *
を大きさ｜Ｖ1 ｜，ｄ軸を基準とする角度δ1 での極座
標形式で表現される電圧指令ベクトルに変換する極座標
変換器７０４、位置センサの検出器θと電圧指令ベクト
ルの角度δ1 を加える加算器７０５、電圧指令ベクトル
と同じ電圧をインバータで出力するための、ゲートパル
ス信号を演算するＰＷＭ演算器７０６等から構成され
る。
【０００４】その動作について説明する。電流センサ３
により検出される相電流検出値は、位置センサ５により
検出される磁極位置信号θを用いて、３／２変換器７０
１で座標変換され、ｄ軸，ｑ軸電流検出値に変換され
る。一方、ｄ軸，ｑ軸電流指令値Ｉd * ，Ｉq * は、電
流指令演算器７０２においてトルク指令値，コンバータ
１の出力電圧値，速度センサ６の検出値ω等を用いて演
算される。このｄ軸，ｑ軸電流検出値をその指令値に追
従させる電流調節器７０３により、ｄ軸，ｑ軸電圧指令
値が得られる。この電圧指令値は、極座標変換器７０４
により電圧の大きさ｜Ｖ1 ｜と角度指令値δ1に変換さ
れる。なお、角度指令値δ1 は同期電動機の負荷角また
は内部相差角と呼ばれるが、上記演算にて得られるδ1
を以下では第１の負荷角指令値と呼ぶ。加算器７０５で
はこの第１の負荷角指令値と磁極位置信号とが加算さ
れ、電圧の大きさ｜Ｖ1 ｜と角度（δ1 ＋θ）がＰＷＭ
演算器７０６に入力され、ここで、その大きさと角度に
対応するパルスパターンが演算される。このパルスパタ
ーンをインバータ２にゲートパルス信号として与えるこ
とで、永久磁石同期電動機４を所望の態様で駆動するこ
とができる。
により検出される相電流検出値は、位置センサ５により
検出される磁極位置信号θを用いて、３／２変換器７０
１で座標変換され、ｄ軸，ｑ軸電流検出値に変換され
る。一方、ｄ軸，ｑ軸電流指令値Ｉd * ，Ｉq * は、電
流指令演算器７０２においてトルク指令値，コンバータ
１の出力電圧値，速度センサ６の検出値ω等を用いて演
算される。このｄ軸，ｑ軸電流検出値をその指令値に追
従させる電流調節器７０３により、ｄ軸，ｑ軸電圧指令
値が得られる。この電圧指令値は、極座標変換器７０４
により電圧の大きさ｜Ｖ1 ｜と角度指令値δ1に変換さ
れる。なお、角度指令値δ1 は同期電動機の負荷角また
は内部相差角と呼ばれるが、上記演算にて得られるδ1
を以下では第１の負荷角指令値と呼ぶ。加算器７０５で
はこの第１の負荷角指令値と磁極位置信号とが加算さ
れ、電圧の大きさ｜Ｖ1 ｜と角度（δ1 ＋θ）がＰＷＭ
演算器７０６に入力され、ここで、その大きさと角度に
対応するパルスパターンが演算される。このパルスパタ
ーンをインバータ２にゲートパルス信号として与えるこ
とで、永久磁石同期電動機４を所望の態様で駆動するこ
とができる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】ところで、永久磁石に
よる誘起電圧は回転速度に比例して増加する。このた
め、高速時には誘起電圧がインバータなどの電力変換器
が出力し得る最大電圧を超えて制御不能になることがあ
る。また、定出力特性が要求される電気自動車などの用
途では、電機子反作用磁束を利用した弱め磁束制御を行
なうことが、電力変換器の容量を小さくする上で効果的
であり、定出力特性が得られるだけでなく誘起電圧をイ
ンバータが出力し得る電圧以下にすることができる。な
お、弱め磁束制御は具体的には、永久磁石のつくる磁束
と逆方向の起磁力をつくる電流、すなわち負のｄ軸電流
を流して行なっている。
よる誘起電圧は回転速度に比例して増加する。このた
め、高速時には誘起電圧がインバータなどの電力変換器
が出力し得る最大電圧を超えて制御不能になることがあ
る。また、定出力特性が要求される電気自動車などの用
途では、電機子反作用磁束を利用した弱め磁束制御を行
なうことが、電力変換器の容量を小さくする上で効果的
であり、定出力特性が得られるだけでなく誘起電圧をイ
ンバータが出力し得る電圧以下にすることができる。な
お、弱め磁束制御は具体的には、永久磁石のつくる磁束
と逆方向の起磁力をつくる電流、すなわち負のｄ軸電流
を流して行なっている。
【０００６】図８に弱め磁束制御時の電圧ベクトル例を
示す。同図の実線の半円はインバータの出力し得る最大
電圧の軌跡、点線の半円は制御上の電圧余裕がある場合
の出力電圧の軌跡を示し、Ｖ，Ｖ’は各場合の電圧ベク
トル、Ｉ，Ｉ’は各場合の電流ベクトルを示す。永久磁
石同期電動機の誘起電圧がインバータの出力電圧よりも
高い場合、その差の電圧を負のｄ軸電流を流し電機子反
作用を利用することで補う、弱め磁束制御を行なってい
る。
示す。同図の実線の半円はインバータの出力し得る最大
電圧の軌跡、点線の半円は制御上の電圧余裕がある場合
の出力電圧の軌跡を示し、Ｖ，Ｖ’は各場合の電圧ベク
トル、Ｉ，Ｉ’は各場合の電流ベクトルを示す。永久磁
石同期電動機の誘起電圧がインバータの出力電圧よりも
高い場合、その差の電圧を負のｄ軸電流を流し電機子反
作用を利用することで補う、弱め磁束制御を行なってい
る。
【０００７】しかし、図７に示す従来例では、誘起電圧
の上限とインバータが出力し得る最大電圧との間には電
圧余裕が必要である。なぜなら、誘起電圧が最大電圧を
少しでも超えると所望のトルクが得られなくなり、最悪
の場合は制御系が不安定となり制御不能となるからであ
る。そのため、上記の電圧余裕はインバータの最大電圧
の１０％程度にする場合もあるが、これにより出力可能
な電圧が低下する。このことは、大形で高価なインバー
タが必要になったり、より大きなｄ軸電流を流すことに
なり、電動機が大形化し高価になるなどの問題が生じ
る。
の上限とインバータが出力し得る最大電圧との間には電
圧余裕が必要である。なぜなら、誘起電圧が最大電圧を
少しでも超えると所望のトルクが得られなくなり、最悪
の場合は制御系が不安定となり制御不能となるからであ
る。そのため、上記の電圧余裕はインバータの最大電圧
の１０％程度にする場合もあるが、これにより出力可能
な電圧が低下する。このことは、大形で高価なインバー
タが必要になったり、より大きなｄ軸電流を流すことに
なり、電動機が大形化し高価になるなどの問題が生じ
る。
【０００８】上記の問題を解決するため、例えば特開平
９−４７１００号に示すような方式が提案されている
（提案方式ともいう）。この方式によれば、中・高速時
のインバータ出力電圧をインバータが出力可能な最大電
圧にし得るので、上記のような電圧余裕は必要なく、そ
の分インバータや電動機を小形化できる。しかし、この
方式は特定の永久磁石同期電動機にしか適用できない。
以下にその理由を示す。ところで、永久磁石同期電動機
のトルクτはＰf を極対数、ψm を磁束、Ｌd，Ｌq を
ｄ軸，ｑ軸の各インダクタンスとして、次の（１）式の
ように表わされる。 τ＝Ｐf ｛ψm Ｉq ＋（Ｌd −Ｌq ）Ｉd Ｉq ｝ …（１）
９−４７１００号に示すような方式が提案されている
（提案方式ともいう）。この方式によれば、中・高速時
のインバータ出力電圧をインバータが出力可能な最大電
圧にし得るので、上記のような電圧余裕は必要なく、そ
の分インバータや電動機を小形化できる。しかし、この
方式は特定の永久磁石同期電動機にしか適用できない。
以下にその理由を示す。ところで、永久磁石同期電動機
のトルクτはＰf を極対数、ψm を磁束、Ｌd，Ｌq を
ｄ軸，ｑ軸の各インダクタンスとして、次の（１）式の
ように表わされる。 τ＝Ｐf ｛ψm Ｉq ＋（Ｌd −Ｌq ）Ｉd Ｉq ｝ …（１）
【０００９】永久磁石同期電動機の回転子の構造は、回
転子表面に磁石を取り付けた表面磁石構造と、回転子内
部に磁石を取り付けた埋込磁石構造が一般的である。前
者ではｄｑ直交座標系で表わしたｄ軸インダクタンスと
ｑ軸インダクタンスは等しいが、後者ではｄ軸インダク
タンスよりもｑ軸インダクタンスの方が大きくなる突極
性を有している。このため、前者の場合はトルクはｄ軸
電流には無関係でｑ軸電流に比例するが、後者の場合は
トルクはｄ軸電流，ｑ軸電流の双方の関数となる。すな
わち、上記提案方式では前者の電動機を対象としてお
り、後者のように突極性を有する電動機には適用する
と、所望のトルクを得られないという問題がある。した
がって、この発明の課題は、永久磁石同期電動機の回転
子の構造に関わらず、所望のトルクを得られるようにす
ることにある。
転子表面に磁石を取り付けた表面磁石構造と、回転子内
部に磁石を取り付けた埋込磁石構造が一般的である。前
者ではｄｑ直交座標系で表わしたｄ軸インダクタンスと
ｑ軸インダクタンスは等しいが、後者ではｄ軸インダク
タンスよりもｑ軸インダクタンスの方が大きくなる突極
性を有している。このため、前者の場合はトルクはｄ軸
電流には無関係でｑ軸電流に比例するが、後者の場合は
トルクはｄ軸電流，ｑ軸電流の双方の関数となる。すな
わち、上記提案方式では前者の電動機を対象としてお
り、後者のように突極性を有する電動機には適用する
と、所望のトルクを得られないという問題がある。した
がって、この発明の課題は、永久磁石同期電動機の回転
子の構造に関わらず、所望のトルクを得られるようにす
ることにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】このような課題を解決す
べく、請求項１の発明では、回転子に永久磁石を用いた
永久磁石同期電動機と、この電動機に電力を供給する電
力変換器と、この電力変換器を制御する制御装置と、前
記電動機のトルク指令値から電動機の電流指令値を求め
る電流指令演算手段と、この電流指令値と電流検出値と
から電動機の電圧指令値を求める電圧指令演算手段と、
この電圧指令値を電圧の大きさ指令値と負荷角に相当す
る第１の負荷角指令値で示される極座標形式の電圧指令
ベクトルに変換する変換手段とを備えた永久磁石同期電
動機の制御装置において、前記電圧の大きさ指令値の上
限を設定する電圧制限手段と、電動機のトルクを演算す
るトルク演算手段と、トルク指令値に対しトルク演算手
段にて求めたトルク演算値をフィードバックして第２の
負荷角指令値を求める負荷角指令値演算手段と、前記電
圧の大きさ指令値が電圧制限手段によって制限されたと
きは、前記変換手段に対し、第１の負荷角指令値に代え
て第２の負荷角指令値から電圧指令ベクトルを演算する
ように切り換える切換手段とを設けるようにしている。
べく、請求項１の発明では、回転子に永久磁石を用いた
永久磁石同期電動機と、この電動機に電力を供給する電
力変換器と、この電力変換器を制御する制御装置と、前
記電動機のトルク指令値から電動機の電流指令値を求め
る電流指令演算手段と、この電流指令値と電流検出値と
から電動機の電圧指令値を求める電圧指令演算手段と、
この電圧指令値を電圧の大きさ指令値と負荷角に相当す
る第１の負荷角指令値で示される極座標形式の電圧指令
ベクトルに変換する変換手段とを備えた永久磁石同期電
動機の制御装置において、前記電圧の大きさ指令値の上
限を設定する電圧制限手段と、電動機のトルクを演算す
るトルク演算手段と、トルク指令値に対しトルク演算手
段にて求めたトルク演算値をフィードバックして第２の
負荷角指令値を求める負荷角指令値演算手段と、前記電
圧の大きさ指令値が電圧制限手段によって制限されたと
きは、前記変換手段に対し、第１の負荷角指令値に代え
て第２の負荷角指令値から電圧指令ベクトルを演算する
ように切り換える切換手段とを設けるようにしている。
【００１１】請求項２の発明では、回転子に永久磁石を
用いた永久磁石同期電動機と、この電動機に電力を供給
する電力変換器と、この電力変換器を制御する制御装置
と、前記電動機のトルク指令値から電動機の電流指令値
を求める電流指令演算手段と、この電流指令値と電流検
出値とから電動機の電圧指令値を求める電圧指令演算手
段と、この電圧指令値を電圧の大きさ指令値と負荷角に
相当する第１の負荷角指令値で示される極座標形式の電
圧指令ベクトルに変換する変換手段とを備えた永久磁石
同期電動機の制御装置において、前記電圧の大きさ指令
値の上限を設定する電圧制限手段と、電動機のトルクを
演算するトルク演算手段と、トルク指令値に対しトルク
演算手段にて求めたトルク演算値をフィードバックして
負荷角指令値の補正値を求める補正演算手段と、前記電
圧の大きさ指令値が電圧制限手段によって制限されたと
きは、前記変換手段に対し、第１の負荷角指令値に前記
補正値を加算して得られる第２の負荷角指令値を与えて
電圧指令ベクトルを演算させるようにしている。
用いた永久磁石同期電動機と、この電動機に電力を供給
する電力変換器と、この電力変換器を制御する制御装置
と、前記電動機のトルク指令値から電動機の電流指令値
を求める電流指令演算手段と、この電流指令値と電流検
出値とから電動機の電圧指令値を求める電圧指令演算手
段と、この電圧指令値を電圧の大きさ指令値と負荷角に
相当する第１の負荷角指令値で示される極座標形式の電
圧指令ベクトルに変換する変換手段とを備えた永久磁石
同期電動機の制御装置において、前記電圧の大きさ指令
値の上限を設定する電圧制限手段と、電動機のトルクを
演算するトルク演算手段と、トルク指令値に対しトルク
演算手段にて求めたトルク演算値をフィードバックして
負荷角指令値の補正値を求める補正演算手段と、前記電
圧の大きさ指令値が電圧制限手段によって制限されたと
きは、前記変換手段に対し、第１の負荷角指令値に前記
補正値を加算して得られる第２の負荷角指令値を与えて
電圧指令ベクトルを演算させるようにしている。
【００１２】上記請求項１または２の発明においては、
前記電力変換器として電圧形インバータを用い、前記電
圧の大きさ指令値が電圧制限手段で制限されないときは
電圧形インバータにパルス幅制御をさせ、電圧制限手段
で制限されるときは電圧形インバータに方形波電圧を出
力させるよう電圧形インバータへのゲートパルス信号を
切り換えるゲートパルス信号切換手段を設けることがで
きる（請求項３の発明）。請求項１ないし３のいずれか
に記載の発明では、前記トルク演算手段では、永久磁石
のつくる磁束方向の起磁力を生じるｄ軸電流およびこれ
に直交するｑ軸電流と、永久磁石同期電動機の電気定数
とからトルクを演算することができ（請求項４の発
明）、または、前記永久磁石同期電動機の端子電圧を検
出する検出手段を付加し、前記トルク演算手段では、永
久磁石同期電動機の前記端子電圧検出値，電気定数，電
流，磁極位置信号および回転速度からトルクを演算する
ことができる（請求項５の発明）。
前記電力変換器として電圧形インバータを用い、前記電
圧の大きさ指令値が電圧制限手段で制限されないときは
電圧形インバータにパルス幅制御をさせ、電圧制限手段
で制限されるときは電圧形インバータに方形波電圧を出
力させるよう電圧形インバータへのゲートパルス信号を
切り換えるゲートパルス信号切換手段を設けることがで
きる（請求項３の発明）。請求項１ないし３のいずれか
に記載の発明では、前記トルク演算手段では、永久磁石
のつくる磁束方向の起磁力を生じるｄ軸電流およびこれ
に直交するｑ軸電流と、永久磁石同期電動機の電気定数
とからトルクを演算することができ（請求項４の発
明）、または、前記永久磁石同期電動機の端子電圧を検
出する検出手段を付加し、前記トルク演算手段では、永
久磁石同期電動機の前記端子電圧検出値，電気定数，電
流，磁極位置信号および回転速度からトルクを演算する
ことができる（請求項５の発明）。
【００１３】上記請求項１または２の発明においては、
前記トルク演算手段では、前記電圧制限手段によって制
限された電圧の大きさ指令値，第２の負荷角指令値，永
久磁石同期電動機の電気定数，電流および回転速度から
トルクを演算することができ（請求項６の発明）、上記
請求項３の発明においては、前記トルク演算手段では、
前記電圧形インバータが方形波電圧を出力した場合の方
形波電圧値，第２の負荷角指令値，永久磁石同期電動機
の電気定数，電流および回転速度からトルクを演算する
ことができる（請求項７の発明）。
前記トルク演算手段では、前記電圧制限手段によって制
限された電圧の大きさ指令値，第２の負荷角指令値，永
久磁石同期電動機の電気定数，電流および回転速度から
トルクを演算することができ（請求項６の発明）、上記
請求項３の発明においては、前記トルク演算手段では、
前記電圧形インバータが方形波電圧を出力した場合の方
形波電圧値，第２の負荷角指令値，永久磁石同期電動機
の電気定数，電流および回転速度からトルクを演算する
ことができる（請求項７の発明）。
【００１４】
【発明の実施の形態】図１はこの発明の第１の実施の形
態を示す構成図である。図７に示す従来例と異なる点
は、極座標変換器７０４の出力である電圧の大きさの指
令値を或る値に制限する電圧制限手段としての電圧リミ
ッタ７０７と、トルクを推定演算するトルク演算器７１
２と、トルク指令値とトルク推定（演算）値との偏差を
無くすように負荷角を調整し、第２の負荷角指令値を出
力する負荷角調節器７１０と、第２の負荷角指令値の急
激な変化を抑えるためのローパスフィルタ（ＬＰＦ）７
１１と、第１の負荷角指令値δ1 と第２の負荷角指令値
δ2とを切り換える切換器７０８と、負荷角の切り換え
を判断する角度切換判断器７０９とを付加した点にあ
る。このような構成により、極座標変換器７０４の出力
である電圧の大きさの指令値が電圧リミッタ値よりも大
きい場合は、電圧の大きさの指令値は電圧リミッタ７０
７により電圧リミッタ値に制限されるとともに、このこ
とを角度切換判断器７０９で判断して、負荷角指令値を
第１の負荷角指令値δ1 の代わりに、第２の負荷角指令
値δ2 を用いてインバータ２に対する電圧指令ベクトル
を演算するようにしている。
態を示す構成図である。図７に示す従来例と異なる点
は、極座標変換器７０４の出力である電圧の大きさの指
令値を或る値に制限する電圧制限手段としての電圧リミ
ッタ７０７と、トルクを推定演算するトルク演算器７１
２と、トルク指令値とトルク推定（演算）値との偏差を
無くすように負荷角を調整し、第２の負荷角指令値を出
力する負荷角調節器７１０と、第２の負荷角指令値の急
激な変化を抑えるためのローパスフィルタ（ＬＰＦ）７
１１と、第１の負荷角指令値δ1 と第２の負荷角指令値
δ2とを切り換える切換器７０８と、負荷角の切り換え
を判断する角度切換判断器７０９とを付加した点にあ
る。このような構成により、極座標変換器７０４の出力
である電圧の大きさの指令値が電圧リミッタ値よりも大
きい場合は、電圧の大きさの指令値は電圧リミッタ７０
７により電圧リミッタ値に制限されるとともに、このこ
とを角度切換判断器７０９で判断して、負荷角指令値を
第１の負荷角指令値δ1 の代わりに、第２の負荷角指令
値δ2 を用いてインバータ２に対する電圧指令ベクトル
を演算するようにしている。
【００１５】すなわち、図８で説明したように弱め磁束
制御時には常に負のｄ軸電流を流す必要があるが、イン
バータの出力し得る電圧を高くすることで、誘起電圧と
インバータ出力電圧との差を小さくし、その分、ｄ軸電
流を減少させるものである。このため、図８に示すよう
に、制御上の電圧余裕がある場合の電流ベクトルＩ’の
ｄ軸電流成分Ｉd ’よりも、電流ベクトルＩのｄ軸電流
成分Ｉd の方が小さくなっている。また、弱め磁束制御
を行ない、出力電圧Ｖが一定の場合でのトルクと負荷角
との関係は、例えば図２に示すように、負荷角が０度か
ら９０度の範囲では、トルクは負荷角に応じて単調増加
であるため、トルク指令値に対するトルク演算値の偏差
を無くすように負荷角を調節する構成とすることによ
り、出力電圧一定の条件下でトルクを安定に制御するこ
とができる。なお、トルクを検出するのにトルクメータ
等の機器を用いると、コスト等の関係から適用できる範
囲が限定されることもあるため、ここでは以下のように
している。
制御時には常に負のｄ軸電流を流す必要があるが、イン
バータの出力し得る電圧を高くすることで、誘起電圧と
インバータ出力電圧との差を小さくし、その分、ｄ軸電
流を減少させるものである。このため、図８に示すよう
に、制御上の電圧余裕がある場合の電流ベクトルＩ’の
ｄ軸電流成分Ｉd ’よりも、電流ベクトルＩのｄ軸電流
成分Ｉd の方が小さくなっている。また、弱め磁束制御
を行ない、出力電圧Ｖが一定の場合でのトルクと負荷角
との関係は、例えば図２に示すように、負荷角が０度か
ら９０度の範囲では、トルクは負荷角に応じて単調増加
であるため、トルク指令値に対するトルク演算値の偏差
を無くすように負荷角を調節する構成とすることによ
り、出力電圧一定の条件下でトルクを安定に制御するこ
とができる。なお、トルクを検出するのにトルクメータ
等の機器を用いると、コスト等の関係から適用できる範
囲が限定されることもあるため、ここでは以下のように
している。
【００１６】トルクを演算により求める第１の方法は、
ｄ軸，ｑ軸電流検出値を先の（１）式に代入して求める
方法である。第２の方法は、ｄ軸，ｑ軸電圧を下記数１
として示される（２）式によって求め、ｄ軸，ｑ軸の電
圧，電流から下記数２として示される（３）式によって
出力Ｐを求め、これを下記数３として示される（４）式
の如く回転速度ωで除算して求める方法である。
ｄ軸，ｑ軸電流検出値を先の（１）式に代入して求める
方法である。第２の方法は、ｄ軸，ｑ軸電圧を下記数１
として示される（２）式によって求め、ｄ軸，ｑ軸の電
圧，電流から下記数２として示される（３）式によって
出力Ｐを求め、これを下記数３として示される（４）式
の如く回転速度ωで除算して求める方法である。
【数１】
【数２】
【数３】
【００１７】図３はこの発明の第２の実施の形態を示す
構成図である。図７に示す従来例と異なる点は、極座標
変換器７０４の出力である電圧の大きさの指令値を或る
値に制限する電圧リミッタ７０７と、トルクを推定演算
するトルク演算器７１２と、トルク指令値とトルク推定
値との偏差を無くすように負荷角指令値を補正するため
の補正値を演算する負荷角補正器７２０と、負荷角指令
値の急激な変化を抑えるためのローパスフィルタ７２１
と、第１の負荷角指令値δ1 に負荷角指令の補正値を加
算する加算器７２２とを付加した点である。このような
構成により、極座標変換器７０４の出力である電圧の大
きさの指令値が電圧リミッタ値よりも大きい場合は、電
圧の大きさの指令値は電圧リミッタ７０７により電圧リ
ミッタ値に制限されるとともに、加算器７２２により第
１の負荷角指令値δ1 に、負荷角補正器７２０からの補
正値が加算されて第２の負荷角指令値δ2 を得、これを
用いてインバータ２に対する電圧指令ベクトルを演算す
る。
構成図である。図７に示す従来例と異なる点は、極座標
変換器７０４の出力である電圧の大きさの指令値を或る
値に制限する電圧リミッタ７０７と、トルクを推定演算
するトルク演算器７１２と、トルク指令値とトルク推定
値との偏差を無くすように負荷角指令値を補正するため
の補正値を演算する負荷角補正器７２０と、負荷角指令
値の急激な変化を抑えるためのローパスフィルタ７２１
と、第１の負荷角指令値δ1 に負荷角指令の補正値を加
算する加算器７２２とを付加した点である。このような
構成により、極座標変換器７０４の出力である電圧の大
きさの指令値が電圧リミッタ値よりも大きい場合は、電
圧の大きさの指令値は電圧リミッタ７０７により電圧リ
ミッタ値に制限されるとともに、加算器７２２により第
１の負荷角指令値δ1 に、負荷角補正器７２０からの補
正値が加算されて第２の負荷角指令値δ2 を得、これを
用いてインバータ２に対する電圧指令ベクトルを演算す
る。
【００１８】図４はこの発明の第３の実施の形態を示す
構成図である。これは図１に示すものに対し、ＰＷＭ演
算器７０６の入力である電圧指令ベクトルの大きさと角
度とを用い、方形波電圧を出力するのに必要な同期ＰＷ
Ｍのゲートパルス信号を作成する方形波電圧演算器７１
３と、この方形波電圧演算器７１３の出力とＰＷＭ演算
器７０６の出力との切り換えを行なう切換器７２４と、
コンバータの出力電圧値と電圧リミッタ値と角度切換判
断器７０９の出力とから、インバータ２に入力するゲー
トパルス信号を選択する切換器７１５とを付加して構成
される。このような構成により、電圧指令ベクトルの大
きさがＰＷＭ演算器７０６の最大出力電圧よりも大きく
なるときは、インバータ２に入力するゲートパルス信号
として、ＰＷＭ演算器７０６の出力から方形波電圧演算
器７１３の出力へ切り換えるようにする。
構成図である。これは図１に示すものに対し、ＰＷＭ演
算器７０６の入力である電圧指令ベクトルの大きさと角
度とを用い、方形波電圧を出力するのに必要な同期ＰＷ
Ｍのゲートパルス信号を作成する方形波電圧演算器７１
３と、この方形波電圧演算器７１３の出力とＰＷＭ演算
器７０６の出力との切り換えを行なう切換器７２４と、
コンバータの出力電圧値と電圧リミッタ値と角度切換判
断器７０９の出力とから、インバータ２に入力するゲー
トパルス信号を選択する切換器７１５とを付加して構成
される。このような構成により、電圧指令ベクトルの大
きさがＰＷＭ演算器７０６の最大出力電圧よりも大きく
なるときは、インバータ２に入力するゲートパルス信号
として、ＰＷＭ演算器７０６の出力から方形波電圧演算
器７１３の出力へ切り換えるようにする。
【００１９】すなわち、出力電圧一定の条件下でトルク
の制御をするために、インバータの最大基本波電圧であ
る方形波電圧を用いるものである。方形波電圧とＰＷＭ
方式による線間電圧波形例を図５に示す。同図（ａ）は
方形波電圧の例、（ｂ）はＰＷＭ電圧の例である。つま
り、コンバータの出力電圧をＥｄとすると、方形波電圧
の線間基本波電圧Ｖl1は次の数４として示される（５）
式で表わされる。一方、通常用いられているＰＷＭ方式
である正弦波，三角波比較ＰＷＭ方式の線間基本波電圧
Ｖp1（変調度＝１）は次の数５として示される（６）式
で表わされる。
の制御をするために、インバータの最大基本波電圧であ
る方形波電圧を用いるものである。方形波電圧とＰＷＭ
方式による線間電圧波形例を図５に示す。同図（ａ）は
方形波電圧の例、（ｂ）はＰＷＭ電圧の例である。つま
り、コンバータの出力電圧をＥｄとすると、方形波電圧
の線間基本波電圧Ｖl1は次の数４として示される（５）
式で表わされる。一方、通常用いられているＰＷＭ方式
である正弦波，三角波比較ＰＷＭ方式の線間基本波電圧
Ｖp1（変調度＝１）は次の数５として示される（６）式
で表わされる。
【００２０】
【数４】
【数５】 すなわち、方形波電圧の線間基本波電圧はＰＷＭ方式の
線間基本波電圧に比べて２７％も高くなり、この電圧増
加により同一のトルクまたは出力を得るための電流を低
減でき、機器の小型化が可能となる。また、方形波電圧
を用いることにより、スイッチング回数の減少によるス
イッチング損失を低減でき、機器の高効率化が可能とな
る。
線間基本波電圧に比べて２７％も高くなり、この電圧増
加により同一のトルクまたは出力を得るための電流を低
減でき、機器の小型化が可能となる。また、方形波電圧
を用いることにより、スイッチング回数の減少によるス
イッチング損失を低減でき、機器の高効率化が可能とな
る。
【００２１】図６はこの発明の第４の実施の形態を示す
構成図である。これは図１に示すものに対し、インバー
タの出力電圧を検出する電圧検出器８を設けた点が特徴
である。トルク演算器７１２に、電圧検出器８で検出さ
れた電動機の端子電圧，電動機の電気定数，電流，磁極
位置および回転速度を入力し、検出された端子電圧値の
基本波振幅を電圧の大きさ｜Ｖ｜とし、この検出電圧の
位相と電動機の位置から負荷角δを求め、これら諸量を
（２）〜（４）式に代入してトルクを演算するようにし
たものである。
構成図である。これは図１に示すものに対し、インバー
タの出力電圧を検出する電圧検出器８を設けた点が特徴
である。トルク演算器７１２に、電圧検出器８で検出さ
れた電動機の端子電圧，電動機の電気定数，電流，磁極
位置および回転速度を入力し、検出された端子電圧値の
基本波振幅を電圧の大きさ｜Ｖ｜とし、この検出電圧の
位相と電動機の位置から負荷角δを求め、これら諸量を
（２）〜（４）式に代入してトルクを演算するようにし
たものである。
【００２２】トルクの演算を、図６では（２）〜（４）
式を利用して行なうようにしているが、図１，図３の例
のように、電圧検出器８を設けず、電圧リミッタ７０７
によって電圧の大きさが制限される場合は、その制限値
を電圧の大きさ｜Ｖ｜として用いることができ、また
は、図４の例のようにインバータが方形波電圧を出力す
る場合は、その方形波電圧値を電圧の大きさ｜Ｖ｜とし
て用いることが可能であることは言うまでもない。
式を利用して行なうようにしているが、図１，図３の例
のように、電圧検出器８を設けず、電圧リミッタ７０７
によって電圧の大きさが制限される場合は、その制限値
を電圧の大きさ｜Ｖ｜として用いることができ、また
は、図４の例のようにインバータが方形波電圧を出力す
る場合は、その方形波電圧値を電圧の大きさ｜Ｖ｜とし
て用いることが可能であることは言うまでもない。
【００２３】
【発明の効果】請求項１または２の発明によれば、永久
磁石同期電動機を弱め磁束制御するに当たり、第１の負
荷角指令値に代えて第２の負荷角指令値、または第１の
負荷角指令値に補正値を加算したものを用いることで、
出力電圧一定の条件の下でトルクを制御することが可能
となり、従来必要であった電圧余裕を不要にし得るとい
う利点が得られる。その結果、出力電圧が増加し、弱め
磁束制御に必要なｄ軸電流成分が減少し、同一のトルク
または出力を得る場合の機器の小型化，低コスト化が可
能となる。請求項３の発明では、請求項１または２の発
明において、インバータの最大基本波電圧である方形波
電圧を用いることで、ＰＷＭ方式よりも出力電圧が増加
し弱め磁束制御に必要なｄ軸電流成分が減少し、同一の
トルクまたは出力を得る場合の機器の小型化，低コスト
化が可能になるだけでなく、スイッチング損失が低減
し、機器効率を高めることが可能となる。
磁石同期電動機を弱め磁束制御するに当たり、第１の負
荷角指令値に代えて第２の負荷角指令値、または第１の
負荷角指令値に補正値を加算したものを用いることで、
出力電圧一定の条件の下でトルクを制御することが可能
となり、従来必要であった電圧余裕を不要にし得るとい
う利点が得られる。その結果、出力電圧が増加し、弱め
磁束制御に必要なｄ軸電流成分が減少し、同一のトルク
または出力を得る場合の機器の小型化，低コスト化が可
能となる。請求項３の発明では、請求項１または２の発
明において、インバータの最大基本波電圧である方形波
電圧を用いることで、ＰＷＭ方式よりも出力電圧が増加
し弱め磁束制御に必要なｄ軸電流成分が減少し、同一の
トルクまたは出力を得る場合の機器の小型化，低コスト
化が可能になるだけでなく、スイッチング損失が低減
し、機器効率を高めることが可能となる。
【００２４】請求項４の発明では、請求項１ないし３の
発明において、ｄ軸，ｑ軸電流検出値を用いることで、
掛算のみの簡単な演算でトルク演算が可能となり、高速
かつ高価な演算器が不要となる。請求項５の発明では、
請求項１ないし３の発明において、電動機の端子電圧，
電動機の電機子抵抗，電流，磁極位置信号，回転速度を
用いてトルクを演算するようにしたので、電動機磁束や
ｄ軸，ｑ軸インダクタンスが変動した場合でも、トルク
制御性能の低下を最小にすることができる。
発明において、ｄ軸，ｑ軸電流検出値を用いることで、
掛算のみの簡単な演算でトルク演算が可能となり、高速
かつ高価な演算器が不要となる。請求項５の発明では、
請求項１ないし３の発明において、電動機の端子電圧，
電動機の電機子抵抗，電流，磁極位置信号，回転速度を
用いてトルクを演算するようにしたので、電動機磁束や
ｄ軸，ｑ軸インダクタンスが変動した場合でも、トルク
制御性能の低下を最小にすることができる。
【００２５】請求項６の発明では、請求項１または２の
発明において、電圧リミッタ値，第２の負荷角指令値，
電動機電流，巻線抵抗および回転速度からトルクを演算
するようにしたので、電動機磁束やｄ軸，ｑ軸インダク
タンスが変動した場合でも、トルク制御性能の低下を最
小にすることができる。請求項７の発明では、請求項３
の発明において、方形波電圧の出力電圧，第２の負荷角
指令値，電動機の巻線抵抗および回転速度からトルクを
演算するようにしたので、電動機磁束やｄ軸，ｑ軸イン
ダクタンスが変動した場合でも、トルク制御性能の低下
を最小にすることができる。
発明において、電圧リミッタ値，第２の負荷角指令値，
電動機電流，巻線抵抗および回転速度からトルクを演算
するようにしたので、電動機磁束やｄ軸，ｑ軸インダク
タンスが変動した場合でも、トルク制御性能の低下を最
小にすることができる。請求項７の発明では、請求項３
の発明において、方形波電圧の出力電圧，第２の負荷角
指令値，電動機の巻線抵抗および回転速度からトルクを
演算するようにしたので、電動機磁束やｄ軸，ｑ軸イン
ダクタンスが変動した場合でも、トルク制御性能の低下
を最小にすることができる。
【図１】この発明の第１の実施の形態を示す構成図であ
る。
る。
【図２】弱め磁束制御時の負荷角とトルクの関係説明図
である。
である。
【図３】この発明の第２の実施の形態を示す構成図であ
る。
る。
【図４】この発明の第３の実施の形態を示す構成図であ
る。
る。
【図５】方形波電圧波形とＰＷＭ電圧波形の説明図であ
る。
る。
【図６】この発明の第４の実施の形態を示す構成図であ
る。
る。
【図７】従来例を示す構成図である。
【図８】弱め磁束制御時の電圧ベクトル説明図である。
１…コンバータ、２…インバータ、３…電流センサ、４
…永久磁石同期電動機（ＰＭ）、５…磁極位置センサ、
６…速度センサ、７…制御装置、７０１…３相／２相
（３／２）変換器、７０２…電流指令演算器、７０３…
電流調節器、７０４…極座標変換器、７０５，７２２…
加算器、７０６…ＰＷＭ演算器、７０７…電圧リミッ
タ、７０８，７１４…切換器、７０９…角度切換判断
器、７１０…負荷角調節器、７１１，７２１…ローパス
フィルタ（ＬＰＦ）、７１２…トルク演算器、，７１５
…パルス切換判断器、７２０…負荷角補正器、８…電圧
検出器。
…永久磁石同期電動機（ＰＭ）、５…磁極位置センサ、
６…速度センサ、７…制御装置、７０１…３相／２相
（３／２）変換器、７０２…電流指令演算器、７０３…
電流調節器、７０４…極座標変換器、７０５，７２２…
加算器、７０６…ＰＷＭ演算器、７０７…電圧リミッ
タ、７０８，７１４…切換器、７０９…角度切換判断
器、７１０…負荷角調節器、７１１，７２１…ローパス
フィルタ（ＬＰＦ）、７１２…トルク演算器、，７１５
…パルス切換判断器、７２０…負荷角補正器、８…電圧
検出器。
Claims (7)
- 【請求項１】 回転子に永久磁石を用いた永久磁石同期
電動機と、この電動機に電力を供給する電力変換器と、
この電力変換器を制御する制御装置と、前記電動機のト
ルク指令値から電動機の電流指令値を求める電流指令演
算手段と、この電流指令値と電流検出値とから電動機の
電圧指令値を求める電圧指令演算手段と、この電圧指令
値を電圧の大きさ指令値と負荷角に相当する第１の負荷
角指令値で示される極座標形式の電圧指令ベクトルに変
換する変換手段とを備えた永久磁石同期電動機の制御装
置において、 前記電圧の大きさ指令値の上限を設定する電圧制限手段
と、電動機のトルクを演算するトルク演算手段と、トル
ク指令値に対しトルク演算手段にて求めたトルク演算値
をフィードバックして第２の負荷角指令値を求める負荷
角指令値演算手段と、前記電圧の大きさ指令値が電圧制
限手段によって制限されたときは、前記変換手段に対
し、第１の負荷角指令値に代えて第２の負荷角指令値か
ら電圧指令ベクトルを演算するように切り換える切換手
段とを設けたことを特徴とする永久磁石同期電動機の制
御装置。 - 【請求項２】 回転子に永久磁石を用いた永久磁石同期
電動機と、この電動機に電力を供給する電力変換器と、
この電力変換器を制御する制御装置と、前記電動機のト
ルク指令値から電動機の電流指令値を求める電流指令演
算手段と、この電流指令値と電流検出値とから電動機の
電圧指令値を求める電圧指令演算手段と、この電圧指令
値を電圧の大きさ指令値と負荷角に相当する第１の負荷
角指令値で示される極座標形式の電圧指令ベクトルに変
換する変換手段とを備えた永久磁石同期電動機の制御装
置において、 前記電圧の大きさ指令値の上限を設定する電圧制限手段
と、電動機のトルクを演算するトルク演算手段と、トル
ク指令値に対しトルク演算手段にて求めたトルク演算値
をフィードバックして負荷角指令値の補正値を求める補
正演算手段と、前記電圧の大きさ指令値が電圧制限手段
によって制限されたときは、前記変換手段に対し、第１
の負荷角指令値に前記補正値を加算して得られる第２の
負荷角指令値を与えて電圧指令ベクトルを演算させるこ
とを特徴とする永久磁石同期電動機の制御装置。 - 【請求項３】 前記電力変換器として電圧形インバータ
を用い、前記電圧の大きさ指令値が電圧制限手段で制限
されないときは電圧形インバータにパルス幅制御をさ
せ、電圧制限手段で制限されるときは電圧形インバータ
に方形波電圧を出力させるよう電圧形インバータへのゲ
ートパルス信号を切り換えるゲートパルス信号切換手段
を設けたことを特徴とする請求項１または２のいずれか
に記載の永久磁石同期電動機の制御装置。 - 【請求項４】 前記トルク演算手段では、永久磁石のつ
くる磁束方向の起磁力を生じるｄ軸電流およびこれに直
交するｑ軸電流と、永久磁石同期電動機の電気定数とか
らトルクを演算することを特徴とする請求項１ないし３
のいずれかに記載の永久磁石同期電動機の制御装置。 - 【請求項５】 前記永久磁石同期電動機の端子電圧を検
出する検出手段を付加し、前記トルク演算手段では、永
久磁石同期電動機の前記端子電圧検出値，電気定数，電
流，磁極位置信号および回転速度からトルクを演算する
ことを特徴とする請求項１ないし３のいずれかに記載の
永久磁石同期電動機の制御装置。 - 【請求項６】 前記トルク演算手段では、前記電圧制限
手段によって制限された電圧の大きさ指令値，第２の負
荷角指令値，永久磁石同期電動機の電気定数，電流およ
び回転速度からトルクを演算することを特徴とすること
を特徴とする請求項１または２のいずれかに記載の永久
磁石同期電動機の制御装置。 - 【請求項７】 前記トルク演算手段では、前記電圧形イ
ンバータが方形波電圧を出力した場合の方形波電圧値，
第２の負荷角指令値，永久磁石同期電動機の電気定数，
電流および回転速度からトルクを演算することを特徴と
する請求項３に記載の永久磁石同期電動機の制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10431898A JP3674741B2 (ja) | 1998-04-15 | 1998-04-15 | 永久磁石同期電動機の制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10431898A JP3674741B2 (ja) | 1998-04-15 | 1998-04-15 | 永久磁石同期電動機の制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11299297A true JPH11299297A (ja) | 1999-10-29 |
| JP3674741B2 JP3674741B2 (ja) | 2005-07-20 |
Family
ID=14377596
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10431898A Expired - Lifetime JP3674741B2 (ja) | 1998-04-15 | 1998-04-15 | 永久磁石同期電動機の制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3674741B2 (ja) |
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| KR100696118B1 (ko) | 2005-01-14 | 2007-03-20 | 엘지전자 주식회사 | 동기 릴럭턴스 모터의 토크 제어 장치 및 방법 |
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1998
- 1998-04-15 JP JP10431898A patent/JP3674741B2/ja not_active Expired - Lifetime
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