JP2002325498A - 交流電動機の制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 直流電源電圧の低下等により電動機への印加
電圧（インバータの出力電圧）が飽和した場合にあって
も、電流制御から電圧制御へ制御を滑らかに切り換えて
十分なトルクを確保する。 【解決手段】 積分電流制御系を備えた交流電動機の制
御装置において、電動機への印加電圧が飽和状態となっ
た場合には、積分電流制御系の積分項を零に収束させて
積分電流制御を中止するとともに、比例項を用いた比例
電圧制御に切り換えることを特徴とする。その際、印加
電圧の飽和判定値にヒステリシスを設定する。また、積
分電流制御系の電流振幅を演算し、該電流振幅が所定値
となるように帰還制御する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、交流電動機の制御
装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】交流電動機の制御方法として、インバー
タを使用し、電動機の磁極方向にとられるｄ軸とこれに
直行するｑ軸とに流れる電流をそれぞれ独立に調整し
て、トルクを制御するベクトル制御が知られている。か
かる電流の調整は、比例・積分（ＰＩ）動作によるフィ
ードバック制御によって行われるのが主流である。

【０００３】インバータに接続される直流電源電圧の低
下時又は高速回転時にインバータの出力電圧すなわち電
動機への印加電圧が飽和した場合には、電流制御を維持
することができないために、電動機の出力トルクが限界
に達してしまう。そこで、例えば、特開平９−２８０９
９号公報は、インバータの出力電圧が飽和した場合に、
積分電流制御により作成される出力電圧指令値の更新を
中止することにより、良好な電流制御を行う技術を開示
している。しかし、この場合、出力トルクを安定させる
ことはできるが、十分なトルクを得ることはできないと
いう問題がある。

【０００４】また、特開２０００−２２４８８３号公報
は、かかる状況にあっても最大限のトルクを得るため
に、ＰＷＭ変調信号ではなく矩形波信号をインバータに
与えて方形波電圧を出力させるとともに、負荷角の調整
によりトルクを制御する技術を開示している。すなわ
ち、電流制御（ＰＷＭ変調制御）から電圧制御（矩形波
制御）へと制御が切り換えられる。しかし、電流制御に
よる電動機出力トルクと電圧制御による電動機出力トル
クとに比較的大きな偏差があるために、滑らかな切り換
え制御が行えないという問題がある。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】本発明は、上述した問
題点に鑑みてなされたものであり、その目的は、直流電
源電圧の低下等により電動機への印加電圧（インバータ
の出力電圧）が飽和した場合にあっても、電流制御から
電圧制御へ制御を滑らかに切り換えて十分なトルクを確
保することができる、交流電動機の制御装置を提供する
ことにある。

【０００６】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明の第一の側面によれば、積分電流制御系を備
えた交流電動機の制御装置において、電動機への印加電
圧が飽和状態となった場合には、積分電流制御系の積分
項を零に収束させて積分電流制御を中止するとともに、
比例項を用いた比例電圧制御に切り換えることを特徴と
する、交流電動機の制御装置が提供される。

【０００７】上述の如く構成された、本発明の第一の側
面による交流電動機の制御装置においては、積分電流制
御系の積分項を零に収束させてから電圧制御に移行させ
ることにより、電流制御から電圧制御へ滑らかな切り換
えが可能となる。

【０００８】また、本発明の第二の側面によれば、上記
第一の側面による交流電動機の制御装置において、好ま
しくは、印加電圧の飽和判定値にヒステリシスが設定さ
れる。

【０００９】上述の如く構成された、本発明の第二の側
面による交流電動機の制御装置においては、上記の本発
明の第一の側面による作用に加え、印加電圧の飽和判定
のハンチングによる電動機のトルクハンチングを防ぐこ
とができる。

【００１０】また、本発明の第三の側面によれば、積分
電流制御系を備えた交流電動機の制御装置において、積
分電流制御系の電流振幅を演算し、該電流振幅が所定値
となるように帰還制御することを特徴とする、交流電動
機の制御装置が提供される。

【００１１】上述の如く構成された、本発明の第三の側
面による交流電動機の制御装置においては、帰還制御を
行わないものに比較して、広範囲にわたり、電流指令値
に比例した電動機のトルクを得ることができる。

【００１２】

【発明の実施の形態】以下、添付図面を参照して本発明
の実施形態について説明する。

【００１３】図１は、本発明に係る交流電動機の制御装
置が適用されるシステムの一例を示す図である。このシ
ステムは、いわゆるハイブリッドカー用に構成されたも
のであり、この例における交流電動機１４０は、エンジ
ン１５０や変速機１６０と組み合わされて使用される永
久磁石同期電動機であり、交流発電機も兼ねている。

【００１４】この交流電動機１４０の電機子には、イン
バータ１２０から三相の電圧が印加される。インバータ
１２０は電圧形ＰＷＭインバータであり、インバータ１
２０の直流電源としてバッテリ１３０が利用される。こ
のようなシステムに適用される交流電動機では、バッテ
リ電圧の低下について考慮する必要がある。

【００１５】制御装置１００は、中央処理装置（ＣＰ
Ｕ）１０２、メモリ１０４、入力部１０６、ＰＷＭ出力
部１０８等からなるハードウェア構成を有し、インバー
タ１２０から電動機１４０に供給される三相交流のうち
のｕ相及びｖ相の電流Ｉｕ及びＩｖ、並びに位置センサ
１４２から出力される、交流電動機１４０の回転子（ロ
ータ）すなわち磁極の角度位置θを入力して、それらに
基づいて演算処理を行い、インバータ１２０に対してス
イッチング信号Ｓｕ、Ｓｖ及びＳｗを出力する。

【００１６】図２は、永久磁石同期電動機に対する一般
的なベクトル制御の全体構成を示すブロック図である。
このベクトル制御は、図１における制御装置１００内の
ＣＰＵ１０２によって実行されるものであり、固定／回
転座標変換部２００、電圧計算部２１０、回転／固定座
標変換部２２０及びＰＷＭ制御部２３０によって実現さ
れる。

【００１７】固定／回転座標変換部２００は、ｕ相電流
検出値Ｉｕ、ｖ相電流検出値Ｉｖ及び回転子位置検出値
θを入力し、それらに基づいてｄ−ｑ軸回転座標系上の
ｄ軸電流検出値Ｉｄ及びｑ軸電流検出値Ｉｑを算出す
る。また、電圧計算部２１０は、電流振幅指令値Ｉｃｔ
を受けてｄ軸電流指令値Ｉｄｃ及びｑ軸電流指令値Ｉｑ
ｃを決定するとともに、電流指令値Ｉｄｃ及びＩｑｃと
電流検出値Ｉｄ及びＩｑとに基づいてｄ軸電圧指令値Ｖ
ｄ及びｑ軸電圧指令値Ｖｑを算出する。

【００１８】また、回転／固定座標変換部２２０は、ｄ
−ｑ軸回転座標系上のｄ軸電圧指令値Ｖｄ及びｑ軸電圧
指令値Ｖｑを固定座標系上のｕ相電圧指令値Ｖｕ、ｖ相
電圧指令値Ｖｖ及びｗ相電圧指令値Ｖｗに変換する。そ
して、ＰＷＭ制御部２３０は、かかるｕ相電圧指令値Ｖ
ｕ、ｖ相電圧指令値Ｖｖ及びｗ相電圧指令値Ｖｗを所定
の搬送波（キャリヤ）と比較することにより、スイッチ
ング信号Ｓｕ、Ｓｖ及びＳｗを作成し、インバータ１２
０へ出力する。

【００１９】図３は、電圧計算部２１０における従来の
制御内容を説明するためのブロック図である。電流振幅
指令値Ｉｃｔを受けて電流指令生成部３００によって生
成されたｄ、ｑ軸電流指令値Ｉｄｃ、Ｉｑｃは、加算器
３１０ｄ、３１０ｑにおいて電流検出値Ｉｄ、Ｉｑと比
較され、指令値と検出値との偏差が算出される。

【００２０】それらの電流偏差は、それぞれｄ、ｑ軸電
流ＰＩ制御部３２０ｄ、３２０ｑへ送られて、比例・積
分動作による制御量が算出される。次いで、その制御量
は、加算器３３０ｄ、３３０ｑに入力され、後述する
ｄ、ｑ軸非干渉電流制御のためのフィードフォワード
（Ｆ／Ｆ）項演算部３４０からのＦ／Ｆ項と加算され、
その加算結果がｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖｄ、Ｖｑとして出
力される。なお、このＦ／Ｆ項を省略して制御されるこ
ともある。

【００２１】図３に示される従来の電圧計算部２１０に
対し、本発明に係る電圧計算部２１０における制御内容
が図４のブロック図に示される。図４の電圧計算部２１
０は、図３のものと比較してわかるように、振幅計算部
４００、加算器４１０、電流振幅制御部４２０及び電圧
飽和判定部４６０を新たな要素として備えるとともに、
ｄ、ｑ軸電流制御部４５０ｄ、４５０ｑにおいて新規な
制御を行う。これらの本発明に係る新規な制御を含め、
本実施形態における図２及び図４の制御の詳細な内容及
び手順を以下に説明する。

【００２２】図５、図６及び図７は、本発明の一実施形
態による交流電動機制御の手順を示すフローチャートで
ある。この制御は、図１における制御装置１００内のＣ
ＰＵ１０２によって実行される。まず、ステップ５０２
では、ｕ相電流検出値Ｉｕ及びｖ相電流検出値Ｉｖを入
力するとともに、Ｉｕ＋Ｉｖ＋Ｉｗ＝０の関係があるこ
とから、Ｉｗ＝−Ｉｕ−Ｉｖなる演算により、ｗ相電流
検出値Ｉｗを求める。

【００２３】次いで、ステップ５０４では、位置センサ
１４２から、回転子位置θを入力する。さらに、ステッ
プ５０６では、図に示される三相／二相変換式に基づい
て、ｕ相、ｖ相及びｗ相電流検出値Ｉｕ、Ｉｖ及びＩｗ
を、ｄ軸及びｑ軸電流検出値Ｉｄ及びＩｑに変換する。
以上のステップ５０２、５０４及び５０６の処理は、図
２の制御ブロック図における固定／回転座標変換部２０
０に相当する。

【００２４】次いで、ステップ５０８では、 Ｉ＝（Ｉｄ＊Ｉｄ＋Ｉｑ＊Ｉｑ）^1/2 なる演算により、電流振幅検出値Ｉを求める。この処理
は、図４の制御ブロック図における振幅計算部４００に
相当する。

【００２５】次いで、ステップ５１０では、電流振幅指
令値Ｉｃｔと電流振幅検出値Ｉとに基づいて、 Ｉｃ＝Ｋｐ２＊（Ｉｃｔ−Ｉ）＋Ｋｉ２＊Σ（Ｉｃｔ−
Ｉ） なる演算を行うことにより、ＰＩ動作によるフィードバ
ック制御処理をした電流振幅指令値Ｉｃを求める。な
お、Ｋｐ２は比例項のゲイン、Ｋｉ２は積分項のゲイン
である。ステップ５１０の処理は、図４の制御ブロック
図における加算器４１０及び電流振幅制御部４２０に相
当する。

【００２６】次いで、ステップ５１２では、位相指令値
θｃとフィードバック制御後の電流振幅指令値Ｉｃとに
基づいて、 Ｉｄｃ＝Ｉｃ＊ｃｏｓ（θｃ） Ｉｑｃ＝Ｉｃ＊ｓｉｎ（θｃ） なる演算を行うことにより、ｄ軸電流指令値Ｉｄｃ及び
ｑ軸電流指令値Ｉｑｃを得る。ステップ５１２の処理
は、図４の制御ブロック図における電流指令生成部４３
０に相当する。

【００２７】次いで、ステップ５１４では、ｄ、ｑ軸非
干渉電流制御を行う。すなわち、ｄ軸電流指令値Ｉｄ
ｃ、ｑ軸電流指令値Ｉｑｃ、電機子抵抗Ｒａ、角速度ω
（＝ｄθ／ｄｔ）、永久磁石界磁によるｄ軸電機子巻線
の鎖交磁束Φ、ｄ軸インダクタンスＬｄ及びｑ軸インダ
クタンスＬｑに基づいて、 Ｖｄｆｆ＝Ｒａ＊Ｉｄｃ−ω＊Ｌｑ＊Ｉｑｃ Ｖｑｆｆ＝Ｒａ＊Ｉｑｃ＋ω＊（Ｌｄ＊Ｉｄｃ＋Φ） なる演算を行うことにより、Ｆ／Ｆ項Ｖｄｆｆ及びＶｑ
ｆｆを求める。このステップ５１４は、図４の制御ブロ
ック図におけるＦ／Ｆ項演算部４８０に相当する。な
お、このＦ／Ｆ項を省略して制御してもよい。

【００２８】次いで、ステップ５１６では、前回の本ル
ーチンの走行により求められているｄ軸電圧指令値Ｖｄ
及びｑ軸電圧指令値Ｖｑに基づいて、 Ｖｆｆｉ＝（Ｖｄ＊Ｖｄ＋Ｖｑ＊Ｖｑ）^1/2 なる演算を行い、電圧ベクトルの振幅Ｖｆｆｉを求め
る。

【００２９】次いで、ステップ５１８及び５２０では、
直流電源１３０の電圧Ｖｂａｔに所定の制御判定係数Ｋ
Ｕを乗じて得た値ＫＵ＊Ｖｂａｔと、上記のＶｆｆｉと
を比較し、Ｖｆｆｉ＞ＫＵ＊Ｖｂａｔが成立するときに
は、電圧飽和判定フラグＶｓａｔｆｌａｇをオンにす
る。

【００３０】また、次のステップ５２２及び５２４で
は、直流電源１３０の電圧Ｖｂａｔに所定の制御判定係
数ＫＬを乗じて得た値ＫＬ＊Ｖｂａｔと、上記のＶｆｆ
ｉとを比較し、Ｖｆｆｉ＜ＫＬ＊Ｖｂａｔが成立すると
きには、電圧飽和判定フラグＶｓａｔｆｌａｇをオフに
する。

【００３１】上記の制御判定係数ＫＵ及びＫＬについて
は、ＫＵ＞ＫＬの関係に設定されているため、電圧飽和
判定フラグＶｓａｔｆｌａｇは、ヒステリシスを有して
オン及びオフされることとなる。ステップ５１６〜５２
４は、図４の制御ブロック図における電圧飽和判定部４
６０に相当する。

【００３２】次いで、ステップ５２６では、電圧飽和判
定フラグＶｓａｔｆｌａｇがオンかオフかを判定する。
そのフラグがオフのとき、すなわち電動機印加電圧が飽
和していないと判断されるときには、ステップ５３０に
進み、ｄ軸電流指令値Ｉｄｃ及びｑ軸電流指令値Ｉｑｃ
並びにｄ軸電流検出値Ｉｄ及びｑ軸電流検出値Ｉｑに基
づいて、 Ｖｄｉ＝Ｖｄｉ＋Ｋｉ＊（Ｉｄｃ−Ｉｄ） Ｖｑｉ＝Ｖｑｉ＋Ｋｉ＊（Ｉｑｃ−Ｉｑ） なる演算を行うことにより、ｄ軸及びｑ軸に関する積分
項Ｖｄｉ及びＶｑｉを求める。なお、Ｋｉは、積分項の
ゲインである。

【００３３】一方、電圧飽和判定フラグＶｓａｔｆｌａ
ｇがオンのとき、すなわち電動機印加電圧が飽和してい
ると判断されるときには、ステップ５２８に進み、 Ｖｄｉ＝Ｖｄｉ＊（１−Ｔ／τ） Ｖｑｉ＝Ｖｑｉ＊（１−Ｔ／τ） なる演算を行うことにより、積分項Ｖｄｉ及びＶｑｉを
徐々に零に収束させる。なお、Ｔは本ルーチンによる制
御周期であり、τは所定の時定数である。

【００３４】次いで、ステップ５３２では、先に求めた
電流指令値Ｉｄｃ及びＩｑｃ、電流検出値Ｉｄ及びＩ
ｑ、Ｆ／Ｆ項Ｖｄｆｆ及びＶｑｆｆ、並びに積分項Ｖｄ
ｉ及びＶｑｉを用いて、 Ｖｄ＝Ｋｐ＊（Ｉｄｃ−Ｉｄ）＋Ｖｄｉ＋Ｖｄｆｆ Ｖｑ＝Ｋｐ＊（Ｉｑｃ−Ｉｑ）＋Ｖｑｉ＋Ｖｑｆｆ なる演算を行うことにより、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ及びｑ
軸電圧指令値Ｖｑを決定する。なお、Ｋｐは、比例項の
ゲインである。ステップ５２６〜５３２は、図４の制御
ブロック図における加算器４４０ｄ及び４４０ｑ、電流
制御部４５０ｄ及び４５０ｑ、並びに加算器４７０ｄ及
び４７０ｑに相当する。なお、前述のステップ５１６に
おいては、Ｆ／Ｆ項と積分項とによる電圧ベクトルの振
幅としてＶｆｆｉを求めてもよい。

【００３５】次いで、ステップ５３４では、図に示され
る計算式に従って、ｄ−ｑ軸回転座標系上のｄ軸電圧指
令値Ｖｄ及びｑ軸電圧指令値Ｖｑを固定座標系上のｕ相
電圧指令値Ｖｕ、ｖ相電圧指令値Ｖｖ及びｗ相電圧指令
値Ｖｗに変換する。このステップ５３４は、図２の制御
ブロック図における回転／固定座標変換部２２０に相当
する。

【００３６】最後のステップ５３６では、三相電圧指令
値Ｖｕ、Ｖｖ及びＶｗを所定の搬送波（キャリヤ）と比
較することにより、スイッチング信号Ｓｕ、Ｓｖ及びＳ
ｗを作成し、インバータ１２０へ出力する。ステップ５
３６は、図２の制御ブロック図におけるＰＷＭ制御部２
３０に相当する。

【００３７】以上に説明した実施形態の作用について説
明する。図３に示される従来の電圧計算部の制御によれ
ば、常に電流の積分制御が実行されるために、インバー
タの出力電圧が飽和した場合には、電流制御を維持する
ことができなくなる。

【００３８】一方、図４に示される本発明の制御によれ
ば、出力電圧が飽和状態（すなわち、ＰＷＭ変調度１０
０％以上の状態）か非飽和状態かを判定する制御が備え
られている。また、その電圧飽和・非飽和判定の際に
は、その判定のハンチングを防止するためにヒステリシ
スが設けられているため、トルクハンチングなどの問題
が生ずることはない。

【００３９】そして、電圧非飽和時には、通常の積分動
作による電流制御（積分電流制御）が行われるが、一
旦、電流指令値増加、回転数上昇、直流電源電圧低下等
による電圧飽和状態と判定されると、積分項が速やかに
零に収束せしめられた後、比例項とＦ／Ｆ項とによる電
圧制御（比例電圧制御）に切り替わる。比例項とＦ／Ｆ
項とによる電圧制御では、電流指令値の増加に伴い、Ｐ
ＷＭ変調度１００％以上の台形波変調が活用され、バッ
テリ電圧利用率（電動機印加電圧）が上げられる。電圧
位相は、Ｆ／Ｆ項より決定される。そのときの電圧ベク
トルについて図８を用いて説明する。

【００４０】図８の例においては、逆突極性電動機を使
用し、リラクタンストルクが最大限に利用され得るよう
に、Ｉｄ及びＩｑは、一定角度θにより、Ｉｄ＝−Ｉｃ
＊ｓｉｎθ、Ｉｑ＝Ｉｃ＊ｃｏｓθ（０＜θ＜９０°）
と分配し、また比較的高回転の領域では、電機子抵抗Ｒ
ａは無視することができるものと仮定している。

【００４１】電流指令値Ｉｃを増加させていく場合、図
８の例ではＩｃ１未満では出力電圧非飽和で電流制御状
態であるが、Ｉｃ＝Ｉｃ１（電流指令ベクトル１３）の
とき電圧飽和に達して電圧ベクトルが１１となる。さら
に、電流指令値をＩｃ２、Ｉｃ３（電流指令ベクトル２
３、３３）と増加させると、比例項とＦ／Ｆ項とによる
電圧制御状態に移行する。そして、それに対応する電圧
指令ベクトル２１、３１に対し、出力可能電圧は、ＰＷ
Ｍ変調度によって定まる制限２５、３５を受けるため、
実電圧ベクトルは、２２、３２となる。

【００４２】その結果、電流ベクトルは、各々、１３、
２４、３４となる。ここで、永久磁石同期電動機のトル
クＴは、 Ｔ＝Φ＊Ｉｑ＋（Ｌｄ−Ｌｑ）＊Ｉｄ＊Ｉｑ によって算出されるため、電圧飽和状態においてもトル
クを増加させることが可能となる。以上により、比較的
簡単な制御式により連続的にトルク出力の範囲を広げる
ことができる。

【００４３】また、電流制御式のｄ、ｑ各積分項につい
ては、本来、Ｆ／Ｆ項内の電動機パラメータが正確であ
れば、常に零になるはずである。しかしながら、実際に
はかかるパラメータは誤差を伴うことが多く、零でない
積分項が存在する場合がある。その場合には、電圧飽和
時に、電圧の位相がずれて十分なトルクが出なかった
り、電圧非飽和から飽和へと移行するときの、制御上の
過渡的な変化速度（例えば、電流指令値の変化速度）に
よってもガードにかかる積分項が変化し、その都度、出
力トルクが異なるなどの問題が生ずる。したがって、電
圧非飽和から飽和へと移行したときには、一次遅れなど
により速やかに積分項を零に収束させることが好まし
い。

【００４４】また、図４に示される実施形態において
は、Ｉｄ及びＩｑにより電流振幅を計算し、電圧飽和時
にも指令値どおりの電流を流すことができるように、Ｉ
ｄ及びＩｑを電流指令にフィードバック（帰還）させる
ループが組み込まれている。かかる電流振幅フィードバ
ックループが存在しない場合、電圧飽和状態でＰＷＭ変
調度が１００％を超えると、電流を指令値どおりに流す
ことが次第にできなくなり、電流指令に比例したトルク
が得られなくなる（トルクが飽和する）。これは、図８
を使用して説明することができる。

【００４５】電流指令ベクトル１３：２３：３３＝１：
２：３に対し、実電流ベクトルは１３：２４：３４であ
り、図からわかるように、電流指令ほどには実電流は増
えておらず、出力トルクも飽和する。このときのトルク
は、直流電源電圧や回転数の影響を大きく受け、特に、
直流電源としてバッテリを用いた場合や、負荷のイナー
シャが小さく回転数変化が早い場合には、正確にトルク
を制御することは困難である。

【００４６】それを解決するため、電流指令Ｉｃｔに対
して、実際の電流振幅をフィードバック制御（ＰＩ制
御）することにより、電流を指令どおりに流すことがで
きる。図９は、本発明によるトルク特性上の効果を説明
するための特性図であるが、この図に示されるように、
フィードバック（Ｆ／Ｂ）制御なしの場合に比較して、
より広い範囲で、電流指令に比例したトルクを確保する
ことができる。このとき、電流振幅は一定に制御される
のに対して、図８からもわかるように電流位相は多少ず
れるが、トルクに与える影響は小さいと考えてよい。

【００４７】以上、永久磁石同期電動機を対象とする実
施形態について述べてきたが、本発明は、その他の同期
電動機及び誘導電動機や、これら電動機に限らず、発電
機に対しても、ベクトル制御を行うものであれば、適用
することができる。

【００４８】

【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
直流電源電圧の低下等により電動機への印加電圧が飽和
した場合にあっても、電流制御から電圧制御へ制御が滑
らかに切り換えられて十分なトルクが確保される。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に係る交流電動機の制御装置が適用され
るシステムの一例を示す図である。

【図２】永久磁石同期電動機に対する一般的なベクトル
制御の全体構成を示すブロック図である。

【図３】電圧計算部における従来の制御内容を説明する
ためのブロック図である。

【図４】本発明の一実施形態に係る電圧計算部における
制御内容を示すブロック図である。

【図５】本発明の一実施形態による交流電動機制御の手
順を示すフローチャート（１／３）である。

【図６】本発明の一実施形態による交流電動機制御の手
順を示すフローチャート（２／３）である。

【図７】本発明の一実施形態による交流電動機制御の手
順を示すフローチャート（３／３）である。

【図８】本発明の一実施形態による交流電動機制御を行
う場合の電圧ベクトル図である。

【図９】本発明によるトルク特性上の効果を説明するた
めの特性図である。

【符号の説明】 １００…制御装置 １０２…中央処理装置（ＣＰＵ） １０４…メモリ １０６…入力部 １２０…インバータ １３０…バッテリ １４０…交流電動機 １４２…位置センサ １５０…エンジン １６０…変速機 ２００…固定／回転座標変換部 ２１０…電圧計算部 ２２０…回転／固定座標変換部 ２３０…ＰＷＭ制御部 ３００…電流指令生成部 ３１０ｄ、３１０ｑ…加算器 ３２０ｄ…ｄ軸電流ＰＩ制御部 ３２０ｑ…ｑ軸電流ＰＩ制御部 ３３０ｄ、３３０ｑ…加算器 ３４０…フィードフォワード（Ｆ／Ｆ）項演算部 ４００…振幅計算部 ４１０…加算器 ４２０…電流振幅制御部 ４３０…電流指令生成部 ４４０ｄ、４４０ｑ…加算器 ４５０ｄ…ｄ軸電流制御部 ４５０ｑ…ｑ軸電流制御部 ４６０…電圧飽和判定部 ４７０ｄ、４７０ｑ…加算器 ４８０…Ｆ／Ｆ項演算部

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 積分電流制御系を備えた交流電動機の制
   御装置において、電動機への印加電圧が飽和状態となっ
   た場合には、積分電流制御系の積分項を零に収束させて
   積分電流制御を中止するとともに、比例項を用いた比例
   電圧制御に切り換えることを特徴とする、交流電動機の
   制御装置。
2. 【請求項２】 印加電圧の飽和判定値にヒステリシスを
   設定することを特徴とする、請求項１に記載の交流電動
   機の制御装置。
3. 【請求項３】 積分電流制御系を備えた交流電動機の制
   御装置において、積分電流制御系の電流振幅を演算し、
   該電流振幅が所定値となるように帰還制御することを特
   徴とする、交流電動機の制御装置。