JP2002325498A - 交流電動機の制御装置 - Google Patents
交流電動機の制御装置Info
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Abstract
電圧(インバータの出力電圧)が飽和した場合にあって
も、電流制御から電圧制御へ制御を滑らかに切り換えて
十分なトルクを確保する。 【解決手段】 積分電流制御系を備えた交流電動機の制
御装置において、電動機への印加電圧が飽和状態となっ
た場合には、積分電流制御系の積分項を零に収束させて
積分電流制御を中止するとともに、比例項を用いた比例
電圧制御に切り換えることを特徴とする。その際、印加
電圧の飽和判定値にヒステリシスを設定する。また、積
分電流制御系の電流振幅を演算し、該電流振幅が所定値
となるように帰還制御する。
Description
装置に関する。
タを使用し、電動機の磁極方向にとられるd軸とこれに
直行するq軸とに流れる電流をそれぞれ独立に調整し
て、トルクを制御するベクトル制御が知られている。か
かる電流の調整は、比例・積分(PI)動作によるフィ
ードバック制御によって行われるのが主流である。
下時又は高速回転時にインバータの出力電圧すなわち電
動機への印加電圧が飽和した場合には、電流制御を維持
することができないために、電動機の出力トルクが限界
に達してしまう。そこで、例えば、特開平9−2809
9号公報は、インバータの出力電圧が飽和した場合に、
積分電流制御により作成される出力電圧指令値の更新を
中止することにより、良好な電流制御を行う技術を開示
している。しかし、この場合、出力トルクを安定させる
ことはできるが、十分なトルクを得ることはできないと
いう問題がある。
は、かかる状況にあっても最大限のトルクを得るため
に、PWM変調信号ではなく矩形波信号をインバータに
与えて方形波電圧を出力させるとともに、負荷角の調整
によりトルクを制御する技術を開示している。すなわ
ち、電流制御(PWM変調制御)から電圧制御(矩形波
制御)へと制御が切り換えられる。しかし、電流制御に
よる電動機出力トルクと電圧制御による電動機出力トル
クとに比較的大きな偏差があるために、滑らかな切り換
え制御が行えないという問題がある。
題点に鑑みてなされたものであり、その目的は、直流電
源電圧の低下等により電動機への印加電圧(インバータ
の出力電圧)が飽和した場合にあっても、電流制御から
電圧制御へ制御を滑らかに切り換えて十分なトルクを確
保することができる、交流電動機の制御装置を提供する
ことにある。
に、本発明の第一の側面によれば、積分電流制御系を備
えた交流電動機の制御装置において、電動機への印加電
圧が飽和状態となった場合には、積分電流制御系の積分
項を零に収束させて積分電流制御を中止するとともに、
比例項を用いた比例電圧制御に切り換えることを特徴と
する、交流電動機の制御装置が提供される。
面による交流電動機の制御装置においては、積分電流制
御系の積分項を零に収束させてから電圧制御に移行させ
ることにより、電流制御から電圧制御へ滑らかな切り換
えが可能となる。
第一の側面による交流電動機の制御装置において、好ま
しくは、印加電圧の飽和判定値にヒステリシスが設定さ
れる。
面による交流電動機の制御装置においては、上記の本発
明の第一の側面による作用に加え、印加電圧の飽和判定
のハンチングによる電動機のトルクハンチングを防ぐこ
とができる。
電流制御系を備えた交流電動機の制御装置において、積
分電流制御系の電流振幅を演算し、該電流振幅が所定値
となるように帰還制御することを特徴とする、交流電動
機の制御装置が提供される。
面による交流電動機の制御装置においては、帰還制御を
行わないものに比較して、広範囲にわたり、電流指令値
に比例した電動機のトルクを得ることができる。
の実施形態について説明する。
置が適用されるシステムの一例を示す図である。このシ
ステムは、いわゆるハイブリッドカー用に構成されたも
のであり、この例における交流電動機140は、エンジ
ン150や変速機160と組み合わされて使用される永
久磁石同期電動機であり、交流発電機も兼ねている。
バータ120から三相の電圧が印加される。インバータ
120は電圧形PWMインバータであり、インバータ1
20の直流電源としてバッテリ130が利用される。こ
のようなシステムに適用される交流電動機では、バッテ
リ電圧の低下について考慮する必要がある。
U)102、メモリ104、入力部106、PWM出力
部108等からなるハードウェア構成を有し、インバー
タ120から電動機140に供給される三相交流のうち
のu相及びv相の電流Iu及びIv、並びに位置センサ
142から出力される、交流電動機140の回転子(ロ
ータ)すなわち磁極の角度位置θを入力して、それらに
基づいて演算処理を行い、インバータ120に対してス
イッチング信号Su、Sv及びSwを出力する。
的なベクトル制御の全体構成を示すブロック図である。
このベクトル制御は、図1における制御装置100内の
CPU102によって実行されるものであり、固定/回
転座標変換部200、電圧計算部210、回転/固定座
標変換部220及びPWM制御部230によって実現さ
れる。
検出値Iu、v相電流検出値Iv及び回転子位置検出値
θを入力し、それらに基づいてd−q軸回転座標系上の
d軸電流検出値Id及びq軸電流検出値Iqを算出す
る。また、電圧計算部210は、電流振幅指令値Ict
を受けてd軸電流指令値Idc及びq軸電流指令値Iq
cを決定するとともに、電流指令値Idc及びIqcと
電流検出値Id及びIqとに基づいてd軸電圧指令値V
d及びq軸電圧指令値Vqを算出する。
−q軸回転座標系上のd軸電圧指令値Vd及びq軸電圧
指令値Vqを固定座標系上のu相電圧指令値Vu、v相
電圧指令値Vv及びw相電圧指令値Vwに変換する。そ
して、PWM制御部230は、かかるu相電圧指令値V
u、v相電圧指令値Vv及びw相電圧指令値Vwを所定
の搬送波(キャリヤ)と比較することにより、スイッチ
ング信号Su、Sv及びSwを作成し、インバータ12
0へ出力する。
制御内容を説明するためのブロック図である。電流振幅
指令値Ictを受けて電流指令生成部300によって生
成されたd、q軸電流指令値Idc、Iqcは、加算器
310d、310qにおいて電流検出値Id、Iqと比
較され、指令値と検出値との偏差が算出される。
流PI制御部320d、320qへ送られて、比例・積
分動作による制御量が算出される。次いで、その制御量
は、加算器330d、330qに入力され、後述する
d、q軸非干渉電流制御のためのフィードフォワード
(F/F)項演算部340からのF/F項と加算され、
その加算結果がd、q軸電圧指令値Vd、Vqとして出
力される。なお、このF/F項を省略して制御されるこ
ともある。
対し、本発明に係る電圧計算部210における制御内容
が図4のブロック図に示される。図4の電圧計算部21
0は、図3のものと比較してわかるように、振幅計算部
400、加算器410、電流振幅制御部420及び電圧
飽和判定部460を新たな要素として備えるとともに、
d、q軸電流制御部450d、450qにおいて新規な
制御を行う。これらの本発明に係る新規な制御を含め、
本実施形態における図2及び図4の制御の詳細な内容及
び手順を以下に説明する。
態による交流電動機制御の手順を示すフローチャートで
ある。この制御は、図1における制御装置100内のC
PU102によって実行される。まず、ステップ502
では、u相電流検出値Iu及びv相電流検出値Ivを入
力するとともに、Iu+Iv+Iw=0の関係があるこ
とから、Iw=−Iu−Ivなる演算により、w相電流
検出値Iwを求める。
142から、回転子位置θを入力する。さらに、ステッ
プ506では、図に示される三相/二相変換式に基づい
て、u相、v相及びw相電流検出値Iu、Iv及びIw
を、d軸及びq軸電流検出値Id及びIqに変換する。
以上のステップ502、504及び506の処理は、図
2の制御ブロック図における固定/回転座標変換部20
0に相当する。
は、図4の制御ブロック図における振幅計算部400に
相当する。
令値Ictと電流振幅検出値Iとに基づいて、 Ic=Kp2*(Ict−I)+Ki2*Σ(Ict−
I) なる演算を行うことにより、PI動作によるフィードバ
ック制御処理をした電流振幅指令値Icを求める。な
お、Kp2は比例項のゲイン、Ki2は積分項のゲイン
である。ステップ510の処理は、図4の制御ブロック
図における加算器410及び電流振幅制御部420に相
当する。
θcとフィードバック制御後の電流振幅指令値Icとに
基づいて、 Idc=Ic*cos(θc) Iqc=Ic*sin(θc) なる演算を行うことにより、d軸電流指令値Idc及び
q軸電流指令値Iqcを得る。ステップ512の処理
は、図4の制御ブロック図における電流指令生成部43
0に相当する。
干渉電流制御を行う。すなわち、d軸電流指令値Id
c、q軸電流指令値Iqc、電機子抵抗Ra、角速度ω
(=dθ/dt)、永久磁石界磁によるd軸電機子巻線
の鎖交磁束Φ、d軸インダクタンスLd及びq軸インダ
クタンスLqに基づいて、 Vdff=Ra*Idc−ω*Lq*Iqc Vqff=Ra*Iqc+ω*(Ld*Idc+Φ) なる演算を行うことにより、F/F項Vdff及びVq
ffを求める。このステップ514は、図4の制御ブロ
ック図におけるF/F項演算部480に相当する。な
お、このF/F項を省略して制御してもよい。
ーチンの走行により求められているd軸電圧指令値Vd
及びq軸電圧指令値Vqに基づいて、 Vffi=(Vd*Vd+Vq*Vq)1/2 なる演算を行い、電圧ベクトルの振幅Vffiを求め
る。
直流電源130の電圧Vbatに所定の制御判定係数K
Uを乗じて得た値KU*Vbatと、上記のVffiと
を比較し、Vffi>KU*Vbatが成立するときに
は、電圧飽和判定フラグVsatflagをオンにす
る。
は、直流電源130の電圧Vbatに所定の制御判定係
数KLを乗じて得た値KL*Vbatと、上記のVff
iとを比較し、Vffi<KL*Vbatが成立すると
きには、電圧飽和判定フラグVsatflagをオフに
する。
は、KU>KLの関係に設定されているため、電圧飽和
判定フラグVsatflagは、ヒステリシスを有して
オン及びオフされることとなる。ステップ516〜52
4は、図4の制御ブロック図における電圧飽和判定部4
60に相当する。
定フラグVsatflagがオンかオフかを判定する。
そのフラグがオフのとき、すなわち電動機印加電圧が飽
和していないと判断されるときには、ステップ530に
進み、d軸電流指令値Idc及びq軸電流指令値Iqc
並びにd軸電流検出値Id及びq軸電流検出値Iqに基
づいて、 Vdi=Vdi+Ki*(Idc−Id) Vqi=Vqi+Ki*(Iqc−Iq) なる演算を行うことにより、d軸及びq軸に関する積分
項Vdi及びVqiを求める。なお、Kiは、積分項の
ゲインである。
gがオンのとき、すなわち電動機印加電圧が飽和してい
ると判断されるときには、ステップ528に進み、 Vdi=Vdi*(1−T/τ) Vqi=Vqi*(1−T/τ) なる演算を行うことにより、積分項Vdi及びVqiを
徐々に零に収束させる。なお、Tは本ルーチンによる制
御周期であり、τは所定の時定数である。
電流指令値Idc及びIqc、電流検出値Id及びI
q、F/F項Vdff及びVqff、並びに積分項Vd
i及びVqiを用いて、 Vd=Kp*(Idc−Id)+Vdi+Vdff Vq=Kp*(Iqc−Iq)+Vqi+Vqff なる演算を行うことにより、d軸電圧指令値Vd及びq
軸電圧指令値Vqを決定する。なお、Kpは、比例項の
ゲインである。ステップ526〜532は、図4の制御
ブロック図における加算器440d及び440q、電流
制御部450d及び450q、並びに加算器470d及
び470qに相当する。なお、前述のステップ516に
おいては、F/F項と積分項とによる電圧ベクトルの振
幅としてVffiを求めてもよい。
る計算式に従って、d−q軸回転座標系上のd軸電圧指
令値Vd及びq軸電圧指令値Vqを固定座標系上のu相
電圧指令値Vu、v相電圧指令値Vv及びw相電圧指令
値Vwに変換する。このステップ534は、図2の制御
ブロック図における回転/固定座標変換部220に相当
する。
値Vu、Vv及びVwを所定の搬送波(キャリヤ)と比
較することにより、スイッチング信号Su、Sv及びS
wを作成し、インバータ120へ出力する。ステップ5
36は、図2の制御ブロック図におけるPWM制御部2
30に相当する。
明する。図3に示される従来の電圧計算部の制御によれ
ば、常に電流の積分制御が実行されるために、インバー
タの出力電圧が飽和した場合には、電流制御を維持する
ことができなくなる。
ば、出力電圧が飽和状態(すなわち、PWM変調度10
0%以上の状態)か非飽和状態かを判定する制御が備え
られている。また、その電圧飽和・非飽和判定の際に
は、その判定のハンチングを防止するためにヒステリシ
スが設けられているため、トルクハンチングなどの問題
が生ずることはない。
作による電流制御(積分電流制御)が行われるが、一
旦、電流指令値増加、回転数上昇、直流電源電圧低下等
による電圧飽和状態と判定されると、積分項が速やかに
零に収束せしめられた後、比例項とF/F項とによる電
圧制御(比例電圧制御)に切り替わる。比例項とF/F
項とによる電圧制御では、電流指令値の増加に伴い、P
WM変調度100%以上の台形波変調が活用され、バッ
テリ電圧利用率(電動機印加電圧)が上げられる。電圧
位相は、F/F項より決定される。そのときの電圧ベク
トルについて図8を用いて説明する。
用し、リラクタンストルクが最大限に利用され得るよう
に、Id及びIqは、一定角度θにより、Id=−Ic
*sinθ、Iq=Ic*cosθ(0<θ<90°)
と分配し、また比較的高回転の領域では、電機子抵抗R
aは無視することができるものと仮定している。
8の例ではIc1未満では出力電圧非飽和で電流制御状
態であるが、Ic=Ic1(電流指令ベクトル13)の
とき電圧飽和に達して電圧ベクトルが11となる。さら
に、電流指令値をIc2、Ic3(電流指令ベクトル2
3、33)と増加させると、比例項とF/F項とによる
電圧制御状態に移行する。そして、それに対応する電圧
指令ベクトル21、31に対し、出力可能電圧は、PW
M変調度によって定まる制限25、35を受けるため、
実電圧ベクトルは、22、32となる。
24、34となる。ここで、永久磁石同期電動機のトル
クTは、 T=Φ*Iq+(Ld−Lq)*Id*Iq によって算出されるため、電圧飽和状態においてもトル
クを増加させることが可能となる。以上により、比較的
簡単な制御式により連続的にトルク出力の範囲を広げる
ことができる。
ては、本来、F/F項内の電動機パラメータが正確であ
れば、常に零になるはずである。しかしながら、実際に
はかかるパラメータは誤差を伴うことが多く、零でない
積分項が存在する場合がある。その場合には、電圧飽和
時に、電圧の位相がずれて十分なトルクが出なかった
り、電圧非飽和から飽和へと移行するときの、制御上の
過渡的な変化速度(例えば、電流指令値の変化速度)に
よってもガードにかかる積分項が変化し、その都度、出
力トルクが異なるなどの問題が生ずる。したがって、電
圧非飽和から飽和へと移行したときには、一次遅れなど
により速やかに積分項を零に収束させることが好まし
い。
は、Id及びIqにより電流振幅を計算し、電圧飽和時
にも指令値どおりの電流を流すことができるように、I
d及びIqを電流指令にフィードバック(帰還)させる
ループが組み込まれている。かかる電流振幅フィードバ
ックループが存在しない場合、電圧飽和状態でPWM変
調度が100%を超えると、電流を指令値どおりに流す
ことが次第にできなくなり、電流指令に比例したトルク
が得られなくなる(トルクが飽和する)。これは、図8
を使用して説明することができる。
2:3に対し、実電流ベクトルは13:24:34であ
り、図からわかるように、電流指令ほどには実電流は増
えておらず、出力トルクも飽和する。このときのトルク
は、直流電源電圧や回転数の影響を大きく受け、特に、
直流電源としてバッテリを用いた場合や、負荷のイナー
シャが小さく回転数変化が早い場合には、正確にトルク
を制御することは困難である。
して、実際の電流振幅をフィードバック制御(PI制
御)することにより、電流を指令どおりに流すことがで
きる。図9は、本発明によるトルク特性上の効果を説明
するための特性図であるが、この図に示されるように、
フィードバック(F/B)制御なしの場合に比較して、
より広い範囲で、電流指令に比例したトルクを確保する
ことができる。このとき、電流振幅は一定に制御される
のに対して、図8からもわかるように電流位相は多少ず
れるが、トルクに与える影響は小さいと考えてよい。
施形態について述べてきたが、本発明は、その他の同期
電動機及び誘導電動機や、これら電動機に限らず、発電
機に対しても、ベクトル制御を行うものであれば、適用
することができる。
直流電源電圧の低下等により電動機への印加電圧が飽和
した場合にあっても、電流制御から電圧制御へ制御が滑
らかに切り換えられて十分なトルクが確保される。
るシステムの一例を示す図である。
制御の全体構成を示すブロック図である。
ためのブロック図である。
制御内容を示すブロック図である。
順を示すフローチャート(1/3)である。
順を示すフローチャート(2/3)である。
順を示すフローチャート(3/3)である。
う場合の電圧ベクトル図である。
めの特性図である。
Claims (3)
- 【請求項1】 積分電流制御系を備えた交流電動機の制
御装置において、電動機への印加電圧が飽和状態となっ
た場合には、積分電流制御系の積分項を零に収束させて
積分電流制御を中止するとともに、比例項を用いた比例
電圧制御に切り換えることを特徴とする、交流電動機の
制御装置。 - 【請求項2】 印加電圧の飽和判定値にヒステリシスを
設定することを特徴とする、請求項1に記載の交流電動
機の制御装置。 - 【請求項3】 積分電流制御系を備えた交流電動機の制
御装置において、積分電流制御系の電流振幅を演算し、
該電流振幅が所定値となるように帰還制御することを特
徴とする、交流電動機の制御装置。
Priority Applications (1)
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JP2001126456A JP2002325498A (ja) | 2001-04-24 | 2001-04-24 | 交流電動機の制御装置 |
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