JP3515460B2 - 交流モータの制御装置 - Google Patents
交流モータの制御装置Info
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- Y02T10/64—Electric machine technologies in electromobility
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- Power Engineering (AREA)
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- Mechanical Engineering (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、交流モータをベク
トル制御する交流モータの制御装置に関し、特に、電流
の指令値に測定値を追従させるための電流フィードバッ
ク制御系の技術に関する。
トル制御する交流モータの制御装置に関し、特に、電流
の指令値に測定値を追従させるための電流フィードバッ
ク制御系の技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、例えば界磁に永久磁石を利用する
永久磁石式モータのような交流モータにおいて、交流モ
ータの電機子に流れる電流を測定して、この測定値を回
転子に同期して回転する直交座標、すなわちｄｑ座標系
に変換して、このｄｑ座標上で電流の指令値と測定値と
の偏差がゼロとなるようにフィードバック制御を行う交
流モータの制御装置が知られている。こうした交流モー
タでは、例えば永久磁石を備えた回転子が回転すること
によって、電機子のコイル内を貫く界磁磁束に磁束密度
の変化が生じて、コイル電流の供給電圧を打ち消すよう
な逆起電圧Ｅｒが発生する。この逆起電圧Ｅｒは回転子
の回転数に比例して増大し、コイル電流の供給電圧と等
しくなると、コイル電流がゼロになると共に、回転子の
回転トルクもゼロになる。
永久磁石式モータのような交流モータにおいて、交流モ
ータの電機子に流れる電流を測定して、この測定値を回
転子に同期して回転する直交座標、すなわちｄｑ座標系
に変換して、このｄｑ座標上で電流の指令値と測定値と
の偏差がゼロとなるようにフィードバック制御を行う交
流モータの制御装置が知られている。こうした交流モー
タでは、例えば永久磁石を備えた回転子が回転すること
によって、電機子のコイル内を貫く界磁磁束に磁束密度
の変化が生じて、コイル電流の供給電圧を打ち消すよう
な逆起電圧Ｅｒが発生する。この逆起電圧Ｅｒは回転子
の回転数に比例して増大し、コイル電流の供給電圧と等
しくなると、コイル電流がゼロになると共に、回転子の
回転トルクもゼロになる。
【０００３】この場合に、等価的に界磁の磁束を弱める
ことによって、例えば、運転可能な回転数の範囲を拡大
したり、発生可能な回転トルクを増大したり、高効率で
の運転が可能な回転数や回転トルクの範囲を拡大するこ
とができる制御として、いわゆる弱め界磁制御が知られ
ている。図４は上述した従来技術の一例による交流モー
タの制御装置において、ベクトル制御が実施されている
際の定常状態を示すベクトル図である。なお、界磁の磁
束方向をｄ軸とし、このｄ軸と直交する方向をｑ軸とし
ており、Ｌｄ及びＬｑは各ｄ軸及びｑ軸のインダクタン
スであり、Ｒは交流モータの各相抵抗であり、ωｒｅは
交流モータの電気角速度であり、φは交流モータの界磁
主磁束であり、ｉｄ及びｉｑは各ｄ軸及びｑ軸の電流で
あり、ｖｄ及びｖｑは各ｄ軸及びｑ軸の電圧であり、Ｖ
はｖｄ及びｖｑの合成電圧であり、Ｖｍａｘは交流モー
タの各相に供給可能な最大電圧である。
ことによって、例えば、運転可能な回転数の範囲を拡大
したり、発生可能な回転トルクを増大したり、高効率で
の運転が可能な回転数や回転トルクの範囲を拡大するこ
とができる制御として、いわゆる弱め界磁制御が知られ
ている。図４は上述した従来技術の一例による交流モー
タの制御装置において、ベクトル制御が実施されている
際の定常状態を示すベクトル図である。なお、界磁の磁
束方向をｄ軸とし、このｄ軸と直交する方向をｑ軸とし
ており、Ｌｄ及びＬｑは各ｄ軸及びｑ軸のインダクタン
スであり、Ｒは交流モータの各相抵抗であり、ωｒｅは
交流モータの電気角速度であり、φは交流モータの界磁
主磁束であり、ｉｄ及びｉｑは各ｄ軸及びｑ軸の電流で
あり、ｖｄ及びｖｑは各ｄ軸及びｑ軸の電圧であり、Ｖ
はｖｄ及びｖｑの合成電圧であり、Ｖｍａｘは交流モー
タの各相に供給可能な最大電圧である。
【０００４】この場合、ｄ軸電圧ｖｄ及びｑ軸電圧ｖｑ
は下記数式（１）で表され、交流モータの逆起電圧Ｅｒ
が、交流モータの各相に供給可能な最大電圧Ｖｍａｘ以
上となって弱め界磁制御を行う際、弱め界磁成分となる
のがｑ軸干渉項：ωｒｅ×Ｌｄ×ｉｄである。すなわ
ち、ｄ軸の電流ｉｄを大きくすることで、ｑ軸干渉項の
ベクトルが図４における下方に伸びて、ｑ軸の電圧ｖｑ
において、逆起電圧Ｅｒ＝（ωｒｅ×φ）よりも小さな
電圧で交流モータを駆動することができるようになる。
これにより、運転可能な回転数を増加させて、所望の回
転トルクを出力させることができる。
は下記数式（１）で表され、交流モータの逆起電圧Ｅｒ
が、交流モータの各相に供給可能な最大電圧Ｖｍａｘ以
上となって弱め界磁制御を行う際、弱め界磁成分となる
のがｑ軸干渉項：ωｒｅ×Ｌｄ×ｉｄである。すなわ
ち、ｄ軸の電流ｉｄを大きくすることで、ｑ軸干渉項の
ベクトルが図４における下方に伸びて、ｑ軸の電圧ｖｑ
において、逆起電圧Ｅｒ＝（ωｒｅ×φ）よりも小さな
電圧で交流モータを駆動することができるようになる。
これにより、運転可能な回転数を増加させて、所望の回
転トルクを出力させることができる。
【０００５】
【数１】
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】ところで、上記従来技
術の一例による交流モータの制御装置においては、交流
モータの逆起電圧Ｅｒが、交流モータの各相に供給可能
な最大電圧Ｖｍａｘ以上となった後に、さらに、回転数
が高くなると、逆起電圧Ｅｒ＝（ωｒｅ×φ）の上昇に
伴って、弱め界磁成分となるｑ軸干渉項：ωｒｅ×Ｌｄ
×ｉｄを増大させないと、交流モータを駆動することが
できなくなる。このような状態では、ｑ軸の電圧ｖｑの
大きさはｄ軸の電流ｉｄの大きさによって支配されるよ
うになり、さらに、ｄ軸にはｑ軸と同様のｄ軸干渉項：
−ωｒｅ×Ｌｑ×ｉｑが存在しているため、ｄ軸の電圧
ｖｄはｑ軸の電流ｉｑの大きさによって支配されるよう
になる。
術の一例による交流モータの制御装置においては、交流
モータの逆起電圧Ｅｒが、交流モータの各相に供給可能
な最大電圧Ｖｍａｘ以上となった後に、さらに、回転数
が高くなると、逆起電圧Ｅｒ＝（ωｒｅ×φ）の上昇に
伴って、弱め界磁成分となるｑ軸干渉項：ωｒｅ×Ｌｄ
×ｉｄを増大させないと、交流モータを駆動することが
できなくなる。このような状態では、ｑ軸の電圧ｖｑの
大きさはｄ軸の電流ｉｄの大きさによって支配されるよ
うになり、さらに、ｄ軸にはｑ軸と同様のｄ軸干渉項：
−ωｒｅ×Ｌｑ×ｉｑが存在しているため、ｄ軸の電圧
ｖｄはｑ軸の電流ｉｑの大きさによって支配されるよう
になる。
【０００７】ところが、上記交流モータの制御装置にお
いては、ｄ軸及びｑ軸毎に個別に電流フィードバック制
御が行われており、ｄ軸ではｄ軸の電流の指令値と測定
値との偏差がゼロとなるように制御され、ｑ軸ではｑ軸
の電流の指令値と測定値との偏差がゼロとなるように制
御されている。このため、互いの電圧ｖｄ，ｖｑに対し
て逆軸の電流が支配的になった状態では、交流モータを
安定させるための電流制御が破綻してしまう恐れがあ
り、電流制御が不安定となって、電流が激しく変化した
り、所望のトルクが得られなくなる恐れがある。
いては、ｄ軸及びｑ軸毎に個別に電流フィードバック制
御が行われており、ｄ軸ではｄ軸の電流の指令値と測定
値との偏差がゼロとなるように制御され、ｑ軸ではｑ軸
の電流の指令値と測定値との偏差がゼロとなるように制
御されている。このため、互いの電圧ｖｄ，ｖｑに対し
て逆軸の電流が支配的になった状態では、交流モータを
安定させるための電流制御が破綻してしまう恐れがあ
り、電流制御が不安定となって、電流が激しく変化した
り、所望のトルクが得られなくなる恐れがある。
【０００８】また、交流モータの逆起電圧Ｅｒが、交流
モータの各相に供給可能な最大電圧Ｖｍａｘよりも小さ
い領域では、ｄ軸とｑ軸間で干渉し合う速度起電力成分
を相殺してｄ軸及びｑ軸を独立して制御することができ
るように、ｄ軸及びｑ軸に対する各干渉成分を相殺する
ｄ軸補償項及びｑ軸補償項を入力する、いわゆる非干渉
制御が知られている。しかしながら、逆起電圧Ｅｒが、
交流モータの各相に供給可能な最大電圧Ｖｍａｘ以上と
なる領域では、コイル電流の供給電圧源とされる、例え
ばバッテリや燃料電池等からなる電源に電圧余裕がない
ため、非干渉制御を実施することができず、交流モータ
を安定に制御することができないという問題が発生す
る。本発明は上記事情に鑑みてなされたもので、交流モ
ータの逆起電圧が増大した場合であっても、安定に制御
することが可能な交流モータの制御装置を提供すること
を目的とする。
モータの各相に供給可能な最大電圧Ｖｍａｘよりも小さ
い領域では、ｄ軸とｑ軸間で干渉し合う速度起電力成分
を相殺してｄ軸及びｑ軸を独立して制御することができ
るように、ｄ軸及びｑ軸に対する各干渉成分を相殺する
ｄ軸補償項及びｑ軸補償項を入力する、いわゆる非干渉
制御が知られている。しかしながら、逆起電圧Ｅｒが、
交流モータの各相に供給可能な最大電圧Ｖｍａｘ以上と
なる領域では、コイル電流の供給電圧源とされる、例え
ばバッテリや燃料電池等からなる電源に電圧余裕がない
ため、非干渉制御を実施することができず、交流モータ
を安定に制御することができないという問題が発生す
る。本発明は上記事情に鑑みてなされたもので、交流モ
ータの逆起電圧が増大した場合であっても、安定に制御
することが可能な交流モータの制御装置を提供すること
を目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決して係る
目的を達成するために、請求項１に記載の本発明の交流
モータの制御装置は、トルク指令（例えば、後述する実
施の形態においてはトルク指令＊Ｔ）に基づいた電流指
令値を、回転直交座標系をなすｄｑ座標上でのｄ軸目標
電流（例えば、後述する実施の形態においてはｄ軸目標
電流＊ｉｄ）及びｑ軸目標電流（例えば、後述する実施
の形態においてはｑ軸目標電流＊ｉｑ）として発生する
目標電流発生手段（例えば、後述する実施の形態におい
ては目標電流演算部２２）と、多相の交流モータ（例え
ば、後述する実施の形態においては交流モータ１１）の
各相（例えば、後述する実施の形態においてはＵ相，Ｖ
相，Ｗ相）に供給される交流電流を検出する電流検出器
（例えば、後述する実施の形態においては電流検出器１
６，１７）と、前記電流検出器により検出された前記交
流電流を前記ｄｑ座標上のｄ軸電流（例えば、後述する
実施の形態においてはｄ軸電流ｉｄ）及びｑ軸電流（例
えば、後述する実施の形態においてはｑ軸電流ｉｑ）に
変換する座標変換手段（例えば、後述する実施の形態に
おいては３相交流−ｄｑ座標変換器３１）と、前記ｄ軸
目標電流に前記ｄ軸電流を追従させ、前記ｑ軸目標電流
に前記ｑ軸電流を追従させるように電流フィードバック
制御を行うベクトル制御手段（例えば、後述する実施の
形態においてはベクトル制御部２３）と、前記ベクトル
制御手段により制御されて前記交流モータを駆動する電
力変換装置（例えば、後述する実施の形態においてはイ
ンバータ１３）と、この電力変換装置に直流電力を供給
する電源装置（例えば、後述する実施の形態においては
電源１４）とを備えた交流モータの制御装置（例えば、
後述する実施の形態においては交流モータの制御装置１
０）であって、前記ベクトル制御手段は、前記交流モー
タの逆起電圧（例えば、後述する実施の形態においては
逆起電圧Ｅｒ）が所定値以上であるか否かに応じて、前
記ｄ軸目標電流と前記ｄ軸電流との偏差（例えば、後述
する実施の形態においては偏差Δｉｄｏｒｇ）から、ｄ
軸偏差（例えば、後述する実施の形態においてはｄ軸偏
差Δｉｄ）及びｑ軸偏差（例えば、後述する実施の形態
においてはｑ軸偏差Δｉｑ）の何れか一方を算出すると
共に、前記ｑ軸目標電流と前記ｑ軸電流との偏差（例え
ば、後述する実施の形態においては偏差Δｉｑｏｒｇ）
から、前記ｄ軸偏差及び前記ｑ軸偏差の何れか他方を算
出する演算切替手段（例えば、後述する実施の形態にお
いては積分演算切替部３７）と、前記ｄ軸偏差の積分値
に比例したｄ軸積分電圧指令値（例えば、後述する実施
の形態においてはｄ軸積分電圧指令値Ｖｄｉ）及び前記
ｑ軸偏差の積分値に比例したｑ軸積分電圧指令値（例え
ば、後述する実施の形態においてはｑ軸積分電圧指令値
Ｖｑｉ）を出力する積分制御手段（例えば、後述する実
施の形態においては積分制御部３８，３９）とを備え、
前記所定値を前記電源装置から供給される電源電圧の大
きさに依存して変化させると共に、前記積分制御手段の
出力に基づいて、前記交流モータの各相へ供給される交
流電流を制御することを特徴としている。
目的を達成するために、請求項１に記載の本発明の交流
モータの制御装置は、トルク指令（例えば、後述する実
施の形態においてはトルク指令＊Ｔ）に基づいた電流指
令値を、回転直交座標系をなすｄｑ座標上でのｄ軸目標
電流（例えば、後述する実施の形態においてはｄ軸目標
電流＊ｉｄ）及びｑ軸目標電流（例えば、後述する実施
の形態においてはｑ軸目標電流＊ｉｑ）として発生する
目標電流発生手段（例えば、後述する実施の形態におい
ては目標電流演算部２２）と、多相の交流モータ（例え
ば、後述する実施の形態においては交流モータ１１）の
各相（例えば、後述する実施の形態においてはＵ相，Ｖ
相，Ｗ相）に供給される交流電流を検出する電流検出器
（例えば、後述する実施の形態においては電流検出器１
６，１７）と、前記電流検出器により検出された前記交
流電流を前記ｄｑ座標上のｄ軸電流（例えば、後述する
実施の形態においてはｄ軸電流ｉｄ）及びｑ軸電流（例
えば、後述する実施の形態においてはｑ軸電流ｉｑ）に
変換する座標変換手段（例えば、後述する実施の形態に
おいては３相交流−ｄｑ座標変換器３１）と、前記ｄ軸
目標電流に前記ｄ軸電流を追従させ、前記ｑ軸目標電流
に前記ｑ軸電流を追従させるように電流フィードバック
制御を行うベクトル制御手段（例えば、後述する実施の
形態においてはベクトル制御部２３）と、前記ベクトル
制御手段により制御されて前記交流モータを駆動する電
力変換装置（例えば、後述する実施の形態においてはイ
ンバータ１３）と、この電力変換装置に直流電力を供給
する電源装置（例えば、後述する実施の形態においては
電源１４）とを備えた交流モータの制御装置（例えば、
後述する実施の形態においては交流モータの制御装置１
０）であって、前記ベクトル制御手段は、前記交流モー
タの逆起電圧（例えば、後述する実施の形態においては
逆起電圧Ｅｒ）が所定値以上であるか否かに応じて、前
記ｄ軸目標電流と前記ｄ軸電流との偏差（例えば、後述
する実施の形態においては偏差Δｉｄｏｒｇ）から、ｄ
軸偏差（例えば、後述する実施の形態においてはｄ軸偏
差Δｉｄ）及びｑ軸偏差（例えば、後述する実施の形態
においてはｑ軸偏差Δｉｑ）の何れか一方を算出すると
共に、前記ｑ軸目標電流と前記ｑ軸電流との偏差（例え
ば、後述する実施の形態においては偏差Δｉｑｏｒｇ）
から、前記ｄ軸偏差及び前記ｑ軸偏差の何れか他方を算
出する演算切替手段（例えば、後述する実施の形態にお
いては積分演算切替部３７）と、前記ｄ軸偏差の積分値
に比例したｄ軸積分電圧指令値（例えば、後述する実施
の形態においてはｄ軸積分電圧指令値Ｖｄｉ）及び前記
ｑ軸偏差の積分値に比例したｑ軸積分電圧指令値（例え
ば、後述する実施の形態においてはｑ軸積分電圧指令値
Ｖｑｉ）を出力する積分制御手段（例えば、後述する実
施の形態においては積分制御部３８，３９）とを備え、
前記所定値を前記電源装置から供給される電源電圧の大
きさに依存して変化させると共に、前記積分制御手段の
出力に基づいて、前記交流モータの各相へ供給される交
流電流を制御することを特徴としている。
【００１０】上記構成の交流モータの制御装置によれ
ば、例えば弱め界磁制御が行われるような場合であっ
て、交流モータの逆起電圧が所定値、例えば交流モータ
の各相に供給可能な最大電圧以上の場合のように、ｄ軸
の電圧がｑ軸電流ｉｑにより主に支配されるようにな
り、ｑ軸の電圧がｄ軸電流に主に支配されるようになっ
た場合には、互いに逆軸の電流偏差に基づいて指令電圧
の積分演算を行うことで、安定に交流モータを電流制御
することができ、確実に所望のトルクを発生させること
ができる。
ば、例えば弱め界磁制御が行われるような場合であっ
て、交流モータの逆起電圧が所定値、例えば交流モータ
の各相に供給可能な最大電圧以上の場合のように、ｄ軸
の電圧がｑ軸電流ｉｑにより主に支配されるようにな
り、ｑ軸の電圧がｄ軸電流に主に支配されるようになっ
た場合には、互いに逆軸の電流偏差に基づいて指令電圧
の積分演算を行うことで、安定に交流モータを電流制御
することができ、確実に所望のトルクを発生させること
ができる。
【００１１】さらに、請求項２に記載の本発明の交流モ
ータの制御装置において、前記所定値は、前記電力変換
装置から前記交流モータに供給可能な最大電圧（例え
ば、後述する実施の形態においてはインバータ１３から
交流モータ１１へ供給可能な最大電圧Ｖｍａｘ）と等し
いことを特徴としている。
ータの制御装置において、前記所定値は、前記電力変換
装置から前記交流モータに供給可能な最大電圧（例え
ば、後述する実施の形態においてはインバータ１３から
交流モータ１１へ供給可能な最大電圧Ｖｍａｘ）と等し
いことを特徴としている。
【００１２】上記構成の交流モータの制御装置によれ
ば、例えば電源装置の電源電圧が変動した場合であって
も、互いに逆軸の電流偏差に基づいて指令電圧の積分演
算を行うべきタイミングを的確に把握することができ、
例えば交流モータの回転数が低い場合であっても弱め界
磁制御の開始タイミング等と同期して、確実に逆軸の電
流偏差に基づいて指令電圧の積分演算を行うことがで
き、滑らかに交流モータを制御することができる。
ば、例えば電源装置の電源電圧が変動した場合であって
も、互いに逆軸の電流偏差に基づいて指令電圧の積分演
算を行うべきタイミングを的確に把握することができ、
例えば交流モータの回転数が低い場合であっても弱め界
磁制御の開始タイミング等と同期して、確実に逆軸の電
流偏差に基づいて指令電圧の積分演算を行うことがで
き、滑らかに交流モータを制御することができる。
【００１３】
【発明の実施の形態】以下、本発明の交流モータの制御
装置の一実施形態について添付図面を参照しながら説明
する。図１は本発明の一実施形態に係る交流モータの制
御装置１０の構成図であり、図２は図１に示すベクトル
制御部２３の構成図である。本実施の形態による交流モ
ータの制御装置１０は、例えば電気自動車に搭載される
交流モータ１１を駆動制御するものであって、この交流
モータ１１は、例えば界磁として永久磁石を利用する永
久磁石式の交流同期モータとされている。図１に示すよ
うに、この交流モータの制御装置１０は、ＥＣＵ１２
と、インバータ１３と、電源１４とを備えて構成されて
いる。
装置の一実施形態について添付図面を参照しながら説明
する。図１は本発明の一実施形態に係る交流モータの制
御装置１０の構成図であり、図２は図１に示すベクトル
制御部２３の構成図である。本実施の形態による交流モ
ータの制御装置１０は、例えば電気自動車に搭載される
交流モータ１１を駆動制御するものであって、この交流
モータ１１は、例えば界磁として永久磁石を利用する永
久磁石式の交流同期モータとされている。図１に示すよ
うに、この交流モータの制御装置１０は、ＥＣＵ１２
と、インバータ１３と、電源１４とを備えて構成されて
いる。
【００１４】インバータ１３は、例えばＰＷＭインバー
タをなすものであって、ＩＧＢＴ等のスイッチング素子
から構成されている。そして、インバータ１３は、例え
ばバッテリや燃料電池等からなる電源１４から供給され
る直流電力を、３相交流電力に変換して交流モータ１１
に供給する。ＥＣＵ１２はインバータ１３の電力変換動
作を制御しており、スイッチング指令としてＵ相交流電
圧指令値＊Ｖｕ及びＶ相交流電圧指令値＊Ｖｖ及びＷ相
交流電圧指令値＊Ｖｗをインバータ１３に出力して、こ
れらの各電圧指令値＊Ｖｕ，＊Ｖｖ，＊Ｖｗに応じたＵ
相電流ｉｕ及びＶ相電流ｉｖ及びＷ相電流ｉｗを、イン
バータ１３から交流モータ１１の各相へと出力させる。
このため、ＥＣＵ１２には、例えば運転者によるアクセ
ルペダルの踏み込み操作等に関するアクセル操作量Ａｃ
の信号と、交流モータ１１に備えられた磁極位置−角速
度検出器１５から出力される磁極位置θｒｅ（電気角）
及び交流モータ１１の回転数Ｎの信号と、インバータ１
３と交流モータ１１の間で例えばＵ相及びＷ相に供給さ
れる交流電流を検出する電流検出器１６，１７から出力
されるＵ相電流ｉｕ及びＷ相電流ｉｗの信号と、電源１
４に備えられた電圧検出器１８から出力される電源電圧
Ｖｄｃの信号とが入力されている。
タをなすものであって、ＩＧＢＴ等のスイッチング素子
から構成されている。そして、インバータ１３は、例え
ばバッテリや燃料電池等からなる電源１４から供給され
る直流電力を、３相交流電力に変換して交流モータ１１
に供給する。ＥＣＵ１２はインバータ１３の電力変換動
作を制御しており、スイッチング指令としてＵ相交流電
圧指令値＊Ｖｕ及びＶ相交流電圧指令値＊Ｖｖ及びＷ相
交流電圧指令値＊Ｖｗをインバータ１３に出力して、こ
れらの各電圧指令値＊Ｖｕ，＊Ｖｖ，＊Ｖｗに応じたＵ
相電流ｉｕ及びＶ相電流ｉｖ及びＷ相電流ｉｗを、イン
バータ１３から交流モータ１１の各相へと出力させる。
このため、ＥＣＵ１２には、例えば運転者によるアクセ
ルペダルの踏み込み操作等に関するアクセル操作量Ａｃ
の信号と、交流モータ１１に備えられた磁極位置−角速
度検出器１５から出力される磁極位置θｒｅ（電気角）
及び交流モータ１１の回転数Ｎの信号と、インバータ１
３と交流モータ１１の間で例えばＵ相及びＷ相に供給さ
れる交流電流を検出する電流検出器１６，１７から出力
されるＵ相電流ｉｕ及びＷ相電流ｉｗの信号と、電源１
４に備えられた電圧検出器１８から出力される電源電圧
Ｖｄｃの信号とが入力されている。
【００１５】さらに、ＥＣＵ１２は、トルク指令演算部
２１と、目標電流演算部２２と、ベクトル制御部２３と
を備えて構成されている。トルク指令演算部２１は、ア
クセル操作量Ａｃ及び回転数Ｎに基づいて必要とされる
トルク値を演算して、このトルク値を交流モータ１１に
発生させるためのトルク指令＊Ｔを生成して目標電流演
算部２２へ出力する。
２１と、目標電流演算部２２と、ベクトル制御部２３と
を備えて構成されている。トルク指令演算部２１は、ア
クセル操作量Ａｃ及び回転数Ｎに基づいて必要とされる
トルク値を演算して、このトルク値を交流モータ１１に
発生させるためのトルク指令＊Ｔを生成して目標電流演
算部２２へ出力する。
【００１６】目標電流演算部２２は、トルク指令値＊Ｔ
及び回転数Ｎに基づいて、インバータ１３から交流モー
タ１１に供給する各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを指定する
ための電流指令を演算しており、この電流指令は、回転
する直交座標上でのｄ軸目標電流＊ｉｄ及びｑ軸目標電
流＊ｉｑとして、ベクトル制御部２３へ出力されてい
る。この回転直交座標をなすｄｑ座標は、例えば界磁の
磁束方向をｄ軸とし、このｄ軸と直交する方向をｑ軸と
しており、交流モータ１１の回転子（図示略）とともに
同期して電気角速度ωｒｅで回転している。これによ
り、インバータ１３から交流モータ１１の各相に供給さ
れる交流信号に対する電流指令として、直流的な信号で
あるｄ軸目標電流＊ｉｄ及びｑ軸目標電流＊ｉｑを与え
るようになっている。また、目標電流演算部２２は、交
流モータ１１の回転数Ｎに比例して逆起電圧Ｅｒが増大
して、この逆起電圧Ｅｒが、インバータ１３から交流モ
ータ１１へ供給可能な最大電圧Ｖｍａｘ以上になると、
この逆起電圧Ｅｒに応じてｄ軸目標電流＊ｉｄを増大さ
せて、等価的に界磁の磁束を弱めてｄ軸電機子反作用に
よる弱め界磁制御を行う。
及び回転数Ｎに基づいて、インバータ１３から交流モー
タ１１に供給する各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを指定する
ための電流指令を演算しており、この電流指令は、回転
する直交座標上でのｄ軸目標電流＊ｉｄ及びｑ軸目標電
流＊ｉｑとして、ベクトル制御部２３へ出力されてい
る。この回転直交座標をなすｄｑ座標は、例えば界磁の
磁束方向をｄ軸とし、このｄ軸と直交する方向をｑ軸と
しており、交流モータ１１の回転子（図示略）とともに
同期して電気角速度ωｒｅで回転している。これによ
り、インバータ１３から交流モータ１１の各相に供給さ
れる交流信号に対する電流指令として、直流的な信号で
あるｄ軸目標電流＊ｉｄ及びｑ軸目標電流＊ｉｑを与え
るようになっている。また、目標電流演算部２２は、交
流モータ１１の回転数Ｎに比例して逆起電圧Ｅｒが増大
して、この逆起電圧Ｅｒが、インバータ１３から交流モ
ータ１１へ供給可能な最大電圧Ｖｍａｘ以上になると、
この逆起電圧Ｅｒに応じてｄ軸目標電流＊ｉｄを増大さ
せて、等価的に界磁の磁束を弱めてｄ軸電機子反作用に
よる弱め界磁制御を行う。
【００１７】ベクトル制御部２３は、ｄｑ座標上で電流
のフィードバック制御を行うものであり、ｄ軸目標電流
＊ｉｄ及びｑ軸目標電流＊ｉｑに基づいて、インバータ
１３へ出力する各電圧指令値＊Ｖｕ，＊Ｖｖ，＊Ｖｗを
算出すると共に、実際にインバータ１３から交流モータ
１１に供給される各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗをｄｐ座標
上に変換して得たｄ軸電流ｉｄ及びｑ軸電流ｉｑと、ｄ
軸目標電流＊ｉｄ及びｑ軸目標電流＊ｉｑとの各偏差が
ゼロとなるように制御を行う。すなわち、図２に示すよ
うに、インバータ１３から交流モータ１１の各相へと供
給されるＵ相電流ｉｕ及びＶ相電流ｉｖ及びＷ相電流ｉ
ｗのうち、例えばＵ相電流ｉｕ及びＷ相電流ｉｗは、そ
れぞれ電流検出器１６，１７により検出されて３相交流
−ｄｑ座標変換器３１に入力されている。
のフィードバック制御を行うものであり、ｄ軸目標電流
＊ｉｄ及びｑ軸目標電流＊ｉｑに基づいて、インバータ
１３へ出力する各電圧指令値＊Ｖｕ，＊Ｖｖ，＊Ｖｗを
算出すると共に、実際にインバータ１３から交流モータ
１１に供給される各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗをｄｐ座標
上に変換して得たｄ軸電流ｉｄ及びｑ軸電流ｉｑと、ｄ
軸目標電流＊ｉｄ及びｑ軸目標電流＊ｉｑとの各偏差が
ゼロとなるように制御を行う。すなわち、図２に示すよ
うに、インバータ１３から交流モータ１１の各相へと供
給されるＵ相電流ｉｕ及びＶ相電流ｉｖ及びＷ相電流ｉ
ｗのうち、例えばＵ相電流ｉｕ及びＷ相電流ｉｗは、そ
れぞれ電流検出器１６，１７により検出されて３相交流
−ｄｑ座標変換器３１に入力されている。
【００１８】３相交流−ｄｑ座標変換器３１は、静止す
る座標上におけるＵ相電流ｉｕ及びＷ相電流ｉｗを、下
記数式（２）に基づいて、交流モータ１１の回転位相に
よる回転座標、すなわちｄｑ座標上でのｄ軸電流ｉｄ及
びｑ軸電流ｉｑに変換する。なお、数式（２）での磁極
位置θｒｅ（電気角）は、磁極位置−角速度検出器１５
から出力されており、例えばＵ相電機子巻線を基準とし
てＶ相周りにとった界磁の角度である。また、ｉｖ＝−
ｉｕ−ｉｗとされている。
る座標上におけるＵ相電流ｉｕ及びＷ相電流ｉｗを、下
記数式（２）に基づいて、交流モータ１１の回転位相に
よる回転座標、すなわちｄｑ座標上でのｄ軸電流ｉｄ及
びｑ軸電流ｉｑに変換する。なお、数式（２）での磁極
位置θｒｅ（電気角）は、磁極位置−角速度検出器１５
から出力されており、例えばＵ相電機子巻線を基準とし
てＶ相周りにとった界磁の角度である。また、ｉｖ＝−
ｉｕ−ｉｗとされている。
【００１９】
【数２】
【００２０】３相交流−ｄｑ座標変換器３１から出力さ
れたｄ軸電流ｉｄ及びｑ軸電流ｉｑは、それぞれ減算器
３２，３３に入力されている。そして、減算器３２はｄ
軸目標電流＊ｉｄとｄ軸電流ｉｄとの偏差Δｉｄｏｒｇ
を算出し、減算器３３はｑ軸目標電流＊ｉｑとｑ軸電流
ｉｑとの偏差Δｉｑｏｒｇを算出する。この場合、ｄ軸
目標電流＊ｉｄ及びｑ軸目標電流＊ｉｑと、ｄ軸電流ｉ
ｄ及びｑ軸電流ｉｑとは直流的な信号であるため、例え
ば位相遅れや振幅誤差等は直流分として検出される。
れたｄ軸電流ｉｄ及びｑ軸電流ｉｑは、それぞれ減算器
３２，３３に入力されている。そして、減算器３２はｄ
軸目標電流＊ｉｄとｄ軸電流ｉｄとの偏差Δｉｄｏｒｇ
を算出し、減算器３３はｑ軸目標電流＊ｉｑとｑ軸電流
ｉｑとの偏差Δｉｑｏｒｇを算出する。この場合、ｄ軸
目標電流＊ｉｄ及びｑ軸目標電流＊ｉｑと、ｄ軸電流ｉ
ｄ及びｑ軸電流ｉｑとは直流的な信号であるため、例え
ば位相遅れや振幅誤差等は直流分として検出される。
【００２１】各減算器３２，３３から出力された偏差Δ
ｉｄｏｒｇ及び偏差Δｉｑｏｒｇは、それぞれ比例制御
部３４，３５に入力されている。そして、比例制御部３
４は偏差Δｉｄｏｒｇと、例えば比例ゲインＫｐｄとを
乗算してｄ軸比例電圧指令値Ｖｄｐを算出し、比例制御
部３５は偏差Δｉｑｏｒｇと、例えば比例ゲインＫｐｑ
とを乗算してｑ軸比例電圧指令値Ｖｑｐを算出する。
ｉｄｏｒｇ及び偏差Δｉｑｏｒｇは、それぞれ比例制御
部３４，３５に入力されている。そして、比例制御部３
４は偏差Δｉｄｏｒｇと、例えば比例ゲインＫｐｄとを
乗算してｄ軸比例電圧指令値Ｖｄｐを算出し、比例制御
部３５は偏差Δｉｑｏｒｇと、例えば比例ゲインＫｐｑ
とを乗算してｑ軸比例電圧指令値Ｖｑｐを算出する。
【００２２】さらに、各減算器３２，３３から出力され
た偏差Δｉｄｏｒｇ及び偏差Δｉｑｏｒｇは、共に積分
演算切替部３７に入力されている。積分演算切替部３７
は、交流モータ１１の逆起電圧Ｅｒと、インバータ１３
から交流モータ１１へ供給可能な最大電圧Ｖｍａｘと
の、後述する所定の相対関係に基づいて、各偏差Δｉｄ
ｏｒｇ及び偏差Δｉｑｏｒｇからｄ軸偏差Δｉｄ及びｑ
軸偏差Δｉｑを算出する。
た偏差Δｉｄｏｒｇ及び偏差Δｉｑｏｒｇは、共に積分
演算切替部３７に入力されている。積分演算切替部３７
は、交流モータ１１の逆起電圧Ｅｒと、インバータ１３
から交流モータ１１へ供給可能な最大電圧Ｖｍａｘと
の、後述する所定の相対関係に基づいて、各偏差Δｉｄ
ｏｒｇ及び偏差Δｉｑｏｒｇからｄ軸偏差Δｉｄ及びｑ
軸偏差Δｉｑを算出する。
【００２３】積分演算切替部３７から出力されたｄ軸偏
差Δｉｄ及びｑ軸偏差Δｉｑは、それぞれ積分制御部３
８，３９に入力されている。そして、積分制御部３８は
ｄ軸偏差Δｉｄと、例えばゲインＫｉｄとを乗算してｄ
軸積分電圧指令値Ｖｄｉを算出し、積分制御部３９はｑ
軸偏差Δｉｑと、例えばゲインＫｉｑとを乗算してｑ軸
積分電圧指令値Ｖｑｉを算出する。
差Δｉｄ及びｑ軸偏差Δｉｑは、それぞれ積分制御部３
８，３９に入力されている。そして、積分制御部３８は
ｄ軸偏差Δｉｄと、例えばゲインＫｉｄとを乗算してｄ
軸積分電圧指令値Ｖｄｉを算出し、積分制御部３９はｑ
軸偏差Δｉｑと、例えばゲインＫｉｑとを乗算してｑ軸
積分電圧指令値Ｖｑｉを算出する。
【００２４】比例制御部３４から出力されたｄ軸比例電
圧指令値Ｖｄｐと、積分制御部３８から出力されたｄ軸
積分電圧指令値Ｖｄｉとは、加算器４１に入力されてい
る。そして、加算器４１は、ｄ軸比例電圧指令値Ｖｄｐ
とｄ軸積分電圧指令値Ｖｄｉとを加算してｄ軸電圧指令
値＊Ｖｄを算出する。同様に、比例制御部３５から出力
されたｑ軸比例電圧指令値Ｖｑｐと、積分制御部３９か
ら出力されたｑ軸積分電圧指令値Ｖｑｉとは、加算器４
２に入力されている。そして、加算器４２は、ｑ軸比例
電圧指令値Ｖｑｐとｑ軸積分電圧指令値Ｖｑｉとを加算
してｑ軸電圧指令値＊Ｖｑを算出する。
圧指令値Ｖｄｐと、積分制御部３８から出力されたｄ軸
積分電圧指令値Ｖｄｉとは、加算器４１に入力されてい
る。そして、加算器４１は、ｄ軸比例電圧指令値Ｖｄｐ
とｄ軸積分電圧指令値Ｖｄｉとを加算してｄ軸電圧指令
値＊Ｖｄを算出する。同様に、比例制御部３５から出力
されたｑ軸比例電圧指令値Ｖｑｐと、積分制御部３９か
ら出力されたｑ軸積分電圧指令値Ｖｑｉとは、加算器４
２に入力されている。そして、加算器４２は、ｑ軸比例
電圧指令値Ｖｑｐとｑ軸積分電圧指令値Ｖｑｉとを加算
してｑ軸電圧指令値＊Ｖｑを算出する。
【００２５】また、非干渉制御器４３には、ｄ軸目標電
流＊ｉｄ及びｑ軸目標電流＊ｉｑと、磁極位置−角速度
検出器１５から出力される交流モータ１１の電気角速度
ωｒｅとが入力されており、さらに、ｄ軸インダクタン
スＬｄ及びｑ軸インダクタンスＬｑの値が保持されてい
る。そして、非干渉制御器４３は、ｄ軸とｑ軸との間で
干渉し合う速度起電力成分を相殺してｄ軸及びｑ軸を独
立して制御するために、ｄ軸及びｑ軸に対する各干渉成
分を相殺するｄ軸補償項Ｖｄｋ及びｑ軸補償項Ｖｑｋを
算出する。但し、非干渉制御器４３は、例えば、交流モ
ータ１１の逆起電圧Ｅｒが増大して、インバータ１３か
ら交流モータ１１へ供給可能な最大電圧Ｖｍａｘに依存
した所定値以上になると、動作を停止するようにされて
いる。
流＊ｉｄ及びｑ軸目標電流＊ｉｑと、磁極位置−角速度
検出器１５から出力される交流モータ１１の電気角速度
ωｒｅとが入力されており、さらに、ｄ軸インダクタン
スＬｄ及びｑ軸インダクタンスＬｑの値が保持されてい
る。そして、非干渉制御器４３は、ｄ軸とｑ軸との間で
干渉し合う速度起電力成分を相殺してｄ軸及びｑ軸を独
立して制御するために、ｄ軸及びｑ軸に対する各干渉成
分を相殺するｄ軸補償項Ｖｄｋ及びｑ軸補償項Ｖｑｋを
算出する。但し、非干渉制御器４３は、例えば、交流モ
ータ１１の逆起電圧Ｅｒが増大して、インバータ１３か
ら交流モータ１１へ供給可能な最大電圧Ｖｍａｘに依存
した所定値以上になると、動作を停止するようにされて
いる。
【００２６】非干渉制御器４３から出力されたｄ軸補償
項Ｖｄｋと、加算器４１から出力されたｄ軸電圧指令値
＊Ｖｄとは非干渉制御加算器４４に入力されており、非
干渉制御器４３から出力されたｑ軸補償項Ｖｑｋと、加
算器４２から出力されたｑ軸電圧指令値＊Ｖｑとは非干
渉制御加算器４５に入力されている。そして、非干渉制
御加算器４４はｄ軸補償項Ｖｄｋとｄ軸電圧指令値＊Ｖ
ｄとを加算して得た値を、新たなｄ軸電圧指令値＊Ｖｄ
とする。同様に、非干渉制御加算器４５はｑ軸補償項Ｖ
ｑｋとｑ軸電圧指令値＊Ｖｑとを加算して得た値を、新
たなｑ軸電圧指令値＊Ｖｑとする。
項Ｖｄｋと、加算器４１から出力されたｄ軸電圧指令値
＊Ｖｄとは非干渉制御加算器４４に入力されており、非
干渉制御器４３から出力されたｑ軸補償項Ｖｑｋと、加
算器４２から出力されたｑ軸電圧指令値＊Ｖｑとは非干
渉制御加算器４５に入力されている。そして、非干渉制
御加算器４４はｄ軸補償項Ｖｄｋとｄ軸電圧指令値＊Ｖ
ｄとを加算して得た値を、新たなｄ軸電圧指令値＊Ｖｄ
とする。同様に、非干渉制御加算器４５はｑ軸補償項Ｖ
ｑｋとｑ軸電圧指令値＊Ｖｑとを加算して得た値を、新
たなｑ軸電圧指令値＊Ｖｑとする。
【００２７】非干渉制御加算器４４から出力されたｄ軸
電圧指令値＊Ｖｄ及び非干渉制御加算器４５から出力さ
れたｑ軸電圧指令値＊Ｖｑは、共にｄｑ−３相交流座標
変換器４６に入力されている。ｄｑ−３相交流座標変換
器４６は、ｄｑ座標上でのｄ軸電圧指令値＊Ｖｄ及びｑ
軸電圧指令値＊Ｖｑを、下記数式（３）に基づいて、静
止座標である３相交流座標上でのＵ相交流電圧指令値＊
Ｖｕ及びＷ相交流電圧指令値＊Ｖｗに変換する。なお、
数式（３）において、係数Ｃ＝（２／３）1/2は、変換
の前後で取り扱う電力が変わらないようにするための変
換係数である。
電圧指令値＊Ｖｄ及び非干渉制御加算器４５から出力さ
れたｑ軸電圧指令値＊Ｖｑは、共にｄｑ−３相交流座標
変換器４６に入力されている。ｄｑ−３相交流座標変換
器４６は、ｄｑ座標上でのｄ軸電圧指令値＊Ｖｄ及びｑ
軸電圧指令値＊Ｖｑを、下記数式（３）に基づいて、静
止座標である３相交流座標上でのＵ相交流電圧指令値＊
Ｖｕ及びＷ相交流電圧指令値＊Ｖｗに変換する。なお、
数式（３）において、係数Ｃ＝（２／３）1/2は、変換
の前後で取り扱う電力が変わらないようにするための変
換係数である。
【００２８】
【数３】
【００２９】ｄｑ−３相交流座標変換器４６から出力さ
れたＵ相交流電圧指令値＊Ｖｕ及びＷ相交流電圧指令値
＊Ｖｗは、演算器４７に入力されている。演算器４７
は、＊Ｖｖ＝−（＊Ｖｕ）−（＊Ｖｗ）により、Ｖ相交
流電圧指令値＊Ｖｖを算出する。そして、ｄｑ−３相交
流座標変換器４６から出力されたＵ相交流電圧指令値＊
Ｖｕ及びＷ相交流電圧指令値＊Ｖｗと、演算器４７から
出力されたＶ相交流電圧指令値＊Ｖｖとが、スイッチン
グ指令としてインバータ１３に入力されている。
れたＵ相交流電圧指令値＊Ｖｕ及びＷ相交流電圧指令値
＊Ｖｗは、演算器４７に入力されている。演算器４７
は、＊Ｖｖ＝−（＊Ｖｕ）−（＊Ｖｗ）により、Ｖ相交
流電圧指令値＊Ｖｖを算出する。そして、ｄｑ−３相交
流座標変換器４６から出力されたＵ相交流電圧指令値＊
Ｖｕ及びＷ相交流電圧指令値＊Ｖｗと、演算器４７から
出力されたＶ相交流電圧指令値＊Ｖｖとが、スイッチン
グ指令としてインバータ１３に入力されている。
【００３０】本実施の形態による交流モータの制御装置
１０は上記構成を備えており、次に、この交流モータの
制御装置１０の動作について、特に、積分演算切替部３
７の動作について添付図面を参照しながら説明する。図
３は積分演算切替部３７の動作について示すフローチャ
ートである。
１０は上記構成を備えており、次に、この交流モータの
制御装置１０の動作について、特に、積分演算切替部３
７の動作について添付図面を参照しながら説明する。図
３は積分演算切替部３７の動作について示すフローチャ
ートである。
【００３１】先ず、ステップＳ１において、インバータ
１３から交流モータ１１へ供給可能な最大電圧Ｖｍａｘ
が、交流モータ１１の逆起電圧Ｅｒ以上であるか否かを
判定する。この判定結果が「ＹＥＳ」であると判定され
た場合は、ステップＳ２に進む。ステップＳ２では、ｄ
軸偏差Δｉｄに偏差Δｉｄｏｒｇをセットして、次に、
ステップＳ３に進み、ｑ軸偏差Δｉｑに偏差Δｉｑｏｒ
ｇをセットして、一連の処理を終了する。一方、ステッ
プＳ１における判定結果が「ＮＯ」であると判定された
場合には、ステップＳ４に進む。ステップＳ４では、ｄ
軸偏差Δｉｄに偏差Δｉｑｏｒｇの負値（−Δｉｑｏｒ
ｇ）をセットして、次に、ステップＳ５に進み、ｑ軸偏
差Δｉｑに偏差Δｉｄｏｒｇをセットして、一連の処理
を終了する。
１３から交流モータ１１へ供給可能な最大電圧Ｖｍａｘ
が、交流モータ１１の逆起電圧Ｅｒ以上であるか否かを
判定する。この判定結果が「ＹＥＳ」であると判定され
た場合は、ステップＳ２に進む。ステップＳ２では、ｄ
軸偏差Δｉｄに偏差Δｉｄｏｒｇをセットして、次に、
ステップＳ３に進み、ｑ軸偏差Δｉｑに偏差Δｉｑｏｒ
ｇをセットして、一連の処理を終了する。一方、ステッ
プＳ１における判定結果が「ＮＯ」であると判定された
場合には、ステップＳ４に進む。ステップＳ４では、ｄ
軸偏差Δｉｄに偏差Δｉｑｏｒｇの負値（−Δｉｑｏｒ
ｇ）をセットして、次に、ステップＳ５に進み、ｑ軸偏
差Δｉｑに偏差Δｉｄｏｒｇをセットして、一連の処理
を終了する。
【００３２】なお、交流モータ１１の逆起電圧Ｅｒは、
交流モータ１１の３相電機子巻線（図示略）を鎖交する
界磁磁束の最大値φ１により、Ｅｒ＝φ１×ωｒｅと算
出される。この場合、インバータ１３から交流モータ１
１へ供給可能な最大電圧Ｖｍａｘは各相交流電圧の最大
振幅と等しくされ、例えばインバータ１３内におけるス
イッチング素子等の電圧降下を無視すると、電源電圧Ｖ
ｄｃの半分の値（Ｖｄｃ／２）となる。すなわち、ステ
ップＳ１における判定式は、下記数式（４）で表され
る。
交流モータ１１の３相電機子巻線（図示略）を鎖交する
界磁磁束の最大値φ１により、Ｅｒ＝φ１×ωｒｅと算
出される。この場合、インバータ１３から交流モータ１
１へ供給可能な最大電圧Ｖｍａｘは各相交流電圧の最大
振幅と等しくされ、例えばインバータ１３内におけるス
イッチング素子等の電圧降下を無視すると、電源電圧Ｖ
ｄｃの半分の値（Ｖｄｃ／２）となる。すなわち、ステ
ップＳ１における判定式は、下記数式（４）で表され
る。
【００３３】
【数４】
【００３４】さらに、ｄｑ座標系では、３相交流座標と
ｄｑ座標との変換係数、すなわち係数Ｃ＝（２／３）
1/2を考慮すると、ｄｑ座標系での界磁磁束の最大値φ
２はφ２＝φ１×（１／Ｃ）となり、逆起電圧ＥｒはＥ
ｒ＝φ２×ωｒｅと算出される。そして、インバータ１
３から交流モータ１１へ供給可能な最大電圧Ｖｍａｘ
は、Ｖｍａｘ＝（Ｖｄｃ／２）×（１／Ｃ）と算出され
る。すなわち、ステップＳ１における判定式は、下記数
式（５）で表される。
ｄｑ座標との変換係数、すなわち係数Ｃ＝（２／３）
1/2を考慮すると、ｄｑ座標系での界磁磁束の最大値φ
２はφ２＝φ１×（１／Ｃ）となり、逆起電圧ＥｒはＥ
ｒ＝φ２×ωｒｅと算出される。そして、インバータ１
３から交流モータ１１へ供給可能な最大電圧Ｖｍａｘ
は、Ｖｍａｘ＝（Ｖｄｃ／２）×（１／Ｃ）と算出され
る。すなわち、ステップＳ１における判定式は、下記数
式（５）で表される。
【００３５】
【数５】
【００３６】上述したように、本実施の形態による交流
モータの制御装置１０によれば、例えば、弱め界磁制御
を行うことで、交流モータ１１の逆起電圧Ｅｒが、イン
バータ１３から交流モータ１１へ供給可能な最大電圧Ｖ
ｍａｘ以上となって、ｄ軸の電圧がｑ軸電流ｉｑにより
主に支配されるようになり、ｑ軸の電圧がｄ軸電流に主
に支配されるようになった場合であっても、安定に交流
モータ１１を電流制御することができ、確実に所望のト
ルクを発生させることができる。しかも、例えば、電源
１４としてバッテリ等を使用した場合におけるバッテリ
の劣化や残容量の低下等で、電源電圧Ｖｄｃが低下する
等の変動があった場合でも、この電源電圧Ｖｄｃに応じ
て、ｄ軸偏差Δｉｄ及びｑ軸偏差Δｉｑを設定すること
ができ、例えば弱め界磁制御の開始タイミング等と同期
して、滑らかに交流モータを制御することができる。
モータの制御装置１０によれば、例えば、弱め界磁制御
を行うことで、交流モータ１１の逆起電圧Ｅｒが、イン
バータ１３から交流モータ１１へ供給可能な最大電圧Ｖ
ｍａｘ以上となって、ｄ軸の電圧がｑ軸電流ｉｑにより
主に支配されるようになり、ｑ軸の電圧がｄ軸電流に主
に支配されるようになった場合であっても、安定に交流
モータ１１を電流制御することができ、確実に所望のト
ルクを発生させることができる。しかも、例えば、電源
１４としてバッテリ等を使用した場合におけるバッテリ
の劣化や残容量の低下等で、電源電圧Ｖｄｃが低下する
等の変動があった場合でも、この電源電圧Ｖｄｃに応じ
て、ｄ軸偏差Δｉｄ及びｑ軸偏差Δｉｑを設定すること
ができ、例えば弱め界磁制御の開始タイミング等と同期
して、滑らかに交流モータを制御することができる。
【００３７】なお、本実施形態においては、インバータ
１３から交流モータ１１へ供給可能な最大電圧Ｖｍａｘ
は電源電圧Ｖｄｃの半分の値（Ｖｄｃ／２）と等しくな
るとしたが、これに限定されず、例えばインバータ１３
内におけるスイッチング素子等の電圧降下がある場合に
は、この電圧降下分を考慮した値となる。さらに、本実
施形態においては、ステップＳ１における判定条件とし
て、インバータ１３から交流モータ１１へ供給可能な最
大電圧Ｖｍａｘが、交流モータ１１の逆起電圧Ｅｒ以上
であるか否かとしたが、これに限定されず、インバータ
１３から交流モータ１１へ供給可能な最大電圧Ｖｍａｘ
が、交流モータ１１の逆起電圧Ｅｒよりも所定値αだけ
大きい値、すなわち（Ｅｒ＋α）以上であるか否かとし
ても良い。
１３から交流モータ１１へ供給可能な最大電圧Ｖｍａｘ
は電源電圧Ｖｄｃの半分の値（Ｖｄｃ／２）と等しくな
るとしたが、これに限定されず、例えばインバータ１３
内におけるスイッチング素子等の電圧降下がある場合に
は、この電圧降下分を考慮した値となる。さらに、本実
施形態においては、ステップＳ１における判定条件とし
て、インバータ１３から交流モータ１１へ供給可能な最
大電圧Ｖｍａｘが、交流モータ１１の逆起電圧Ｅｒ以上
であるか否かとしたが、これに限定されず、インバータ
１３から交流モータ１１へ供給可能な最大電圧Ｖｍａｘ
が、交流モータ１１の逆起電圧Ｅｒよりも所定値αだけ
大きい値、すなわち（Ｅｒ＋α）以上であるか否かとし
ても良い。
【００３８】また、本実施の形態においては、交流モー
タ１１の逆起電圧Ｅｒが、インバータ１３から交流モー
タ１１へ供給可能な最大電圧Ｖｍａｘよりも小さいとき
に、非干渉制御を行うとしたが、これに限定されず、非
干渉制御器４３は省略されていても良い。さらに、本実
施の形態においては、交流モータ１１を永久磁石式の交
流同期モータとしたが、これに限定されず、例えば誘導
モータ等の、その他の交流モータであっても良い。
タ１１の逆起電圧Ｅｒが、インバータ１３から交流モー
タ１１へ供給可能な最大電圧Ｖｍａｘよりも小さいとき
に、非干渉制御を行うとしたが、これに限定されず、非
干渉制御器４３は省略されていても良い。さらに、本実
施の形態においては、交流モータ１１を永久磁石式の交
流同期モータとしたが、これに限定されず、例えば誘導
モータ等の、その他の交流モータであっても良い。
【００３９】
【発明の効果】以上説明したように、請求項１に記載の
本発明の交流モータの制御装置によれば、交流モータの
逆起電圧が所定値以上に増大した場合であっても、互い
に逆軸の電流偏差に基づいて指令電圧の積分演算を行う
ことで、安定に交流モータを電流制御することができ、
確実に所望のトルクを発生させることができる。さら
に、請求項２に記載の本発明の交流モータの制御装置に
よれば、電源装置の電源電圧が変動した場合であって
も、互いに逆軸の電流偏差に基づいて指令電圧の積分演
算を行うべきタイミングを的確に把握することができ、
滑らかに交流モータを制御することができる。
本発明の交流モータの制御装置によれば、交流モータの
逆起電圧が所定値以上に増大した場合であっても、互い
に逆軸の電流偏差に基づいて指令電圧の積分演算を行う
ことで、安定に交流モータを電流制御することができ、
確実に所望のトルクを発生させることができる。さら
に、請求項２に記載の本発明の交流モータの制御装置に
よれば、電源装置の電源電圧が変動した場合であって
も、互いに逆軸の電流偏差に基づいて指令電圧の積分演
算を行うべきタイミングを的確に把握することができ、
滑らかに交流モータを制御することができる。
【図１】 本発明の一実施形態に係る交流モータの制御
装置の構成図である。
装置の構成図である。
【図２】 図１に示すベクトル制御部の構成図である。
【図３】 積分演算切替部の動作について示すフローチ
ャートである。
ャートである。
【図４】 従来技術の一例による交流モータの制御装置
において、ベクトル制御が実施されている際の定常状態
を示すベクトル図である。
において、ベクトル制御が実施されている際の定常状態
を示すベクトル図である。
１０ 交流モータの制御装置
１１ 交流モータ
１３ インバータ（電力変換装置）
１４ 電源（電源装置）
１６，１７ 電流検出器
２２ 目標電流演算部（目標電流発生手段）
２３ ベクトル制御部（ベクトル制御手段）
３１ ３相交流−ｄｑ座標変換器（座標変換手段）
３７ 積分演算切替部（演算切替手段）
３８，３９ 積分制御部（積分制御手段）
フロントページの続き
(72)発明者 瀧澤 一晃
埼玉県和光市中央１丁目４番１号 株式
会社本田技術研究所内
(72)発明者 篠木 弘明
埼玉県和光市中央１丁目４番１号 株式
会社本田技術研究所内
(72)発明者 伊藤 智之
埼玉県和光市中央１丁目４番１号 株式
会社本田技術研究所内
(56)参考文献 特開 平９−182498（ＪＰ，Ａ)
特開 平５−91785（ＪＰ，Ａ)
特開 平９−74606（ＪＰ，Ａ)
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H02P 21/00
Claims (2)
- 【請求項１】 トルク指令に基づいた電流指令値を、回
転直交座標系をなすｄｑ座標上でのｄ軸目標電流及びｑ
軸目標電流として発生する目標電流発生手段と、 多相の交流モータの各相に供給される交流電流を検出す
る電流検出器と、 前記電流検出器により検出された前記交流電流を前記ｄ
ｑ座標上のｄ軸電流及びｑ軸電流に変換する座標変換手
段と、 前記ｄ軸目標電流に前記ｄ軸電流を追従させ、前記ｑ軸
目標電流に前記ｑ軸電流を追従させるように電流フィー
ドバック制御を行うベクトル制御手段と、 前記ベクトル制御手段により制御されて前記交流モータ
を駆動する電力変換装置と、この電力変換装置に直流電
力を供給する電源装置と を備えた交流モータの制御装置
であって、 前記ベクトル制御手段は、前記交流モータの逆起電圧が
所定値以上であるか否かに応じて、前記ｄ軸目標電流と
前記ｄ軸電流との偏差から、ｄ軸偏差及びｑ軸偏差の何
れか一方を算出すると共に、前記ｑ軸目標電流と前記ｑ
軸電流との偏差から、前記ｄ軸偏差及び前記ｑ軸偏差の
何れか他方を算出する演算切替手段と、 前記ｄ軸偏差の積分値に比例したｄ軸積分電圧指令値及
び前記ｑ軸偏差の積分値に比例したｑ軸積分電圧指令値
を出力する積分制御手段とを備え、前記所定値を前記電源装置から供給される電源電圧の大
きさに依存して変化させると共に、 前記積分制御手段の
出力に基づいて、前記交流モータの各相へ供給される交
流電流を制御することを特徴とする交流モータの制御装
置。 - 【請求項２】 前記交流モータの制御装置において、前
記所定値は、前記電力変換装置から前記交流モータに供
給可能な最大電圧と等しいことを特徴とする請求項１に
記載の交流モータの制御装置。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP36844299A JP3515460B2 (ja) | 1999-12-24 | 1999-12-24 | 交流モータの制御装置 |
| US09/739,971 US6377017B2 (en) | 1999-12-24 | 2000-12-20 | Control device for alternating current motor |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP36844299A JP3515460B2 (ja) | 1999-12-24 | 1999-12-24 | 交流モータの制御装置 |
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|---|---|
| JP2001186799A JP2001186799A (ja) | 2001-07-06 |
| JP3515460B2 true JP3515460B2 (ja) | 2004-04-05 |
Family
ID=18491834
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP36844299A Expired - Fee Related JP3515460B2 (ja) | 1999-12-24 | 1999-12-24 | 交流モータの制御装置 |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| DE10219821A1 (de) * | 2002-05-03 | 2003-11-20 | Bosch Gmbh Robert | Verfahren und Vorrichtung zur Regelung einer permanentmagneterregten Synchronmaschine mit reduzierten Leistungspendelungen im oberen Drehzahlbereich |
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| JP3649329B2 (ja) * | 2002-10-03 | 2005-05-18 | 日本サーボ株式会社 | ステッピングモータの駆動装置 |
| JP4615440B2 (ja) * | 2003-01-24 | 2011-01-19 | 日本精工株式会社 | モータ駆動制御装置及び電動パワーステアリング装置 |
| JP4230276B2 (ja) * | 2003-05-19 | 2009-02-25 | 本田技研工業株式会社 | ブラシレスｄｃモータの制御装置 |
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| JP5071879B2 (ja) | 2005-12-07 | 2012-11-14 | トヨタ自動車株式会社 | 燃料電池システム |
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| US6069467A (en) * | 1998-11-16 | 2000-05-30 | General Electric Company | Sensorless rotor tracking of induction machines with asymmetrical rotor resistance |
-
1999
- 1999-12-24 JP JP36844299A patent/JP3515460B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
2000
- 2000-12-20 US US09/739,971 patent/US6377017B2/en not_active Expired - Lifetime
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|---|---|
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| JP2001186799A (ja) | 2001-07-06 |
| US20010006335A1 (en) | 2001-07-05 |
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