JP4551104B2 - 多相モータの制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、ｎ相（ｎ＞３）交流モータの電流をベクトル制御する多相モータの制御装置に関するものである。

３相交流モータ（誘導モータや永久磁石同期モータ機等）をベクトル制御する装置が提案されている。このベクトル制御装置では、３相交流電流が直交座標成分であるｄ軸成分（励磁成分）とｑ軸成分（トルク成分）とに分離して制御される。
（例えば、特許文献１参照）。
特開２００１−３３３６００号公報

ところで、モータを一層小型化する目的で３相よりも相数の多い多相モータ（例えば、５相モータ）を使用することが考えられる。しかし、そのような多相モータに対して単純に上記３相のモータに対するベクトル制御手法を適用した場合、次のような不都合を生じる。

すなわち、本来、モータの誘起電圧には高調波成分が含まれている。また、制御系に設けられるインバータも、デッドタイムやＰＷＭ等の非線形要素のためにその出力に高次の高調波成分を多く含んでいる。
３相のモータにおいては、その対称性から３ｎ次の高調波が流れず、しかも、他の高調波は、上記ｄｑ軸の電流に変換された後も観測可能であるので、問題なく制御できる。
これに対して、３相よりも相数の多い５相モータ等の多相モータの電流をｄ，ｑ２軸の成分に分離して制御した場合、高次（２，３，４，５・・・次）の高調波成分が観測されないため、この高調波成分がd，q軸変換されないことになる。つまり、高調波成分の情報が欠落した制御が実行されて、適正な制御結果が得られないことになる。

本発明の目的は、このような実状に鑑み、３相よりも相数の多い多相モータを高調波成分の情報を欠落することなくベクトル制御することができる多相モータの制御装置を提供することにある。

上記従来技術の有する課題を解決するために、本発明は、ｎ（４以上の整数）相交流モータの電流をｄ軸、ｑ軸および該ｄ軸 、ｑ軸の３倍の周波数で回転するｄ３軸 、ｑ３軸の直交座標成分に分離して制御する多相モータの制御装置であって、前記モータに流れるｎ相電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗ，・・・を検出する電流検出手段と、前記電流検出手段の出力ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗ，・・・を前記ｄ，ｑ，ｄ３，ｑ３軸の電流ｉ_ｄ，ｉ_ｑ，ｉ_ｄ３，ｉ_ｑ３に変換するｎ相／４相変換手段と、ｄ軸電流指令ｉ^* _ｄと前記ｄ軸電流ｉ_ｄとの偏差、ｑ軸電流指令ｉ^* _ｑと前記ｑ軸電流ｉ_ｑとの偏差、ｄ３軸電流指令ｉ^* _ｄ３と前記ｄ軸電流ｉ_ｄ３との偏差、およびｑ３軸電流指令ｉ^* _ｑ３と前記ｑ３軸電流ｉ_ｑ３との偏差を演算する偏差演算手段と、前記各偏差にＰＩ補償を施して対応する電圧指令Δｖ^* _ｄ，Δｖ^* _q，Δｖ^* _ｄ，Δｖ^* _qを発生するＰＩ補償手段と、前記電圧指令Δｖ^* _ｄ，Δｖ^* _q，Δｖ^* _ｄ，Δｖ^* _qをｎ相電圧指令ｖ^* _ｕ，ｖ^* _ｖ，ｖ^* _ｗ，・・・に変換する４相／ｎ相変換手段と、前記ｎ相電圧指令ｖ^* _ｕ，ｖ^* _ｖ，ｖ^* _ｗ，・・・と電源出力とに基づいて、該ｎ相電圧指令ｖ^* _ｕ，ｖ^* _ｖ，ｖ^* _ｗ，・・・を対応するｎ相交流電力に変換し、この電力を前記モータに供給する電力変換手段と、を備える。

この多相モータの制御装置の好ましい実施の形態においては、前記モータの回転速度ωを検出する回転速度検出手段と、前記ｄ，ｑ，ｄ３，ｑ３軸電流指令ｉ^* _ｄ，ｉ^* _ｑ，ｉ^* _ｄ３，ｉ^* _ｑ３と前記モータの回転速度ωとに基づいて、該電流指令ｉ^* _ｄ，ｉ^* _ｑ，ｉ^* _ｄ３，ｉ^* _ｑ３に対応する電圧から前記ｄ，ｑ，ｄ３，ｑ３軸の電流ｉ_ｄ，ｉ_ｑ，ｉ_ｄ３，ｉ_ｑ３相互の干渉成分を除去した電圧指令ｖ^* _ｄ，ｖ^* _ｑ，ｖ^* _ｄ３，ｖ^* _ｑ３を発生する非干渉制御手段と、前記ＰＩ補償手段の出力Δｖ^* _ｄ，Δｖ^* _q，Δｖ^* _ｄ３，Δｖ^* _q３と前記非干渉制御手段の出力ｖ^* _ｄ，ｖ^* _ｑ，ｖ^* _ｄ３，ｖ^* _ｑ３とを加算する加算手段と、が更に備えられる。本発明も、例えば５相交流モータのベクトル制御に適用することができる。

６相、７相・・・等、５相を超える交流モータに関しては、ｄ軸、ｑ軸、ｄ３軸、ｑ３軸の他、ｄ軸、ｑ軸の２倍の周波数で回転する直交座標成分や、さらに高い周波数で回転する直交座標成分を用いて電流を制御することにより高次の高調波を制御することができる。

本発明によれば、ｎ相モータの電流が位相遅れを生じないで追従性よく制御され、また、該モータの電流に含まれる高調波成分も確実に制御される。それゆえ、３相モータをベクトル制御する場合と同様に５相モータ等の多相モータをベクトル制御して、該モータに所望のトルクを発生させることができる。

図１は、５相モータのベクトル制御に適用した本発明に係る制御装置の第１の実施の形態を示している。図２は、この制御装置の部分詳細図である。この制御装置は、非干渉制御部１、２相／５相変換部３、電力変換部（インバータ）５、５相モータ７に流れる電流を検出する電流センサ９、該モータ７の回転速度を検出する速度センサ１１、ＰＩ補償部１３、５相／２相変換部１５、２相／５相変換部１７、およびＰ補償部１９を備えている。

図２に示す５相／２相変換部１５においては、図１に示す電流センサ９によって検出される５相モータ電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗ，ｉ_ｘ，ｉ_ｙが２相の電流ｉ_ｄ，ｉ_ｑに変換される。減算部２１_ｄは、ｄ軸電流指令ｉ^* _ｄと上記ｄ軸電流ｉ_ｄとの偏差を、また減算部２１_ｑは、ｑ軸電流指令ｉ^* _ｑと上記ｑ軸電流ｉ_ｑとの偏差をそれぞれ演算し、それらの偏差を対応するＰＩ補償部（電流制御部）１３_ｄおよびＰＩ補償部１３_ｑに出力する。
ＰＩ補償部１３_ｄおよびＰＩ補償部１３_ｑは、それぞれ減算部２１_ｄおよび減算部２１_ｑから出力される偏差にＰＩ（比例積分）補償を施して、それらの偏差に対応するｄ軸電圧指令Δｖ^* _ｄおよびｑ軸電圧指令Δｖ^* _ｑを発生する。ここで、非干渉制御部１を用いない場合を考えると、この場合、ＰＩ補償部１３_ｄ，１３_ｑの出力Δｖ^* _ｄ，Δｖ^* _ｑがｄ，ｑ軸電圧指令ｖ^** _ｄ，ｖ^** _ｑとして２相／５相変換部３に加えられることになる。

図１に示す２相／５相変換部１７は、ｄ，ｑ軸電流指令ｉ^* _ｄ，ｉ^* _ｑを５相電流指令ｉ^* _ｕ，ｉ^* _ｖ，ｉ^* _ｗ，ｉ^* _ｘ，ｉ^* _ｙに変換する。減算部２３は、２相／５相変換部１７の出力ｉ^* _ｕ，ｉ^* _ｖ，ｉ^* _ｗ，ｉ^* _ｘ，ｉ^* _ｙと電流センサ９の出力ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗ，ｉ_ｘ，ｉ_ｙとの偏差を算出し、この偏差をＰ補償部１９に出力する。Ｐ補償部１９は、この偏差にゲイン定数Ｋ_Ｐを乗ずる演算を実行して、該偏差に対応する５相制御電圧Δｖ_ｕ，Δｖ_ｖ，Δｖ_ｗ，Δｉ_ｘ，Δｉ_ｙを発生する。

加算部２７は、２相／５相変換部３の出力とＰ補償部１９の出力Δｖ_ｕ，Δｖ_ｖ，Δｖ_ｗ，Δｉ_ｘ，Δｉ_ｙとを加算して５相電圧指令ｖ^* _ｕ，ｖ^* _ｖ，ｖ^* _ｗ，ｖ^* _ｘ，ｖ^* _ｙを発生し、これを電力変換部５に入力する。電力変換部５は、上記５相電圧指令ｖ^* _ｕ，ｖ^* _ｖ，ｖ^* _ｗ，ｖ^* _ｘ，ｖ^* _ｙと図示していない交流電源の出力とに基づいて、該電圧指令ｖ^* _ｕ，ｖ^* _ｖ，ｖ^* _ｗ，ｖ^* _ｘ，ｖ^* _ｙを対応する５相交流電力に変換し、この電力をモータ７に供給する。

上記するように、この実施の形態によれば、基本波成分（ｄ，ｑ軸成分）の電流偏差を減算部２１で演算し、直流量と見做しうるこの電流偏差をＰＩ補償部１３でＰＩ補償することによってｄ，ｑ軸電圧指令Δｖ^* _ｄ，Δｖ^* _ｑ（ｖ^** _ｄ，ｖ^** _ｑ）を得ている。したがって、２相／５相変換部３からは、２相状態でＰＩ補償された５相制御電圧が出力されることになる。

一方、この実施の形態によれば、５相電流指令ｉ^* _ｕ，ｉ^* _ｖ，ｉ^* _ｗ，ｉ^* _ｘ，ｉ^* _ｙと電流センサ９で検出されるモータ７の実電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗ，ｉ_ｘ，ｉ_ｙとの偏差を減算部２３で演算し、この電流偏差をＰ補償部１９でＰ補償することによって５相制御電圧Δｖ_ｕ，Δｖ_ｖ，Δｖ_ｗ，Δｉ_ｘ，Δｉ_ｙを得ている。

電力変換部５には、上記２相状態でＰＩ補償された５相制御電圧とＰ補償部１９でＰ補償された５相制御電圧Δｖ_ｕ，Δｖ_ｖ，Δｖ_ｗ，Δｉ_ｘ，Δｉ_ｙとを加え合わせた５相電圧指令ｖ^* _ｕ，ｖ^* _ｖ，ｖ^* _ｗ，ｖ^* _ｘ，ｖ^* _Ｙが入力される。この結果、モータ７の電流は、上記２相状態でＰＩ補償された５相の制御電圧に基づいて位相遅れを生じることなく、つまり、追従性よく制御される。また、上記５相制御電圧Δｖ_ｕ，Δｖ_ｖ，Δｖ_ｗ，Δｉ_ｘ，Δｉ_ｙに基づいて、モータ７の電流に含まれる高調波成分も確実に制御されることになる。
かくして、この実施の形態によれば、３相モータをベクトル制御する場合と同様に５相モータ７の電流をベクトル制御して、該モータ７に所望のトルクを発生させることができる。

なお、上記Ｐ補償部１９に代えてＰＩ補償部を使用し、このＰＩ補償部の出力を５相電圧指令ｖ^* _ｕ，ｖ^* _ｖ，ｖ^* _ｗ，ｖ^* _ｘ，ｖ^* _ｙとして電力変換部５に出力することも考えられるが、そのようにすると、ＰＩ補償される電流が交流であることから、位相遅れのない電流制御が困難になる。

次に、非干渉制御部１について説明する。この非干渉制御部１は、ｄ，ｑ軸電流指令ｉ^* _ｄ，ｉ^* _ｑと、上記速度センサ１１で検出されるモータ回転速度ωと、前記モータ７の巻線抵抗Ｒ、インダクタンスＬ，Ｌ_Ｓ等の定数とに基づいて、該電流指令ｉ^* _ｄ，ｉ^* _ｑに対応する電圧から前記ｄ，ｑ軸の電流ｉ_ｄ，ｉ_ｑ相互の干渉成分を除去した電圧指令ｖ^* _ｄ，ｖ^* _ｑを発生するように構成されている。
この非干渉制御部１を設けた場合には、加算部２５ｄ，２５ｑにおいてその出力ｖ^* _ｄ，ｖ^* _ｑとＰＩ補償部１３の出力Δｖ^* _ｄ，Δｖ^* _qとが加算される。上記干渉成分は、モータ７の巻線抵抗Ｒ、インダクタンスＬ，Ｌ_Ｓ等の定数に基づいて予測されるものである。したがって、非干渉制御部１を使用すれば、上記干渉成分が除去された電圧指令ｖ^* _ｄ，ｖ^* _ｑに基づいてモータ７がフィードフォワード制御されて、制御性がさらに向上する。

図３は、５相モータのベクトル制御に適用した本発明に係る制御装置の第２の実施の形態を示している。この制御装置は、非干渉制御部３１、４相／５相変換部３３、電力変換部（インバータ）３５、５相モータ３７に流れる電流を検出する電流センサ３９、該モータ３７の回転速度を検出する速度センサ４１、ＰＩ補償部４３、および５相／４相変換部４５を備えている。なお、電力変換部３５、電流センサ３９および速度センサ４１は、それぞれ図１に示した電力変換部５、電流センサ９および速度センサ１１と同じものが使用されている。

図３に示す５相／４相変換部４５においては、電流センサ３９によって検出される５相モータ電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗ，ｉ_ｘ，ｉ_ｙが４相の電流ｉ_ｄ，ｉ_ｑ，ｉ_ｄ３，ｉ_ｑ３に変換される。ここで、電流ｉ_ｄ，ｉ_ｑはｄ，ｑ軸の電流であり、またｉ_ｄ３，ｉ_ｑ３は、ｄ，ｑ軸の３倍の周波数に同期して回転するｄ３軸 、ｑ３軸の電流である。
減算部４７は、ｄ，ｑ，ｄ３，ｑ３軸についての各電流指令ｉ^* _ｄ，ｉ^* _ｑ，ｉ^* _ｄ３，ｉ^* _ｑ３と上記５相／４相変換部４５の出力ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗ，ｉ_ｘ，ｉ_ｙとの偏差をそれぞれ演算し、それらの偏差をＰＩ補償部（電流制御部）４３に出力する。ＰＩ補償部４３は、減算部４７から出力される各偏差にＰＩ（比例積分）補償を施して、それらの偏差に対応する４相電圧指令Δｖ^* _ｄ，Δｖ^* _ｑ，Δｖ^* _ｄ３，Δｖ^* _ｑ３を発生する。ここで、非干渉制御部３１を用いない場合を考えると、この場合、ＰＩ補償部４３の出力Δｖ^* _ｄ，Δｖ^* _ｑ，Δｖ^* _ｄ３，Δｖ^* _ｑ３がｄ，ｑ，ｄ３，ｑ３軸電圧指令ｖ^** _ｄ，ｖ^** _ｑ，ｖ^** _ｄ３，ｖ^** _ｑ３として４相／５相変換部３３に加えられる。

４相／５相変換部３３は、上記４相の電圧指令ｖ^** _ｄ，ｖ^** _ｑ，ｖ^** _ｄ３，ｖ^** _ｑ３を５相電圧指令ｖ^* _ｕ，ｖ^* _ｖ，ｖ^* _ｗ，ｖ^* _ｘ，ｖ^* _Ｙに変換し、これを電力変換部５に入力する。電力変換部５は、上記５相電圧指令ｖ^* _ｕ，ｖ^* _ｖ，ｖ^* _ｗ，ｖ^* _ｘ，ｖ^* _ｙと図示していない交流電源の出力とに基づいて、該電圧指令ｖ^* _ｕ，ｖ^* _ｖ，ｖ^* _ｗ，ｖ^* _ｘ，ｖ^* _ｙを対応する５相交流電力に変換し、この電力をモータ３７に供給する。

上記するように、この第２の実施の形態に係る制御装置では、モータ３７の電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗ，ｉ_ｘ，ｉ_ｙが４相の電流ｉ_ｄ，ｉ_ｑ，ｉ_ｄ３，ｉ_ｑ３に変換され、この電流ｉ_ｄ，ｉ_ｑ，ｉ_ｄ３，ｉ_ｑ３と電流指令ｉ^* _ｄ，ｉ^* _ｑ，ｉ^* _ｄ３，ｉ^* _ｑ３との偏差にＰＩ補償を施すことによって得られる制御電圧Δｖ^* _ｄ，Δｖ^* _ｑ，Δｖ^* _ｄ３，Δｖ^* _ｑに基づいてモータ３７の電流が制御される。それゆえ、位相遅れを伴うことなくモータ３７の電流を制御することができるとともに、該電流に含まれる高調波成分をも確実に制御することができる。つまり、この実施の形態においても、３相モータをベクトル制御する場合と同様に５相モータ３７の電流をベクトル制御して、該モータ３７に所望のトルクを発生させることができる。

次に、非干渉制御部３１について説明する。この非干渉制御部３１は、図１に示した非干渉制御部１に準じた構成を有し、ｄ，ｑ，ｄ３，ｑ３軸の電流ｉ_ｄ，ｉ_ｑ，ｉ_ｄ３，ｉ_ｑ３相互の干渉成分を除去した電圧指令ｖ^* _ｄ，ｖ^* _ｑ，ｖ^* _ｄ３，ｖ^* _ｑ３を発生する。
この非干渉制御部３１を設けた場合には、加算部４９においてその出力ｖ^* _ｄ，ｖ^* _ｑ，ｖ^* _ｄ３，ｖ^* _ｑ３がＰＩ補償部４３の出力Δｖ^* _ｄ，Δｖ^* _ｑ，Δｖ^* _ｄ３，Δｖ^* _ｑ３と加算されるので、上記干渉成分が除去された電圧指令ｖ^* _ｄ，ｖ^* _ｑに基づいてモータ３７がフィードフォワード制御されることになり、その結果、制御性が一層向上する。

図４は、上記第１の実施の形態に係る制御装置によってモータ７を制御した場合の回転数に対するトルク比（モータの出力トルクＴ／トルク指令Ｔ^*）特性ａと、上記第２の実施の形態に係る制御装置によってモータ３７を制御した場合の同特性ｂを実測したものである。この図４は、トルク指令Ｔ^*に対してモータの出力トルクＴが極めて高い回転数まで安定に追従することを示している。したがって、上記第１、第２の制御装置は、とくに小型で大きなトルクを要求される電動車両、ハイブリッド電動車両、フォークリフト、特車、ロボット等に使用されるモータ（サーボモータを含む）の制御に有効である。

なお、本発明に係る多相モータの制御装置は、上記５相モータ７，３７とは異なる相数ｎ（４以上の整数）を有する交流モータ（ＩＰＭモータ、誘導モータ、シンクロナスリラクタンスモータ）のベクトル制御にも適用することができる。もちろん、その場合には、図１もしくは図３に示す構成要素として上記相数ｎに適合するものが使用される。

本発明に係る多相モータの制御装置の第１の実施形態を示すブロック図である。 第１の実施形態の部分詳細図である。 本発明に係る多相モータの制御装置の第２の実施形態を示すブロック図である。 第１、第２の実施の形態に係る制御装置のトルク比特性の一例を示すグラフである

符号の説明

１，３１ 非干渉制御部１
３ ２相／５相変換部
５，３５ 電力変換部
７，３７ ５相モータ
９，３９ 電流センサ
１１ 速度センサ
１３，４３ ＰＩ補償部
１５ ５相／２相変換部
１７ ２相／５相変換部
１９ Ｐ補償部
２１，２３，４７ 減算部
２５，２７，４９ 加算部
３３ ４相／５相変換部
４５ ５相／４相変換部

Claims (3)

1. ｎ（４以上の整数）相交流モータの電流をｄ軸 、ｑ軸および該ｄ軸 、ｑ軸の３倍の周波数で回転するｄ３軸 、ｑ３軸の直交座標成分に分離して制御する多相モータの制御装置であって、
   前記モータに流れるｎ相電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗ，・・・を検出する電流検出手段と、
   前記電流検出手段の出力ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗ，・・・を前記ｄ，ｑ，ｄ３，ｑ３軸の電流ｉ_ｄ，ｉ_ｑ，ｉ_ｄ３，ｉ_ｑ３に変換するｎ相／４相変換手段と、
   ｄ軸電流指令ｉ^* _ｄと前記ｄ軸電流ｉ_ｄとの偏差、ｑ軸電流指令ｉ^* _ｑと前記ｑ軸電流ｉ_ｑとの偏差、ｄ３軸電流指令ｉ^* _ｄ３と前記ｄ軸電流ｉ_ｄ３との偏差、およびｑ３軸電流指令ｉ^* _ｑ３と前記ｑ３軸電流ｉ_ｑ３との偏差を演算する偏差演算手段と、
   前記各偏差にＰＩ補償を施して対応する電圧指令Δｖ^* _ｄ，Δｖ^* _q，Δｖ^* _ｄ，Δｖ^* _qを発生するＰＩ補償手段と、
   前記電圧指令Δｖ^* _ｄ，Δｖ^* _q，Δｖ^* _ｄ，Δｖ^* _qをｎ相電圧指令ｖ^* _ｕ，ｖ^* _ｖ，ｖ^* _ｗ，・・・に変換する４相／ｎ相変換手段と、
   前記ｎ相電圧指令ｖ^* _ｕ，ｖ^* _ｖ，ｖ^* _ｗ，・・・と電源出力とに基づいて、該ｎ相電圧指令ｖ^* _ｕ，ｖ^* _ｖ，ｖ^* _ｗ，・・・を対応するｎ相交流電力に変換し、この電力を前記モータに供給する電力変換手段と、
   を備えることを特徴とする多相モータの制御装置。
2. 前記モータの回転速度ωを検出する回転速度検出手段と、
   前記ｄ，ｑ，ｄ３，ｑ３軸電流指令ｉ^* _ｄ，ｉ^* _ｑ，ｉ^* _ｄ３，ｉ^* _ｑ３と前記モータの回転速度ωとに基づいて、該電流指令ｉ^* _ｄ，ｉ^* _ｑ，ｉ^* _ｄ３，ｉ^* _ｑ３に対応する電圧から前記ｄ，ｑ，ｄ３，ｑ３軸の電流ｉ_ｄ，ｉ_ｑ，ｉ_ｄ３，ｉ_ｑ３相互の干渉成分を除去した電圧指令ｖ^* _ｄ，ｖ^* _ｑ，ｖ^* _ｄ３，ｖ^* _ｑ３を発生する非干渉制御手段と、
   前記ＰＩ補償手段の出力Δｖ^* _ｄ，Δｖ^* _q，Δｖ^* _ｄ３，Δｖ^* _q３と前記非干渉制御手段の出力ｖ^* _ｄ，ｖ^* _ｑ，ｖ^* _ｄ３，ｖ^* _ｑ３とを加算する加算手段と、
   を更に備えることを特徴とする請求項１に記載の多相モータの制御装置。
3. 前記ｎ相交流モータが５相交流モータであることを特徴とする請求項１に記載の多相モータの制御装置。

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