JPH1198900A - 電力変換器の電流制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】本発明の目的は、インバータ等の電力変換器に
接続された三相交流負荷の電流制御において、負荷パラ
メータが変動した場合、あるいは運転周波数が高くなっ
た場合に生じる電流応答の劣化を抑制し、高応答な電流
制御システムを提供することにある。 【解決手段】制御を行う三相交流電流を回転座標軸上の
ｉ１ｄ，ｉ１ｑの二軸成分に変換し、各軸毎に電流制御
を行う際に、各電流値の指令値に対する偏差の微分、あ
るいは不完全微分の量に比例した量を、自軸とは別の軸
の電圧指令に含ませることで達成できる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、インバータ等の電
力変換器を用いて、三相交流負荷の電流を制御する交流
電流制御装置であって、特に駆動周波数の高い領域にお
ける高応答な制御を実現する電流制御装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】電力変換器を用いて三相交流電流を制御
する場合、交流量を回転座標軸上に座標変換し（ｄｑ変
換）、直流量として制御を行うのが、近年では一般的な
手法である。交流電動機の電流を制御する場合は、ｄ軸
を励磁電流軸、ｑ軸をトルク電流軸に一致させること
で、ベクトル制御が実現でき、交流電動機を直流電動機
と同等に扱えることになり、電動機のトルクならびに速
度制御の高応答化が可能となる。

【０００３】しかし、ｄｑ軸上で各々電流制御を行う
と、お互いの軸が干渉してしまい、完全に独立に制御す
ることができない。つまり、トルク電流のみを増加させ
ようとすると、励磁電流にも変動を与えてしまうことに
なる。そこで、ｄｑ軸間の非干渉化が検討され、すでに
いくつかが実用化されている（文献１：杉本、他「ＡＣ
サーボシステムの理論と設計の実際」、ｐ．１０８、総
合電子出版、Ｈ２年）。この非干渉化の手法は、制御対
象のパラメータ（定数）を用いて、予め干渉する項をお
互いの軸へ補償し合うものであり、これによって干渉分
が減少し、応答はかなり改善される。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】非干渉補償の課題は、
制御対象のパラメータを如何に正確に把握するかにあ
る。パラメータが正確に一致していれば、原理的に干渉
項を零にできるが、電動機のパラメータは運転中に動作
条件によって変化してしまうし、電流制御器には演算遅
れがあり、その遅れ分も含めて正確に補償するのは困難
である。

【０００５】電動機を低速で駆動している時は干渉項が
少なく、誤差の影響も小さくて済むが、速度を上げるに
従って干渉項が大きくなり、同時に誤差の影響も出てく
る。さらに、電動機を高速回転することで、電動機の一
次回路の共振周波数が高くなってしまい、わずかな非干
渉の補償誤差でも応答が振動的になる場合がある。この
振動は数１００rad／ｓ と高く、制御演算周期をかなり
短くしないと抑制は困難である。

【０００６】同様な現象は、電動機が大容量化しても問
題となる。大容量の交流電動機では、漏れインダクタン
スや抵抗値が小さく、固有の振動周波数が高いため、振
動が生じ易くなる傾向にある。

【０００７】

【課題を解決するための手段】不完全な非干渉補償によ
る誤差成分を補償するため、ｄｑのお互いの軸を利用し
て制御をかける。すなわち、ｄ軸における電流指令値と
実際値の偏差を、補償器Ｇｃを介してｑ軸へ加算し、同
時に、ｑ軸における電流指令値と実際値の偏差を、補償
器Ｇｃを介してｄ軸へ加算し、これらの補償器Ｇｃを微
分、あるいは不完全微分要素とすることで、非干渉誤差
の影響を抑制し、高応答なシステムが実現できる。

【０００８】

【発明の実施の形態】図１に本発明の一実施形態を示
す。

【０００９】図１は、ＰＷＭインバータで三相誘導電動
機を駆動する誘導電動機の速度制御システムである。

【００１０】図１において、１は誘導電動機の速度制御
装置、２は三相交流電圧指令Ｖｕ^*，Ｖｖ^*，Ｖｗ^*に基
づいて、ＰＷＭパルスを発生するＰＷＭ変調器、３はＰ
ＷＭパルスを増幅し、ゲート信号を発生するゲートドラ
イバ、４はスイッチング素子から構成されるインバー
タ、５は誘導電動機、６は誘導電動機の回転速度を検出
する速度検出器、７は誘導電動機５の電流Ｉｕ，Ｉｖ，
Ｉｗを検出する電流検出器、８は電流検出器７の検出値
を位相角θに基づいて回転座標軸上の値であるｉ１ｄ，
ｉ１ｑに変換するｄｑ座標変換器、９は速度指令ωｒ^*
と、実際の電動機速度の検出値ωｒに基づいて、電流指
令ｉ１ｄ^*ならびにｉ１ｑ^*を出力する速度制御器、１０
はｉ１ｄ^*，ｉ１ｑ^*に基づいてすべり周波数ωｓを演算
するすべり周波数演算器である。

【００１１】１１は一次角周波数ω１を積分して、ｄｑ
座標軸の位相θを演算する積分器、１２は電流指令ｉ１
ｄ^*，ｉ１ｑ^*と電流値ｉ１ｄ，ｉ１ｑに基づいて、電圧
指令ｖ１ｄ^*，ｖ１ｑ^*を演算する電流制御器、１３はｄ
ｑ軸の干渉成分を補償する非干渉制御器、１４は位相角
θに基づいて電圧指令ｖ１ｄ^*，ｖ１ｑ^*を三相交流電圧
指令Ｖｕ^*，Ｖｖ^*，Ｖｗ^* に変換するｄｑ逆変換器、２
０はｄ軸電流制御器、２１はｑ軸電流制御器、２２なら
びに２３は本発明の特徴であるクロスコントローラ、３
０は電動機の一次抵抗電圧降下分を補償する補償ゲイ
ン、３１は電動機の漏れインダクタンス分の電圧降下を
補償する補償ゲイン、３２は電動機の逆起電圧を補償す
る逆起電圧設定器である。

【００１２】次に、図１の動作の概要を説明する。速度
制御器９は、誘導電動機５の速度指令ωｒ^* と、速度検
出器６によって検出された実際の速度ωｒを読み込み、
電流指令ｉ１ｄ^*，ｉ１ｑ^*を演算し、出力する。速度制
御器２の構成を図２に示す。速度指令ωｒ^* と実際の速
度ωｒの偏差に対して、ＰＩ制御器９２により比例積分
制御を行い、その出力をトルク電流指令ｉ１ｑ^* として
いる。励磁電流指令ｉ１ｄ^*は励磁電流指令設定器９１
より出力される。

【００１３】すべり周波数演算器１０において、ｉ１ｄ
^*とｉ１ｑ^*を用いて、次式に従って誘導電動機のすべり
周波数ωｓ^* を演算する。

【００１４】

【数１】

【００１５】このωｓと誘導電動機の速度ωｒを加算
し、誘導電動機の一次角周波数ω１が得られる。積分器
１１では、ω１を積分して、ｄｑ座標軸位相θを出力す
る。

【００１６】座標変換器８は、誘導電動機の電流検出値
Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを次式に従って座標変換し、ｄｑ軸上
の電流値ｉ１ｄ，ｉ１ｑを得る。

【００１７】

【数２】

【００１８】電流制御器１２では、電流指令値ｉ１
ｄ^*，ｉ１ｑ^*と、電流検出値ｉ１ｄ，ｉ１ｑを用いて、
誘導電動機５の電圧指令を演算する。ｄ軸電流制御器２
０、ならびにｑ軸電流制御器２１は、各々ｉ１ｄ^* とｉ
１ｄ，ｉ１ｑ^* とｉ１ｑの偏差に基づいて比例積分演算
を行うＰＩ制御器であり、ｄｑ座標軸上の電圧指令ｖ１
ｄ^*，ｖ１ｑ^*が出力される。２２ならびに２３は本発明
の特徴であるクロスコントローラである。

【００１９】非干渉補償器１３では、電流値ｉ１ｄ，ｉ
１ｑに基づいて、ｄ，ｑ各軸間の干渉量（電圧値）を演
算し補償する。３０の一次抵抗電圧降下分は、十分無視
できるとして、付加しない場合もある。

【００２０】非干渉補償器の出力は、電流制御器１２の
出力に加算され、ｄｑ軸上の電圧指令ｖ１ｄ^*,ｖ１ｑ^*
が得られる。ｄｑ逆変換器１４では、次式に従って、ｖ
１ｄ^*，ｖ１ｑ^*を三相交流電圧指令に座標変換する。

【００２１】

【数３】

【００２２】ＰＷＭ変換器２では、電圧指令に基づい
て、三角波比較法等によりパルス幅変調を行い、ＰＷＭ
パルス波を出力する。ゲートドライバ３では、ＰＷＭパ
ルス波を増幅し、インバータ４のスイッチング素子をス
イッチ動作させる。インバータ４は、三相交流電圧指令
Ｖｕ^*，Ｖｖ^*，Ｖｗ^* に相当する交流電圧を誘導電動機
５に印加し、誘導電動機を駆動する。

【００２３】以上が、図１の本発明による一実施形態の
概要である。

【００２４】次に非干渉補償の従来方法と、その問題点
について述べる。

【００２５】図３は、従来の非干渉補償を備えた電流制
御器と誘導電動機を、ｄｑ座標軸上のモデルで図示した
ものである。誘導電動機５は、図３の５′のようなブロ
ック図で表示できる。また、図３では、速度制御器，イ
ンバータ部等を省略し、電流制御に関する部分のみを簡
略化して描いた。

【００２６】今、仮に、電流指令ｉ１ｄ^* のみが変化し
たとする。すると、ｉ１ｄとi1d^*の偏差であるΔｉ１ｄ
が増加し、それに応じてｄ軸電流制御器２０の出力ｖ１
ｄが増加する。ｉ１ｄは、ｖ１ｄの増分に対して一次遅
れで(ブロック５１を介して)上昇する。この時、誘導電
動機５′では、ブロック５３のω１・Ｌσを介してｑ軸
への干渉成分が発生する。この結果、ｉ１ｑも変動する
ことになり、その変動分は、やはりブロック５４を介し
て、ｄ軸側へ干渉する。最終的には、各軸の電流制御器
が動作し、各々の偏差を零にするが、その間、ｉ１ｄ，
ｉ１ｑとも振動的になり、収束までに時間を要する。そ
こで、３１の非干渉補償ループを設け、これらの干渉を
抑制する。

【００２７】ｉ１ｄが変化した時、それに合わせて、電
流制御側でも、３１のブロックを介してｖ１ｑに電圧を
足し込むようにする。これにより、図３のＡ点における
値を零にすることができる。つまり、ω１・Ｌσ′・ｉ
１ｄと、ω１・Ｌσ・ｉ１ｄが完全に一致していれば、
ｉ１ｑが変動することはない。両者が一致するには、Ｌ
σ′＝Ｌσでなければならない。

【００２８】Ｌσの値は、誘導電動機の負荷状態等で大
きく変化するため、必ずしも一致するとは限らない。ま
た、非干渉補償の演算に用いる電流検出値(ｉ１ｄ，ｉ
１ｑ)には、検出器の誤差，演算誤差，サンプリング誤
差や、さらには演算遅れがあり、Ａ点の値を完全に零に
抑えることは不可能に近い。

【００２９】次に、これらの非干渉補償により生じる誤
差が、どのような影響を及ぼすかについて、ボード線図
を用いて検討を行う。

【００３０】図４に、非干渉の誤差信号から、ｉ１ｄま
での誘導電動機のブロック図を示す。非干渉補償は、図
４のｉ１ｄの値をフィードバックする系であるので、こ
のブロック図（error からｉ１ｄまで）の伝達関数の評
価を行えば、非干渉誤差に対する系の応答が把握でき
る。このブロックの伝達関数Grlxとすると、次式のよう
になる。

【００３１】

【数４】

【００３２】Grlxのボード線図（ゲイン，位相特性）を
図５に示す。ω１が増加するに従い、ゲイン特性にピー
クが現われ、且つ、そのピークとなる周波数が上昇して
いくことがわかる。つまり、ω１が高くなるに従い、er
ror に対して振動的な振る舞いを示すようになる。

【００３３】伝達関数の応答特性を評価する指数とし
て、ゲインが０ｄＢとなる時の角周波数ωｃと、位相余
裕角（ωｃにおける位相φと、１８０°までの差の角
度）φｍが挙げられる。図５から明らかなように、Grlx
のωｃは、ω１に比例して増加し、またφｍは減少する
傾向にある。すなわち、ω１が増加するほど、系の感度
（ゲイン）は増加し、応答は振動的になる。また、非干
渉補償に演算遅れがあれば、位相余裕はさらに減少し、
最悪の場合不安定な系になる可能性もある。

【００３４】以上、従来の非干渉補償では、非干渉誤差
が存在し、さらに、動作周波数の高い領域では、非干渉
補償のループを介してシステムが不安定となる場合があ
る。不安定にならないまでも、ω１を増加するに従い、
電流応答は、振動的になり、同時にオーバーシュートも
大きくなる。その結果、電動機の制御応答（速度応答，
トルク応答）は劣化してしまう。

【００３５】本発明による電流制御装置は、この問題を
解決することを目的としている。

【００３６】次に、本発明の動作原理について述べる。

【００３７】Grlx（図４に示したブロック）を安定な系
にするため、新たな制御ループＧｃを図６のように設け
ることにする。このＧｃにより、非干渉誤差による振動
や不安定現象を抑制する。

【００３８】図５からわかるように、Grlxの問題点は、
位相余裕φｍが少なすぎること、共振点のピークが高い
こと、ω１が増加するに従いハイゲインになることであ
る。よって、これらの問題点を解決する伝達関数とし
て、

【００３９】

【数５】

【００４０】の関数を用いることにする。Ｇｃに対し
て、数５の式を用いると、Ｇｃ・Grlxのボード線図は、
図７のようになる。この結果、この系の共振点における
ゲインが減少し、位相余裕φｍも大幅に改善される。よ
って、非干渉誤差がある場合でも応答特性は劣化しない
ことになる。

【００４１】Ｇｃの補償関数としては、位相を進めるも
のがよく、できれば微分補償が好ましいが、微分器はノ
イズに弱く、また、制御回路で実現するのは難しいの
で、数５や、次式のような補償器で代用する。

【００４２】

【数６】

【００４３】Ｇｃをｄｑ両軸に対して設けると、図１の
ような構成になる。これにより、誘導電動機を高速で駆
動している間も、安定で高応答な電流制御装置が実現で
きる。

【００４４】次に、補償器Ｇｃに改良を加えた本発明の
他の実施形態について説明する。

【００４５】図１の実施形態は、非干渉誤差による不安
定、あるいは振動現象を抑制する目的であったが、Ｇｃ
の補償関数を適切に設定すれば、電流応答を改善するこ
とも可能である。この実施形態の電流制御器を図８に示
す。部品番号２２Ａ、ならびに２３Ａが、本発明の特徴
であるクロスコントローラである。２２Ａ、ならびに２
３Ａの伝達関数Ｇｃは次式となる。

【００４６】

【数７】

【００４７】数７には、比例項と積分項が含まれてお
り、通常のＰＩ制御器と同等の動きをする。つまり、ｉ
１ｄの制御をｖ１ｑ^* を介して行うための制御器となる
（数５、あるいは数６は、あくまでも振動を抑制するた
めのループであるのに対し、数７にはｉ１ｄをｉ１ｄ^*
に一致させる能力が存在する）。図５に示したように、
ω１が高くなるに従って、Grlxのゲインが大きくなって
いくので、このゲイン特性に合わせて、電流制御を行
う。この結果、Ｇｃ・Grlxの開ループ伝達関数は、図９
のようになり、制御器として理想に近い積分器の伝達関
数に近似できることがわかる。

【００４８】数７をＧｃとして使用することで、一つの
軸に対して、各軸電流制御器とクロスコントローラの２
つの制御器を持つ（並列制御）形になる。よって、電流
応答をさらに改善できるようになる。この時のｉ１
ｄ^*、あるいはｉ１ｑ^*から見た電流制御系の開ループ伝
達関数は、

【００４９】

【数８】

【００５０】となる。制御パラメータは、各軸電流制御
器の比例ゲインＫｐと積分ゲインＫｉに加え、数７の含
まれるＫｐｃ，Ｋｉｃ、ならびにＫｄ，Ｔｄとなり、自
由度の高い制御が可能になる。

【００５１】図１０に、本発明の他の実施の形態を示
す。

【００５２】１Ｂは速度制御装置、８〜１１、ならびに
１３，１４は図１のものと同一のものである。１２Ｂは
電流制御器、２０Ｂ，２１Ｂ，２２Ｂ，２３Ｂは外部か
らの信号によりゲインを設定できる電流制御器、２４は
一次角周波数ω１に基づいて、電流制御器２０Ｂ〜２３
Ｂのゲインを設定するゲイン設定器である。

【００５３】本発明の特徴は、ゲイン設定器２４を設け
た点にある。図５に示したように、図４の伝達関数は振
動的であり、そのゲイン−位相特性は、角周波数ω１に
より大きく変化する。よって、補償器Ｇｃのゲインも、
その動作周波数に応じて変化させる必要がある。仮に、
Ｇｃにおいて、数５で表わされる補償が行われていたと
すると、ω１の小である領域では、Ｋｄ、ならびにＴｄ
の値共、大きくしておいた方がよい。場合によっては、
Ｋｄを零として、補償をカットしてもよい。

【００５４】また、図８の実施形態のように各軸電流の
制御を、各軸電流制御器２０，２１と、クロスコントロ
ーラ２２Ａ，２３Ａの二つを使って行う場合、高速域で
はクロスコントローラを活かし、低速域では各軸電流制
御器を活かすように、ゲイン配分を行った方が良い。よ
って、図１０の構成のように、ゲイン制御器を設けて、
ω１が低い領域では、２０Ｂと２１Ｂのゲインを高く
し、２２Ｂと２３Ｂのゲインは低く設定し、ω１が高い
領域では、その逆になるようにゲインを設定すること
で、広い周波数範囲にわたって高応答な電流制御が実現
可能となる。

【００５５】以上、本発明の実施形態として、誘導機駆
動インバータシステムについて述べた。制御対象とし
て、誘導電動機を例に説明したが、同期電動機，永久磁
石モータなど、交流電動機であれば、適用可能である。
また、交流を直流に変換するコンバータの電流制御にも
適用可能である。この場合は、ω１が固定となるが、周
波数が高いので、本発明を適用すると、応答改善の効果
が得られる。

【００５６】

【発明の効果】本発明によれば、電力変換器に接続され
た誘導電動機等の交流負荷に流れる交流電流を、交流負
荷の定数変動に対しても振動やオーバーシュート等の不
具合を生じさせることなく、高応答に制御することが可
能な電流制御装置が実現できる。従って、誘導電動機を
広い速度範囲で、安定、且つ、高応答に制御できるシス
テムが実現できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明による一実施形態の誘導電動機の駆動シ
ステムの制御ブロック構成図である。

【図２】本発明に係わる速度制御のブロック構成図であ
る。

【図３】従来方式の電流制御装置と誘導電動機の簡略モ
デルを示すブロック図である。

【図４】非干渉補償誤差から見た誘導電動機のブロック
構成図である。

【図５】非干渉補償誤差から見た誘導電動機（図４）の
ボード線図である。

【図６】本発明によるクロスコントローラ補償を備えた
電流制御ループの構成図である。

【図７】本発明によるクロスコントローラ補償を備えた
場合と、補償なしの場合のボード線図である。

【図８】本発明による第２の実施形態における電流制御
装置のブロック構成図である。

【図９】本発明によるクロスコントローラ補償を備えた
場合と、補償なしの場合のボード線図である。

【図１０】本発明による第３の実施形態における電流制
御装置のブロック構成図である。

【符号の説明】

１…速度制御装置、２…ＰＷＭ変調器、３…ゲートドラ
イバ、４…インバータ、５…誘導電動機、６…速度検出
器、７…電流検出器、８…ｄｑ座標変換器、９…速度制
御器、１０…すべり周波数演算器、１１…積分器、１２
…電流制御器、１３…非干渉制御器、１４…ｄｑ逆変換
器、２０…ｄ軸電流制御器、２１…ｑ軸電流制御器、２
２…クロスコントローラ１、２３…クロスコントローラ
２、３０…一次抵抗補償ゲイン、３１…漏インダクタン
ス補償ゲイン、３２…逆起電圧設定器。

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】電力変換器と、該電力変換器によって制御
   される三相交流負荷と、該交流負荷に流れる電流を検出
   する電流検出器と、前記電流検出器の出力である交流電
   流値を回転座標軸であるｄｑ軸上の電流値ｉ１ｄとｉ１
   ｑに座標変換する座標変換器と、変換された２軸の電流
   値ｉ１ｄ，ｉ１ｑに対する２軸の電流指令値ｉ１ｄ^*，
   ｉ１ｑ^*を発生する指令値発生器と、前記ｉ１ｄとｉ１
   ｑ、ならびにｉ１ｄ^*とｉ１ｑ^* を入力し、ｄｑ軸上の
   電圧指令ｖ１ｄ^*，ｖ１ｑ^*を演算する電流制御器と、前
   記電圧指令ｖ１ｄ^*，ｖ１ｑ^*に基づいて、前記電力変換
   器を制御する電流制御装置において、前記電流制御器出
   力の電圧指令ｖ１ｄ^*が、電流指令ｉ１ｄ^*と検出値ｉ１
   ｄとの偏差Δｉ１ｄを入力し、該Δｉ１ｄの比例積分演
   算を行う比例積分制御器の出力と、電流指令ｉ１ｑ^* と
   検出値ｉ１ｑとの偏差Δｉ１ｑを入力し、該Δｉ１ｑに
   対して特定の補償関数Ｇｃに従った補償量を出力するク
   ロスコントローラの出力を含み、 前記電流制御器出力の電圧指令ｖ１ｑ^*が、前記偏差Δ
   ｉ１ｑを入力し、該 Δｉ１ｑの比例積分演算を行う比
   例積分制御器の出力と、前記偏差Δｉ１ｄを入力し、該
   Δｉ１ｄに対して特定の補償関数Ｇｃに従った補償量を
   出力するクロスコントローラの出力を含み、 前記クロスコントローラの補償関数Ｇｃが、微分、ある
   いは不完全微分補償であることを特徴とする電力変換器
   の電流制御装置。
2. 【請求項２】請求項１において、前記クロスコントロー
   ラの補償関数Ｇｃが、微分、あるいは不完全微分補償を
   備え、且つ、その前段、あるいは後段に比例積分補償を
   備えることを特徴とする電力変換器の電流制御装置。
3. 【請求項３】請求項１，２において、前記電力変換器の
   出力交流周波数を入力して、前記クロスコントローラの
   補償関数Ｇｃの補償量を変化させるゲイン制御器を付加
   することを特徴とする電力変換器の電流制御装置。
4. 【請求項４】インバータに接続された交流電動機と、該
   交流電動機の回転速度を検出する速度検出器と、該速度
   検出器により検出された回転速度と前記交流電動機の速
   度指令とを比較し、前記交流電動機の電流指令を演算す
   る速度制御器と、前記交流電動機の電動機電流を制御す
   る交流電流制御装置からなる交流電動機駆動システムに
   おいて、前記交流電流制御御装置として、請求項１〜３
   の交流電流制御装置を用いることを特徴とした交流電動
   機駆動システム。