JP4402600B2 - 同期電動機の駆動システム及び同期電動機の駆動方法 - Google Patents

Description

本発明は同期電動機の制御方式であって、特に永久磁石同期電動機を、回転子位置を検出するセンサを用いずに駆動可能な同期電動機の駆動システムに関する。

回転子位置を検出するセンサを用いずに同期電動機を制御する手法は、位置センサレス制御と呼ばれ、産業用機械から家庭用電化製品にいたる同期電動機の駆動システムに広く適用されている。これらの位置センサレス制御による駆動システムでは、回転子位置推定の精度によって性能が左右される。精度を悪化させる要因はいくつか挙げられるが、特に、温度変化による巻線抵抗値の変動は、電動機の低速域において影響が大きい。このため、工作機械や、電気自動車といった低速域の駆動性能を重視する用途では、巻線抵抗の変動を受けないようにすることが課題となっている。

上述の課題を解決する技術として、例えば、特許文献１がある。特許文献１には、永久磁石同期電動機を回転子位置センサなしで駆動する方法が記載されている。その特徴は、まず、電動機の電圧と電流値をバンドパスフィルタに通すことによって、特定高調波の電圧と電流を抽出し、この検出された成分から高調波瞬時無効電力を計算することである。また、求めた高調波瞬時無効電力から前記特定高調波の２倍の周波数成分を抽出し、基準信号との位相差を比較して、電動機の回転子位置を推定することである。高調波瞬時無効電力は、高調波電圧と高調波電流のベクトル外積演算で計算されるため、巻線抵抗に依存しない量になる。このため、温度等により巻線抵抗値が変動しても、その影響を受けずにロバストな回転子位置推定が可能になる。

一方、誘導電動機の技術分野では、速度センサを使わずに駆動する速度センサレスベクトル制御装置において、一次抵抗の変動に影響されない速度推定技術が報告されている。例えば、特許文献２には、低速、低周波での誘導電動機の速度推定値を精度良く求める方法が開示されている。すなわち、電動機の瞬時無効電力実際値から瞬時無効電力推定値を差し引いて誤差を求め、誤差の演算結果を基に回転子速度を推定している。ここで、瞬時無効電力実際値は、電動機の端子電圧から一次漏れインダクタンスに発生する電圧降下を差し引いて誘起電圧推定値を求め、この誘起電圧推定値に一次電流を乗じることで演算される。また、瞬時無効電力推定値は回転子速度推定値と励磁電流と一次電流から演算している。この特許文献２では、回転子速度推定値を、前記瞬時無効電力実際値と推定値の誤差が小さくなるように修正する。これにより、速度推定値は最終的に所定値に収束し、回転子速度の推定値を得ることができる。なお、瞬時無効電力実際値は、電圧と電流のベクトル外積演算で求められるため、一次抵抗に依存しない量である。このため、一次抵抗変動の影響を無くすことができ、低速、低周波での演算精度を保証した誘導電動機の速度センサレスベクトル制御を実現している。

また、特許文献３には、永久磁石同期電動機において、観測した電流と、電動機モデルが出力する電流誤差を求め、これを用いてモデルの回転子速度に軸誤差（磁極位置ずれ角）を補正する補正項を付加する位置センサレス制御が開示されている。

特開２０００−３２４８７８号公報（全体） 特開平７−７５３９８号公報（図５、段落００４０〜００４６） 特開２０００−２３４９８号公報（全体、（１），（２）式）

特許文献１に開示された永久磁石同期電動機の位置センサレス制御技術は、電動機の電圧、電流に含まれる特定高調波成分から瞬時無効電力を求めている。特定高調波成分の例としては、（１）特定周波数の信号を電圧、電流に重畳し、その成分を利用する方法が開示され、（２）電力変換器が出力するＰＷＭ制御に基づく高調波成分を検出対象として用いることもできると記載されている。しかし、前者（１）の方法では、重畳信号によって電動機から騒音が生じる問題がある。また、電圧信号を重畳する場合は、重畳する高調波信号の振幅分だけ、出力電圧の基本波最大値を低く抑える必要があり、電力変換器の出力電圧範囲が狭くなる。また、後者（２）の方法では、検出対象とするＰＷＭ制御に起因する高調波成分の大きさは周波数や変調率によって変動するため、様々な運転条件で均一の性能を実現するのは困難と考えられる。

一方、特許文献２に開示された速度センサレス制御技術は、電動機の電圧、電流の基本波成分の瞬時無効電力を求めている。このため、前述した特許文献１のような問題は生じない。しかし、特許文献２の技術は、制御の対象が誘導電動機であることから、回転子位置を推定する方法示されておらず、回転子位置の推定が不可欠な永久磁石同期電動機の位置センサレス制御に適用することはできない。

さらに、特許文献３に開示された技術では、観測した電流と、電動機モデルが出力する電流誤差を求め、これを用いてモデルの回転子速度に軸誤差を補正する補正項を付加している。しかしながら、ここでも、モデル式にはモータの巻線抵抗値のパラメータが使われており、温度などにより抵抗値が変動した場合には、モデルが推定する電流の誤差が生じる。このため、温度変化に対して精度の高い制御は困難であるという欠点がある。

本発明の目的は、電動機の巻線抵抗の変動の影響を受けにくく、高精度の位置センサレス制御を実現する永久磁石同期電動機の駆動システムを提供することにある。

本発明の他の目的は、電動機の電圧、電流の基本波成分から、電動機の巻線抵抗に依存しない形態で回転子の速度及び位置を推定し、位置センサレスで、永久磁石同期電動機の駆動システムを提供することである。

本発明者は、同期電動機の巻線抵抗値を用いることなく、同期電動機のベクトル制御上の軸誤差Δθの関数値を求め得ることを見出した。

そこで、本発明はその一面において、ベクトル制御系による３相交流電圧指令の演算に至る制御系から得られた入力側信号と、電力変換器から同期電動機に給電した結果から得られる出力側信号とから任意の第１値を演算する第１値演算手段と、前記入力側信号と前記出力側信号との異なる組合せに基いて任意の第２値を演算する第２値演算手段と、これら第１値及び第２値とから前記電動機の巻線抵抗値を含まず前記同期電動機の軸誤差Δθの関数である軸誤差関数値を求め、この軸誤差関数値が小さくなるように電力変換器の出力角周波数ω１を調整することを特徴とする。

一例として、瞬時無効電力推定値Ｑｈａｔを、変換器の出力角周波数ω１、電動機電流の検出値、電動機定数のインダクタンスパラメータ、及び誘起電圧定数Ｋ_Ｅから演算し、電動機の電圧と電流から求めた瞬時無効電力Ｑとの誤差ΔＱを求める。この偏差ΔＱは、軸誤差Δθの比例項と微分項を持つ関数である。そこで、この偏差ΔＱを小さくするように出力角周波数ω１を調整すれば、電動機の巻線抵抗値を演算に使用しないため、温度変化の影響を受けることなく、同期電動機の高精度のセンサレスベクトル制御を実現できる。

そこで、本発明の望ましい実施態様においては、２軸電圧指令Ｖｄｃ＊，Ｖｑｃ＊及び検出電流値Ｉｄｃ，Ｉｑｃを入力して瞬時無効電力検出値Ｑを求める無効電力検出手段と、出力角周波数ω１及び検出電流値Ｉｄｃ，Ｉｑｃを入力して瞬時無効電力推定値Ｑｈａｔを演算する瞬時無効電力推定手段と、この瞬時無効電力の推定値Ｑｈａｔと前記瞬時無効電力検出値Ｑとの偏差ΔＱが小さくなるように前記出力角周波数ω１を調整することを特徴とする。

また、瞬時無効電力推定値Ｑｈａｔ演算式に、電動機の誘起電圧定数パラメータ、出力角周波数、及び電流検出値のｄｃ軸成分の３つの積の演算を含めると、演算された偏差ΔＱの値に、電動機の回転周波数と出力角周波数の周波数誤差成分と、制御系が仮定した仮想回転子座標と実回転子座標の間の軸誤差Δθが同時に含まれることを見出した。

そこで、本発明の望ましい実施態様においては、瞬時無効電力推定値Ｑｈａｔの演算式に、前述した３つの成分の積の演算を含めている。

さらに、運転条件が変化して電流の極性が変わると、偏差ΔＱに含まれる速度誤差成分や、軸誤差Δθの極性も影響されて変化することを見出した。

そこで、本発明の望ましい実施態様においては、トルク電流指令Ｉｑ＊の極性によって、励磁電流指令Ｉｄ＊の極性を決める。また、ｄｃ軸電流Ｉｄｃの極性に基づいて、偏差ΔＱの極性と、前記出力角周波数の増減の方向を反転させる。

本発明の望ましい実施態様によれば、電動機巻線抵抗の影響を受けない形で演算を行うため、温度変化の影響を受けにくく、永久磁石同期電動機の高精度のセンサレス駆動システムを実現できる。

本発明によるその他の目的と特徴は、以下に述べる実施例の説明の中で明らかにする。

以下に、図面を参照して本発明の実施例を詳細に説明する。

図１に本実施例の構成図を示す。図１において、電動機のトルク電流指令Ｉｑ＊は、トルク電流指令生成器１によって出力される。電動機の励磁電流指令Ｉｄ＊は、励磁電流指令生成器２から出力される。励磁電流指令生成器２の内部では、励磁電流の大きさＩｄｓｅｔが励磁電流振幅設定器２１から出力され、極性設定器２２によって前記Ｉｄｓｅｔの極性が変更され、励磁電流指令Ｉｄ＊が作られる。なお、前記極性設定器２２では、Ｉｄ＊の極性は前記Ｉｑ＊の極性に基づいて設定される。電圧指令Ｖｄｃ＊、Ｖｑｃ＊は、電圧ベクトル演算器３によって演算される。なお、前記電圧指令Ｖｄｃ＊、Ｖｑｃ＊はｄｃ−ｑｃ座標上の電圧ベクトル成分であり、ｄｃ軸が電動機内部の磁極軸を仮定した軸、ｑｃ軸が前記ｄｃ軸に直交する軸である。前記電圧指令Ｖｄｃ＊、Ｖｑｃ＊は、座標変換器４によって３相交流軸上の電圧指令値に変換される。３相交流軸上の電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊は、ＰＷＭ（パルス幅変調）制御器５によって、電力変換器６を駆動するＰＷＭパルスに変換される。制御対象である同期電動機７は、電力変換器６によって駆動される。電力変換器６は、直流電源部６１と、スイッチ素子からなる主回路部６２、及び電動機電流を検出する電流検出部６３から構成される。電流検出部６３によって検出された３相電動機電流は、座標変換器８によって前記ｄｃ−ｑｃ座標上の検出電流Ｉｄｃ、Ｉｑｃに変換される。瞬時無効電力Ｑは、瞬時無効電力演算器９によって、印加電圧指令Ｖｄｃ＊、Ｖｑｃ＊、及び検出電流Ｉｄｃ、Ｉｑｃを用いて演算される。また、瞬時無効電力推定値Ｑｈａｔは、瞬時無効電力推定器１０によって、検出電流Ｉｄｃ、Ｉｑｃ、及び出力角周波数ω１を用いて演算される。ＱとＱｈａｔの誤差ΔＱは、演算器１１によって演算される。符号設定器１２は、条件によって誤差ΔＱの符号を反転して出力する。増幅器１３によって極性が正のゲインＫｉが乗じられる。増幅器１３の出力ΔＱ２の大きさに基づいて、出力角周波数ω１が積分器１４によって出力される。出力角周波数ω１は、位相角用積分器１５によって積分され、固定子のＵ相巻線軸を基準としたｄｃ軸の位相角θｄｃが出力される。位相角θｄｃは、前記座標変換器４、及び座標変換器８での座標変換演算に用いられる。

次に、本実施例の動作原理を説明する。

図２は、本実施例の制御に用いる回転座標系である。ｄ−ｑ座標は、回転子に同期した回転座標系である。ｄ−ｑ座標では、永久磁石回転子の磁束方向にｄ軸、ｄ軸から９０度進んだ位相にｑ軸が、それぞれ定義される。固定子のＵ相巻線軸を基準としたｄ軸の位相角をθｄ、回転子の回転角周波数をωｒとすると、ωｒと位相角θｄには式（１）の関係が成り立つ。

位置センサをもつ駆動システムの場合、センサから得られた回転子位置情報から、ｄ軸の位相角θｄが得られるため、電動機を駆動するための制御演算はｄ−ｑ座標において実行すればよい。

しかし、本実施例における制御系は位置センサレス制御のため、実際のｄ軸の位相角θｄが得られない。そこで、本来のｄ―ｑ座標に対してｄｃ−ｑｃ座標を仮定し、仮定した軸上で制御演算を行う方法をとる。ｄｃ−ｑｃ座標は、電力変換器６から出力される交流電圧の出力角周波数ω１で回転する回転座標である。ｄｃ軸の位相角をθｄｃで表すと、出力角周波数ω１と位相角θｄｃには式（２）の関係が成り立つ。

ｄｃ−ｑｃ座標は、制御器内部で仮定した軸であるため、ｄ−ｑ座標との間に位相差Δθが生じる。この位相差Δθを軸誤差と呼ぶこととする。

図２には、ｄ−ｑ座標とｄｃ−ｑｃ座標の関係と、軸誤差Δθを示している。軸誤差Δθは、式（３）で定義される。

Δθ＝θ_ｄｃ−θ_ｄ ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（３）
なお、軸誤差Δθを用いて、ｄ−ｑ座標とｄｃ−ｑｃ座標のベクトル量の座標変換は、式（４）によって計算できる。ここでは、電圧ベクトルＶｄ、Ｖｑ、Ｖｄｃ、Ｖｑｃ、及び電流ベクトルＩｄ、Ｉｑ、Ｉｄｃ、Ｉｑｃで例を示した。

なお、軸誤差Δθの微分は、式（１）、（２）から明らかなように、また、後述する式（５）のように、２つの角周波数ω１、ωｒの差と等しくなる。

永久磁石同期電動機の位置センサレス制御を実現するには、出力角周波数ω１を回転子の回転角周波数ωｒに一致させ、さらに、軸誤差Δθが常に零近傍になるように制御系を組むことで達成される。

次に、電圧演算系について説明する。図１において、電圧ベクトル演算器３は、電動機７への印加電圧指令を、ｄｃ−ｑｃ座標上のベクトル量Ｖｄｃ＊、及びＶｑｃ＊として演算する。演算法には幾つかの公知の方法があり、いずれを用いても良い。例えば特開２００４−２８９９５９号公報に開示された構成をそのまま用いることができる。この場合における電動機電圧の電圧ベクトルの計算式を、式（６）に示す。

式（６）は、式（７）に示すｄ―ｑ座標における永久磁石同期電動機の電圧方程式において、微分項を無視し、電動機角周波数ωｒを出力角周波数ω１に置き換え、電動機定数を定数パラメータに変更することによって導かれる。

電圧ベクトル演算器３では、ｄｃ軸の電流誤差が計算される。同様に、ｑｃ軸の電流誤差が計算される。ｄｃ軸、ｑｃ軸の電流誤差が小さくなるように、電圧補償値ΔＶｄｃ＊、ΔＶｑｃ＊がそれぞれ演算される。最終的に出力される印加電圧指令Ｖｄｃ＊は、Ｖｄｃ＊＊とΔＶｄｃ＊の和となる。ｑｃ軸についても同様で、印加電圧指令Ｖｑｃ＊は、Ｖｑｃ＊＊とΔＶｑｃ＊の和となる。

次に、本実施例の特徴部分である瞬時無効電力を用いた位置センサレス制御の動作原理について説明する。

瞬時無効電力Ｑは、瞬時無効電力演算器９によって演算される。本実施例では、ｄｃ―ｑｃ座標上の電圧指令Ｖｄｃ＊、Ｖｑｃ＊と電流Ｉｄｃ、Ｉｑｃから、式（８）によって瞬時無効電力Ｑを演算する。

Ｑ＝Ｖ_ｄｃ ^＊Ｉ_ｑｃ−Ｖ_ｑｃ ^＊Ｉ_ｄｃ・・・・・・・・・・・・・・・・・（８）
なお、式（８）では、ｄｃ―ｑｃ座標上の電圧指令Ｖｄｃ＊、Ｖｑｃ＊を用いたが、電動機電圧Ｖｄｃ、Ｖｑｃを用いてもよい。その場合、Ｖｄｃ、Ｖｑｃの値は、電動機電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを検出してｄｃ−ｑｃ座標へ変換することで得られる。式（９）に、電動機電圧Ｖｄｃ、Ｖｑｃを用いる場合の計算式を示す。

Ｑ＝Ｖ_ｄｃＩ_ｑｃ−Ｖ_ｑｃＩ_ｄｃ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（９）
インバータなどの電力変換器で駆動する場合、電動機電圧はＰＷＭ波形になるため、電圧指令値を用いる式（８）のほうが扱いやすい。

式（８）、式（９）から分かるように、瞬時無効電力Ｑは、角周波数の情報（すなわちωｒ、またはω１）を用いずに演算できる。そこで、瞬時無効電力Ｑを、周波数調整する際の規範モデルとして利用する。

一方、式（８）、式（９）とは別の方法により、角周波数ω１の値を用いて瞬時無効電力を計算した結果を、本実施例では瞬時無効電力推定値Ｑｈａｔと呼び、調整モデルとして扱う。本実施例では、規範モデルである瞬時無効電力Ｑと、調整モデルである瞬時無効電力推定値Ｑｈａｔの誤差ΔＱを求め、誤差に応じて角周波数ω１を修正していく。ω１が修正されることで調整モデルに帰還が入り、最終的に、ＱとＱｈａｔの誤差が零に近づくまで角周波数ω１の修正は続けられる。

なお、上述のプロセスによって、永久磁石同期電動機の位置センサレス制御を実現するには、調整モデルへの帰還によって、出力角周波数ω１が回転子の回転角周波数ωｒに一致し、さらに、軸誤差Δθが常に零近傍に収束させなければならない。そこで、本実施例では、瞬時無効電力Ｑに含まれる成分を明らかにし、瞬時無効電力推定値Ｑｈａｔの演算式を明らかにした。また、瞬時無効電力Ｑと、調整モデルである瞬時無効電力推定値Ｑｈａｔの誤差ΔＱの特性に基づいて、出力角周波数ω１の変更法を立案した。

次に、調整モデルである、瞬時無効電力推定値Ｑｈａｔの演算式の導出過程を説明する。まず、瞬時無効電力Ｑに含まれる成分を明らかにする。

瞬時無効電力Ｑの演算式は、式（８）、（９）に示したように、電圧と電流のベクトル積である。このため、ｄ−ｑ座標上のベクトル値で計算した式（１０）も、瞬時無効電力Ｑの値は、式（８）、（９）と同じである。

Ｑ＝Ｖ_ｄＩ_ｑ−Ｖ_ｑＩ_ｄ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（１０）
ここで、前述のｄ―ｑ座標における電圧方程式（７）を、式（１０）に代入すれば、瞬時無効電力Ｑが式（１１）により表されることがわかる。

Ｑ＝（ｐＬ_ｄＩ_ｄ）Ｉ_ｑ−（ｐＬ_ｑＩ_ｑ）Ｉ_ｄ−ωｒ（Ｌ_ｄ・Ｉ_ｄ ^２＋Ｌ_ｑ・Ｉ_ｑ ^２）
−Ｋ_Ｅω_ｒＩ_ｄ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（１１）
ここで、式（１１）の右辺第１、第２項は、式（４）を用いて式（１２）のように変形できる。

なお、式（１２）では、ｄｃ−ｑｃ座標における電流Ｉｄｃ、Ｉｑｃの時間微分項を、変形の途中で無視している。これは、制御でＱを用いる際は、微分項の成分が積分器１４によって平均化され無視できるためである。式（１２）の結果を用いると、式（１１）を式（１３）のように変形できる。

ここで、式（５）の関係により、角周波数ωｒをω１とΔθの時間微分に置き換えると、式（１４）が得られる。

式（１４）より、瞬時無効電力Ｑに含まれる成分の内訳が明らかになる。まず、右辺第１項は、電動機巻線のインダクタンスに生じる無効電力分である。右辺第２項は、電動機の回転によって生じる誘起電圧とＩｄとの積の成分である。右辺第３項は、ｄ−ｑ座標とｄｃ−ｑｃ座標の軸誤差Δθが変化する際に生じる成分である。

なお、非突極型電動機の場合、ＬｄとＬｑが等しい。ここで、非突極型電動機のインダクタンスをＬとすれば、ＬｄとＬｑを、Ｌに置き換えることにより式（１４）は、式（１５）のような簡単な形に変形できる。

Ｑ≒−ω_１Ｌ（Ｉ_ｄ ^２＋Ｉ_ｑ ^２）−Ｋ_Ｅω_ｒＩ_ｄ・・・・・・・・・・・（１５）
本実施例では、式（１４）、式（１５）を基に、瞬時無効電力推定値Ｑｈａｔの演算式を式（１６）のように決めた。なお、式（１６）は、瞬時無効電力推定器１０の計算で使う演算式である。

Ｑ_ｈａｔ＝−ω_１Ｌ_Ｘ ^＊Ｉ_ｍ ^２−Ｋ_Ｅ ^＊ω_１・Ｉ_ｄｃ・・・・・・・・・（１６）
なお、式（１６）中のＩｍは、モータ電流の大きさである。式（１７）にＩｄ、Ｉｑ、Ｉｄｃ、ＩｑｃとＩｍの関係を示す。

Ｉ_ｍ ^２＝Ｉ_ｄ ^２＋Ｉ_ｑ ^２＝Ｉ_ｄｃ ^２＋Ｉ_ｑｃ ^２・・・・・・・・・・・・（１７）
式（１６）における重要な項は、右辺第２項の誘起電圧による無効電力成分（Ｋ_Ｅ＊・ω１・Ｉｄｃ）である。式（２１）までに詳細を後述するように、この第２項があることによって、位置センサレス制御を実現するのに必要な軸誤差Δθや、角周波数ω１とωｒのずれの情報が導かれる。

一方、式（１６）右辺第１項のインダクタンスに関係する項は、位置センサレス制御システムでは正確に演算できない。これは、位置センサレス制御システムでは、ｄ−ｑ座標における電流Ｉｄ、Ｉｑの値が得られないためである。このため、式（１６）のインダクタンスのパラメータＬｘ＊の設定は、各用途に応じて、インダクタンスによる無効電力項の推定誤差が小さくなるように設定する。例えば、非突極型電動機では、Ｌｘ＊＝Ｌと設定する。また、突極型電動機の場合には、設定に自由度があり、Ｌｘ＊＝Ｌｄとする場合、Ｌｘ＊＝Ｌｑとする場合、あるいはＬｄ、とＬｑの中間に設定する場合などが考えられる。

演算器１１では、瞬時無効電力Ｑと瞬時無効電力推定値Ｑｈａｔの誤差ΔＱを演算する。説明を簡単にするため、ここからは、非突極型電動機に対して、誤差ΔＱの成分を求める。この場合、式（１６）と式（１５）の差から、ΔＱは式（１８）になる。

ΔＱ＝Ｑ_ｈａｔ−Ｑ＝−ω_１Ｌ_Ｘ ^＊Ｉ_ｍ ^２−Ｋ_Ｅ ^＊ω_１・Ｉ_ｄｃ
−{−ω_１Ｌ・Ｉ_ｍ ^２−Ｋ_Ｅω_ｒ・Ｉ_ｄ} ・・・・・・・・・（１８）
制御系が用いる電動機定数のパラメータが、実際の電動機定数に等しいと仮定する。すなわち、Ｌｘ＊＝Ｌ、Ｋ_Ｅ＊＝Ｋ_Ｅとする。また、式（５）の関係により、角周波数ωｒをω１とΔθの時間微分に置き換える。以上により、式（１８）は式（１９）のように変形できる。

また、式（４）より、Ｉｄ＝Ｉｄｃ・ｃｏｓΔθ−Ｉｑｃ・ｓｉｎΔθであるから、式（１９）は式（２０）のように変形できる。

さらに、軸誤差Δθがゼロ近傍だと仮定すれば、ｃｏｓΔθ≒１、ｓｉｎΔθ≒Δθとおけるため、式（２１）のように近似できる。

式（１６）において、瞬時無効電力推定値Ｑｈａｔに無効電力成分（Ｋ_Ｅ＊・ω１・Ｉｄｃ）を含めた結果、ＱとＱｈａｔの誤差ΔＱには、軸誤差Δθの項とその時間微分の成分が現れることが判る。なお、Δθの時間微分ｄΔθ／ｄｔとは、式（５）に示すように角周波数ω１とωｒの速度差である。よって、ΔＱには、永久磁石同期電動機の位置センサレス制御に必要な２つの量、（１）出力角周波数ω１と回転子の回転角周波数ωｒの速度差、及び（２）軸誤差Δθの値、の両方の情報が含まれることがわかる。

次に、ΔＱの値によって、出力角周波数ω１を調整する方法を説明する。

式（２１）から判るように、ΔＱとΔθの極性の関係は、ｑｃ軸電流Ｉｑｃの極性に依存して変化する。同様に、ΔＱとｄΔθ／ｄｔの極性の関係は、ｄ軸電流Ｉｄの極性に依存して変化する。この極性の依存関係をなくすために、本実施例では、励磁電流指令Ｉｄ＊の極性を設定する極性設定器２２、及び誤差ΔＱの符号設定器１２を設けており、条件に応じて電流の極性を設定する。以下、トルク電流指令Ｉｑ＊が正、負の場合について、それぞれに動作を説明する。なお、ここでは、角周波数ω１、ωｒを正として扱った。

（１）トルク電流指令Ｉｑ＊≧０の場合：
極性設定器２２は、励磁電流指令Ｉｄ＊の極性を正に設定し、Ｉｄ＊＝Ｉｄｓｅｔとなる。電圧ベクトル演算器３には補償器があり、ｄｃ軸、ｑｃ軸の電流値Ｉｄｃ、Ｉｑｃが、それぞれの指令値Ｉｄ＊、Ｉｑ＊に一致するように動作している。このため、Ｉｄ＊＞０、Ｉｑ＊≧０であれば、Ｉｄｃ＞０、Ｉｑｃ≧０になる。軸誤差Δθが零近傍であれば、ｄ軸電流Ｉｄの極性はＩｄｃと同様にＩｄ＞０となる。従って、式（２１）のΔＱ近似式において、各項の係数の極性は、式（２２）に示すようになる。

−Ｋ_Ｅω_１Ｉ_ｑｃ≦０，−Ｋ_ＥＩ_ｄ＜０ ・・・・・・・・・・・・・・（２２）
誤差ΔＱの符号設定器１２は、ｄｃ軸電流Ｉｄｃが正であれば、入力ΔＱの極性を変えず、そのまま出力する。増幅器１３では正のゲインＫｉが乗じられ、ΔＱ２が出力される。最終的なΔＱ２の極性は、Δθの反対の極性となる。同様に、ΔＱ２の極性は、ｄΔθ／ｄｔの反対の極性となる。

（２）トルク電流指令Ｉｑ＊＜０の場合：
極性設定器２２は、励磁電流指令Ｉｄ＊の極性を負に設定し、Ｉｄ＊＝−Ｉｄｓｅｔとなる。電圧ベクトル演算器３には補償器があるため、Ｉｄ＊＜０、Ｉｑ＊＜０であれば、Ｉｄｃ＜０、Ｉｑｃ＜０になる。軸誤差Δθが零近傍であれば、ｄ軸電流Ｉｄの極性はＩｄｃと同様にＩｄ＜０となる。従って、式（２１）のΔＱ近似式において、各項の係数の極性は、式（２３）に示すようになる。

−Ｋ_Ｅω_１Ｉ_ｑｃ＞０，−Ｋ_ＥＩ_ｄ＞０ ・・・・・・・・・・・・・・（２３）
誤差ΔＱの符号設定器１２は、ｄｃ軸電流Ｉｄｃが負なので、入力ΔＱの極性を反転して出力する。増幅器１３では正のゲインＫｉが乗じられ、ΔＱ２が出力される。なお、式（２３）の極性は、式（２２）の極性とちょうど逆であるから、符号設定器１２で入力ΔＱの極性を反転すると、最終的な出力であるΔＱ２は、Δθの反対の極性となる。同様に、ΔＱ２の極性は、ｄΔθ／ｄｔの反対の極性となる。

以上の説明をまとめると、極性設定器２２、及び符号設定器１２の働きによって、軸誤差Δθ、あるいはｄΔθ／ｄｔの極性と、増幅器１３が出力するΔＱ２の極性の関係は一定に保たれる。すなわち、ΔＱ２の極性は、常にΔθの反対の極性となる。同様に、ΔＱ２の極性は、常にｄΔθ／ｄｔの反対の極性となる。

なお、誤差ΔＱの符号設定器１２では、ｄｃ軸電流Ｉｄｃの極性に応じて、入力ΔＱの符号を反転するかどうか判断する。判断にｄｃ軸電流Ｉｄｃを使うのは、極性設定器２２が励磁電流指令Ｉｄ＊の極性を変更しても、実際のｄｃ軸電流はすぐに変化せず、極性が変化するまでに時間遅れがあるためである。

ΔＱ２の値を積分し、角周波数ω１を出力すれば、永久磁石同期電動機の位置センサレス制御が可能になる。以下、４つのケースに分けて説明する。

図３は、２つの回転座標の位相関係を、軸誤差Δθが正の場合について示している。

（１）軸誤差Δθが正のとき、２つの座標系は図３に示す関係になる。ｄｃ−ｑｃ座標の位相が進んだ状態である。Δθが正のときΔＱ２は負になるから、積分器１４は出力角周波数ω１の値を減らす。このため、位相角θｄｃの増加する速度が遅くなり、軸誤差Δθは小さくなる。

図４は、２つの回転座標の位相関係を、軸誤差Δθが負の場合について示している。

（２）軸誤差Δθが負のとき、２つの座標系は図４に示す関係になる。ｄｃ−ｑｃ座標の位相が遅れた状態である。Δθが負のときΔＱ２は正になるから、積分器１４は出力角周波数ω１の値を増やす。このため、位相角θｄｃの増加する速度は速くなり、軸誤差Δθは小さくなる。

（３）ｄΔθ／ｄｔが正のとき、式（５）より、ω１＞ωｒの状態である。このときΔＱ２は負になるから、積分器１４は出力角周波数ω１の値を減らす。このため、ω１とωｒの差は小さくなる。

（４）ｄΔθ／ｄｔが負のとき、式（５）より、ω１＜ωｒの状態である。このときΔＱ２は正になるから、積分器１４は出力角周波数ω１の値を増やす。このため、ω１とωｒの差は小さくなる。

なお、以上は、永久磁石同期電動機が２極（極対数＝１）の場合について説明した。この理由は、２極の場合、同期状態では、機械的な回転角周波数と電動機に印加する交流の角周波数が一致し、式の取扱いが簡単になるためである。極数がＰの場合、回転子の機械的な回転角周波数ωｍと、角周波数ωｒとの関係は、ωｒ＝ωｍ・Ｐ／２である。これを用いれば、２極の場合と同様に、本発明を適用できる。ただし、Ｐは４以上の偶数である。

本発明の実施例による永久磁石同期電動機の位置センサレス駆動システムの概要を示す全体制御ブロック図。 ２つの回転座標ｄ−ｑ座標、ｄｃ−ｑｃ座標について、固定子巻線軸からの位相と軸誤差Δθを定義した説明図。 ２つの回転座標の位相関係を、軸誤差Δθが正の場合について示した図。 ２つの回転座標の位相関係を、軸誤差Δθが負の場合について示した図。

符号の説明

１…トルク電流指令生成器、２…励磁電流指令生成器、２１…励磁電流振幅設定器、２２…極性設定器、３…電圧ベクトル演算器、４…座標変換器、５…ＰＷＭ（パルス幅変調）制御器、６…電力変換器、６１…直流電源部、６２…主回路部、６３…電流検出部、７…同期電動機、８…座標変換器、９…瞬時無効電力演算器、１０…瞬時無効電力推定器、１１…演算器、１２…符号設定器、１３…増幅器、１４…積分器、１５…位相角用積分器。

Claims (18)

1. 同期電動機と、この電動機に任意の交流を供給する電力変換器と、与えられた電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊及び検出電流値Ｉｄｃ，Ｉｑｃに基き電圧指令Ｖｄｃ＊，Ｖｑｃ＊をベクトル演算する電圧指令演算手段と、前記電力変換器が出力すべき交流の出力角周波数ω１を演算する周波数演算手段と、この出力角周波数ω１に基づいて、前記電動機の推定磁極位相θｄｃを演算する手段と、この推定磁極位相θｄｃと前記電圧指令Ｖｄｃ＊，Ｖｑｃ＊とに基いて前記電力変換器が出力すべき３相交流電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を演算する３相交流電圧指令演算手段と、この３相交流電圧指令に基いて前記電力変換器をＰＷＭ制御するＰＷＭ制御手段とを備えた同期電動機の駆動システムにおいて、前記３相交流電圧指令演算手段に至る制御系から得られた入力側信号と、前記電力変換器から前記電動機に給電した結果から得られた出力側信号とから任意の第１値を演算する第１値演算手段と、前記入力側信号と前記出力側信号との異なる組合せに基いて任意の第２値を演算する第２値演算手段と、これら第１値及び第２値とから前記電動機の巻線抵抗値を含まず前記同期電動機の軸誤差Δθの関数である軸誤差関数値を求め、この軸誤差関数値が小さくなるように前記出力角周波数ω１を調整する周波数制御手段を備えたことを特徴とする同期電動機の駆動システム。
2. 請求項１において、前記入力側信号は、前記電圧指令Ｖｄｃ＊，Ｖｑｃ＊及び／又は前記出力角周波数ω１に相当する信号を含み、前記出力側信号は、前記検出電流値Ｉｄｃ，Ｉｑｃに相当する信号を含むことを特徴とする同期電動機の駆動システム。
3. 請求項１において、前記第１値又は第２値演算手段は、前記出力角周波数ω１と、前記電動機の誘起電圧定数の制御パラメータＫ_Ｅ、及び電流検出値のｄｃ軸成分Ｉｄｃの３値の積（Ｋ_Ｅ・ω１・Ｉｄｃ）を演算する手段を含むことを特徴とする同期電動機の駆動システム。
4. 請求項１において、前記第１値及び第２値は、それぞれ瞬時無効電力の検出値Ｑ及び推定値Ｑｈａｔであることを特徴とする同期電動機の駆動システム。
5. 請求項１において、前記軸誤差関数は、軸誤差Δθの比例項と微分項とを含むことを特徴とする同期電動機の駆動システム。
6. 請求項１において、ｄｃ軸電流Ｉｄｃの極性に基づいて、前記軸誤差関数値の極性と、前記出力角周波数ω１の増減の方向を反転させる手段を備えたことを特徴とする同期電動機の駆動システム。
7. 同期電動機と、この電動機に任意の交流を供給する電力変換器と、与えられた電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊及び検出電流値Ｉｄｃ，Ｉｑｃに基き電圧指令Ｖｄｃ＊，Ｖｑｃ＊をベクトル演算する電圧指令演算手段と、前記電力変換器が出力すべき交流の出力角周波数ω１を演算する周波数演算手段と、この出力角周波数ω１に基づいて、前記電動機の推定磁極位相θｄｃを演算する手段と、この推定磁極位相θｄｃと前記電圧指令Ｖｄｃ＊，Ｖｑｃ＊とに基いて前記電力変換器が出力すべき３相交流電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を演算する３相交流電圧指令演算手段と、この３相交流電圧指令に基いて前記電力変換器をＰＷＭ制御するＰＷＭ制御手段とを備えた同期電動機の駆動システムにおいて、前記電圧指令Ｖｄｃ＊，Ｖｑｃ＊及び検出電流値Ｉｄｃ，Ｉｑｃを入力して瞬時無効電力検出値Ｑを求める無効電力検出手段と、前記出力角周波数ω１及び検出電流値Ｉｄｃ，Ｉｑｃを入力して瞬時無効電力推定値Ｑｈａｔを演算する瞬時無効電力推定手段と、この瞬時無効電力の推定値Ｑｈａｔと前記瞬時無効電力検出値Ｑとの偏差ΔＱが小さくなるように前記出力角周波数ω１を調整する周波数制御手段を備えたことを特徴とする同期電動機の駆動システム。
8. 請求項７において、前記瞬時無効電力推定手段は、前記出力角周波数ω１と、前記電動機の誘起電圧定数の制御パラメータＫ_Ｅ、及び電流検出値のｄｃ軸成分Ｉｄｃの３値の積（Ｋ_Ｅ・ω１・Ｉｄｃ）を演算する手段を含むことを特徴とする同期電動機の駆動システム。
9. 請求項７において、トルク電流指令Ｉｑ＊が正で前記電動機が力行状態であるとき、励磁電流指令Ｉｄ＊を正の所定値に設定し、前記トルク電流指令Ｉｑ＊が負で前記電動機が回生状態であるとき、前記励磁電流指令Ｉｄ＊を負の所定値に設定する手段を備えたことを特徴とする同期電動機の駆動システム。
10. 請求項７において、ｄｃ軸電流Ｉｄｃの極性に基づいて、前記偏差ΔＱの極性と、前記出力角周波数ω１の増減の方向を反転させる手段を備えたことを特徴とする同期電動機の駆動システム。
11. 与えられた電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊及び検出電流値Ｉｄｃ，Ｉｑｃに基き電圧指令Ｖｄｃ＊，Ｖｑｃ＊をベクトル演算するステップと、電力変換器が出力すべき交流の出力角周波数ω１を演算するステップと、この出力角周波数ω１に基づいて、同期電動機の推定磁極位相θｄｃを演算するステップと、この推定磁極位相θｄｃと前記電圧指令Ｖｄｃ＊，Ｖｑｃ＊とに基いて前記電力変換器が出力すべき３相交流電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を演算するステップと、この３相交流電圧指令に基いて前記電力変換器をＰＷＭ制御するステップと、このＰＷＭ制御に基く交流を前記電力変換器から前記同期電動機に供給するステップとを備えた同期電動機の駆動方法において、前記３相交流電圧指令に至る制御系から得られた入力側信号と、前記電力変換器から前記電動機に給電した結果から得られた出力側信号とから任意の第１値を演算するステップと、前記入力側信号と前記出力側信号との異なる組合せに基いて任意の第２値を演算するステップと、これら第１値及び第２値とから前記電動機の巻線抵抗値を含まず前記電動機の軸誤差Δθの関数である軸誤差関数値を求めるステップと、この軸誤差関数値が小さくなるように前記出力角周波数ω１を調整するステップを備えたことを特徴とする同期電動機の駆動方法。
12. 請求項１１において、前記入力側信号は、前記電圧指令Ｖｄｃ＊，Ｖｑｃ＊及び／又は前記出力角周波数ω１に相当する信号を含み、前記出力側信号は、前記検出電流値Ｉｄｃ，Ｉｑｃに相当する信号を含むことを特徴とする同期電動機の駆動システム。
13. 請求項１１において、前記第１値及び第２値は、それぞれ瞬時無効電力の検出値Ｑ及び推定値Ｑｈａｔであることを特徴とする同期電動機の駆動方法。
14. 請求項１１において、前記軸誤差関数は、軸誤差Δθの比例項と微分項とを含むことを特徴とする同期電動機の駆動方法。
15. 請求項１１において、前記第１値又は第２値は、前記出力角周波数ω１と、前記電動機の誘起電圧定数の制御パラメータＫ_Ｅ、及び電流検出値のｄｃ軸成分Ｉｄｃの３値の積（Ｋ_Ｅ・ω１・Ｉｄｃ）を演算するステップを含むことを特徴とする同期電動機の駆動方法。
16. 請求項１１において、トルク電流指令Ｉｑ＊が正で、電動機が力行状態である場合は、励磁電流指令Ｉｄ＊を正の所定値に設定するステップと、トルク電流指令Ｉｑ＊が負で電動機が回生状態である場合は、前記励磁電流指令Ｉｄ＊を負の所定値に設定するステップを備えたことを特徴とする同期電動機の駆動方法。
17. 請求項１１において、ｄｃ軸電流Ｉｄｃの極性に基づいて、前記軸誤差関数値の極性と、前記出力角周波数ω１の増減の方向を反転させるステップを備えたことを特徴とする同期電動機の駆動方法。
18. 同期電動機と、この電動機に任意の交流を供給する電力変換器と、電圧指令Ｖｄｃ＊，Ｖｑｃ＊をベクトル演算する電圧指令演算手段と、前記電力変換器が出力すべき交流の出力角周波数ω１を演算する周波数演算手段と、この出力角周波数ω１に基づいて、前記電動機の推定磁極位相θｄｃを演算する手段と、この推定磁極位相θｄｃと前記電圧指令Ｖｄｃ＊，Ｖｑｃ＊とに基いて前記電力変換器が出力すべき３相交流電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を演算する３相交流電圧指令演算手段と、この３相交流電圧指令に基いて前記電力変換器をＰＷＭ制御するＰＷＭ制御手段とを備えた同期電動機の駆動システムにおいて、前記３相交流電圧指令演算手段に至る制御系から得られた入力側信号と、前記電力変換器から前記電動機に給電した結果から得られた出力側信号とから任意の第１値を演算する第１値演算手段と、前記入力側信号と前記出力側信号との異なる組合せに基いて任意の第２値を演算する第２値演算手段と、これら第１値及び第２値とから前記電動機の巻線抵抗値を含まず前記同期電動機の軸誤差Δθの関数である軸誤差関数値を求め、この軸誤差関数値が小さくなるように前記出力角周波数ω１を調整する周波数制御手段を備えたことを特徴とする同期電動機の駆動システム。

Images