CN107181438A - 基于改进型q‑mras的异步电机无速度传感器控制方法 - Google Patents
基于改进型q‑mras的异步电机无速度传感器控制方法 Download PDFInfo
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Abstract
本发明提供了一种基于改进型Q‑MRAS的异步电机无速度传感器控制方法，包括以下步骤：转速控制：得到定子电流q轴分量的给定值；转差频率计算：得到电机的转差角速度以及磁链相位；坐标变换：利用坐标变换得到dq轴下的定子电流；电流控制：得到定子电压dq轴分量给定值；空间矢量调制：根据定子电压给定值进行空间矢量调制，输出驱动脉冲；无速度传感器方法：基于Q‑MRAS结构，通过设计合适的参考模型和可调模型，得到估计的电机转速。本发明的有益效果是：基于改进型Q‑MRAS的转速辨识系统不管是在启动过程、状态切换过程还是在低速情况下都能很好地贴合实际转速，动态跟踪性能较强，同时解决了传统Q‑MRAS方法对电机参数依赖性强的问题，辨识精度高且带载能力强。
Description
技术领域
本发明涉及无速度传感器控制方法，尤其涉及一种基于改进型Q-MRAS的异步电机无速度传感器控制方法。
背景技术
目前，高性能的感应电机调速系统必然会涉及到速度的闭环控制，如若使用速度码盘、旋转变压器等测速装置获取转速信号，将增加整个调速系统的安装难度和成本，其可靠性也会降低，而利用无速度传感器控制技术可以实时观测出电机的转速，而且避免了速度传感器带来的一系列问题。如今怎么样提高其准确性和在低速情况下的估计性能已成为该技术的研究热点。目前无速度传感器矢量控制变频调速产品大多使用转速估计的方法可以总结如下，直接计算法、模型参考自适应(MRAS)、全阶状态观测器和扩展卡尔曼滤波等等，其中以MRAS方法使用最为广泛，效果最好。MRAS方法又可以根据其模型选择的误差项的不同分为多种，而其中又以基于无功功率误差的模型参考自适应方法(Q-MRAS)估计性能好，也能避免由于纯积分器的使用引起的误差积累和零漂移等问题。但该方法对电机参数的变化仍较为敏感，导致其在低速情况下的估计效果大大下降。因此，本发明对传统的基于无功功率误差的模型参考自适应方法(Q-MRAS)进行了改进，使其能够更好地应用于解决异步电机转速估计问题，降低无速度传感器控制方法对电机参数变化的敏感性，提高异步电机在低速情况下转速估计的精度以及全速度域内系统的稳定性。
发明内容
为了解决现有技术中的问题，本发明提供了一种基于改进型Q-MRAS的异步电机无速度传感器控制方法。
本发明提供了一种基于改进型Q-MRAS的异步电机无速度传感器控制方法，包括以下步骤：
(1)、转速控制：根据无速度传感器方法估算出电机转速与转速给定值的差值，将该差值送入转速调节器，计算得到的输出即为定子电流q轴分量的给定值；
(2)、转差频率计算：根据定子电流q轴分量的给定值，计算出电机的转差角速度，并与无速度传感器方法估算出来的电机转速相加得到转子磁链的电角速度，再通过一个积分环节得到转子磁链的空间相位；
(3)、坐标变换：根据上述得到的转子磁链的空间相位，利用Clark变换和Park变换将电机的三相静止坐标系下实际的定子电流变换到dq轴下的定子电流，得到定子电流dq轴分量实际值；
(4)、电流控制：根据上述定子电流dq轴分量实际值与其对应的给定值的偏差，将该偏差分别送入对应的电流调节器，计算得到的输出即为定子电压dq轴分量给定值；
(5)、空间矢量调制：根据上述得到的定子电压dq轴分量给定值，利用反Park变化得到定子电压αβ轴分量给定值，根据该给定值进行空间矢量调制，输出对应的SVPWM脉冲，驱动异步电机运行；
(6)、无速度传感器方法：将静止坐标系下的无功功率表达方程作为参考模型，根据输入的定子电压αβ轴分量给定值和定子电流αβ轴分量计算得到参考无功功率，将旋转坐标系下的无功功率方程作为可调模型，根据输入的定子电压dq轴分量给定值和定子电流dq轴分量给定值计算得到可调无功功率，将参考模型和可调模型输出的无功功率相减得到一个差值，将该差值送入误差信号处理单元，输出的信号再送入自适应律调节器，得到的输出值为估计的电机转速。
本发明的有益效果是：通过上述方案，利用无速度传感器矢量控制系统在运行过程中，具备良好的动态性能，在整个调速范围内带载能力强；估算出来的转速不管是在启动过程、状态切换过程还是在低速情况下都能很好地贴合实际转速，动态跟踪性能较强，同时解决了传统Q-MRAS方法对电机参数依赖性强的问题，转速辨识精度高且鲁棒性强。
附图说明
图1是本发明一种基于改进型Q-MRAS的异步电机无速度传感器控制方法的无速度传感器矢量控制框图。
图2是本发明一种基于改进型Q-MRAS的异步电机无速度传感器控制方法的转速估计系统结构图。
图3传统的Q-MRAS转速估计系统结构图。
图4是本发明一种基于改进型Q-MRAS的异步电机无速度传感器控制方法的空载启动结果(转矩、电流、转速)示意图。
图5是本发明一种基于改进型Q-MRAS的异步电机无速度传感器控制方法的空载运行速度辨识结果示意图。
图6是本发明一种基于改进型Q-MRAS的异步电机无速度传感器控制方法的负载突变运行结果(转矩、电流、转速)示意图。
图7是本发明一种基于改进型Q-MRAS的异步电机无速度传感器控制方法的负载突变速度辨识结果示意图。
图8是本发明一种基于改进型Q-MRAS的异步电机无速度传感器控制方法的转速突变运行结果(转矩、电流、转速)示意图。
图9是本发明一种基于改进型Q-MRAS的异步电机无速度传感器控制方法的转速突变速度辨识结果示意图。
图10是本发明一种基于改进型Q-MRAS的异步电机无速度传感器控制方法的低速时速度辨识结果示意图。
图11是定子电感变化对传统Q-MRAS转速辨识方法的影响示意图。
图12是定子电感变化对是本发明一种基于改进型Q-MRAS的异步电机无速度传感器控制方法的影响示意图。
图13是转子电感变化对传统Q-MRAS转速辨识方法的影响示意图。
图14是转子电感变化对本发明一种基于改进型Q-MRAS的异步电机无速度传感器控制方法的影响示意图。
具体实施方式
下面结合附图说明及具体实施方式对本发明作进一步说明。
如图1至图14所示，一种基于改进型Q-MRAS的异步电机无速度传感器控制方法，包括以下步骤：
(1)、转速控制：根据无速度传感器方法估算出来的电机转速与转速给定值的偏差，将该差值送入转速调节器(PI调节器)，计算得到的输出即为定子电流q轴分量的给定值；
(2)、转差频率计算：根据定子电流q轴分量，计算出电机的转差角速度，并与无速度传感器方法估算出来的电机转速相加得到转子磁链的电角速度，在通过一个积分环节可以得到转子磁链的空间相位；
(3)、坐标变换：根据上述得到的转子磁链的空间相位，利用Clark变换和Park变换将电机的三相静止坐标系下实际的定子电流变换到dq轴下的定子电流；
(4)、电流控制：根据上述定子电流dq轴分量实际值与其对应的给定值的偏差，将该偏差分别送入对应的电流调节器(PI调节器)，计算得到的输出即为定子电压dq轴分量给定值；
(5)、空间矢量调制：根据上述得到的定子电压dq轴分量给定值，利用反Park变化得到定子电压αβ轴分量给定值，根据该给定值进行空间矢量调制，输出对应的SVPWM脉冲，驱动异步电机运行；
(6)、无速度传感器方法：将静止坐标系下的无功功率表达方程作为参考模型，根据输入的定子电压αβ轴分量给定值和定子电流αβ轴分量计算得到参考无功功率，将旋转坐标系下的无功功率方程作为可调模型，根据输入的定子电压dq轴分量给定值和定子电流dq轴分量给定值计算得到可调无功功率，两个模型输出的无功功率相减得到一个偏差，将该差值送入误差信号处理单元，输出的信号再送入自适应律调节器，得到的输出值为估计的电机转速。
结合图1进一步详述本发明提供的一种基于改进型Q-MRAS的异步电机无速度传感器控制方法：
转速控制：根据无速度传感器方法估算出来的电机转速与转速给定值wr*的偏差，将该差值送入转速调节器(PI调节器)，计算得到的输出即为定子电流q轴分量的给定值isq*；
转差频率计算：根据定子电流q轴分量isq，计算出电机的转差角速度wsl，计算公式如下：
式中，τr为转子时间常数。
将wsl与无速度传感器方法估算出来的电机转速相加得到转子磁链的电角速度we，在通过一个积分环节可以得到转子磁链的空间相位ρmr；
坐标变换：根据上述得到的转子磁链的空间相位ρmr，利用Clark变换和Park变换将电机的三相静止坐标系下实际的定子电流isa、isb变换到dq轴下的定子电流isd、isq；
电流控制：根据上述定子电流dq轴分量实际值isd、isq与其对应的给定值的偏差isd*、isq*，将该偏差分别送入对应的电流调节器(PI调节器)，计算得到的输出即为定子电压dq轴分量给定值vsd *、vsq *；
空间矢量调制：根据上述得到的定子电压dq轴分量给定值vsd *、vsq *，利用反Park变化得到定子电压αβ轴分量给定值vsα *、vsβ *，根据该给定值进行空间矢量调制，输出对应的SVPWM脉冲，驱动异步电机运行；
无速度传感器方法：将静止坐标系下的无功功率表达方程作为参考模型，根据输入的定子电压αβ轴分量给定值和定子电流αβ轴分量计算得到参考无功功率，将旋转坐标系下的无功功率方程作为可调模型，根据输入的定子电压dq轴分量给定值和定子电流dq轴分量给定值计算得到可调无功功率，两个模型输出的无功功率相减得到一个偏差，将该差值送入误差信号处理单元，输出的信号再送入自适应律调节器，得到的输出值为估计的电机转速，整体结构如图2所示。
无功功率表达式如下：
在静止两相坐标系下，
Qr＝(isα+jisβ)×(vsα+jvsβ)＝vsβisα-vsαisβ
上式即为改进型Q-MRAS选定的参考模型。
其电压电流的表达方程如下：
其中，Vm和Im分别是电压和电流的幅值；为电压和电流间的相位差。结合上述两式可得下式。
而在旋转坐标系下，无功功率表达式为
Qs＝vsqisd-vsdisq
上式即为改进型Q-MRAS选定的可调模型。
由PARK变换可以得到旋转坐标系下的电压电流表达式如下所示：
结合上述两式可以得到：
而这个结果与静止两相坐标系得到的结果是一致的，因此以这样的方式构建起来的MRAS是合理的。
图2所示的改进型Q-MRAS中的自适应律(又称自适应律调节器)的设计需要考虑辩识系统的全局渐进稳定性，以保证状态收敛。因此可以用Popov超稳定性理论来证明系统的渐进稳定性，经过计算，自适应律选取比例积分控制，可实现对超调模型的实时调节，以达到跟踪参考模型的目的。
误差信号处理原则如下：
if sign(εQ)＝sign(εw)then d＝εQ
if sign(εQ)≠sign(εw)then d＝-εQ
式中：εQ，εw分别为无功功率误差和转速误差，d为模块的输出。误差处理模块的设计满足Popov超稳定性理论，Popov超稳定性理论指出：当闭环系统线性部分的传递函数(矩阵)为严格正实(或正定)，闭环系统是全局渐近稳定的。此处根据上文的误差处理原则，误差信号处理模块的引入确保了线性前向环节的严格正定性。因而，该系统是渐进稳定的。
传统的Q-MRAS构成的转速辨识方法如图3所示。其中参考模型如下：
QIRP＝vsqisd-vsdisq
可调模型如下：
Ls，Lr为定转子电感；Lm为定转子互感；σ为漏磁系数。
根据Popov超稳定性理论，该结构自适应律选取比例积分控制，可实现对超调模型的实时调节，以达到跟踪参考模型的目的。
结合上述公式，改进后的Q-MRAS和传统的Q-MRAS相比，模型中不含有任何电机参数，因此其可以大大降低转速辨识过程对电机参数的依赖性，增强系统鲁棒性并且提高转速辨识的精度。
案例分析
基于MATLAB仿真平台，使用本发明控制一个380V、0.75KW的感应电机完成如下实验。感应电机参数如下表所示
(1)空载启动：空载条件为：空载速度n*＝1400r/min，负载转矩设定为TL＝0N.m。
控制系统运行结果如图4所示，图中分别为电磁转矩、三相电流、转速的，可以看出，由于电机特性的影响，刚开始启动时电流和转矩波形都有较大的畸变，但都满足750W感应电动机最大电流的要求。从电机的响应状态来看，电机的电磁转矩在起动时也有较大幅度的振荡，随着转速的快速提升至设定速度，电磁转矩与空载转矩相等，转速经过小幅超调和很短的调节时间，也快速地达到稳定状态，经过计算，电机转速的超调量小于10％，调节时间0.02s，可见矢量控制系统具有优越的空载性能。
利用基于改进型Q-MRAS的转速辨识方法和基于传统Q-MRAS的转速辨识方法辨识电机的转速，结果如图5所示。由此易得，首先二者的辨识结果与实际速度基本相符，验证了模型的可用性和准确性；其次，当电机处于启动阶段时，改进型Q-MRAS辨识方法基本贴合实际转速，但Q-MRAS仍存在一定的延迟和偏差。
(2)负载突变：负载突变指标为：设定速度为n*＝1400r/min，负载转矩设定为TL＝0N.m在t＝0.2s时突变为TL＝2N.m，通过仿真观察异步电机的电流、转矩及转速等指标，仿真结果波形如图6所示。可以看出，控制系统具有良好的抗负载突变的外界扰动能力，转矩和转速能较好地跟上设定值，动态效果好。
负载突变时，改进型和传统的Q-MRAS方法辨识效果对比如图7所示。通过对比可知，改进后的Q-MRAS辨识方法能够很好的适应负载突变的情形，然而，传统的Q-MRAS辨识方法在负载突变后，和实际转速存在一定的偏差，需要经历较长一段时间才能调节回来。
(3)转速突变：在带有额定负载TL＝5.11N.m的情况下，设定电机的转速为n*＝1000r/min在t＝0.2s时突变为n*＝1400r/min，通过仿真观察异步电机的电流、转矩及转速等指标，仿真结果波形如图8所示。简要来说，转速突变后，系统有转速响应能力好，电磁转矩有较大的超调量。
负转速突变时，改进型和传统的Q-MRAS方法辨识效果对比如图9所示。在速度突变时，两种算法辨识的速度相当，但改进型的算法在启动和状态切换过程中的跟踪效果更好。
(4)低速情况：设定异步电机的空载运行条件为：转速n*＝50r/min，TL＝0N.m。辨识效果如图10所示。在启动过程中，Q-MRAS算法辨识出来的结果与实际转速存在较大差距，相比而言改进型的Q-MRAS算法辨识效果更好，但其启动过程中的跟踪效果有所下降。从图中的局部放大图可以看出，Q-MRAS的辨识结果产生了振荡，大大影响了转速的辨识精度，而改进型的算法虽有一定的波动，但辨识结果基本能表示实际的电机转速。
(5)电机参数敏感度分析：观察改进型Q-MRAS辨识方法与Q-MRAS辨识方法，其最大的优点是模型中不含任何电机参数，因此避免了电机运行时电机参数尤其是定转子电感变化对其带来的影响。为了观测电机电感参数变化对速度辨识影响，将电机的电感分别设为额定值的0.6倍、0.8倍、1.2倍、1.4倍，额定值已在图4中给出。仿真结果如图11到图14所示。
从图11和图12中的辨识曲线可知，电机定子电感参数变化对改进型Q-MRAS辨识方法基本没影响，而传统的Q-MRAS方法对该参数较为敏感，其值变大将会使得速度辨识的超调量增大，而变小则严重恶化启动过程中的转速辨识跟踪效果。
由图13图14可知，转子电感参数变化对Q-MRAS的辨识效果有较大影响，值得一提的是，改进型的Q-MRAS转速辨识方法的跟踪效果也受到转子电感参数变化的轻微影响，但是影响很小，辨识系统依旧能正常跟踪转速变化。从整个电机控制系统分析可以知道，由于采用的是间接矢量控制，在计算转差频率时，设计到电机的转子时间常数，而当转子电感发生变化时，转子时间常数便随之发生变化，因此即使辨识模型内部不存在该电机参数，转子电感变化也会对这个辨识系统带来一定的影响。
从实验结果看，利用本发明的无速度传感器矢量控制系统在运行过程中，具备良好的动态性能，在整个调速范围内带载能力强；估算出来的转速不管是在启动过程、状态切换过程还是在低速情况下都能很好地贴合实际转速，动态跟踪性能较强，同时本发明解决了传统Q-MRAS方法对电机参数依赖性强的问题，转速辨识精度高且鲁棒性强。
以上内容是结合具体的优选实施方式对本发明所作的进一步详细说明，不能认定本发明的具体实施只局限于这些说明。对于本发明所属技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干简单推演或替换，都应当视为属于本发明的保护范围。
Claims (3)
1.一种基于改进型Q-MRAS的异步电机无速度传感器控制方法，其特征在于，包括以下步骤：
(1)、转速控制：根据无速度传感器方法估算出电机转速与转速给定值的差值，将该差值送入转速调节器，计算得到的输出即为定子电流q轴分量的给定值；
(2)、转差频率计算：根据定子电流q轴分量的给定值，计算出电机的转差角速度，并与无速度传感器方法估算出来的电机转速相加得到转子磁链的电角速度，再通过一个积分环节得到转子磁链的空间相位；
(3)、坐标变换：根据上述得到的转子磁链的空间相位，利用Clark变换和Park变换将电机的三相静止坐标系下实际的定子电流变换到dq轴下的定子电流，得到定子电流dq轴分量实际值；
(4)、电流控制：根据上述定子电流dq轴分量实际值与其对应的给定值的偏差，将该偏差分别送入对应的电流调节器，计算得到的输出即为定子电压dq轴分量给定值；
(5)、空间矢量调制：根据上述得到的定子电压dq轴分量给定值，利用反Park变化得到定子电压αβ轴分量给定值，根据该给定值进行空间矢量调制，输出对应的SVPWM脉冲，驱动异步电机运行；
(6)、无速度传感器方法：将静止坐标系下的无功功率表达方程作为参考模型，根据输入的定子电压αβ轴分量给定值和定子电流αβ轴分量计算得到参考无功功率，将旋转坐标系下的无功功率方程作为可调模型，根据输入的定子电压dq轴分量给定值和定子电流dq轴分量给定值计算得到可调无功功率，将参考模型和可调模型输出的无功功率相减得到一个差值，将该差值送入误差信号处理单元，输出的信号再送入自适应律调节器，得到的输出值为估计的电机转速。
2.根据权利要求1所述的基于改进型Q-MRAS的异步电机无速度传感器控制方法，其特征在于：
转速控制：根据无速度传感器方法估算出来的电机转速与转速给定值wr*的差值，将该差值送入转速调节器，计算得到的输出即为定子电流q轴分量的给定值isq*；
转差频率计算：根据定子电流q轴分量isq，计算出电机的转差角速度wsl，计算公式如下：
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</msubsup>
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</mrow>
式中，τr为转子时间常数；
将wsl与无速度传感器方法估算出来的电机转速相加得到转子磁链的电角速度we，在通过一个积分环节得到转子磁链的空间相位ρmr。
3.根据权利要求2所述的基于改进型Q-MRAS的异步电机无速度传感器控制方法，其特征在于：
坐标变换：根据上述得到的转子磁链的空间相位ρmr，利用Clark变换和Park变换将电机的三相静止坐标系下实际的定子电流isa、isb变换到dq轴下的定子电流isd、isq；
电流控制：根据上述定子电流dq轴分量实际值isd、isq与其对应的给定值的偏差isd*、isq*，将该偏差isd*、isq*分别送入对应的电流调节器，计算得到的输出即为定子电压dq轴分量给定值vsd *、vsq *；
空间矢量调制：根据上述得到的定子电压dq轴分量给定值vsd *、vsq *，利用反Park变化得到定子电压αβ轴分量给定值vsα *、vsβ *，根据该给定值进行空间矢量调制，输出对应的SVPWM脉冲，驱动异步电机运行；
无速度传感器方法：将静止坐标系下的无功功率表达方程作为参考模型，根据输入的定子电压αβ轴分量给定值和定子电流αβ轴分量计算得到参考无功功率，将旋转坐标系下的无功功率方程作为可调模型，根据输入的定子电压dq轴分量给定值和定子电流dq轴分量给定值计算得到可调无功功率，将参考模型和可调模型输出的无功功率相减得到一个差值，将该差值送入误差信号处理单元，输出的信号再送入自适应律调节器，得到的输出值为估计的电机转速，无功功率表达式如下：
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<mi>v</mi>
<mo>&RightArrow;</mo>
</mover>
<mi>s</mi>
</msub>
</mrow>
在静止两相坐标系下，
Qr＝(isα+jisβ)×(vsα+jvsβ)＝vsβisα-vsαisβ
上式即为参考模型；
其电压电流的表达方程如下：
其中，Vm和Im分别是电压和电流的幅值；为电压和电流间的相位差，结合上述两式可得下式，
而在旋转坐标系下，无功功率表达式为
Qs＝vsqisd-vsdisq
上式即为可调模型，
由PARK变换可以得到旋转坐标系下的电压电流表达式如下所示：
<mrow>
<mfenced open = "[" close = "]">
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<mtd>
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<mi>v</mi>
<mrow>
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