WO2012111505A1 - モータ制御装置 - Google Patents

モータ制御装置 Download PDF

Info

Publication number
WO2012111505A1
WO2012111505A1 PCT/JP2012/052848 JP2012052848W WO2012111505A1 WO 2012111505 A1 WO2012111505 A1 WO 2012111505A1 JP 2012052848 W JP2012052848 W JP 2012052848W WO 2012111505 A1 WO2012111505 A1 WO 2012111505A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
motor
phase
current
voltage
rotational speed
Prior art date
Application number
PCT/JP2012/052848
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
大輔 廣野
Original Assignee
サンデン株式会社
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by サンデン株式会社 filed Critical サンデン株式会社
Priority to US13/985,855 priority Critical patent/US9143067B2/en
Priority to EP12747235.5A priority patent/EP2662976B1/en
Priority to CN201280008899.0A priority patent/CN103370871B/zh
Publication of WO2012111505A1 publication Critical patent/WO2012111505A1/ja

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
    • H02P6/14—Electronic commutators
    • H02P6/16—Circuit arrangements for detecting position
    • H02P6/18—Circuit arrangements for detecting position without separate position detecting elements
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/24—Vector control not involving the use of rotor position or rotor speed sensors
    • H02P21/26—Rotor flux based control
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
    • H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters
    • H02P27/08—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation

Definitions

  • the present invention relates to a motor control device, and more particularly to a motor control device that performs variable speed control of a permanent magnet synchronous motor by sensorless control.
  • PMSM Permanent Magnetic Synchronous Motor Motor
  • IPMSM Permanent Magnetic Synchronous Motor Motor
  • a motor control device that controls the driving of this type of motor is composed of a controller incorporating a motor, an inverter, a DC power supply, and a microcomputer.
  • a controller incorporating a motor, an inverter, a DC power supply, and a microcomputer.
  • sensorless control in which the induced voltage of the motor is detected from the current and voltage information detected by the controller, and thus the rotor position ⁇ m is detected, and the motor is controlled without using a physical sensor.
  • the rotor position change amount ⁇ m is periodically detected using the detected rotor position ⁇ m, and a value obtained by time-differentiating the rotor position change amount ⁇ m is multiplied by a predetermined filter, that is, the motor of the rotor.
  • a predetermined filter that is, the motor of the rotor.
  • the motor control device when used for driving an electric compressor mounted on a vehicle, for example, when the voltage applied to the inverter from the DC power supply suddenly fluctuates for some reason, or in conjunction with the engine speed of the vehicle.
  • the target voltage phase and consequently the output voltage actually applied to the motor also fluctuate suddenly, and the motor rotation speed may suddenly decelerate or accelerate.
  • the time constant of the filter used for detecting the number of rotations of the motor is set by motor characteristics such as the motor inductance L, winding resistance R, etc.
  • motor characteristics such as the motor inductance L, winding resistance R, etc.
  • a relatively long value capable of sufficiently removing data noise is set, in other words, a relatively heavy filter is used. Accordingly, the rotational speed of the motor is recognized by the controller with a delay of the time constant after actually rotating at the rotational speed.
  • the rotational speed recognized by the controller is a parameter directly related to the rotational speed control of the motor
  • the target voltage phase and output voltage are parameters that are not directly used for detecting the rotational speed of the motor.
  • the target voltage phase and the output voltage become disturbance factors. Accordingly, when the motor suddenly accelerates or decelerates due to a sudden change in the target voltage phase or output voltage during sensorless control, a significant response delay occurs in the motor rotation speed control due to the presence of the heavy filter. Such a response delay may cause the motor to step out by making it impossible to perform sensorless control, and as a result, may cause serious problems in the stable operation of the compressor driven by the motor.
  • This invention is made in view of such a subject, and it aims at providing the motor control apparatus which can improve the stability of the sensorless control of a permanent magnet synchronous motor.
  • a motor control device is a motor control device that detects a rotor position of a permanent magnet synchronous motor by sensorless control in a controller, and detects current flowing in a motor coil. And a rotor position detecting means for detecting the rotor position based on the current detected by the current detecting means and the voltage detected by the applied voltage detecting means.
  • target current phase setting means for setting the target current based on the rotor position detected by the rotor position detection means, and rotation speed detection for detecting the rotation speed of the motor based on the rotor position detected by the rotor position detection means Means, the current detected by the current detection means, the rotor position detected by the rotor position detection means, and the rotational speed detection.
  • Phase voltage setting means for setting a target voltage based on the number of rotations detected by the means, and a change amount of a predetermined monitoring target for changing the number of rotations of the motor without using the rotation number detection means, Feedforward control means for correcting the recognized rotational speed is provided (claim 1).
  • the monitoring target is either the target voltage detected by the phase voltage setting means (Claim 2) or the target rotational speed transmitted from the outside (Claim 3).
  • the operation target is any one of the rotation speed detected by the rotation speed detection means (Claim 4) and the target current (Idt) set by the target current setting means (Claim 5).
  • the feedforward control means detects the change amount of the monitoring target, converts the change amount into an actual rotational speed difference of the motor, and the response time constant considering the inertia of the rotor. Is added to the rotational speed detected by the rotational speed detecting means (claim 6).
  • a change amount of a predetermined monitoring target that changes the rotation speed of the motor without using the rotation speed detection means is detected, and the rotation speed of the motor recognized by the controller is corrected.
  • Feed-forward control means is provided.
  • the target to be monitored by the feedforward control means is any one of the target voltage and the target rotational speed which are disturbance factors for detecting the rotational speed of the motor, Since the motor speed recognized by the controller can be reliably corrected so as to quickly follow the actual speed, the stability of the sensorless control of the motor can be reliably improved, which is preferable.
  • the operation target of the feedforward control means is either the rotation speed or the target current, even if the disturbance element to be monitored changes suddenly, the motor recognized by the controller Since the rotational speed can be surely corrected so as to quickly follow the actual rotational speed, the stability of the sensorless control of the motor can be reliably improved, which is preferable.
  • the feedforward control means detects the amount of change of the monitoring target, converts the amount of change into the actual rotational speed difference of the motor, and calculates the actual rotational speed difference.
  • Rotation of the motor recognized by the controller is detected by passing through a filter with a response time constant considering the inertia of the rotor and detecting the added rotational speed difference and adding the added rotational speed difference to the rotational speed detected by the rotational speed detecting means. The number can be reliably corrected so as to follow the actual rotational speed quickly.
  • FIG. 1 is a configuration diagram of a motor control device according to a first embodiment of the present invention. It is the control block diagram shown about the sensorless control performed with the controller of FIG.
  • FIG. 3 is a phase current waveform diagram when sine wave energization (180 ° energization) is performed on a U-phase coil Uc, a V-phase coil Vc, and a W-phase coil Wc of the motor of FIG. 2.
  • FIG. 3 is an induced voltage waveform diagram when sine wave energization (180 ° energization) is performed on the U-phase coil Uc, the V-phase coil Vc, and the W-phase coil Wc of the motor of FIG. 2.
  • FIG. 3 is a motor vector diagram when the rotor of the motor of FIG.
  • FIG. 6 is a diagram showing, in a time series, an actual rotational speed ⁇ ′, a recognized rotational speed ⁇ , an added rotational speed difference ⁇ ′′, and a corrected rotational speed ⁇ ′′ with respect to fluctuations in the output voltage V. It is the control block diagram shown about the sensorless control performed with the controller of the motor control apparatus which concerns on 2nd Embodiment of this invention.
  • FIG. 1 is a configuration diagram of a motor control device according to a first embodiment of the present invention.
  • the motor control device includes a motor 1, an inverter 2, a DC power supply 4, and a controller 6 incorporating a microcomputer.
  • FIG. 2 is a control block diagram showing sensorless control of the motor 1 performed by the controller 6.
  • the controller 6 includes a PWM signal generation unit 8, a rotor position detection unit (rotor position detection unit) 10, a rotation number detection unit (rotation number detection unit) 12, a target current phase setting unit (target current phase setting unit) 14, and an adder 16, a voltage peak value detection unit (voltage peak value detection unit) 18, a voltage phase detection unit 20, a rotation speed correction unit (feedforward control unit) 22, and a phase voltage setting unit (phase voltage setting unit) 24.
  • the motor 1 is a three-phase brushless DC motor, and has a stator (not shown) including three-phase coils (U-phase coil Uc, V-phase coil Vc and W-phase coil Wc) and a rotor (not shown) including a permanent magnet.
  • the U-phase coil Uc, the V-phase coil Vc, and the W-phase coil Wc are connected in a star shape around a neutral point N as shown in FIG. 1, or are connected in a delta shape.
  • the inverter 2 is a three-phase bipolar drive type inverter, and is a three-phase switching element corresponding to the three-phase coil of the motor 1, more specifically, six switching elements (upper-phase switching elements Us, Vs) composed of IGBT or the like. And Ws, lower phase switching elements Xs, Ys, and Zs), and shunt resistors R1, R2, and R3.
  • the emitter side of the upper phase switching element Us is connected to the U phase coil Uc of the motor 1
  • the emitter side of the upper phase switching element Vs is connected to the V phase coil Vc of the motor 1
  • the emitter side of the upper phase switching element Ws Is connected to the V-phase coil Wc of the motor 1.
  • the gates of the upper phase switching elements Us, Vs, and Ws, the gates of the lower phase switching elements Xs, Ys, and Zs, and the secondary output terminal of the DC power supply 4 are connected to the PWM signal generator 8, respectively.
  • the lower phase switching element Xs side of the shunt resistor R1 the lower phase switching element Ys side of the shunt resistor R2, and the lower phase switching element Zs side of the shunt resistor R3 are respectively connected to the rotor position detector 10. Yes.
  • the inverter 2 uses the voltages detected by the shunt resistors R1, R2, and R3, respectively, to allow currents (U-phase currents Iu, V Phase current Iv and W phase current Iw) are detected (current detection means), and these are sent to the rotor position detector 10.
  • the PWM signal creation unit 8 detects the high voltage Vh of the DC power supply 4, and based on the high voltage Vh and the phase voltage set by the phase voltage setting unit 24, the upper phase switching elements Us, Vs, and Ws of the inverter 2.
  • PWM signals for turning on and off each switching element are generated at the gate of the first and lower phase switching elements Xs, Ys and Zs and sent to the inverter 2.
  • the upper phase switching elements Us, Vs, and Ws of the inverter 2 and the lower phase switching elements Xs, Ys, and Zs are turned on and off in a predetermined pattern by the PWM signal from the PWM signal creation unit 8, and sine wave energization based on this on / off pattern (180 Is applied to the U-phase coil Uc, V-phase coil Vc and W-phase coil Wc of the motor 1.
  • the PWM signal creation unit 8 is connected to the rotor position detection unit 10 and uses the high voltage Vh of the DC power supply 4 detected by the PWM signal creation unit 8 to use the U-phase coils Uc, V of the motor 1.
  • the voltages (U-phase applied voltage Vu, V-phase applied voltage Vv, and W-phase applied voltage Vw) applied to the phase coil Vc and the W-phase coil Wc are detected (applied voltage detection means) and sent to the rotor position detector 10 To do.
  • the rotor position detector 10 includes a U-phase current Iu, a V-phase current Iv and a W-phase current Iw sent from the inverter 2, and a U-phase applied voltage Vu and a V-phase applied voltage Vv sent from the PWM signal creating unit 8.
  • the induced voltage peak value Ep induced voltage phase
  • the induced voltage electrical angle ⁇ e induced voltage phase
  • the phase current peak value Ip current phase
  • each of the U-phase current Iu, the V-phase current Iv, and the W-phase current Iw has a phase difference of 120 °.
  • phase current peak value Ip and the phase current electrical angle ⁇ i in the rotor position detection unit 10 is performed on the assumption that the above equation holds, and the U-phase current Iu, V-phase current Iv and W-phase sent from the inverter 2 Using the current Iw, the phase current peak value Ip and the phase current electrical angle ⁇ i are obtained by the calculation according to the above formula.
  • the phase induced voltage waveform diagram when the sine wave energization 180 ° energization
  • the phase induced voltage Eu, the V phase induced voltage Ev, and the W phase induced voltage Ew each have a phase difference of 120 °.
  • the detection of the induced voltage peak value Ep and the induced voltage electrical angle ⁇ e in the rotor position detection unit 10 is performed on the assumption that the above equation is satisfied, and the U-phase current Iu, V-phase current Iv, and W-phase current sent from the inverter 2.
  • the U-phase current Iu, V-phase current Iv, and W-phase current sent from the inverter 2 is performed using the Iw and the U-phase applied voltage Vu, the V-phase applied voltage Vv and the W-phase applied voltage Vw sent from the PWM signal creation unit 8, the U-phase induced voltages Eu, V
  • the phase induced voltage Ev and the W phase induced voltage Ew are obtained, and the induced voltage is derived from the above equation (the former equation) using the obtained U phase induced voltage Eu, V phase induced voltage Ev and W phase induced voltage Ew.
  • the peak value Ep and the induced voltage electrical angle ⁇ e are obtained.
  • ⁇ ⁇ m ⁇ i- ⁇ -90 °
  • the rotor position ⁇ m is detected from the following equation, and the rotor position detection unit 10 performs sensorless control that does not depend on a physical sensor.
  • the data table used here defines the current phase ⁇ using [phase current peak value Ip] and [induced voltage electrical angle ⁇ e ⁇ phase current electrical angle ⁇ i] as parameters.
  • the phase current peak value Ip] and [induced voltage electrical angle ⁇ e ⁇ phase current electrical angle ⁇ i] can be selected as parameters.
  • [phase current peak value Ip] corresponds to the phase current peak value Ip detected by the rotor position detector 10
  • [induced voltage electrical angle ⁇ e ⁇ phase current electrical angle ⁇ i] corresponds to the rotor position detector.
  • 10 corresponds to a value obtained by subtracting the phase current electrical angle ⁇ i from the induced voltage electrical angle ⁇ e detected at 10.
  • Vd is a d-axis component of voltage V
  • Vq is a q-axis component of voltage V
  • Id is a d-axis component of current I (d-axis current)
  • Iq is a q-axis component of current I (q-axis current)
  • Eq is the q-axis component of the induced voltage E
  • ⁇ is the voltage phase based on the q-axis
  • ⁇ is the current phase based on the q-axis
  • ⁇ is the induced based on the q-axis Voltage phase.
  • ⁇ a is the magnetic flux of the permanent magnet of the rotor
  • Ld is the d-axis inductance
  • Lq is the q-axis inductance
  • R is the winding resistance of the stator
  • ⁇ is the total linkage flux of the rotor.
  • the rotational speed detection unit 12 uses the rotor position ⁇ m detected by the rotor position detection unit 10 to subtract the rotor position ⁇ m ⁇ 1 whose calculation cycle is one cycle earlier from the rotor position ⁇ m, thereby obtaining a rotor position change amount ⁇ m.
  • the rotor position change amount ⁇ m is multiplied by a predetermined filter to detect the rotational speed ⁇ of the motor 1, and this is sent to the adder 16. Then, the rotational speed ⁇ obtained by the rotational speed detector 12 is fed back to the target rotational speed ⁇ t of the motor 1 instructed to the controller 6 through the adder 16, and the rotational speed difference ⁇ is obtained by processing such as P control and PI control. (Monitoring object, operation object) is calculated.
  • the voltage peak value detection unit 18 detects an applied voltage peak value Vp (monitoring target) of the voltage applied to the motor 1 by processing such as P control and PI control using the obtained rotation speed difference ⁇ , This is sent to the phase voltage setting unit 24.
  • the rotation speed correction unit 22 detects the voltage change amount ⁇ V as the change amount of the applied voltage peak value Vp detected by the voltage peak value detection unit 18, uses the voltage change amount ⁇ V, and adds the difference of the added rotation speed by a method described later.
  • ⁇ ′′ is detected, feed-forwarded through the adder 16, and the value obtained by adding the added rotational speed difference ⁇ ′′ to the rotational speed difference processed by the above-described P control or PI control is set as the rotational speed difference ⁇ . This is sent to the voltage peak value detector 18.
  • the target current phase setting unit 14 sets the target current phase so that the generated torque of the motor 1 with respect to the phase current is maximized by, for example, current vector control called maximum torque / current control.
  • the target d-axis current Idt is set using the phase current peak value Ip detected by the rotor position detection unit 10 and a data table prepared in advance, and this is sent to the voltage phase detection unit 20. To do.
  • the voltage phase detection unit 20 detects the applied voltage phase ⁇ v (target voltage phase) of the voltage applied to the motor 1 by using the target d-axis current Idt set by the target current phase setting unit 14, and detects this phase. This is sent to the voltage setting unit 24.
  • the phase voltage setting unit 24 uses the applied voltage peak value Vp detected by the voltage peak value detecting unit 18 and the applied voltage phase ⁇ v detected by the voltage phase detecting unit 20 to use the U-phase coil Uc, Application setting voltages (U-phase application setting voltage Vut, V-phase application setting voltage Vvt, and W-phase application setting voltage Vwt) to be applied to V-phase coil Vc and W-phase coil Wc are set, and these are set in PWM signal creation unit 8. Send it out.
  • the PWM signal creation unit 8 converts the applied set voltage set by the phase voltage setting unit 24 to the U-phase coil Uc, V-phase coil Vc, and W-phase coil Wc of the motor 1 via the inverter 2 into an on / off pattern of the PWM signal. Based on this, sine wave energization (180-degree energization) is performed, and the motor 1 is operated at a desired rotational speed.
  • sine wave energization (180-degree energization) is performed, and the motor 1 is operated at a desired rotational speed.
  • FIG. 6 is a diagram showing the rotational speed ⁇ with respect to the motor torque N when the output voltage V of the motor 1 varies
  • FIG. 7 shows the actual rotational speed ⁇ ′, the recognized rotational speed ⁇ in the controller, with respect to the variation of the output voltage V
  • Time-series shows the added rotational speed difference ⁇ ′′ calculated by the rotational speed correction unit and the corrected rotational speed ⁇ ′′ corrected by adding the additional rotational speed difference ⁇ ′′ to the recognized rotational speed ⁇ in the rotational speed correction unit. It is a figure.
  • the motor control device when used for driving an electric compressor mounted on a vehicle, the voltage applied to the inverter 2 from the DC power supply 4 suddenly fluctuates for some reason, or in conjunction with the engine speed of the vehicle.
  • the applied output voltage V is suddenly changed.
  • FIG. 6 when the voltage V suddenly fluctuates from V1 to V2 (V2 ⁇ V1), the rotational speed ⁇ when the motor torque N is constant at Ne is changed from ⁇ 1 to ⁇ 2 ( ⁇ 2 ⁇ 1). ).
  • T ⁇ 20 msec.
  • the time constant of the filter set by the rotation speed detection unit 12 is set by motor characteristics such as the inductance L and winding resistance R of the motor 1, and in particular, when performing sensorless control, the data noise is sufficient. Is set to a relatively long value that can be removed, for example, 10 msec.
  • the added rotational speed difference ⁇ ′′ is multiplied by the [20 msec filter] which becomes the response time constant T ⁇ considering the inertia of the rotor as described above to the actual rotational speed difference ⁇ ′.
  • ⁇ ′′ [20 msec filter] ⁇ ′ (7) It can be obtained from the following formula.
  • the added rotational speed difference ⁇ ′′ detected by the rotational speed correction unit 22 in this way is sent to the adder 16, and the adder 16 recognizes the recognized rotational speed difference that is the difference between the target rotational speed ⁇ t and the recognized rotational speed ⁇ .
  • a correction is made in advance by adding an addition rotational speed difference ⁇ ′′ to ⁇ , and the recognized rotational speed ⁇ is corrected to the corrected rotational speed ⁇ ′′.
  • the actual rotational speed of the motor 1 becomes ⁇ ′, which is rotated.
  • the response delay until the controller 6 recognizes the number ⁇ can be eliminated.
  • the recognized rotation speed ⁇ of the motor 1 can be realized even if the output voltage V, which is a disturbance factor for detecting the rotation speed of the motor 1, suddenly fluctuates. Since it can correct
  • FIG. 8 is a control block diagram showing sensorless control performed by the controller of the motor control device according to the present embodiment.
  • the basic configuration of the motor control device and the basic control method of the motor 1 are the same as those in the first embodiment, and a description thereof will be omitted.
  • a target current phase correction unit (feed forward control means) 26 is provided instead of the rotation speed correction unit 22.
  • the target current phase correction unit 26 detects the voltage change amount ⁇ V as the change amount of the applied voltage peak value Vp detected by the voltage peak value detection unit 18, and the added current phase difference according to the magnitude of the voltage change amount ⁇ V. Specifically, the addition d-axis current difference ⁇ Id ′′ is calculated.
  • the added d-axis current difference ⁇ Id ′′ detected by the target current phase correction unit 26 is sent to the target current phase setting unit 14, and the target current phase setting unit 14 is prepared in advance with the phase current peak value Ip as described above.
  • the target d-axis current Idt is set by adding the added d-axis current difference ⁇ Id ′′ to the d-axis current that is the target current phase (operation target) set by using the data table.
  • the target d-axis current Idt instead of correcting the rotational speed ⁇ , the actual rotational speed of the motor 1 becomes ⁇ ′ as in the case of the first embodiment.
  • the response delay of at least 10 msec until this is recognized by the controller 6 as the rotational speed ⁇ can be eliminated.
  • the target current phase correction unit 26 even if the output voltage V, which is a disturbance factor for detecting the rotational speed of the motor 1, suddenly fluctuates, the recognized rotational speed ⁇ of the motor 1 is made faster to the actual rotational speed ⁇ ′. Since it can correct
  • the change in the applied voltage peak value Vp is monitored as means for detecting the change in the output voltage V.
  • the present invention is not limited to this, and as another monitoring object that varies substantially in conjunction with the variation of the output voltage V, the application setting set by the phase voltage phase setting unit 24, as indicated by the dotted line in FIGS.
  • the voltage (U-phase application setting voltage Vut, V-phase application setting voltage Vvt and W-phase application setting voltage Vwt), or the rotational speed difference ⁇ output from the adder 16 can be considered, depending on the magnitude of fluctuation of these parameters.
  • the added rotational speed difference ⁇ ′′ and the added d-axis current difference ⁇ Id ′′ may be calculated.
  • the monitoring target of the rotation speed correction unit 22 and the target current phase correction unit 26 as feedforward control means is a target d-axis current Idt, an applied voltage peak value Vp, and a rotation speed that are disturbance factors for the rotation speed detection of the motor 1. If any of the differences ⁇ is used, even if they suddenly fluctuate, the rotational speed ⁇ of the motor 1 recognized by the controller 6 can be corrected so as to quickly follow the actual rotational speed ⁇ ′. The stability of sensorless control can be improved reliably.
  • the three-phase brushless DC motor was illustrated as the motor 1 and the three-phase bipolar drive system inverter was demonstrated as the inverter 2, not only this but the inverter for synchronous motors other than three-phase is used.
  • the present invention can be applied to obtain the same operation and effect as described above.
  • the motor control device of the above embodiment to the compressor drive motor control of the vehicle air conditioner or the electric vehicle drive motor control, the response delay at the time of the fluctuation of the disturbance element as described above is achieved. Is improved, and the controllability of the compressor and the electric vehicle can be improved.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
  • Control Of Ac Motors In General (AREA)

Abstract

　モータの回転数を回転数検出手段によらないで変化させる所定の監視対象の変化量を検出し、コントローラで認識される回転数を補正するフィードフォワード制御手段を備える。

Description

モータ制御装置
　本発明は、モータ制御装置に関し、詳しくは、永久磁石同期モータをセンサレス制御により可変速制御するモータ制御装置に関する。
　永久磁石同期モータ(Permanent Magnetic Synchronous
Motor:PMSM)、特にロータ（回転子）に永久磁石を埋め込んだ埋込型永久磁石同期モータ(Interior
Permanent Magnetic Synchronous Motor:IPMSM)は、高効率で可変速範囲の広いモータとして、車両用空調装置の圧縮機駆動用モータや電気自動車駆動用モータなどの用途にその応用範囲を拡大し、その需要が見込まれている。
　この種のモータの駆動を制御するモータ制御装置は、モータ、インバータ、直流電源、マイクロコンピュータを内蔵したコントローラから構成されている。前記モータでは、コントローラにて検出される電流及び電圧の情報などからモータの誘起電圧を検出し、ひいてはロータ位置θｍを検出し、物理的なセンサを用いずにモータを制御する、いわゆるセンサレス制御が一般に行われている。
　当該センサレス制御では、検出されたロータ位置θｍを利用して周期的にロータ位置変化量Δθｍを検出し、このロータ位置変化量Δθｍを時間微分した値に所定のフィルタを掛けてロータの、即ちモータの回転数ωを演算し、この演算された回転数ωを利用して目標電圧位相を設定し、そして、ロータ位置変化量Δθｍを利用してインバータ出力周波数ω（回転数）を演算する技術が開示されている（例えば特許文献１参照）。
特許第３４５４２１０号公報
　ところで、モータ制御装置が例えば車両に搭載された電動圧縮機駆動用に用いられるとき、直流電源からインバータに印加される電圧が何らかの理由で急変動した場合、或いは、車両のエンジン回転数に連動してモータの回転が急変動した場合には、目標電圧位相、ひいてはモータに実際に印加する出力電圧も急変動し、モータの回転数が急減速または急加速する場合がある。
　一方、モータの回転数検出に用いられるフィルタの時定数は、モータのインダクタンスＬ、巻線抵抗Ｒ等のモータ特性によって設定され、特にセンサレス制御を行う場合には、従来技術にも示されるようにデータのノイズを十分に除去可能な比較的長い値が設定され、換言すると比較的重いフィルタが用いられている。従って、モータの回転数は実際にその回転数で回転してから前記時定数分だけ遅れてコントローラで認識される。
　しかしながら、コントローラで認識される回転数はモータの回転数制御に直接に関わるパラメータである一方、目標電圧位相や出力電圧はモータの回転数検出に直接は使用されないパラメータであるため、モータの回転数検出において目標電圧位相及び出力電圧は外乱要素となる。従って、センサレス制御時に目標電圧位相や出力電圧が急変動したことによりモータが急加速または急減速すると、前記した重いフィルタの存在によって、モータ回転数制御に著しい応答遅れが生じる。このような応答遅れは、モータをセンサレス制御不能にして脱調させ、ひいてはモータが駆動する圧縮機の安定運転に深刻な支障を来すおそれがある。
　本発明は、このような課題に鑑みてなされたもので、永久磁石同期モータのセンサレス制御の安定性を向上することができるモータ制御装置を提供することを目的とする。
　上記の目的を達成するため、本発明のモータ制御装置は、永久磁石同期モータのロータ位置をコントローラにおけるセンサレス制御により検出するモータ制御装置であって、モータのコイルに流れる電流を検出する電流検出手段と、モータのコイルに印加される電圧を検出する印加電圧検出手段と、電流検出手段で検出された電流と印加電圧検出手段で検出された電圧とに基づいてロータ位置を検出するロータ位置検出手段と、ロータ位置検出手段で検出されたロータ位置に基づいて目標電流を設定する目標電流位相設定手段と、ロータ位置検出手段で検出されたロータ位置に基づいてモータの回転数を検出する回転数検出手段と、電流検出手段で検出された前記電流と、前記ロータ位置検出手段で検出された前記ロータ位置と、回転数検出手段で検出された回転数とに基づいて目標電圧を設定する相電圧設定手段と、モータの回転数を回転数検出手段によらないで変化させる所定の監視対象の変化量を検出し、コントローラで認識される回転数を補正するフィードフォワード制御手段とを備えることを特徴としている（請求項１）。
　具体的には、監視対象は、相電圧設定手段で検出された目標電圧（請求項２）、外部から送信された目標回転数（請求項３）の何れかである。
　また、操作対象は、回転数検出手段で検出された回転数（請求項４）、目標電流設定手段で設定された目標電流(Idt)（請求項５）の何れかである。
　更に具体的には、フィードフォワード制御手段は、監視対象の変化量を検出し、該変化量をモータの実回転数差に変換し、該実回転数差をロータのイナーシャを考慮した応答時定数のフィルタに通して加算回転数差を検出し、該加算回転数差を回転数検出手段で検出された回転数に加える（請求項６）。
　請求項１記載のモータ制御装置によれば、モータの回転数を回転数検出手段によらないで変化させる所定の監視対象の変化量を検出し、コントローラで認識されるモータの回転数を補正するフィードフォワード制御手段を備える。これにより、モータの回転数検出にとっての外乱要素が急変動したとしても、コントローラで認識されるモータの回転数を実回転数に速く追従するように補正することができるため、モータ回転数制御の応答遅れを改善し、モータのセンサレス制御の安定性を向上することができる。
　請求項２または３記載の発明によれば、フィードフォワード制御手段の監視対象をモータの回転数検出にとっての外乱要素となる目標電圧、目標回転数の何れかとすれば、これらが急変動したとしても、コントローラで認識されるモータの回転数を実回転数に速く追従するように確実に補正することができるため、モータのセンサレス制御の安定性を確実に向上することができて好ましい。
　請求項４または５記載の発明によれば、フィードフォワード制御手段の操作対象を回転数、目標電流の何れかとすれば、監視対象たる外乱要素が急変動したとしても、コントローラで認識されるモータの回転数を実回転数に速く追従するように確実に補正することができるため、モータのセンサレス制御の安定性を確実に向上することができて好ましい。
　請求項６記載の発明によれば、具体的には、フィードフォワード制御手段は、監視対象の変化量を検出し、該変化量をモータの実回転数差に変換し、該実回転数差をロータのイナーシャを考慮した応答時定数のフィルタに通して加算回転数差を検出し、加算回転数差を回転数検出手段で検出された回転数に加えることにより、コントローラで認識されるモータの回転数を実回転数に速く追従するように確実に補正することができる。
本発明の第１実施形態に係るモータ制御装置の構成図である。 図１のコントローラで行われるセンサレス制御について示した制御ブロック図である。 図２のモータのＵ相コイルＵｃ，Ｖ相コイルＶｃ及びＷ相コイルＷｃに正弦波通電（１８０°通電）を行っているときの相電流波形図である。 図２のモータのＵ相コイルＵｃ，Ｖ相コイルＶｃ及びＷ相コイルＷｃに正弦波通電（１８０°通電）を行っているときの誘起電圧波形図である。 図２のモータのロータが回転しているときのモータベクトル図である。 モータの出力電圧Ｖの変動時におけるモータトルクＮに対する回転数ωを示した図である。 出力電圧Ｖの変動に対する、実回転数ω’、認識回転数ω、加算回転数差Δω”、補正回転数ω”を時系列的に示した図である。 本発明の第２実施形態に係るモータ制御装置のコントローラで行われるセンサレス制御について示した制御ブロック図である。
　図１は本発明の第１実施形態に係るモータ制御装置の構成図である。モータ制御装置は、モータ１、インバータ２、直流電源４、マイクロコンピュータを内蔵したコントローラ６から構成されている。
　図２はコントローラ６で行われるモータ１のセンサレス制御について示した制御ブロック図である。コントローラ６は、ＰＷＭ信号作成部８、ロータ位置検出部（ロータ位置検出手段）１０、回転数検出部（回転数検出手段）１２、目標電流位相設定部（目標電流位相設定手段）１４、加算器１６、電圧波高値検出部（電圧波高値検出手段）１８、電圧位相検出部２０、回転数補正部（フィードフォワード制御手段）２２、相電圧設定部（相電圧設定手段）２４を備えている。
　モータ１は、３相ブラシレスＤＣモータであり、３相のコイル（Ｕ相コイルＵｃ，Ｖ相コイルＶｃ及びＷ相コイルＷｃ）を含む図示しないステータと、永久磁石を含む図示しないロータとを有し、Ｕ相コイルＵｃ，Ｖ相コイルＶｃ及びＷ相コイルＷｃは、図１に示すように中性点Ｎを中心としてスター状に結線されるか、或いは、デルタ状に結線されている。
　インバータ２は、３相バイポーラ駆動方式インバータであり、モータ１の３相のコイルに対応した３相のスイッチング素子、具体的にはＩＧＢＴ等から成る６個のスイッチング素子（上相スイッチング素子Ｕｓ，Ｖｓ及びＷｓと下相スイッチング素子Ｘｓ，Ｙｓ及びＺｓ）と、シャント抵抗器Ｒ１，Ｒ２及びＲ３とを有している。
　上相スイッチング素子Ｕｓ、下相スイッチング素子Ｘｓ、シャント抵抗器Ｒ１と、上相スイッチング素子Ｖｓ、下相スイッチング素子Ｙｓ、シャント抵抗器Ｒ２と、上相スイッチング素子Ｗｓ、下相スイッチング素子Ｚｓ、シャント抵抗器Ｒ３とは、それぞれ直列に接続され、これら各直列接続線の両端には、高圧電圧Ｖｈを発生する直流電源４の出力端子が並列接続されている。
　また、上相スイッチング素子Ｕｓのエミッタ側はモータ１のＵ相コイルＵｃに接続され、上相スイッチング素子Ｖｓのエミッタ側はモータ１のＶ相コイルＶｃに接続され、上相スイッチング素子Ｗｓのエミッタ側はモータ１のＶ相コイルＷｃに接続されている。
　更に、上相スイッチング素子Ｕｓ，Ｖｓ及びＷｓのゲートと下相スイッチング素子Ｘｓ，Ｙｓ及びＺｓのゲートと直流電源４の２次側出力端子とは、それぞれＰＷＭ信号作成部８に接続されている。更に、シャント抵抗器Ｒ１の下相スイッチング素子Ｘｓ側とシャント抵抗器Ｒ２の下相スイッチング素子Ｙｓ側とシャント抵抗器Ｒ３の下相スイッチング素子Ｚｓ側とは、それぞれロータ位置検出部１０に接続されている。
　インバータ２は、シャント抵抗器Ｒ１，Ｒ２及びＲ３それぞれで検出された電圧を利用して、モータ１のＵ相コイルＵｃ，Ｖ相コイルＶｃ及びＷ相コイルＷｃに流れる電流（Ｕ相電流Ｉｕ，Ｖ相電流Ｉｖ及びＷ相電流Ｉｗ）を検出し（電流検出手段）、これらをロータ位置検出部１０に送出する。
　ＰＷＭ信号作成部８は、直流電源４の高圧電圧Ｖｈを検出し、高圧電圧Ｖｈと相電圧設定部２４で設定された相電圧とに基づいて、インバータ２の上相スイッチング素子Ｕｓ，Ｖｓ及びＷｓのゲートと下相スイッチング素子Ｘｓ，Ｙｓ及びＺｓのゲートに各スイッチング素子をオンオフするためのＰＷＭ信号を作成し、インバータ２に送出する。
　インバータ２の上相スイッチング素子Ｕｓ，Ｖｓ及びＷｓと下相スイッチング素子Ｘｓ，Ｙｓ及びＺｓは、ＰＷＭ信号作成部８からのＰＷＭ信号によって所定パターンでオンオフされ、このオンオフパターンに基づく正弦波通電（１８０度通電）をモータ１のＵ相コイルＵｃ，Ｖ相コイルＶｃ及びＷ相コイルＷｃに対し行う。
　また、ＰＷＭ信号作成部８は、ロータ位置検出部１０に接続されており、ＰＷＭ信号作成部８で検出された直流電源４の高圧電圧Ｖｈを利用して、モータ１のＵ相コイルＵｃ，Ｖ相コイルＶｃ及びＷ相コイルＷｃに印加されている電圧（Ｕ相印加電圧Ｖｕ，Ｖ相印加電圧Ｖｖ及びＷ相印加電圧Ｖｗ）を検出し（印加電圧検出手段）、ロータ位置検出部１０に送出する。
　ロータ位置検出部１０は、インバータ２から送出されるＵ相電流Ｉｕ，Ｖ相電流Ｉｖ及びＷ相電流Ｉｗと、ＰＷＭ信号作成部８から送出されるＵ相印加電圧Ｖｕ，Ｖ相印加電圧Ｖｖ及びＷ相印加電圧Ｖｗとを利用して、誘起電圧波高値Ｅｐ（誘起電圧位相）、誘起電圧電気角θｅ（誘起電圧位相）、相電流波高値Ｉｐ（電流位相）、相電流電気角θｉ（電流位相）を検出する。
　詳しくは、図３のモータ１のＵ相コイルＵｃ，Ｖ相コイルＶｃ及びＷ相コイルＷｃに正弦波通電（１８０°通電）を行っているときの相電流波形図を参照すると、正弦波形を成すＵ相電流Ｉｕ，Ｖ相電流Ｉｖ及びＷ相電流Ｉｗにはそれぞれ１２０°の位相差がある。
　この相電流波形図からすれば、Ｕ相電流Ｉｕ，Ｖ相電流Ｉｖ及びＷ相電流Ｉｗと、相電流波高値Ｉｐと、相電流電気角θｉには、
・Ｉｕ＝Ｉｐ×ｃｏｓ（θｉ）
・Ｉｖ＝Ｉｐ×ｃｏｓ（θｉ－２／３π）
・Ｉｗ＝Ｉｐ×ｃｏｓ（θｉ＋２／３π）
の式が成り立つ。
　ロータ位置検出部１０における相電流波高値Ｉｐと相電流電気角θｉとの検出は前記式が成り立つことを前提として行われ、インバータ２から送出されたＵ相電流Ｉｕ，Ｖ相電流Ｉｖ及びＷ相電流Ｉｗを利用して、前記式による計算によって相電流波高値Ｉｐと相電流電気角θｉとが求められる。
　一方、図４のモータ１のＵ相コイルＵｃ，Ｖ相コイルＶｃ及びＷ相コイルＷｃに正弦波通電（１８０°通電）を行っているときの誘起電圧波形図を参照すると、正弦波形を成すＵ相誘起電圧Ｅｕ，Ｖ相誘起電圧Ｅｖ及びＷ相誘起電圧Ｅｗにはそれぞれ１２０°の位相差がある。
　この誘起電圧波形図からすれば、Ｕ相誘起電圧Ｅｕ，Ｖ相誘起電圧Ｅｖ及びＷ相誘起電圧Ｅｗと、誘起電圧波高値Ｅｐと、誘起電圧電気角θｅには、
・Ｅｕ＝Ｅｐ×ｃｏｓ（θｅ）
・Ｅｖ＝Ｅｐ×ｃｏｓ（θｅ－２／３π）
・Ｅｗ＝Ｅｐ×ｃｏｓ（θｅ＋２／３π）
の式が成り立つ。
　また、Ｕ相印加電圧Ｖｕ，Ｖ相印加電圧Ｖｖ及びＷ相印加電圧Ｖｗと、Ｕ相電流Ｉｕ，Ｖ相電流Ｉｖ及びＷ相電流Ｉｗと、Ｕ相コイル抵抗Ｒｕ，Ｖ相コイル抵抗Ｒｖ及びＷ相コイル抵抗Ｒｗと、Ｕ相誘起電圧Ｅｕ，Ｖ相誘起電圧Ｅｖ及びＷ相誘起電圧Ｅｗとには、
・Ｖｕ－Ｉｕ×Ｒｕ＝Ｅｕ
・Ｖｖ－Ｉｖ×Ｒｖ＝Ｅｖ
・Ｖｗ－Ｉｗ×Ｒｗ＝Ｅｗ
の式が成り立つ。
　ロータ位置検出部１０における誘起電圧波高値Ｅｐと誘起電圧電気角θｅの検出は前記式が成り立つことを前提として行われ、インバータ２から送出されたＵ相電流Ｉｕ，Ｖ相電流Ｉｖ及びＷ相電流Ｉｗと、ＰＷＭ信号作成部８から送出されたＵ相印加電圧Ｖｕ，Ｖ相印加電圧Ｖｖ及びＷ相印加電圧Ｖｗとを利用して、前記式（後者の式）からＵ相誘起電圧Ｅｕ，Ｖ相誘起電圧Ｅｖ及びＷ相誘起電圧Ｅｗが求められ、そして、求めたＵ相誘起電圧Ｅｕ，Ｖ相誘起電圧Ｅｖ及びＷ相誘起電圧Ｅｗを利用して、前記式（前者の式）から誘起電圧波高値Ｅｐと誘起電圧電気角θｅとが求められる。
　ロータ位置検出部１０は、ここで検出された相電流電気角θｉと予め用意された後述するデータテーブルから選定した電流位相βとを利用して、
・θｍ＝θｉ－β－９０°
の式からロータ位置θｍを検出し、ロータ位置検出部１０では物理的なセンサによらないセンサレス制御が行われる。
　ここで用いられるデータテーブルは［相電流波高値Ｉｐ］及び［誘起電圧電気角θｅ－相電流電気角θｉ］をパラメータとして電流位相βを規定したものであって、所期の電流位相βを［相電流波高値Ｉｐ］及び［誘起電圧電気角θｅ－相電流電気角θｉ］をパラメータとして選定することができる。なお、［相電流波高値Ｉｐ］にはロータ位置検出部１０で検出された相電流波高値Ｉｐが該当し、また、［誘起電圧電気角θｅ－相電流電気角θｉ］にはロータ位置検出部１０で検出された誘起電圧電気角θｅから相電流電気角θｉを減算した値が該当する。
　図５はモータ１のロータが回転しているときのモータベクトル図であり、電圧Ｖ，電流Ｉ及び誘起電圧Ｅ（＝ωΨ）の関係をｄ－ｑ軸座標にベクトルで表してある。図中のＶｄは電圧Ｖのｄ軸成分、Ｖｑは電圧Ｖのｑ軸成分、Ｉｄは電流Ｉのｄ軸成分（ｄ軸電流）、Ｉｑは電流Ｉのｑ軸成分（ｑ軸電流）、Ｅｄは誘起電圧Ｅのｄ軸成分、Ｅｑは誘起電圧Ｅのｑ軸成分、αはｑ軸を基準とした電圧位相、βはｑ軸を基準とした電流位相、γはｑ軸を基準とした誘起電圧位相である。また、図中のΨａはロータの永久磁石の磁束、Ｌｄはｄ軸インダクタンス、Ｌｑはｑ軸インダクタンス、Ｒはステータの巻線抵抗、Ψはロータの総合鎖交磁束である。
　このモータベクトル図からすれば、ロータの回転数をωとすると、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
 の式が成り立ち、また、同式の右辺からωに関する値を左辺に移すと、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
 の式が成り立つ。
　ロータ位置検出部１０でロータ位置θｍを検出する際に用いられるデータテーブルの作成は、前記モータベクトル図下で前記式が成り立つことを前提として行われ、前記モータベクトル図に示した電流位相βと電流Ｉをそれぞれ所定範囲内で段階的に増加させながら〔誘起電圧位相γ－電流位相β〕が所定値のときの電流位相βを保存し、〔電流Ｉ〕に相当する［相電流波高値Ｉｐ］と〔誘起電圧位相γ－電流位相β〕に相当する［誘起電圧電気角θｅ－相電流電気角θｉ］とをパラメータとした電流位相βのデータテーブルを作成する。そして、この作成されたデータテーブルを利用してロータ位置検出部１０で検出されたロータ位置θｍは回転数検出部１２に送出され、同じくロータ位置検出部１０で検出された相電流波高値Ｉｐは目標電流位相設定部１４に送出される。
　回転数検出部１２は、ロータ位置検出部１０で検出されたロータ位置θｍを利用して、ロータ位置θｍから演算周期が１周期前のロータ位置θｍ－１を減じることにより、ロータ位置変化量Δθｍを求め、このロータ位置変化量Δθｍに所定のフィルタを掛けてモータ１の回転数ωを検出し、これを加算器１６に送出する。そして、コントローラ６に対し指示されたモータ１の目標回転数ωｔに回転数検出部１２で求められた回転数ωを加算器１６を通じてフィードバックさせ、Ｐ制御やＰＩ制御等の処理により回転数差Δω（監視対象、操作対象）を演算する。
　電圧波高値検出部１８は、求められた回転数差Δωを利用してＰ制御やＰＩ制御等の処理によりモータ１に印加する電圧の印加電圧波高値Ｖｐ（監視対象）を検出し、これを相電圧設定部２４に送出する。
　回転数補正部２２は、電圧波高値検出部１８で検出された印加電圧波高値Ｖｐの変化量として電圧変化量ΔＶを検出し、電圧変化量ΔＶを利用し、後述する方法によって加算回転数差Δω”を検出し、これを加算器１６を通じてフィードフォワードさせ、前述したＰ制御やＰＩ制御等で処理された回転数差に加算回転数差Δω”を加算した値を回転数差Δωとして設定し、これを電圧波高値検出部１８に送出する。
　目標電流位相設定部１４は、例えば最大トルク／電流制御と称す電流ベクトル制御によって相電流に対するモータ１の発生トルクが最大になるように目標電流位相が設定される。具体的には、ロータ位置検出部１０で検出された相電流波高値Ｉｐと、予め用意されたデータテーブルとを利用して目標ｄ軸電流Ｉｄｔを設定し、これを電圧位相検出部２０に送出する。
　電圧位相検出部２０は、目標電流位相設定部１４で設定された目標ｄ軸電流Ｉｄｔを利用して、モータ１に印加する電圧の印加電圧位相θｖ（目標電圧位相）を検出し、これを相電圧設定部２４に送出する。
　相電圧設定部２４は、電圧波高値検出部１８で検出された印加電圧波高値Ｖｐ及び電圧位相検出部２０にて検出された印加電圧位相θｖを利用して、モータ１のＵ相コイルＵｃ，Ｖ相コイルＶｃ及びＷ相コイルＷｃにこれから印加する印加設定電圧（Ｕ相印加設定電圧Ｖｕｔ，Ｖ相印加設定電圧Ｖｖｔ及びＷ相印加設定電圧Ｖｗｔ）を設定し、これをＰＷＭ信号作成部８に送出する。
　ＰＷＭ信号作成部８は、インバータ２を介してモータ１のＵ相コイルＵｃ，Ｖ相コイルＶｃ及びＷ相コイルＷｃに対し相電圧設定部２４で設定された印加設定電圧をＰＷＭ信号のオンオフパターンに基づいて正弦波通電（１８０度通電）し、これよりモータ１が所望の回転数で運転される。
　以下、図６及び７を参照して、回転数補正部２２における加算回転数差Δω”の検出方法について説明する。
　図６はモータ１の出力電圧Ｖの変動時におけるモータトルクＮに対する回転数ωを示した図であり、図７は出力電圧Ｖの変動に対する、実回転数ω’、コントローラにおける認識回転数ω、回転数補正部により演算された加算回転数差Δω”、回転数補正部において認識回転数ωに加算回転数差Δω”を加算することにより補正された補正回転数ω”を時系列的に示した図である。
　モータ制御装置が例えば車両に搭載された電動圧縮機駆動用に用いられるとき、直流電源４からインバータ２に印加される電圧が何らかの理由で急変動した場合、或いは、車両のエンジン回転数に連動してモータ１の回転が急変動させたい場合には、印加する出力電圧Ｖが急変動する。
　具体的には、図６に示すように、電圧ＶがＶ１からＶ２（Ｖ２＜Ｖ１）に急変動すると、モータトルクＮをＮｅに一定としたときの回転数ωはω１からω２（ω２＜ω１）に変化する。このとき、ロータにはそれ自体の回転によって慣性（イナーシャ）が作用することを考慮して、ω：モータ回転数、α：誘起電力係数、β：トルク定数、Ｔｏｒ：トルクとすると、
・ω＝α・Ｖ－β・Ｔｏｒ・・（１）
の式が成り立つ。
　また、ω：モータ回転数、Ｔｏｒ：モータ実トルク（モータ出力トルク－負荷トルク）、Ｊ：イナーシャ、Ｔｏｒ（０）：負荷トルクとすると、
・Ｔｏｒ＝Ｊ・ｄω／ｄｔ＋Ｔｏｒ（０）・・（２）
の式が成り立つ。
　そして、（１）式に（２）式を代入すると、
・αＶ＝ω＋β・Ｊ・ｄω／ｄｔ＋β・Ｔｏｒ（０）・・（３）
の式が成り立つ。
　更に（３）式を変形すると、
・Ｖ＝ω／α＋β・Ｊ／α・ｄω／ｄｔ＋β／α・Ｔｏｒ（０）・・（４）
の式が成り立つ。更に（４）式の微分方程式を解き、Ｔω：回転数ωの応答時定数とすると、
・Ｔω＝β・Ｊ・・（５）
の式が成り立つ。
　ここで、例えば、Ｊ：０．００１（ｋｇ・ｍ）、β：２０（ｒａｄ／Ｎ・ｍ）とすると、Ｔω＝２０ｍｓｅｃとなり、この場合には、図７に示すように、電圧Ｖを変化させてからモータ１で認識される認識回転数ωがω２となるまでに、モータ特性に起因する２０ｍｓｅｃの機械的な応答遅れが発生することが判る。
　一方、回転数検出部１２にて設定されるフィルタの時定数は、モータ１のインダクタンスＬ、巻線抵抗Ｒ等のモータ特性によって設定され、特にセンサレス制御を行う場合には、データのノイズを十分に除去可能な比較的長い値、例えば１０ｍｓｅｃが設定される。
　即ち、図７に示すように、モータ１の実回転数ω’がω２となってから、このω２が認識回転数ωとしてコントローラ６に認識されるまで１０ｍｓｅｃの応答遅れが発生する。
　以下、回転数補正部２２における加算回転数差Δω”の検出方法について詳しく説明する。
　回転数補正部２２では、ΔＶ：電圧変化量、α：誘起電圧係数、△ω’：実回転数差とし、モータ１のトルクが一定であるとすると、（４）式より、
・△ω’＝α・△Ｖ・・（６）
の式が成り立つ。
　そして、加算回転数差Δω”は、実回転数差Δω’に前述したようなロータのイナーシャを考慮した応答時定数Ｔωとなる［２０ｍｓｅｃフィルタ］を掛けることにより、
・Δω”＝［２０ｍｓｅｃフィルタ］・Δω’・・（７）
の式で求まる。
　このようにして回転数補正部２２で検出された加算回転数差Δω”は加算器１６に送出され、加算器１６では、目標回転数ωｔと認識回転数ωとの差である認識回転数差Δωに加算回転数差Δω”を事前に加える補正がなされ、認識回転数ωが補正回転数ω”に補正される。これにより、モータ１の実回転数がω’となってから、これが回転数ωとしてコントローラ６に認識されるまでの応答遅れを解消することができる。
　以上のように、本実施形態では、回転数補正部２２を備えることにより、モータ１の回転数検出にとって外乱要素となる出力電圧Ｖが急変動したとしても、モータ１の認識回転数ωを実回転数ω’に速く収束するように補正することができるため、モータ回転数制御の応答遅れを改善し、モータ１のセンサレス制御の安定性を向上することができる。
　次に、本発明の第２実施形態について説明する。
　図８は本実施形態に係るモータ制御装置のコントローラで行われるセンサレス制御について示した制御ブロック図である。なお、モータ制御装置の基本構成やモータ１の基本的な制御方法などは第１実施形態の場合と同様であるため、説明は省略する。
　本実施形態では、回転数補正部２２の代わりに目標電流位相補正部（フィードフォワード制御手段）２６が設けられている。目標電流位相補正部２６は、電圧波高値検出部１８で検出された印加電圧波高値Ｖｐの変化量として電圧変化量ΔＶを検出し、この電圧変化量ΔＶの大きさに応じた加算電流位相差、具体的には加算ｄ軸電流差ΔＩｄ”を演算する。
　目標電流位相補正部２６で検出された加算ｄ軸電流差ΔＩｄ”は目標電流位相設定部１４に送出され、目標電流位相設定部１４は、前述したように、相電流波高値Ｉｐと予め用意されたデータテーブルとを利用して設定された目標電流位相（操作対象）であるｄ軸電流に加算ｄ軸電流差ΔＩｄ”を加算したものを目標ｄ軸電流Ｉｄｔとして設定する。
　以上のように、本実施形態では、回転数ωの補正を行う代わりに目標ｄ軸電流Ｉｄｔを変化させることで、第１実施形態の場合と同様に、モータ１の実回転数がω’となってから、これが回転数ωとしてコントローラ６に認識されるまでの少なくとも１０ｍｓｅｃの応答遅れを解消することができる。
　従って、目標電流位相補正部２６を備えることにより、モータ１の回転数検出にとっての外乱要素である出力電圧Ｖが急変動したとしても、モータ１の認識回転数ωを実回転数ω’に速く追従するように補正することができるため、モータ回転数制御の応答遅れを改善し、モータ１のセンサレス制御の安定性を向上することができる。
　以上で本発明の実施形態についての説明を終えるが、本発明は上記実施形態に限定されるものではなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で種々の変更ができるものである。
　例えば、上記実施形態では、出力電圧Ｖの変動を検出する手段として、前述したように印加電圧波高値Ｖｐの変動を監視している。しかし、これに限らず、出力電圧Ｖの変動とほぼ連動して変動する他の監視対象として、図２及び図８中に点線で示すように、相電圧位相設定部２４で設定された印加設定電圧（Ｕ相印加設定電圧Ｖｕｔ，Ｖ相印加設定電圧Ｖｖｔ及びＷ相印加設定電圧Ｖｗｔ）、或いは、加算器１６から出力された回転数差Δωが考えられ、これらパラメータの変動の大きさに応じて加える加算回転数差△ω”や加算ｄ軸電流差ΔＩｄ”を演算するようにしてもよい。
　即ち、フィードフォワード制御手段としての回転数補正部２２及び目標電流位相補正部２６の監視対象をモータ１の回転数検出にとっての外乱要素となる目標ｄ軸電流Ｉｄｔ、印加電圧波高値Ｖｐ、回転数差Δωの何れかとすれば、これらが急変動したとしても、コントローラ６で認識されるモータ１の回転数ωを実回転数ω’に速く追従するように補正することができるため、モータ１のセンサレス制御の安定性を確実に向上することができる。
　また、上記実施形態では、モータ１として３相ブラシレスＤＣモータを例示し、且つ、インバータ２として３相バイポーラ駆動方式インバータについて説明したが、これに限らず、３相以外の同期モータ用のインバータを備えたモータ制御装置であれば、本発明を適用して前記同様の作用，効果を得ることができる。
　更に、上記実施形態のモータ制御装置を車両用空調装置の圧縮機駆動用モータ制御に適用し、或いは電気自動車駆動用モータ制御に適用することにより、前述したような外乱要素の変動時における応答遅れが改善され、圧縮機や電気自動車の制御性を向上することができて好適である。
　　１　　永久磁石同期モータ
　　６　　コントローラ
　１０　　ロータ位置検出部（ロータ位置検出手段）
　１２　　回転数検出部（回転数検出手段）
　１４　　目標電流設定部（目標電流設定手段）
　２２　　回転数補正部（フィードフォワード制御手段）
　２４　　相電圧設定部（相電圧設定手段）
　２６　　目標電流位相補正部（フィードフォワード制御手段）

３８９７ＷＯ＜ＦＰＳＮ１６０５ＰＣ＞

Claims (6)

  1. 　永久磁石同期モータのロータ位置をコントローラにおけるセンサレス制御により検出するモータ制御装置であって、
    　前記モータのコイルに流れる電流を検出する電流検出手段と、
    　前記モータの前記コイルに印加される電圧を検出する印加電圧検出手段と、
    　前記電流検出手段で検出された前記電流と前記印加電圧検出手段で検出された前記電圧とに基づいて前記ロータ位置を検出するロータ位置検出手段と、
    　前記ロータ位置検出手段で検出された前記ロータ位置に基づいて目標電流を設定する目標電流位相設定手段と、
    　前記ロータ位置検出手段で検出された前記ロータ位置に基づいて前記モータの回転数を検出する回転数検出手段と、
    　前記電流検出手段で検出された前記電流と、前記ロータ位置検出手段で検出された前記ロータ位置と、前記回転数検出手段で検出された前記回転数とに基づいて目標電圧を設定する相電圧設定手段と、
    　前記モータの回転数を前記回転数検出手段によらないで変化させる所定の監視対象の変化量を検出し、前記コントローラで認識される前記モータの回転数を補正するフィードフォワード制御手段とを備えることを特徴とするモータ制御装置。
  2. 　前記監視対象は前記相電圧設定手段で検出された前記目標電圧であることを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。
  3. 　前記監視対象は外部から送信された目標回転数であることを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。
  4. 　前記操作対象は前記回転数検出手段で検出された前記回転数であることを特徴とする請求項１～３の何れかに記載のモータ制御装置。
  5. 　前記操作対象は前記目標電流位相設定手段で設定された前記目標電流であることを特徴とする請求項１～３の何れかに記載のモータ制御装置。
  6. 　前記フィードフォワード制御手段は、前記監視対象の変化量を検出し、該変化量を前記モータの実回転数差に変換し、該実回転数差を前記ロータのイナーシャを考慮した応答時定数のフィルタに通して加算回転数差を検出し、該加算回転数差を前記回転数検出手段で検出された前記回転数に加えることを特徴とする請求項４に記載のモータ制御装置。
PCT/JP2012/052848 2011-02-15 2012-02-08 モータ制御装置 WO2012111505A1 (ja)

Priority Applications (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US13/985,855 US9143067B2 (en) 2011-02-15 2012-02-08 Motor control device
EP12747235.5A EP2662976B1 (en) 2011-02-15 2012-02-08 Motor control device
CN201280008899.0A CN103370871B (zh) 2011-02-15 2012-02-08 电动机控制装置

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2011-029814 2011-02-15
JP2011029814A JP5898407B2 (ja) 2011-02-15 2011-02-15 モータ制御装置

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2012111505A1 true WO2012111505A1 (ja) 2012-08-23

Family

ID=46672430

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP2012/052848 WO2012111505A1 (ja) 2011-02-15 2012-02-08 モータ制御装置

Country Status (5)

Country Link
US (1) US9143067B2 (ja)
EP (1) EP2662976B1 (ja)
JP (1) JP5898407B2 (ja)
CN (1) CN103370871B (ja)
WO (1) WO2012111505A1 (ja)

Families Citing this family (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN103219936B (zh) * 2013-01-16 2015-05-20 镇江市江大科技有限责任公司 基于神经网络在线学习的永磁同步电机前馈解耦方法
WO2015165349A1 (zh) * 2014-04-30 2015-11-05 合肥美的洗衣机有限公司 变频波轮洗衣机及其控制方法
CN105099292A (zh) * 2014-04-30 2015-11-25 合肥美的洗衣机有限公司 变频波轮洗衣机及其控制方法
CN105099293A (zh) * 2014-04-30 2015-11-25 合肥美的洗衣机有限公司 变频波轮洗衣机及其控制方法
CN104779851B (zh) * 2015-03-20 2018-04-10 四川长虹电器股份有限公司 电机反电动势检测方法
US10033252B2 (en) * 2015-04-14 2018-07-24 Hamilton Sundstrand Corporation Sensorless control of a DC synchronous machine
JP6646484B2 (ja) * 2016-03-15 2020-02-14 サンデン・オートモーティブコンポーネント株式会社 モータ制御装置
CN112517248B (zh) * 2020-10-29 2022-08-09 宜春钽铌矿有限公司 一种锂云母浮选系统液位的智能控制方法

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3454210B2 (ja) 1999-11-30 2003-10-06 株式会社日立製作所 同期モータの位置センサレス制御方法
JP2004297901A (ja) * 2003-03-27 2004-10-21 Aichi Electric Co Ltd ブラシレスモータの制御装置
JP2009095135A (ja) * 2007-10-09 2009-04-30 Fuji Electric Systems Co Ltd 同期電動機の制御装置
JP2009278828A (ja) * 2008-05-16 2009-11-26 Sharp Corp モータ制御装置およびモータシステム
JP2011004515A (ja) * 2009-06-18 2011-01-06 Hitachi Via Mechanics Ltd 電動機駆動制御装置。

Family Cites Families (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP0870358A1 (de) * 1995-12-29 1998-10-14 D-Tech GmbH Antriebstechnik und Mikroelektronik Kompensierte feldorientierte regelung (kfo)
US6462491B1 (en) 1999-01-27 2002-10-08 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Position sensorless motor control apparatus
JP4059039B2 (ja) * 2002-08-30 2008-03-12 株式会社安川電機 同期電動機の制御装置
JP4745798B2 (ja) * 2005-11-11 2011-08-10 株式会社日立産機システム 電動機制御装置の自動調整法および装置
JP4429338B2 (ja) * 2006-09-11 2010-03-10 三洋電機株式会社 モータ制御装置、電流検出ユニット
DE102007033145A1 (de) * 2007-07-13 2009-01-15 Continental Automotive Gmbh Vorrichtung zum Betreiben einer Synchronmaschine
JP2009055748A (ja) * 2007-08-29 2009-03-12 Sanyo Electric Co Ltd 電流検出ユニット及びモータ制御装置
JP2009232498A (ja) * 2008-03-19 2009-10-08 Sanyo Electric Co Ltd モータ制御装置
JP5526975B2 (ja) * 2009-05-13 2014-06-18 株式会社安川電機 電動機の制御装置及びその制御方法

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3454210B2 (ja) 1999-11-30 2003-10-06 株式会社日立製作所 同期モータの位置センサレス制御方法
JP2004297901A (ja) * 2003-03-27 2004-10-21 Aichi Electric Co Ltd ブラシレスモータの制御装置
JP2009095135A (ja) * 2007-10-09 2009-04-30 Fuji Electric Systems Co Ltd 同期電動機の制御装置
JP2009278828A (ja) * 2008-05-16 2009-11-26 Sharp Corp モータ制御装置およびモータシステム
JP2011004515A (ja) * 2009-06-18 2011-01-06 Hitachi Via Mechanics Ltd 電動機駆動制御装置。

Also Published As

Publication number Publication date
EP2662976A4 (en) 2015-11-11
US9143067B2 (en) 2015-09-22
US20130314016A1 (en) 2013-11-28
JP2012170250A (ja) 2012-09-06
EP2662976A1 (en) 2013-11-13
JP5898407B2 (ja) 2016-04-06
CN103370871A (zh) 2013-10-23
EP2662976B1 (en) 2018-04-04
CN103370871B (zh) 2016-08-10

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP5898407B2 (ja) モータ制御装置
JP4754417B2 (ja) 永久磁石型回転電機の制御装置
JP3559258B2 (ja) ステアリング制御装置
JP5652610B2 (ja) モータ制御装置
JP5838032B2 (ja) モータ制御装置
US9184683B2 (en) Applied-voltage electrical angle setting method for synchronous motor, and motor control device
JP5317849B2 (ja) モータ制御装置
WO2012144276A1 (ja) モータ制御装置
JP5877733B2 (ja) 電動モータの制御装置
JP4402600B2 (ja) 同期電動機の駆動システム及び同期電動機の駆動方法
JP4475903B2 (ja) モータ制御装置
JP7361924B2 (ja) モータ制御装置、モータ制御方法
JP2006304441A (ja) 同期モータ制御装置
JP2008154308A (ja) 電動パワーステアリング制御装置
JP7042568B2 (ja) モータ制御装置及びモータ制御方法
JP5458626B2 (ja) モータ制御駆動装置
JP2002112596A (ja) 電動機の制御装置

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 12747235

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 2012747235

Country of ref document: EP

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 13985855

Country of ref document: US

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE