JP2011004515A - 電動機駆動制御装置。 - Google Patents
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Abstract
【解決手段】インバータ3によりPMモータ5をベクトル制御する方式の電動機駆動制御装置において、Δθd推定器12によりPMモータ5の軸誤差Δθd を推定し、推定値Δθdc の値に応じて励磁電流指令の補正量ΔId をΔId演算器20により演算し、演算した補正量ΔId を加算器74により励磁電流指令Id*に加算して制御軸上で励磁電流を発生させ、軸誤差Δθd の過渡的な増加時には励磁電流によりPMモータ5のトルクが増大されるようにし、負荷変動の抑制に必要なトルクが瞬間的に補われるようにした。
【選択図】図1
Description
中でも、近年は、それまでPMモータの駆動に必須であった回転子位置センサが不要にできる“センサレス制御方式”によるシステムが進歩し、この結果、適用対象も拡大傾向にある。
しかし、この第1の従来技術における軸誤差の演算は、PMモータの誘導起電圧から間接的に求めるものであり、従って零回転速度を含む低速域においては正確な軸誤差の演算ができず、このため高トルク化が困難であるという問題がある。
この第2の従来技術は、基本的には、位相推定が困難となる低速域においてPMモータの回転子位相と同位相の電流(励磁電流)を流し、負荷変動により回転子位相が変動することによりトルクを自然発生させ、系を安定化させるものである。
そして、更に別の従来技術(第4の従来技術)では、軸誤差を演算し、その軸誤差に含まれる変動分から、負荷のトルク変動を推定演算し、その変動を打ち消すようなトルク電流指令を作成するようにしたものである(例えば特許文献4参照)。
例えば、スピンドルで孔あけ加工を行う場合、スピンドルのドリル歯が材料面に触れたとき、瞬間的に大きな負荷が発生し、これを“インパクトドロップ負荷”という。
そして、このインパクトドロップ負荷が発生した場合、瞬間的ではあるが、PMモータにより駆動されているスピンドルの回転数が一時的に低下してしまう。
そこで、この場合、即座にPMモータのトルク電流を増加させるようにすれば、PMモータのトルクが速やかに増加し、スピンドルの回転数を復元することができる。
また、仮にセンサ付の場合であっても、高負荷時には回転数の低下が大きくなり、この場合、例えば孔あけ加工機であれば、加工面の品質が低下してしまうことになる。
そのため、近年のPMモータは電流応答が悪く、従って、インパクトドロップ負荷の発生時に、即座にトルク電流を多く流すのが難しいという問題があった。
ここで、上記した第4の従来技術の手法は、圧縮機負荷のように、周期的な負荷変動には効果があるものの、インパクトドロップ負荷のような単発的に発生する外乱による負荷変動には適用できない。
そこで、このことを利用し、上記の手段では、制御器内部の励磁電流成分を軸誤差に応じて流すようにする。その結果、負荷変動の抑制に必要なトルク電流を瞬間的に補うことができ、回転数の低下や、脱調などの不具合を回避できる。
また、本発明によれば、負荷変動時以外の定常状態で余分な励磁電流が流れることがないので、PMモータの高効率という長所と相俟って充分に高効率が維持できる。
更に、本発明の場合、構成がシンプルであるため、安価な汎用マイコンで実現が可能であり、構成がシンプルなことから、演算処理に時間がかからないため、より高速でのPMモータ駆動が実現できる。
速度指令発生器1は、PMモータ5の回転速度指令ωr* を与える制御部で、制御器2の上位に位置し、その指令に従ってPMモータ5が駆動される。
制御器2は、回転速度指令発生器1から供給される回転速度指令ωr*と、電流検出器6により検出したPMモータ5の電流値の双方に基づいて、インバータ3を駆動するPWM信号を発生する。
ここで、上記したとおり、この実施例は、PMモータ5の回転子位置センサを用いないセンサレス制御をベースにしたものであり、このため直接回転数を検出することはできない。
そこで、図1において、ASR8は、回転速度指令ωr*と推定速度ωrc の偏差に基づいてトルク電流指令Iq*を作成するようになっている。
このため、まず、加減算器70、71により、各電流指令と実際の電流検出値Idc、Iqc を比較し、次に、電流制御器9、10により、これらの偏差が零になるように、印加電圧Vdc*、Vqc*を計算する。このとき電流制御器9、10は、通常、比例積分(PI)による計算を用いている。
そこで、これらd−q軸とdc−qc軸との偏差である“軸誤差△θd"を零に制御することで、dc−qc軸をd−q軸に一致させることができ、従って、位置センサなしでPMモータを高精度でベクトル制御することができる。
そこで、この実施例では、Δθd推定器12として、図3に示す構成のものを採用している。
図3のΔθd推定器12は、トルク電流指令Iq*とトルク電流検出値Iqc の偏差に係数K0を乗算し、積を軸誤差Δθd の推定値Δθdc としている。ここで、この推定値Δθdc の推定原理については、以下のように説明できる。
この偏差は、軸誤差に起因しており、従って、軸誤差の発生量が大きいほど、大きくなる傾向にある。よって、トルク電流指令Iq*とトルク電流検出値Iqc の偏差に係数(この場合、係数=K0)を乗算すれば、これを軸誤差に相当する状態量、すなわち推定値Δθdc と看做すことができるのである。
このときPLL制御器14はPI計算回路で構成され、推定値Δθdc が零になるように、駆動周波数ω1c を調整する。
また、駆動周波数ω1c は電気角周波数であるので、これを極数(P/2)で除算することで、回転数が推定できることになる。
そこで、この計算を電気角・機械角変換ゲイン部15により行ない、回転数推定値ωrc としている。
前述のように、軸誤差Δθd の発生は、PMモータ5に加わる負荷の大きさに密接に関係している。そこで、図4に、軽負荷時と過大負荷時のそれぞれにおける軸誤差Δθd の関係を示す。
軽負荷の場合、図4(a)に示すように、軸誤差Δθd の発生量が小さく、従って、この場合、制御におけるqc軸上においてトルク電流成分Iqc を増加させたとすると、それはほとんどq 軸上の成分となり、従って、トルク発生に大きく寄与することになる。
すなわち過大負荷のときに軸誤差Δθd が発生した場合には、その発生量に応じて、適切にdc軸電流を流した方が、過大負荷トルクに対して安定に制御できることになり、そこで、この動作をΔId演算器20により行うように構成したものである。
このとき推定値Δθdc は、インパクトドロップ時には正の値、インパクトアップ時には負の値となるが、この場合、何れにしても励磁電流Idを正の値にして流すことで、d軸をdc軸に一致させる方向にトルクが働くことになるので(つまり推定値Δθdc の拡大を抑制する方向に働くので)、絶対値演算を行っているのである。
そこで、ΔId演算器20から出力さる励磁電流指令の補正量ΔId を加算器74により、Id*発生器11から供給される励磁電流指令Id*に加算し、励磁電流指令Id**として加減算器70に供給する。
そうすると、IdACR10に供給される励磁電流指令Id*には、軸誤差Δθd の推定値Δθdc に応じて増加する補正量ΔId が加算されることになる。
いま、過大なインパクトドロップが発生したとすると、その瞬間にPMモータ5の回転数が落ち込み、同時に軸誤差Δθd が発生する。
このとき図6の従来技術の場合、負荷変化に対応するべくIqACR9が反応し、トルク電流指令Iq*を増加させるが、この場合、PMモータ5のq軸とqC軸の偏差が大きいため、図4(b)において既に説明したように、トルク電流指令Iq*を増加させても、PMモータ5の発生トルクには寄与できない。この結果、最終的にはトルクが立ち上がる前に軸誤差が拡大してしまい、脱調停止となる。
このことは、回転数の落ち込み量を抑えるためであり、従って、回転数の回復をできるだけ早くする必要があり、このためにはフイードバックループを極力少なくするのが望ましい。
図8は、この実施例2における制御器2Bを示したもので、この制御器2Bを図1の制御器2に代えて用いたのが実施例2である。
この制御器2Bにおいては、図1の制御器2におけるIqACR9とIdACR10に代えて電圧指令演算器22、Iq*発生器23、機械角・電気角変換ゲイン部24、比例ゲイン部によるPLL制御器14Bを設けたもので、その他の構成は、図1の実施例1と同じである。
まず、機械角・電気角変換ゲイン部24は、速度指令発生器1から供給される回転速度指令ωr*に対して極数p/2に一致するゲインを乗算して電気角周波数指令ω1*を得るための演算を行う。
次いで電圧指令演算器22は、この電気角周波数指令ω1*及び励磁電流指令Id**とトルク電流指令Iq*を用いて、電圧指令Vdc*、Vqc*を演算する。
そうすると、ここでの電圧演算は、基本的にはフイードフォワード演算であり、図1の制御器2の場合のフィードバック演算とは大きく動作が異なることになる。
このときの電圧指令演算器22による演算は、次の(数1)式の通りである。
この方式は、いわば検出値から指令値を“あと付け”で決めるものであり、従って、一見したところ、トルク応答が低下するように思えるが、しかし、実際は反対で、以下に説明するように、フィードバックの場合より高い応答が得られる。
一方、図8の実施例2における制御器2Bの場合、Iq*発生器23は電流検出値に一次遅れフィルタをかけるだけの処理で済み、この場合、フィルタ定数だけで応答が決まることになり、従って、応答が改善されるのである。
特に、高速スピンドル装置などに本発明を適用した場合、演算処理回数が少なく済むので、図8の構成のほうが有利であり、更に処理内容の簡潔さや設定パラメータの少なさの面でも有利であるといえる。
その他、ΔId演算器20などの動作は、図1の実施例1の場合と全く同じである。
従って、この実施例2によれば、より高い応答特性が得られ、より高速域まで負荷変動に対して追従可能なPMモータの制御装置が実現できる。
これまで説明した実施例1と実施例2は、何れも位置センサレス制御方式に本発明を適用した場合の実施例であり、軸誤差Δθd の推定演算によるものであるが、この推定演算には一応限界があり、より高応答なシステムの実現を目指した場合、位置センサを用いた方式が考慮される。
なお、Δθdの推定方法の別案としては、実施例5として後述するが、この場合でも、極低速域では推定誤差の影響が免れない。
例えばパルスジェネレータのようなセンサを用いた場合、高速になるほどパルス周波数が高くなるので、演算処理が難しくなる。また、数十万回転に対応可能なパルスジェネレータはほとんど市販品がなく、特別仕様として極めてコスト高になる。
このときホールICのように、非接触で磁石磁束の有無を1、又は0で検出するセンサを用いた場合には安価なセンシングが可能であるが、この場合は位置情報が少なくなるので、信号間の補間をしなければならない。この補間は、正弦波駆動の場合、特に重要であり、この問題を解決しないと、正弦波駆動の意味がなくなってしまう。
図9は、この実施例3におけるPMモータ5の制御器2Cを示したもので、これを図1の制御器2に代えて用いることにより、実施例3に係る電動機駆動制御装置を実現することができる。
図9において、25は位置センサで、26はΔθd計測器26であり、その他のブロックと部品は、図1と図8における同じ番号のものと同一のものである。
そして、まず、位置センサ25は、PMモータ5の回転子の位置角を検出し、位置角情報を出力する働きをし、次に、Δθd計測器26は、位置センサ25から入力される位置角情報に基づいて、軸誤差Δθdを計測する働きをする。
この例では、位置検出パルスの立下り時が回転子位置の0度になり、パルスの立ち上がり時が回転子位置の180度に一致するようにセンサが取り付けられている。よって、位置検出パルスからの情報は、常にθd=0度(これを位置情報θdl とする)か、θd=180度(これを位置情報θd2 とする)の何れかである。
そして、制御器2Cの内部では、電気角周波数ωlc を積分器16に入力して積分し、連続的な位相角θdc を作成している。
そこで、この実施例3では、位置検出パルスを軸誤差Δθd の計測のためだけに使用するようになっている。
このため、図10に示すように、位置検出パルスの立下りと立上りをトリガーにして、位相角θdc をサンプリングする。この結果、定常状態では、サンプリングされた位相角θdc は、検出トリガーの位相角に一致するが、過渡時においては差異が生じ、この差分が図10(b)に示されているように、軸誤差Δθd を表わす。
この結果、正弦波の補間などを気にすることなく、センサレス方式と全く同様の考え方で位相の制御が実現できる。
また、この場合、位置センサレスの場合の推定演算ではないため、低速域まで高精度な制御が実現可能である。
なお、位置センサは一回転に付き1パルスのものにこだわる必要はなく、パルスの立上りと立下りにおいて、その時の回転子位置関係が掴めていれば、マルチパルスのものでも全く問題ない。
既に説明した実施例1と実施例2では、位置センサレスの場合のPMモータのドライブシステムに適用した場合について説明し、実施例3では、位置センサ付きの場合のPMモータのドライブシステムに適用した場合について説明した。
ここで位置センサレスの場合は、低速域における精度に多少課題が残るものであることが知られているが、一方で、高速域の場合、安定性はむしろセンサ付き以上となる場合が多い。
他方、センサ付きの場合、センサからの位置検出パルスの情報がベースとなるため、複雑な割り込みの管理が必要となる。また、時間当たりの位置情報量が、高速と低速では全く異なるため、ゲインの設定など、安定性の面で難しさがある。
以上の実施例1〜4では、軸誤差Δθd の導出方法として、センサレスによる推定方法と、位置センサによる計測方法があることについて説明した。
しかし、位置センサは超高速モータでは扱いが難しく、やはりセンサレス方式にし、センサレスにより駆動できる範囲をなるべく拡大するのが望ましく、従って、これを可能にした電動機駆動制御装置が以下に説明する実施例5である。
ここで、図12は、本発明の実施例5におけるΔθd推定器12Eを示したもので、このΔθd推定器12Eを、図1の制御器2と図8の制御器2B、それに図11の制御器2Dの何れかにおけるΔθd推定器12として適用することにより実施例5が実現できるようになる。
このときのΔθd推定器12Eによる演算処理は、演算は、次の(数2)式で表わすことができる。
このときの演算に使用される電気角周波数については、図示のように、指令値であるω1*とω1c の何れかを採用すればよい。
上述の図1と図8、図9、それに図11の各実施例においては、そのΔId演算器として、図5に記載のΔId演算器20を使用しているが、このとき励磁電流指令の補正量ΔId の量が更に正確に調整できれば、より一層、高応答、且つ高安定なPMモータドライブシステムが実現できる。
そして、本発明の実施例6は、これらΔId演算器20Fと、ΔId演算器20Gの何れかを、実施例1(図1)と実施例2(図8)、実施例3(図9)、それに実施例4(図11)の何れかにおけるΔId演算器20に代えて適用することにより実現できる。
図4のベクトル図で示したように、軸誤差Δθd が小さい場合は、励磁電流指令の補正量ΔId も小さくてよいが、大きな場合には、補正量ΔId は、やはり多く流す必要がある。この場合、PMモータ5の最大トルク時の電流をI0とすると、軸誤差Δθd が90度のとき、ΔId =I0となるのが望ましい。
この関係で考えると、補正量ΔId は次の(数3)式に従って与えるのが理想であることが判る。
Δθdc :軸誤差Δθd の推定値
しかし、この(数3)式は、Δθd =90度のとき最大値になり、それ以上に軸誤差Δθd が大きくなると、反対に補正量ΔId の大きさが減少してしまう。そこで、軸誤差Δθd に対して、±90度のリミッタ204を設けることにより軸誤差Δθd が90度を越えた場合でも、最大のアシスト量で固定化できることができる。
このとき、フィルタ203は、補正量ΔId の変化率を抑制する作用もある。
従って、補正量ΔId の動き自体が敏感過ぎるような場合には、このフィルタ203の時定数を変えることで調整可能になるというメリットがある。
更に、この実施例の場合は、絶対値演算処理が不要にできるので、構成の簡略化が可能となるメリットもある。
そして、このコントローラに、速度指令発生器1からスピンドルの速度指令、加減速指令などが設定され、この結果、PMモータ5が制御される。
そこで、PMモータ5を速度指令発生器1から設定された速度で回転させると、ドリル歯37が回転し、基板に孔開け加工することができる。
このときのドリル歯37の太さは数10μmから数mmまであり、それに応じて必要な回転数や負荷特性が大幅に変化するが、ここで、本発明に係る実施例を適用し、PMモータ5を制御すれば、回転数変動が少なく、且つ、無駄の電流が少ない高効率なプリント基板穿孔機が提供できるようになる。
なお、以上の実施例は、PMモータの相電流を検出するために、電流検出器6を用いているが、インバータ3の直流母線電流IDCを検出し、その検出値からモータの相電流を再現して制御を行ってもよいことは、いうまでもない。
2 制御器
3 インバータ
31 インバータ主回路部
32 ゲート・ドライバ
4 直流電源
41 交流電源
42 ダイオード整流器
43 平滑コンデンサ
5 PMモータ(永久磁石同期電動機)
6 電流検出器
7 加減算器
8 速度制御器(ASR)
9 Iq電流制御器(IqACR)
10 Id電流制御器(IdACR)
11 Id*発生器
12 Δθd推定器
13 Δθd指令設定器
14 PLL制御器
15 電気角・機械角変換ゲイン部
16 積分器
17 dq座標変換器
18 dq逆変換器
19 PWM信号発生器
20 ΔId演算器
22 電圧指令演算器
23 Iq*発生器
24 機械角・電気角変換ゲイン部
Claims (5)
- 同期電動機をインバータによりベクトル制御する方式の電動機駆動制御装置において、
前記同期電動機の回転子位相角と前記ベクトル制御のための制御系内に設定してある位相角との偏差を検出する位相角偏差検出手段と、前記偏差の大きさに応じて前記同期電動機の励磁電流成分に対する補正量を算出する補正量算出手段と、前記補正量を前記ベクトル制御のための励磁電流指令に加算する手段とを設け、
前記偏差が増大したとき、前記ベクトル制御における励磁電流成分の増加により前記同期電動機のトルクが過渡的に増大されるように構成したことを特徴とする電動機駆動制御装置。 - 請求項1に記載の電動機駆動制御装置において、
前記位相角偏差検出手段は、前記同期電動機に対するトルク電流指令と前記同期電動機のトルク電流検出値の偏差に基づいて位相角の偏差を算出することを特徴とする電動機駆動制御装置。 - 請求項1に記載の電動機駆動制御装置において、
前記位相角偏差検出手段は、前記同期電動機に対するトルク電流指令と前記同期電動機のトルク電流検出値及び前記同期電動機の定数である抵抗値とインダクタンス値に基づいて位相角の偏差を算出することを特徴とする電動機駆動制御装置。 - 請求項1に記載の電動機駆動制御装置において、
前記位相角偏差検出手段は、位置センサにより検出した前記同期電動機の回転子の位置に基づいて位相角の偏差を算出することを特徴とする電動機駆動制御装置。 - 請求項1に記載の電動機駆動制御装置において、
前記位相角偏差検出手段が、前記同期電動機に対するトルク電流指令と前記同期電動機のトルク電流検出値の偏差に基づいて位相角の偏差を算出する第1の手段と、位置センサにより検出した前記同期電動機の回転子の位置に基づいて位相角の偏差を算出する第2の手段を備え、
前記同期電動機が低速のときには、前記第1の手段により検出した位相角の偏差を出力し、
前記同期電動機が高速のときには、前記第2の手段により検出した位相角の偏差を出力することを特徴とする電動機駆動制御装置。
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