JP2011004515A - 電動機駆動制御装置。 - Google Patents

Abstract

【課題】電気時定数の長いＰＭモータを用いた場合でも、大きな負荷変動に対して即座に反応し、定常状態では無駄な電流を一切流さずに済むようにした電動機駆動制御装置を提供すること。
【解決手段】インバータ３によりＰＭモータ５をベクトル制御する方式の電動機駆動制御装置において、Δθｄ推定器１２によりＰＭモータ５の軸誤差Δθd を推定し、推定値Δθdc の値に応じて励磁電流指令の補正量ΔＩd をΔＩｄ演算器２０により演算し、演算した補正量ΔＩd を加算器７４により励磁電流指令Ｉd^*に加算して制御軸上で励磁電流を発生させ、軸誤差Δθd の過渡的な増加時には励磁電流によりＰＭモータ５のトルクが増大されるようにし、負荷変動の抑制に必要なトルクが瞬間的に補われるようにした。
【選択図】図１

Description

本発明は、同期電動機の駆動制御装置に係り、特に、永久磁石同期電動機をベクトル制御方式により駆動する電動機駆動制御装置に関する。

ＰＭモータと略称される永久磁石同期電動機は、小型且つ高効率であるため、従来から様々な用途に適用展開され、その制御技術も大きく進歩し、この結果、例えば、プリント基板用穿孔機や各種の切削加工機など、スピンドルを高速度で回転駆動する必要がある装置に適用し、その高応答化、高効率化、高品質化を図るのに有効な技術になっている。
中でも、近年は、それまでＰＭモータの駆動に必須であった回転子位置センサが不要にできる“センサレス制御方式”によるシステムが進歩し、この結果、適用対象も拡大傾向にある。

そして、このセンサレス制御方式による従来技術の一例(第１の従来技術)においては、ＰＭモータの実際の回転子位相角と、制御上で仮定している位相角との偏差(これを“軸誤差”と呼ぶ)を直接推定演算し、この偏差が零になるように、制御上の位相を修正することで、位置センサレス制御を実現している(例えば特許文献１参照)。
しかし、この第１の従来技術における軸誤差の演算は、ＰＭモータの誘導起電圧から間接的に求めるものであり、従って零回転速度を含む低速域においては正確な軸誤差の演算ができず、このため高トルク化が困難であるという問題がある。

そこで、この問題を解決するため、ＰＭモータの励磁電流を該ＰＭモータの回転数(回転速度)に応じて変化させ、位置センサレス制御系を安定化させるようにした別の従来技術(第２の従来技術)も知られている(例えば特許文献２参照)。
この第２の従来技術は、基本的には、位相推定が困難となる低速域においてＰＭモータの回転子位相と同位相の電流(励磁電流)を流し、負荷変動により回転子位相が変動することによりトルクを自然発生させ、系を安定化させるものである。

また、別の従来技術(第３の従来技術)も同様の発想によるもので、この場合、トルク電流Ｉｑの大きさに応じて、それに見合った励磁電流Ｉｄを与えるように制御し、これにより位置センサレス制御系の安定化が得られるようにしている(例えば特許文献３参照)。
そして、更に別の従来技術(第４の従来技術)では、軸誤差を演算し、その軸誤差に含まれる変動分から、負荷のトルク変動を推定演算し、その変動を打ち消すようなトルク電流指令を作成するようにしたものである(例えば特許文献４参照)。

特開２００１−２５１８８９号公報 特開２００１−１９００９９号公報 特開２０００−２６２１００号公報 特開２００５−１９８４０２号公報

ところで、プリント基板用穿孔機などの装置の場合、加工中にインパクトドロップ負荷と呼ばれる負荷が発生することがある。
例えば、スピンドルで孔あけ加工を行う場合、スピンドルのドリル歯が材料面に触れたとき、瞬間的に大きな負荷が発生し、これを“インパクトドロップ負荷”という。
そして、このインパクトドロップ負荷が発生した場合、瞬間的ではあるが、ＰＭモータにより駆動されているスピンドルの回転数が一時的に低下してしまう。
そこで、この場合、即座にＰＭモータのトルク電流を増加させるようにすれば、ＰＭモータのトルクが速やかに増加し、スピンドルの回転数を復元することができる。

しかしながら、このときの負荷の増加量が大きいと、回転数の低下も大きくなり、場合によってはＰＭモータが脱調し、停止してしまう虞がある。特に、位置センサレス制御方式の場合、センサレスによる応答が可能な回転数範囲を超えて低速域まで回転数が低下したとすると、脱調が確実になってしまう。
また、仮にセンサ付の場合であっても、高負荷時には回転数の低下が大きくなり、この場合、例えば孔あけ加工機であれば、加工面の品質が低下してしまうことになる。

更に、近年のＰＭモータは高効率を追及しており、このため、固定子巻線として、抵抗値が小さくできる“集中巻”を採用する傾向にあり、回転子構造としては、永久磁石を回転子内部に埋め込む構造のものが増えているので、インダクタンス値が増加する傾向にあり、この結果、ＰＭモータの等価回路における抵抗Ｒは、インダクタンスＬに対して相対的に小さくなるため、電気時定数(＝Ｌ／Ｒ)は長くなる方向にある。
そのため、近年のＰＭモータは電流応答が悪く、従って、インパクトドロップ負荷の発生時に、即座にトルク電流を多く流すのが難しいという問題があった。

このとき、上記した第２の従来技術と第３の従来技術の手法を用いるようにすれば、上記の問題は、ある程度は解決可能であるが、しかし、これらの手法による場合、本来はトルク発生に寄与しない励磁電流成分を、負荷の大きさに拠らず、常に流し続けることになり、この結果、ＰＭモータの長所である“高効率”が犠牲になり、また、発熱の問題も発生する。
ここで、上記した第４の従来技術の手法は、圧縮機負荷のように、周期的な負荷変動には効果があるものの、インパクトドロップ負荷のような単発的に発生する外乱による負荷変動には適用できない。

本発明は、これら従来技術が有する問題に鑑みてなされたもので、その目的は、電気時定数の長いＰＭモータを用いた場合でも、大きな負荷変動に対して即座に反応し、定常状態では無駄な電流を一切流さずに済むようにした電動機駆動制御装置を提供することにある。

上記目的は、同期電動機をインバータによりベクトル制御する方式の電動機駆動制御装置において、前記同期電動機の回転子位相角と前記ベクトル制御のための制御系内に設定してある位相角との偏差を検出する位相角偏差検出手段と、前記偏差の大きさに応じて前記同期電動機の励磁電流成分に対する補正量を算出する補正量算出手段と、前記補正量を前記ベクトル制御のための励磁電流指令に加算する手段とを設け、前記偏差が増大したとき、前記ベクトル制御における励磁電流成分の増加により前記同期電動機のトルクが過渡的に増大されるようにして達成される。

このとき、前記位相角偏差検出手段は、前記同期電動機に対するトルク電流指令と前記同期電動機のトルク電流検出値の偏差に基づいて位相角の偏差を算出するものであってもよく、前記同期電動機に対するトルク電流指令と前記同期電動機のトルク電流検出値及び前記同期電動機の定数である抵抗値とインダクタンス値に基づいて位相角の偏差を算出するものであってもよく、更に、前記位相角偏差検出手段は、位置センサにより検出した前記同期電動機の回転子の位置に基づいて位相角の偏差を算出するものであってもよい。

また、このとき、前記位相角偏差検出手段が、前記同期電動機に対するトルク電流指令と前記同期電動機のトルク電流検出値の偏差に基づいて位相角の偏差を算出する第１の手段と、位置センサにより検出した前記同期電動機の回転子の位置に基づいて位相角の偏差を算出する第２の手段を備え、前記同期電動機が低速のときには、前記第１の手段により検出した位相角の偏差を出力し、前記同期電動機が高速のときには、前記第２の手段により検出した位相角の偏差を出力するものであってもよい。

インパクトドロップなどの負荷変動発生時には、ＰＭモータの回転子位相角と制御器内部の位相角とに差異(軸誤差)が発生するが、このときの軸誤差の発生量は、負荷変動の大きさに応じて変化する。
そこで、このことを利用し、上記の手段では、制御器内部の励磁電流成分を軸誤差に応じて流すようにする。その結果、負荷変動の抑制に必要なトルク電流を瞬間的に補うことができ、回転数の低下や、脱調などの不具合を回避できる。

本発明によれば、電気時定数の長いＰＭモータであっても回転数変動の抑制が充分に得られるので、指令通りの回転数に保つことができ、従って、過大なインパクトドロップ負荷外乱に対するロバスト性(耐性)が向上し、脱調停止や回転数の大幅な低下を回避することができる。
また、本発明によれば、負荷変動時以外の定常状態で余分な励磁電流が流れることがないので、ＰＭモータの高効率という長所と相俟って充分に高効率が維持できる。
更に、本発明の場合、構成がシンプルであるため、安価な汎用マイコンで実現が可能であり、構成がシンプルなことから、演算処理に時間がかからないため、より高速でのＰＭモータ駆動が実現できる。

本発明に係る電動機駆動制御装置の第１の実施形態を示すブロック構成図である。 本発明に係る電動機駆動制御装置の第１の実施形態における軸誤差を説明するためのベクトル図である。 本発明に係る電動機駆動制御装置の第１の実施形態における△θｄ推定器の一例を示すブロック構成図である。 本発明に係る電動機駆動制御装置の第１の実施形態における負荷の大きさと軸誤差の関係を説明するためのベクトル図である。 本発明に係る電動機駆動制御装置の第１の実施形態における△Ｉｄ演算器の一例を示すブロック構成図である。 電動機駆動制御装置の従来技術による過大負荷トルク応答特性の一例を示す説明図である。 本発明に係る電動機駆動制御装置の第１の実施形態による過大負荷トルク応答特性の説明図である。 本発明に係る電動機駆動制御装置の第２の実施形態を示すブロック構成図である。 本発明に係る電動機駆動制御装置の第３の実施形態を示すブロック構成図である。 本発明に係る電動機駆動制御装置の第３の実施形態における位置検出パルスの波形図である。 本発明に係る電動機駆動制御装置の第４の実施形態を示すブロック構成図である。 本発明に係る電動機駆動制御装置の第４の実施形態における△θｄ推定器の一例を示すブロック構成図である。 本発明に係る電動機駆動制御装置の第４の実施形態における△Ｉｄ演算器の一例を示すブロック構成図である。 本発明に係る電動機駆動制御装置の第４の実施形態における△Ｉｄ演算器の一例を示すブロック構成図である。 本発明に係る電動機駆動制御装置の適用対象の一例であるプリント基板穿孔機を示す斜視図である。

以下、本発明に係る電動機駆動制御装置について、図示の実施の形態により詳細に説明する。

図１は、本発明をセンサレス制御方式の電動機駆動制御装置に適用し、ＰＭモータ(永久磁石同期電動機)５の回転速度指令ωr^*により制御するようにした場合の一例(実施例１)であり、図示のとおり、回転速度指令ωr^* を発生する回転速度指令発生器１と、ＰＭモータ５に印加する電圧を演算し、ＰＷＭ信号(パルス幅変調波信号)を生成する制御器２と、制御器２から供給されるＰＷＭ信号に応じて直流電力を三相交流電力に変換するインバータ３と、インバータ３の電源となる直流電源４とを備えている。

このときインバータ３は、６個のスイッチング素子Ｓup〜Ｓwn により構成されているインバータ主回路部３１と、スイッチング素子Ｓup〜Ｓwn を駆動するゲート・ドライバ３２とで構成され、直流電源４は、交流電源４１とダイオード整流器４２それに平滑コンデンサ４３により構成されている。
速度指令発生器１は、ＰＭモータ５の回転速度指令ωr^* を与える制御部で、制御器２の上位に位置し、その指令に従ってＰＭモータ５が駆動される。
制御器２は、回転速度指令発生器１から供給される回転速度指令ωr^*と、電流検出器６により検出したＰＭモータ５の電流値の双方に基づいて、インバータ３を駆動するＰＷＭ信号を発生する。

このため制御器２には、信号を加算又は減算する５個の加減算器７、７０、７１、７３、７４、ＰＭモータ５の回転速度を回転速度指令ωr^*に一致させるために必要な、ＰＭモータ５のトルク電流指令Ｉq^*を生成する働きをするＡＳＲ(速度制御器)８、検出したトルク電流Ｉqc がトルク電流指令Ｉq^*に一致するように制御するＩｑＡＣＲ(電流制御器)９、検出した励磁電流Ｉdc が励磁電流指令Ｉd^*に一致するように制御を行うＩｄＡＣＲ(電流制御器)１０、ＰＭモータ５の磁石磁束位相と同相の電流である励磁電流指令Ｉd^*を発生させるＩd^*発生器１１を備えている。

更に制御器２には、ＰＭモータ５の永久磁石磁束の回転軸であるｄ軸と制御器内部で仮定しているｄ軸(これをｄｃ軸とする)との偏差△θdc(軸誤差と呼ぶ)を推定演算する推定器１２、偏差の推定値△θdc に対して指令値(例えば０)を設定する△θｄ指令設定器１３、偏差△θdc を零に制御し、ｄ軸とｄｃ軸を一致させるＰＬＬ(Phase Locked Loop)を形成するＰＬＬ制御器１４、ＰＬＬ制御器１４の出力である電気角周波数ω1c から回転数推定値を演算する電気角・機械角変換ゲイン部１５、制御器内部での電気角周波数ω1c を積分し、制御器における位相角θdc を演算する積分器１６、位相角θdc に基づいて、交流電流を回転座標軸であるｄｃ−ｑｃ軸上の値に座標変換するｄｑ座標変換器１７、ｄｃ−ｑｃ軸上の電圧指令Ｖdc^*、Ｖqc^*を三相交流軸上の指令値ｖｕ^*、ｖｖ^*、ｖｗ^*に座標変換するｄｑ逆変換器１８、三相電圧指令ｖｕ^*、ｖｖ^*、ｖｗ^*に基づき、インバータ３をスイッチング動作させるためのＰＷＭ信号を発生するＰＷＭ信号発生器１９、それに、この実施形態の特徴部分であり、位相角△θdc の値に応じて、励磁電流指令の補正量ΔＩd を演算するΔＩｄ演算器２０とを備えている。

次に、この実施例１の動作原理について説明する。
ここで、上記したとおり、この実施例は、ＰＭモータ５の回転子位置センサを用いないセンサレス制御をベースにしたものであり、このため直接回転数を検出することはできない。
そこで、図１において、ＡＳＲ８は、回転速度指令ωr^*と推定速度ωrc の偏差に基づいてトルク電流指令Ｉq^*を作成するようになっている。

このとき励磁電流指令Ｉd^*は、図示してない別の励磁電流指令Ｉd^*発生器から出力されるようになっているが、ここでＰＭモータ５が非突極型であれば、通常はＩd^*＝０と与えるようになっている。
このため、まず、加減算器７０、７１により、各電流指令と実際の電流検出値Ｉdc、Ｉqc を比較し、次に、電流制御器９、１０により、これらの偏差が零になるように、印加電圧Ｖdc^*、Ｖqc^*を計算する。このとき電流制御器９、１０は、通常、比例積分(ＰＩ)による計算を用いている。

このときの電流制御は、一般のベクトル制御と同様、回転座標軸上において実施され、この実施例では、図２に示すように、ＰＭモータ５の回転子の位置角を基準に、ｄｃ−ｑＣ軸上で制御を行うようになっており、ここで、図２は、ＰＭモータの回転子位置を基準とした座標軸ｄ−ｑ座標と、制御上で仮定している座標軸ｄｃ−ｑｃ座標の関係を示したもので、ＰＭモータの場合、磁石磁束の存在する軸をｄ軸とし、それに直交する軸をｑ軸とするのが一般的である。
そこで、これらｄ−ｑ軸とｄｃ−ｑｃ軸との偏差である“軸誤差△θd"を零に制御することで、ｄｃ−ｑｃ軸をｄ−ｑ軸に一致させることができ、従って、位置センサなしでＰＭモータを高精度でベクトル制御することができる。

しかし、このためには軸誤差Δθd の推定方法が重要となる。
そこで、この実施例では、Δθｄ推定器１２として、図３に示す構成のものを採用している。
図３のΔθｄ推定器１２は、トルク電流指令Ｉq^*とトルク電流検出値Ｉqc の偏差に係数Ｋ０を乗算し、積を軸誤差Δθd の推定値Δθdc としている。ここで、この推定値Δθdc の推定原理については、以下のように説明できる。

いま、ＰＭモータ５が駆動中、何らかの負荷外乱があったとすると、軸誤差Δθd が発生し、その結果、トルク電流Ｉqc が乱れ、トルク電流指令Ｉq^*との偏差が発生する。
この偏差は、軸誤差に起因しており、従って、軸誤差の発生量が大きいほど、大きくなる傾向にある。よって、トルク電流指令Ｉq^*とトルク電流検出値Ｉqc の偏差に係数(この場合、係数＝Ｋ０)を乗算すれば、これを軸誤差に相当する状態量、すなわち推定値Δθdc と看做すことができるのである。

このようにして推定演算した推定値Δθdc を零に制御するため、推定値Δθdc とΔθｄ指令設定器１３の設定値(＝０)との偏差を加減算器７３により取り、ＰＬＬ制御器１４により駆動周波数ω１ｃを演算する。
このときＰＬＬ制御器１４はＰＩ計算回路で構成され、推定値Δθdc が零になるように、駆動周波数ω1c を調整する。

この結果、駆動周波数ω1c は、Δθdc ＞０であれば大きくなり、Δθdc ＞０であれば小さくなるように変化し、最終的には推定値Δθdc ＝０に収束する。
また、駆動周波数ω１c は電気角周波数であるので、これを極数(Ｐ／２)で除算することで、回転数が推定できることになる。
そこで、この計算を電気角・機械角変換ゲイン部１５により行ない、回転数推定値ωrc としている。

以上が、本実施例のセンサレス駆動部分の概要であり、次に、本発明の特徴部分であるΔＩｄ演算器２０について説明する。
前述のように、軸誤差Δθd の発生は、ＰＭモータ５に加わる負荷の大きさに密接に関係している。そこで、図４に、軽負荷時と過大負荷時のそれぞれにおける軸誤差Δθd の関係を示す。
軽負荷の場合、図４(a)に示すように、軸誤差Δθd の発生量が小さく、従って、この場合、制御におけるｑｃ軸上においてトルク電流成分Ｉqc を増加させたとすると、それはほとんどｑ 軸上の成分となり、従って、トルク発生に大きく寄与することになる。

しかし、過大負荷の場合、図４(b)に示すように、軸誤差Δθd が大きくなってしまうので、トルク電流成分Ｉqc を増加させたとしてもトルクの発生に寄与する分は僅かになってしまう。従って、この場合、むしろｄｃ軸上に電流を流した方が、実際のｑ軸電流への寄与が大きいことが判る。
すなわち過大負荷のときに軸誤差Δθd が発生した場合には、その発生量に応じて、適切にｄｃ軸電流を流した方が、過大負荷トルクに対して安定に制御できることになり、そこで、この動作をΔＩｄ演算器２０により行うように構成したものである。

図５は、このΔＩｄ演算器２０の詳細ブロックを示したもので、この場合、まず、軸誤差Δθd の推定値Δθdc を絶対値演算器２０１により演算して絶対値とし、その後、この絶対値をゲイン部２０２により適切なゲインとして与え、それを励磁電流指令の補正量ΔＩd としてΔＩｄ演算器２０から出力させる。
このとき推定値Δθdc は、インパクトドロップ時には正の値、インパクトアップ時には負の値となるが、この場合、何れにしても励磁電流Ｉｄを正の値にして流すことで、ｄ軸をｄｃ軸に一致させる方向にトルクが働くことになるので(つまり推定値Δθdc の拡大を抑制する方向に働くので)、絶対値演算を行っているのである。

また、ゲイン部２０２によるゲインの値は、推定値Δθdc が９０度のとき、励磁電流指令の補正量ΔＩd が最大電流Ｉ０になるように設定しておけば、最大トルクに対して充分に対応することができる。
そこで、ΔＩｄ演算器２０から出力さる励磁電流指令の補正量ΔＩd を加算器７４により、Ｉd^*発生器１１から供給される励磁電流指令Ｉd^*に加算し、励磁電流指令Ｉd^**として加減算器７０に供給する。
そうすると、ＩｄＡＣＲ１０に供給される励磁電流指令Ｉd^*には、軸誤差Δθd の推定値Δθdc に応じて増加する補正量ΔＩd が加算されることになる。

この結果、過大負荷により軸誤差Δθd が大きくなると、このときには、トルク電流成分Ｉqc よりも実際のｑ軸電流への寄与が大きいｄｃ軸上の電流、つまり励磁電流Ｉd が増加され、トルクが増大されることになり、過大負荷によるトルクの増大に適切に対応することができ、図６と図７に示すように、インパクトドロップ時での負荷変動の抑制に必要なトルクを瞬間的に補うことができ、回転数の低下や脱調などの不具合が回避できることになる。

ここで、図６は、従来技術の場合の動作特性で、図７は上記した実施例１による動作特性であり、それぞれ負荷トルクとモータトルク特性(a)、回転数特性(b)、励磁電流指令Ｉd^*とトルク電流指令Ｉq^*特性(c)、モータ電流Ｉｄ、Ｉｑ特性(d)、それに軸誤差Δθd 特性(e)が示されている。
いま、過大なインパクトドロップが発生したとすると、その瞬間にＰＭモータ５の回転数が落ち込み、同時に軸誤差Δθd が発生する。
このとき図６の従来技術の場合、負荷変化に対応するべくＩｑＡＣＲ９が反応し、トルク電流指令Ｉq^*を増加させるが、この場合、ＰＭモータ５のｑ軸とｑＣ軸の偏差が大きいため、図４(b)において既に説明したように、トルク電流指令Ｉq^*を増加させても、ＰＭモータ５の発生トルクには寄与できない。この結果、最終的にはトルクが立ち上がる前に軸誤差が拡大してしまい、脱調停止となる。

これに対して、図７の実施例１の場合、軸誤差Δθd が発生すると、これと同時に励磁電流指令Ｉd^*が増加され、ｄｃ軸上の電流を流す。この場合、同じく図４(b)において既に説明したように、結果的にｄ−ｑ軸上のｑ軸電流Ｉｑが増え、モータトルクの増大をもたらすことになり、この結果、軸誤差が拡大するよりも早くモータのトルクが立ち上るようになるので、脱調の虞はまったく生じない。また、回転数の落ち込み量も少なく抑えられるので、外乱応答特性が大幅に改善されることが判る。

ところで、以上に説明した実施例１は、一般的なベクトル制御をベースとした構成であり、従って、ＡＳＲ８などの回転数制御系やＩｑＡＣＲ９とＩｄＡＣＲ１０などの電流制御系の調整が幾分難しいきらいがあり、このことは、ＰＭモータ５を高速スピンドルの駆動に適用した場合、特に顕著で、高速時にはＰＭモータの特性であるｄｑ軸間の干渉が強くなり、これらの回避とセンサレス部分のバランスの取り方が難しくなる。

また、実施例１の場合、同じく一般的なベクトル制御をベースとした構成であることから、トルク電流指令Ｉq^*の変化が回転数制御系の設定応答に依存する。このため回転数制御系のハイゲイン化と高速演算処理が必要になる。
このことは、回転数の落ち込み量を抑えるためであり、従って、回転数の回復をできるだけ早くする必要があり、このためにはフイードバックループを極力少なくするのが望ましい。

そこで、次に、上記の点に配慮した本発明の実施例について、以下、実施例２として説明する。
図８は、この実施例２における制御器２Ｂを示したもので、この制御器２Ｂを図１の制御器２に代えて用いたのが実施例２である。
この制御器２Ｂにおいては、図１の制御器２におけるＩｑＡＣＲ９とＩｄＡＣＲ１０に代えて電圧指令演算器２２、Ｉｑ^*発生器２３、機械角・電気角変換ゲイン部２４、比例ゲイン部によるＰＬＬ制御器１４Ｂを設けたもので、その他の構成は、図１の実施例１と同じである。

次に、この図８に示した実施例２の動作について説明する。
まず、機械角・電気角変換ゲイン部２４は、速度指令発生器１から供給される回転速度指令ωr^*に対して極数ｐ／２に一致するゲインを乗算して電気角周波数指令ω１^*を得るための演算を行う。
次いで電圧指令演算器２２は、この電気角周波数指令ω１^*及び励磁電流指令Ｉd^**とトルク電流指令Ｉq^*を用いて、電圧指令Ｖdc^*、Ｖqc^*を演算する。
そうすると、ここでの電圧演算は、基本的にはフイードフォワード演算であり、図１の制御器２の場合のフィードバック演算とは大きく動作が異なることになる。
このときの電圧指令演算器２２による演算は、次の(数１)式の通りである。

一方、この制御器２Ｂでは、回転数制御器がないので、トルク電流指令Ｉq^*を別の方法で作成する必要がある。そこで、ここでは、一次遅れフィルタからなるＩq^*発生器２３を用い、電流検出値Ｉqc からトルク電流指令Ｉq^*を作成し、電圧指令演算器２２に供給するのである。
この方式は、いわば検出値から指令値を“あと付け”で決めるものであり、従って、一見したところ、トルク応答が低下するように思えるが、しかし、実際は反対で、以下に説明するように、フィードバックの場合より高い応答が得られる。

図１の実施例１における制御器２の場合、トルク電流指令Ｉq^*が回転数制御系のＡＳＲ８から出力される。従って、回転数推定演算による遅れと回転数制御系での応答遅れが加わる上、最終的には電流制御の応答遅れが加わることになる。
一方、図８の実施例２における制御器２Ｂの場合、Ｉｑ^*発生器２３は電流検出値に一次遅れフィルタをかけるだけの処理で済み、この場合、フィルタ定数だけで応答が決まることになり、従って、応答が改善されるのである。
特に、高速スピンドル装置などに本発明を適用した場合、演算処理回数が少なく済むので、図８の構成のほうが有利であり、更に処理内容の簡潔さや設定パラメータの少なさの面でも有利であるといえる。

また、図８の実施例２の場合、位相角θdc も、基本的には電気角周波数ω1c を積分器１６により積分して求めるため、ＰＬＬ制御器１４Ｂは比例制御器で問題なく、要は軸誤差Δθd に応じて、電気角周波数指令ω１^*を修正するためのΔω１が発生させられればよい。
その他、ΔＩｄ演算器２０などの動作は、図１の実施例１の場合と全く同じである。
従って、この実施例２によれば、より高い応答特性が得られ、より高速域まで負荷変動に対して追従可能なＰＭモータの制御装置が実現できる。

次に、図９と図１０により、本発明の実施例３について説明する。
これまで説明した実施例１と実施例２は、何れも位置センサレス制御方式に本発明を適用した場合の実施例であり、軸誤差Δθd の推定演算によるものであるが、この推定演算には一応限界があり、より高応答なシステムの実現を目指した場合、位置センサを用いた方式が考慮される。
なお、Δθｄの推定方法の別案としては、実施例５として後述するが、この場合でも、極低速域では推定誤差の影響が免れない。

また、本来、ＰＭモータのベクトル制御は、位置センサをベースに行うのが本筋であるが、対象が例えば超高速回転(数万〜数十万ｒ／ｍｉｎ)のモータの場合には、センサの性能も問題になる。
例えばパルスジェネレータのようなセンサを用いた場合、高速になるほどパルス周波数が高くなるので、演算処理が難しくなる。また、数十万回転に対応可能なパルスジェネレータはほとんど市販品がなく、特別仕様として極めてコスト高になる。
このときホールＩＣのように、非接触で磁石磁束の有無を１、又は０で検出するセンサを用いた場合には安価なセンシングが可能であるが、この場合は位置情報が少なくなるので、信号間の補間をしなければならない。この補間は、正弦波駆動の場合、特に重要であり、この問題を解決しないと、正弦波駆動の意味がなくなってしまう。

そこで、以下に説明する実施例３は、これらの問題を解決した“位置センサ付き”の制御器を備えた電動機駆動制御装置に関するものである。
図９は、この実施例３におけるＰＭモータ５の制御器２Ｃを示したもので、これを図１の制御器２に代えて用いることにより、実施例３に係る電動機駆動制御装置を実現することができる。
図９において、２５は位置センサで、２６はΔθｄ計測器２６であり、その他のブロックと部品は、図１と図８における同じ番号のものと同一のものである。

従って、この制御器２Ｃは、基本的には図８の実施例２と同様に動作するが、このとき位置センサ２５が追加され、その上でΔθｄ演算器１２に代えてΔθｄ計測器２６が設けられている点で図８の実施例２の制御器２Ｂと大きく異なっている。
そして、まず、位置センサ２５は、ＰＭモータ５の回転子の位置角を検出し、位置角情報を出力する働きをし、次に、Δθｄ計測器２６は、位置センサ２５から入力される位置角情報に基づいて、軸誤差Δθｄを計測する働きをする。

ここで、位置センサ２５には、一回転１パルスの低分解能の位置センサが用いられ、図１０(a)、(b)のそれぞれの上側に示す波形(矩形波)の位置検出パルスを出力する。
この例では、位置検出パルスの立下り時が回転子位置の０度になり、パルスの立ち上がり時が回転子位置の１８０度に一致するようにセンサが取り付けられている。よって、位置検出パルスからの情報は、常にθｄ＝０度(これを位置情報θdl とする)か、θｄ＝１８０度(これを位置情報θd2 とする)の何れかである。
そして、制御器２Ｃの内部では、電気角周波数ωlc を積分器１６に入力して積分し、連続的な位相角θdc を作成している。

ところで、通常のベクトル制御では、位置検出パルスの立上り時点と立下り時点を基準にし、その間を補間して制御器内部位相θdc を作成するが、しかし、この方式では、位置検出パルスのデューティが乱れた場合などの対応が難しい。
そこで、この実施例３では、位置検出パルスを軸誤差Δθd の計測のためだけに使用するようになっている。
このため、図１０に示すように、位置検出パルスの立下りと立上りをトリガーにして、位相角θdc をサンプリングする。この結果、定常状態では、サンプリングされた位相角θdc は、検出トリガーの位相角に一致するが、過渡時においては差異が生じ、この差分が図１０(b)に示されているように、軸誤差Δθd を表わす。

従って、この場合、軸誤差Δθd の計測は、位置検出パルスをトリガーにサンプルした位相角θdc とトリガー発生時の位相角との差から簡単に求めることができる。
この結果、正弦波の補間などを気にすることなく、センサレス方式と全く同様の考え方で位相の制御が実現できる。
また、この場合、位置センサレスの場合の推定演算ではないため、低速域まで高精度な制御が実現可能である。

しかも、図９に示した制御器２Ｃは、軸誤差Δθd の作成方法が異なるだけであり、従って、実施例２と全く同じように動作し、その上、低速域を含めて高精度化されるため、より大きなインパクトドロップ負荷に対しても対応が可能になる。
なお、位置センサは一回転に付き１パルスのものにこだわる必要はなく、パルスの立上りと立下りにおいて、その時の回転子位置関係が掴めていれば、マルチパルスのものでも全く問題ない。

次に、図１１により、本発明による実施例４について説明する。
既に説明した実施例１と実施例２では、位置センサレスの場合のＰＭモータのドライブシステムに適用した場合について説明し、実施例３では、位置センサ付きの場合のＰＭモータのドライブシステムに適用した場合について説明した。
ここで位置センサレスの場合は、低速域における精度に多少課題が残るものであることが知られているが、一方で、高速域の場合、安定性はむしろセンサ付き以上となる場合が多い。
他方、センサ付きの場合、センサからの位置検出パルスの情報がベースとなるため、複雑な割り込みの管理が必要となる。また、時間当たりの位置情報量が、高速と低速では全く異なるため、ゲインの設定など、安定性の面で難しさがある。

そこで、以下に説明する実施例４における制御器２Ｄでは、図１１に示すように、図９の実施例３における制御器２ＣにΔθｄ推定器１２を追加し、更に切替スイッチ２７を追加し、これにより、低速域のときは切替スイッチ２７をＬ側に切り替えることにより、位置センサ２５の信号に基づいて軸誤差Δθd の計測を行い、高速域では、切替スイッチ２７をＨ側に切り替えて、この場合は推定値Δθdc に基づいて軸誤差Δθd の計測を行うようにしたものであり、その他の構成は、図９の実施例３と同じである。

この結果、実施例４によれば、切替スイッチ２７の切り替えにより、低速域のときにはセンサ付きのシステムとして動作し、高速域では、位置センサレスのシステムとして動作させることができるようになり、従って、この実施例４によれば、広い回転数範囲にわたって、常に最高レベルのＰＭモータドライブシステムが提供できるようになる。

次に、本発明の実施例５に係る電動機駆動制御装置について説明する。
以上の実施例１〜４では、軸誤差Δθd の導出方法として、センサレスによる推定方法と、位置センサによる計測方法があることについて説明した。
しかし、位置センサは超高速モータでは扱いが難しく、やはりセンサレス方式にし、センサレスにより駆動できる範囲をなるべく拡大するのが望ましく、従って、これを可能にした電動機駆動制御装置が以下に説明する実施例５である。
ここで、図１２は、本発明の実施例５におけるΔθｄ推定器１２Ｅを示したもので、このΔθｄ推定器１２Ｅを、図１の制御器２と図８の制御器２Ｂ、それに図１１の制御器２Ｄの何れかにおけるΔθｄ推定器１２として適用することにより実施例５が実現できるようになる。

図１２に示したΔθｄ推定器１２Ｅは、それぞれ２個の加減算器７と乗算器２８、ＰＭモータ５の巻線抵抗Ｒに相当する抵抗ゲインを与えるゲイン部２９、ＰＭモータ５のｑ軸インダクタンスＬｑに相当するインダクタンスゲインを与えるゲイン部３３、アークタンジェントを計算するアークタンジェント演算器３４を用い、これらを図示のように組み合わせて軸誤差Δθd を推定し演算している。
このときのΔθｄ推定器１２Ｅによる演算処理は、演算は、次の(数２)式で表わすことができる。

ここで、この実施例５による軸誤差演算の原理については、特許文献１に詳細な説明があるが、このときの(数２)式による演算は“拡張誘起電圧方式”と称されていて、モータパラメータと、モータへの印加電圧、検出電流を用いて軸誤差Δθd を直接的に演算しているものであり、この演算式によれば、±１８０度の範囲で回転数推定ができ、従って、この(数２)式による演算を用いることにより、過大負荷まで対応が可能になり、大きなメリットとなる。
このときの演算に使用される電気角周波数については、図示のように、指令値であるω1^*とω1c の何れかを採用すればよい。

次に、図１３と図１４により、本発明による第６の実施例について説明する。
上述の図１と図８、図９、それに図１１の各実施例においては、そのΔＩｄ演算器として、図５に記載のΔＩｄ演算器２０を使用しているが、このとき励磁電流指令の補正量ΔＩd の量が更に正確に調整できれば、より一層、高応答、且つ高安定なＰＭモータドライブシステムが実現できる。

まず、図１３は、ΔＩｄ演算器２０の別方式として構成したΔＩｄ演算器２０Ｆを示したもので、図示のように、Δθｄ推定器１２から出力される軸誤差Δθd の推定値Δθdc に対してノイズなどのカット処理を行うフィルタ２０３と、推定値Δθdc に対して上限と下限を設け、±９０度の範囲に納めるリミッタ２０４と、絶対値化する絶対値演算器２０１、サイン化するサイン演算器２０５、電流ゲインを与えるゲイン部２０２Ｆとで構成されている。

次に、図１４は、ΔＩｄ演算器２０の更に別方式として構成したΔＩｄ演算器２０Ｇを示したもので、ここではリミッタ２０４Ｇの下限設定が０度となっており、絶対値演算器が削除されている点で、図１３のΔＩｄ演算器２０Ｆと異なっているものである。
そして、本発明の実施例６は、これらΔＩｄ演算器２０Ｆと、ΔＩｄ演算器２０Ｇの何れかを、実施例１(図１)と実施例２(図８)、実施例３(図９)、それに実施例４(図１１)の何れかにおけるΔＩｄ演算器２０に代えて適用することにより実現できる。

次に、これら図１３のΔＩｄ演算器２０Ｆと図１４のΔＩｄ演算器２０Ｇの動作について説明する。
図４のベクトル図で示したように、軸誤差Δθd が小さい場合は、励磁電流指令の補正量ΔＩd も小さくてよいが、大きな場合には、補正量ΔＩd は、やはり多く流す必要がある。この場合、ＰＭモータ５の最大トルク時の電流をＩ０とすると、軸誤差Δθd が９０度のとき、ΔＩd ＝Ｉ０となるのが望ましい。
この関係で考えると、補正量ΔＩd は次の(数３)式に従って与えるのが理想であることが判る。

ΔＩd ＝Ｉ０・Ｓｉｎ(Δθdc)……(数３)
Δθdc ：軸誤差Δθd の推定値
しかし、この(数３)式は、Δθd ＝９０度のとき最大値になり、それ以上に軸誤差Δθd が大きくなると、反対に補正量ΔＩd の大きさが減少してしまう。そこで、軸誤差Δθd に対して、±９０度のリミッタ２０４を設けることにより軸誤差Δθd が９０度を越えた場合でも、最大のアシスト量で固定化できることができる。

また、このときの軸誤差Δθd の推定値Δθdc は電流検出値に基づいているので、ノイズ、オフセットなど、余分な成分が多く含まれている場合がある。そこで、フィルタ２０３が入力側に設けられているのである。
このとき、フィルタ２０３は、補正量ΔＩd の変化率を抑制する作用もある。
従って、補正量ΔＩd の動き自体が敏感過ぎるような場合には、このフィルタ２０３の時定数を変えることで調整可能になるというメリットがある。

同様に、図１４に示すΔＩｄ演算器２０Ｇも全く同じような動作をする。但し、ここではリミッタ２０４Ｇの下限値が０度に設定されているが、ここで推定値Δθdc が負になるのは制御軸よりもモータの回転子位置が進んだ状態のときであり、回転数がオーバーシュートしているものと考えてよく、この状態では、特に脱調などの不具合が起きることは少ないので、補正量ΔＩd による補償は不要なケースであることが多い。よって、リミッタ２０４Ｇの上限９０度、下限０度としても、システム的な問題は少ない。
更に、この実施例の場合は、絶対値演算処理が不要にできるので、構成の簡略化が可能となるメリットもある。

従って、これら図１３と図１４の実施例によれば、補正量ΔＩd が更に正確に算出できるようになるので、より一層、正確にトルク補償が可能になり、インパクトドロップに対して、さらに良好な特性を実現することができる。

ここで、本発明による電動機駆動制御装置は、既に説明したように、例えばＰＭモータに対してインパクトドロップ負荷を発生させる装置に適用されるが、その一例に、図１５に示すプリント基板用の穿孔機３５があり、これに、例えば図１に示す電動機駆動制御装置を適用した場合、この穿孔機３５には、制御器２とインバータ３及び電源４並びに電流検出器６を備えたコントローラが設けられ、これにＰＭモータ５が接続されるように構成されることになる。
そして、このコントローラに、速度指令発生器１からスピンドルの速度指令、加減速指令などが設定され、この結果、ＰＭモータ５が制御される。

ＰＭモータ５にはドリル部分３６が取り付けられている。
そこで、ＰＭモータ５を速度指令発生器１から設定された速度で回転させると、ドリル歯３７が回転し、基板に孔開け加工することができる。
このときのドリル歯３７の太さは数１０μｍから数ｍｍまであり、それに応じて必要な回転数や負荷特性が大幅に変化するが、ここで、本発明に係る実施例を適用し、ＰＭモータ５を制御すれば、回転数変動が少なく、且つ、無駄の電流が少ない高効率なプリント基板穿孔機が提供できるようになる。

そして、このことは、他の切削機械に適用した場合でも同じであり、従って、本発明によれば、過大なインパクトドロップ負荷外乱に対するロバスト性(耐性)が向上し、脱調停止や回転数の大幅な低下を回避することができ、しかも負荷変動時以外の定常状態で余分な励磁電流が流れることがない。この結果、ＰＭモータの高効率という長所と相俟って充分に高効率が維持できるという本発明の効果を充分に享受することができる。
なお、以上の実施例は、ＰＭモータの相電流を検出するために、電流検出器６を用いているが、インバータ３の直流母線電流ＩＤＣを検出し、その検出値からモータの相電流を再現して制御を行ってもよいことは、いうまでもない。

１ 回転速度指令発生器
２ 制御器
３ インバータ
３１ インバータ主回路部
３２ ゲート・ドライバ
４ 直流電源
４１ 交流電源
４２ ダイオード整流器
４３ 平滑コンデンサ
５ ＰＭモータ(永久磁石同期電動機)
６ 電流検出器
７ 加減算器
８ 速度制御器(ＡＳＲ)
９ Ｉｑ電流制御器(ＩｑＡＣＲ)
１０ Ｉｄ電流制御器(ＩｄＡＣＲ)
１１ Ｉｄ^*発生器
１２ Δθｄ推定器
１３ Δθｄ指令設定器
１４ ＰＬＬ制御器
１５ 電気角・機械角変換ゲイン部
１６ 積分器
１７ ｄｑ座標変換器
１８ ｄｑ逆変換器
１９ ＰＷＭ信号発生器
２０ ΔＩｄ演算器
２２ 電圧指令演算器
２３ Ｉｑ^*発生器
２４ 機械角・電気角変換ゲイン部

Claims (5)

1. 同期電動機をインバータによりベクトル制御する方式の電動機駆動制御装置において、
   前記同期電動機の回転子位相角と前記ベクトル制御のための制御系内に設定してある位相角との偏差を検出する位相角偏差検出手段と、前記偏差の大きさに応じて前記同期電動機の励磁電流成分に対する補正量を算出する補正量算出手段と、前記補正量を前記ベクトル制御のための励磁電流指令に加算する手段とを設け、
   前記偏差が増大したとき、前記ベクトル制御における励磁電流成分の増加により前記同期電動機のトルクが過渡的に増大されるように構成したことを特徴とする電動機駆動制御装置。
2. 請求項１に記載の電動機駆動制御装置において、
   前記位相角偏差検出手段は、前記同期電動機に対するトルク電流指令と前記同期電動機のトルク電流検出値の偏差に基づいて位相角の偏差を算出することを特徴とする電動機駆動制御装置。
3. 請求項１に記載の電動機駆動制御装置において、
   前記位相角偏差検出手段は、前記同期電動機に対するトルク電流指令と前記同期電動機のトルク電流検出値及び前記同期電動機の定数である抵抗値とインダクタンス値に基づいて位相角の偏差を算出することを特徴とする電動機駆動制御装置。
4. 請求項１に記載の電動機駆動制御装置において、
   前記位相角偏差検出手段は、位置センサにより検出した前記同期電動機の回転子の位置に基づいて位相角の偏差を算出することを特徴とする電動機駆動制御装置。
5. 請求項１に記載の電動機駆動制御装置において、
   前記位相角偏差検出手段が、前記同期電動機に対するトルク電流指令と前記同期電動機のトルク電流検出値の偏差に基づいて位相角の偏差を算出する第１の手段と、位置センサにより検出した前記同期電動機の回転子の位置に基づいて位相角の偏差を算出する第２の手段を備え、
   前記同期電動機が低速のときには、前記第１の手段により検出した位相角の偏差を出力し、
   前記同期電動機が高速のときには、前記第２の手段により検出した位相角の偏差を出力することを特徴とする電動機駆動制御装置。

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